WO2018037937A1

WO2018037937A1 - 定在波レーダーによる位置検知装置

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Publication number: WO2018037937A1
Application number: PCT/JP2017/029107
Authority: WO
Inventors: 光正齋藤; 真輝齋藤; 純輝齋藤
Original assignee: 株式会社Ｃｑ－Ｓネット
Priority date: 2016-08-24
Filing date: 2017-08-10
Publication date: 2018-03-01
Also published as: JP2018031640A; JP6187995B1

Abstract

空間内の少なくとも２箇所に送信波の送信方向を水平に向け、相互に交差させて、定在波レーダーによる距離検知部の定在波検知部（センサ１０１，１０２）を設ける。そして，各距離検知部の距離検知結果が交差する位置として、測定対象の２次元的平面位置を求める。これにより、屋内のように狭い空間内であっても、測定対象の距離を測定できると共に、ビームの走査機構を設けることなく、測定対象の平面的位置を検知することができる。更に、測定対象が近接して複数存在する場合も、各測定対象の位置を検知することができる。

Description

定在波レーダーによる位置検知装置

　本発明は、屋内のように狭い空間内であっても、測定対象の距離を測定できると共に、測定対象の平面的位置を検知することができる定在波レーダーによる位置検知装置に関する。

　従来、マイクロ波のパルス信号を使用し、電波を送信してから受信するまでの時間を基に、反射面までの距離を求める距離測定方法がある（特許文献１）。

　一方、本願出願人は、人体（測定対象者）からの反射波を基に、この人体までの距離スペクトルを求め、この距離スペクトルから測定対象者との間の距離成分を抽出して、距離を測定するとともに、位相の変化分を演算し、前記位相の変化分から測定対象者の身体状態並びに呼吸数及び脈拍を含む生理状態を判定する定在波レーダーによる人体異常検知装置を提案した（特許文献２）。この場合、変動する測定対象者を除いた静止物体のみ存在する場合を初期状態として、変動する測定対象者が加わった状態から前記初期状態を差し引きする差分検出により、前記特定対象者の距離スペクトルの振幅成分から被測定物の距離を計測し、また、前記距離スペクトルの位相成分から測定対象者の微小変位（呼吸数及び脈拍等）を検出している。

　更に、特許文献３には、測定範囲に対してレーザ光を二次元的に走査し、このレーザ光の走査により得られる前記測定範囲内における多数の計測点距離情報に基づいて、測定範囲の三次元情報を取得する検出部と、この検出部で取得した三次元情報に基づいて、測定範囲内に存在する被計測物体を検出する判定部を備えたレーザレーダが開示されている。

特許第４０９９６５９号公報特許第５３７７６８９号公報特開２０１０－１９７３４１号公報

　しかしながら、特許文献１の方法は、電波を送信してから受信するまでの時間により距離を演算しているので、マイクロ波の測度を考慮すると、道路の上方の高い位置（例えば、１０ｍ以上）に電波センサを設置しないと、反射波を受信することができない。このため、この方法では、室内のように、空間的余裕がない場合に、その室内の人の位置を検出することができない。結局、この方法では、屋外のように、高い位置に電波センサを設置できる空間的余裕が必要になり、部屋の中のように、数ｍ程度の近距離の位置にいる人間との間の距離を検出することは困難であった。

　また、特許文献２に記載の従来技術においては、室内の天井にセンサを設置し、その下方に位置する人（測定対象者）との間の距離並びにその人の呼吸数及び脈拍等の生体情報を検知する。しかし、特許文献２に記載のセンサは、室内のような狭い空間であっても、センサと測定対象者との間の距離を検出できるものの、測定対象者が、部屋のどこ（平面的位置）にいるのかを検出することはできない。

　更に、特許文献３に記載の従来技術においては、測定範囲に対してレーザ光を二次元的に走査することにより、測定範囲内に存在する被計測物体を検出している。このため、レーザ光をスキャンさせる機構が必要になるが、モータ等の駆動機構は、耐用期間に制約があり、また、正確な角度の制御精度が必要になり、装置コストが高くなるという問題点がある。

　一般的に、レーダーで位置を検出する場合、そのビームを鋭く絞り、更に、ビームを走査することにより、測定対象物から反射される波形の時間差を検出して、方向と距離を計測する。更に、上下方向にビームを走査することにより、測定対象物の高さ方向の位置を検出する。しかしながら、前述の如く、ビームを走査する機構を設置することは、駆動機構を設けるための高コスト化と、正確な角度情報を得るための高コスト化とが問題となる。

　本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、屋内のように狭い空間内であっても、測定対象の距離を測定できると共に、ビームの走査機構を設けることなく、測定対象の平面的位置を検知することができ、更に、測定対象が近接して複数存在する場合も、各測定対象の位置を検知することができる定在波レーダーによる位置検知装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る定在波レーダーによる位置検知装置は、
複数個の距離検知部と、
前記距離検知部の検知結果から、測定対象の平面的位置を検知する位置検知部と、
を有し、
前記各距離検知部は、
周波数掃引されたレーダー波を放射状に送信し、外部の測定対象にて反射した反射波を送信波長に基づく一定距離だけ離隔した２点にて検出し、送信波及び受信波から合成される定在波を検知する定在波検知部と、
前記定在波検知部が検知した合成波の周波数の強度分布から、その直流成分を除去し、フーリエ変換して、距離スペクトルを求める距離スペクトル演算部と、
前記距離スペクトルから、基準時の距離スペクトルを減算して、距離スペクトルの差分を演算し、この差分距離スペクトルを経時的に求める差分検出部と、
前記差分距離スペクトルの距離成分により測定対象までの距離を求める距離演算部と、
を有し、
前記各距離検知部の前記レーダー波の送信方向の中心線が各距離検知部で相互に交差するように前記定在波検知部が配置され、
前記位置検知部は、各距離演算部の演算結果から、前記測定対象の平面的位置を特定することを特徴とする。

　また、前記レーダー波の送信方向の中心線は、２本の水平線と１本の垂直線とを有し、前記位置検知部は、前記測定対象の平面的位置の他に、垂直方向の位置を特定するように構成することができる。

　これらの定在波レーダーによる状態検知装置において、
前記距離演算部は、更に、前記距離スペクトルの位相の変化分から測定対象の微小変位を求めることができる。

　また、
前記差分検出部の前記差分距離スペクトルからその複数のピーク位置に対応する中心周波数をもつ複数の信号を抽出して、前記距離演算部に差分距離スペクトルとして出力する帯域通過フィルタを設けることもできる。

　そして、
少なくとも一部に透光性のカバーを備えたケースと、
このケース内に格納され、前記カバーを介して照明光を外部に照射する発光体としてのＬＥＤ光源と、
を有するＬＥＤ照明器具内に、
前記定在波検知部、前記距離スペクトル演算部、前記差分検出部、前記距離演算部及び前記判定部が、前記ケース内に格納されて、内蔵されるように構成することもできる。

　本発明によれば、レーダー波のビームを走査することなく、屋内のように狭い空間内であっても、測定対象の距離を測定でき、また、測定対象の平面的位置を検知することができる。しかも、測定対象が近接して複数存在する場合も、各測定対象の位置を検知することができる。

本発明の第１実施形態の定在波レーダーによる状態検知装置を示す図である。本発明の第２実施形態の定在波レーダーによる状態検知装置を示す図である。定在波レーダーの基本構成を示す図である。送信波の波長を示す図である。合成波のパワーを示す図である。フーリエ変換後の図である。合成波のパワーを示す図である。複数個のターゲットに対する定在波レーダーの基本構成を示す図である。目的の成分ｐａ（ｆｄ、０）を示すスペクトル図である。差分検知部の構成を示す波形図である。ターゲットが２個の場合の距離スペクトルを示す図である。合成波のスペクトルの真数部分と虚数部分を示す図である。本発明のセンサが内蔵されたＬＥＤ照明器具の外観図及び構造を示す縦断面図である。本発明の実施形態を示す部屋の平面図と、Ｘ方向の距離スペクトルのピーク位置を示す図である。同じく本発明の実施形態を示す部屋の平面図と、Ｙ方向の距離スペクトルのピーク位置を示す図である。同じく本発明の実施形態を示す部屋の平面図と、Ｘ方向及びＹ方向の距離スペクトルのピーク位置を示す図である。アンテナを２個有するセンサの放射領域を示す図である。アンテナを１６個有するセンサの放射領域を示す図と、アンテナを１８×１８個有するセンサを示す図である。アンテナを４×２個有するセンサの放射領域を示す図である。検出データの補間処理を説明する図である。天井に第３のセンサ１０３を設置して、測定対象の３次元的位置を検知する実施形態の図である。

　以下、本発明の実施の形態について、添付の図面を参照して具体的に説明する。図１は、本実施形態の定在波レーダーによる水分検出装置のブロック図である。定在波検知部２は、定在波レーダーモジュールとして構成され、この定在波レーダーモジュールには、２４ＧＨｚ高周波送受信部４が設けられている。この２４ＧＨｚ高周波送受信部４は、２４ＧＨｚ帯ＶＣＯ（電圧制御発振器）と平面アンテナ３とが一体化されたモジュールである。そして、この送受信部４は、ＶＣＯにより平面アンテナ３から電波１を発信し、測定対象としての被反射体からの反射波がアンテナ３に検出される。送受信部４には２個の検波器５ａ、５ｂが内蔵されており、検波器５ａ、５ｂは送信波及び受信波を検波する。

　アンテナ３から電波１を送信すると、反射物体がある場合は、アンテナ３に反射波が戻ってきて、周波数が同じで進行方向が異なる波が重なり、合成波である定在波が発生する。ＶＣＯとアンテナ３とを接続する線路上及びアンテナ給電部には、送信信号（進行波）と受信信号（反射波）が混在し、それらの合成で定在波が発生する。この場合に、ＶＣＯに供給するスイープ電圧を、少なくとも発信電波が被反射体に反射して戻ってくるまでの時間は一定に保持する必要があるため、前記スイープ電圧は、ステップ状に変化させる必要がある。そして、ＶＣＯを制御して周波数を順次切り替えることにより、複数の周波数に対する混合波の信号レベルが検波器５ａ、５ｂにより検出される。検波器５ａ、５ｂでは、送信波の電力と、反射波の電力と、定在波によって生じた成分とが検出される。得られた検波信号は、オペアンプ６ａ、６ｂで４００ｋＨｚ以下の必要な帯域が増幅されて、信号処理部８に入力される。

　レーダー制御モジュール基板として構成された信号処理部８は、変調信号生成部１０にてＦＭ変調された周波数制御電圧を生成する。この周波数制御電圧はＤＡ変換部９にてアナログ信号に変換され、更に、この周波数制御信号がオペアンプ７を介して増幅された後、２４ＧＨｚ高周波モジュール４のＶＣＯの制御入力に入力される。この周波数制御信号により、ＶＣＯは発信電波の周波数をスイープさせる。

　信号処理部８においては、オペアンプ６ａ、６ｂで増幅された検波信号がＡＤ変換部１１に入力された後、距離スペクトル演算部１２に入力される。この距離スペクトル演算部１２は、定在波検知部２が検知した合成波の周波数の強度分布から、その直流成分を除去し、フーリエ変換して、距離スペクトルを求める。この距離スペクトルは、差分検出部１３に入力される。差分検出部１３は、前記距離スペクトルから、基準時の距離スペクトルを減算して、距離スペクトルの差分を演算し、この差分距離スペクトルを経時的に求める。この差分距離スペクトルは、距離演算部１４に入力される。そして、距離演算部１４は、前記差分距離スペクトルの距離成分により測定対象までの距離を求める。そして、判定部１５は、差分距離スペクトルの振幅が、測定対象の誘電率の変化に基づいて変化する経緯を監視し、その振幅の変化に基づいて、測定対象における水分の変化を判定する。

　信号処理部８においては、検波信号が、ＡＤ変換部１１によりデジタル信号に変換された後、距離スペクトル演算部１２に入力される。距離スペクトル演算部１２においては、入力される信号は周期関数で、その周期は被反射体からの距離に逆比例しているので、これをフーリエ変換することにより、周期の逆数である周波数を求めることによって、この周波数から被反射体までの距離を求めることができる。また、得られた波形の位相を基に、被反射体の微小変位情報を検出することができる。例えば、２４ＧＨｚの場合は、微小変位は光速を４πｆで除算した値となり、約±３．１２５ｍｍの範囲の変位を検出することができる。このように、検波器５ａ、５ｂから検出された信号を信号処理することにより、被反射体からの距離、被反射体の速度及び変位を演算し、その経時変化を計測することにより、被反射体の状態を検出することができる。

　判定部１５では、測定対象の水分の変化を検知し、その判定結果は、有線又は無線で、外部の警報装置に出力して警報信号を発し、又は外部の表示装置に出力して、この表示装置に表示させる。

　次に、信号処理部８の構成について更に詳細に説明する。定在波は、図３に示すように，信号源であるＶＣＯから生成した送信波ＶＴと、各ターゲットからの反射波ＶＲ１，ＶＲ２，ＶＲ３、・・・ＶＲｎとの干渉によって生じる。定在波レーダーは、この定在波を利用することによって、測定対象の水分の量を検知すると共に、各測定対象までの距離ｄ１，ｄ２，ｄ３・・・ｄｎを測定する。

　送信波（進行波）は、信号源の振幅をＡ、周波数をｆ（ｔ）、光速をｃ（３×１０^８ｍ／ｓ）とすると、下記数式１で表される。但し、周波数ｆ（ｔ）は、図４に示すように、ｆ０とｆｄで表される。

　ｋ番目のターゲットの距離をｄｋ、ｘ軸上の任意の点における送信波に対する反射波の大きさの比をγｋ（反射係数の大きさ）、位相差をφｋ（反射係数の位相）とすれば、そのターゲットからの反射波は下記数式２にて表すことができる。

　アンテナから検出される検波出力は、合成波になるので、振幅Ｖｃは下記数式３で表され、パワーは振幅の２乗であるので、合成波のパワーは、下記数式４で表される。

　送信波の大きさは、反射波の大きさより桁違いに大きいので、γｋは１より極めて小さい。そこで、数式４に数式１及び数式２を代入して近似値をとると、下記数式５が得られる。

　この数式５において、｛｝内の第１項は、送信波のパワーを示し、第２項は、反射波のパワーを示し、第３項は、定在波によるパワーの変化分を示す。従来のレーダーは、第２項の反射波を受信して、信号処理を行うが、本発明においては、第３項の信号を信号処理する。このため、第１項目と第２項目を削除するため、合成波パワーｐ（ｆｄ、ｘｓ）をｆｄで微分して、この第１項目及び第２項目を除去する。

　ここで、ターゲット（被反射体）の数が１であるとすると、ｎ＝１を数式５に代入して、下記数式６が得られる。この数式６をグラフ化すると、図５のようになる。即ち、合成波のパワーは、固定値１＋γ^２と、周期関数との和となる。この図５において、周期関数の周波数（周期の逆数）はｃ／２ｄとなり、距離ｄの成分が入る。このため、周期から周波数を求めれば、距離ｄが求まることになる。数式６から、直流成分１＋γ^２を除去して、フーリエ変換すると、図６に示すように、距離スペクトルＰ（ｘ）が求まる。

　先ず、下記数式７に示すフーリエ変換公式に対し、変数の置き換えをし、更に、観測位置を原点として、フーリエ変換すると、下記数式８に示す距離スペクトルが得られる。但し、Ｓａ（ｚ）＝sin（ｚ）／ｚとする。なお、数式８では、直流分がカットされていない。周期のある関数をフーリエ展開すると、その関数に含まれる直流成分と、振動成分（sin、cos）に分解されてしまう。距離スペクトルは、その公式上、下記数式８のように表示される。

　なお、数式８のA²ｆ_ｗ（１＋Σγ_ｋ ^２）Sa（２πｆ_ｗ／ｃ）ｘ）は、直流成分であるが、この直流成分は、実際の回路において、コンデンサにより除去される。

　この数式８の最後の式で表される距離スペクトルＰ（ｘ）をグラフ図でみると、図７に示すようになる。そして、数式８の｛｝内の第１項目の直流分を除去し、第３項目をcos成分を複素正弦波（解析信号）に変換して除去し、定在波成分である第２項目の成分を抽出することができる。しかし、図７に破線にて示すように、数式８の｛｝内の第２項目の成分には、虚数側の信号が漏れ込んでしまう。つまり、この部分の定在波成分には、虚数側の信号が漏れ込んだ値になってしまう。

　このような問題点を解消するためには、例えば、図８に示すように、送信波とその反射波を合成した信号を検出する際に、送信波の波長をλとして、λ／８だけ離隔した２点にて、信号レベルを検出するように構成することができる。つまり、レーダーの進行方向をｘ軸にとった場合に、被反射体であるｎ個（ｎは自然数、図示は２個のみ）のターゲットからの反射波をアンテナが受信し、これを送信波と共に、ｘ軸方向にλ／８だけ離隔した２個のパワーディテクタで検出し、これを信号処理する。このとき、この２個のディテクタが検出したパワーレベルをｐ（ｆ_ｄ，ｘ_１）、ｐ（ｆ_ｄ，ｘ_２）とすると、ｘ_１＝０の位置に置かれたディテクタの出力は、検出パワーを示す数式５に、ｘ_１＝ｘ_ｓ＝０を代入して、下記数式９に示すｐ（ｆ_ｄ、０）として求まり、ｘ_１＝－λ／８の位置に置かれたディテクタの出力は、検出パワーを示す数式５に、ｘ_２＝ｘ_ｓ＝－λ／８を代入して、下記数式９に示すｐ（ｆ_ｄ、－λ／８）として求まる。この数式９に示すように、λ／８だけ離隔した2点で定在波を検出することにより、各位置（０，－λ／８）に置かれたディテクタの出力の定在波成分に、cosとsinの直交成分が得られ、これにより、虚像信号を消去することができ、虚像側から漏れ込む信号の影響を解消することができる。即ち、cosとsinの直交成分（Ｘ軸成分とＹ軸成分）から合成されるベクトルが求める解析信号である。通常、虚軸側の信号は測定できないのであるが、－λ／８の位置に、虚軸側の信号が計測できることになり、ベクトル合成信号を形成できる。このベクトルの回転速度が周波数になるので、本実施形態では、この周波数と位相を解析することになる。なお、

　この数式９におけるｘ_ｓ＝０の位置のディテクタの出力のうちの定在波成分をａ、ｘ_ｓ＝－λ／８の位置のディテクタの出力のうちの定在波成分をｂとすると、ａ、ｂは下記数式１０にて表される。そして、数式８の３項からなる最後の式を下記数式１１に基づいて置き換えをすると、下記数式１２及び数式１３が得られる。即ち、数式１０が求めるＸ軸、Ｙ軸（実信号、虚軸信号）を実信号に変換された形に置き換えることが可能になる。数式１３は、まさに、時間方向の信号と、回転軸での信号を表現しているが、結局、この数式１３により、回転する解析信号を計算できることがわかる。

　数式１２の右辺のＰ_ＤＣは直流成分であり、ｍ（ｆ_ｄ）cos（θ（ｆ_ｄ）－４π（ｆ_０＋ｆ_ｄ）／ｃ・ｘ_ｓ）は周期的に変化する定在波成分である。この定在波成分は、前述のごとく、ｘ_ｓ＝０の位置の成分ａと、ｘ_ｓ＝－λ／８の位置の成分ｂとの合成成分ａ＋ｊｂは、sinとcosとの直交成分となり、ａとｂとから解析信号を合成することにより、不要の信号（図７に示す虚数側から漏れ込んだ信号）による影響が除去される。よって、この値（数式１３の信号）を解析することにより、図９に示す目的の成分ｐ_ａ（ｆ_ｄ，０）が得られる。

　而して、数式１３の解析信号において、反射係数γｋの大きさに依存して、検出される信号強度が変化する。換言すれば、解析信号の信号強度の時間的推移を測定すれば、強度の変化が生じた場合に、その要因の一つとして、反射係数γｋの変化があったことを挙げることができる。即ち、周波数分布の各周波数のγｋ（反射係数の大きさ）が変化することで生じる信号強度の変化が、測定対象の状態の変化を示している。

　誘電率が異なる２物質の境界面での反射係数γは、その誘電率を、ε１、ε２とすると、下記数式１４にて表される。

　このように、境界面での反射強度は、境界面を形成している各媒体が有する固有の比誘電率の差によって決定され、反射波形の極性も比誘電率の大小関係により決まる。よって、電波の反射強度は、反射係数γの大きさにより異なり、反射係数γは、誘電率により異なるため、反射面の物質の変化により、反射強度が変化する。例えば、水は誘電率が高く、電波の反射強度が大であるため、皮膚からの反射との識別が可能であり、また反射強度の変化により水膜の形成状況が分かるため、薄く濡れた状態と厚い水膜が形成された状態の区別が可能である。

　誘電率（比誘電率）は、例えば、水が４．２、絹が１．３～２、空気が１．００、塩が３．０～１５．０、水が８０、木綿が３～７．５、雪が３．３、ガラスが３．７～１０．０である。水は誘電率が高く、電波の反射強度が大であるため、水分を含むアスファルト又はコンクリートと、乾燥状態のアスファルト又はコンクリートとの判別が可能であり、また反射強度の変化により水膜の形成状況が判別できるため、薄く濡れた状態と厚い水膜が形成された状態の区別が可能である。従って、道路上の雨の観測の場合には、その反射強度の変化を監視することにより、路面状態について、「乾燥」、「湿潤」、「冠水」のいずれであるかを判定することが可能である。そして、計測箇所が濡れ始めた状態（浸水前、雨の降り始め）で、リセットして、その後監視記録することが可能であり、しかも濡れはじめの状態で零点調整（オフセット調整）を自動的に行えば、定期的な調整の必要がなくなる。

　なお、電波センサは微弱電波を使用しているため、無線局の申請は不要である。また、定在波レーダーの場合は、衣服及び布団を通して、衣服に包まれた人体にて直接反射するので、人体の表面の湿潤の状況を、布団がかけられていても、人体の湿潤の状況を検知することができる。

　上述のごとく、距離スペクトル演算部１２が求めた距離スペクトルの振幅の強度の変化により、測定対象の湿潤の状況の変化を検知することができるが、この距離スペクトルには、水分変化がない物体からの反射波に起因する定在波の距離スペクトルが含まれている。そこで、差分検出部１３は、測定された距離スペクトルから、基準時の距離スペクトルを削除して、差分距離スペクトルを演算する。図１０（ａ）は、距離スペクトル演算部１２が求めた距離スペクトルＰ（ｘ）を示す。この測定結果には、水分を含む測定対象は存在せず、環境からの反射波に起因するものが求められている。そこで、特定の基準時に得られた距離スペクトルをＰ_０（ｘ）として、以後の各サンプリング時点に得られた距離スペクトルＰ（ｘ）から、基準時の距離スペクトルＰ_０（ｘ）を減算する。即ち、各サンプリング時点で得られた距離スペクトルＰ（ｘ）に対し、図１０（ｂ）に示す－Ｐ_０（ｘ）を加算する。このため、差分検出部１３からは、測定対象がない場合は、図１０（ｃ）に示すように、０信号が得られる。そこで、あるサンプリング時点で、測定対象が含まれた場合には、図１０（ｄ）に示すように、その測定対象の距離スペクトルの振幅が現れる。このサンプリング時点の距離スペクトルに対しても、図１０（ｂ）の基準スペクトル－Ｐ_０（ｘ）を加算すると、図１０（ｅ）に示すように、Ｐ（ｘ）－Ｐ_０（ｘ）の距離スペクトルが得られ、この距離スペクトルには、測定対象に起因するピーク強度の振幅のみが現れる。このようにして、差分検出部１３にて、距離スペクトルの差分をとることにより、測定対象の環境からの反射の影響を低減して、測定対象の存在に起因する距離スペクトルの振幅の強度を求めることができる。

　なお、測定対象が２個の場合の距離スペクトルは、図１１に示すように、ｘ_ｓ＝０のパワーｐ（ｆ_ｄ、０）とｘ_ｓ＝－λ／８のパワーｐ（ｆ_ｄ，－λ／８）との合成波から直流分を除去して、フーリエ変換することにより、距離に対応する周波数が得られ、距離ｄ_１，ｄ_２が求まる。

　図１２は合成波の真数のスペクトルと、虚数のスペクトルを示す図である。電波の速度ｃは、約３０万ｋｍ／秒である。発信波の周波数のスイープを、７５ＭＨｚ幅（ｆｗ）で行った場合、この７５ＭＨｚの波長は、ｃ／ｆｗ＝４ｍである。しかし、波形を標本化するためのスイープは、往復で４ｍのため、行きはその半分の２ｍとなる。この２ｍを１周期と呼ぶ。そこで、スイープ幅７５ＭＨｚで２０ｍを計測した場合、１０周期を計測することになる。スイープ時間が２５６μｓであるとすると、観測する波形の周波数は、１０／２５６μｓ＝３９ｋＨｚとなる。同様に、２００ｍを計測した場合、１００周期であるので、１００／２５６μｓ＝３９０ｋＨｚとなる。そして、図１２に示す検出されたスペクトルの周波数のレベルは反射の強さを示し、周波数は距離に置き換えられる。よって、図１１に示すように、フーリエ変換して３９ｋＨｚのところにピークが現れると、それは、距離ｄ_１＝１０ｍの位置からの反射波であることがわかり、３９０ｋＨｚのところにピークが現れると、それは、距離ｄ_２＝１００ｍの位置からの反射波であることがわかる。このようにして、ディテクタの合成波の検出パワーｐａ（ｆｄ）を微分して直流成分を除去し、フーリエ変換すると、測定対象までの距離を求めることができる。

　スイープ幅が２００ＭＨｚの場合、１周期が０．７５ｍになるので、１０ｍの計測は１０／０．７５＝１３．３周期を観測することになり、スイープ時間が２５６μｓである場合は、１３．３／２５６＝５１．９ｋＨｚとなる。つまり、スイープ幅が２００ＭＨｚの場合は、５１．９ｋＨｚにピークが現れた場合に、被反射体までの距離が１０ｍと観測される。従って、スイープ幅を調整し、スイープ時間を調整することにより、検波出力の周波数を調整することができ、電波法の規制により帯域幅が制限されているので、一般的には、スイープ時間を可変とすることにより、被反射体までの距離を測定する。

　次に、微小変位計測について説明する。数式８において、位相に着目すると、ｋ番目のターゲットに対する位相Ψｋは、下記数式１５の第１式のsinの角度として求まり、φ_ｋは初期位相であるから変化分では消えるので、距離ｄ_ｋの変化分をΔｄ_ｋ、位相の変化分をΔΨ_ｋとすると、数式１４の第２式が得られ、これを変形して、下記数式１６が得られる。

　この数式１６から、距離ｄの微小変位が求まる。周波数が２４ＧＨｚの場合は、±３．１２５ｍｍの変位を検知することが可能となる。

　以上のように、被反射体からの反射波を送信波に合成した定在波の分析により、被反射体の距離及び微小変位を計測することができる。この計測結果を経時的に把握すれば、被反射体の距離、速度及び変位を計測することができ、結局、被反射体の動きを計測できる。従来のレーダーであると、１～２ｍ以下は距離の測定が困難であったのに対し、本発明により、０ｍに近い至近距離から、２００ｍの遠距離迄、距離の測定が可能である。また、本発明の場合は、微小変位の検知が可能であり、相対変位分解能は０．０１ｍｍにも及ぶ。しかも、定在波レーダーの場合は、衣服及びカーテン等を通して、測定対象の水分を検知することができ、測定対象との間の距離の微小な変動を検知することができる。

　なお、前述の如く、本発明は、数式１３で示す距離スペクトルのピーク強度が、反射係数γｋの大きさに依存して変化し、測定対象にて水分が増大すると、水分の誘電率εが高いため、数式１４で示す反射係数γｋが上昇し、距離スペクトルのピーク強度が上昇することにより、水分を検知することを測定原理とする。このように、ピーク強度を見ているので、測定対象が複数ある場合でも、水分の検知は容易である。しかし、この測定対象が多数となり、しかも、各測定対象の相互間の間隔が短いと、例えば、図１１に示す複数個（図示例は２個）の距離スペクトルが相互に重なりあい、各距離スペクトルを分離できなくなる可能性がある。この場合、各測定対象について、上述の微小変位の測定に必要な位相差を求めることができなくなる。このような場合は、２個の距離スペクトルに対し、帯域通過フィルタをかけて、分離することができる。

　図２は、この場合の実施形態を示すブロック図である。差分検出部１３から出力された差分距離スペクトルは、この帯域通過フィルタ１６に入力される。この帯域通過フィルタ１６は、差分検出部１３の差分距離スペクトルからその複数のピーク位置に対応する中心周波数の中間の周波数にて最小ゲインとなる信号を出力するノッチ型の帯域通過フィルタである。この帯域通過フィルタ１６から出力された差分距離スペクトルは、ピーク位置間で分離された複数個の差分距離スペクトルとなる。これら各差分距離スペクトルは、距離演算部１４に入力され、位相差から、微小変位を求めることが可能となる。

　上述の如く構成されたセンサは、ＬＥＤ照明器具内に内蔵することができる。図１３は、定在波レーダー内蔵型のＬＥＤ照明器具の外観図及び内部分解図である。ＬＥＤ照明器具のケースは、既存のソケットに装着可能な口金２１と、ＡＢＳ等の樹脂素材又はアルミニウム材等で形成され、放熱機能をもつケース本体２２と、透明若しくは半透明のＡＢＳ若しくはポリカーボネート等の透光性樹脂素材又はガラス等からなる透光性カバー２３とから構成されている。透光性カバー２３は、光を拡散させ、又は光ビームを絞り込むレンズ形状を有する。ＬＥＤ照明器具としては、多数のものが存在するが、本発明は、いずれのＬＥＤ照明器具にも適用することができる。ＬＥＤ照明器具は、口金２１と、ケース本体２２と、カバー２３とから構成されたケースの内部に、表面実装型ＬＥＤ２６と、定在波レーダーモジュール２８（定在波検知部２）と、ＬＥＤ制御ユニット３０とが格納されている。口金２１の下半部はソケットにねじ込まれる部分であり、導電性の材料で形成されており、この口金２１の上半部は、絶縁性の支持体となっている。そして、口金２１の絶縁性支持体の上端部には、その内周縁部に周方向に沿って延びるねじ部２１ａが設けられており、ケース本体２２の下端部にも、その外周縁部に周方向に沿って延びるねじ部２２ａが設けられていて、ねじ部２１ａをねじ部２２ａに螺合させることにより、口金２１とケース本体２２とが連結されるようになっている。また、ケース本体２２の上端部にねじ部２２ｂが形成され、カバー２３の下端部にねじ部２３ａが形成されていて、ねじ部２３ａをねじ部２２ｂに螺合させることにより、カバー２３とケース本体２２とが連結されるようになっている。

　ケース本体２２内には、絶縁性の基板固定用ガイドフレーム３２が設置されており、このガイドフレーム３２に、ＬＥＤ制御ユニット３０の基板３１が固定されている。この基板３１はその面を上下方向にして、即ち、その面を照明器具の中心軸に平行にして、ガイドフレーム３２に固定されている。ＬＥＤ制御ユニット３０は、この基板３１上に搭載されており、ケース本体２２及び口金２１に囲まれた空間内に配置されている。この基板３１には、口金２１内で、外部から給電された１００Ｖの交流電源が供給され、この電源は、基板２１上に搭載された変換器でＡＣ－ＤＣ変換された後、ＬＥＤ制御ユニット３０に供給される。

　ケース本体２２の上端部には、放熱性が優れたアルミニウム基板２５がその面を水平にして配置されている。このアルミニウム基板２５はケース本体２２の上端部の縁部に支持されているが、基板３１はこのアルミニウム基板２５を挿通して、カバー２３内に進出している。そして、この基板３１の上端部に、レーダー制御モジュール基板２７がその面を水平にして支持されており、このレーダー制御モジュール基板２７の上に定在波レーダーモジュール２８が搭載されている。アルミニウム基板２５には、複数個（図示例は７個）のＬＥＤ２６が、照明器具の中心軸の周りに等配の位置に、即ち、円周上の等間隔の位置に、配置されている。アルミニウム基板２５の電源線には、基板３１の配線が接続されていて、基板３１上の配線を介して、ＬＥＤ制御ユニット３０からアルミニウム基板２５上に搭載されたＬＥＤ２６に給電され、ＬＥＤ２６が発光するようになっている。また、レーダー制御モジュール基板２７上に搭載された定在波レーダーモジュール２８には、基板３１上の配線を介して、給電され、定在波レーダーモジュール２８はマイクロ波等の電波を送受信し、レーダー制御モジュール基板２７は、検出信号を、無線で外部の中継機器に送信する。この定在波レーダーモジュール２８の上面には、アンテナ３が設置されており、電波はこのアンテナ８ａを介して送受信される。なお、この定在波レーダーモジュール２８はレーダー制御モジュール基板２７に対して、傾斜可能になっており、この定在波レーダーモジュール２８を傾斜させることにより、アンテナ３の指向方向を調節できるようになっている。

　図１４及び図１５に示すように、本実施形態においては、アンテナ３を備えたセンサ１０１を、部屋ＲのＹ軸に平行な壁の略中央（ＸＹ直交座標系で、例えば（１，５）の位置）に設置し、アンテナ３のレーダー波の送信受信方向を、Ｘ軸方向に向けて設置する。また、同様にアンテナ３を備えた他のセンサ１０２を、部屋ＲのＸ軸に平行な壁の略中央（ＸＹ直交座標系で、例えば（４．３）の位置）に設置し、アンテナ３のレーダー波の送受信方向を、Ｙ軸方向に向けて設置する。アンテナ３の送信波の放射角度は、図１７に示すように、アンテナ素子数が１個である場合は、１６０°と広角のビームパターンが得られる。この場合、図１４及び図１５に示すセンサ１０１については、放射状に送信される送信波の放射領域は、平面視で、Ｙ方向（左右方向）の片側に４ｍであり、Ｘ方向（放射正面方向）に８ｍ以上となり、この放射領域で測定対象を検知できる。この送信波がカバーする領域は、図１７（ｂ）に示すように分布する。なお、パッチアレイアンテナは、図１８（ａ）に示すように、４×４の１６個のアンテナ素子が配置された場合は、図１８（ｂ）に示すように、平面視で、ビームパターンはペンシル型の鋭いものとなっている。更に、図１８（ｃ）に示すように、１８×１８個の３２４個のアンテナ素子が配置された場合は、レーダービームのビームパターンは、更に細く鋭いものとなる。図１９（ａ）に示すように、２×４の８個のアンテナ素子が配置された場合は、図１９（ｂ）に示すように、垂直方向に薄く、図１９（ｃ）に示すように、水平方向に幅広のビームパターンが得られる。このように、アンテナ素子の配置数及び水平方向及び垂直方向の配置パターンを調節することにより、任意のビームパターンのレーダービーム送信波を得ることができる。

　図１４及び図１５に示すように、得られた距離スペクトルの振幅強度は、ブロードな波形をしている。そこで、このブロードな波形から、信号強度のピーク位置を求めるために、例えば、この波形の強度を一例として１５ｃｍおきにサンプリングし、その極大値の両隣の信号強度を加重平均することにより、ピーク位置を補間により推測することができる。例えば、０．８５ｍの位置の信号強度が「１」（規格化値）、１．００ｍの位置の信号強度が「１」、１．１５ｍの位置の信号強度が「３」、１．３０ｍの位置の信号強度が「７」、１．４５ｍの位置の信号強度が「５」、１．６０ｍの位置の信号強度が「３」、１．７５ｍの位置の信号強度が「３」である場合、１．３０ｍの位置の信号強度が極大値「７」であり、その両隣の位置の信号強度は、１．１５ｍが「３」、１．４５ｍが「５」であるので、「３」と「５」の加重平均をとると、（１．４５－１．１５）×（５／８）＋１．１５＝１．３３７５となり、測定対象の位置を１．３４ｍと推定することができる。このように、１５ｃｍ毎の信号強度をサンプリングしてその強度を加重平均することより、１ｃｍ単位で信号強度のピーク位置を推定することができる。このような補間処理により、人が複数人室内に位置している場合（第１ターゲット及び第２ターゲット）においても、図２０に示すように、各ターゲットの位置（ピーク位置）を１ｃｍ単位まで推定することができる。

　このようにして、図１４に示すように、測定対象の人１００のセンサ１０１からの距離が例えば３．０ｍと検出される。また、図１５に示すように、この人１００と、センサ１０２との間の距離が例えば２．０ｍと検出される。そうすると、センサ１０１のＸＹ座標が（１，５）であるから、このセンサ１０１からの距離が３．０ｍと検出された人１００は、中心が（１，５）、半径３ｍの円周上に存在することになり、センサ１０２のＸＹ座標が（４，３）であるから、このセンサ１０２からの距離が２．０ｍと検出された人１００は、中心が（４，３）、半径２ｍの円周上に存在することになる。この円は下記数式１７，数式１８で表される。

　そして、数式１７及び数式１８の連立方程式を解くと、その解として、図１６に示す両円の交点Ｐ（４．０，５．０）及びＱ（２．１５４，２．２３１）が求まる。この点Ｑは室Ｒ外であるから除外され、室Ｒ内にいる人１００の位置はＸＹ座標で（４，５）と求まる。

　図２１は、ターゲットの位置を３次元的に検知する場合の実施形態を示す。この図２１に示すように、天井にも、第３のセンサ１０３を設置し、そのアンテナ３の検出方向を垂直下方に向ける。そうすると、ＸＹＺ３元系座標において、第３のセンサ１０３の座標と、第３のセンサ１０３により求めた測定対象の人１００との間の距離ｄｚと、人１００のＸＹ座標（４．０，５．０）とから、このＸＹ座標（４．０、５．０）の位置の直上域におけるセンサ１０３との間の距離がｄｚである人１００のＺ座標を、演算により、例えば（４．０，５．０．１）と求めることができる。なお、この人１００のＺ座標は、天井に設けた第３のセンサ１０３に最も近い位置にある人部位であるから、人１００の頭部を検知していることになる。

　本発明によれば、送信波を走査する機構を設けることなく、室内のように狭い空間においても、人等の測定対象がその空間内のどの位置（平面的位置）にいるかを、高精度で検知することができるので、狭い空間内における測定対象の位置の迅速且つ高精度の検知が可能となり、この種の位置検知に多大の貢献をなす。

７：定在波レーダーモジュール基板
８：定在波レーダーモジュール
１０：ＬＥＤ制御ユニット
１１：基板
１２：フレーム
３１：演算部
３５：２４ＧＨｚ高周波モジュール
４２：信号処理部
１００：人
１０１、１０２，１０３：センサ

Claims

複数個の距離検知部と、
前記距離検知部の検知結果から、測定対象の平面的位置を検知する位置検知部と、
を有し、
前記各距離検知部は、
周波数掃引されたレーダー波を放射状に送信し、外部の測定対象にて反射した反射波を送信波長に基づく一定距離だけ離隔した２点にて検出し、送信波及び受信波から合成される定在波を検知する定在波検知部と、
前記定在波検知部が検知した合成波の周波数の強度分布から、その直流成分を除去し、フーリエ変換して、距離スペクトルを求める距離スペクトル演算部と、
前記距離スペクトルから、基準時の距離スペクトルを減算して、距離スペクトルの差分を演算し、この差分距離スペクトルを経時的に求める差分検出部と、
前記差分距離スペクトルの距離成分により測定対象までの距離を求める距離演算部と、
を有し、
前記各距離検知部の前記レーダー波の送信方向の中心線が各距離検知部で相互に交差するように前記定在波検知部が配置され、
前記位置検知部は、各距離演算部の演算結果から、前記測定対象の平面的位置を特定することを特徴とする定在波レーダーによる位置検知装置。
複数個の距離検知部と、
前記距離検知部の検知結果から、測定対象の平面的位置を検知する位置検知部と、
を有し、
前記各距離検知部は、
周波数掃引された電波を外部に送信し、外部の測定対象にて反射した反射波を送信波長に基づく一定距離だけ離隔した２点にて検出し、送信波及び受信波から合成される定在波を検知する定在波検知部と、
前記定在波検知部が検知した合成波の周波数の強度分布から、その直流成分を除去し、フーリエ変換して、距離スペクトルを一定のサンプリング時間毎に求める距離スペクトル演算部と、
前記距離スペクトルから、前回又は所定回前のサンプリング時の距離スペクトルを減算して、距離スペクトルの差分を演算し、この差分距離スペクトルを経時的に求める差分検出部と、
前記差分距離スペクトルの距離成分により測定対象までの距離を求める距離演算部と、
を有し、
前記各距離検知部の前記レーダー波の送信方向の中心線が各距離検知部で相互に交差するように前記定在波検知部が配置され、
前記位置検知部は、各距離演算部の演算結果から、前記測定対象の平面的位置を特定することを特徴とする定在波レーダーによる位置検知装置。
前記距離演算部は、更に、前記距離スペクトルの位相の変化分から測定対象の微小変位を求めることを請求項１又は２に記載の定在波レーダーによる状態検知装置。
前記差分検出部の前記差分距離スペクトルからその複数のピーク位置に対応する中心周波数をもつ複数の信号を抽出して、前記距離演算部に差分距離スペクトルとして出力する帯域通過フィルタを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の定在波レーダーによる状態検知装置。
少なくとも一部に透光性のカバーを備えたケースと、
このケース内に格納され、前記カバーを介して照明光を外部に照射する発光体としてのＬＥＤ光源と、
を有するＬＥＤ照明器具内に、
前記定在波検知部、前記距離スペクトル演算部、前記差分検出部、前記距離演算部及び前記判定部が、前記ケース内に格納されて、内蔵されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の定在波レーダーによる状態検知装置。