WO2017208789A1 - 電力変換システム - Google Patents

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WO2017208789A1
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美和子 田中
藤井　俊行
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • a DC capacitor is provided on the DC circuit side, and at least three or more self-excited power converters in which the voltage of the DC capacitor or the combined value of the voltages of the plurality of DC capacitors becomes the voltage of the DC bus are connected with DC. More particularly, the present invention relates to an operation continuation control technique for continuing DC power transmission by another healthy power conversion device when one power conversion device is stopped.
  • High voltage direct current transmission system that connects large capacity power converters with direct current has advantages in terms of transmission loss in long distance transmission. By connecting a large-capacity power converter with direct current and adopting a multi-terminal configuration, even when the power converter responsible for power transmission stops, other healthy power converters can continue to transmit power. Is expected to do.
  • a multi-terminal DC power transmission system in which a plurality of power converters are connected to each other via a DC system, usually one power converter on the power transmission side controls the system voltage of the DC power transmission and the other power receiving side The power converter controls the current or power of DC power transmission.
  • a self-excited power converter configured by connecting a self-excited power converter to a DC power transmission system, DC voltage control means for maintaining the voltage of the DC system at a constant value, the active power of the power converter Active power control means for controlling the reactive power on the AC side of the power converter, and a reactive power control means for controlling the DC voltage of the DC power transmission system.
  • a self-excited power converter provided with a power margin setting means for increasing the power margin by a power margin (see, for example, Patent Document 2 below).
  • the control device of another healthy AC / DC power conversion device when the power conversion device on the power transmission side that controls the DC voltage is stopped, as described above, the control device of another healthy AC / DC power conversion device can be accommodated.
  • the difference between the set value of active power and the detected value of active power, or when the detected value of active power deviates from the preset range, the value proportional to the deviated magnitude is added to determine the DC voltage of the DC transmission system.
  • the sound power conversion device changes the DC voltage command value for controlling the voltage of DC power transmission and continues the operation.
  • the DC voltage command value for the plurality of power conversion devices is obtained from the DC voltage command value of the forward conversion device.
  • the present invention solves the above problems, and includes a DC capacitor on the DC circuit side, and a self-excited type in which the voltage of the DC capacitor or the combined value of the voltages of a plurality of DC capacitors becomes the voltage of the DC bus.
  • a power conversion system that performs DC power transmission by linking at least three power conversion devices, when the power conversion device on the power transmission side stops, other healthy power conversion devices can suppress fluctuations in DC voltage
  • the present invention provides at least three self-excited power conversion devices including self-extinguishing semiconductor switching elements that perform bidirectional conversion of either AC power and DC power conversion or DC power and DC power conversion.
  • the power conversion system in which the above is connected to each other by DC via a DC bus,
  • the main power conversion device connected to the main power supply system and responsible for power supply and voltage control stops operating the power conversion system is connected to other power supply systems other than the main power supply system among the remaining power conversion devices.
  • the connected first power conversion device supplies power to the load system instead of the main power conversion device that has stopped operating,
  • the first power converter connected to another power supply system may be one of a voltage value of a capacitor connected between the DC buses and a combined value of a plurality of DC capacitors connected between the DC buses.
  • the control device A direct current detector for detecting a direct current flowing in the direct current bus;
  • a DC capacitor voltage detector for detecting the voltage of the DC capacitor;
  • a DC capacitor voltage control unit that controls the DC capacitor voltage detected by the DC capacitor voltage detection unit to follow a DC voltage command value and calculates a DC current control amount for controlling the DC capacitor voltage;
  • a direct current controller that controls the direct current detected by the direct current detector to follow the direct current command value based on the direct current control amount calculated by the direct current capacitor voltage controller;
  • a DC voltage control unit that controls the voltage of the DC bus to follow the DC voltage command value;
  • a voltage command distribution unit that drives the self-extinguishing semiconductor switching element based on the DC voltage command value and the DC current command value;
  • the power conversion system of the present invention when the power conversion device on the power transmission end side stops and the DC voltage fluctuates, power transmission by power flow change while keeping the DC voltage constant by another healthy power conversion device Therefore, driving continuity can be improved. In addition, there is an effect that it is not necessary to increase the size of the power converter by preventing the operating range of the DC voltage from expanding at that time.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a self-excited DC / DC power conversion device that constitutes a power conversion system according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. It is a block diagram which shows the function of the control apparatus of the power converter device by Embodiment 1 of this invention.
  • It is a control flowchart which shows the control action of the control apparatus of the power converter device by Embodiment 1 of this invention.
  • It is a block diagram which shows the whole power conversion system by Embodiment 2 of this invention.
  • Embodiment 1 FIG.
  • a power conversion system according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an entire power conversion system according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2 is a configuration diagram of a self-excited DC / DC power conversion device that constitutes the power conversion system according to Embodiment 1 of the present invention. It is.
  • the power conversion system according to Embodiment 1 of the present invention includes a self-excited DC / AC power converter 1 that converts AC power into DC power, and two self-excited DC / AC power converters that convert DC power into DC power of different voltages.
  • a first DC / DC power converter 1A and a second DC / DC power converter 1B are provided.
  • the DC / AC power converter 1 has one AC terminal connected to the AC power supply system 5 via the transformer 2, and the other DC terminal connected to the DC buses 6P and 6N. Further, in the first DC / DC power conversion device 1A and the second DC / DC power conversion device 1B, one terminal is connected to the DC buses 6P and 6N, and the other terminal is connected to the first DC system 4A and It is connected to the second DC system 4B.
  • the first DC system 4A connected to the first DC / DC power converter 1A includes a DC power supply system, and the second DC connected to the second DC / DC power converter 1B.
  • the system 4B is a system mainly including a load.
  • the voltage of the AC power supply system 5 is transformed by the transformer 2, and the AC power supplied from the AC power supply system 5 is converted into DC power by the DC / AC power converter 1, and then shown by the solid line in FIG. 1. Power is transmitted in the tidal direction 7.
  • the AC power supply system 5 and the DC / AC power conversion device 1 of the present embodiment correspond to the main power supply system and the main power conversion device in the claims, respectively.
  • the power sent from the DC / AC power converter 1 is sent to the first DC / DC power converter 1A and the second DC / DC power converter 1B through the DC buses 6P and 6N, respectively,
  • the DC / DC power converter 1A and the second DC / DC power converter 1B are transformed to a DC voltage lower than the DC voltage between the DC buses 6P-6N, and then the first DC system 4A and the second DC It is supplied to the DC system 4B.
  • the self-excited first DC / DC power converter 1A and the second DC / DC power converter 1B step down the DC voltage Vdc2 and convert it to the DC voltage Vdc1.
  • the DC voltage Vdc2 is referred to as a high-voltage side DC voltage
  • the DC voltage Vdc1 is referred to as a low-voltage side DC voltage.
  • the first DC / DC power converter 1 ⁇ / b> A and the second DC / DC power converter 1 ⁇ / b> B have basically the same configuration, and control the DC / DC power converter 15 and the DC / DC power converter 15. And a control device 3.
  • the DC / DC power converter 15 includes a low voltage side full bridge inverter 12A and a high voltage side full bridge inverter 12B, a low voltage side DC capacitor 10A connected to the low voltage side full bridge inverter 12A, and a high voltage side full bridge inverter.
  • This is a so-called bidirectional insulated DC / DC power converter (DAB: Dual Active Bridge system).
  • the control method of the first DC / DC power converter 1A and the second DC / DC power converter 1B is such that the DUTY ratio of PWM (Pulse Width Modulation) gate drive is fixed to 50%, and the primary of the insulating transformer 11
  • the DC voltage on one side is controlled by shifting the phase of the other full-bridge inverter with reference to the phase of one of the full-bridge inverters on the side and the secondary side.
  • Each of the low-voltage side full-bridge inverter 12A and the high-voltage side full-bridge inverter 12B includes a semiconductor switching element 9 and a diode 13 connected in parallel to the semiconductor switching element 9.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the present invention is not limited to this, and other self-extinguishing semiconductor switching elements may be used.
  • the DC / AC power converter 1 controls the high-voltage DC voltage Vdc2 to be constant. Therefore, the high-voltage side DC voltage Vdc2 becomes a voltage between the DC buses 6P-6N. Further, during normal power transmission, in the first DC / DC power conversion device 1A and the second DC / DC power conversion device 1B, the control device 3 detects the current and voltage of the DC / DC power converter 15 to reduce the low voltage. The side DC voltage Vdc1 is controlled to be constant. In the following, the function will be described focusing on the first DC / DC power conversion device 1A, but the function is basically the same for the second DC / DC power conversion device 1B.
  • FIG. 3 is a block diagram showing functions of the control device 3 in the first DC / DC power conversion device 1A. As above-mentioned, the block diagram which shows the function of the control apparatus 3 of the 2nd DC / DC power converter device 1B is also the same.
  • the control device 3 of the first DC / DC power converter 1A detects the low-voltage DC voltage Vdc1 and the low-voltage DC current Idc1 of the DC system 4A by the DC power supply system voltage / current detector 20 during normal power transmission.
  • the low-voltage side DC voltage control unit 24 includes the low-voltage side DC voltage Vdc1 and the low-voltage side DC current Idc1 detected by the DC power supply system voltage / current detection unit 20, and the low-voltage side DC current command value Idc1ref output by the DC capacitor voltage control unit 23.
  • the difference ⁇ Vdc1 between the low-voltage DC voltage command value Vdc1 * and the low-voltage DC voltage detection value Vdc1 is feedback-controlled using the phase of the gate signal applied to the high-voltage side full-bridge inverter 12B as a reference, and the phase difference with respect to the voltage difference ⁇ Vdc1 Is calculated. Then, the voltage command distribution unit 27 shifts the gate signal of the semiconductor switching element 9 of the low-voltage side full-bridge inverter 12A by the phase difference to keep the low-voltage side DC voltage Vdc1 constant.
  • the amount of electricity handled here is expressed as a ratio to the reference value, and command values such as voltage and current and detected values thereof are expressed by the per unit method.
  • the high-voltage side DC voltage Vdc2 is controlled by the DC / AC power converter 1, the high-voltage side DC voltage control unit 25 does not function during normal power transmission.
  • the common contact 28a of the changeover switch 28 is connected to the individual contact 28b on the high-voltage side DC current control unit 26 side.
  • the DC capacitor voltage detector 21 detects the high-voltage DC capacitor voltage, which is the voltage of the high-voltage DC capacitor 10B, as the high-voltage DC voltage Vdc2. Therefore, here, the high-voltage side DC capacitor voltage detected by the DC capacitor voltage detection unit 21 is represented by the same Vdc2.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 outputs an error current ⁇ Icstr that is calculated by feedback controlling the difference between the high-voltage DC voltage command value Vdc2 * and the high-voltage DC capacitor voltage Vdc2.
  • This error current ⁇ Icstr is generated when the high-voltage side DC voltage Vdc2 fluctuates, and since the input current and output current of the high-voltage side DC capacitor 10B are equal in the steady state, the error current ⁇ Icstr is equal to 0, but is input in the event of an accident.
  • the high-voltage side DC capacitor 10B is charged / discharged, so that the difference between the input and output currents is detected as the error current ⁇ Icstr.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 converts the low-voltage DC current command value Idc1ref obtained by feedforward control of the sum of the error current ⁇ Icstr and the high-voltage DC current command value Idc2 * into the low-voltage DC voltage control unit 24. Output to. In this way, the high frequency side DC current command value Idc2 * is feedforward controlled by the error current ⁇ Icstr, thereby improving the disturbance response to the high voltage side DC voltage Vdc2.
  • the command value Idc2 * is input to the high-voltage side DC current control unit 26 together.
  • the high-voltage side DC current control unit 26 subtracts a value obtained by subtracting the error current ⁇ Icstr, which is a current amount necessary for charging / discharging the high-voltage side DC capacitor 10B, from the high-voltage side DC current command value Idc2 *. Calculated as the value Idc2 *. Then, the high voltage side DC current control unit 26 feedback-controls the difference ⁇ Idc2 between the new high voltage side DC current command value Idc2 * and the high voltage side DC current Idc2, so that the high voltage side DC current Idc2 to be transmitted becomes the high voltage side DC.
  • Control is performed in accordance with the current command value Idc2 *, and the high-voltage direct current command value Idc2 * is output to the voltage command distribution unit 27.
  • the voltage command distribution unit 27 generates a gate signal for driving the semiconductor switching element 9 by performing voltage command distribution (PWM) on the direct current command value Idc2 *.
  • the first DC / DC power conversion device 1A is switched so as to take charge of the direct-current voltage control according to this, but it takes time until the switching, In the meantime, the high-voltage side DC voltage Vdc2 decreases, and the operation may be stopped.
  • a control switching command is given to the first DC / DC power conversion device 1A or the second DC / DC power conversion device 1B from the host control system and is sound.
  • the first DC / DC power conversion device 1A is kept constant during the period until the first DC / DC power conversion device 1A is switched to perform DC voltage control. It is necessary to temporarily continue power transmission to the second DC system 4B by changing the flow direction from the DC system 4A to the second DC system 4B.
  • step S3 The voltage is lowered until it becomes smaller than the low-voltage DC voltage Vdc1 (step S3).
  • electric power flows into the first DC / DC power converter 1A from the first DC system 4A, and the power flow from the power flow direction 7 shown by the solid line in FIG. 1 to the power flow direction 8 shown by the broken line. Is changed.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 performs capacitor voltage compensation control (step S4).
  • the difference between the high-voltage DC voltage command value Vdc2 * and the high-voltage DC voltage Vdc2 is feedback-controlled so that the high-voltage DC voltage Vdc2 follows the high-voltage DC voltage command value Vdc2 *.
  • the error current ⁇ Icstr calculated at that time is output to the high-voltage side DC current control unit 26.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 compares the high-voltage side DC current command value Idc2 * with the high-voltage side DC current Idc2, and the difference between the two is a predetermined value K1 (a value that can be assumed to be a sudden change in power flow, for example, 50% to 70%) is determined (step S5).
  • K1 a value that can be assumed to be a sudden change in power flow, for example, 50% to 70%
  • the high-voltage side DC current command value Idc2 * is feedforward controlled by the error current ⁇ Icstr. Idc1ref is generated (step S6).
  • step S6 the process of step S6 is performed. First, the feedforward control of the high-voltage direct current command value Idc2 * by the error current ⁇ Icstr is stopped.
  • the DC current Idc2 does not flow into the first DC / DC power converter 1A.
  • the difference between the command value Idc2 * and the high-voltage direct current Idc2 becomes large and dissociates approximately 70% or more.
  • the high-voltage side DC current command value Idc2 * is feedforward controlled by the error current ⁇ Icstr in the dissociated state, there is no effect of improving the disturbance response of the high-voltage side DC voltage Vdc2, and it is applied to the DC capacitor voltage control limiter.
  • the DC voltage Vdc2 becomes a factor that becomes unstable.
  • the predetermined value K1 is set to 50% to 70%, and the difference between the high-voltage side DC current command value Idc2 * and the high-voltage side DC current Idc2 is set.
  • K exceeds K1
  • the low-voltage side DC current command value Idc1ref is newly calculated without feedforward control of the high-voltage side DC current command value Idc2 * by the error current ⁇ Icstr.
  • the low voltage side DC voltage control unit 24 calculates the low voltage side DC voltage command value Vdc1 * corresponding to the new low voltage side DC current command value Idc1ref as a control amount (step S12), and the voltage command distribution unit 27 responds accordingly.
  • a gate signal is generated by voltage command distribution (PWM) (step S13).
  • the DC current direction gradually changes from the tidal direction 7 shown by the solid line in FIG. 1 to the tidal direction 8 shown by the broken line while keeping the high-voltage DC voltage Vdc2 stable in the first DC / DC power converter 1A.
  • the low-voltage direct current command value Idc1ref can be output so as to be changed.
  • the direct current detector 22 detects the high-voltage side direct current Idc2 flowing through the direct current bus 6P (step S7).
  • the high-voltage side DC current control unit 26 detects the high-voltage side DC current Idc2 detected in step S7, the low-voltage side DC current Idc1 and the low-voltage side DC voltage Vdc1 detected by the DC power supply system voltage / current detection unit 20, and the high-voltage side DC current command. Both the value Idc2 * and the error current ⁇ Icstr output from the DC capacitor voltage control unit 23 are input.
  • the high-voltage side DC current control unit 26 receives the first DC / DC from the first DC system 4A based on the low-voltage side DC current Idc1 and the low-voltage side DC voltage Vdc1 detected by the DC power supply system voltage / current detection unit 20.
  • the amount of power input to the DC power converter 1A is calculated (step S8).
  • the high-voltage side DC current control unit 26 determines that the amount of power received from the first DC system 4A is a predetermined value K2 (when the amount of power supplied from the first DC system 4A to the load is sufficiently large, It is determined whether or not the load generally exceeds 90% of the amount of power required (step S9).
  • an error current ⁇ Icstr that is the amount of current necessary for charging the high-voltage DC capacitor 10B from the high-voltage DC current command value Idc2 *. Is calculated as a new high-voltage side DC current command value Idc2 * (step S11), and the difference between the new high-voltage side DC current command value Idc2 * and the high-voltage side DC current Idc2 is fed back.
  • the high-voltage direct current Idc2 to be transmitted is controlled to follow the high-voltage direct current command value Idc2 *, and this high-voltage direct current command value Idc2 * is output to the voltage command distribution unit 27.
  • the value of the error current ⁇ Icstr is constant from 0% to 100%. Subtract by slowly changing with time.
  • step S9 if it is determined in step S9 that the amount of power received from the first DC system 4A is equal to or less than the predetermined value K2, the high-voltage side DC current control unit 26 does not perform the process in step S10 and The error current ⁇ Icstr is not subtracted from the current command value Idc2 *. As a result, the high-voltage side direct current command value Idc2 * is not balanced while being zero, the power flow can be changed stably, and the operation can be continued.
  • step S10 is performed.
  • the error current ⁇ Icstr is gently subtracted from 0% to 100% from the high-voltage direct current command value Idc2 *, so that power transmission can be continued stably.
  • the voltage command distribution unit 27 generates a gate signal for driving the semiconductor switching element 9 by performing voltage command distribution (PWM) on the DC current command value Idc2 * obtained in the previous step S11 (step S11). S13).
  • PWM voltage command distribution
  • the amount of electric power is calculated in the process of step S8, and the amount of electric power is determined by comparing with the predetermined value K2 in step S9. It is also possible to make a determination in comparison with.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 is necessary to charge the high-voltage DC capacitor 10B when the high-voltage DC voltage Vdc2 temporarily decreases.
  • Feedforward control of the sum of a large current amount (error current) ⁇ Icstr and the high-voltage side DC current command value Idc2 * can suppress the fluctuation of the high-voltage side DC voltage Vdc2 at a high speed in the case of a temporary voltage drop. It becomes possible.
  • the difference between the high-voltage side DC current Idc2 and the high-voltage side DC current command value Idc2 * is larger than the predetermined value K1, and in this case, the error current ⁇ Icstr is increased to a high voltage.
  • the amount of decrease in the high-voltage DC voltage Vdc2 is compensated. It is synthesized as the command value Idc1ref, and the fluctuation of the high-voltage side DC voltage Vdc2 can be suppressed and power transmission can be continued stably.
  • the error current ⁇ Icstr is increased to a high voltage.
  • the DC current command value Idc2 * is not balanced while being zero, the power flow can be changed stably, and the operation can be continued.
  • a switching command from the control device of the host system (not shown) to DC voltage control is sent to the control device 3 of the first DC / DC power converter 1A, and in response to this, the common contact 28a of the changeover switch 28 is sent. Is switched to connection with the individual contact 28c connected to the high-voltage side DC voltage control unit 25, and the high-voltage side DC voltage control unit 25 controls the high-voltage side DC voltage Vdc2 to keep the high-voltage side DC voltage Vdc2 constant.
  • the power transmission is performed and direct current voltage control is performed.
  • the DC / AC power conversion device 1 performing the operation stops, the first DC / AC during the transition period until the DC voltage control is transferred to another healthy first DC / DC power conversion device 1A. Since the DC power converter 1A suppresses fluctuations in the high-voltage side DC voltage Vdc2 and controls the DC voltage to be constant, the first DC system as a DC power source is stably provided by the first DC / DC power converter 1A. Power transmission from 4A to the second DC system 4B as a load can be stably continued.
  • FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the entire power conversion system according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 6 is a block diagram of a self-excited power conversion device that constitutes the power conversion system according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the third DC / AC power conversion device 101C has one terminal connected to the AC power supply system 5 via the transformer 2C, and the other terminal connected to the DC buses 107P and 107N to provide a high-voltage DC transmission network. It is linked to.
  • the AC power supply system 5 and the third DC / AC power conversion device 101C of the present embodiment correspond to the main power supply system and the main power conversion device in the claims, respectively.
  • first DC / AC power converter 101A and the second DC / AC power converter 101B are both connected to the DC buses 107P and 107N, and the other terminal is connected via the transformers 2A and 2B, respectively.
  • the first and second AC systems 102A and 102B are individually linked.
  • the first AC system 102A is an AC system including an AC power source
  • the second AC system 102B is an AC system mainly including a load.
  • the AC power is converted into DC power by the third DC / AC power converter 101C.
  • Power is transmitted in the tidal direction 7 indicated by the solid line.
  • the power sent from the third DC / AC power converter 101C is converted into AC power by the first and second DC / AC power converters 101A and 101B through the DC buses 107P and 107N, respectively.
  • the voltage is supplied to the first and second AC systems 102A and 102B.
  • Both the first and second DC / AC power converters 101A and 101B have the same configuration, and a modular multilevel power converter (hereinafter referred to as an MMC type power converter) 105;
  • a control device 103 for controlling the MMC type power converter 105 is provided.
  • This MMC type power converter 105 has one terminal of each of a positive arm 200P formed by connecting a plurality of converter cells 113 and one arm reactor 120 in series, and a negative arm 200N having the same configuration.
  • Leg circuits 104 configured to be connected in series with each other are provided. The number of leg circuits 104 equal to the number of phases of the AC system (the number of three phases in FIG.
  • each leg circuit 104 is provided, and these leg circuits 104 are connected in parallel between the positive and negative DC buses 107P and 107N.
  • the positive side arm 200P and the negative side arm 200N of each leg circuit 104 are provided with current detectors (8UP, 8VP, 8WP) and (8UN, 8VN, 8WN) for detecting respective current values.
  • connection point between the positive side arm 200P and the negative side arm 200N (AC side terminal of the power converter 105) is connected to each phase AC line (U, V, W), respectively, and the other side of the positive side arm 200P.
  • the terminal is connected to the DC bus 107P on the positive side, and the other terminal of the negative arm 200N is connected to the DC bus 107N on the negative side.
  • Each converter cell 113 of the MMC type power converter 105 includes a semiconductor switching element 114 and a bidirectional chopper circuit in which two diodes 110 connected in parallel to the semiconductor switching element 114 are connected in series as one set.
  • a DC capacitor 109 is connected in parallel to the bidirectional chopper circuit.
  • an IGBT is used as the semiconductor switching element 114, but the present invention is not limited to this, and other self-extinguishing semiconductor switching elements may be used.
  • the DC voltage Vdc is a voltage between the DC buses 107P-107N, and is equal to a value obtained by synthesizing the voltage VC of the DC capacitor 109 provided in the plurality of converter cells 113 provided for each leg circuit 104.
  • the first and second DC / AC power converters 101A and 101B are configured by the MMC type power converter 105, but the present invention is not limited to this, and other voltage type A DC / AC power converter may be used.
  • FIG. 7 is a block diagram showing functions of the control device 103 in the first DC / AC power conversion device 101A.
  • the control device 103 of the first DC / AC power converter 101A detects the voltage Vsys, effective current Isysq, and reactive current Isysd of the first AC system 102A by the AC system current / voltage detection unit 50 during normal operation. . Further, the AC current control unit 54 outputs the voltage Vsys, effective current Isysq, reactive current Isysd, and DC capacitor voltage detection unit 51 of the first AC system 102A detected by the AC system current voltage detection unit 50. Based on the effective current command value Iqref and the reactive current command value Idref, the active current Isysq and the reactive current Isysd are feedback-controlled. The amount of electricity handled here is expressed as a ratio to the reference value, and command values such as voltage and current and detected values thereof are expressed by the per unit method.
  • the DC voltage controller 55 functions when the third DC / AC power converter 101C stops power transmission and the first DC / AC power converter 101A becomes the power transmission end.
  • the DC voltage is controlled by the third DC / AC power converter 101 ⁇ / b> C, so the DC voltage control unit 55 does not function during normal power transmission.
  • the common contact 58a of the changeover switch 58 is connected to the individual contact 58b on the DC current control unit 56 side.
  • the DC capacitor voltage detector 51 detects an average value obtained by synthesizing the voltage VC of the DC capacitor 109 of each converter cell 113 as the DC voltage Vdc between the DC buses 107P-107N. Therefore, here, an average value obtained by combining the voltages VC of the DC capacitors 109 detected by the DC capacitor voltage detection unit 51 is expressed as Vdc.
  • the DC capacitor voltage control unit 53 inputs the DC voltage Vdc detected by the DC capacitor voltage detection unit 51 and the DC voltage command value Vdc *, and feedback controls the difference between the DC voltage Vdc and the DC voltage command value Vdc *. As a result, an error current ⁇ Icstr calculated is output.
  • This error current ⁇ Icstr is the amount of current necessary to charge / discharge the DC capacitor 109 when the DC voltage Vdc varies, and this error current ⁇ Icstr is the first DC / AC power converter 101A. Becomes equal to the difference between the effective current Isysq of the alternating current input to the direct current Idc and the direct current Idc.
  • the DC capacitor voltage control unit 53 outputs an effective current command value Iqref obtained by feedforward control of the sum of the error current ⁇ Icstr and the DC current command value Idc * to the AC current control unit 54.
  • the feedforward control of the DC current command value Idc * by the error current ⁇ Icstr increases the disturbance response to the DC capacitor voltage Vdc.
  • the direct current detection unit 52 detects the direct current Idc.
  • the DC current Idc detected by the DC current detection unit 52, the error current ⁇ Icstr calculated by the DC capacitor voltage control unit 53, and the voltage of the first AC system 102A detected by the AC system current voltage detection unit 50 Vsys, effective current Isysq, and reactive current Isysd are all input to DC current control unit 56.
  • the DC current control unit 56 calculates a value obtained by subtracting the error current ⁇ Icstr from the effective current Isysq as a new DC current command value Idc *, and feeds back a difference ⁇ Idc between the new DC current command value Idc * and the DC current Idc.
  • the DC current Idc to be transmitted is controlled to follow the DC current command value Idc *, and the DC current command value Idc * is output to the voltage command distribution unit 57.
  • the voltage command distribution unit 57 generates a gate signal for driving the semiconductor switching element 114 by performing voltage command distribution (PWM) on the direct current command value Idc *.
  • the third DC / AC power converter 101C that has been in charge of power transmission stops suddenly, the power from the third DC / AC power converter 101C is changed to the first and second DC / AC power converters 101A. , 101B, the voltage VC of the DC capacitor 109 of each converter cell 113 decreases. Furthermore, since the third DC / AC power converter 101C controlling the DC voltage Vdc stops, the host system controller detects the stop of the third DC / AC power converter 101C, and newly During the period until a DC voltage control command is issued to another power converter, the DC voltage Vdc is temporarily not controlled, and the DC voltage Vdc is likely to fluctuate.
  • the first DC / AC power converter 101A is switched so as to perform DC voltage control. However, since it takes time to switch, the DC voltage Vdc decreases during that time, and the operation is further stopped. It might be.
  • a control switching command is given from the host control system to the first DC / AC power converter 101A so that the first DC / AC power converter 101A is connected to the direct current. While the DC voltage Vdc is kept constant during the period until switching to assume voltage control, the flow direction 8 from the first AC system 102A toward the second AC system 102B is 8 as shown by the broken line in FIG. It is necessary to continue to transmit power to the second AC system 102B.
  • the DC capacitor voltage detection unit 51 detects an average value obtained by synthesizing the voltage VC of the DC capacitor 109 of each converter cell 113 as the DC voltage Vdc between the DC buses 107P-107N (step S1).
  • the DC capacitor voltage control unit 53 performs capacitor voltage compensation control (step S2).
  • the difference between the DC voltage command value Vdc * and the DC voltage Vdc detected by the DC capacitor voltage detector 51 is feedback-controlled so that the DC voltage Vdc follows the DC voltage command value Vdc *.
  • an error current ⁇ Icstr necessary for charging the DC capacitor 109 by compensating for the voltage drop of the DC capacitor 109 is calculated and output to the DC current control unit 56 (step S2).
  • the DC capacitor voltage control unit 53 compares the DC current command value Idc * with the DC current Idc, and the difference between the two is a predetermined value K1 (a value that can be assumed as a sudden change in power flow, for example, 50% to 70%). It is determined whether or not it exceeds (step S3).
  • the DC current command value Idc * is feedforward controlled by the error current ⁇ Icstr, thereby generating the active current command value Iqref and the reactive current command value Idref ( Step S4).
  • step S4 if the difference between the direct current command value Idc * and the direct current Idc exceeds the predetermined value K1 while the third DC / AC power converter 101C is stopped, the process of step S4 is performed. Without performing this, the feedforward control of the DC current command value Idc * by the error current ⁇ Icstr is stopped, and the effective current command is set in a range where the effective current command value Iqref does not substantially exceed + 10% of the rated current.
  • step S3 if the difference between the direct current command value Idc * and the direct current Idc exceeds the predetermined value K1 in the determination in step S3, the direct current command value Idc * by the error current ⁇ Icstr is fed as in step S4.
  • the effective current command value Iqref is calculated without forward control.
  • the third DC / AC power converter 101C stops power transmission, and the DC voltage Vdc is kept constant after the power flow is changed from the power flow direction 7 shown by the solid line in FIG. 5 to the power flow direction 8 shown by the broken line. Therefore, the control operation of the direct current controller 56 when controlling the direct current Idc will be described.
  • the DC current detector 52 detects the DC current Idc flowing between the DC buses 107P-107N (step S5).
  • the DC current control unit 56 includes a DC current Idc detected by the DC current detection unit 52, an AC voltage Vsys of the first AC system 102A detected by the AC system current voltage detection unit 50, and an AC current (Isysq, Isysd). And the error current ⁇ Icstr calculated by the DC capacitor voltage controller 53 are input together. Then, the DC current control unit 56 calculates the amount of power that the first DC / AC power converter 101A receives from the first AC system 102A based on the above input information (step S6).
  • the DC current control unit 56 is a case where the amount of power received from the first AC system 102A is a predetermined value K2 (the amount of power supplied from the first AC system 102A to the load is sufficiently large, It is determined whether or not the amount of electric power required by the load exceeds approximately 90% (step S7).
  • the error current ⁇ Icstr which is the amount of current required for charging the DC capacitor 109, is subtracted from the DC current command value Idc * (Ste S8). Then, a value obtained by subtracting the error current ⁇ Icstr from the DC current command value Idc * in step S8 is calculated as a new DC current command value Idc * (step S9). Then, feedback control is performed on the difference between the new DC current command value Idc * and the DC current Idc so that the DC current Idc to be transmitted follows the DC current command value Idc *, and the DC current command value Idc * is Output to the voltage command distribution unit 57.
  • the error current ⁇ Icstr is subtracted steeply, the direct current may fluctuate rapidly. Therefore, the error current ⁇ Icstr is gradually changed from 0% to 100% over a certain period of time, and gradually subtracted. To go.
  • the third DC / AC power converter 101C when the third DC / AC power converter 101C is stopped, the power is gradually supplied from the first AC system 102A due to the power flow change, so that the amount of power flowing from the first AC system 102A If the error current ⁇ Icstr that is the amount of current for compensating the voltage VC of the DC capacitor 109 is subtracted from the DC current command value Idc *, the DC current Idc and the error current ⁇ Icstr are balanced, that is, the DC There is a possibility that the current Idc is stabilized at zero and the DC current does not flow in the tidal direction 8 indicated by the broken line in FIG.
  • the step is performed only when the amount of power received from the first AC system 102A has become sufficiently large to supply the load (in the case of YES in step S7).
  • Power transmission can be stably continued by subtracting the error current ⁇ Icstr from 0% to 100% gently from the DC current command value Idc * in the process of S8.
  • the voltage command distribution unit 57 generates a gate signal for driving the semiconductor switching element 114 by performing voltage command distribution (PWM) on the direct current command value Idc * obtained in the previous step S9 (step S9). S11).
  • PWM voltage command distribution
  • the DC capacitor voltage control unit 53 uses the amount of current necessary for charging the DC capacitor 109 (when the DC voltage Vdc is temporarily reduced) ( By controlling the sum of the error current ( ⁇ Icstr) and the DC current command value Idc * by hood-forward control, the voltage fluctuation of the DC capacitor 109 can be suppressed in the case of a temporary voltage drop.
  • the difference between the DC current command value Idc * and the DC current Idc is larger than a predetermined value K1, so that the DC current command value Idc * is changed to the error current ⁇ Icstr.
  • the error current ⁇ Icstr is set as the DC current command.
  • the direct current command value Idc * is not balanced while being zero, the power flow can be changed stably, and the operation can be continued.
  • a switching command from the control device of the host system system to DC voltage control is sent to the control device 103 of the first DC / AC power converter 101A, and the common contact 58a of the changeover switch 58 is connected to the DC in response to this.
  • the connection to the individual contact 58c connected to the voltage control unit 55 is switched, and the DC voltage control unit 55 controls the DC voltage Vdc to keep the DC voltage Vdc constant.
  • FIG. 9 is a configuration diagram illustrating the entire power conversion system according to the third embodiment, which is the same as the configuration of the power conversion system of FIG. 1 described in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the self-excited DC / DC power conversion device constituting the power conversion system according to the third embodiment, and FIG. 10 illustrates the self-excited DC / DC power conversion device of FIG. 2 described in the first embodiment.
  • the configuration is almost the same, the configuration and operation of the control device are different from those of the first embodiment.
  • the same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the DC / AC power converter 1 controls the high-voltage DC voltage Vdc2 to be constant, and the first DC / DC power converter 1A and the second DC / DC
  • the control device 3 of the power conversion device 1B performs control so that the low-voltage DC voltage Vdc1 is constant.
  • the charging / discharging current of the DC capacitor 10B is compensated by the high-voltage direct current control of the first DC / DC power converter 1A so that power transmission is continued. It was.
  • the high-voltage DC voltage Vdc2 is The case where high voltage side DC voltage control is performed by both the DC / AC power converter 1 and the first DC / DC power converter 1A will be described.
  • the first DC / DC power conversion device 1A When the first DC / DC power conversion device 1A performs high-voltage side DC voltage control, the first DC / DC power conversion device 1A controls the high-voltage side DC capacitor voltage to perform second DC / DC power conversion. It is necessary to be able to accommodate the amount of power required by the load system linked to the device 1B.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the function of the control device of the power conversion device according to the third embodiment, and shows the function of the control device 203 when the first DC / DC power conversion device 1A performs high-voltage side DC voltage control.
  • the control device 203 uses the DC capacitor voltage detector 21 to detect the high-voltage DC capacitor voltage, which is the voltage of the high-voltage DC capacitor 10B, as the high-voltage DC voltage Vdc2. Therefore, here, the high-voltage side DC capacitor voltage detected by the DC capacitor voltage detection unit 21 is represented by the same Vdc2.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 outputs an error current ⁇ Icstr that is calculated by performing feedback control on the difference between the high-voltage DC voltage command value Vdc2 * and the high-voltage DC capacitor voltage Vdc2.
  • This error current ⁇ Icstr is generated when the high-voltage side DC voltage Vdc2 fluctuates. Since the input current and the output current of the high-voltage side DC capacitor 10B are equal in the steady state, the error current ⁇ Icstr is equal to 0. When the input / output power balance is lost, the high-voltage DC capacitor 10B is charged / discharged, so that the difference between the input and output currents is detected as the error current ⁇ Icstr.
  • the DC capacitor voltage control unit 23 outputs the error current ⁇ Icstr to the high-voltage side DC voltage control unit 25.
  • the DC voltage is constantly controlled by equipment in the DC system 4A, and the control device 203 of the first DC / DC power converter 1A is controlled by the high-voltage side DC voltage control unit 25 to the high voltage side.
  • the DC voltage is controlled to be constant, and the low-voltage side power control unit 29 adjusts the input / output power amount of the power conversion device 1A.
  • the common contact 28a of the changeover switch 28 is connected to the individual contact 28c on the high voltage side DC voltage control unit 25 side. That is, when the high-voltage side DC voltage control unit 25 is functioning, the high-voltage side DC current control unit 26 is not functioning.
  • the high voltage side DC voltage control unit 25 of the first DC / DC power converter 1A includes a high voltage side DC voltage command value Vdc2 *, a high voltage side DC voltage Vdc2 output from the DC capacitor voltage detection unit 21, and a DC capacitor 10B.
  • the error current ⁇ Icstr necessary for charging / discharging the current and the high-voltage side DC current value Idc2 output from the DC current detection unit 22 are input.
  • the subtractor 2501 calculates the difference value between the high-voltage side voltage command value Vdc2 * and the high-voltage side DC voltage value Vdc2, and the difference value output from the subtractor 2501 is multiplied by G1 by the gain 2502. A power amount P * corresponding to the voltage difference is calculated.
  • the adder 2503 adds the high-voltage DC current value Idc2 that is the output current amount of the first DC / DC power converter 1A and the error current ⁇ Icstr output by the DC capacitor voltage control unit 23.
  • the multiplier 2504 multiplies the addition value of the adder 2503 by the high-voltage side DC voltage Vdc2 to obtain the power amount Pff.
  • a phase difference ⁇ obtained by multiplying a value obtained by adding the power amount Pff to the power amount P * corresponding to the voltage difference by the adder 2505 and a constant K is output to the voltage command distribution unit (PWM) 27.
  • the DUTY ratio of the PWM control gate drive of the first DC / DC power converter 1A is fixed to 50%
  • the phase of the low-voltage side gate signal is used as a reference
  • the high-voltage side gate A high-voltage side gate signal is generated by shifting the signal by the phase ⁇ .
  • the high-voltage DC current value Idc2 that is the output current amount of the first DC / DC power converter 1A and the error current ⁇ Icstr output by the DC capacitor voltage controller 23 are used for DC voltage control. Is multiplied by the high-voltage side DC voltage Vdc2 to feed forward the amount of power, thereby enhancing the disturbance response to the high-voltage side DC voltage Vdc2 and compensating for the amount of power required for charging the high-voltage side DC capacitor. Therefore, it is possible to suppress the decrease in the high-voltage side DC capacitor voltage Vdc2 at high speed.
  • the third embodiment in the power conversion system in which the self-excited power conversion devices 1, 1 ⁇ / b> A, and 1 ⁇ / b> B that perform bidirectional power conversion are connected to each other with a direct current, And the first DC / DC power conversion device 1A controlling a common DC system voltage, when the DC / AC power conversion device 1 carrying power transmission and performing DC voltage control stops, the first DC / DC power conversion device 1A controls the first DC / DC power conversion device 1A.
  • the DC voltage control of the DC / DC power converter 1A suppresses the fluctuation of the high-voltage side DC voltage Vdc2 at a high speed and controls the DC system voltage to be constant, so that the first DC system 4A as a DC power source can be stably controlled. Power transmission to the second DC system 4B as a load can be stably continued.
  • the present invention is not limited to the configuration of the first to third embodiments described above, and a part of the configuration of each of the first to third embodiments is changed without departing from the spirit of the present invention.
  • the configuration of each of the first to third embodiments can be combined as appropriate.

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Abstract

双方向に電力変換する自励式の電力変換装置（１）、（１Ａ）、（１Ｂ）が互いに直流連系された電力変換システムにおいて、電力送電を担う電力変換装置（１）が停止した場合、第１の電力変換装置（１Ａ）は直流コンデンサ電圧制御部（２３）が直流コンデンサの電圧の変動に応じてコンデンサ電圧を補償する電流量を算出する。高圧側直流電流制御部（２６）が第１の電力変換装置（１Ａ）に電源系統（４Ａ）から供給される電気量が所定値以上であることを判定し、コンデンサ電圧を補償する電流量を直流電流指令値から減算する。これにより直流電圧を一定に保ちながら、潮流方向を変更して第２の直流系統（４Ｂ）への送電を継続させる。

Description

電力変換システム
　この発明は、直流回路側に直流コンデンサを備え、直流コンデンサの電圧、または複数の直流コンデンサの電圧の合成値が直流母線の電圧となる自励式の電力変換装置を少なくとも３台以上を直流で連系して送電を行う電力変換システムに関し、特には１台の電力変換装置が停止した場合に、他の健全な電力変換装置により直流送電を継続するための運転継続制御技術に関する。
　大容量の電力変換装置を直流で連系した高電圧直流送電システムは、長距離送電において送電損失面でのメリットがある。大容量の電力変換装置を直流で連系し、多端子構成とすることで、送電を担う電力変換装置が停止した場合にも、他の健全な電力変換装置が電力を融通し、送電を継続することが期待される。
　複数台の電力変換装置の複数台を直流系統で互いに連系した多端子直流送電システムでは、通常、１台の送電側の電力変換装置が直流送電の系統電圧を制御し、その他の受電側の電力変換装置は直流送電の電流、又は電力を制御している。
　その場合、直流送電の系統電圧を制御している送電側の電力変換装置が停止した場合には直流送電の電圧が変動する。この電圧変動を防いで他の健全な電力変換装置により運転を継続するには、直流送電系統の電圧変動を抑制し、健全な電力変換装置の間で電力を融通する必要がある。
　従来技術では、交直電力変換装置が直流回路で複数台接続された直流送電システムとその制御装置において、送電側の電力変換装置が停止した場合には、他の健全な交直電力変換装置の制御装置が、融通する有効電力の設定値と有効電力の検出値の差に基づき、あるいは有効電力の検出値が予め設定した範囲を逸脱した場合に、逸脱した大きさに比例した値を加算することにより、直流送電系統の直流電圧指令値を補正し、この補正した直流電圧指令値が直流電圧検出値と等しくなるように制御する方法が開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。
　また、他の従来技術では、自励式の電力変換装置を直流送電系統に接続して構成される直流送電システムにおいて、直流系統の電圧を一定値に保つ直流電圧制御手段、電力変換装置の有効電力を一定値に制御する有効電力制御手段、及び電力変換装置の交流側の無効電力を一定に保つ無効電力制御手段を備え、さらに直流送電系統の直流電圧を制御する有効電力制御回路の電力指令値を電力マージンだけ大きくする電力マージン設定手段を備えた自励式の電力変換装置が開示されている（例えば、下記の特許文献２参照）。
特開平９－２００９５２号公報 特許第３２６１９４７号公報
　上記特許文献１に記載の電力変換装置では、直流電圧を制御している送電側の電力変換装置が停止した場合に、上述のごとく、他の健全な交直電力変換装置の制御装置が、融通する有効電力の設定値と有効電力の検出値の差、あるいは有効電力検出値が予め設定した範囲を逸脱した場合に、逸脱した大きさに比例した値を加算することにより、直流送電系統の直流電圧指令値を補正するため、健全な電力変換装置が直流送電の電圧を制御するための直流電圧指令値を変更して運転を継続することになる。
　したがって、健全な電力変換装置では、変更された直流電圧指令値と直流電圧検出値の差分に応じて直流電圧を制御するため、電力変換装置が対応すべき直流電圧の動作範囲が拡大し、電力変換装置の大型化が必要となるという問題がある。
　また、特許文献２に記載の電力変換装置では、インバータ運転の電力変換装置が複数台連系されている場合、複数台の電力変換装置に対する直流電圧指令値を順変換装置の直流電圧指令値よりも低い値に設定し、かつ、それぞれ異なる直流電圧指令値としている。
　したがって、送電を担う順変換装置が停止した場合は、インバータ運転の変換装置の内、次に直流電圧指令値の低い自励式の電力変換装置の１台が順変換装置となって直流電圧を制御するため、順変換装置の停止後の直流電圧指令値が変わることになる。この場合も前記特許文献１と同じく、健全な交直電力変換装置により送電を継続させるためには、直流送電電圧の動作範囲が拡大するため、電力変換装置の大型化が必要となる。
　この発明は、上記のような問題点を解決するものであり、直流回路側に直流コンデンサを備え、直流コンデンサの電圧、または複数の直流コンデンサの電圧の合成値が直流母線の電圧となる自励式の電力変換装置を少なくとも３台以上連系して直流送電を行う電力変換システムにおいて、送電側の電力変換装置が停止した場合に、他の健全な電力変換装置により直流電圧の変動を抑制することで運転継続が可能であり、しかも、その際に直流電圧の動作範囲が拡大するのを防ぐことにより電力変換装置を大型化する必要のない電力変換システムを提供することを目的としている。
　この発明は、交流電力と直流電力の変換および直流電力と直流電力の変換のいずれか一方の変換を双方向に行う自己消弧型半導体スイッチング素子を備えた自励式の電力変換装置の少なくとも３台以上が互いに直流母線を介して直流で連系して送電を行う電力変換システムにおいて、
上記電力変換システムは、主要電源系統に接続されて電力供給かつ電圧制御を担う主要電力変換装置が運転を停止した場合に、残りの電力変換装置の内で主要電源系統以外の他の電源系統に接続された第１の電力変換装置が、運転を停止した上記主要電力変換装置に代わり、負荷系統へ電力を供給するものであって、
他の電源系統に接続された上記第１の電力変換装置は、上記直流母線の間に接続されたコンデンサの電圧値および上記直流母線の間に接続された複数の直流コンデンサの合成値のいずれか一方の値が一定の直流電圧に保持される電力変換器と、上記電力変換器の動作を制御する制御装置とを備え、
上記制御装置は、
上記直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出部と、
上記直流コンデンサの電圧を検出する直流コンデンサ電圧検出部と、
上記直流コンデンサ電圧検出部で検出された直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値に追従するように制御するとともに、上記直流コンデンサ電圧を制御するための直流電流制御量を算出する直流コンデンサ電圧制御部と、
上記直流コンデンサ電圧制御部で算出された上記直流電流制御量に基づき、上記直流電流検出部で検出された直流電流が直流電流指令値に追従するように制御する直流電流制御部と、
上記直流母線の電圧が上記直流電圧指令値に追従するように制御する直流電圧制御部と、
上記直流電圧指令値および上記直流電流指令値に基づいて上記自己消弧型半導体スイッチング素子を駆動する電圧指令分配部と、
を備え、
上記直流コンデンサ電圧の変動と電力供給かつ電圧制御を担う上記主要電力変換装置が運転を停止したことを感知すると、上記直流コンデンサ電圧制御部と、上記直流電流制御部および上記直流電圧制御部のいずれか一方の制御部とにより、上記直流コンデンサ電圧の充放電電流を補償して、直流送電電流量を上記他の電源系統から供給される電気量に応じて調整するものである。
　この発明に係る電力変換システムによれば、送電端側の電力変換装置が停止して直流電圧が変動した場合には、他の健全な電力変換装置により直流電圧を一定に保ちながら潮流変更による送電を可能とするので、運転継続性を高めることができる。しかも、その際に直流電圧の動作範囲が拡大するのを防ぐことにより電力変換装置を大型化する必要がなくなるという効果を奏する。
この発明の実施の形態１による電力変換システムの全体を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換システムを構成する自励式のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御装置の機能を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御装置の制御動作を示す制御フロー図である。 この発明の実施の形態２による電力変換システムの全体を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換システムを構成する自励式のＤＣ／ＡＣ電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御装置の機能を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御装置の制御動作を示す制御フロー図である。 この発明の実施の形態３による電力変換システムの全体を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換システムを構成する自励式のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の制御装置の機能を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による高圧側直流電圧制御部の機能を示すブロック図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による電力変換システムについて、図１～図４を用いて説明する。
　図１はこの発明の実施の形態１による電力変換システムの全体を示す構成図、図２はこの発明の実施の形態１による電力変換システムを構成する自励式のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成図である。
　この発明の実施の形態１による電力変換システムは、交流電力を直流電力に変換する自励式のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１と、直流電力を異なる電圧の直流電力に変換する２台の自励式の第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂとを備えている。
　ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１は、その一方の交流端子が変圧器２を介して交流電源系統５に接続され、また、他方の直流端子は直流母線６Ｐ、６Ｎに接続されている。また、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂは、一方の端子が直流母線６Ｐ、６Ｎに接続され、他方の端子がそれぞれ第１の直流系統４Ａおよび第２の直流系統４Ｂに接続されている。この場合、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａに接続された第１の直流系統４Ａは直流電源系統を含み、また、第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂに接続された第２の直流系統４Ｂは主に負荷を含む系統である。
　通常送電では、交流電源系統５の電圧を変圧器２により変圧し、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１により交流電源系統５から供給される交流電力を直流電力に変換した後、図１の実線で示す潮流方向７に送電する。なお、本実施の形態の交流電源系統５およびＤＣ／ＡＣ電力変換装置１は、それぞれ請求の範囲における主要電源系統および主要電力変換装置に相当する。
ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１から送られた電力は、直流母線６Ｐ、６Ｎを通って第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂに送られ、それぞれ第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂにより直流母線６Ｐ－６Ｎ間の直流電圧よりも低い直流電圧に変圧された後、第１の直流系統４Ａおよび第２の直流系統４Ｂに供給される。
　次に、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂについて、図２を用いて説明する。
　ここでは、自励式の第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂは、それぞれ直流電圧Ｖｄｃ２を降圧して直流電圧Ｖｄｃ１に変換するものとする。なお、以下では直流電圧Ｖｄｃ２を高圧側直流電圧、直流電圧Ｖｄｃ１を低圧側直流電圧と称する。
　第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂは、基本的に同じ構成であって、ＤＣ／ＤＣ電力変換器１５とＤＣ／ＤＣ電力変換器１５を制御する制御装置３とからなる。ＤＣ／ＤＣ電力変換器１５は、低圧側のフルブリッジインバータ１２Ａおよび高圧側のフルブリッジインバータ１２Ｂと、低圧側のフルブリッジインバータ１２Ａに接続された低圧側直流コンデンサ１０Ａと、高圧側のフルブリッジインバータ１２Ｂに接続された高圧側直流コンデンサ１０Ｂと、低圧側のフルブリッジインバータ１２Ａの交流側端子と高圧側のフルブリッジインバータ１２Ｂの交流側端子の間に接続された絶縁用トランス１１で構成された、いわゆる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣ電力変換装置（ＤＡＢ：Ｄｕａｌ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｂｒｉｄｇｅ方式）である。第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂの制御方式は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）ゲート駆動のＤＵＴＹ比を５０％固定し、絶縁用トランス１１の１次側と２次側のどちらか一方のフルブリッジインバータの位相を基準とし、他方のフルブリッジインバータの位相をシフトさせることにより、片方側の直流電圧を制御する。
　低圧側のフルブリッジインバータ１２Ａおよび高圧側のフルブリッジインバータ１２Ｂは、それぞれ、半導体スイッチング素子９と、半導体スイッチング素子９に並列接続されたダイオード１３を備えている。ここでは半導体スイッチング素子９としてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いているが、これに限定されるものではなく、他の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いてもよい。
　通常送電中は、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１により高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が一定になるように制御されている。したがって、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が直流母線６Ｐ－６Ｎ間の電圧となる。また、通常送電中、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂにおいて、制御装置３は、ＤＣ／ＤＣ電力変換器１５の電流および電圧を検出し、低圧側直流電圧Ｖｄｃ１が一定になるように制御している。なお、以下では、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａに着目してその機能について説明するが、第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂについてもその機能は基本的に同じである。
　図３は第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａにおける制御装置３の機能を示すブロック図である。上述したように、第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂの制御装置３の機能を示すブロック図も同様である。
　第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの制御装置３は、通常送電中、直流電源系統電圧電流検出部２０により直流系統４Ａの低圧側直流電圧Ｖｄｃ１および低圧側直流電流Ｉｄｃ１を検出している。低圧側直流電圧制御部２４は、直流電源系統電圧電流検出部２０で検出された低圧側直流電圧Ｖｄｃ１および低圧側直流電流Ｉｄｃ１、並びに直流コンデンサ電圧制御部２３が出力する低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆに基づき、高圧側のフルブリッジインバータ１２Ｂに与えるゲート信号の位相を基準とし、低圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ１＊と低圧側直流電圧検出値Ｖｄｃ１の差分ΔＶｄｃ１をフィードバック制御し、電圧差分ΔＶｄｃ１に対する位相差を演算する。そして、電圧指令分配部２７により低圧側のフルブリッジインバータ１２Ａの半導体スイッチング素子９のゲート信号を上記位相差だけシフトさせて低圧側直流電圧Ｖｄｃ１を一定に保っている。なお、ここで扱う電気量をその基準値に対する比率で表すものとし、電圧や電流などの指令値とその検出値は、ｐｅｒ　ｕｎｉｔ法で表現する。
　なお、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２は、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１により制御されているため、通常送電中、高圧側直流電圧制御部２５は機能していない。また、切替スイッチ２８の共通接点２８ａは高圧側直流電流制御部２６側の個別接点２８ｂに接続されている。
　また、直流コンデンサ電圧検出部２１は、高圧側直流コンデンサ１０Ｂの電圧である高圧側直流コンデンサ電圧を高圧側直流電圧Ｖｄｃ２として検出する。よって、ここでは直流コンデンサ電圧検出部２１で検出される高圧側直流コンデンサ電圧を同じＶｄｃ２で表記する。
　直流コンデンサ電圧制御部２３は、高圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊と高圧側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２の差分をフィードバック制御することで演算される誤差電流ΔＩｃｓｔｒを出力する。
　この誤差電流ΔＩｃｓｔｒは、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が変動した時に生じるもので、定常状態では高圧側直流コンデンサ１０Ｂの入力電流と出力電流は等しいため、上記誤差電流ΔＩｃｓｔｒは０に等しいが、事故時に入出力電力のバランスが崩れると、高圧側直流コンデンサ１０Ｂが充放電されるため、入出力電流の差が誤差電流ΔＩｃｓｔｒとして検出される。
　また、直流コンデンサ電圧制御部２３は、上記の誤差電流ΔＩｃｓｔｒと高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊との和をフィードフォワード制御して得られる低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆを低圧側直流電圧制御部２４に出力する。このように誤差電流ΔＩｃｓｔｒによって高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊をフィードフォワード制御することで、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２に対する外乱応答性を高めている。
　また、直流電源系統電圧電流検出部２０より検出された低圧側直流電流Ｉｄｃ１と低圧側直流電圧Ｖｄｃ１、上記の誤差電流ΔＩｃｓｔｒ、直流電流検出部２２により検出された直流電流Ｉｄｃ２、および高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊が共に高圧側直流電流制御部２６に入力される。
　高圧側直流電流制御部２６は、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から高圧側直流コンデンサ１０Ｂを充放電するために必要な電流量である誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算した値を新たな高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊として算出する。そして、高圧側直流電流制御部２６は、この新たな高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差分ΔＩｄｃ２をフィードバック制御することで、送電する高圧側直流電流Ｉｄｃ２が高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊に従うように制御し、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊を電圧指令分配部２７に出力する。電圧指令分配部２７は、この直流電流指令値Ｉｄｃ２＊を電圧指令配分（ＰＷＭ）することで、半導体スイッチング素子９を駆動するためのゲート信号を生成する。
　ここで、送電を担っていたＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止すると、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１から電力が供給されなくなり、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側直流コンデンサ１０Ｂの高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が低下する。さらに、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１による高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の制御が停止してしまうため、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１の停止を上位の系統制御装置が検出し、新たに別の電力変換装置に直流電圧制御指令を出すまでの期間中は、一時的に高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が制御されない状態となり、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が変動し易くなる。
　すなわち、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１の停止が検知された場合、最終的には、系統システムの図示しない上位制御系から他の健全な電力変換装置（ここでは第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａ）に対して制御の切り替え指令を出すので、これに応じて第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが直流電圧制御を担うように切り替えることになるが、切り替えまでには時間を要するため、その間に高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が低下して、さらには運転停止となりかねない。
　この事態を回避して運転継続するためには、上位制御系から第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａまたは第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂに対して制御の切り替え指令が与えられて健全な第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが直流電圧制御を担うように切り替えられるまでの期間中において、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を一定に保ちながら、図１の破線８で示すように、第１の直流系統４Ａから第２の直流系統４Ｂへ潮流方向を変更して、第２の直流系統４Ｂへの送電を一時的に継続することが必要となる。
　そこで、送電を担っていたＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が送電を停止した場合に、図１の破線で示す潮流方向８へと潮流を変更するとともに、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側直流電圧制御部２５が高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を制御するように切り替わるまでの期間（以下、過渡期間という）における第１の電力変換装置１Ａの制御装置３を構成する低圧側直流電圧制御部２４、直流コンデンサ電圧制御部２３、および高圧側直流電流制御部２６の各制御動作について、図４に示す制御フロー図を用いて説明する。なお、図４において、符号Ｓは処理ステップを意味する。
　まず、直流コンデンサ電圧検出部２１で高圧側直流電圧（高圧側直流コンデンサ電圧）Ｖｄｃ２を検出する（ステップＳ１）。
　高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が概ね定格電圧の１０％以上低下し、かつ（高圧側直流電流Ｉｄｃ２）×（高圧側直流電圧Ｖｄｃ２）＝０（零）か否かを判断する（ステップＳ２）。
　ステップ２でＹｅｓの場合、すなわち、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側から流入する電力量が零となった場合、低圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ１＊を第１の直流系統４Ａの低圧側直流電圧Ｖｄｃ１より小さくなるまで電圧を下げる（ステップＳ３）。これにより、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａに対して第１の直流系統４Ａから電力が流入するようになり、図１の実線で示す潮流方向７から破線で示す潮流方向８へと潮流が変更される。
　なお、高圧側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２の低下がない場合、あるいは交流電源系統５から電力が供給されている場合、通常送電中とみなし、低圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ１＊は一定のままで潮流変更は行わない。
　次に、直流コンデンサ電圧制御部２３は、コンデンサ電圧補償制御を行う（ステップＳ４）。この制御では、高圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊と高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の差分をフィードバック制御し、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が高圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊に従うように制御する。その際に演算される誤差電流ΔＩｃｓｔｒを高圧側直流電流制御部２６へ出力する。
　次いで、直流コンデンサ電圧制御部２３は、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２とを比較し、両者の差が所定の値Ｋ１（潮流急変と想定可能な値、例えば５０％～７０％）を超えるか否かを判断する（ステップＳ５）。
　高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差が所定の値Ｋ１以下なら誤差電流ΔＩｃｓｔｒにより高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊をフィードフォワード制御し、これによって低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆを生成する（ステップＳ６）。
　これに対して、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止中において、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差が所定の値Ｋ１を超えた場合、ステップＳ６の処理を行わず、誤差電流ΔＩｃｓｔｒによる高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊のフィードフォワード制御を停止する。
　その理由は、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止した直後の状態においては、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａには高圧側に直流電流Ｉｄｃ２が流入されない状態となるため、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差が大きくなり、概ね７０％以上解離することとなる。そして、解離した状態で誤差電流ΔＩｃｓｔｒによって高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊をフィードフォワード制御すると、前記高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の外乱応答性を高める効果はなく、直流コンデンサ電圧制御リミッタにかかり、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が不安定となる要因となる。
　したがって、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を安定にして運転継続するために、上記所定の値Ｋ１を５０％～７０％に設定して、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差がＫ１を超えた場合は、誤差電流ΔＩｃｓｔｒによって高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊をフィードフォワード制御せずに、新たに低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆを算出する。
　低圧側直流電圧制御部２４は、新たな低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆに応じた低圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ１＊を制御量として演算し（ステップＳ１２）、これに応じて電圧指令分配部２７が電圧指令分配（ＰＷＭ）によりゲート信号を生成する（ステップＳ１３）。
　これにより、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａで高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を安定に保ちながら、直流電流の方向が図１の実線で示す潮流方向７から破線で示す潮流方向８へと徐々に変更するように、低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆを出力することができる。
　次に、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が送電を停止し、図１の破線で示す潮流方向８へと潮流が変更された後に高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を一定に保つために高圧側直流電流Ｉｄｃ２を制御する際の高圧側直流電流制御部２６の制御動作について説明する。
　直流電流検出部２２は、直流母線６Ｐに流れる高圧側直流電流Ｉｄｃ２を検出する（ステップＳ７）。高圧側直流電流制御部２６は、ステップＳ７で検出された高圧側直流電流Ｉｄｃ２、直流電源系統電圧電流検出部２０で検出された低圧側直流電流Ｉｄｃ１および低圧側直流電圧Ｖｄｃ１、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊、並びに直流コンデンサ電圧制御部２３より出力された誤差電流ΔＩｃｓｔｒを共に入力する。そして、高圧側直流電流制御部２６は、直流電源系統電圧電流検出部２０より検出された低圧側直流電流Ｉｄｃ１および低圧側直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて、第１の直流系統４Ａから第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａに入力される電力量を算出する（ステップＳ８）。
　次に、高圧側直流電流制御部２６は、第１の直流系統４Ａから受電する電力量が所定の値Ｋ２（第１の直流系統４Ａから負荷へ供給する電力量が充分大きくなった場合で、概ね負荷が必要とする電力量の９０％）を超えているか否かを判断する（ステップＳ９）。
　第１の直流系統４Ａから受電する電力量が所定の値Ｋ２を超えている場合には、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から高圧側直流コンデンサ１０Ｂの充電に必要な電流量である誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算し（ステップＳ１０）、それを新たな高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊として算出し（ステップＳ１１）、この新たな高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊と高圧側直流電流Ｉｄｃ２との差分をフィードバック制御することで、送電する高圧側直流電流Ｉｄｃ２が高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊に従うよう制御し、この高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊を電圧指令分配部２７に出力する。
　この場合、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から急峻に誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算すると、高圧側直流電流Ｉｄｃ２の変動が大きくなる可能性があるため、誤差電流ΔＩｃｓｔｒの値を０％から１００％に一定時間で緩やかに変化させて減算する。
　一方、高圧側直流電流制御部２６は、ステップＳ９の判断で、第１の直流系統４Ａから受電する電力量が所定の値Ｋ２以下の場合には、ステップＳ１０の処理を行わず、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算しないようする。これにより、高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊が零のままバランスすることがなくなり、安定に潮流変更が可能となり、運転継続ができる。
　すなわち、上記のように、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１の停止時は、潮流変更により徐々に第１の直流系統４Ａから電力が供給されるため、第１の直流系統４Ａから流入する電力量が少ない時に高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を補償するための電流量である誤差電流ΔＩｃｓｔｒを高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から減算すると、高圧側直流電流量Ｉｄｃ２と高圧側直流コンデンサ１０Ｂを充電するための電流量（誤差電流）ΔＩｃｓｔｒとが等しくなり、すなわち、新たな高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊が零となり、図１の破線で示す潮流方向８へ高圧側直流電流Ｉｄｃ２が流れなくなる可能性がある。
　そこで、潮流反転による送電を継続させるために、第１の直流系統４Ａからの電力量が負荷へ供給する上で十分に大きくなってきた時（ステップＳ９の判断でＹＥＳの場合）にステップＳ１０の処理において高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から誤差電流ΔＩｃｓｔｒを緩やかに０％から１００％に減算していくことで、安定して送電を継続することができる。
　そして、電圧指令分配部２７は、先のステップＳ１１で得られた直流電流指令値Ｉｄｃ２＊を電圧指令配分（ＰＷＭ）することで、半導体スイッチング素子９を駆動するためのゲート信号を生成する（ステップＳ１３）。
　なお、ここでは、ステップＳ８の処理で電力量を算出し、ステップＳ９でその電力量を所定の値Ｋ２と比較して判定しているが、電力量に限らず、電流量を所定の値Ｋ２と比較して判定するようにすることも可能である。
　上記制御フローにより、潮流変更を伴わない場合の電圧低下に関しては、直流コンデンサ電圧制御部２３は、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が一時的に低下した場合に、高圧側直流コンデンサ１０Ｂを充電するために必要な電流量（誤差電流）ΔＩｃｓｔｒと高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊との和をフィードフォワード制御することで、一時的な電圧降下の場合に高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の変動を高速に抑制することが可能となる。
　また、潮流変更を伴う場合の電圧低下に関しては、高圧側直流電流Ｉｄｃ２と高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊との差分が所定値Ｋ１よりも大きくなるので、その場合には、誤差電流ΔＩｃｓｔｒに高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊をフィードフォワード制御をせずに低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆを算出することで、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の低下分を補償するので、適切な電流量が低圧側直流電流指令値Ｉｄｃ１ｒｅｆとして合成されることになり、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の変動を抑制し、安定して送電を継続することができる。
　また、潮流変更を伴う場合、高圧側直流電流制御部２６において、第１の直流系統４Ａから第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａに対して流入する電力量が少ない場合、誤差電流ΔＩｃｓｔｒを高圧側直流電流指令値Ｉｄｃ２＊から減算しないようにすることで、直流電流指令値Ｉｄｃ２＊が零のままバランスすることがなくなり、安定に潮流変更が可能となり、運転継続ができる。
　最終的に図示しない上位の系統システムの制御装置から直流電圧制御への切り替え指令が第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの制御装置３に送られ、これに応じて切替スイッチ２８の共通接点２８ａが高圧側直流電圧制御部２５に接続された個別接点２８ｃとの接続に切り替わり、高圧側直流電圧制御部２５が高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を制御して、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を一定に保つ。
　このように、この実施の形態１によれば、双方向に電力変換する自励式の電力変換装置１、１Ａ、１Ｂが互いに直流で連系された電力変換システムにおいて、送電を担いかつ直流電圧制御をしているＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止した場合に、他の健全な第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａへ直流電圧制御が移るまでの過渡期間中に、当該第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の変動を抑制して直流電圧を一定に制御するので、この第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａにより安定して直流電源としての第１の直流系統４Ａから負荷としての第２の直流系統４Ｂへの送電を安定して継続することが可能となる。
実施の形態２．
　図５はこの発明の実施の形態２による電力変換システムの全体を示す構成図、図６はこの発明の実施の形態２による電力変換システムを構成する自励式の電力変換装置の構成図である。
　この発明の実施の形態２の電力変換システムは、交流電力から直流電力に電力変換する３台の自励式の第１～第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃが直流で連系している場合について説明する。
　第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃは、一方の端子が変圧器２Ｃを介して、交流電源系統５と連系され、他方の端子が直流母線１０７Ｐ、１０７Ｎに接続されて高電圧直流送電網に連系している。なお、本実施の形態の交流電源系統５および第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃは、それぞれ請求の範囲における主要電源系統および主要電力変換装置に相当する。
　第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａと第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｂの一方の端子は、共に直流母線１０７Ｐ、１０７Ｎに接続され、他方の端子がそれぞれ変圧器２Ａ，２Ｂを介して、第１、第２の交流系統１０２Ａ、１０２Ｂに個別に連系している。この場合、第１の交流系統１０２Ａは、交流電源を含む交流系統であり、また、第２の交流系統１０２Ｂは、主に負荷を含む交流系統である。
　通常送電では、交流電源系統５から供給される電力を変圧器２Ｃを介して電圧を変圧した上で、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃにより交流電力を直流電力に変換した後、図中実線で示す潮流方向７に送電する。第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃから送られた電力は、直流母線１０７Ｐ、１０７Ｎを通って、第１、第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂによりそれぞれ直流電力が交流電力に変換され、各変圧器２Ａ，２Ｂにより電圧を変圧した後、第１、第２の各交流系統１０２Ａ、１０２Ｂに供給している。
　次に、上記の自励式の第１、第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂについて、図６を用いて説明する。
　第１、第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂは、共に同じ構成であって、モジュラー・マルチレベル電力変換器（Ｍｏｄｕｌａｒ　Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、ＭＭＣ型の電力変換器と称す）１０５と、ＭＭＣ型の電力変換器１０５を制御する制御装置１０３を備える。このＭＭＣ型の電力変換器１０５は、複数の変換器セル１１３と１つのアームリアクトル１２０を直列接続してなる正側アーム２００Ｐと、これと同じ構成の負側アーム２００Ｎのそれぞれの一方の端子を互いに直列接続して構成されるレグ回路１０４を備えている。そして、このレグ回路１０４を交流系統の相数に等しい個数分（図６では三相の個数分）設け、これらのレグ回路１０４を正負の直流母線１０７Ｐ、１０７Ｎ間に並列接続している。各レグ回路１０４の正側アーム２００Ｐおよび負側アーム２００Ｎにはそれぞれの電流値を検出する電流検出器（８ＵＰ、８ＶＰ、８ＷＰ）および（８ＵＮ、８ＶＮ、８ＷＮ）を備えている。
　正側アーム２００Ｐと負側アーム２００Ｎの互いの接続点（電力変換器１０５の交流側端子）はそれぞれ各相交流線（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続され、正側アーム２００Ｐのもう１方の端子は正極側の直流母線１０７Ｐに、負側アーム２００Ｎのもう１方の端子が負極側の直流母線１０７Ｎに接続されている。
　ＭＭＣ型の電力変換器１０５の各変換器セル１１３は、半導体スイッチング素子１１４と、この半導体スイッチング素子１１４に並列接続されたダイオード１１０を２個１組として直列接続した双方向チョッパ回路を備え、この双方向チョッパ回路に直流コンデンサ１０９が並列に接続されている。ここでは半導体スイッチング素子１１４としてＩＧＢＴを用いているが、これに限定されるものではなく、他の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いてもよい。
　直流電圧Ｖｄｃは、直流母線１０７Ｐ－１０７Ｎ間の電圧であり、レグ回路１０４毎に設けられている複数の変換器セル１１３が備える直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣを合成した値に等しくなる。
　なお、ここでは第１、第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂは、ＭＭＣ型の電力変換器１０５で構成されるとしているが、これに限定されるものではなく、他の電圧型のＤＣ／ＡＣ電力変換器でもよい。
　図７は第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａにおける制御装置１０３の機能を示すブロック図である。
　第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａの制御装置１０３は、通常運転中、交流系統電流電圧検出部５０により第１の交流系統１０２Ａの電圧Ｖｓｙｓ、有効電流Ｉｓｙｓｑ、無効電流Ｉｓｙｓｄを検出している。また、交流電流制御部５４は、交流系統電流電圧検出部５０により検出された上記の第１の交流系統１０２Ａの電圧Ｖｓｙｓ、有効電流Ｉｓｙｓｑ、無効電流Ｉｓｙｓｄ、および直流コンデンサ電圧検出部５１が出力する有効電流指令値Ｉｑｒｅｆと無効電流指令値Ｉｄｒｅｆとに基づき、有効電流Ｉｓｙｓｑ、無効電流Ｉｓｙｓｄをフィードバック制御している。なお、ここで扱う電気量をその基準値に対する比率で表すものとし、電圧や電流などの指令値とその検出値は、ｐｅｒ　ｕｎｉｔ法で表現する。
　直流電圧制御部５５は、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが送電を停止して第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａが送電端となった場合に機能するものである。図５の実線で示す潮流方向７に送電中は、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃにより直流電圧が制御されているため、通常送電中、直流電圧制御部５５は機能していない。また、切替スイッチ５８の共通接点５８ａは直流電流制御部５６側の個別接点５８ｂに接続されている。
　また、直流コンデンサ電圧検出部５１は、各変換器セル１１３の直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣを合成した平均値を、直流母線１０７Ｐ－１０７Ｎ間の直流電圧Ｖｄｃとして検出する。よって、ここでは直流コンデンサ電圧検出部５１で検出される各直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣを合成した平均値をＶｄｃと表記する。
　直流コンデンサ電圧制御部５３は、直流コンデンサ電圧検出部５１で検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊とを入力し、直流電圧Ｖｄｃと直流電圧指令値Ｖｄｃ＊との差分をフィードバック制御することで演算される誤差電流ΔＩｃｓｔｒを出力する。
　この誤差電流ΔＩｃｓｔｒは、直流電圧Ｖｄｃに変動があった場合に、直流コンデンサ１０９を充放電するために必要な電流量であって、この誤差電流ΔＩｃｓｔｒは、第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａに入力される交流電流の有効電流Ｉｓｙｓｑと直流電流Ｉｄｃとの差と等しくなる。
　また、直流コンデンサ電圧制御部５３は、上記の誤差電流ΔＩｃｓｔｒと直流電流指令値Ｉｄｃ＊との和をフィードフォワード制御して得られる有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを交流電流制御部５４に出力する。このように、誤差電流ΔＩｃｓｔｒによって直流電流指令値Ｉｄｃ＊をフィードフォワード制御することで、直流コンデンサ電圧Ｖｄｃに対する外乱応答性を高めている。
　直流電流検出部５２は、直流電流Ｉｄｃを検出する。そして、この直流電流検出部５２で検出された直流電流Ｉｄｃ、直流コンデンサ電圧制御部５３が算出した上記の誤差電流ΔＩｃｓｔｒ、および交流系統電流電圧検出部５０が検出した第１の交流系統１０２Ａの電圧Ｖｓｙｓ、有効電流Ｉｓｙｓｑ、無効電流Ｉｓｙｓｄが共に直流電流制御部５６に入力される。
　直流電流制御部５６は、有効電流Ｉｓｙｓｑから誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算した値を新たな直流電流指令値Ｉｄｃ＊として算出し、この新たな直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差分ΔＩｄｃをフィードバック制御することで、送電する直流電流Ｉｄｃが直流電流指令値Ｉｄｃ＊に従うように制御し、直流電流指令値Ｉｄｃ＊を電圧指令分配部５７に出力する。電圧指令分配部５７は、この直流電流指令値Ｉｄｃ＊を電圧指令配分（ＰＷＭ）することで、半導体スイッチング素子１１４を駆動するためのゲート信号を生成する。
　ここで、送電を担っていた第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが急停止すると、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃからの電力が第１、第２のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ、１０１Ｂに供給されなくなるため、各変換器セル１１３の直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣが低下する。さらに、直流電圧Ｖｄｃを制御している第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが停止してしまうため、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃの停止を上位の系統制御装置が検出し、新たに別の電力変換装置に直流電圧制御指令を出すまでの期間中は、一時的に直流電圧Ｖｄｃが制御されない状態となり、直流電圧Ｖｄｃが変動し易くなる。
　すなわち、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃの停止が検知された場合、最終的には系統システムの図示しない上位制御系から他の健全な電力変換装置（ここでは第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａ）に対して制御の切り替え指令を出す。そして、第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａが直流電圧制御を担うように切り替えられることになるが、切り替えまでに時間を要するため、その間に直流電圧Ｖｄｃが低下して、さらには運転停止となりかねない。
　この事態を回避して運転継続するためには、上位制御系から第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａに対して制御の切り替え指令が与えられて第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａが直流電圧制御を担うように切り替られるまでの期間中において、直流電圧Ｖｄｃを一定に保ちながら、図５の破線で示すように、第１の交流系統１０２Ａから第２の交流系統１０２Ｂへ向かう潮流方向８に変更して、第２の交流系統１０２Ｂへの送電を継続することが必要となる。
　そこで、送電を担っていた第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが送電を停止した場合に、図５の破線で示す潮流方向８へと潮流を変更するとともに、第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａの直流電圧制御部５５が直流電圧Ｖｄｃを制御するように切り替わるまでの期間（以下、過渡期間という）における第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａの制御装置１０３を構成する交流電流制御部５４、直流コンデンサ電圧制御部５３、および直流電流制御部５６の各制御動作について、図８に示す制御フロー図を用いて説明する。なお、図８において、符号Ｓは処理ステップを意味する。
　まず、直流コンデンサ電圧検出部５１は、各変換器セル１１３の直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣを合成した平均値を、直流母線１０７Ｐ－１０７Ｎ間の直流電圧Ｖｄｃとして検出する（ステップＳ１）。
　次に、直流コンデンサ電圧制御部５３は、コンデンサ電圧補償制御を行う（ステップＳ２）。このコンデンサ電圧補償制御では、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と直流コンデンサ電圧検出部５１で検出された直流電圧Ｖｄｃとの差分をフィードバック制御し、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に従うように制御する。その際に直流コンデンサ１０９の電圧低下分を補償して直流コンデンサ１０９を充電するために必要な誤差電流ΔＩｃｓｔｒを算出して直流電流制御部５６へ出力する（ステップＳ２）。
　次いで、直流コンデンサ電圧制御部５３は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとを比較して両者の差が所定の値Ｋ１（潮流急変として想定可能な値、例えば５０％～７０％）を超えるか否かを判断する（ステップＳ３）。
　直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差がＫ１以下なら誤差電流ΔＩｃｓｔｒにより直流電流指令値Ｉｄｃ＊をフィードフォワード制御し、これによって有効電流指令値Ｉｑｒｅｆ、無効電流指令値Ｉｄｒｅｆを生成する（ステップＳ４）。
　これに対して、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが停止中において、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差が所定の値Ｋ１を超えた場合には、ステップＳ４の処理を行わず、誤差電流ΔＩｃｓｔｒによる直流電流指令値Ｉｄｃ＊のフィードフォワード制御を停止して、有効電流指令値Ｉｑｒｅｆが概ね定格電流の＋１０％を超えない範囲で有効電流指令とする。
　その理由は、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが停止した直後の状態においては、直流電流が流れない状態となるため、直流電流指令値Ｉｄｃ＊（例えば－１ｐｕ）と直流電流Ｉｄｃ（例えば０ｐｕ）との差が大きくなり、概ね７０％以上解離することとなる。そして、この解離した状態で誤差電流ΔＩｃｓｔｒによる直流電流指令値Ｉｄｃ＊をフィードフォワード制御すると、有効電流の制御リミッタにかかり、直流コンデンサ電圧Ｖｄｃが不安定となる要因となる。よって、ステップＳ３の判断で、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差が所定の値Ｋ１を超えた場合には、ステップＳ４のように誤差電流ΔＩｃｓｔｒによる直流電流指令値Ｉｄｃ＊をフィードフォワード制御せずに、有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する。
　これにより、第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａで直流電圧Ｖｄｃを安定に保ちながら、直流電流の方向を図５の実線で示す潮流方向７から破線で示す潮流方向８へ徐々に潮流変更するように、有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを出力することができる。
　次に、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが送電を停止し、図５の実線で示す潮流方向７から破線で示す潮流方向８へと潮流が変更された後に直流電圧Ｖｄｃを一定に保つために直流電流Ｉｄｃを制御する際の直流電流制御部５６の制御動作について説明する。
　直流電流検出部５２は、直流母線１０７Ｐ－１０７Ｎ間に流れる直流電流Ｉｄｃを検出する（ステップＳ５）。
　直流電流制御部５６は、この直流電流検出部５２より検出された直流電流Ｉｄｃ、交流系統電流電圧検出部５０により検出された第１の交流系統１０２Ａの交流電圧Ｖｓｙｓおよび交流電流（Ｉｓｙｓｑ，Ｉｓｙｓｄ）、並びに直流コンデンサ電圧制御部５３より算出された誤差電流ΔＩｃｓｔｒを共に入力する。そして、直流電流制御部５６は、上記の各入力情報に基づいて第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａが第１の交流系統１０２Ａから受電する電力量を算出する（ステップＳ６）。
　次に、直流電流制御部５６は、第１の交流系統１０２Ａから受電する電力量が所定の値Ｋ２（第１の交流系統１０２Ａから負荷へ供給する電力量が充分大きくなった場合であって、概ね負荷が必要とする電力量の概ね９０％）を超えている否かを判断する（ステップＳ７）。
　第１の交流系統１０２Ａから受電する電力量が所定の値Ｋ２を超えている場合には、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から直流コンデンサ１０９の充電に必要な電流量である誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算する（ステップＳ８）。
　そして、ステップＳ８で直流電流指令値Ｉｄｃ＊から誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算した値を新たな直流電流指令値Ｉｄｃ＊として算出する（ステップＳ９）。
　そして、この新たな直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差分をフィードバック制御することで、送電する直流電流Ｉｄｃが直流電流指令値Ｉｄｃ＊に従うよう制御し、この直流電流指令値Ｉｄｃ＊を電圧指令分配部５７に出力する。
　この場合、急峻に誤差電流ΔＩｃｓｔｒを減算すると、直流電流が急激に変動する可能性があるため、誤差電流ΔＩｃｓｔｒの値を一定時間で緩やかに０％から１００％に変化させて、徐々に減算していく。
　上記のように、第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃの停止時は、潮流変更により徐々に第１の交流系統１０２Ａから電力が供給されるため、第１の交流系統１０２Ａから流入する電力量が少ないにもかかわらず、直流コンデンサ１０９の電圧ＶＣを補償するための電流量である誤差電流ΔＩｃｓｔｒを直流電流指令値Ｉｄｃ＊から減算すると、直流電流Ｉｄｃと誤差電流ΔＩｃｓｔｒとがバランスし、すなわち直流電流Ｉｄｃが零で安定してしまい、図５の破線で示す潮流方向８へ直流電流が流れなくなる可能性がある。
　そこで、潮流反転による送電を継続させるため、第１の交流系統１０２Ａから受電する電力量が負荷へ供給する上で十分に大きくなってきた時（ステップＳ７の判断でＹＥＳの場合）にのみ、ステップＳ８の処理において直流電流指令値Ｉｄｃ＊から誤差電流ΔＩｃｓｔｒを緩やかに０％から１００％に変化させて減算することで、安定して送電を継続することができる。
　そして、電圧指令分配部５７は、先のステップＳ９で得られた直流電流指令値Ｉｄｃ＊を電圧指令配分（ＰＷＭ）することにより、半導体スイッチング素子１１４を駆動するためのゲート信号を生成する（ステップＳ１１）。
　上記制御フローにより、潮流変更を伴わない場合の電圧低下に関しては、直流コンデンサ電圧制御部５３では、直流電圧Ｖｄｃが一時的に低下した場合に、直流コンデンサ１０９を充電するために必要な電流量（誤差電流）ΔＩｃｓｔｒと直流電流指令値Ｉｄｃ＊との和をフードフォワード制御することで、一時的な電圧降下の場合に直流コンデンサ１０９の電圧変動を抑制することができる。
　また、潮流変更を伴う電流の急変があった場合には、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流Ｉｄｃとの差分が所定の値Ｋ１よりも大きくなるので、直流電流指令値Ｉｄｃ＊を誤差電流ΔＩｃｓｔｒによりフィードフォワード制御せずに、有効電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出することで、直流電圧Ｖｄｃの低下分を補償するので、適切な電流量が有効電流指令値Ｉｑｒｅｆとして合成されることになり、直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制し、安定して送電を継続することができる。
　また、潮流変更を伴う場合、直流電流制御部５６において、第１の交流系統１０２Ａから第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａに対して流入する電力量が少ない場合、誤差電流ΔＩｃｓｔｒを直流電流指令値Ｉｄｃ＊から減算しないようすることで、直流電流指令値Ｉｄｃ＊が零のままバランスすることがなくなり、安定に潮流変更が可能となり、運転継続ができる。
　最終的に上位の系統システムの制御装置から直流電圧制御への切り替え指令が第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａの制御装置１０３に送られ、これに応じて切替スイッチ５８の共通接点５８ａが直流電圧制御部５５に接続された個別接点５８ｃとの接続に切り替わり、直流電圧制御部５５が直流電圧Ｖｄｃを制御して、直流電圧Ｖｄｃを一定に保つ。
　このように、この実施の形態２によれば、双方向に電力変換する自励式の第１～第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置が互いに直流で連系した電力変換システムにおいて、送電を担いかつ直流電圧制御をしている第３のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ｃが急停止した場合には、他の健全な第１のＤＣ／ＡＣ電力変換装置１０１Ａが直流電圧Ｖｄｃを一定に制御し、かつ潮流変更により、十分な電力容量をもつ第１の交流系統１０２Ａから負荷である第２の交流系統１０２Ｂに送電を継続することが可能となる。
実施の形態３．
　以下、この発明の実施の形態３による電力変換システムについて、図９、図１０、図１１、図１２を用いて説明する。
　図９は、実施の形態３による電力変換システムの全体を示す構成図であり、実施の形態１で説明した図１の電力変換システムの構成と同様である。図１０は、実施の形態３による電力変換システムを構成する自励式のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成図であり、実施の形態１で説明した図２の自励式のＤＣ／ＤＣ電力変換装置の構成とほぼ同様であるが、制御装置の構成および動作が実施の形態１と相違している。図９および図１０において、図１および図２と同様の構成部分については同じ符号を付すとともに、その説明を適宜省略する。
　実施の形態１では、通常送電中、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１により高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が一定になるように制御するとともに、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａおよび第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂの制御装置３は、低圧側直流電圧Ｖｄｃ１が一定になるように制御している。そして、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１の停止時に、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側直流電流制御により、直流コンデンサ１０Ｂの充放電電流を補償して、送電を継続するようにしていた。
　多端子直流系統システムで、複数の電力変換装置が送電系統の直流電圧を制御することにより、直流送電電流を調整することも考えられるため、この発明の実施の形態３では高圧側直流電圧Ｖｄｃ２をＤＣ／ＡＣ電力変換装置１と第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの両方で高圧側直流電圧制御する場合について説明する。
　第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが高圧側直流電圧制御する場合には、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが高圧側直流コンデンサ電圧を制御して、第２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ｂに連系された負荷系統が必要とする電力量を融通できるようにする必要がある。
　図１１は実施の形態３による電力変換装置の制御装置の機能を示すブロック図であり、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが高圧側直流電圧制御している場合の制御装置２０３の機能を示すブロック図である。
　図１１において、制御装置２０３は、直流コンデンサ電圧検出部２１で、高圧側直流コンデンサ１０Ｂの電圧である高圧側直流コンデンサ電圧を高圧側直流電圧Ｖｄｃ２として検出する。よって、ここでは直流コンデンサ電圧検出部２１で検出される高圧側直流コンデンサ電圧を同じＶｄｃ２で表記する。
　直流コンデンサ電圧制御部２３は、高圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊と高圧側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２の差分をフィードバック制御することで演算される誤差電流ΔＩｃｓｔｒを出力する。
　この誤差電流ΔＩｃｓｔｒは、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が変動した時に生じるものであり、定常状態では高圧側直流コンデンサ１０Ｂの入力電流と出力電流は等しいため、上記誤差電流ΔＩｃｓｔｒは０に等しいが、事故時に入出力電力のバランスが崩れると、高圧側直流コンデンサ１０Ｂが充放電されるため、入出力電流の差が誤差電流ΔＩｃｓｔｒとして検出される。
　また、直流コンデンサ電圧制御部２３は、上記の誤差電流ΔＩｃｓｔｒを高圧側直流電圧制御部２５に出力する。
　低圧側直流電圧Ｖｄｃ１については、直流系統４Ａ内の機器により直流電圧が一定制御されており、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの制御装置２０３は、高圧側直流電圧制御部２５により高圧側直流電圧を一定に制御して、低圧側電力制御部２９により電力変換装置１Ａの入出力電力量を調整している。
　また、切替スイッチ２８の共通接点２８ａは、高圧側直流電圧制御部２５側の個別接点２８ｃに接続されている。すなわち、高圧側直流電圧制御部２５が機能している状態の時には高圧側直流電流制御部２６は機能していない。
　図９に示す電力変換システムにおいて、送電を担っていたＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止すると、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１から電力が供給されなくなり、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが電圧制御している高圧側の直流コンデンサ１０Ｂの高圧側直流電圧Ｖｄｃ２が低下する。
　ここで、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側直流電圧制御部２５の制御について図１２に基づいて説明する。
　第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの高圧側直流電圧制御部２５は、高圧側直流電圧指令値Ｖｄｃ２＊と、直流コンデンサ電圧検出部２１から出力される高圧側直流電圧Ｖｄｃ２と、直流コンデンサ１０Ｂを充放電するために必要な誤差電流ΔＩｃｓｔｒと、直流電流検出部２２から出力される高圧側直流電流値Ｉｄｃ２を入力する。
　高圧側直流電圧制御部２５では、減算器２５０１により高圧側電圧指令値Ｖｄｃ２＊と高圧側直流電圧値Ｖｄｃ２の差分値を計算し、減算器２５０１が出力する差分値をゲイン２５０２によりＧ１倍して電圧差分相当の電力量Ｐ＊を算出する。
　一方、加算器２５０３により、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの出力電流量である高圧側直流電流値Ｉｄｃ２と、直流コンデンサ電圧制御部２３が出力する誤差電流ΔＩｃｓｔｒとを加算する。次に、乗算器２５０４により、加算器２５０３の加算値に、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を乗算して電力量Ｐｆｆを求める。そして、上記電圧差分相当の電力量Ｐ＊に上記電力量Ｐｆｆを加算器２５０５で加算した値に、定数Ｋを乗算した位相差θを電圧指令分配部（ＰＷＭ）２７に出力する。
　電圧指令分配部（ＰＷＭ）２７において、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１ＡのＰＷＭ制御ゲート駆動のＤＵＴＹ比を５０％に固定し、低圧側のゲート信号の位相を基準とし、高圧側のゲート信号の位相θだけシフトさせることにより高圧側ゲート信号を生成する。
　高圧側直流電圧制御を、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１ＡとＤＣ／ＡＣ電力変換装置１の両方で行っている場合、両者の直流電圧制御が干渉し、制御応答が低下することが懸念されるが、本実施の形態では、直流電圧制御に第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの出力電流量である高圧側直流電流値Ｉｄｃ２と、直流コンデンサ電圧制御部２３が出力する誤差電流ΔＩｃｓｔｒを加算した値に、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２を乗算して電力量をフィードフォワードすることにより、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２に対する外乱応答を高め、かつ高圧側直流コンデンサの充電に必要な電力量を補償するため、高圧側直流コンデンサ電圧Ｖｄｃ２の低下を高速に抑制することができる。
　このように、この実施の形態３によれば、双方向に電力変換する自励式の電力変換装置１、１Ａ、１Ｂが互いに直流で連系された電力変換システムにおいて、ＤＣ／ＡＣ電力変換装置１と第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａが共通の直流系統電圧を制御している場合に、送電を担いかつ直流電圧制御をしているＤＣ／ＡＣ電力変換装置１が停止すると、第１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置１Ａの直流電圧制御により、高圧側直流電圧Ｖｄｃ２の変動を高速に抑制して直流系統電圧を一定に制御するので、安定して直流電源としての第１の直流系統４Ａから負荷としての第２の直流系統４Ｂへの送電を安定して継続することが可能となる。
　なお、この発明は、上記の実施の形態１～３の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、各実施の形態１～３の構成の一部を変更したり、その構成を省略することができ、また、各実施の形態１～３の構成を適宜組み合わせることが可能である。

Claims (7)

  1. 交流電力と直流電力の変換および直流電力と直流電力の変換のいずれか一方の変換を双方向に行う自己消弧型半導体スイッチング素子を備えた自励式の電力変換装置の少なくとも３台以上が互いに直流母線を介して直流で連系して送電を行う電力変換システムにおいて、
    上記電力変換システムは、主要電源系統に接続されて電力供給かつ電圧制御を担う主要電力変換装置が運転を停止した場合に、残りの電力変換装置の内で主要電源系統以外の他の電源系統に接続された第１の電力変換装置が、運転を停止した上記主要電力変換装置に代わり、負荷系統へ電力を供給するものであって、
    他の電源系統に接続された上記第１の電力変換装置は、上記直流母線の間に接続されたコンデンサの電圧値および上記直流母線の間に接続された複数の直流コンデンサの合成値のいずれか一方の値が一定の直流電圧に保持される電力変換器と、上記電力変換器の動作を制御する制御装置とを備え、
    上記制御装置は、
    上記直流母線に流れる直流電流を検出する直流電流検出部と、
    上記直流コンデンサの電圧を検出する直流コンデンサ電圧検出部と、
    上記直流コンデンサ電圧検出部で検出された直流コンデンサ電圧が直流電圧指令値に追従するように制御するとともに、上記直流コンデンサ電圧を制御するための直流電流制御量を算出する直流コンデンサ電圧制御部と、
    上記直流コンデンサ電圧制御部で算出された上記直流電流制御量に基づき、上記直流電流検出部で検出された直流電流が直流電流指令値に追従するように制御する直流電流制御部と、
    上記直流母線の電圧が上記直流電圧指令値に追従するように制御する直流電圧制御部と、
    上記直流電圧指令値および上記直流電流指令値に基づいて上記自己消弧型半導体スイッチング素子を駆動する電圧指令分配部と、
    を備え、
    上記直流コンデンサ電圧の変動と電力供給かつ電圧制御を担う上記主要電力変換装置が運転を停止したことを感知すると、上記直流コンデンサ電圧制御部と、上記直流電流制御部および上記直流電圧制御部のいずれか一方の制御部とにより、上記直流コンデンサ電圧の充放電電流を補償して、直流送電電流量を上記他の電源系統から供給される電気量に応じて調整する電力変換システム。
  2. 上記直流コンデンサ電圧制御部は、上記直流コンデンサ電圧と定格電圧からの変動分を検出し、その検出した変動分を充放電するための電流量を算出するとともに、上記直流電流指令値と上記直流電流検出部で検出された直流電流との差分と潮流急変を判定する基準値とを比較し、その比較結果に応じて上記直流コンデンサ電圧の低下分を充電するための電流量を上記直流電流指令値に加算し、この加算した値を上記他の電源系統から流入する電流量を制御する電流指令値とする請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 上記直流電流制御部は、上記他の電源系統から受電する電気量が、上記直流コンデンサの充電と負荷系統へ供給するための電流量を充分確保可能な値になったことを検出した場合には、上記直流コンデンサ電圧の変動分を充放電するための電流量を上記直流電流指令値から減算し、その減算した値を新たな直流電流指令値とする請求項２に記載の電力変換システム。
  4. 上記直流電流制御部において直流電流制御で用いる上記他の電源系統から受電する電気量として、電力量または電流量を用いる請求項３に記載の電力変換システム。
  5. 上記直流電流制御部は、上記直流コンデンサ電圧の変動分を充放電するための電流量を上記直流電流指令値から減算する場合、一定時間で緩やかに減算して新たな直流電流指令値として算出する請求項３または請求項４に記載の電力変換システム。
  6. 上記直流電圧制御部は、上記直流電圧制御部により上記直流母線の電圧を制御している場合であって、上記直流コンデンサ電圧の変動を検出した場合には、直流電圧指令値と直流電圧検出値の差分を演算して得られる電力量に対して、上記第１の電力変換装置の出力電流量と上記直流コンデンサ電圧制御部で算出された上記直流電流制御量とを加算した値に上記直流コンデンサ電圧を乗算した電力量を、加算して得られた制御量を出力し、上記電圧指令分配部は上記自己消弧型半導体スイッチング素子を駆動する請求項１に記載の電力変換システム。
  7. 主要電源系統に接続されて電力供給かつ電圧制御を担う上記主要電力変換装置の運転停止に応じて、上位の系統制御システムから出力される上位指令により、上記直流電圧制御部が上記直流母線の電圧が直流電圧指令値に追従するように制御するまでの過渡期間中、上記直流コンデンサ電圧制御部によるコンデンサ電圧制御と、上記直流電圧制御部による直流電圧制御および上記直流電流制御部による直流電流制御のいずれか一方の制御とにより、直流電圧と潮流を安定化する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
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