WO2017200315A1 - 무선 통신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2017200315A1
WO2017200315A1 PCT/KR2017/005170 KR2017005170W WO2017200315A1 WO 2017200315 A1 WO2017200315 A1 WO 2017200315A1 KR 2017005170 W KR2017005170 W KR 2017005170W WO 2017200315 A1 WO2017200315 A1 WO 2017200315A1
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WO
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reference signal
mapped
pcrs
frequency
transmitted
Prior art date
Application number
PCT/KR2017/005170
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English (en)
French (fr)
Inventor
김규석
이길봄
정재훈
안민기
Original Assignee
엘지전자(주)
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the at least one first reference signal is mapped to the specific symbol and the specific frequency tone in units of a specific number of resource blocks.
  • the at least one parameter is a unit of a resource block to which the at least one first reference signal is mapped, a first index indicating a last symbol to be mapped, or a second index or mapping indicating a first symbol to be mapped. It includes at least one of the symbol intervals.
  • the at least one parameter is transmitted through Downlink Control Information (DCI) or Radio Resource Control (RRC) signaling.
  • DCI Downlink Control Information
  • RRC Radio Resource Control
  • the communication unit for transmitting and receiving a wireless signal with the outside; And a processor operatively coupled to the communication unit, wherein the processor receives at least one parameter from a base station, wherein the at least one parameter is a frequency tone of a specific resource region to which at least one first reference signal is mapped. And a location of a symbol and receiving the at least one first reference signal used for phase estimation from the base station through the specific resource region, wherein the at least one first reference signal is different for each antenna port transmitted.
  • a terminal is mapped to a specific symbol on a time axis domain and a specific frequency tone on a frequency axis domain, and performs a phase estimation based on the at least one first reference signal.
  • the present invention by transmitting a parameter associated with the mapping pattern of the PCRS / PNRS in the resource region to the terminal, the terminal can recognize the PCRS / PNRS transmitted through each antenna port.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 shows an example of a synchronization signal service zone of a base station to which the present invention can be applied.
  • FIG. 10 shows an example of a frame structure in a communication environment using mmWave to which the present invention can be applied.
  • OVSF Orthogonal Variable Spreading Factor
  • 17 and 18 illustrate examples of mapping positions of reference signals in subframes to which the present invention is applied.
  • 19 to 22 illustrate an example of a method of mapping a reference signal using a frequency division multiplexing method to which the present invention is applied.
  • 29 to 31 illustrate an example of a method of mapping a reference signal using time division multiplexing and code division multiplexing methods to which the present invention is applied.
  • 32 is a flowchart illustrating an example of a method of transmitting a reference signal to which the present invention is applied.
  • FIG 33 is a diagram illustrating an example of an internal block diagram of a wireless device to which the present invention can be applied.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point (AP), and the like. .
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, the terminal cannot simultaneously transmit and receive in half-duplex FDD operation.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only.
  • the subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink allocation state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information is a kind of downlink control information and may be transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH) like other scheduling information, and is commonly transmitted to all terminals in a cell through a broadcast channel as broadcast information. May be
  • PDCCH physical downlink control channel
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (referred to as RNTI (Radio Network Temporary Identifier)) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a unique identifier of the terminal for example, a C-RNTI (Cell-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), precoding matrix index (PMI) and / or rank indicator (RI). Feedback to the base station).
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • CSI-RS a reference signal related to feedback of channel state information
  • the resource elements (REs) described as '0', '1', '2' and '3' in the resource block grid are determined by the CRS of the antenna port indexes '0', '1', '2' and '3', respectively.
  • the location of the resource element described as 'D' means the location of the DRS.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • Equation 1 k and l represent a subcarrier index and a symbol index, respectively, and p represents an antenna port.
  • n s represents the slot index, Represents a cell ID. mod stands for modulo operation.
  • the position of the reference signal is in the frequency domain It depends on the value. Since is dependent on the cell ID, the position of the reference signal has various frequency shift values according to the cell.
  • the reference signals for reference signal antenna ports 0 and 1 are located at symbol indices 0 and 4 (symbol indices 0 and 3 for extended cyclic prefix) of slots,
  • the reference signal for is located at symbol index 1 of the slot.
  • the positions in the frequency domain of the reference signal for antenna ports 2 and 3 are swapped with each other in the second slot.
  • CSI-RS for the purpose of channel measurement has a feature that is designed for channel measurement-oriented purposes, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining channel state information, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the error value of the oscillator of the terminal and the base station is defined as a requirement, and is described as follows.
  • Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
  • the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal is ⁇ 0.1ppm, and when an error occurs in one direction, a maximum offset value of 0.2 ppm may occur.
  • This offset value is multiplied by the center frequency and converted into Hz units for each center frequency.
  • the frequency tone interval (15 kHz) is assumed for the center frequency of 2 GHz (for example, LTE Rel-8 / 9/10), and the frequency tone interval is 104.25 kHz for the center frequency of 30 GHz and 60 GHz. This prevents performance degradation considering the Doppler effect for each center frequency.
  • Table 2 above is a simple example and it is obvious that other frequency tone spacings may be used for the center frequency.
  • Doppler dispersion causes dispersion in the frequency domain, resulting in distortion of the received signal at the receiver's point of view.
  • Doppler dispersion It can be expressed as.
  • v is the moving speed of the terminal
  • ⁇ means the wavelength of the center frequency of the transmitted radio waves.
  • ⁇ means the angle between the received radio wave and the moving direction of the terminal. The following description is based on the assumption that ⁇ is zero.
  • the Doppler spectrum or Doppler power spectrum density, which represents a change in Doppler value according to the frequency change, may have various shapes according to a communication environment.
  • a communication environment such as downtown
  • the Doppler spectrum appears in the U-shape as shown in FIG. 6 shows the center frequency
  • the maximum Doppler variance U-shaped Doppler spectra are shown.
  • the Doppler spectrum also appears narrower than the U-shape due to the reduced angular spread.
  • the Doppler spectral in the case where the narrow beamforming is performed shows only the Doppler dispersion in a certain band.
  • the center frequency operates in the band of several GHz to several tens of GHz. This characteristic of the center frequency makes the influence of the CFO due to the Doppler effect or the oscillator difference between the transmitter / receiver caused by the movement of the terminal more serious.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using a downlink (DL) synchronization signal transmitted by the base station.
  • DL downlink
  • timing and frequency are synchronized between the base station and the terminal.
  • the base station transmits the synchronization signal by configuring the beam width as wide as possible so that terminals in a specific cell can receive and use the synchronization signal.
  • path loss is greater than that of a low frequency band in synchronizing signal transmission. That is, in the case of a system using a high frequency band, a cell radius that can be supported compared to a conventional cellular system (for example, LTE / LTE-A) using a relatively low frequency band (for example, 6 GHz or less). This is greatly toned.
  • a conventional cellular system for example, LTE / LTE-A
  • a relatively low frequency band for example, 6 GHz or less
  • Equation 5 is the beam width according to the beamforming If received decreases, the received SINR is Fold improvement.
  • Another method for solving the reduction of the cell radius may be considered to repeatedly transmit the same sync signal. This method requires additional resource allocation on the time axis, but has the advantage of increasing the cell radius without reducing the beam width.
  • sector 1 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4 ⁇
  • sector 2 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4 ⁇ .
  • the synchronization signal service area of the current base station is sector 1, it is assumed that an additional power of 6 dB or more is required for transmission of the synchronization signal in order for the base station to service the synchronization signal in sector 2.
  • the beam width is narrow, it is difficult for a terminal moving at a high speed or a terminal at the boundary of a sector to stably receive a synchronization signal. Instead, if the ID of the beam in which the terminal is located can be distinguished, there is an advantage that the terminal can determine its own position through a synchronization signal.
  • the repetitive transmission scheme since the beam width is wide, it is very unlikely that the terminal misses the synchronization signal. Instead, the terminal cannot determine its location.
  • one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots.
  • One slot consists of T OFDM symbols.
  • the first subframe in the frame uses the 0 th slot (slot indicated by 'S') for synchronization purposes.
  • the 0 th slot is composed of A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing the UE of system information. The remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
  • N, N g, and i represent a length of an OFDM symbol, a length of a cyclic prefix (CP), and an index of an OFDM symbol, respectively.
  • r means a vector of the received signal at the receiver. At this time, Expression of the received signal vector r From the first Vector defined by the first element.
  • FIG. 9 illustrates a sector served by one base station divided into eight regions.
  • the base station transmits beams in the areas (A1 + B1), (A2 + B2), (A3 + B3), and (A4 + B4), respectively, and the terminal can distinguish beams transmitted by the base station.
  • the beam scanning process can be embodied in four processes. First, i) the base station transmits a beam in four areas in sequence. ii) The terminal determines the beam that is determined to be the most suitable among the beams in view of the received SINR. iii) The terminal feeds back information on the selected beam to the base station. iv) The base station transmits data using the beam having the feedback direction. Through the above beam scanning process, the UE can receive downlink data through the beam with optimized reception SINR.
  • Equation (11) Denotes the size of the matrix.
  • All of these OVSF codes are orthogonal except for the relationship between adjacent higher and lower codes on the code tree.
  • the code [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], and [1 1 -1 -1].
  • the OVSF code has the same length as the code length. That is, in FIG. 11, it can be seen that the length of a specific code and the total number of branches in a corresponding code belong to the same.
  • the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this.
  • Table 5 shows the path loss of the terminal and its transmission power.
  • PCRS is supported with a time domain density that is mapped every every second symbol, every symbol, and / or every fourth symbol.
  • PCRS assigned to a specific terminal is limited to scheduled resources.
  • the density of the frequency domain is related to the dynamic setting of the scheduled bandwidth (BW).
  • the present invention proposes a method for transmitting a PCRS (or PTRN or PNRS) so that the base station can estimate the phase noise of the received signal to the terminal.
  • the PTRS is a pilot signal shared between the base station and the terminal and is a reference signal defined to compensate for phase noise.
  • the index of the frequency tone may be referred to as a subcarrier index or a position on the frequency axis.
  • FIG. 14B shows the DMRS and PCRS arrangement of antenna port 8.
  • the PCRSs may be disposed on a frequency axis different from the illustrated embodiment as long as the DMRSs are disposed on the frequency axis.
  • the embodiment of FIG. 15 has a form in which the density on the frequency axis of the PCRS is doubled compared to the embodiment of FIG. 14.
  • This arrangement structure enables the terminal to estimate the CPE as well as channel estimation along the frequency axis. That is, PTRS can be used not only for estimating phase noise through CPE estimation but also for estimating channel in frequency domain. This channel estimation can compensate for the deteriorated channel estimation result when the channel changes rapidly on the time axis.
  • FIGS. 16A and 16B the number of REs in which PCRSs are arranged in an RB pair is the same as in FIGS. 15A and 15B. 16 (a) and 16 (b), however, the starting OFDM symbols of the PCRSs are different for each frequency axis.
  • the OFDM symbol at which the PCRS deployment starts may be different for each frequency tone on which the PCRS is arranged, which may be said to be arranged by hopping the PCRS with respect to the frequency tones.
  • the scheme of FIG. 16 has an advantage in that PTRS is continuously defined on the time axis, and when the channel is rapidly changed, the terminal requires the channel estimation value for every OFDM symbol. There is this.
  • PTRSs of each antenna port are positioned on the same frequency tone as the DMRS of the corresponding antenna port.
  • the PTRSs of each antenna port may be located on a frequency tone in which DMRSs are not disposed.
  • FIG. 17 and 18 illustrate examples of mapping positions of reference signals in subframes to which the present invention is applied.
  • the horizontal axis shows OFDM symbol indexes in subframes
  • the vertical axis shows different subframe configurations.
  • the UE determines that the OFDM symbol corresponding to the SRS and the GP is not also transmitted in the PTRS.
  • the base station may also inform the terminal where the PTRS is placed through a method of notifying the last OFDM symbol in which the data channel is transmitted.
  • the PCRS described above may be mapped using a frequency division multiplexing (FDM) method in a specific RB unit.
  • FDM frequency division multiplexing
  • the PCRS may be mapped to a specific RB unit (eg, 1 RB, 2 RB, etc.) using the FDM scheme.
  • the PCRS transmitted through each antenna port may be mapped to a constant frequency tone interval or two consecutive frequency tones.
  • Equation 16 shows an example of a mapping rule for mapping the PCRS at intervals of a constant frequency tone.
  • k is the index of the frequency tone (or frequency domain)
  • n_s is the starting physical resource block index or PCRS of the starting physical resource block of the PDSCH. Is the index of the first resource block where l is defined, l is the time domain index, and N set represents the total number of resource blocks.
  • Equation 16 Silver Where n s is N set is Can be used.
  • Equation 17 shows an example in which the changed parameter is used.
  • p 0 , p 1 and p x represent the index of the antenna port through which the PNRS is transmitted.
  • B denotes the number of unit RBs to which the PNRS transmitted per antenna port is mapped, that is, how many RBs are mapped to, where Q is the index of the last OFDM symbol to which the PNRS is mapped, and j is the PNRS mapping.
  • each parameter value may be set based on MCS, numerology, carrier frequency and / or scheduled bandwidth.
  • the terminal is a parameter related to the mapping pattern of the PCRS transmitted from the base station B, Q, j and Can be obtained through RRC / DCI signaling to recognize the mapping pattern of the PCRS.
  • Equation 18 shows an example of a mapping rule for mapping the PCRS of each antenna port to a predetermined frequency tone interval when two antenna ports are provided.
  • Equation 19 shows an example in which the parameter changed in Equation 18 is used.
  • Equation 20 shows an example of a mapping rule for mapping PCRSs at intervals of consecutive frequency tones.
  • Equation 22 shows an example of a mapping rule for mapping the PCRS of each antenna port to a continuous frequency tone when there are two antenna ports.
  • Equation 23 shows an example in which the parameter changed in Equation 22 is used.
  • the PCRS When PCRS is transmitted through two antenna ports, when the PCRS is mapped to a resource block using Equation 22, the PCRS may be mapped at consecutive frequency tone intervals as shown in FIG.
  • Equation 24 shows an example of a mapping rule for arranging PCRSs of a specific antenna port on two frequency tones and arranging PCRSs of different antenna ports on consecutive frequency tones.
  • the PCRS transmitted on the same antenna port is mapped to two frequency tones of one resource block. Therefore, since the PCRS is mapped to two frequency tones in one resource block, the density on the frequency axis of the PCRS is increased by 2 times than the mapping of the PCRS using Equations 16 to 23.
  • the present embodiment can improve the estimation performance for the phase difference using the PCRS in the low SNR region.
  • the PCRS can be used for additional channel estimation.
  • This channel estimation can compensate for the deteriorated channel estimation result when the channel changes rapidly on the time axis.
  • Equation 25 shows an example in which the parameter changed in Equation 24 is used.
  • Equation 26 shows an example of a mapping rule for arranging PCRSs of a specific antenna port on two frequency tones when two antenna ports are arranged, and arranging PCRSs of different antenna ports on consecutive frequency tones.
  • Equation 27 shows an example in which the parameter changed in Equation 26 is used.
  • the PCRS of a specific antenna port is disposed on two frequency tones.
  • the PCRSs of different antenna ports are arranged in consecutive frequency tones.
  • the PCRS of antenna port 0 is mapped to frequency tone indexes x and 2x
  • the PCRS of antenna port 1 is mapped to frequency tone indexes x + 1 and 2x + 1.
  • the position of the frequency tone of the PNRS is determined by the equation.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is not determined by a specific equation, and may be the same as the position of the frequency tone of the antenna port through which the DMRS associated with the antenna port through which the PCRS is transmitted is transmitted.
  • Equation 28 shows an example of PCRS mapping rules when the frequency tones of the antenna ports through which the DMRSs are transmitted are '16' and '31'.
  • Equation 29 below shows an example in which the parameter changed in Equation 28 is used.
  • PCRS for estimating phase noise may be mapped using frequency division multiplexing.
  • 23 to 25 illustrate an example of a method of mapping a reference signal using a time division multiplexing method to which the present invention is applied.
  • the PCRS transmitted through each antenna port may be mapped to a constant symbol interval or consecutive symbols in the time domain.
  • Equation 30 Silver Where n s is N set is Can be used.
  • Equation 31 shows an example in which the changed parameter is used.
  • B denotes the number of unit RBs to which the PNRS transmitted per antenna port is mapped, that is, how many RBs are mapped to, where Q is the index of the last OFDM symbol to which the PNRS is mapped, and j is the PNRS mapping.
  • the terminal is a parameter related to the mapping pattern of the PCRS transmitted from the base station B, Q, j and Can recognize the mapping pattern of the PCRS through RRC / DCI signaling.
  • Equation 32 shows an example of a mapping rule for mapping the PCRS of each antenna port to a constant symbol interval when there are two antenna ports.
  • Equation 33 shows an example in which the parameter changed in Equation 32 is used.
  • m '(or second parameter) represents an RB index in a transmission band allocated to a specific terminal
  • m' '(or, first parameter) represents PCRS between resource blocks to which PCRS is mapped. Parameter to change the mapping pattern of.
  • the PCRS may be mapped as shown in FIG. 23. .
  • the PCRSs of the antenna port 0 and the antenna port 1 are alternately alternately mapped to specific frequency tones at intervals of 1 symbol.
  • Equation 34 shows an example of a mapping rule for arranging PCRSs of specific antenna ports on two frequency tones, and arranging PCRSs of different antenna ports on a time axis at specific symbol intervals using a TDM scheme.
  • the PCRS When the PCRS is mapped to a resource block through Equation 34, the PCRS is mapped to two frequency tones of one resource block. Therefore, since the PCRS is mapped to two frequency tones in one resource block, the density on the frequency axis of the PCRS is increased by two times than the mapping of the PCRS using Equations 30 to 33.
  • This channel estimation can compensate for the deteriorated channel estimation result when the channel changes rapidly on the time axis.
  • Equation 36 when two antenna ports are used, a PCRS of a specific antenna port is arranged on two frequency tones, and a mapping rule for arranging PCRSs of different antenna ports on a time axis at a specific symbol interval using a TDM scheme An example is shown.
  • Equation 37 shows an example in which a parameter changed in Equation 36 is used.
  • the PCRS of a specific antenna port is disposed on two frequency tones.
  • the PCRSs of different antenna ports are repeatedly arranged at regular intervals through a TDM scheme on a specific frequency tone.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is determined by the equation.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is not determined by a specific equation, and may be the same as the position of the frequency tone of the antenna port through which the DMRS associated with the antenna port through which the PCRS is transmitted is transmitted.
  • Equation 38 shows an example of a mapping rule of the PCRS when the frequency tone of the antenna port through which the DMRS is transmitted is '24'.
  • the PCRS is mapped to a specific frequency tone as shown in FIG.
  • the specific frequency tone may be the same as the frequency tone to which the DMRS is mapped.
  • PCRS for estimating phase noise may be mapped using time division multiplexing.
  • the PCRS described above may be mapped using time division multiplexing and frequency division multiplexing in a specific RB unit.
  • the PCRS may be mapped using a TDM scheme in a specific RB unit (for example, every 1 RB or every 2 RBs).
  • the PCRS transmitted through each antenna port may be mapped to different frequency tones and different symbols using frequency division multiplexing and time division multiplexing according to the transmitted antenna port.
  • Equation 40 shows an example of a mapping rule for mapping the PCRS with a constant frequency tone interval on the frequency axis domain and a constant symbol interval on the time axis domain according to the antenna pod transmitted.
  • k is the index of the frequency tone (or frequency domain)
  • Is the size of the resource block in the frequency domain or the number of frequency tones defined in one resource block (eg, 12)
  • n s is the starting physical resource block index of the starting physical resource block of the PDSCH or The index of the first resource block in which the PCRS is defined
  • l represents a time domain index
  • N set represents the total number of resource blocks.
  • Equation 40 Silver Where n s is N set is Can be used.
  • p 0 , p 1 , p 2 , and p 3 represent the index of the antenna port through which the PCRS is transmitted.
  • B denotes the number of unit RBs to which the PNRS transmitted per antenna port is mapped, that is, how many RBs are mapped to, where Q is the index of the last OFDM symbol to which the PNRS is mapped, and j is the PNRS mapping.
  • signaling may be performed by RRC / DCI or a value preset in the transmitting / receiving end may be used.
  • each parameter value may be set based on MCS, numerology, carrier frequency and / or scheduled bandwidth.
  • the PCRS is mapped to the resource block at a constant frequency tone interval on the frequency axis domain and one symbol interval on the time axis domain. As shown, the PCRS may be mapped.
  • the PCRSs of antenna port 0 and antenna port 1 are repeatedly mapped at regular symbol intervals at frequency tone index 'x', and the PCRS of antenna port 2 and antenna port 3 are frequency tone index '2x'. 'Is mapped repeatedly at regular symbol intervals.
  • the PCRS When the PCRS is mapped to the resource block through Equation 42, the PCRS is mapped to two frequency tones of one resource block. Therefore, since the PCRS is mapped to two frequency tones in one resource block, the density on the frequency axis of the PCRS is doubled than the PCRS is mapped using Equations 40 and 41.
  • This channel estimation can compensate for the deteriorated channel estimation result when the channel changes rapidly on the time axis.
  • the PCRS When PCRS is transmitted through four antenna ports, when the PCRS is mapped to the resource block using Equations 42 and 43, the PCRS may be mapped as shown in FIG. 27.
  • the PCRS of antenna port 0 and antenna port 1 is mapped to frequency tone indexes 'x' and '2x' using frequency division multiplexing
  • the PCRS of antenna port 2 and antenna port 3 is frequency tone index 'x + 1'. Mapped to 'and' x + 2 '.
  • the PCRSs of antenna port 0 and antenna port 1 are repeatedly mapped at regular symbol intervals at frequency tone indexes 'x' and '2x', and the PCRS of antenna port 2 and antenna port 3 is frequency At tone indices 'x + 1' and '2x + 1', they are repeatedly mapped at regular symbol intervals.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is determined by the equation.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is not determined by a specific equation, and may be the same as the position of the frequency tone of the antenna port through which the DMRS associated with the antenna port through which the PCRS is transmitted is transmitted.
  • Equation 44 shows an example of PCRS mapping rules using TDM and FDM when DMRSs are transmitted at indexes '16' and '31' of frequency tones.
  • PCRS for estimating phase noise may be mapped using a time division multiplexing method and a frequency division multiplexing method.
  • 29 to 31 illustrate an example of a method of mapping a reference signal using time division multiplexing and code division multiplexing methods to which the present invention is applied.
  • the PCRS described above may be mapped using a time division multiplexing and code division multiplexing method (CDM) in a specific RB unit.
  • CDM code division multiplexing method
  • the PCRS may be mapped using a TDM scheme and a CDM scheme in specific RB units (for example, every 1 RB or every 2 RBs).
  • the PCRS transmitted on some antenna ports is arranged by separating the PCRS in the time domain using a TDM scheme, and the PCRS transmitted on the remaining antenna pods is It may be placed on the same frequency tone as the PCRS transmitted on the some antenna pods using a different sequence than the PCRS transmitted on the some antenna pods.
  • k is the index of the frequency tone (or frequency domain)
  • Is the size of the resource block in the frequency domain or the number of frequency tones defined in one resource block (eg, 12)
  • n s is the starting physical resource block index of the starting physical resource block of the PDSCH or The index of the first resource block in which the PCRS is defined
  • l represents a time domain index
  • N set represents the total number of resource blocks.
  • Equation 46 Silver Where n s is N set is Can be used.
  • p 0 , p 1 , p 2 and p 3 represent the indexes of the antenna ports through which the PCRS is transmitted.
  • B denotes the number of unit RBs to which the PNRS transmitted per antenna port is mapped, that is, how many RBs are mapped to, where Q is the index of the last OFDM symbol to which the PNRS is mapped, and j is the PNRS mapping.
  • each parameter value may be set based on MCS, numerology, carrier frequency and / or scheduled bandwidth.
  • the terminal is a parameter related to the mapping pattern of the PCRS transmitted from the base station B, Q, j and Can recognize the mapping pattern of the PCRS through RRC / DCI signaling.
  • PCRSs transmitted at antenna ports 0 and 1 and antenna ports 2 and 3 are arranged at predetermined symbol intervals on different resource elements on the time axis using the TDM scheme at frequency tone indexes 'x' and 'x + 1'.
  • the PCRSs transmitted at antenna ports 0 and 1 and antenna ports 2 and 3 are placed at frequency tone indexes 'x' and 'x + 1' using different sequences.
  • the PCRS transmitted on the same antenna port may be arranged in a plurality of frequency tones to increase the density on the frequency axis of the PCRS.
  • the PCRS of a particular antenna port is placed in multiple frequency tones.
  • PCRSs on different antenna ports are placed on different symbols at regular symbol intervals via the TDM scheme on the time axis, and on the same frequency tone using different sequences via the CDM scheme.
  • the present embodiment can improve the estimation performance for the phase difference using the PCRS in the low SNR region, and the PCRS can be used for additional channel estimation.
  • Equation 49 shows an example in which the parameter changed in Equation 48 is used.
  • the PCRS When PCRS is transmitted through four antenna ports, when the PCRS is mapped to a resource block using Equations 48 and 49, the PCRS may be mapped as shown in FIG. 30.
  • the PCRS transmitted at antenna ports 0 and 1 and antenna ports 2 and 3 are TDM at four frequency tones, i.e., frequency tone indexes 'x', 'x + 1', '2x' and '2x + 1'.
  • the PCRSs which are arranged at a certain symbol interval on different resource elements on the time axis by using the scheme, and are transmitted from antenna ports 0 and 1 and antenna ports 2 and 3, use frequency sequences of 'x' and 'x' using different sequences. +1 ',' 2x 'and' 2x + 1 '.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is determined by the equation.
  • the position of the frequency tone of the PCRS is not determined by a specific equation, and may be the same as the position of the frequency tone of the antenna port through which the DMRS associated with the antenna port through which the PCRS is transmitted is transmitted.
  • Equation 50 shows an example of a mapping rule of PCRS using TDM and CDM when DMRS is transmitted at indexes '23' and '24' of a frequency tone.
  • the PCRS is mapped to the resource element according to Equation 50
  • the PCRS is mapped to a specific frequency tone as shown in FIG.
  • the specific frequency tone may be the same as the frequency tone to which the DMRS is mapped.
  • Equation 51 shows an example in which the parameter changed in Equation 50 is used.
  • PCRS for estimating phase noise is transmitted on multiple antenna ports on the same frequency tone by using time division multiplexing and code division multiplexing.
  • PCRS can be deployed.
  • the PCRS sequence r_ (n_s) (m) for generating the PCRS is defined as in Equation 52 below.
  • the pseudo random sequence c (i) is defined by a gold sequence of length-31.
  • Cinit the initialization value of m-sequence
  • the parameter G value for determining the total length of the entire PCRS sequence is determined by the structure of the subframe (eg, DL only, self-contained, etc.) and the number of frequency tones to which the CDM scheme is applied in the unit RB. It may vary.
  • the parameter G value is the parameter B, Q, j, Can be obtained from Eqs.
  • Equations 55 and 56 below show an example for calculating a parameter G value when PCRS is transmitted through four antenna ports.
  • PCRS sequence Is a complex-valued modulation symbol of a subframe according to Equation 57 or 58 below. Is mapped to.
  • Equations 57 and 58 represent resource elements for frequency domain index k and time domain index l, Denotes the value of the resource element (k, l) for antenna port p in Table 6 below.
  • the base station When the base station transmits the PCRS on a plurality of antenna ports, the base station may signal information (antenna port information) on the antenna port through which the actual PCRS is transmitted to the terminal in an explicit or implicit manner through RRC and / or DCI.
  • the antenna port through which the PCRS associated with the antenna port through which the DRMS is transmitted is transmitted based on a preset (or promised) configuration at the transmitting / receiving end using the received information. Can be recognized.
  • the terminal may receive the PCRS through the recognized antenna port.
  • the base station When the base station explicitly informs the terminal of the information of the antenna port through which the PCRS is transmitted, the base station may directly signal information about the antenna port through which the PNRS is transmitted by the specific terminal through RRC and / or DCI.
  • the signaled information may include an index of the antenna port through which the PCRS is transmitted, the total number of antenna ports through which the PCRS set in the system is transmitted, and the number of antenna ports used by the base station to transmit the PCRS.
  • the base station may transmit information on each antenna port through which the PCRS is transmitted to the terminal, and the terminal may receive the PCRS to be used through the received information.
  • phase noise may be estimated by estimating a Common Phase Error (CPE) / Carrier Frequency Offset (CFO) value through the received PCRS.
  • CPE Common Phase Error
  • CFO Carrier Frequency Offset
  • the base station generates a PTRS (or PCRS, or PNRS, or a first reference signal) (S32010).
  • a PTRS or PCRS, or PNRS, or a first reference signal
  • the PTRS is generated through the PTRS sequence as described above.
  • PTRS is a signal used to accurately receive the distorted signal by estimating the phase noise due to the CPE and the CFO when the signal transmitted from the base station is distorted as described above, and is shared in advance between the terminal and the base station. May be a signal.
  • PTRS may be generated through the PTRS sequence as described above.
  • PTRSs transmitted on different antenna ports using TDM and / or FDM schemes are placed (or mapped) on specific symbols on different time axis domains and specific frequency tones on frequency axis domains, or CDM schemes.
  • PTRSs transmitted on different antenna ports can be generated using different PTRS sequences.
  • At least one parameter may be the parameters B, Q, j, described in Equations 16 to 51 of FIGS. 19 to 31. It may include and may be transmitted through the above-described DCI and / or RRC signaling.
  • FIG 33 is a diagram illustrating an example of an internal block diagram of a wireless device to which the present invention can be applied.
  • the wireless device may be a base station and a terminal, and the base station includes both a macro base station and a small base station.
  • the base station 3310 and the UE 3320 include a communication unit (transmitter and receiver, RF unit, 3313 and 3323), a processor 3311 and 3321, and a memory 3312 and 3322.
  • the base station and the UE may further include an input unit and an output unit.
  • the communication units 3313 and 3323, the processors 3311 and 3321, the input unit, the output unit, and the memory 3312 and 3322 are functionally connected to perform the method proposed in the present specification.
  • the communication unit may also include a switch function for switching the transmission and reception functions.
  • Processors 3311 and 3331 implement the functions, processes and / or methods proposed herein. Layers of the air interface protocol may be implemented by a processor.
  • the processor may be represented by a controller, a controller, a control unit, a computer, or the like.
  • the memories 3312 and 3322 are connected to a processor and store protocols or parameters for performing an uplink resource allocation method.
  • Processors 3311 and 3321 may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium and / or other storage device.
  • the communication unit may include a baseband circuit for processing a wireless signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in memory and executed by a processor.
  • the memory may be internal or external to the processor and may be coupled to the processor by various well known means.
  • the output unit (display unit or display unit) is controlled by a processor and outputs information output from the processor together with a key input signal generated at the key input unit and various information signals from the processor.
  • Orientation-based device discovery method is not limited to the configuration and method of the embodiments described as described above, the embodiments are all or part of each of the embodiments is optional so that various modifications can be made It may be configured in combination.
  • the direction-based device search method of the present specification may be implemented as processor-readable code in a processor-readable recording medium provided in a network device.
  • the processor-readable recording medium includes all kinds of recording devices that store data that can be read by the processor. Examples of the processor-readable recording medium include ROM, RAM, CD-ROM, magnetic tape, floppy disk, optical data storage device, and the like, and may also be implemented in the form of a carrier wave such as transmission over the Internet. .
  • the processor-readable recording medium can also be distributed over network coupled computer systems so that the processor-readable code is stored and executed in a distributed fashion.
  • the RRC connection method has been described with reference to an example applied to the 3GPP LTE / LTE-A system.
  • the RRC connection method may be applied to various wireless communication systems in addition to the 3GPP LTE / LTE-A system.

Landscapes

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Abstract

무선 통신 시스템에서 단말이 위상 추정(Phase Tracking)을 수행하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명에 의하면, 기지국으로부터 적어도 하나의 파라메터를 수신하되, 상기 적어도 하나의 파라메터는 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑된 특정 자원 영역의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내고, 상기 기지국으로부터 위상 추정을 위해 사용되는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 상기 특정 자원 영역을 통해 수신하되, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 전송되는 안테나 포트 별로 서로 다른 시간 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 도메인 상의 특정 주파수 톤(frequency tone)에 매핑되며, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 위상 추정을 수행하는 단계 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로써, 보다 상세하게 무선 통신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 신호의 생성 및 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고 에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초 광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
본 발명은 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 PCRS(Phase noise Compensation Reference Signal)/PNRS(Phase Noise Reference Signal)을 이용하여 CPE(Common Phase Error)/CFO(Carrier Frequency Offset) 값을 추정하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 단말의 위상 잡음 추정 과정을 개선함으로써 수신 신호의 정확한 디코딩 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 위상 잡음을 추정하기 위한 신호의 전송에 있어서 오버헤드를 줄이기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 위상 잡음의 추정과 함께 채널 보정이 가능한 기준 신호를 정의하기 위한 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 위상 잡음의 추정을 위한 기준 신호를 자원 영역에서 시분할 다중화, 주파수 분할 다중화 및 코드 분할 다중화 방법을 이용하여 매핑하는 방법 및 장치를 제공함에 그 목적이 있다.
본 명세서에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
구체적으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 단말의 위상 추정(Phase Tracking) 방법은, 기지국으로부터 적어도 하나의 파라메터를 수신하는 단계, 상기 적어도 하나의 파라메터는 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑된 특정 자원 영역의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내고, 상기 기지국으로부터 위상 추정을 위해 사용되는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 상기 특정 자원 영역을 통해 수신하는 단계, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 전송되는 안테나 포트 별로 서로 다른 시간 축 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 도메인 상의 특정 주파수 톤(frequency tone)에 매핑되고; 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 위상 추정을 수행하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
또한, 본 발명에서, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 특정 개수의 자원 블록 단위로 상기 특정 심볼 및 상기 특정 주파수 톤에 매핑된다.
또한, 본 발명에서, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 일정한 주파수 톤 및 일정한 심볼 간격으로 매핑된다.
또한, 본 발명에서, 상기 일정 심볼 간격은 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 안테나 포트의 인덱스 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호의 매핑 패턴을 다르게 설정하기 위한 제 1 파라메터에 의해 결정된다.
또한, 본 발명에서, 상기 제 1 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호가 매핑되는 자원 블록의 단위 및 전체 자원 블록과 관련된 제 2 파라메터에 기초하여 결정된다.
또한, 본 발명에서, 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호는 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호를 전송하는 안테나 포트의 총 개수, 안테나 포트의 인덱스, 각 자원 블록의 주파수 톤의 개수, 또는 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호가 매핑되는 자원 블록의 단위에 기초하여 매핑된다.
또한, 본 발명에서, 상기 적어도 하나의 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호가 매핑되는 자원 블록의 단위, 매핑되는 마지막 심볼을 나타내는 제 1 인덱스, 매핑되는 첫 번째 심볼을 나타내는 제 2 인덱스 또는 매핑되는 심볼 간격 중 적어도 하나를 포함한다.
또한, 본 발명에서, 상기 적어도 하나의 파라메터는 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 전송된다.
또한, 본 발명은, 상기 기지국으로부터 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 상기 적어도 하나의 제 1 참조신호가 전송되는 안테나 포트를 나타내는 안테나 포트 정보를 수신하는 단계를 더 포함한다.
또한, 본 발명은, 외부와 무선 신호를 송신 및 수신하는 통신부; 및 상기 통신부와 기능적으로 결합되어 있는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 적어도 하나의 파라메터를 수신하되, 상기 적어도 하나의 파라메터는 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑된 특정 자원 영역의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내고, 상기 기지국으로부터 위상 추정을 위해 사용되는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 상기 특정 자원 영역을 통해 수신하되, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 전송되는 안테나 포트 별로 서로 다른 시간 축 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 축 도메인 상의 특정 주파수 톤(frequency tone)에 매핑되고, 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 위상 추정을 수행하는 단말을 제공한다.
본 발명은 PCRS/PNRS를 통해 CPE(Common Phase Error) 및 CFO(Carrier Frequency Offset) 값을 추정하여 수신 신호로부터 위상 잡음을 제거할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 PCRS/PNRS를 이용하여 위상 잡음을 추정함으로써 단말의 위상 잡음 추정 과정이 개선되어 수신되는 신호를 정확하기 디코딩 할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 PCRS/PNRS를 이용하여 위상 잡음을 추정함으로써 단말의 위상 잡음 추정 성능이 향상되어 기지국이 전송하는 신호의 오버헤드가 감소하는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 단말에게 자원 영역 에서의 PCRS/PNRS의 매핑 패턴과 관련된 파라메터를 전송함으로써, 단말이 각 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS/PNRS를 인식할 수 있다.
본 명세서에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 6은 도플러 스펙트럼의 일 예를 나타낸다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 좁은 빔포밍(narrow beamforming)의 일 예를 나타낸다.
도 8는 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼의 일 예를 나타낸다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 일 예를 나타낸다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서의 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드 구조의 일 예를 나타낸다.
도 12은 본 발명이 적용될 수 있는 단말의 배치 상황의 일 예를 나타낸다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 mmWave를 사용하는 통신 시스템에서 이용되는 자원 영역 구조의 일 예를 나타낸다.
도 14 내지 도 16은 본 발명이 적용되는 참조신호를 자원 영역에 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 17 및 도 18은 본 발명이 적용되는 서브프레임 내에서 참조 신호의 매핑 위치의 일 예를 나타낸다.
도 19 내지 도 22는 본 발명이 적용되는 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 23 내지 도 25는 본 발명이 적용되는 시분할 다중화(Time Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 26 내지 도 28은 본 발명이 적용되는 시분할 다중화 및 주파수 분할 다중화 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 29 내지 도 31은 본 발명이 적용되는 시분할 다중화 및 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 32은 본 발명이 적용되는 참조 신호의 전송 방법의 일 예를 나타내는 흐름도이다.
도 33는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 장치의 내부 블록도의 일 예를 나타낸 도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.
본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000001
표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.
모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000002
도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.
참조 신호( RS : Reference Signal)
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.
이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(DRS: dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 5를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 5(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 5(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.
게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.
다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000001
수학식 1에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000001
은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000002
은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다. ns는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000003
은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000004
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000005
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+1 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.
시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격(constant interval)으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3)에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 2는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 3은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000002
Figure PCTKR2017005170-appb-M000003
수학식 2 및 3에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000006
은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000007
은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000008
은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. ns는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000009
는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000010
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2017005170-appb-I000011
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 backward compatibility, 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서, LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation?RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DM RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
초 고주파 대역을 이용한 통신 시스템
LTE(Long Term Evolution)/LTE-A(LTE Advanced) 시스템에서는 단말과 기지국의 오실레이터의 오차값을 요구사항(requirement)로 규정하며, 아래와 같이 기술한다.
- UE side frequency error (in TS 36.101)
The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
- eNB side frequency error (in TS 36.104)
Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
한편, 기지국의 종류에 따른 오실레이터 정확도는 아래의 표 3과 같다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000003
따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로, 한쪽 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm의 오프셋 값이 발생할 수 있다. 이러한 오프셋 값은 중심 주파수와 곱해짐으로써 각 중심 주파수에 맞는 Hz 단위로 변환된다.
한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 주파수 톤 간격에 의해 다르게 나타나며, 일반적으로 큰 CFO 값이라 하더라도 주파수 톤 간격이 충분히 큰 OFDM 시스템에서 미치는 영향은 상대적으로 작다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현될 필요가 있으며, 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라 한다. 정규화된 CFO는 CFO 값을 주파수 톤 간격으로 나눈 값으로 표현되며, 아래의 표 4는 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO와 정규화된 CFO를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000004
표 4에서 중심 주파수가 2GHz인 경우(예를 들어, LTE Rel-8/9/10)에는 주파수 톤 간격(15kHz)를 가정하였으며, 중심 주파수가 30GHz, 60GHz인 경우에는 주파수 톤 간격을 104.25kHz를 사용함으로써 각 중심 주파수에 대해 도플러 영향을 고려한 성능 열화를 방지하였다. 위의 표 2는 단순한 예시이며, 중심 주파수에 대해 다른 주파수 톤 간격이 사용될 수 있음은 자명하다.
한편, 단말이 고속으로 이동하는 상황이나 고주파수 대역에서 이동하는 상황에서는 도플러 분산(Doppler spread) 현상이 크게 발생한다. 도플러 분산은 주파수 영역에서의 분산을 유발하며, 결과적으로 수신기 입장에서 수신 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 분산은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000012
로 표현될 수 있다. 이때, v는 단말의 이동 속도이며, λ는 전송되는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ는 수신되는 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다. 이하에서는 θ가 0인 경우를 전제로 하여 설명한다.
이때, 코히어런스 타임(coherence time)은 도플러 분산과 반비례하는 관계에 있다. 만약, 코히어런스 타임을 시간 영역에서 채널 응답의 상관관계(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격으로 정의하는 경우,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000013
로 표현된다. 무선 통신 시스템에서는 도플러 분산에 대한 수식과 코히어런스 타임에 대한 수식 간의 기하 평균(geometric mean)을 나타내는 아래의 수학식 4가 주로 이용된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000004
도 6은 도플러 스펙트럼의 일 예를 나타낸다.
주파수 변화에 따른 도플러 값의 변화를 나타내는 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum, 또는 도플러 파워 스펙트럼 밀도(Doppler power spectrum density))는 통신 환경에 따라 다양한 모양을 가질 수 있다. 일반적으로, 도심지와 같이 산란(scattering)이 많이 발생하는 환경에서, 수신 신호가 모든 방향으로 동일한 파워로 수신된다면 도플러 스펙트럼은 도 1과 같은 U-형태로 나타난다. 도 6은 중심 주파수를
Figure PCTKR2017005170-appb-I000014
라 하고 최대 도플러 분산 값을
Figure PCTKR2017005170-appb-I000015
라 할 때의 U-형태 도플러 스펙트럼을 도시한다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 좁은 빔포밍(narrow beamforming)의 일 예를 나타낸다.
도 8는 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼의 일 예를 나타낸다.
초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에, 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 복수의 안테나로 구성되는 안테나 어레이를 설치할 수 있는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해 수십 내지 수백 개의 안테나를 이용한 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming), 펜슬 빔포밍(pencil beamforming), 좁은 빔포밍(narrow beamforming), 또는 얇은 빔포밍(sharp beamforming)이 가능해진다. 이러한 좁은 빔포밍은 수신되는 신호가 등방향이 아닌 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 7(a)는 등방향으로 수신되는 신호에 따라 도플러 스펙트럼이 U-형태로 나타나는 경우를 도시하며, 도 7(b)는 복수의 안테나를 이용한 좁은 빔포밍이 수행되는 경우를 도시한다.
이와 같이, 좁은 빔포밍을 수행하면 줄어든 angular spread로 인하여 도플러 스펙트럼도 U-형태 보다 좁게 나타난다. 도 8에 도시된 바와 같이, 좁은 빔포밍이 수행되는 경우의 도플러 스펙트럼은 일정 대역에서만 도플러 분산이 나타남을 알 수 있다.
앞서 설명한 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz 대역에서 동작한다. 이러한 중심주파수의 특성은 단말의 이동에 따라 발생하는 도플러 효과나 송신기/수신기 간의 오실레이터 차이로 인한 CFO의 영향을 더욱 심각하게 한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 일 예를 나타낸다.
단말은 기지국이 전송하는 하향링크(Downlink, DL) 동기 신호(synchronization signal)를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다. 이러한 동기화 과정에서는 기지국과 단말 간에 타이밍(timing) 과 주파수가 동기화된다. 동기화 과정에서 특정 셀 내의 단말들이 동기 신호를 수신하고 이용할 수 있도록, 기지국은 빔폭을 최대한 넓게 구성하여 동기 신호를 전송한다.
한편, 고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템의 경우, 동기 신호 전송에 있어서 저주파 대역을 이용하는 경우에 비해 경로 감쇄(path loss)가 더 크게 나타난다. 즉, 고주파 대역을 이용하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하)을 이용하는 종래의 셀룰러 시스템(예를 들어, LTE/LTE-A)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경(radius)이 큰 폭으로 축호된다.
이러한 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 하나의 방법으로서, 빔포밍(beam forming)을 이용한 동기 신호 전송 방법이 이용될 수 있다. 빔포밍이 이용되는 경우 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어드는 단점이 있다. 아래의 수학식 5는 빔 폭에 따른 수신 신호 SINR 의 변화를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000005
수학식 5는 빔포밍에 따라 빔 폭이
Figure PCTKR2017005170-appb-I000016
배 감소하는 경우, 수신 SINR이
Figure PCTKR2017005170-appb-I000017
배 향상됨을 나타낸다.
이러한 빔포밍 방식 이외에, 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 또다른 방법으로서 동일한 동기 신호를 반복하여 전송하는 방식 또한 고려해볼 수 있다. 이러한 방식의 경우, 시간축으로 추가적인 자원할당이 필요하지만, 빔 폭의 감소 없이도 셀 반경을 증가시킬 수 있다는 장점이 있다.
한편, 기지국은 특정 구역 내에 위치하는 주파수 자원 및 시간 자원을 스케쥴링함으로써 각 단말들에 자원을 할당한다. 이하에서는 이러한 특정 구역을 섹터(sector)라 정의한다. 도 4에 도시된 섹터에서 A1, A2, A3, A4는 반경 0~200m 이고 각각 폭이 0~15’, 15~30’, 30~45’, 45~60’인 섹터들을 나타낸다. B1, B2, B3, B4는 반경 200~500m이고 각각 폭이 0~15’, 15~30’, 30~45’, 45~60’인 섹터들을 나타낸다. 도 4에 도시된 내용들을 바탕으로, 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4} 로 정의하고, 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}라 정의한다. 또한, 현재 기지국의 동기 신호 서비스 구역이 섹터 1인 경우, 기지국이 섹터 2에 동기 신호를 서비스하기 위해서는 동기 신호의 전송에 6dB 이상의 추가 파워가 요구된다고 가정한다.
먼저, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위하여 빔포밍 기법을 이용하여 6dB의 추가 이득을 얻을 수 있다. 이러한 빔포밍 과정을 통해 서비스 반경을 A1에서 B1까지 늘릴 수 있다. 그러나, 빔포밍을 통해 빔 폭이 줄어들기 때문에, A2, A3, A4는 동시에 서비스할 수 없게 된다. 따라서, 빔포밍이 수행되는 경우 A2~B2, A3~B3, A4~B4 섹터에 동기 신호가 각각 별도로 전송되어야 한다. 다시 말해서, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위해 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔포밍을 수행해가며 전송해야만 한다.
반면, 앞서 설명한 동기 신호의 반복 전송을 생각해보면, 기지국이 동기 신호를 섹터 2 전부에 전송할 수 있지만, 시간축 상에서 동기 신호를 4번 반복하여 전송해야 한다. 결과적으로, 섹터 2를 서비스하기 위해 필요한 자원은 빔포밍 방식과 반복 전송 방식 모두에 있어서 동일하다.
그러나, 빔포밍 방식의 경우 빔폭이 좁기 때문에 빠른 속도로 이동하는 단말이나 섹터의 경계에 있는 단말이 안정적으로 동기 신호를 수신하기 어렵다. 그 대신에, 단말이 위치하는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 동기 신호를 통해 단말이 자신의 위치를 파악할 수 있다는 장점이 있다. 반면, 반복 전송 방식의 경우 빔 폭이 넓어서 단말이 동기 신호를 놓칠 가능성은 매우 낮다. 그 대신, 단말이 자신의 위치를 파악할 수는 없게 된다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서의 프레임 구조의 일 예를 나타낸다.
먼저, 하나의 프레임은 Q 개의 서브프레임으로 구성되며, 하나의 서브프레임은 P 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 슬롯은 T 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 이때, 다른 서브프레임들과는 달리, 프레임 내에서 첫 번째 서브프레임은 0 번째 슬롯(‘S’로 표시된 슬롯)을 동기화 용도로 사용한다. 이러한 0번째 슬롯은 타이밍과 주파수 동기를 위한 A개의 OFDM 심볼들, 빔 스캐닝을 위한 B 개의 OFDM 심볼들, 시스템 정보를 단말에 알리기 위한 C 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 나머지 D 개의 OFDM 심볼들은 각 단말에 데이터 전송을 위해 사용된다.
한편, 이러한 프레임 구조는 단순한 예시에 불과하며, Q, P, T, S, A, B, C, D는 각각 임의의 값으로서, 사용자에 의해 설정되거나 시스템 상에서 자동적으로 설정되는 값일 수 있다.
이하에서는 기지국과 단말 간의 타이밍 동기화 알고리즘에 대해 설명한다. 도 5에서 기지국이 동일한 동기 신호를 A 번 반복 전송하는 경우를 생각해본다. 단말은 기지국이 전송한 동기 신호를 바탕으로, 수학식 3의 알고리즘을 이용하여 타이밍 동기화를 수행한다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000006
수학식 6에서 N, Ng, i는 각각 OFDM 심볼의 길이, CP(Cyclic Prefix)의 길이, OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다. r은 수신기에서 수신 신호의 벡터를 의미한다. 이때,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000018
식은 수신 신호 벡터 r의
Figure PCTKR2017005170-appb-I000019
번째부터
Figure PCTKR2017005170-appb-I000020
번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.
수학식 6의 알고리즘은 시간적으로 인접한 2개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 조건에서 동작한다. 이러한 알고리즘은 슬라이딩 윈도우(sliding window) 방식을 이용할 수 있어 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, 주파수 오프셋에 강한 특징을 갖는다.
한편, 아래의 수학식 7은 수신 신호와 기지국이 전송한 신호 간의 상관관계를 이용함으로써 타이밍 동기화를 수행하는 알고리즘을 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000007
수학식 7에서 s는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에 미리 약속된 신호 벡터이다. 수학식 7의 방식은 수학식 6에 비해 성능이 더 좋을 수 있으나, 슬라이딩 윈도우 방식으로 구현될 수 없어 복잡도가 높게 요구된다. 또한, 주파수 오프셋에 취약한 특징을 갖는다.
타이밍 동기화 방식의 설명에 이어서, 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 빔 스캐닝(beam scanning)이란 수신기의 수신 SINR을 최대화하는 빔의 방향을 찾는 송신기 및/또는 수신기의 동작을 의미한다. 예를 들어, 기지국은 단말에 데이터를 전송하기 전에 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.
도 9를 예로 들어 더 설명하면, 도 9에서는 하나의 기지국이 서비스하는 섹터를 8 개의 영역으로 나누어 도시한다. 이때, 기지국은 (A1+B1), (A2+B2), (A3+B3), (A4+B4) 영역에 각각 빔을 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 빔들을 구분이 가능하다. 이러한 조건에서, 빔 스캐닝 과정은 4가지 과정으로 구체화될 수 있다. 먼저, i) 기지국은 4개의 영역에 차례로 빔을 전송한다. ii) 단말은 수신 SINR 관점에서 빔들 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 결정한다. iii) 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백한다. iv) 기지국은 피드백된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다. 위의 빔 스캐닝 과정을 통해 단말은 수신 SINR이 최적화된 빔을 통해 하향링크 데이터를 수신할 수 있게 된다.
이하에서는 Zadoff-Chu 시퀀스에 대해 설명한다. Zadoff-Chu 시퀀스는 추(chu) 시퀀스 또는 ZC 시퀀스라 불리며, 아래의 수학식 8로 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000008
수학식 8에서 N은 시퀀스의 길이, r은 루트 값,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000021
은 ZC 시퀀스의 n 번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스가 갖는 특징으로는, 먼저 모든 요소의 크기가 동일하다는 점을 들 수 있다(constant amplitude). 또한, ZC 시퀀스의 DFT 결과 또한 모든 요소에 대해 동일하게 나타난다.
다음으로, ZC 시퀀스와 ZC 시퀀스의 순환 시프팅(cyclic shifting)된 버전 은 수학식 9와 같은 상관관계를 갖는다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000009
수학식 9에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000022
는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000023
를 i 만큼 순환 시프팅한 시퀀스이며, ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. 또한, ZC 시퀀스는 zero auto-correlation 특성 또한 가져, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation)특성을 갖는다고 표현하기도 한다.
ZC 시퀀스의 마지막 특징으로, 시퀀스의 길이 N과 서로소인 루트 값을 갖는 ZC 시퀀스들 간에는 아래의 수학식 10과 같은 상관관계를 갖는다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000010
수학식 10에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000024
는 N과 서로소이다. 예를 들어, N=111인 경우,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000025
은 수학식 7을 항상 만족한다. 수학식 6의 자기 상관관계와는 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지는 않는다.
ZC 시퀀스에 이어 하다마드(Hadamard) 행렬을 설명한다. 하다마드 행렬은 아래의 수학식 11과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000011
수학식 11에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000026
는 행렬의 크기를 나타낸다. 하다마드 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상
Figure PCTKR2017005170-appb-I000027
을 만족하는 단위 행렬(unitary matrix)이다. 또한, 하다마드 행렬에서 모든 열(column)과 모든 행(row)끼리는 서로 직교한다. 일 예로, n=4인 경우 하다마드 행렬은 수학식 12와 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000012
수학식 12로부터 각 열들끼리, 각 행들끼리 서로 직교함을 알 수 있다.
도 11는 본 발명이 적용될 수 있는 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드 구조의 일 예를 나타낸다. OVSF 코드는 하다마드 행렬을 기반으로 생성되는 코드이며, 특정한 규칙을 갖는다.
먼저, OVSF 코드에서 오른쪽으로 분기할 때(lower branch), 첫 번째 코드는 좌측의 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복하며, 두 번째 코드는 상위 코드를 1번 반복하고 반전하여 1번 반복함으로써 생성된다. 도 6은 OVSF 코드의 트리 구조(tree structure)를 나타낸다.
이러한 OVSF 코드는 코드 트리 상의 인접한 상위 코드와 하위 코드(child code) 간의 관계를 제외하고는 모두 직교성이 보장된다. 예를 들어, 도 6에서 [1 -1 1 -1] 코드는 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 모두 직교한다. 또한, OVSF 코드는 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수가 동일하다. 즉, 도 11에서 특정 코드의 길이와 해당 코드가 속한 분기(branch)에서의 총 개수가 동일함을 확인할 수 있다.
도 12은 본 발명이 적용될 수 있는 단말의 배치 상황의 일 예를 나타낸다. 도 12에서는 RACH(Random Access CHannel)에 대해 설명한다.
LTE 시스템의 경우, 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 단말들의 RACH 신호 파워는 동일해야 한다. 이를 위해, 기지국은 ‘preambleInitialReceivedTargetPower’라는 파라미터를 정의함으로써, SIB(System Information Block)2를 통해 해당 셀 내의 모든 단말에 파라미터를 방송한다. 단말은 기준 신호(reference signal)을 이용하여 경로 손실을 계산하며, 계산된 경로 손실과 ‘preambleInitialReceivedTargetPower’ 파라미터를 아래의 수학식 10과 같이 이용함으로써 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000013
수학식 13에서 P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.
수학식 13을 예로 들어 설명하면, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm 이고 기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm 이라고 가정한다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 단말이 배치된 상황을 가정한다.
먼저, 단말은 수신 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다. 아래의 표 5은 단말의 경로 손실과 그에 따른 송신 파워를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000005
표 5에서 K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송해야 한다. 한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요 송신 파워는 6dBm이다. 그러나, K3단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm을 초과하게 된다. 이러한 경우, 단말은 최대 송신 파워인 23dBm으로 전송해야만 하며, 단말의 RACH 액세스 성공률은 3dB 열화된다.
이어서, 본 발명과 관련된 위상 잡음(phase noise)에 대해 설명한다. 시간축 상에서 발생하는 지터(jitter)는 주파수축 상에서 위상 잡음으로 나타난다. 이러한 위상 잡음은 시간축 상의 수신 신호의 위상을 아래 수학식 14과 같이 무작위로 변경시킨다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000014
수학식 14에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000028
파라미터들은 각각 수신 신호, 시간축 신호, 주파수축 신호, 위상 잡음으로 인한 위상 회전(phase rotation) 값을 나타낸다. 수학식 14에서의 수신 신호가 DFT(Discrete Fourier Transform) 과정을 거치는 경우, 아래의 수학식 15가 도출된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000015
수학식 15에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000029
파라미터들은 각각 CPE(Common Phase Error) 및 ICI(Inter Cell Interference)를 나타낸다. 이때, 위상 잡음 간의 상관관계가 클수록 수학식 12의 CPE 가 큰 값을 갖게 된다. 이러한 CPE는 무선랜 시스템에서의 CFO(Carrier Frequency Offset)의 일종이지만, 단말 입장에서는 위상 잡음이라는 관점에서 CPE와 CFO를 유사하게 해석할 수 있다.
단말은 CPE/CFO를 추정함으로써 주파수축 상의 위상 잡음인 CPE/CFO를 제거하게 되며, 단말이 수신 신호에 대해 CPE/CFO를 추정하는 과정은 수신 신호의 정확한 디코딩을 위해 선행되어야 하는 과정이다. 이에 따라, 단말이 CPE/CFO를 정확하게 추정할 수 있도록 기지국은 소정의 신호를 단말로 전송해줄 수 있으며, 이러한 신호는 위상 잡음을 추정하기 위한 신호로써 단말과 기지국 간에 미리 공유된 파일럿 신호가 될 수도 있고 데이터 신호가 변경되거나 복제된 신호일 수도 있다. 이하에서는 위상 잡음을 추정하기 위한 일련의 신호를 총칭하여 PCRS(Phase Compensation Reference Signal), PNRS(Phase Noise Reference Signal) 또는 PTRS (Phase Tracking Reference Signal)라 부른다. 이하, 설명의 편의 상, 해당 구성은 모두 PCRS로 통칭하여 명명한다.
PCRS는 모든 2번째 심볼(every second symbol), 모든 심볼(every symbol), 및/또는 모든 4번째 심볼마다 매핑되는 시간 영역 밀도가 지원 된다. 특정 단말에 지정된 PCRS는 스케쥴된 자원에 한정 된다.
스케쥴된 자원에서 PCRS의 존재 및 매핑 패턴은 RRC 시그널링 및 DCI에 의해 동적으로 지시된 다른 목적(예를 들면, MCS 등)을 위해 사용되는 파라미터들과의 관계(association)의 조합(combination)에 의해서 UE 특정적으로 구성 된다.
PCRS의 존재 여부는 RRC 설정에 따라 달라진다. PCRS가 존재하는 것으로 RRC 설정이 된 경우, 동적인 PCRS는 적어도 MCS를 포함하는 DCI 파라미터들과 연관된다.
시간/주파수 도메인에서 정의된 여러 가지 밀도(density)를 갖는 PCRS가 지원된다.
PCRS가 존재하는 경우, 주파수 도메인의 밀도는 스케쥴된 대역폭(bandwidth, BW)의 동적인 설정과 관련 된다.
단말은 DMRS가 전송되는 안테나 포트와 PCRS가 전송되는 안테나 포트는 동일한 프리코딩이 적용되는 것으로 추정할 수 있다. PCRS가 전송되는 안테나 포트의 개수는 스케쥴된 자원에서 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 개수보다 적을 수 있다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 mmWave를 사용하는 통신 시스템에서 이용되는 자원 영역 구조의 일 예를 나타낸다. mmWave와 같은 초고주파 대역을 이용하는 통신 시스템은 종래의 LTE/LTE-A 통신 시스템과는 물리적 성질이 다른 주파수 대역을 사용한다. 이에 따라, 초고주파 대역을 이용하는 통신 시스템에서는 종래 통신 시스템에서 이용되는 자원 영역의 구조와 다른 형태의 자원 구조가 논의되고 있다. 도 8은 새로운 통신 시스템의 하향링크 자원 구조의 예를 도시한다.
가로축으로 14개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼과 세로축으로 12개의 주파수 톤으로 구성되는 RB(Resource block) 쌍(RB pair)을 고려할 때, 첫 2개(또는 3개)의 OFDM 심볼(1310)은 종래와 유사하게 제어채널(예를 들어, PDCCH(Physical Downlink Control Channel))에 할당되고, 다음 1개의 OFDM 심볼(1320)은 DMRS(DeModulation Reference Signal)이 할당되고, 나머지 OFDM 심볼(1330)은 데이터채널(예를 들어, PDSCH(Physical Downlink Shared Channel))이 할당될 수 있다.
한편, 도 13과 같은 자원 영역 구조에서 앞서 설명한CPE(또는, CFO) 추정을 위한 PCRS 또는 PNRS 또는 PTRS는 데이터채널이 할당되는 영역 830의 일부 RE(Resource Element)에 실려 단말로 전송될 수 있다. 이러한 신호는 위상 잡음을 추정 하기 위한 신호이며, 앞서 설명했듯이 파일럿 신호가 될 수도 있고 데이터 신호가 변경되거나 복제된 신호일 수도 있다.
따라서 본 발명은 기지국이 단말로 수신 신호의 위상 잡음을 추정할 수 있도록 PCRS(또는, PTRN 또는 PNRS)를 전송하는 방법을 제안한다. PTRS는 기지국과 단말 간에 공유되는 파일럿 신호이며, 위상 잡음을 보상하기 위해 정의되는 기준 신호이다.
도 14 내지 도 16은 본 발명이 적용되는 참조신호를 자원 영역에 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다. 도 14 내지 도 16의 자원 구조에서 가로축은 OFDM 심볼, 세로축은 주파수 톤(또는, 서브 캐리어)을 나타낸다. 도 14 내지 도 16의 좌측 도면들은 각각 안테나 포트 7의 DMRS 및 PCRS 구조를 도시하고, 우측 도면들은 각각 안테나 포트 8의 DMRS 및 PCRS 구조를 도시한다. 도 14의 실시 예를 먼저 설명한다.
본 발명에서 주파수 톤의 인덱스는 서브 캐리어 인덱스 또는 주파수축 상 위치로 호칭될 수 있다.
기지국은 특정 안테나 포트의 DMRS가 배치되는 주파수축 상 위치에 PCRS들을 배치할 수 있다. 이에 따라, 각각의 안테나 포트마다 DMRS가 배치되는 주파수축 상 위치가 다르기 때문에, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS들은 주파수축 상에서 각각 서로 다른 위치에 배치된다.
도 14(a) 및 도 14(b)를 예로 들어 설명한다. 도 14(a)에는 안테나 포트 7의 DMRS 및 PTRS 배치 구조가 도시된다. 도 14(a)에 도시된 연속적인 3개의 RB 쌍들을 참조하면, 안테나 포트 7의 DMRS는 3번째 OFDM 심볼(l=2, k=0, 2, 4, ..., 10)에 배치되고, 안테나 포트 7의 PCRS는 DMRS가 배치되는 주파수 톤 중 어느 하나(k=6) 상에 배치된다.
이때, DMRS가 배치되는 주파수축 상 위치(즉, 서브캐리어)에 배치되는 PCRS들은 매 OFDM 심볼에 배치되는 것이 아니라, 시간축 상에서 소정의 간격을 두고 배치될 수 있다. 도 14(a)에는 PCRS가 1개의 OFDM 심볼 간격을 두고 배치되는 실시 예가 도시되나 이에 한정되는 것은 아니며, 하나의 주파수 톤 상에 배치되는 PCRS들은 정수 개(예를 들어, 0, 1, 2, ..., 3 등)의 OFDM 심볼 간격으로 배치될 수 있다. 이와 같이, PCRS가 시간축 상에서 일정한 간격으로 배치되는 구조를 빗 타입(comb type) 구조라 부를 수 있다.
이와 같은 빗 구조의 PCRS은 PCRS의 전체 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다. 일 예로, PCRS를 모든 OFDM 심볼에 대해 정의하는 경우와 2 OFDM 심볼 크기의 간격을 갖고 위치한 OFDM 심볼에 대해 정의하는 경우를 비교하면, PCRS의 오버헤드는 약 2배가 차이가 나게 된다. 다만, 이와 같이 PCRS가 빗 구조로 구성되는 경우, CPE가 시간 축으로 빠르게 변하게 되면 추정 성능이 감소하는 단점이 있다.
한편, 주파수 톤 당 배치되는 PCRS의 개수가 증가할수록 CPE 추정 성능이 향상되나, PCRS 전송을 위한 오버헤드가 증가하게 된다.
도 14(b)에는 안테나 포트 8의 DMRS 및 PCRS 배치 구조가 도시된다. 도 14(b)에 도시된 RB 쌍들을 참조하면, 안테나 포트 8의 DMRS는 3번째 OFDM 심볼(l=2, k=1, 3, 5, ..., 11)에 배치되고, 안테나 포트 8의 PTRS는 DMRS가 배치되는 주파수 톤 중 어느 하나(k=7) 상에 배치된다. 도 9(a) 및 도 14(b) 모두에 있어서, PCRS들은 DMRS가 배치된 주파수축 상이라면 도시된 실시 예와 다른 주파수축 상에 배치될 수 있음은 물론이다.
이어서, 도 15(a) 및 도 15(b)를 예로 들어 설명한다. 도 15 (a) 및 도 15(b)의 경우, 동일한 자원 영역 내에서 PCRS가 배치되는 개수가 도 14(a) 및 도 14(b)와 비교했을 때 주파수축 상으로 2배이다. 도 15(a) 에서는 안테나 포트 7의 DMRS들이 배치되는 주파수 톤 중에서 두 주파수 톤(k=2, 8) 상에 안테나 포트 7의 PTRS들이 배치되며, 도 10(b)에서는 안테나 포트 8의 DMRS들이 배치되는 주파수 톤 중에서 두 주파수 톤(k=3, 9) 상에 안테나 포트 8의 PTRS들이 배치된다.
즉, 도 15의 실시 예는 PCRS의 주파수축 상 밀도(density)가 도 14의 실시 예에 비해 2배 증가한 형태이다. 이러한 배치 구조는, 단말이 CPE를 추정하는 것 외에 주파수축으로의 채널 추정 또한 가능하게 된다. 즉, PTRS는 CPE 추정을 통해 위상 잡음을 추정하기 위한 용도로 사용될 수 있을 뿐 아니라, 주파수 도메인의 채널 추정을 위한 용도로도 사용될 수 있다. 이러한 채널 추정으로 인해 시간축 상으로 채널이 빠르게 변화하는 경우에 있어서 열화되는 채널 추정 결과가 보상될 수 있다.
이어서, 도 16(a) 및 도 16(b)의 실시 예를 설명한다. 도 16(a) 및 도 16(b)에 도시된 PCRS 배치 구조는 도 15(a) 및 도 15(b)와 비교할 때, RB 쌍 내에서 PCRS가 배치되는 RE의 개수는 동일하다. 그러나, 도 16(a) 및 도 16(b)에서 PCRS들이 주파수축 마다 PCRS들의 시작 OFDM 심볼은 서로 다르다. 예를 들어, 도 16(a)의 RB 쌍들에 대하여, k=2인 주파수 톤 상에 배치되는 PCRS들은 l=4 인 OFDM 심볼부터 배치가 시작되는 반면, k=8인 주파수 톤 상에 배치되는 PCRS들은 l=5인 OFDM 심볼부터 배치가 시작된다.
즉, PCRS가 배치되는 주파수 톤 마다 PCRS 배치가 시작되는 OFDM 심볼이 다를 수 있으며, 이는 주파수 톤들에 대해서 PCRS가 시간축으로 호핑(hopping)되어 배치된다고 말할 수도 있다. 도 16의 PCRS 배치 구조가 갖는 장점은, 모든 OFDM 심볼에서 PTRS가 정의된다는 점이다. 즉, 도 16(a)를 예로 들어 설명하면, 인덱스가 짝수인 OFDM 심볼(l=4, 6, 8, 10, 12)들에 대해서는 k=2인 주파수 톤 상에 PTRS들이 배치되고, 인덱스가 홀수인 OFDM 심볼(l=5, 7, 9, 11, 13)들에 대해서는 k=8인 주파수 톤 상에 PTRS들이 배치된다. 이와 같이, 도 16의 방식은 시간축 상에서 PTRS가 연속적으로 정의된다는 장점이 있으며, 채널이 빠르게 변화하는 경우 단말은 매 OFDM 심볼마다의 채널 추정 값을 필요로 한다는 점에서 도 16의 배치 구조가 유리한 면이 있다.
이상의 도 14 내지 도 16에서는 각 안테나 포트의 PTRS들이 해당 안테나 포트의 DMRS와 동일한 주파수 톤 상에 위치하는 실시 예들을 설명하였다. 그러나, 이러한 실시 예에 한정되는 것은 아니며, 각 안테나 포트의 PTRS들은 DMRS가 배치되지 않는 주파수 톤 상에 위치할 수도 있다.
도 17 및 도 18은 본 발명이 적용되는 서브프레임 내에서 참조 신호의 매핑 위치의 일 예를 나타낸다. 도 17 및 도 18에서 가로축은 서브프레임 내의 OFDM 심볼 인덱스를 도시하며, 세로축은 각각 서로 다른 서브프레임 구성 형태를 도시한다.
단말은 제어 채널(예를 들어, PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel)) 또는 시그널링을 통해서, 서브프레임 내에서 PDCCH가 배치되는 OFDM 심볼의 위치를 결정한다. 예를 들어, 단말은 기지국으로부터의 PCFICH 또는 시그널링을 통해서 서브프레임 내에서 PDCCH가 몇번째 OFDM 심볼까지 배치되는지 알 수 있으며, 종래 LTE/LTE-A 기준으로 PDCCH는 서브프레임 내의 첫번째 OFDM 심볼로부터 최대 세번째 OFDM 심볼까지 배치될 수 있다. 이때, PDCCH와 같은 제어채널에는 데이터채널(예를 들어, PDSCH)과는 다른 프리코딩이 적용된다. 이에 따라, PTRS는 자원 영역에서 제어채널이 배치되는 영역에는 정의되지 않는다.
한편, 제안하는 실시 예에 의하면, 기지국은 서브프레임 내에서 PTRS가 배치되는 OFDM 심볼을 단말에 명시적으로 알려주지 않을 수 있다. 단말은 PTRS의 위치를 명시적으로 지시받지 못한다 하더라도, 앞서 설명한 바와 같이 서브프레임 내에서 제어채널이 배치되는 OFDM 심볼을 제외한 영역에서 PTRS를 수신할 수 있다. 예를 들어, 단말은 서브프레임 내에서 PDCCH가 전송되는 OFDM 심볼의 다음 OFDM 심볼부터 PTRS가 배치되는 것으로 결정할 수 있다.
예를 들어, 도 18에서 서브프레임 설정이 0인 경우 OFDM 심볼 인덱스가 0인 위치에 PDCCH 가 배치된다(‘DL control’). 단말은 OFDM 심볼 인덱스 1 내지 13에 데이터가 배치되는 것(‘DL data’)을 알 수 있으며, 이에 따라 PTRS도 OFDM 심볼 인덱스 1 내지 13에 배치되는 것으로 결정할 수 있다.
도 18은 CSI-RS(Channel State Information-RS)와 SRS(Sounding RS)의 배치까지 고려하여 PTRS의 위치가 결정되는 과정을 도시한다. 기지국으로부터 서브프레임 내에 CSI-RS 및/또는 SRS 가 전송된다는 정보가 단말에 수신된 경우, 단말은 CSI-RS 또는 SRS가 배치되는 OFDM 심볼에는 PTRS가 전송되지 않는다고 결정한다. 이는, PDCCH와 유사하게, CSI-RS가 전송되는 OFDM 심볼은 데이터채널과는 다른 프리코딩이 적용되기 때문이다. 또한, SRS가 전송되는 OFDM 심볼과 GP(Guard Period)로 구성되는 OFDM 심볼에서는 하향링크 전송이 이루어지지 않기 때문에, 단말은 SRS와 GP에 대응되는 OFDM 심볼 역시 PTRS가 전송되지 않는다고 결정한다.
한편, 도 18에서 ‘UL control’로 구성된 OFDM 심볼은 new RAT(Radio Access Technology)에 따른 self-contained 모델을 의미할 수 있다. 즉, 하나의 서브프레임 내에서 하향링크와 상향링크 전송이 동시에 이루어지는 경우, 단말은 하향링크 서브프레임의 해당 OFDM 심볼에서도 PTRS가 전송되지 않는 것으로 결정할 수 있다.
도 17 및 도 18에서는 기지국이 단말에 PTRS의 매핑 위치를 명시적으로 지시하는 대신에, 제어채널이 할당되는 위치를 알려줌으로써 단말이 PTRS의 매핑 위치를 묵시적으로 알 수 있게 하는 과정을 설명하였다. 이와는 달리, 기지국은 데이터채널이 전송되는 마지막 OFDM 심볼을 알려주는 방식을 통해서도 단말이 PTRS가 배치되는 위치를 알게 할 수도 있다.
도 19 내지 도 22는 본 발명이 적용되는 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 19 내지 도 22를 참조하면, 앞에서 살펴본 PCRS가 특정 RB 단위로 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing, FDM) 방법을 이용하여 매핑될 수 있다.
구체적으로, PCRS는 특정 RB 단위(예를 들면, 1 RB, 또는 2 RB 등)로 FDM 방식을 이용하여 매핑될 수 있다.
이때, 각각의 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 일정한 주파수 톤의 간격 또는 두 개의 연속한 주파수 톤에 매핑될 수 있다.
아래 수학식 16은 PCRS가 일정한 주파수 톤의 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰(mapping rule)의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000016
수학식 16에서 k는 주파수 톤(또는 주파수 도메인)의 인덱스,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000030
는 주파수 영역에서 자원 블록의 크기 또는 하나의 자원 블록 내에서 정의된 주파수 톤의 개수(예를 들면, 12), n_s는 PDSCH의 시작되는 물리 자원 블록의 시작 인덱스(starting physical resource block index) 또는 PCRS가 정의되는 첫 번째 자원 블록의 인덱스, l은 시간 도메인 인덱스, Nset은 전체 자원 블록의 개수를 나타낸다.
상기 수학식 16에서 파라메터
Figure PCTKR2017005170-appb-I000031
은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000032
로, ns는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000033
로, Nset은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000034
로 변경되어 사용될 수 있다.
아래 수학식 17은 변경된 파라메터가 사용된 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000017
p0, p1 및 px는 PNRS가 전송되는 안테나 포트의 인덱스를 나타낸다.
또한, B는 안테나 포트당 전송되는 PNRS가 매핑되는 단위 RB의 수, 즉, PNRS가 몇 개의 RB 단위로 매핑되는지를 나타내고, Q는 PNRS가 매핑되는 마지막 OFDM 심볼의 인덱스를, j는 PNRS가 매핑되는 첫 번째 OFDM 심볼의 인덱스를,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000035
는 PNRS가 매핑되는 OFDM 심볼의 간격을 나타낸다.
이때, 파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000036
는 기지국이 단말에게 PCRS의 매핑 패턴을 알리기 위해서 RRC/DCI로 시그널링 하거나, 또는 송/수신단에서 미리 설정된 값이 사용될 수 있다.
파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000037
값이 미리 설정되는 경우, 각각의 파라메터 값은 MCS, numerology, carrier frequency 및/또는 scheduled bandwidth 등에 기초하여 설정될 수 있다.
즉, 단말은 기지국으로부터 전송되는 PCRS의 매핑 패턴과 관련된 파라메터인 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000038
를 RRC/DCI 시그널링을 통해서 획득하여 PCRS의 매핑 패턴을 인식할 수 있다.
아래 수학식 18은 안테나 포트가 2개인 경우, 각 안테나 포트의 PCRS를 일정한 주파수 톤의 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000018
아래 수학식 19는 수학식 18에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000019
두 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 18 및 수학식 19를 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 19에 도시된 바와 같이 일정 주파수 톤 간격으로 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 안테나 포트 0의 PCRS가 주파수 톤 인덱스 x에 매핑되면, 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 2x에 매핑되게 된다.
아래 수학식 20은 PCRS가 연속된 주파수 톤의 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰(mapping rule)의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000020
아래 수학식 21는 수학식 20에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000021
수학식 22는 안테나 포트가 2개인 경우, 각 안테나 포트의 PCRS를 연속된 주파수 톤에 매핑하기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000022
아래 수학식 23은 수학식 22에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000023
두 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 22를 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 20에 도시된 바와 같이 연속된 주파수 톤 간격으로 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 안테나 포트 0의 PCRS가 주파수 톤 인덱스 x에 매핑되면, 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 x+1에 매핑되게 된다.
아래 수학식 24는 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS가 연속된 주파수 톤에 배치되기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000024
수학식 24을 통해서 PCRS를 자원 블록에 매핑 시키면, 하나의 자원 블록의 두 개의 주파수 톤에 동일한 안테나 포트 상에서 전송되는 PCRS가 매핑되게 된다. 따라서, 하나의 자원 블록에 두 개의 주파수 톤에 PCRS가 매핑되게 되므로 수학식 16 내지 23을 사용하여 PCRS를 매핑하는 것보다 PCRS의 주파수 축 상 밀도가 2배 증가하게 된다.
따라서, 본 실시 예는 낮은 SNR 영역에서 PCRS를 이용한 위상 차이에 대한 추정 성능을 향상시킬 수 있으며, 앞에서 살펴본 것과 같이 PCRS는 추가적으로 채널 추정을 위한 용도로 사용될 수 있다.
이러한 채널 추정으로 인해 시간축 상으로 채널이 빠르게 변화하는 경우에 있어서 열화되는 채널 추정 결과가 보상될 수 있다.
아래 수학식 25은 수학식 24에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000025
수학식 26은 안테나 포트가 2개인 경우, 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS가 연속된 주파수 톤에 배치되기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000026
아래 수학식 27은 수학식 26에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000027
두 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 26 및 수학식 27를 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 21에 도시된 바와 같이, 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS가 연속된 주파수 톤에 배치된다.
즉, 안테나 포트 0의 PCRS가 주파수 톤 인덱스 x 및 2x에 매핑되고, 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 x+1 및 2x+1에 매핑되게 된다.
앞의 수학식 16 내지 수학식 27에서 PNRS의 주파수 톤의 위치는 수학식에 의해서 결정되었다. 하지만, PCRS의 주파수 톤의 위치는 특정 수식에 의해서 결정되지 않고, PCRS가 전송되는 안테나 포트와 연관된 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤의 위치와 동일할 수 있다.
아래 수학식 28는 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤이 ‘16’ 및 ‘31’인 경우, PCRS의 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000028
수학식 28에 따라 PCRS를 자원 요소(resource element)에 매핑 시키면, PCRS는 도 22에 도시된 바와 같이 특정 주파수 톤에 매핑되게 된다. 이때, 특정 주파수 톤은 DMRS가 매핑된 주파수 톤과 동일할 수 있다.
아래 수학식 29는 수학식 28에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000029
도 19 내지 도 22 및 수학식 16 내지 수학식 29를 통해 설명한 방법을 이용하면 위상 잡음을 추정하기 위한 PCRS를 주파수 분할 다중화 방식을 이용하여 매핑시킬 수 있다.
도 23 내지 도 25는 본 발명이 적용되는 시분할 다중화(Time Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 23 내지 도 25를 참조하면, 앞에서 살펴본 PCRS가 특정 RB 단위로 시분할 다중화(Time Division Multiplexing, TDM) 방법을 이용하여 매핑될 수 있다.
구체적으로, PCRS는 특정 RB 단위(예를 들면, 1 RB, 또는 2 RB 마다)로 TDM 방식을 이용하여 매핑될 수 있다.
이때, 각각의 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 시간 도메인 상으로 일정한 심볼의 간격 또는 연속한 심볼에 매핑될 수 있다.
아래 수학식 30은 PCRS가 시간 축 도메인 상에서 일정한 심볼 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰(mapping rule)의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000030
k는 주파수 톤(또는 주파수 도메인)의 인덱스,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000039
는 주파수 영역에서 자원 블록의 크기 또는 하나의 자원 블록 내에서 정의된 주파수 톤의 개수(예를 들면, 12), ns는 PDSCH의 시작되는 물리 자원 블록의 시작 인덱스(starting physical resource block index) 또는 PCRS가 정의되는 첫 번째 자원 블록의 인덱스, l은 시간 도메인 인덱스, Nset는 전체 자원 블록의 개수를 나타낸다.
상기 수학식 30에서 파라메터
Figure PCTKR2017005170-appb-I000040
은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000041
로, ns는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000042
로, Nset는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000043
로 변경되어 사용될 수 있다.
아래 수학식 31은 변경된 파라메터가 사용된 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000031
p0, p1 및 px는 PNRS가 전송되는 안테나 포트의 인덱스를 나타낸다.
또한, B는 안테나 포트당 전송되는 PNRS가 매핑되는 단위 RB의 수, 즉, PNRS가 몇 개의 RB 단위로 매핑되는지를 나타내고, Q는 PNRS가 매핑되는 마지막 OFDM 심볼의 인덱스를, j는 PNRS가 매핑되는 첫 번째 OFDM 심볼의 인덱스를,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000044
는 PNRS가 매핑되는 OFDM 심볼의 간격을 나타낸다.
파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000045
의 값이 미리 설정되는 경우, 각각의 파라메터 값은 MCS, numerology, carrier frequency 및/또는 scheduled bandwidth 등에 기초하여 설정될 수 있다.
즉, 단말은 기지국으로부터 전송되는 PCRS의 매핑 패턴과 관련된 파라메터인 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000046
를 RRC/DCI 시그널링을 통해서 PCRS의 매핑 패턴을 인식할 수 있다.
아래 수학식 32는 안테나 포트가 2개인 경우, 각 안테나 포트의 PCRS를 일정한 심볼 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000032
아래 수학식 33은 수학식 32에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000033
상기 수학식 32 및 33에서 m’(또는, 제 2 파라메터)는 특정 단말에게 할당된 전송 대역 내의 RB index를 나타내고, m’’(또는, 제 1 파라메터)는 PCRS가 매핑되는 자원 블록들 간에 PCRS의 매핑 패턴을 변경하기 위한 파라메터를 나타낸다.
즉, m’’는 TDM 방식을 사용하여 PCRS를 배치하는 경우, PCRS가 배치된 자원 블록들 간 동일한 안테나 포트 상의 PCRS의 위치가 동일하지 않도록 자원 블록들 간의 PCRS의 매핑 패턴을 변경하기 위해 사용된다.
두 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 32 및 수학식 33을 이용하여 주파수 축 상에서 1심볼 간격으로 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 23에 도시된 바와 같이 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS가 서로 번갈아 가며 반복하여 1 심볼 간격으로 특정 주파수 톤 상에서 매핑되게 된다.
아래 수학식 34는 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS가 TDM 방식을 이용하여 특정 심볼 간격으로 시간 축 상에 배치되기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000034
수학식 34를 통해서 PCRS를 자원 블록에 매핑 시키면, 하나의 자원 블록의 두 개의 주파수 톤에 PCRS가 매핑되게 된다. 따라서, 하나의 자원 블록에 두 개의 주파수 톤에 PCRS가 매핑되게 되므로 수학식 30 내지 33을 사용해여 PCRS를 매핑하는 것보다 PCRS의 주파수 축 상 밀도가 2배 증가하게 된다.
따라서, 본 실시 예는 낮은 SNR 영역에서PCRS를 이용한 위상 차이에 대한 추정 성능을 향상 시킬 수 있으며 앞에서 살펴본 것과 같이 PCRS는 추가적으로 채널 추정을 위한 용도로 사용될 수 있다.
이러한 채널 추정으로 인해 시간축 상으로 채널이 빠르게 변화하는 경우에 있어서 열화되는 채널 추정 결과가 보상될 수 있다.
아래 수학식 35는 수학식 34에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000035
수학식 36은 안테나 포트가 2개인 경우, 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS가 TDM 방식을 이용하여 특정 심볼 간격으로 시간 축 상에 배치되기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000036
아래 수학식 37은 수학식 36에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000037
두 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 36 및 수학식 37을 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 24에 도시된 바와 같이, 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트의 PCRS는 특정 주파수 톤에서 TDM 방식을 통해서 일정한 간격으로 반복해서 배치된다.
즉, 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS가 주파수 톤 인덱스 x 및 2x에 매핑되고, 각각의 주파수 톤에서 서로 다른 안테나 포트의 PCRS는 일정한 간격으로 반복해서 매핑되게 된다.
앞의 수학식 30 내지 수학식 37에서 PCRS의 주파수 톤의 위치는 수학식에 의해서 결정되었다. 하지만, PCRS의 주파수 톤의 위치는 특정 수식에 의해서 결정되지 않고, PCRS가 전송되는 안테나 포트와 연관된 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤의 위치와 동일할 수 있다.
아래 수학식 38은 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤이 ‘24’인 경우, PCRS의 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000038
수학식 38에 따라 PCRS를 자원 요소(resource element)에 매핑 시키면, PCRS는 도 25에 도시된 바와 같이 특정 주파수 톤에 매핑되게 된다. 이때, 특정 주파수 톤은 DMRS가 매핑된 주파수 톤과 동일할 수 있다.
아래 수학식 39는 수학식 38에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000039
도 23 내지 도 25 및 수학식 30 내지 수학식 39를 통해 설명한 방법을 이용하면 위상 잡음을 추정하기 위한 PCRS를 시분할 다중화 방식을 이용하여 매핑시킬 수 있다.
도 26 내지 도 28은 본 발명이 적용되는 시분할 다중화 및 주파수 분할 다중화 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 26 내지 도 28를 참조하면, 앞에서 살펴본 PCRS가 특정 RB 단위로 시분할 다중화 및 주파수 분할 다중화 방법을 이용하여 매핑될 수 있다.
구체적으로, PCRS는 특정 RB 단위(예를 들면, 1 RB, 또는 2 RB 마다)로 TDM 방식을 이용하여 매핑될 수 있다.
이때, 각각의 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 전송되는 안테나 포트에 따라 주파수 분할 다중화 및 시 분할 다중화 방법을 이용하여 서로 다른 주파수 톤 및 서로 다른 심볼에 매핑될 수 있다.
아래 수학식 40은 PCRS를 전송되는 안테나 포드에 따라 주파수 축 도메인 상으로 일정한 주파수 톤 간격 및 시간 축 도메인 상으로 일정한 심볼 간격으로 매핑하기 위한 매핑 룰(mapping rule)의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000040
k는 주파수 톤(또는 주파수 도메인)의 인덱스,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000047
은 주파수 영역에서 자원 블록의 크기 또는 하나의 자원 블록 내에서 정의된 주파수 톤의 개수(예를 들면, 12), ns는 PDSCH의 시작되는 물리 자원 블록의 시작 인덱스(starting physical resource block index) 또는 PCRS가 정의되는 첫 번째 자원 블록의 인덱스, l은 시간 도메인 인덱스, Nset는 전체 자원 블록의 개수를 나타낸다.
상기 수학식 40에서 파라메터
Figure PCTKR2017005170-appb-I000048
은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000049
로, ns는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000050
로, Nset은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000051
로 변경되어 사용될 수 있다.
아래 수학식 41은 변경된 파라메터가 사용된 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000041
p0, p1, p2,및 p3 는 PCRS가 전송되는 안테나 포트의 인덱스를 나타낸다.
또한, B는 안테나 포트당 전송되는 PNRS가 매핑되는 단위 RB의 수, 즉, PNRS가 몇 개의 RB 단위로 매핑되는지를 나타내고, Q는 PNRS가 매핑되는 마지막 OFDM 심볼의 인덱스를, j는 PNRS가 매핑되는 첫 번째 OFDM 심볼의 인덱스를,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000052
는 PNRS가 매핑되는 OFDM 심볼의 간격을 나타낸다.
이때, 파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000053
는 기지국이 단말에게 PCRS의 매핑 패턴을 알리기 위해서 RRC/DCI로 시그널링 하거나, 또는 송/수신단에서 미리 설정된 값이 사용될 수 있다.
파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000054
값이 미리 설정되는 경우, 각각의 파라메터 값은 MCS, numerology, carrier frequency 및/또는 scheduled bandwidth 등에 기초하여 설정될 수 있다.
즉, 단말은 기지국으로부터 전송되는 PCRS의 매핑 패턴과 관련된 파라메터인 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000055
를 RRC/DCI 시그널링을 통해서 PCRS의 매핑 패턴을 인식할 수 있다.
4 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 40 및 수학식 41을 이용하여 주파수 축 도메인 상에서 일정한 주파수 톤 간격 및 시간 축 도메인 상에서 1심볼 간격으로 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 26에 도시된 바와 같이 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 주파수 분할 다중화 방식을 이용하여 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x’에 매핑되면, 안테나 포트 2 및 안테나 포트 3의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘2x’에 매핑된다.
또한, 시 분할 다중화 방식을 이용하여 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x’에서 일정 심볼 간격으로 반복해서 매핑되고, 안테나 포트 2 및 안테나 포트 3의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘2x’에서 일정 심볼 간격으로 반복해서 매핑된다.
아래 수학식 42는 특정 안테나 포트의 PCRS가 두 개의 주파수 톤에 배치되며, 서로 다른 안테나 포트 상의 PCRS는 주파수 축 상에서 FDM 방식 및 시간 축 상에서 TDM 방식을 이용하여 서로 다른 주파수 톤 및 일정한 심볼 간격으로 배치되기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000042
수학식 42를 통해서 PCRS를 자원 블록에 매핑 시키면, 하나의 자원 블록의 두 개의 주파수 톤에 PCRS가 매핑되게 된다. 따라서, 하나의 자원 블록에 두 개의 주파수 톤에 PCRS가 매핑되게 되므로 수학식 40 및 41을 사용해여 PCRS를 매핑하는 것보다 PCRS의 주파수 축 상 밀도가 2배 증가하게 된다.
따라서, 본 실시 예는 낮은 SNR 영역에서 PCRS를 이용한 위상 차이에 대한 추정 성능을 향상 시킬 수 있으며 PCRS는 추가적으로 채널 추정을 위한 용도로 사용될 수 있다.
이러한 채널 추정으로 인해 시간축 상으로 채널이 빠르게 변화하는 경우에 있어서 열화되는 채널 추정 결과가 보상될 수 있다.
아래 수학식 43은 수학식 42에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000043
4 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 42 및 43을 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 27에 도시된 바와 같이 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 주파수 분할 다중화 방식을 이용하여 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x’ 및 ‘2x’에 매핑되면, 안테나 포트 2 및 안테나 포트 3의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x+1’ 및 ‘x+2’에 매핑된다.
또한, 시 분할 다중화 방식을 이용하여 안테나 포트 0 및 안테나 포트 1의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x’ 및 ‘2x’에서 일정 심볼 간격으로 반복해서 매핑되고, 안테나 포트 2 및 안테나 포트 3의 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x+1’ 및 ‘2x+1’에서 일정 심볼 간격으로 반복해서 매핑된다.
앞의 수학식 40 내지 수학식 43에서 PCRS의 주파수 톤의 위치는 수학식에 의해서 결정되었다. 하지만, PCRS의 주파수 톤의 위치는 특정 수식에 의해서 결정되지 않고, PCRS가 전송되는 안테나 포트와 연관된 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤의 위치와 동일할 수 있다.
아래 수학식 44은 주파수 톤의 인덱스 ‘16’ 및 ‘31’에서 DMRS가 전송되는 경우, TDM 및 FDM을 이용한 PCRS의 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000044
수학식 44에 따라 PCRS를 자원 요소에 매핑 시키면, PCRS는 도 28에 도시된 바와 같이 특정 주파수 톤에 매핑되게 된다. 이때, 특정 주파수 톤은 DMRS가 매핑된 주파수 톤과 동일할 수 있다.
아래 수학식 45는 수학식 44에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000045
도 26 내지 도 28 및 수학식 40 내지 수학식 45를 통해 설명한 방법을 이용하면 위상 잡음을 추정하기 위한 PCRS를 시 분할 다중화 방식 및 주파수 분할 다중화 방식을 이용하여 매핑시킬 수 있다.
도 29 내지 도 31은 본 발명이 적용되는 시분할 다중화 및 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing) 방법을 이용하여 참조 신호를 매핑하는 방법의 일 예를 나타낸다.
도 29 내지 도 31를 참조하면, 앞에서 살펴본 PCRS가 특정 RB 단위로 시분할 다중화 및 코드 분할 다중화 방법(Code Division Multiplexing, CDM)을 이용하여 매핑될 수 있다.
구체적으로, PCRS는 특정 RB 단위(예를 들면, 1 RB, 또는 2 RB 마다)로 TDM 방식 및 CDM 방식을 이용하여 매핑될 수 있다.
즉, 각각의 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 전송되는 안테나 포트에 따라 TDM 방식 및 안테나 포트 별로 전송되는 PCRS에 다른 시퀀스를 사용한 CDM 방식을 이용하여 서로 다른 주파수 톤 및 서로 다른 심볼에 매핑될 수 있다.
예를 들면, 다수의 안테나 포트를 이용하여 PCRS를 전송하는 경우, 일부 안테나 포트들 상에서 전송되는 PCRS는 TDM 방식을 이용하여 PCRS를 시간 영역에서 분리하여 배치되고, 나머지 안테나 포드들 상에서 전송되는 PCRS는 상기 일부 안테나 포드들 상에서 전송되는 PCRS와는 다른 시퀀스를 사용하여 상기 일부 안테나 포드들 상에서 전송되는 PCRS와 동일한 주파수 톤에 배치될 수 있다.
아래 수학식 46은 PCRS를 전송되는 안테나 포드에 따라 TDM 방식 및 CDM 방식을 이용하여 PCRS를 배치하는 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000046
k는 주파수 톤(또는 주파수 도메인)의 인덱스,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000056
은 주파수 영역에서 자원 블록의 크기 또는 하나의 자원 블록 내에서 정의된 주파수 톤의 개수(예를 들면, 12), ns는 PDSCH의 시작되는 물리 자원 블록의 시작 인덱스(starting physical resource block index) 또는 PCRS가 정의되는 첫 번째 자원 블록의 인덱스, l은 시간 도메인 인덱스, Nset는 전체 자원 블록의 개수를 나타낸다.
상기 수학식 46에서 파라메터
Figure PCTKR2017005170-appb-I000057
은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000058
로, ns는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000059
로, Nset은
Figure PCTKR2017005170-appb-I000060
로 변경되어 사용될 수 있다.
아래 수학식 47은 변경된 파라메터가 사용된 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000047
p0, p1, p2 및 p3는 PCRS가 전송되는 안테나 포트의 인덱스를 나타낸다.
또한, B는 안테나 포트당 전송되는 PNRS가 매핑되는 단위 RB의 수, 즉, PNRS가 몇 개의 RB 단위로 매핑되는지를 나타내고, Q는 PNRS가 매핑되는 마지막 OFDM 심볼의 인덱스를, j는 PNRS가 매핑되는 첫 번째 OFDM 심볼의 인덱스를,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000061
는 PNRS가 매핑되는 OFDM 심볼의 간격을 나타낸다.
이때, 파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000062
는 기지국이 단말에게 PCRS의 매핑 패턴을 알리기 위해서 RRC/DCI로 시그널링 하거나, 또는 송/수신단에서 미리 설정된 값이 사용될 수 있다.
파라메터 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000063
값이 미리 설정되는 경우, 각각의 파라메터 값은 MCS, numerology, carrier frequency 및/또는 scheduled bandwidth 등에 기초하여 설정될 수 있다.
즉, 단말은 기지국으로부터 전송되는 PCRS의 매핑 패턴과 관련된 파라메터인 B, Q, j 및
Figure PCTKR2017005170-appb-I000064
를 RRC/DCI 시그널링을 통해서 PCRS의 매핑 패턴을 인식할 수 있다.
4 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 46 및 47을 이용하여 주파수 축 도메인 상에서 일정한 주파수 톤 간격 및 시간 축 도메인 상에서 1심볼 간격으로 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 29에 도시된 바와 같이 PCRS가 매핑될 수 있다.
도 29에 도시된 바와 같이, 다수의 안테나 포트들 상에서 PCRS가 전송되는 경우, 일부 안테나 포트들 상에서 전송되는 PCRS는 TDM 방식을 사용하여 시간 축 상에서 분리되어 배치되고, 나머지 안테나 포트들 상에서 전송되는 PCRS는 CDM 방식을 사용하여 동일한 주파수 톤에 배치될 수 있다.
즉, 안테나 포트 0, 및 1 과 안테나 포트 2 및 3에서 전송되는 PCRS는 주파수 톤 인덱스 ‘x’ 및 ‘x+1’에서 TDM 방식을 이용하여 시간 축 상에서 서로 다른 자원 요소에 일정 심볼 간격으로 배치되고, 안테나 포트 0 및 1 과 안테나 포트 2 및 3에서 전송되는 PCRS는 서로 다른 시퀀스를 사용하여 주파수 톤 인덱스 ‘x’ 및 ‘x+1’에 배치된다.
본 발명의 또 다른 실시 예로 동일한 안테나 포트 상에서 전송되는 PCRS를 다수의 주파수 톤에 배치하여 PCRS의 주파수 축 상의 밀도를 증가 시킬 수 있다.
예를 들면, 도 30에 도시된 바와 같이 특정 안테나 포트의 PCRS가 다 수의 주파수 톤에 배치된다. 서로 다른 안테나 포트 상의 PCRS는 시간 축 상에서 TDM 방식을 통해 일정한 심볼 간격으로 서로 다른 심볼에 배치되고, CDM 방식을 통해 서로 다른 시퀀스를 이용하여 동일한 주파수 톤에 배치된다.
아래 수학식 48은 안테나 포트가 4개인 경우, 동일한 안테나 포트 상에서 전송되는 PCRS를 다수의 주파수 톤에 배치하기 위한 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000048
수학식 48를 통해서 PCRS를 자원 블록에 매핑 시키면, 하나의 자원 블록의 네 개의 주파수 톤에 동일한 안테나 포트 상에서 전송되는 PCRS가 매핑되게 된다. 따라서, 수학식 46 및 47을 사용해여 PCRS를 매핑하는 것보다 PCRS의 주파수 축 상 밀도가 2배 증가하게 된다.
따라서, 본 실시 예는 낮은 SNR 영역에서 PCRS를 이용한 위상 차이에 대한 추정 성능을 향상시킬 수 있으며, PCRS는 추가적으로 채널 추정을 위한 용도로 사용될 수 있다.
이러한 채널 추정으로 인해 시간축 상으로 채널이 빠르게 변화하는 경우에 있어서 열화되는 채널 추정 결과가 보상될 수 있다.
아래 수학식 49은 수학식 48에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000049
4 개의 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송하는 경우, 수학식 48 및 49를 이용하여 PCRS를 자원 블록에 매핑하면, 도 30에 도시된 바와 같이 PCRS가 매핑될 수 있다.
즉, 안테나 포트 0, 및 1 과 안테나 포트 2 및 3에서 전송되는 PCRS는 4개의 주파수 톤, 즉, 주파수 톤 인덱스 ‘x’, ‘x+1’, ‘2x’ 및 ‘2x+1’에서 TDM 방식을 이용하여 시간 축 상에서 서로 다른 자원 요소에 일정 심볼 간격으로 배치되고, 안테나 포트 0 및 1 과 안테나 포트 2 및 3에서 전송되는 PCRS는 서로 다른 시퀀스를 사용하여 주파수 톤 인덱스 ‘x’, ‘x+1’, ‘2x’ 및 ‘2x+1’에 배치된다.
앞의 수학식 48 내지 수학식 49에서 PCRS의 주파수 톤의 위치는 수학식에 의해서 결정되었다. 하지만, PCRS의 주파수 톤의 위치는 특정 수식에 의해서 결정되지 않고, PCRS가 전송되는 안테나 포트와 연관된 DMRS가 전송되는 안테나 포트의 주파수 톤의 위치와 동일할 수 있다.
아래 수학식 50은 주파수 톤의 인덱스 ‘23’ 및 ‘24’에서 DMRS가 전송되는 경우, TDM 및 CDM을 이용한 PCRS의 매핑 룰의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000050
수학식 50에 따라 PCRS를 자원 요소에 매핑 시키면, PCRS는 도 31에 도시된 바와 같이 특정 주파수 톤에 매핑되게 된다. 이때, 특정 주파수 톤은 DMRS가 매핑된 주파수 톤과 동일할 수 있다.
아래 수학식 51은 수학식 50에서 변경된 파라메터가 사용된 경우의 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000051
도 29 내지 도 31 및 수학식 46 내지 수학식 51를 통해 설명한 방법을 이용하면 위상 잡음을 추정하기 위한 PCRS를 시 분할 다중화 방식 및 코드 분할 다중화 방식을 이용하여 동일한 주파수 톤에 다수의 안테나 포트 상에서 전송되는 PCRS를 배치할 수 있다.
시퀀스 생성(sequence generation)
PCRS의 생성을 위한 PCRS 시퀀스 r_(n_s ) (m)는 아래 수학식 52와 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000052
수학식 52에서
Figure PCTKR2017005170-appb-I000065
는 PDSCH의 전송에 대응되는 자원 블록의 할당된 대역폭을 나타낸다. 의사 랜덤 시퀀스(pseudo random sequence) c(i)는 길이-31의 골드 시퀀스에 의해 정의된다.
n = 0,1,…,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000066
인 길이
Figure PCTKR2017005170-appb-I000067
의 아웃풋 시퀀스 c(n)은 는 수학식 53과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000053
수학식 53에서 NC = 1600이고, 첫 번째 m-sequence는
Figure PCTKR2017005170-appb-I000068
에 대해서 초기화 된다.
두 번에 m-sequence의 초기화 값인 Cinit는 시퀀스의 어플리케이션에 의존하는 값으로 아래 수학식 54에 의해서 정의된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000054
상기 수학식 52에서 전체 PCRS sequence의 전체 길이를 결정하는 파라메터 G 값은 서브프레임의 구조(예를 들면, DL only, self-contained, 등) 및 단위 RB내에 CDM 방식이 적용되는 주파수 톤의 수 등에 따라 달라질 수 있다.
이때, 파라메터 G 값은 앞에서 살펴본 파라메터 B, Q, j,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000069
, 및 Q로부터 아래 수학식 55 또는 56로부터 획득될 수 있다.
아래 수학식 55 및 56은 4개의 안테나 포트를 통해 PCRS가 전송되는 경우, 파라메터 G 값을 계산하기 위한 일 예를 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000055
Figure PCTKR2017005170-appb-M000056
PCRS 시퀀스
Figure PCTKR2017005170-appb-I000070
의 일부는 아래 수학식 57 또는 58에 따라 서브 프레임의 복소수 값 변조 심볼들(complex-valued modulation symbols)인
Figure PCTKR2017005170-appb-I000071
에 매핑된다.
Figure PCTKR2017005170-appb-M000057
Figure PCTKR2017005170-appb-M000058
수학식 57 및 58에서 (k,l)은 주파수 도메인 인덱스 k 및 시간 도메인 인덱스 l에 대한 자원 요소를 나타내고,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000072
은 아래 표 6의 안테나 포트 p에 대한 자원 요소 (k,l)의 값을 나타낸다.
Figure PCTKR2017005170-appb-T000006
PCRS가 전송되는 안테나 포트의 정보에 대한 signaling
앞에서 도 19 내지 도 31은 2개 이상의 안테나 포트 상에서 PCRS가 전송되는 예를 설명하였다.
기지국은 다수의 안테나 포트 상에서 PCRS를 전송하는 경우, 실제 PCRS가 전송되는 안테나 포트에 대한 정보(안테나 포트 정보)를 RRC 및/또는 DCI를 통해서 명시적 또는 묵시적 방법으로 단말에게 시그널링 할 수 있다.
기지국이 단말에게 PCRS가 전송되는 안테나 포트의 정보를 묵시적으로 알려주는 경우, 특정 PCRS가 전송되는 안테나 포트는 특정 DMRS가 전송되는 안테나 포트와 서로 연관되어 있어, 기지국은 DMRS가 전송되는 안테나 포트에 대한 정보를 RRC 및/또는 DCI를 통해서 단말에게 전송한다.
단말은 DMRS가 전송되는 안테나 포트에 대한 정보를 전송 받으면, 전송 받은 정보를 이용하여 송/수신단에서 미리 설정된(또는 약속된) 구성에 기초하여 DRMS가 전송되는 안테나 포트와 연관된 PCRS가 전송되는 안테나 포트를 인식할 수 있다.
단말은 인식한 안테나 포트를 통해서 PCRS를 전송 받을 수 있다.
기지국이 단말에게 PCRS가 전송되는 안테나 포트의 정보를 명시적으로 알려주는 경우, 기지국은 특정 단말이 사용할 PNRS가 전송되는 안테나 포트에 대한 정보를 RRC 및/또는 DCI를 통해 직접적으로 시그널링 할 수 있다.
이때, 시그널링 되는 정보는 PCRS가 전송되는 안테나 포트의 인덱스, 시스템에 설정되어 있는 PCRS가 전송되는 전체 안테나 포트의 개수, 및 기지국이 PCRS의 전송에 사용할 안테나 포틩 개수 등을 포함할 수 있다.
이와 같은 방법을 통해서 기지국은 PCRS가 전송되는 각각의 안테나 포트에 대한 정보를 단말에게 전송할 수 있으며, 단말은 전송 받은 정보를 통해서 자신이 사용할 PCRS를 전송 받을 수 있다.
또한, 전송 받은 PCRS를 통해서 CPE(Common Phase Error)/CFO(Carrier Frequency Offset) 값을 추정하여 위상 잡음을 추정할 수 있다.
도 32은 본 발명이 적용되는 참조 신호의 전송 방법의 일 예를 나타내는 흐름도이다.
도 32를 참조하면, 기지국은 CPE 및 CFO로 인한 위상 잡음을 추정하여 단말이 기지국으로부터 전송되는 신호를 정확하게 수신하기 위해서 단말로 참조신호를 전송할 수 있다.
구체적으로, 기지국은 PTRS(또는, PCRS, 또는 PNRS, 또는 제 1 참조신호)를 생성한다(S32010). 이때, PTRS는 앞에서 설명한 바와 같이 PTRS 시퀀스를 통해서 생성된다.
PTRS는 앞에서 살펴본 바와 같이 기지국으로부터 전송된 신호가 왜곡되는 경우, 단말이 CPE 및 CFO로 인한 위상 잡음을 추정하여 왜곡된 신호를 정확하기 수신하기 위해 이용되는 신호이며, 단말과 기지국 간에 미리 공유된 파일럿 신호일 수 있다.
PTRS는 앞에서 설명한 바와 같이 PTRS 시퀀스를 통해서 생성될 수 있다.
기지국은 생성된 PTRS를 TDM, FDM, 또는 CDM 방식 중 적어도 하나의 방식을 사용하여 도 19 내지 도 31에서 설명한 방법을 통해 서로 다른 안테나 포트 상에서 전송되는 PTRS를 구분하여 자원 요소에 배치할 수 있다(S32020).
예를 들면, TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 서로 다른 안테나 포트 상에서 전송되는 PTRS들을 서로 다른 시간 축 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 축 도메인 상의 특정 주파수 톤에 배치(또는 매핑)하거나, CDM 방식을 이용하여 서로 다른 안테나 포트 상에서 전송되는 PTRS를 서로 다른 PTRS sequence를 사용하여 생성할 수 있다.
이후, 기지국은 단말이 PTRS가 자원 요소에 배치된 매핑 패턴을 단말이 인식할 수 있도록 단말로 PTRS가 매핑된 자원 블록(또는 자원 영역)의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내는 적어도 하나의 파라메터를 전송한다(S32030).
적어도 하나의 파라메터는 도 19 내지 도 31의 수학식 16 내지 51에서 설명한 파라메터 B,Q,j,
Figure PCTKR2017005170-appb-I000073
를 포함할 수 있으며, 앞에서 살펴본 DCI 및/또는 RRC 시그널링을 통해서 전송될 수 있다.
이어서, 기지국은 자원 영역 상에 매핑된 PTRS를 단말로 전송하며(S32040), 단말은 특정 자원 영역을 통해 기지국으로부터 전송된 PTRS를 수신하고, 수신된 PTRS를 이용하여 CPE 및/또는 CFO를 추정한다(S32050). 단말은 추정된 CPE 및/또는 CFO의 영향을 제거함으로써 수신 신호로부터 위상 잡음을 추정할 수 있다(S32060).
이상의 도 14 내지 도 32에서 제안한 실시 예에서는 하향링크에서 PTRS가 전송되는 실시 예를 설명하였으나, 상향링크에서 단말이 PTRS를 기지국으로 전송하는 실시 예로 확장될 수도 있다.
도 33은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 장치의 내부 블록도의 일 예를 나타낸 도이다.
여기서, 상기 무선 장치는 기지국 및 단말일 수 있으며, 기지국은 매크로 기지국 및 스몰 기지국을 모두 포함한다.
상기 도 33에 도시된 바와 같이, 기지국(3310) 및 UE(3320)는 통신부(송수신부, RF 유닛, 3313, 3323), 프로세서(3311, 3321) 및 메모리(3312, 3322)를 포함한다.
이외에도 상기 기지국 및 UE는 입력부 및 출력부를 더 포함할 수 있다.
상기 통신부(3313, 3323), 프로세서(3311, 3321), 입력부, 출력부 및 메모리(3312, 3322)는 본 명세서에서 제안하는 방법을 수행하기 위해 기능적으로 연결되어 있다.
통신부(송수신부 또는 RF유닛, 3313,3323)는 PHY 프로토콜(Physical Layer Protocol)로부터 만들어진 정보를 수신하면, 수신한 정보를 RF 스펙트럼(Radio-Frequency Spectrum)으로 옮기고, 필터링(Filtering), 증폭(Amplification) 등을 수행하여 안테나로 송신한다. 또한, 통신부는 안테나에서 수신되는 RF 신호(Radio Frequency Signal)을 PHY 프로토콜에서 처리 가능한 대역으로 옮기고, 필터링을 수행하는 기능을 한다.
그리고, 통신부는 이러한 송신과 수신 기능을 전환하기 위한 스위치(Switch) 기능도 포함할 수 있다.
프로세서(3311,3321)는 본 명세서에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서에 의해 구현될 수 있다.
상기 프로세서는 제어부, controller, 제어 유닛, 컴퓨터 등으로 표현될 수도 있다.
메모리(3312,3322)는 프로세서와 연결되어, 상향링크 자원 할당 방법을 수행하기 위한 프로토콜이나 파라미터를 저장한다.
프로세서(3311,3321)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. 통신부는 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시 예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다.
모듈은 메모리에 저장되고, 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 메모리는 프로세서 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서와 연결될 수 있다.
출력부(디스플레이부 또는 표시부)는 프로세서에 의해 제어되며, 키 입력부에서 발생되는 키 입력 신호 및 프로세서로부터의 각종 정보 신호와 함께, 상기 프로세서에서 출력되는 정보들을 출력한다.
나아가, 설명의 편의를 위하여 각 도면을 나누어 설명하였으나, 각 도면에 서술되어 있는 실시 예들을 병합하여 새로운 실시 예를 구현하도록 설계하는 것도 가능하다. 그리고, 당업자의 필요에 따라, 이전에 설명된 실시 예들을 실행하기 위한 프로그램이 기록되어 있는 컴퓨터에서 판독 가능한 기록 매체를 설계하는 것도 본 발명의 권리범위에 속한다.
본 명세서에 따른 방향 기반 기기 검색 방법은 상기한 바와 같이 설명된 실시 예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시 예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시 예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
한편, 본 명세서의 방향 기반 기기 검색 방법은 네트워크 디바이스에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한, 인터넷을 통한 전송 등과 같은 캐리어 웨이브의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 프로세서가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
또한, 이상에서는 본 명세서의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 명세서는 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해돼서는 안 될 것이다.
그리고, 당해 명세서에서는 물건 발명과 방법 발명이 모두 설명되고 있으며, 필요에 따라 양 발명의 설명은 보충적으로 적용될 수가 있다.
본 발명의 무선 통신 시스템에서 RRC 연결 방법은 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (18)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말이 위상 추정(Phase Tracking)을 수행하는 방법에 있어서,
    기지국으로부터 적어도 하나의 파라메터를 수신하는 단계,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑된 특정 자원 영역의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내고,
    상기 기지국으로부터 상기 위상 추정을 위해 사용되는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 상기 특정 자원 영역을 통해 수신하는 단계,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 전송되는 안테나 포트 별로 서로 다른 시간 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 도메인 상의 특정 주파수 톤(frequency tone)에 매핑되고; 및
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 위상 추정을 수행하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 특정 개수의 자원 블록 단위로 상기 특정 심볼 및 상기 특정 주파수 톤에 매핑되는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 일정한 주파수 톤 및 일정한 심볼 간격으로 매핑되는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 일정한 심볼 간격은 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 안테나 포트의 인덱스 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호의 매핑 패턴을 다르게 설정하기 위한 제 1 파라메터에 의해 결정되는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위 및 전체 자원 블록과 관련된 제 2 파라메터에 기초하여 결정되는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 전송하는 안테나 포트의 총 개수, 안테나 포트의 인덱스, 각 자원 블록의 주파수 톤의 개수, 또는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위에 기초하여 매핑되는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위, 매핑되는 마지막 심볼을 나타내는 제 1 인덱스, 매핑되는 첫 번째 심볼을 나타내는 제 2 인덱스 또는 매핑되는 심볼 간격 중 적어도 하나를 포함하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 전송되는 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 기지국으로부터 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 안테나 포트를 나타내는 안테나 포트 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  10. 무선 통신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 단말에 있어서,
    외부와 무선 신호를 송신 및 수신하는 통신부; 및
    상기 통신부와 기능적으로 결합되어 있는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는,
    기지국으로부터 적어도 하나의 파라메터를 수신하되,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑된 특정 자원 영역의 주파수 톤 및 심볼의 위치를 나타내고,
    상기 기지국으로부터 위상 추정을 위해 사용되는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 상기 특정 자원 영역을 통해 수신하되,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 전송되는 안테나 포트 별로 서로 다른 시간 도메인 상의 특정 심볼 및 주파수 도메인 상의 특정 주파수 톤(frequency tone)에 매핑되고,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호에 기초하여 상기 위상 추정을 수행하는 단말.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 특정 개수의 자원 블록 단위로 상기 특정 심볼 및 상기 특정 주파수 톤에 매핑되는 단말.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 일정한 주파수 톤 및 일정한 심볼 간격으로 매핑되는 단말.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 일정한 심볼 간격은 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 안테나 포트의 인덱스 및 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호의 매핑 패턴을 다르게 설정하기 위한 제 1 파라메터에 의해 결정되는 단말.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위 및 전체 자원 블록과 관련된 제 2 파라메터에 기초하여 결정되는 단말.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호를 전송하는 안테나 포트의 총 개수, 안테나 포트의 인덱스, 각 자원 블록의 주파수 톤의 개수, 또는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위에 기초하여 매핑되는 단말.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 매핑되는 자원 블록의 단위, 매핑되는 마지막 심볼을 나타내는 제 1 인덱스, 매핑되는 첫 번째 심볼을 나타내는 제 2 인덱스 또는 매핑되는 심볼 간격 중 적어도 하나를 포함하는 단말.
  17. 제 10 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 파라메터는 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 전송되는 단말.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 기지국으로부터 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통해서 상기 적어도 하나의 제 1 참조 신호가 전송되는 안테나 포트를 나타내는 안테나 포트 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 단말.
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