WO2017213326A1 - 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2017213326A1
WO2017213326A1 PCT/KR2017/001375 KR2017001375W WO2017213326A1 WO 2017213326 A1 WO2017213326 A1 WO 2017213326A1 KR 2017001375 W KR2017001375 W KR 2017001375W WO 2017213326 A1 WO2017213326 A1 WO 2017213326A1
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김규석
이길봄
정재훈
안민기
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    • H04L5/14—Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex

Definitions

  • the present disclosure relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting and receiving a phase noise compensation reference signal (PCRS) in a wireless communication system.
  • PCS phase noise compensation reference signal
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.As a result of the explosive increase in traffic, a shortage of resources and users are demanding higher speed services, a more advanced mobile communication system is required. have.
  • an object of the present specification is to provide a method for transmitting a PCRS in consideration of a transmission position of a demodulation reference signal (DMRS).
  • DMRS demodulation reference signal
  • a method for transmitting and receiving a phase noise compensation reference signal (PCRS) in a wireless communication system the method performed by the terminal, receiving control information related to the transmission of downlink data from the base station
  • the control information includes at least one of a precoding scheme, a number of transmission ranks, and a modulation and coding scheme (MCS) level associated with the downlink data; Identifying a transmission position of a demodulation reference signal (DM-RS) for demodulating the downlink data based on the received control information; And receiving the PCRS from the base station through at least one symbol after the transmission symbol of the DM-RS in consideration of the identified transmission position of the DM-RS.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the sequence of the PCRS uses the same sequence of the DM-RS. Characterized in that.
  • the sequence of the PCRS is closest to the frequency at which the PCRS is transmitted. Characterized by using the same sequence of DM-RS transmitted in the frequency.
  • the PCRS is characterized in that the transmission through one or more antenna ports (antenna ports).
  • the frequencies of the PCRSs transmitted through different antenna ports are different from each other.
  • the PCRS transmitted through the first antenna port is transmitted at a frequency corresponding to subcarrier index # 5
  • the PCRS transmitted through the second antenna port is It is characterized in that the transmission on the frequency corresponding to the subcarrier index # 6.
  • the sequence of the PCRS is generated using a gold sequence.
  • the present specification provides a terminal for transmitting and receiving a Phase Noise Compensation Reference Signal (PCRS) in a wireless communication system, comprising: a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving a wireless signal; And a processor for controlling the RF unit, the processor receiving control information related to transmission of downlink data from a base station, wherein the control information is a precoding scheme related to the downlink data and a transmission rank.
  • PCRS Phase Noise Compensation Reference Signal
  • DM-RS demodulation reference signal
  • the processor determines the transmission position of the DM-RS, and the sequence of the PCRS is the sequence of the DM-RS. It characterized in that the control to use the same.
  • the processor when the processor confirms the transmission position of the DM-RS, when the DM-RS is not transmitted at the same frequency as the frequency at which the PCRS is transmitted, the sequence of the PCRS is transmitted. It is characterized by controlling to use the same sequence of DM-RS transmitted at the frequency closest to the frequency.
  • the present specification has the advantage of improving the performance of the reference signal (RS) by defining to transmit the PCRS over a plurality of frequency axes.
  • RS reference signal
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 5 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a power spectral density of an oscillator.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of reduced angular spread.
  • FIG. 10 illustrates an example of a downlink synchronization signal service zone of a base station.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a mmWave frame structure.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a position on a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating still another example of a position on a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another example of a position of a PCRS proposed in the present specification on a time and frequency axis.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating another example of a position in a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating an example of a method of transmitting / receiving a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 19 illustrates a block diagram of a wireless communication device to which the present invention can be applied.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point (AP), and the like. .
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS ( Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) Device, Machine-to-Machine (M2M) Device, Device-to-Device (D2D) Device, etc.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • WT Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • M2M Machine-to-Machine
  • D2D Device-to-Device
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • a transmitter may be part of a base station, and a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is a part of evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • Type 1A illustrates the structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames may be applied to both full duplex and half duplex FDD.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and subframe i consists of slot 2i and slot 2i + 1.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, the terminal cannot simultaneously transmit and receive in half-duplex FDD operation.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • 'S' represents a downlink pilot.
  • a special subframe consisting of three fields: a time slot, a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Switch-point periodicity refers to a period in which an uplink subframe and a downlink subframe are repeatedly switched in the same manner, and both 5ms or 10ms are supported.
  • the special subframe S exists every half-frame, and in case of having a period of 5ms downlink-uplink switching time, it exists only in the first half-frame.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only.
  • the subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink allocation state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information is a kind of downlink control information, which may be transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH) like other scheduling information, and is commonly transmitted to all terminals in a cell through a broadcast channel as broadcast information. May be
  • PDCCH physical downlink control channel
  • Table 2 shows the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • the structure of a radio frame according to the example of FIG. 1 is just one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may vary. Can be.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number N ⁇ DL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) is allocated. data region).
  • PDSCH Physical Downlink Shared Channel
  • An example of a downlink control channel used in 3GPP LTE includes a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical hybrid-ARQ indicator channel (PHICH), and the like.
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • the PHICH is a response channel for the uplink and carries an ACK (Acknowledgement) / NACK (Not-Acknowledgement) signal for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downlink Shared Channel) (also referred to as a downlink grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel) (also called an uplink grant), and PCH ( Paging information in paging channel, system information in DL-SCH, resource allocation for upper-layer control message such as random access response transmitted in PDSCH, arbitrary terminal
  • DL-SCH Downlink Shared Channel
  • UL-SCH Uplink Shared Channel
  • PCH Paging information in paging channel, system information in DL-SCH, resource allocation for upper-layer control message such as random access response transmitted in PDSCH, arbitrary terminal
  • a set of transmission power control commands for individual terminals in a group, activation of voice over IP (VoIP), and the like may be carried.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a set of one or a pluralit
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits of the PDCCH are determined according to the association between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (referred to as RNTI (Radio Network Temporary Identifier)) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a unique identifier of the terminal for example, a C-RNTI (Cell-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (P-RNTI) may be masked to the CRC.
  • the system information more specifically, the PDCCH for the system information block (SIB), the system information identifier and the system information RNTI (SI-RNTI) may be masked to the CRC.
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • Enhanced PDCCH carries UE-specific signaling.
  • the EPDCCH is located in a physical resource block (PRB) that is UE-specifically configured.
  • PRB physical resource block
  • the PDCCH may be transmitted in up to three OFDM symbols in the first slot in the subframe, but the EPDCCH may be transmitted in a resource region other than the PDCCH.
  • the start time (ie, symbol) of the EPDCCH in the subframe may be configured in the terminal through higher layer signaling (eg, RRC signaling, etc.).
  • EPDCCH is a transport format associated with the DL-SCH, resource allocation and HARQ information, a transport format associated with the UL-SCH, resource allocation and HARQ information, resource allocation associated with Side-link Shared Channel (SL-SCH) and Physical Sidelink Control Channel (PSCCH) Can carry information, etc.
  • Multiple EPDCCHs may be supported and the UE may monitor a set of EPCCHs.
  • the EPDCCH may be transmitted using one or more consecutive enhanced CCEs (ECCEs), and the number of ECCEs per single EPDCCH may be determined for each EPDCCH format.
  • ECCEs enhanced CCEs
  • Each ECCE may be composed of a plurality of enhanced resource element groups (EREGs).
  • EREG is used to define the mapping of ECCE to RE.
  • the terminal may monitor the plurality of EPDCCHs. For example, one or two EPDCCH sets in one PRB pair in which the UE monitors EPDCCH transmission may be configured.
  • the EPCCH may use localized transmission or distributed transmission, so that the mapping of ECCE to the RE in the PRB may be different.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the data region is allocated a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH) that carries user data.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • Reference signal ( RS : Reference Signal)
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There are RSs for channel information acquisition and RSs used for data demodulation. Since the former has a purpose for the UE to acquire channel information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. It is also used for measurements such as handover.
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information on channel states shared by all terminals in a cell, measurement of handover, etc. and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal. There is a dedicated RS. Such reference signals may be used to provide information for demodulation and channel measurement. That is, DRS is used only for data demodulation and CRS is used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • CRS common reference signal
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), precoding matrix index (PMI) and / or rank indicator (RI). Feedback to the base station).
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • CSI-RS a reference signal related to feedback of channel state information
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a corresponding PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific RS or a demodulation RS (DMRS).
  • FIG. 5 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe ⁇ frequency domain in a time domain in a unit in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (x-axis) has a length of 14 OFDM symbols in case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 9 (a)), and an extended cyclic prefix ( extended CP: Extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG. 9 (b)).
  • normal CP normal cyclic prefix
  • extended CP Extended Cyclic Prefix
  • the resource elements (REs) described as '0', '1', '2' and '3' in the resource block grid are determined by the CRS of the antenna port indexes '0', '1', '2' and '3', respectively.
  • the location of the resource element described as 'D' means the location of the DRS.
  • the CRS is used to estimate a channel of a physical antenna and is distributed in the entire frequency band as a reference signal that can be commonly received to all terminals located in a cell. That is, this CRS is a cell-specific signal and is transmitted every subframe for the wideband.
  • the CRS may be used for channel quality information (CSI) and data demodulation.
  • CSI channel quality information
  • CRS is defined in various formats depending on the antenna arrangement at the transmitting side (base station).
  • base station In a 3GPP LTE system (eg, Release-8), RS for up to four antenna ports is transmitted according to the number of transmit antennas of a base station.
  • the downlink signal transmitting side has three types of antenna arrangements such as a single transmit antenna, two transmit antennas, and four transmit antennas. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • the reference signals for the two transmit antenna ports are arranged using time division multiplexing (TDM) and / or FDM frequency division multiplexing (FDM) scheme. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources so that each is distinguished.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • reference signals for the four transmit antenna ports are arranged using the TDM and / or FDM scheme.
  • the channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal may be transmitted by a single transmit antenna, transmit diversity, closed-loop spatial multiplexing, open-loop spatial multiplexing, or It may be used to demodulate data transmitted using a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • a reference signal when a multiple input / output antenna is supported, when a reference signal is transmitted from a specific antenna port, the reference signal is transmitted to a location of resource elements specified according to a pattern of the reference signal, and the location of resource elements specified for another antenna port. Is not sent to. That is, reference signals between different antennas do not overlap each other.
  • mapping CRSs to resource blocks are defined as follows.
  • Equation 1 k and l represent a subcarrier index and a symbol index, respectively, and p represents an antenna port.
  • the position of the reference signal is in the frequency domain It depends on the value. Since is dependent on the cell ID, the position of the reference signal has various frequency shift values according to the cell.
  • the position of the CRS may be shifted in the frequency domain according to the cell in order to improve channel estimation performance through the CRS.
  • reference signals in one cell are allocated to the 3k th subcarrier, and reference signals in another cell are allocated to the 3k + 1 th subcarrier.
  • the reference signals are arranged at six resource element intervals in the frequency domain, and are separated at three resource element intervals from the reference signal allocated to another antenna port.
  • reference signals are arranged at constant intervals starting from symbol index 0 of each slot.
  • the time interval is defined differently depending on the cyclic prefix length.
  • the reference signal In the case of the normal cyclic prefix, the reference signal is located at symbol indexes 0 and 4 of the slot, and in the case of the extended cyclic prefix, the reference signal is located at symbol indexes 0 and 3 of the slot.
  • the reference signal for the antenna port having the maximum value of two antenna ports is defined in one OFDM symbol.
  • the reference signals for reference signal antenna ports 0 and 1 are located at symbol indices 0 and 4 (symbol indices 0 and 3 for extended cyclic prefix) of slots,
  • the reference signal for is located at symbol index 1 of the slot.
  • the positions in the frequency domain of the reference signal for antenna ports 2 and 3 are swapped with each other in the second slot.
  • DRS is used to demodulate data. Precoding weights used for a specific terminal in multiple I / O antenna transmission are used without change to estimate the corresponding channel by combining with the transmission channel transmitted from each transmission antenna when the terminal receives the reference signal.
  • the 3GPP LTE system (eg, Release-8) supports up to four transmit antennas and a DRS for rank 1 beamforming is defined.
  • the DRS for rank 1 beamforming also indicates a reference signal for antenna port index 5.
  • Equation 2 shows a case of a general cyclic transpose
  • Equation 3 shows a case of an extended cyclic transpose
  • Equations 2 and 3 k and l represent subcarrier indexes and symbol indexes, respectively, and p represents an antenna port.
  • n PRB is the number of physical resource blocks. Denotes a frequency band of a resource block for PDSCH transmission.
  • ns represents the slot index, Represents a cell ID. mod stands for modulo operation.
  • the position of the reference signal is in the frequency domain It depends on the value. Since is dependent on the cell ID, the position of the reference signal has various frequency shift values according to the cell.
  • LTE system evolution In the advanced LTE-A system, it should be designed to support up to eight transmit antennas in the downlink of the base station. Therefore, RS for up to eight transmit antennas must also be supported. Since the downlink RS in the LTE system defines only RSs for up to four antenna ports, when the base station has four or more up to eight downlink transmit antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports are additionally defined. Must be designed. RS for up to eight transmit antenna ports must be designed for both the RS for channel measurement and the RS for data demodulation described above.
  • an RS for an additional up to eight transmit antenna ports should be additionally defined in the time-frequency domain in which CRS defined in LTE is transmitted every subframe over the entire band.
  • the RS overhead becomes excessively large.
  • the newly designed RS in LTE-A system is divided into two categories, RS for channel measurement purpose for selecting MCS, PMI, etc. (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS, etc.) And RS (Data Demodulation-RS) for demodulation of data transmitted through eight transmit antennas.
  • CSI-RS Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • RS Data Demodulation-RS
  • CSI-RS for the purpose of channel measurement has a feature that is designed for channel measurement-oriented purposes, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining information on the channel state, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • the eNB should transmit CSI-RS for all antenna ports. Transmitting CSI-RS for each subframe for up to 8 transmit antenna ports has a disadvantage in that the overhead is too large. Therefore, the CSI-RS is not transmitted every subframe but is transmitted intermittently on the time axis. Can be reduced. That is, the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must transmit the CSI-RS index of the CSI-RS for each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs, and the CSI-RS resource element (RE) time-frequency position within the transmitted subframe. , And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the eNB informs its cell UE of the information about the CSI-RS, it is necessary to first inform the information about the time-frequency to which the CSI-RS for each antenna port is mapped. Specifically, the subframe numbers through which the CSI-RS is transmitted, or the period during which the CSI-RS is transmitted, the subframe offset through which the CSI-RS is transmitted, and the OFDM symbol number where the CSI-RS RE of a specific antenna is transmitted and the frequency interval (spacing), the RE offset or shift value in the frequency axis.
  • PCRS Phase Compensation Reference Signal Signal
  • the UE If the UE detects an xPDCCH with DCI format B1 or B2 in subframe n intended for it, the UE receives DL PCRS at the PCRS antenna port indicated in the DCI at the corresponding subframe.
  • the UE detects an xPDCCH with DCI format A1 or A2 in subframe n intended for it, then the UE is the same one as the assigned DM-RS antenna port indicated in DCI except the conditions (condition 1 and condition 2) below.
  • two PCRS antenna ports are used to transmit UL PCRS in subframe n + 4 + m + 1.
  • Table 3 shows an example of the relative transmit power ratio of PCRS and xPUSCH on a given layer.
  • the PCRS associated with the xPUSCH is transmitted at (1) antenna port (p) p ⁇ ⁇ 40,41,42,43 ⁇ , and (2) present and only compensates for phase noise if the xPUSCH transmission is associated with the corresponding antenna port. Is a valid criterion for (3) is transmitted only on the physical resource blocks and symbols to which the corresponding xPUSCH is mapped.
  • Equation 4 For any antenna port of p ⁇ ⁇ 40, 41, 42, 43 ⁇ , the reference signal sequence r (m) is defined as Equation 4 below.
  • a pseudo-random sequence c (i) is defined by a gold sequence of length-31, and a pseudo random sequence generator is initialized at the beginning of each subframe, as shown in equation (5).
  • Resource element Mapping Mapping to resource elements
  • the frequency domain index allocated for the corresponding xPUSCH transmission In the physical resource block having a, part of the reference signal sequence r (m) Complex-value modulation symbol for the corresponding xPUSCH symbols in the subframe according to Is mapped to.
  • the resource element (k, l ') used for transmission of UE specific PCRS from one UE on any antenna port in set S is not used for transmission of xPUSCH on any antenna port in the same subframe. .
  • Baseband signals transmitted by the transmitting end are shifted to the passband by the carrier frequency generated by the oscillator, and signals transmitted through the carrier frequency are transmitted by the same carrier frequency by the same carrier frequency at the receiving end (e.g., terminal). Is converted to.
  • the signal received by the receiver may include distortion associated with the carrier.
  • the reason for such carrier frequency offset is that the oscillators used at the transmitter and the receiver are not the same or the Doppler frequency transition occurs as the terminal moves.
  • the Doppler frequency is proportional to the moving speed and the carrier frequency of the terminal and is defined as in Equation 7 below.
  • Equation 7 Denotes the carrier frequency, the Doppler frequency, the movement speed of the terminal, and the speed of light, respectively.
  • Equation 8 the normalized carrier frequency offset ⁇ is defined as in Equation 8 below.
  • Equation 8 Denotes a carrier frequency offset normalized to a carrier frequency offset, a subcarrier spacing, and a subcarrier spacing in order.
  • the received signal in the time domain is the result of multiplying the transmitted signal by the phase rotation
  • the received signal in the frequency domain is the result of shifting the transmitted signal in the frequency domain.
  • ICI inter-carrier-interference
  • Equation 9 the received signal in the frequency domain is expressed by Equation 9 below.
  • Equation 9 shows a received signal having a CFO in the frequency domain.
  • Equation 9 Denote subcarrier index, symbol index, FFT size, received signal, transmitted signal, frequency response, ICI due to CFO, and white noise in order.
  • Equation 9 when the carrier frequency offset exists, the amplitude and phase of the k-th subcarrier are distorted, and it can be seen that interference by adjacent subcarriers occurs.
  • interference by an adjacent subcarrier may be given by Equation 10 below.
  • Equation 10 represents the ICI caused by the CFO.
  • the baseband signal transmitted by the transmitter is shifted to the passband by the carrier frequency generated by the oscillator, and the signal transmitted through the carrier frequency is converted into the baseband signal by the same carrier frequency at the receiver.
  • the signal received by the receiver may include distortion associated with the carrier wave.
  • phase noise generated due to unstable characteristics of an oscillator used in a transmitter and a receiver may be mentioned.
  • This phase noise refers to the frequency fluctuating with time around the carrier frequency.
  • This phase noise is a random process with zero mean and is modeled as a Wiener process and affects the OFDM system.
  • phase noise tends to increase as the frequency of the carrier increases.
  • This phase noise tends to be characterized by a power spectral density with the same oscillator.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a power spectral density of an oscillator.
  • the distortion of the signal due to the phase noise appears in the form of a common phase error (CPE) and inter-carrier interference (ICI) in an OFDM system.
  • CPE common phase error
  • ICI inter-carrier interference
  • Equation 11 shows the effect of the phase noise on the received signal of the OFDM system. That is, Equation 11 represents a received signal having phase noise in the frequency domain.
  • Equation 11 Indicates subcarrier index, symbol index, FFT size, received signal, transmitted signal, frequency response, common phase error due to phase noise, inter-carrier interference due to phase noise, white noise, and phase rotation due to phase noise, respectively.
  • the ultra-high frequency wireless communication system is configured to operate at a center frequency of several GHz to several tens of GHz.
  • the ultra-high frequency characteristic of the center frequency makes the influence of the carrier frequency offset (CFO) caused by the Doppler effect or the oscillator error between the terminal and the base station more severe.
  • CFO carrier frequency offset
  • the Doppler effect has a linearly increasing characteristic with respect to the center frequency
  • ppm 10 -6
  • the base station transmits a synchronization channel, a pilot signal, or a reference symbol to the terminal, and the terminal uses the terminal. Estimate or compensate for the CFO.
  • a synchronization channel must be transmitted differently in order to estimate (or compensate) a CFO having an offset value larger than before.
  • an error value of an oscillator between a terminal and a base station is defined as a requirement as follows.
  • the modulated carrier frequency of the UE should be accurate within ⁇ 0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B.
  • Frequency error is a measure of the difference between the actual BS transmission frequency and the assigned frequency.
  • Table 4 below shows an example of oscillator accuracy according to the class of the base station.
  • the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal may have an offset value of 0.2 ppm maximum when an error occurs in one direction at ⁇ 0.1 ppm.
  • the CFO value may appear differently depending on subcarrier spacing.
  • the actual CFO value (absolute value) needs to be expressed as a relative value affecting the OFDM system, which can be referred to as a normalized CFO, which is expressed as a carrier frequency (Hz) / subcarrier spacing in the equation. I can express it.
  • Table 5 below shows an example of the CFO value according to each center frequency and offset value.
  • Center frequency (subcarrier spacing) Oscillator offset ⁇ 0.05ppm ⁇ 0.1ppm ⁇ 10 ppm ⁇ 20ppm 2 GHz (15 kHz) ⁇ 100 Hz ( ⁇ 0.0067) ⁇ 200 Hz ( ⁇ 0.0133) ⁇ 20 kHz ( ⁇ 1.3) ⁇ 40 kHz ( ⁇ 2.7) 30 GHz (104.25 kHz) ⁇ 1.5 kHz ( ⁇ 0.014) ⁇ 3 kHz ( ⁇ 0.029) ⁇ 300 kHz ( ⁇ 2.9) ⁇ 600 kHz ( ⁇ 5.8) 60 GHz (104.25 kHz) ⁇ 3 kHz ( ⁇ 0.029) ⁇ 6 kHz ( ⁇ 0.058) ⁇ 600 kHz ( ⁇ 5.8) ⁇ 1.2 MHz ( ⁇ 11.5)
  • Table 5 shows the CFO values and normalized CFOs for the error values of each center frequency and oscillator.
  • subcarrier spacing 15 kHz
  • subcarrier spacing of 30 GHz and 60 GHz is assumed to be 104.25 kHz so that there is no performance deterioration considering the Doppler effect for each center frequency.
  • Doppler spreading causes spreading in the frequency domain, resulting in signal distortion.
  • the Doppler diffusion may be expressed as Equation 12 below.
  • Means the movement speed of the terminal Means the wavelength of the center frequency of the radio wave transmitted by the base station or transmitted by the terminal.
  • a time interval in which a correlation value of a channel response is 50% or more in the time domain is defined as a coherence time, it may be expressed as Equation 14 below.
  • Equation 15 the relationship between the coherence time and the Doppler spread is frequently used as shown in Equation 15 by using the geometric mean of the above two equations.
  • Doppler spectrum may have various shapes.
  • the Doppler spectrum is shown as U-shape as shown in FIG. 7.
  • a Doppler spectrum having a U-shape may be as shown in FIG. 7.
  • the ultra-high frequency wireless communication system has a merit of having a small antenna and installing multiple antennas in a small space because the center frequency is located in a very high band.
  • pin-point beamforming also available in terms such as pencil beamforming, narrow beamforming, sharp beamforimg
  • This advantage enables pin-point beamforming (also available in terms such as pencil beamforming, narrow beamforming, sharp beamforimg) using dozens to hundreds of antennas.
  • This narrow beamforming means that the received signal is received only at a constant angle, not in the same direction.
  • FIG. 8 illustrates a concept and a case where the conventional Doppler spectrum is narrow beamforming using a plurality of antennas of a signal received in an equal direction having a U-shape.
  • FIG. 8 illustrates an example of reduced angular spread.
  • the Doppler spectrum does not have a U-shape but has a Doppler spread only in a predetermined band.
  • the terminal performs timing and frequency synchronization with the corresponding base station by using the (downlink) synchronization signal transmitted by the base station.
  • the base station transmits a downlink synchronization signal having the widest beam width so that all the terminals in a specific cell can use the synchronization signal.
  • the base station transmits the (downward) synchronization signal using the high frequency (e.g. mmWave) band
  • the synchronization signal undergoes a large path attenuation as compared with the case of using the low frequency band.
  • the cell radius that can be supported is significantly reduced as compared to an existing cellular system (e.g. LTE) using a relatively low frequency band (under 6 GHz).
  • One way to solve the cell radius reduction is to transmit a (downward) synchronization signal using a beamforming technique.
  • the cell radius increases but the beam width decreases.
  • Equation 16 shows a change in the received signal to interference noise ratio (SINR) according to the beam width.
  • Equation 16 the beam width is If reduced by a factor, the received SINR is Shows improvement by a factor
  • Another method is to repeatedly transmit the same downlink synchronization signal several times.
  • one base station schedules and allocates frequency and time resources to terminals, which are shared by terminals existing in a specific area.
  • FIG. 10 illustrates an example of a downlink synchronization signal service zone of a base station.
  • FIG. 10 illustrates a specific area, that is, a sector.
  • A1, A2, A3, A4 represents a radius 0 ⁇ 200m, width 0'-15 ', width 15'-30', width 30-45 ', width 45-60', respectively.
  • B1, B2, B3, and B4 each represent a radius of 200 m to 500 m, a width of 0 'to 15', a width of 15 'to 30', a width of 30 to 45 ', and a width of 45 to 60', respectively.
  • sector I and sector II will be defined as follows.
  • the power of the synchronization signal must be additionally increased by 6 dB or more.
  • the service radius can be increased from A1 to B1.
  • A2 ⁇ B2, A3 ⁇ B3, A4 ⁇ A4 should be serviced next time.
  • the downlink synchronization signal has to be transmitted in four different beam directions.
  • the terminal since the beam width is small, the terminal may move at a high speed or may miss the synchronization signal when the terminal is at the boundary of each zone.
  • the terminal can distinguish the ID of the beam transmitted in each zone, the terminal can know in which zone it is located through the synchronization signal.
  • the terminal does not know in which zone it is located.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a mmWave frame structure.
  • one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots.
  • the slot is composed of T OFDM symbols.
  • the 1st subframe uses the 0th slot for synchronization.
  • the S slot includes A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing system information of the UE.
  • the remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
  • the terminal performs timing synchronization using the following two algorithms based on the synchronization signal repeatedly transmitted by the base station.
  • Equation 17 shows an example of a correlation synchronization timing algorithm of received signals.
  • Equation 17 Denotes the length of the OFDM symbol, the cyclic prefix length, and the index of the OFDM symbol, respectively.
  • the timing synchronization algorithm represented by Equation 17 operates under the assumption that two adjacent OFDM signals in time are identical.
  • the algorithm can adopt a sliding window method, the algorithm can be implemented with low complexity and has a strong characteristic in frequency offset.
  • the following algorithm performs timing synchronization by using a correlation between a received signal and a signal transmitted by a base station.
  • Equation 18 shows an example of a timing synchronization algorithm based on correlation between a received signal and a transmitted signal.
  • Equation 18 Denotes a signal transmitted by the base station, and is a signal vector previously promised between the terminal and the base station.
  • Equation 18 has better performance than the scheme described in Equation 17.
  • Beam scanning refers to the operation of a transmitter or receiver to find the direction of the beam that maximizes the receiver's received SINR.
  • the base station determines the direction of the beam through beam scanning before transmitting data to the terminal.
  • 10 shows one sector served by one base station, and is divided into eight areas.
  • the area of each beam transmitted by the base station is (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4).
  • the terminal can distinguish the beams transmitted by the base station.
  • beam scanning can be embodied as follows.
  • the base station transmits the beam in sequence to (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4).
  • the terminal finds the best beam among the beams in view of the received SINR.
  • the base station transmits data using the beam having the feedback direction.
  • the terminal may receive data from the beam in which the reception SINR is maximized.
  • Zadoff-Chu sequences are also called Chu sequences or ZC sequences.
  • the ZC sequence is defined as in Equation 19 below.
  • N is a sequence length
  • r is a root value
  • the ZC sequence has three important features.
  • the DFT result of the sequence also has the same size of all elements.
  • Equation 20 The correlation between the ZC sequence and its cyclic shift version is shown in Equation 20 below.
  • Is Is defined as the sequence cyclic shifted by i.
  • Equation 20 shows that the autocorrelation of the ZC sequence It is 0 except for (Zero Auto-Correlation).
  • ZC sequences are also called CAZAC sequences because of their constant amplitude and zero auto-correlation.
  • Equation 21 The correlation between the length N and the ZC sequences having mutual root values is as shown in Equation 21 below.
  • Equation 21 Is mutually different from N.
  • the cross-correlation of the ZC sequence is not completely zero.
  • the Hadamard matrix is defined as in Equation 22 below.
  • Equation 22 Denotes the size of the matrix.
  • Hadamard matrices are always independent of size n To satisfy.
  • the Hadamard matrix is a Unitary matrix, and all columns are orthogonal to each other.
  • Equation 23 the Hadamard matrix is defined as in Equation 23 below.
  • the OVSF code is based on the Hadamard matrix and is generated according to the following rules.
  • the first code repeats the parent code twice as it is, while the second code repeats the parent code once as it is, and reverses the parent code to do another one. Repeat.
  • the OVSF code has the following features
  • Orthogonality is guaranteed, except for the relationship between the immediate mother code and the child code in the code tree.
  • [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1].
  • RACH Random Access Channel
  • the power of the RACH signal of each terminal received by the base station should be the same.
  • the base station defines a parameter called preambleInitialReceivedTargetPower, and broadcasts it to all terminals in the cell through SIB2.
  • the UE calculates a path loss using a reference signal and determines the transmission power of the RACH signal using this value and the preambleInitialReceivedTargetPower using Equation 24 below.
  • P_PRACH_Initial, P_CMAX, and PL represent the transmission power of the RACH signal, the maximum transmission power of the terminal, and the path loss, respectively.
  • the maximum transmit power of the terminal is 23 dBm.
  • FIG. 13 shows an example of the terminal distribution.
  • the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this.
  • Table 6 below shows path loss and transmission power of each terminal.
  • the RACH signal is transmitted at a very small power (-44 dBm) to match the RACH reception power.
  • the required transmission power is 6 dBm and the terminal may transmit it.
  • the RACH access success rate of the UE is degraded by 3dB.
  • Jitter on the time axis is defined as phase noise on the frequency axis.
  • Phase noise varies with time and is represented by a common phase error (CPE).
  • CPE common phase error
  • the base station transmits transmission information of the DL-SCH for the terminal to the terminal through DCI or RRC signaling.
  • the transmission information of the DL-SCH may include a precoding scheme, a number of transmission ranks, an MCS level, and the like.
  • the terminal checks the transmission scheme of the DL-SCH based on the information of the DCI or RRC signaling received from the base station.
  • the UE may implicitly identify the position of the DM-RS for demodulation of the DL-SCH symbol based on the transmission scheme of the DL-SCH.
  • the position of the DM-RS is previously reserved between the transmitting end (e.g., base station) and the receiving end (e.g., terminal) for each transmission scheme.
  • the PCRS proposed in each embodiment may be defined based on the DM-RS.
  • the first embodiment reuses a demodulation reference signal (DM-RS) located on the same frequency axis as a reference signal used to compensate for phase noise and Doppler effects. Provide a way to.
  • DM-RS demodulation reference signal
  • a reference signal used to compensate for phase noise and Doppler effects will be referred to as or referred to as a 'phase noise compensation reference signal (PCRS)'.
  • PCS phase noise compensation reference signal
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a position on a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a method of reusing a DM-RS located on the same frequency axis as it is when defining a PCRS.
  • FIG. 14 shows an example of using the DM-RS located on the same frequency axis as the PCRS.
  • the sequence of the PCRS may reuse the sequence of the DM-RS located on the same frequency axis as the frequency axis at which the PCRS is defined.
  • Type I represents a structure in which PCRSs are not transmitted in every symbol but is transmitted on the time axis at one symbol interval
  • Type II represents a structure in which PCRS is transmitted on all symbols on the time axis.
  • the PCRS uses different frequency axis resources depending on the antenna port.
  • PCRS uses the same DM-RS used in subcarrier indexes 5 and 6 of the third symbol (symbol # 2), indicating that the DM-RS is transmitted at one symbol interval or after all symbols after the transmitted symbol. can see.
  • PCRS transmitted through antenna port 0 is transmitted on a frequency axis corresponding to subcarrier index 5
  • PCRS transmitted through antenna port 1 is transmitted on a frequency axis corresponding to subcarrier index 6.
  • the second embodiment provides a PCRS transmission method when the DM-RS is not located on the same frequency axis on which the PCRS is transmitted.
  • PCRS is a method of reusing the DM-RS located on the frequency axis closest to the frequency axis to which the PCRS is transmitted.
  • the DM-RS may be defined, positioned or transmitted at regular intervals on the frequency axis in consideration of coherence bandwidth and reference signal overhead.
  • the PCRS may not have a DM-RS mapped directly on the frequency axis.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating still another example of a position on a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • the PCRS will reuse the DM-RS nearest to the frequency axis as it is.
  • the PCRS corresponding to antenna port 0 reuses a DM-RS sequence located at frequency 4 (or subcarrier index 4) as it is, and the PCRS corresponding to antenna port 1 is frequency 5 It can be seen that the DM-RS sequence located on the axis is reused as it is.
  • Type I represents a structure in which PCRSs are not transmitted in every symbol but is transmitted in the time axis at one symbol interval
  • Type II represents a structure in which PCRS is transmitted through all symbols in the time axis.
  • the PCRS is transmitted after the DM-RS transmission.
  • the PCRS uses different frequency axis resources depending on the antenna port.
  • PCRS uses the same DM-RS used in subcarrier indexes 5 and 6 of the third symbol (symbol # 2), indicating that the DM-RS is transmitted at one symbol interval or after all symbols after the transmitted symbol. can see.
  • the third embodiment provides a method of defining and using all of the PCRSs for compensating the phase noise and the Doppler effect allocated to all resources as the same specific complex value.
  • the UE when estimating Common Phase Error (CPE) or Carrier Frequency Offset (CFO) using PCRS, when the data of adjacent resource elements on the time axis are the same, the UE may omit the descrambling process. .
  • CPE Common Phase Error
  • CFO Carrier Frequency Offset
  • the third embodiment provides a method of defining all PCRSs allocated to all resources as the same specific complex value.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another example of a position of a PCRS proposed in the present specification on a time and frequency axis.
  • S0 and S1 mean the same complex value defined in the PCRS of antenna port 0 and the same complex value defined in the PCRS of antenna port 1, respectively.
  • the PCRS transmitted through port 0 uses the same complex value used in symbol # 2 and subcarrier index # 5 for the symbol transmitted thereafter, and the PCRS transmitted through port 1 corresponds to symbol # 2 and subcarrier.
  • the complex value used at index # 6 is then used the same for the symbols transmitted after that.
  • Type I represents a structure in which PCRSs are not transmitted in every symbol but is transmitted on the time axis at one symbol interval
  • Type II represents a structure in which PCRS is transmitted on all symbols on the time axis.
  • the PCRS can be seen to use different frequency axis resources (subcarrier index # 5, # 6) according to the antenna port.
  • PCRS uses the same DM-RS used in subcarrier indexes 5 and 6 of the third symbol (symbol # 2), indicating that the DM-RS is transmitted at one symbol interval or after all symbols after the transmitted symbol. can see.
  • PCRS transmitted through antenna port 0 is transmitted on a frequency axis corresponding to subcarrier index 5
  • PCRS transmitted through antenna port 1 is transmitted on a frequency axis corresponding to subcarrier index 6.
  • the fourth embodiment defines a PCRS for a plurality of resource elements on the same time axis with different sequence or different specific values, and on the same frequency axis, sets the same value on different time axes. Provides a way to copy and reuse PCRS.
  • the UE may omit the descrambling process.
  • CPE Common Phase Error
  • CFO Carrier Frequency Offset
  • each PCRS with multiple frequency axes has the advantage of improving the performance of the reference signal.
  • the fourth embodiment defines a gold sequence for several resource elements on the same time axis and a frequency axis, and copies and reuses the same gold sequence on another time axis. Provide a method.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating another example of a position in a time and frequency axis of a PCRS proposed in the present specification.
  • FIG. 17 shows an example of a PCRS defined using a specific complex value on a plurality of frequency axes.
  • S0, S1, S2, and S3 are the same first complex value defined in the PCRS of port 0, the second same complex value defined in the PCRS of port 0, and the PCRS defined in port 1, respectively.
  • S0, S1, S2, S3 may be defined as values promised in advance between the transmitter and the receiver.
  • S0, S1, S2, and S3 may be sequences generated by applying at least one of a cell ID, a symbol index, or a subcarrier position to a specific sequence as an input.
  • the S0, S1, S2, and S3 may have the same value.
  • S0 may be S1 and S2 may be S3.
  • S0, S1, S2, and S3 may be defined by Downlink Control Information (DCI) or Radio Resource Control (RRC) signaling or may be previously promised between the transmitter and the receiver.
  • DCI Downlink Control Information
  • RRC Radio Resource Control
  • the PCRS port is not limited to two.
  • the aforementioned salping methods may be equally applied to one PCRS port or three or more PCRS ports.
  • FIG. 18 is a flowchart illustrating an example of a method of transmitting / receiving a PCRS proposed in the present specification.
  • the terminal receives control information related to the transmission of the downlink data from the base station (S1810).
  • the control information may include at least one of a precoding scheme, a number of transmission ranks, or a modulation and coding scheme (MCS) level associated with the downlink data.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the terminal identifies a transmission position of a demodulation reference signal (DM-RS) for demodulating the downlink data based on the received control information (S1820).
  • DM-RS demodulation reference signal
  • the terminal receives the PCRS from the base station through at least one symbol after the transmission symbol of the DM-RS in consideration of the identified transmission position of the DM-RS (S1830).
  • the terminal checks the transmission position of the DM-RS
  • the sequence of the PCRS is to be used the same as the sequence of the DM-RS Can be.
  • the terminal confirms the transmission position of the DM-RS
  • the sequence of the PCRS is most up to the frequency at which the PCRS is transmitted It can be used in the same manner as the sequence of the DM-RS transmitted in the adjacent frequency.
  • the PCRS may be transmitted through one or more antenna ports.
  • the frequencies of the PCRSs transmitted through different antenna ports may be different.
  • the PCRS transmitted through the first antenna port is transmitted at a frequency corresponding to subcarrier index # 5
  • the PCRS transmitted through the second antenna port is subcarrier index #. It may be transmitted at a frequency corresponding to six.
  • the sequence of the PCRS may be generated using a gold sequence.
  • the sequence of the PCRS may be generated through the m-sequence of the gold sequence.
  • FIG. 19 illustrates a block diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 1910 and a plurality of terminals 1920 located in an area of a base station 1910.
  • the base station 1910 includes a processor 1911, a memory 1912, and a radio frequency unit 1913.
  • the processor 1911 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 18. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 1911.
  • the memory 1912 is connected to the processor 1911 and stores various information for driving the processor 1911.
  • the RF unit 1913 is connected to the processor 1911 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 1920 includes a processor 1921, a memory 1922, and an RF unit 1923.
  • the processor 1921 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 18. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 1921.
  • the memory 1922 is connected to the processor 1921 to store various information for driving the processor 1921.
  • the RF unit 1923 is connected to the processor 1921 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the memories 1912 and 1922 may be inside or outside the processors 1911 and 1921 and may be connected to the processors 1911 and 1921 by various well-known means.
  • the base station 1910 and / or the terminal 1920 may have a single antenna or multiple antennas.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs ( field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

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Abstract

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하는 단계; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하는 단계; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
본 명세서는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
본 명세서는 위상 잡음 및 도플러 영향을 보상하기 위한 PCRS를 정의하는 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 명세서는 DMRS(Demodulation Reference Signal)의 전송 위치를 고려하여 PCRS를 전송하는 방법을 제공함을 목적으로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하는 단계, 상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하는 단계; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다른 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스(Gold Sequence)를 이용하여 생성되는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 단말에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하며, 상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하며; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 프로세서는, 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 명세서에서 상기 프로세서는, 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 명세서는 DMRS(Demodulation Reference Signal)의 전송 위치를 고려하여 PCRS를 전송함으로써, 위상 잡음 또는 도플러 영향을 최소화시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 명세서는 다수의 주파수 축을 통해 PCRS를 전송하도록 정의함으로써, 참조 신호(RS)의 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 6은 발진기(oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도(power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.
도 7은 U-모양을 가지는 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸 도이다.
도 8은 줄어든 각도 확산(reduced angular spread)의 일례를 나타낸 도이다.
도 9는 좁은 빔포밍(narrow beamforming) 시의 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸다.
도 10은 기지국의 하향링크 동기화 신호 서비스 구역의 일례를 나타낸 도이다.
도 11은 mmWave frame 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 12는 OVSF 코드 tree 구조의 일례를 나타낸다.
도 13은 단말 분포의 일례를 나타낸다.
도 14는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 일례를 나타낸 도이다.
도 15는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 17은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 송수신 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.
도 19는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.
본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-T000001
표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.
모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-T000002
도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N^DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
EPDCCH(enhanced PDCCH)는 단말 특정(UE-specific) 시그널링을 나른다. EPDCCH는 단말 특정하게 설정된 물리 자원 블록(PRB: physical resource block)에 위치한다. 다시 말해, 상술한 바와 같이 PDCCH는 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들에서 전송될 수 있으나, EPDCCH는 PDCCH 이외의 자원 영역에서 전송될 수 있다. 서브프레임 내 EPDCCH가 시작되는 시점(즉, 심볼)은 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링 등)을 통해 단말에 설정될 수 있다.
EPDCCH는 DL-SCH와 관련된 전송 포맷, 자원 할당 및 HARQ 정보, UL-SCH와 관련된 전송 포맷, 자원 할당 및 HARQ 정보, SL-SCH(Sidelink Shared Channel) 및 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel)과 관련된 자원 할당 정보 등을 나를 수 있다. 다중의 EPDCCH가 지원될 수 있으며, 단말은 EPCCH의 세트를 모니터링할 수 있다.
EPDCCH는 하나 또는 그 이상의 연속된 진보된 CCE(ECCE: enhanced CCE)를 이용하여 전송될 수 있으며, 각 EPDCCH 포맷 별로 단일의 EPDCCH 당 ECCE의 개수가 정해질 수 있다.
각 ECCE는 복수의 자원 요소 그룹(EREG: enhanced resource element group)으로 구성될 수 있다. EREG는 ECCE의 RE에의 매핑을 정의하기 위하여 사용된다. PRB 쌍 별로 16개의 EREG가 존재한다. 각 PRB 쌍 내에서 DMRS를 나르는 RE를 제외하고, 모든 RE는 주파수가 증가하는 순서대로 그 다음 시간이 증가하는 순서대로 0 내지 15까지의 번호가 부여된다.
단말은 복수의 EPDCCH를 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 단말이 EPDCCH 전송을 모니터링하는 하나의 PRB 쌍 내 하나 또는 두 개의 EPDCCH 세트가 설정될 수 있다.
서로 다른 개수의 ECCE가 병합됨으로써 EPCCH를 위한 서로 다른 부호화율(coding rate)이 실현될 수 있다. EPCCH는 지역적 전송(localized transmission) 또는 분산적 전송(distributed transmission)을 사용할 수 있으며, 이에 따라 PRB 내 RE에 ECCE의 매핑이 달라질 수 있다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.
참조 신호( RS : Reference Signal)
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.
이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 5를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 9(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 9(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.
게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.
다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000001
수학식 1에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000001
은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000002
은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000003
는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000004
은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2017001375-appb-I000005
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000006
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+1 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.
시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격(constant interval)으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3)에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 2는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 3은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000002
Figure PCTKR2017001375-appb-M000003
수학식 2 및 3에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000007
은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다. nPRB은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000008
은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000009
는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서
Figure PCTKR2017001375-appb-I000010
값에 따라 달라진다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000011
는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성(backward compatibility), 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation-RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
위상 보상 참조 신호(Phase Compensation Reference Signal:PCRS )
이하, PCRS에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다.
DL PCRS 절차
UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 B1 또는 B2를 갖는 xPDCCH를 검출하면, UE는 대응하는 서브프래임에서 DCI에 표시된 PCRS 안테나 포트에서 DL PCRS를 수신한다.
UL PCRS 절차
UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 A1 또는 A2를 갖는 xPDCCH를 검출하면, UE는 아래 조건(조건 1 및 조건 2)를 제외하고 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트와 동일한 하나 또는 두 개의 PCRS 안테나 포트를 사용하여 서브 프레임 n+4+m+1에서 UL PCRS를 전송한다.
- 조건 1: 만약 검출된 DCI의 이중(dual) PCRS 필드가 '1'로 설정되고, xPUSCH에 할당된 DM-RS 포트의 수가 '1'이면, UE는 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트 및 특정 PCRS 안테나 포트와 동일한 부반송파 위치를 갖는 추가 PCRS 안테나 포트와 동일한 PCRS 포트를 사용하여 서브 프레임 n+4+m+1에서 UL PCRS를 송신한다.
- 조건 2: PCRS와 xPUSCH의 상대적 송신 전력 비율은 아래 표 3에 의해 정의된 송신 방식에 의해 결정된다.
표 3은 주어진 레이어(layer) 상에서 PCRS와 xPUSCH의 상대적인 송신 전력 비의 일례를 나타낸다.
Transmission Scheme Relative Transmit Power Ratio
Single-layer transmission 3 dB
Two-layer transmission 6 dB
이하에서, PCRS에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.
xPUSCH와 연관된 PCRS는, (1) 안테나 포트(p) p∈{40,41,42,43}에서 전송되며, (2) 존재하고, xPUSCH 전송이 대응하는 안테나 포트와 관련되는 경우에만 위상 잡음 보상에 대한 유효한 기준이며, (3) 대응하는 xPUSCH가 매핑되는 물리 자원 블록들 및 심볼들 상에서만 전송된다.
시퀀스 생성(Sequence generation)
p∈{40,41,42,43}인 임의의 안테나 포트에 대해, 참조 신호 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 4와 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000004
의사 랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence) c(i)는 길이-31의 골드 시퀀스에 의해 정의되며, 의사 랜덤 시퀀스 제너레이터(generator)는 수학식 5와 같이 각 서브프래임의 시작에서 초기화된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000005
Figure PCTKR2017001375-appb-I000012
양(quantity)(i=0,1)은 아래와 같이 주어진다.
-
Figure PCTKR2017001375-appb-I000013
, 만약
Figure PCTKR2017001375-appb-I000014
에 대해 어떤 값도 상위 계층에 의해 제공되지 않는 경우.
-
Figure PCTKR2017001375-appb-I000015
,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000016
에 대해 어떤 값이 상위 계층에 의해 제공되는 경우.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000017
의 값은 달리 명시하지 않으면 0이다. xPUSCH 전송을 위해,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000018
는 xPUSCH 전송과 연관된 DCI 포맷에 의해 주어진다.
자원 요소 매핑 (Mapping to resource elements)
안테나 포트 p∈{40,41,42,43}에 대해, 해당 xPUSCH 전송을 위해 할당된 주파수 영역 인덱스
Figure PCTKR2017001375-appb-I000019
를 가지는 물리 자원 블록에서, 참조 신호 시퀀스 r(m)의 일부는
Figure PCTKR2017001375-appb-I000020
에 따른 서브프래임에서 해당 xPUSCH 심볼들에 대한 복소수 값(complex-value) 변조 심볼
Figure PCTKR2017001375-appb-I000021
에 매핑된다.
xPUSCH 물리 자원 할당의 시작 물리 자원 블록 인덱스
Figure PCTKR2017001375-appb-I000022
및 xPUSCH 물리 자원 블록들의 개수
Figure PCTKR2017001375-appb-I000023
에 대해, 하나의 서브프래임에 대한 자원 요소 (k,l')는 아래 수학식 6과 같이 주어진다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000006
수학식 6에서, m'=0,1,2,...,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000024
이고, l'는 하나의 서브프래임 내 심볼 인덱스를 나타내며,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000025
는 주어진 서브프래임에 대한 xPUSCH의 마지막 심볼 인덱스를 나타낸다.
세트(set) S에서 임의의 안테나 포트 상에서 하나의 UE로부터 UE 특정 PCRS의 전송을 위해 사용되는 자원 요소 (k, l')는 동일한 서브프래임에서 임의의 안테나 포트 상에서 xPUSCH의 전송을 위해 사용되지 않는다.
여기서, S는 {40}, {41}, {42}이다.
반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset:CFO ) 효과
송신단(예:기지국)에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며, 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단(예:단말)에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.
이 때, 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.
이러한 왜곡의 일례로, 송신단의 반송파 주파수와 수신단의 반송파 주파수 차이에 의해 발생하는 왜곡 현상이 있을 수 있다.
이와 같은 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 이유는 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기가 동일하지 않거나, 단말의 이동에 따라 도플러 주파수 천이가 발생하기 때문이다.
여기서, 도플러 주파수는 단말의 이동 속도와 반송파 주파수에 비례하며 아래 수학식 7과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000007
수학식 7에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000026
는 각각 순서대로 반송파 주파수, 도플러 주파수, 단말의 이동 속도, 빛의 속도를 나타낸다.
또한, 정규화된(normalized) 반송파 주파수 오프셋(ε)은 아래 수학식 8과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000008
수학식 8에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000027
는 각각 순서대로 반송파 주파수 오프셋, 부반송파 간격, 부반송파 간격으로 정규화된 반송파 주파수 오프셋을 나타낸다.
반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우, 시간 영역의 수신 신호는 송신한 신호에 위상 회전을 곱한 결과가 되며, 주파수 영역의 수신신호는 송신한 신호가 주파수 영역에서 이동(shift)한 결과가 된다.
이 경우, 다른 모든 부반송파(들)의 영향을 받게 되어, ICI(Inter-Carrier-Interference)가 발생하게 된다.
즉, 소수 배 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 경우, 주파수 영역의 수신 신호는 아래 수학식 9와 같이 표현된다.
수학식 9는 주파수 영역에서 CFO를 가지는 수신 신호를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000009
수학식 9에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000028
는 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 응답, CFO로 인한 ICI, 백색 잡음(white noise)를 나타낸다.
상기 수학식 9에서 정의된 바와 같이, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우 k번째 부반송파의 진폭과 위상이 왜곡되고, 인접 부반송파에 의한 간섭이 발생함을 알 수 있다.
여기서, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우, 인접 부반송파에 의한 간섭은 아래 수학식 10과 같이 주어질 수 있다.
수학식 10은 CFO로 인해 야기되는 ICI를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000010
위상 잡음(Phase Noise) 효과
앞서 살핀 것처럼, 송신단에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며, 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.
여기서, 상기 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.
이러한 왜곡 현상의 일례로, 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기의 특성이 안정적이지 못하여 발생되는 위상 잡음(phase noise)을 예로 들 수 있다.
이러한 위상 잡음은 주파수가 반송파 주파수 주위에서 시간에 따라 변동하는 것을 말한다.
이와 같은 위상 잡음은 평균이 0인 랜덤 프로세스로서 Wiener 프로세스로 모델링되며, OFDM 시스템에 영향을 준다.
또한, 아래 도 6에 도시된 바와 같이, 위상 잡음은 반송파의 주파수가 높아짐에 따라 그 영향이 커지는 경향을 보인다.
이러한 위상 잡음은 발진기가 같은 전력 스펙트럼 밀도(Power spectral density)에 따라 그 특성이 결정되는 경향을 갖는다.
도 6은 발진기(oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도(power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.
이처럼, 위상 잡음으로 인한 신호의 왜곡 현상은 OFDM 시스템에서 공통 위상 오차(Common Phase Error:CPE)와 Inter-Carrier Interference(ICI) 형태로 나타난다.
아래 수학식 11은 위상 잡음이 OFDM 시스템의 수신 신호에 미치는 영향을 나타낸 식이다. 즉, 수학식 11은 주파수 영역에서 위상 잡음을 가지는 수신 신호를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000011
상기 수학식 11에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000029
은 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 응답, phase noise 로 인한 common phase error, phase noise로 인한 Inter-carrier interference, 백색 잡음, phase noise로 인한 위상 회전을 나타낸다.
mmWAVE 밴드(band)에서 도플러(Doppler)
초고주파 무선 통신 시스템은 기존의 무선 통신 시스템과는 다르게 중심 주파수(center frequency)가 수 GHz에서 수십 GHz에서 동작하게 구성되어 있다.
이러한 center frequency의 초고주파 특성은 단말의 이동에 따라 나타나는 도플러 효과(Doppler effect)나 단말과 기지국 간 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset:CFO)의 영향을 더욱 심각하게 만든다.
이때, Doppler effect는 center frequency에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가지고 있으며, 단말과 기지국 간의 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 carrier frequency offset(CFO)도 ppm(=10-6)으로 나타나며, 이 역시 center frequency에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가진다.
기존의 셀룰러 네트워크(cellular network) 시스템에서는 앞서 살핀 CFO의 문제를 해결하기 위하여, 기지국은 동기 채널, 파일럿 신호(pilot signal) 또는 참조 심볼(reference symbol)을 단말로 전송하고, 상기 단말은 이를 이용하여 CFO를 추정 또는 보상한다.
따라서, 초고주파 무선 통신 시스템에서는 기존보다 더욱 오프셋(offset) 값이 크게 나타나는 CFO를 추정(또는 보상)하기 위해서 동기 채널이 다르게 전송되어야 한다.
기존의 LTE/LTE-A 시스템에서는 아래와 같이 단말과 기지국의 용도 간에 오실레이터의 오차 값을 요구사항(requirement)로 규정하고 있다.
- 단말 측 주파수 오차(UE side frequency error, TS. 36.101)
UE의 변조된 반송파 주파수는 E-UTRA Node B로부터 수신된 반송파 주파수와 비교하여 하나의 시간 슬롯(0.5ms)의 주기에 걸쳐 관찰된 ± 0.1 PPM 내에서 정확해야 한다.
- 기지국 측 주파수 오차(eNB side frequency error, TS. 36.104)
주파수 오차는 실제 BS 송신 주파수와 할당된 주파수 간의 차이의 측정이다.
아래 표 4는 기지국의 종류(class)에 따른 오실레이터 정확도의 일례를 나타낸다.
BS class Accuracy
Wide Area BS ±0.05 ppm
Local Area BS ±0.1 ppm
Home BS ±0.25 ppm
따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1 ppm으로 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2 ppm의 offset 값을 가질 수 있음을 알 수 있다.
이러한 ppm 값을 각 center frequency에 맞게 Hz단위로 변환하는 수학식은 center frequency*frequency offset(ppm)으로 주어질 수 있다.
한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의하여 영향이 다르게 나타날 수 있다.
일반적으로, 큰 CFO 값이라고 하더라도 큰 subcarrier spacing을 갖는 OFDM 시스템에서는 CFO의 영향이 적게 나타난다.
따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현할 필요가 있으며, 이를 정규화된(normalized) CFO라고 명칭할 수 있고, 이를 수학식으로 carrier frequency(Hz)/subcarrier spacing으로 표현할 수 있다.
아래 표 5는 각 중심 주파수(center frequency) 및 오프셋(offset) 값에 따른 CFO 값의 일례를 나타낸다.
Center frequency (subcarrier spacing) Oscillator Offset
±0.05ppm ±0.1ppm ±10ppm ±20ppm
2GHz(15kHz) ±100Hz(±0.0067) ±200Hz(±0.0133) ±20kHz(±1.3) ±40kHz(±2.7)
30GHz(104.25kHz) ±1.5kHz(±0.014) ±3kHz(±0.029) ±300kHz(±2.9) ±600kHz(±5.8)
60GHz(104.25kHz) ±3kHz(±0.029) ±6kHz(±0.058) ±600kHz(±5.8) ±1.2MHz(±11.5)
표 5는 각 center frequency와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO 값과 normalized CFO를 나타낸다.
2GHz의 경우 LTE Rel-8/9/10에서 사용하는 subcarrier spacing(15kHz)을 가정하였으며, 30GHz와 60GHz의 subcarrier spacing은 각 center frequency에 대하여 Doppler effect를 고려하여 성능 열화가 없도록 104.25kHz를 가정하였다.
그러나 이는 일례일 뿐, 각 center frequency에서 다른 subcarrier spacing이 적용될 수 있음은 자명하다.
한편, 단말이 고속으로 움직이는 상황이나 고 주파수(High frequency) 대역에서 저속으로 움직이는 상황에서는 도플러 확산 현상이 크게 작용한다.
도플러 확산은 주파수 영역에서 확산을 유발하며, 결과적으로 신호의 왜곡을 발생시킨다.
상기 도플러 확산은 아래 수학식 12와 같이 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000012
이때,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000030
는 단말의 이동속도를 의미하며,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000031
는 기지국이 송신하는 또는 단말이 송신하는 전파의 center frequency의 파장을 의미한다.
Figure PCTKR2017001375-appb-I000032
는 수신 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다.
여기서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000033
는 '0'임을 가정하고 설명하기로 한다.
이때, Coherence time
Figure PCTKR2017001375-appb-I000034
은 아래 수학식 13의 관계를 가진다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000013
만약, 시간 영역에서 채널 응답의 correlation 값이 50% 이상인 시간 간격을 coherence time으로 정의할 경우, 아래 수학식 14와 같이 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000014
무선 통신 시스템에서는 상기의 두 식의 geometric mean을 사용하여 아래 수학식 15와 같이, coherence time과 도플러 확산의 관계를 많이 사용한다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000015
이러한 Doppler power spectrum density (이하 Doppler spectrum)은 여러 가지 모양을 가질 수 있다.
일반적으로, 도심지와 같은 rich scattering 환경에서 단말로 수신되는 신호가 모든 방향에서 동일 파워로 수신된다면, Doppler spectrum은 도 7에 도시된 바와 같이, U-shape로 나타난다.
도 7은 U-모양을 가지는 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸 도이다.
중심 주파수(Center frequency)를 fc라 하고, 최대 Doppler spread 값을 fd라고 할 때, U-shape을 갖는 Doppler spectrum은 도 7과 같을 수 있다.
초고주파 무선 통신 시스템은 center frequency가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 여러 개의 안테나를 설치할 수 있는 장점이 있다.
이러한 장점은 수십 개에서 수백 개의 안테나를 이용하여 pin-point beamforming (pencil beamforming, narrow beamforming, sharp beamforimg와 같은 용어로도 사용할 수 있다.)을 가능하게 한다.
이러한 narrow beamforming은 수신되는 신호가 등방향으로 수신되지 않고 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 8은 기존의 Doppler spectrum이 U-shape을 갖는 등방향으로 수신되는 신호의 다수개의 안테나를 이용하여 narrow beamforming을 수행하였을 경우와 개념을 나타낸 것이다.
즉, 도 8은 줄어든 각도 확산(reduced angular spread)의 일례를 나타낸 도이다.
이와 같이, narrow beamforming을 수행하였을 경우 줄어든 angular spread로 인하여, Doppler spectrum도 U-shape을 가지지 않고 일정 대역에서만 Doppler spread를 가지게 된다.
도 9는 narrow beamforming을 수행하였을 경우 혹은 수신기(또는 단말)에게 수신되는 신호가 등방향으로 입사되지 않고, 좁은 각도로만 입사되었을 경우의 Doppler spectrum이다.
도 9는 좁은 빔포밍(narrow beamforming) 시의 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸다.
Beamforming / Multi-level repetition 기반의 동기 신호
단말은 기지국이 전송하는 (하향링크) 동기 신호를 이용하여 해당 기지국과 timing 및 주파수 동기화를 수행한다.
이 때, 특정 셀 내의 모든 단말이 상기 동기 신호를 이용할 수 있도록, 기지국은 최대한 넓은 빔 폭을 갖는 하향 동기 신호를 전송한다.
한편, 기지국이 고주파 (e.g. mmWave) 대역을 이용하여 (하향) 동기 신호를 전송한다면, 저주파 대역을 이용한 경우에 비해 상기 동기 신호는 큰 경로 감쇄를 겪게 된다.
즉, 고주파 대역을 이용하여 하향 동기 신호를 전송하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역 (under 6GHz)을 이용하는 기존 셀룰라 시스템 (e.g. LTE)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경 (radius)이 크게 축소된다.
상기 셀 반경 축소를 해결하기 위한 한가지 방법은 빔 형성 기법을 이용하여 (하향) 동기 신호를 전송하는 것이다.
이 경우, 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어든다.
아래 수학식 16은 빔 폭에 따른 수신 SINR(Signal to Interference Noise Ratio) 변화를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000016
상기 수학식 16은 빔 폭이 기존보다
Figure PCTKR2017001375-appb-I000035
배만큼 감소하는 경우, 수신 SINR이
Figure PCTKR2017001375-appb-I000036
배만큼 향상됨을 보여준다.
다른 한 가지 방법은, 동일한 하향 동기 신호를 여러 번 반복하여 전송하는 것이다.
이 경우, 시간 축으로 추가적인 자원 할당이 필요하지만, 빔 폭은 그대로 유지하면서 셀 반경은 증가시킬 수 있다.
한편, 하나의 기지국은, 특정 구역 안에 존재하는 단말들이 공유하는, 주파수 및 시간 자원을 스케줄링하여 각 단말에게 할당한다.
이하에서는, 상기 특정 영역을 '섹터(sector)'로 정의하기로 한다.
도 10은 기지국의 하향링크 동기화 신호 서비스 구역의 일례를 나타낸 도이다.
즉, 도 10은 특정 구역 즉, sector을 도식화 한 것이다.
도 10을 참조하면, A1, A2, A3, A4은 각각 반경 0 ~ 200m, 폭 0'~15', 폭 15'~30', 폭 30~45', 폭 45~60' 구역을 나타낸다.
그리고, B1, B2, B3, B4은 각각 반경 200m ~ 500m, 폭 0'~15', 폭 15'~30', 폭 30~45', 폭 45~60' 구역을 나타낸다.
이를 바탕으로, 아래와 같이 섹터(Sector) I과 섹터(Sector) II를 정의하기로 한다.
- Sector I : A1, A2, A3, A4
- Sector II : A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4
기존의 하향 동기 신호의 서비스 구역이 Sector I이라고 가정한다.
그리고, Sector II를 서비스하기 위해서는, 상기 동기 신호의 파워가 6dB 이상 추가적으로 커져야만 한다고 가정한다.
먼저, 빔 형성 기법을 사용하여 6dB의 추가 이득을 제공하는 경우, 서비스 반경을 A1~B1으로 늘릴 수 있다.
그러나, 빔 폭이 줄어들기 때문에 A2, A3, A4는 동시에 서비스 할 수 없게 된다.
따라서, A2~B2, A3~B3, A4~A4는 다음 차례에 서비스되어야 한다.
즉, Sector II을 서비스하기 위해서는, 하향 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔 방향을 바꾸어 가며 전송해야만 한다.
반면, 반복을 통한 동기 신호 전송 기법을 사용하는 경우, Sector II 전부를 모두 동시에 서비스 할 수 있지만, 시간 축으로 4개의 동일한 동기 신호를 전송해야 한다.
결과적으로, 상기 모든 구역을 서비스하기 위해 필요한 자원은 두 방법 모두 동일하다.
한편, 전자의 경우, 빔 폭이 작기 때문에 단말이 빠른 속도로 이동하거나 혹은 각 구역의 경계에 있는 경우, 동기 신호를 놓칠 수 있다.
그러나, 단말이 각 구역에 전송되는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 상기 동기 신호를 통해 단말은 자신이 어느 구역에 위치하였는지를 알 수 있다.
반면, 후자의 경우 빔 폭이 넓은 빔을 사용함으로써, 동기 신호를 놓칠 가능성은 낮아진다. 대신, 단말은 자신이 어느 구역에 위치하였는지는 알 수 없다.
mmWave 프래임 구조(Frame structure)
도 11은 mmWave frame 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 11을 참조하면, 하나의 frame은 Q개의 subframe으로 이루어져 있으며, 하나의 subframe은 P개의 slot으로 구성된다.
또한, 상기 slot은 T개의 OFDM symbol들로 구성된다.
이 때, 다른 subframe과 달리, 1번째 subframe은 0번째 slot을 동기화 (Synchronization) 용도로 사용한다.
그리고, S slot은 timing 및 frequency 동기를 위한 A개의 OFDM symbols, 빔 스캐닝을 위한 B개의 OFDM symbols, 그리고 시스템 정보를 단말에게 알려주기 위한 C개의 OFDM symbol들로 구성된다.
나머지 D개의 OFDM symbol들은 각 단말로 데이터 전송을 위해 사용된다.
기존 Timing 동기화 알고리즘
도 11에서, 기지국이 동일한 신호를 A번 반복하여 전송한다고 가정한다.
단말은, 기지국이 반복적으로 전송한 동기 신호를 바탕으로, 아래 두 가지 알고리즘들을 이용하여 timing 동기화를 수행한다.
아래 수학식 17은 수신 신호들의 상관 관계 기반의 타이밍(timing) 동기화 알고리즘의 일례를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000017
상기 수학식 17에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000037
는 각각 OFDM symbol의 길이, Cyclic Prefix 길이, 상기OFDM symbol 의 index를 나타낸다.
그리고,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000038
은 수신 신호 벡터를 의미한다.
이 때,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000039
은 상기 수신 신호 벡터
Figure PCTKR2017001375-appb-I000040
의
Figure PCTKR2017001375-appb-I000041
번째부터
Figure PCTKR2017001375-appb-I000042
번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.
수학식 17에 표현된 timing 동기화 알고리즘은, 시간적으로 인접한 두 개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 가정하에서 동작한다.
상기 알고리즘은 sliding window 방식을 차용할 수 있으므로, 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, frequency offset에 강한 특징을 갖는다.
한편, 하기 알고리즘은, 수신 신호와 기지국이 전송한 신호와의 상관관계를 이용하여, timing 동기화를 수행한다.
아래 수학식 18은 수신 신호와 전송 신호와의 상관관계 기반의 timing 동기화 알고리즘의 일례를 나타낸다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000018
상기 수학식 18에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000043
는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에는 미리 약속된 신호 벡터이다.
상기 수학식 18에 의한 방식은 수학식 17에 명시된 방식에 비해 더 좋은 성능을 갖는다.
그러나, 상기 수학식 18에 의한 방식은 sliding window 방식으로 구현할 수 없으므로, 높은 복잡도를 요구한다.
게다가, frequency offset에 취약한 특징을 갖는다.
빔 스캐닝(Beam Scanning)
빔 스캐닝이란, 수신기의 수신 SINR을 최대화시키는 빔의 방향을 찾는 송신기 또는 수신기의 동작을 나타낸다.
예를 들어, 기지국은 단말에게 데이터를 전송하기 전에, 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.
이하에서, 빔 스캐닝 관련 내용에 대해 간략히 살펴본다.
도 10은 하나의 기지국이 서비스하는 하나의 섹터를 나타내며, 총 8개의 영역으로 나누어져 있다.
이 때, 기지국이 전송하는 각 빔의 영역은 (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4)로 가정하기로 한다.
그리고, 단말은 기지국이 전송하는 상기 빔들을 구분할 수 있다고 가정한다.
이를 바탕으로, 빔 스캐닝을 하기와 같이 구체화 할 수 있다.
기지국은 (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4)에 차례로 빔을 전송한다.
(1) 단말은 상기 빔들 중 수신 SINR 관점에서 가장 좋은 빔을 찾는다.
(2) 단말은 상기 찾은 빔을 기지국에게 피드백 한다.
(3) 기지국은 상기 피드백 된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다.
(4) 결과적으로, 단말은 수신 SINR이 최대화 된 빔으로부터 데이터를 수신 할 수 있다.
쟈도프 -츄 시퀀스 ( Zadoff - Chu:ZC Sequence)
Zadoff-Chu 시퀀스는 Chu 시퀀스 혹은 ZC 시퀀스라고도 부른다.
이하에서는, 'ZC 시퀀스'로 통칭하기로 한다.
ZC 시퀀스는 아래 수학식 19와 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000019
상기 수학식 19에서, N은 시퀀스 길이, r은 root 값,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000044
은 ZC 시퀀스의 n번째 요소를 나타낸다.
ZC 시퀀스는 하기 3가지의 중요한 특징을 갖는다.
(1) ZC 시퀀스의 모든 요소의 크기는 동일하다.(Constant Amplitude)
상기 시퀀스의 DFT 결과물 역시 모든 요소의 크기는 동일하다.
(2) ZC 시퀀스와 그것의 cyclic shift 버전과의 상관관계는 아래 수학식 20과 같다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000020
상기 수학식 20에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000045
는
Figure PCTKR2017001375-appb-I000046
을 i만큼 cyclic shift 시킨 시퀀스로 정의한다.
상기 수학식 20은 ZC 시퀀스의 자기 상관관계가
Figure PCTKR2017001375-appb-I000047
인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다.(Zero Auto-Correlation)
ZC 시퀀스는 Constant Amplitude하면서 Zero Auto-Correlation하기 때문에, CAZAC 시퀀스라고도 부른다.
(3) 길이 N과 서로소인 root 값을 갖는 ZC 시퀀스들의 상관관계는 아래 수학식 21과 같다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000021
수학식 21에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000048
는 N과 서로소이다.
일례로, N=111인 경우,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000049
은 상기 수학식 21을 항상 만족한다.
수학식 20의 자기 상관 관계와 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관 관계는 완전히 0이 되지 않는다.
하다마드 행렬( Hadamard Matrix)
Hadamard 행렬은 하기 수학식 22와 같이 정의한다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000022
상기 수학식 22에서,
Figure PCTKR2017001375-appb-I000050
는 행렬의 크기를 나타낸다.
Hadamard 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상
Figure PCTKR2017001375-appb-I000051
을 만족한다.
즉, Hadamard 행렬은 Unitary 행렬이며, 모든 column들끼리 (row) 는 서로 직교한다.
일례로, n=4인 경우 Hadamard 행렬은 아래 수학식 23과 같이 정의된다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000023
상기 수학식 23의 행렬에서, column들 간에는 서로 직교함을 확인할 수 있다.
OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드
OVSF 코드는 Hadamard 행렬을 기반으로 하며, 하기의 규칙으로 생성한다.
오른쪽으로 분기 할 때 (Lower Branch), 첫 번째 코드는 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복 하는 반면, 두 번째 코드는 상위 코드를 그대로 1번 반복하며, 상위 코드를 반전하여 다른 1번을 반복한다.
도 12는 OVSF 코드 tree 구조의 일례를 나타낸다.
즉, OVSF 코드는 다음과 같은 특징을 갖는다
(1) 코드 tree 상의 바로 인접해 있는 모부호(mother code)와 자부호(child code)와의 관계를 제외하고는 직교성이 보장된다.
도 12에서, [1 -1 1 -1]은 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 직교한다.
(2) 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수는 동일하다.
도 12는 코드의 길이와 해당 코드가 속한 branch의 총 개수가 동일함을 보여준다.
RACH (Random Access Channel)
RACH 신호의 송신 파워 제어(control)
LTE 시스템의 경우, 복수의 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 각 단말의 RACH 신호의 파워는 모두 동일하여야만 한다.
이를 위해, 기지국은 preambleInitialReceivedTargetPower라는 파라미터를 정의하며, SIB2를 통해 해당 셀 내 모든 단말들에게 이를 방송한다.
한편, 단말은 reference signal을 이용하여 경로 손실(Path-Loss)을 계산하며, 이 값과 preambleInitialReceivedTargetPower를 아래 수학식 24를 이용하여 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.
Figure PCTKR2017001375-appb-M000024
상기 수학식 24에서, P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.
예를 들어, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm으로 가정한다.
기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm이라고 가정한다.
단말은 도 13과 같이 위치하였다고 가정한다.
즉, 도 13은 단말 분포의 일례를 나타낸다.
먼저, 단말은 수신 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다.
아래 표 6은 각 단말의 경로 손실 및 송신 파워를 나타낸다.
단말 preambleInitialReceivedTargetPower 경로 손실 필요한송신파워 송신파워 추가필요 파워
K1 -104dBm 60dB -44dBm -44dBm 0dBm
K2 -104dBm 110dB 6dBm 6dBm 0dBm
K3 -104dBm 130dB 26dBm 23dBm 3dBm
상기 표 6에서, K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송한다.
한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요한 송신 파워는 6dBm으로 단말은 이를 송신할 수 있다.
그러나, K3 단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm를 넘기게 된다.
이 경우, 단말은 23dBm으로 전송하여야만 하기 때문에, 해당 단말의 RACH access 성공률은 3dB 열화 되게 된다.
위상 잡음(Phase noise)
시간 축으로의 지터(jitter)는 주파수 축으로 위상 잡음(phase noise)로 정의 된다.
Phase noise은 시간에 따라 상관 관계를 가지고 변하며, 이는 common phase error (CPE)로 나타난다.
이하, 본 명세서에서 제안하는 위상 잡음 및 도플러 영향을 보상하기 위한 PCRS에 대해 후술할 다양한 실시 예들을 통해 구체적으로 살펴보기로 한다.
각 실시 예들에서 살펴볼 DM-RS와 관련된 시그널링(signaling)은 아래와 같다.
즉, 기지국은 DCI 또는 RRC 시그널링을 통해 단말로 상기 단말에 대한 DL-SCH의 전송 정보를 전송한다.
이때, 상기 DL-SCH의 전송 정보는 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank) 수, MCS level 등을 포함할 수 있다.
단말은 기지국으로부터 수신되는 DCI 또는 RRC 시그널링의 정보를 바탕으로 DL-SCH의 전송 방식을 확인한다.
그리고, 상기 단말은 상기 DL-SCH의 전송 방식을 바탕으로 DL-SCH 심볼의 demodulation을 위한 DM-RS의 위치를 암시적으로 확인할 수 있다.
이는, 각각의 전송 방식에 대하여 DM-RS의 위치가 송신단(예:기지국)과 수신단(예:단말) 사이에 사전에 약속되어 있기 때문이다.
이하, 각 실시 예에서 제안하는 PCRS는 상기의 DM-RS를 바탕으로 정의될 수 있다.
( 제 1 실시 예)
제 1 실시 예는 위상 잡음(Phase noise) 및 도플러(Doppler) 영향을 보상하기 위해 사용하는 참조 신호(reference signal)를 동일한 주파수 축에 위치한 복조 참조 신호(demodulation reference signal:DM-RS)를 그대로 재사용하는 방법을 제공한다.
본 명세서에서, phase noise 및 Doppler 영향을 보상하기 위한 사용되는 참조 신호(reference signal)을 '위상 잡음 보상 참조 신호 (Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)'로 호칭 또는 표현하기로 한다.
도 14는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 일례를 나타낸 도이다.
즉, 도 14는 앞서 살핀 것처럼, PCRS를 정의할 때, 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS를 그대로 재사용하는 방법을 나타낸 도이다.
즉, 도 14는 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS를 PCRS로 활용하는 일례를 나타낸다.
도 14를 참조하면, PCRS의 sequence는 PCRS가 정의되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 위치하는 DM-RS의 sequence를 그대로 재사용할 수 있다.
도 14에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.
또한, PCRS는 안테나 포트에 따라 서로 다른 주파수 축 자원을 사용하는 것을 볼 수 있다.
또한, PCRS는 세 번째 심볼(symbol #2)의 subcarrier index 5 및 6에서 사용되는 DM-RS를 동일하게 사용하여, DM-RS가 전송되는 심볼 이후부터 1 심볼 간격으로 또는 모든 심볼을 통해 전송됨을 볼 수 있다.
또한, 안테나 포트 0을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 5에 대응되는 주파수 축 상에서 전송되며, 안테나 포트 1을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 6에 대응되는 주파수 축 상에서 전송됨을 볼 수 있다.
( 제 2 실시 예)
다음, 제 2 실시 예는 PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 DM-RS가 위치하지 않는 경우의 PCRS 전송 방법을 제공한다.
만약 PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 DM-RS가 존재하지 않는 경우, PCRS는 PCRS가 전송되는 주파수 축에서 가장 인접한 주파수 축에 위치하는 DM-RS를 그대로 재사용하는 방법이다.
또한, DM-RS는 coherence bandwidth, reference signal overhead 등을 고려하여 주파수 축 상에서 일정 간격을 두고 정의 또는 위치 또는 전송될 수 있다.
이럴 경우, PCRS는 주파수 축 상에서 direct하게 mapping되는 DM-RS가 존재하지 않을 수 있게 된다.
도 15는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
따라서, PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS가 존재하지 않는 경우, PCRS는 주파수 축에서 가장 인접한 DM-RS를 그대로 재사용하게 된다.
도 15를 참조하면, 안테나 포트(antenna port) 0에 대응하는 PCRS는 4번 주파수 축(또는 subcarrier index 4)에 위치한 DM-RS sequence를 그대로 재사용하며, 안테나 포트 1에 대응하는 PCRS는 5번 주파수 축에 위치한 DM-RS sequence를 그대로 재사용하는 것을 볼 수 있다.
도 15에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.
여기서, PCRS는 DM-RS 전송 이후부터 전송되는 것으로 가정한다.
또한, PCRS는 안테나 포트에 따라 서로 다른 주파수 축 자원을 사용하는 것을 볼 수 있다.
또한, PCRS는 세 번째 심볼(symbol #2)의 subcarrier index 5 및 6에서 사용되는 DM-RS를 동일하게 사용하여, DM-RS가 전송되는 심볼 이후부터 1 심볼 간격으로 또는 모든 심볼을 통해 전송됨을 볼 수 있다.
( 제 3 실시 예)
다음, 제 3 실시 예는 전체 자원에 할당된 phase noise 및 Doppler 영향을 보상하기 위한 PCRS를 모두 동일한 특정 복소수 값(complex value)로 정의하여 사용하는 방법을 제공한다.
앞서 살핀 것처럼, PCRS를 이용하여 CPE(Common Phase Error) 혹은 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정할 때, 시간 축으로 인접한 resource element들의 데이터가 동일한 경우, 단말은 descrambling 과정을 생략할 수 있다는 장점이 있다.
따라서, 위와 같은 장점을 활용하기 위해, 제 3 실시 예는 전체 자원에 할당된 PCRS를 모두 동일한 특정 complex value로 정의하는 방법을 제공한다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 16을 참조하면, S0, S1은 각각 antenna port 0의 PCRS에 정의된 동일한 complex value, antenna port 1의 PCRS에 정의된 동일한 complex value를 의미한다.
즉, port 0을 통해 전송되는 PCRS는 symbol #2 및 subcarrier index #5에서 사용되는 complex value를 그 이후 PCRS가 전송되는 심볼에 동일하게 사용하며, port 1을 통해 전송되는 PCRS는 symbol #2 및 subcarrier index #6에서 사용되는 complex value를 그 이후 PCRS가 전송되는 심볼에 동일하게 사용한다.
도 16에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.
또한, PCRS는 안테나 포트에 따라 서로 다른 주파수 축 자원(subcarrier index #5, #6)을 사용하는 것을 볼 수 있다.
또한, PCRS는 세 번째 심볼(symbol #2)의 subcarrier index 5 및 6에서 사용되는 DM-RS를 동일하게 사용하여, DM-RS가 전송되는 심볼 이후부터 1 심볼 간격으로 또는 모든 심볼을 통해 전송됨을 볼 수 있다.
또한, 안테나 포트 0을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 5에 대응되는 주파수 축 상에서 전송되며, 안테나 포트 1을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 6에 대응되는 주파수 축 상에서 전송됨을 볼 수 있다.
( 제 4 실시 예)
다음, 제 4 실시 예는 동일한 시간 축에서, 주파수 축으로 여러 개의 resource element들에 대해 PCRS를 서로 다른 sequence 또는 서로 다른 특정 값들을 사용하여 정의하고, 동일한 주파수 축에서, 다른 시간 축으로 동일한 값을 복사하여 PCRS를 재사용하는 방법을 제공한다.
PCRS를 이용하여 CPE(Common Phase Error) 혹은 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정할 때, 시간 축으로 인접한 resource element들의 데이터가 동일한 경우, 단말은 descrambling 과정을 생략할 수 있는 장점이 있다.
또한, 여러 주파수 축으로 PCRS를 각각 정의하는 것은 reference signal의 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.
이러한 장점을 활용하기 위한 방법으로, 제 4 실시 예는 동일한 시간 축에서, 주파수 축으로 여러 개의 resource element들에 대해 Gold sequence를 사용하여 정의하고, 다른 시간 축으로, 동일한 Gold sequence를 복사하여 재사용하는 방법을 제공한다.
도 17은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
즉, 도 17은 다수의 주파수 축에서 특정 complex value를 이용하여 정의하는 PCRS의 일례를 나타낸다.
도 17을 참조하면, S0, S1, S2, S3 은 각각 port 0의 PCRS에 정의된 첫 번째의 동일한 complex value, port 0의 PCRS에 정의된 두 번째의 동일한 complex value, port 1의 PCRS에 정의된 첫 번째의 동일한 complex value, port 1의 PCRS에 정의된 두 번째의 동일한 complex value를 의미한다.
이 때, S0, S1, S2, S3는 미리 송신기와 수신기 간에 약속된 값들로 정의될 수 있다.
또는, 상기 S0, S1, S2, S3는 특정 시퀀스에 Cell ID, symbol index 또는 subcarrier 위치 중 적어도 하나를 input으로 적용하여 생성한 시퀀스일 수도 있다.
그리고, 상기 S0, S1, S2, S3은 서로 동일한 값을 가질 수 있다.
즉, S0=S1, S2=S3일 수 있다.
상기 S0, S1, S2, S3 간의 관계는 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링에 의해 정의 될 수 있거나 또는, 미리 송신기와 수신기 간에 약속될 수 있다.
또한, 앞서 살핀 제 1 내지 제 4 실시 예에서, PCRS port는 두 개로 제한되지 않는다.
즉, 하나의 PCRS port 또는 3개 이상의 PCRS port들에 대해 앞서 살핀 방법들이 동일하게 적용될 수 이다.
도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 송수신 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.
먼저, 단말은 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신한다(S1810).
상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
이후, 상기 단말은 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인한다(S1820).
이후, 상기 단말은 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신한다(S1830).
여기서, 상기 단말이 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스와 동일하게 사용될 수 있다.
반면에, 상기 단말이 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스와 동일하게 사용될 수 있다.
또한, 상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송될 수 있다.
만약, 상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다를 수 있다.
만약, 상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송될 수 있다.
상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스(Gold Sequence)를 이용하여 생성될 수 있다.
구체적으로, 상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스의 m-시퀀스를 통해 생성될 수 있다.
본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
도 19를 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(1910)과 기지국(1910) 영역 내에 위치한 다수의 단말(1920)을 포함한다.
기지국(1910)은 프로세서(processor, 1911), 메모리(memory, 1912) 및 RF부(radio frequency unit, 1913)을 포함한다. 프로세서(1911)는 앞서 도 1 내지 도 18에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1911)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1912)는 프로세서(1911)와 연결되어, 프로세서(1911)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1913)는 프로세서(1911)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
단말(1920)은 프로세서(1921), 메모리(1922) 및 RF부(1923)을 포함한다. 프로세서(1921)는 앞서 도 1 내지 도 18에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1921)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1922)는 프로세서(1921)와 연결되어, 프로세서(1921)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1923)는 프로세서(1921)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.
메모리(1912, 1922)는 프로세서(1911, 1921) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1911, 1921)와 연결될 수 있다.
또한, 기지국(1910) 및/또는 단말(1920)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명은 3GPP 시스템, 5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은,
    기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하는 단계,
    상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며;
    상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하는 단계; 및
    상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 PCRS가 전송되는 주파수는 상기 DM-RS와 동일한 주파수에서 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다른 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스(Gold Sequence)를 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 단말에 있어서,
    무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및
    상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는,
    기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하며,
    상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며;
    상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하며; 및
    상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 PCRS가 전송되는 주파수는 상기 DM-RS와 동일한 주파수에서 전송되는 것을 특징으로 하는 단말.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.
  12. 제 9항에 있어서, 상기 프로세서는,
    상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 단말.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 단말.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다른 것을 특징으로 하는 단말.
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송되는 것을 특징으로 하는 단말.
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