WO2017163310A1 - 導波管回路 - Google Patents

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WO2017163310A1
WO2017163310A1 PCT/JP2016/058973 JP2016058973W WO2017163310A1 WO 2017163310 A1 WO2017163310 A1 WO 2017163310A1 JP 2016058973 W JP2016058973 W JP 2016058973W WO 2017163310 A1 WO2017163310 A1 WO 2017163310A1
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waveguide
pair
circuit
sectional shape
cross
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PCT/JP2016/058973
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明道 廣田
大島　毅
米田　尚史
淳 西原
博之 野々村
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三菱電機株式会社
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    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H01P5/20—Magic-T junctions

Definitions

  • the present invention relates to a waveguide circuit that performs power synthesis or power distribution in a high frequency band.
  • Waveguides are widely used as waveguide structures for synthesizing or distributing power in high frequency bands such as microwave bands and millimeter wave bands.
  • high frequency bands such as microwave bands and millimeter wave bands.
  • a plurality of high frequency powers are synthesized using a waveguide circuit.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-159767 is cited.
  • Patent Document 1 discloses a branched structure of a waveguide structure that performs synthesis or distribution of high-frequency power.
  • the terminal end portion of the first waveguide and the second waveguide are arranged so as to be orthogonal to each other and overlap each other. Further, in the portion where the terminal end of the first waveguide and the second waveguide overlap, a coupling window formed on the side wall of the terminal end and a coupling window formed on the side wall of the second waveguide And communicate with each other.
  • this branching structure can combine two-input high-frequency power to generate one-output combined power.
  • an object of the present invention is to provide a waveguide circuit that has a relatively simple structure and can be miniaturized.
  • a waveguide circuit has a first waveguide having a first cross-sectional shape for propagating a TE mode, and a second cross-sectional shape for propagating a TE mode, and the first waveguide.
  • a second waveguide disposed adjacent to the tube, and a tube axis in a direction perpendicular to the tube axes of both the first waveguide and the second waveguide to propagate the TE mode.
  • a first waveguide having a pair of linear long sides facing each other and facing each other on a plane orthogonal to the tube axis of the first waveguide.
  • the second cross-sectional shape has a pair of linear long sides facing each other and a pair of surfaces facing each other on a plane orthogonal to the tube axis of the second waveguide.
  • the pair of straight short sides having a straight short side and the first waveguide having the first cross-sectional shape
  • the second waveguide has a pair of side walls that form the pair of straight short sides forming the second cross-sectional shape, and has the second cross-sectional shape.
  • the pair of linear long sides are parallel to the pair of linear long sides forming the first cross-sectional shape, and the tube axis of the second waveguide is the tube of the first waveguide.
  • the three waveguides have a coupling portion for coupling the hollow path of the third waveguide to the hollow paths of both the first waveguide and the second waveguide.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a waveguide circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a top view of the waveguide circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a right side view of the waveguide circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a schematic top view showing an electric field distribution in the waveguide circuit of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing an end surface of a cut portion of the waveguide circuit taken along line VV in FIG. 4.
  • 6 is a top view of a waveguide circuit which is a modification of the first embodiment.
  • FIG. FIG. 6 is a cross-sectional view of a waveguide circuit that is a modification of the first embodiment. It is a top view of the waveguide circuit which is Embodiment 2 which concerns on this invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing an end surface of a cut portion of the waveguide circuit taken along line IX-IX in FIG. 8. 6 is a graph showing an execution result of electromagnetic field analysis performed using the waveguide circuit of the second embodiment. It is a top view of the waveguide circuit which is Embodiment 3 which concerns on this invention.
  • FIG. 10 is a right side view of the waveguide circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a top view of a waveguide circuit that is a modification of the third embodiment.
  • FIG. 10 is a right side view of a waveguide circuit that is a modification of the third embodiment.
  • It is a schematic block diagram of the array type waveguide circuit which is Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • FIG. 16B are schematic configuration diagrams of a waveguide circuit unit constituting the arrayed waveguide circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16B is a right side view of the waveguide circuit unit shown in FIG. 16A.
  • 18A is a diagram showing a cut end surface of the waveguide circuit section taken along line XVIIIa-XVIIIa in FIG. 16A
  • FIG. 18B is a cut end face of the waveguide circuit section taken along line XVIIIb-XVIIIb in FIG. 16B.
  • FIG. FIG. 16 is a left side view of the arrayed waveguide circuit shown in FIG. 15.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a waveguide circuit 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the waveguide circuit 1 has a structure capable of synthesizing or distributing power in a high frequency band such as a VHF band, a UHF band, a microwave band, and a millimeter wave band.
  • a waveguide circuit 1 includes a first waveguide 10 having a first cross-sectional shape that propagates an electromagnetic wave in TE mode (Transverse Electric mode), and a second wave that propagates an electromagnetic wave in TE mode.
  • a second waveguide 20 having the following cross-sectional shape and disposed adjacent to the first waveguide 10, and a third cross-sectional shape for propagating TE mode electromagnetic waves and the first waveguide 10 and the third waveguide 30 disposed so as to intersect both the second waveguide 20 and the second waveguide 20.
  • the first waveguide 10, the second waveguide 20, and the third waveguide 30 are each a hollow waveguide having a rectangular cross-sectional shape in a plane orthogonal to its own tube axis (hereinafter simply referred to as “hollow path”).
  • each hollow path penetrates each waveguide in the tube axis direction.
  • the tube axis of the first waveguide 10 and the tube axis of the second waveguide 20 are parallel to each other.
  • the Y axis of FIG. 1 is parallel to both the tube axis of the first waveguide 10 and the tube axis of the second waveguide 20, and the Z axis of FIG. It is parallel to the 30 tube axes and is orthogonal to the Y axis.
  • the X axis in FIG. 1 is orthogonal to both the Y axis and the Z axis.
  • FIG. 2 is a top view of the waveguide circuit 1 of FIG. 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 3 is a right side of the waveguide circuit 1 of FIG. 1 when viewed from the positive direction of the X axis.
  • the first waveguide 10 has input / output ends 10a and 10b at both ends in the Y-axis direction (tube axis direction) of the first waveguide 10.
  • the input / output terminals 10a and 10b are electromagnetically connected to first and second input / output terminals (not shown) that transmit high-frequency power, respectively.
  • the second waveguide 20 also has input / output ends 20a, 20b at both ends in the Y-axis direction (tube axis direction) of the second waveguide 20, and these input / output ends 20a, 20b Are electromagnetically connected to third and fourth input / output terminals (not shown).
  • the waveguide circuit 1 When the waveguide circuit 1 functions as a power combining circuit that combines four-input high-frequency power, the input / output terminals 10a, 10b, 20a, and 20b serve as input terminals, that is, input ports to which four high-frequency powers are respectively input. .
  • the waveguide circuit 1 when the waveguide circuit 1 functions as a power distribution circuit that equally distributes high-frequency power into four, the input / output terminals 10a, 10b, 20a, and 20b serve as output terminals or output ports that output high-frequency power, respectively.
  • Each cross-sectional shape of the first waveguide 10 and the second waveguide 20 has a pair of long sides along the X-axis direction and a pair of short sides along the Z-axis direction in the XZ plane. It has a rectangular shape, and each of these long sides and short sides is linear.
  • the long side direction (longitudinal direction) of the rectangular cross section of the second waveguide 20 coincides with the long side direction (longitudinal direction) of the rectangular cross section of the first waveguide 10.
  • Each of the first waveguide 10 and the second waveguide 20 has two long side walls (the side walls forming the long sides of the rectangular cross section) having the positive direction and the negative direction of the Z axis as normal directions, respectively.
  • the short side wall 10 s of the first waveguide 10 and the short side wall 20 s of the second waveguide 20 are arranged to face each other. That is, the short side on the X-axis positive direction side of the rectangular cross section of the first waveguide 10 and the short side on the X-axis negative direction side of the rectangular cross section of the second waveguide 20 are arranged adjacent to each other. .
  • the third waveguide 30 has a tube axis parallel to the Z-axis direction, and the tube axis direction of the third waveguide 30 is both the first waveguide 10 and the second waveguide 20. Perpendicular to the tube axis direction. Further, the third waveguide 30 has a pair of long sides along the Y-axis direction and a pair of short sides along the X-axis direction in the XY plane. Each of the sides is straight. The third waveguide 30 has a pair of long side sidewalls (side walls forming the long side of the rectangular cross section of the third waveguide 30) whose normal direction is the positive direction and the negative direction of the X axis.
  • the short side walls 30 c and 30 d of the third waveguide 30 extend in the Z-axis direction, and the short side walls 10 s and the second side walls of the first waveguide 10. Both of the short side walls 20s of the waveguide 20 intersect at an angle of 90 °.
  • Such a third waveguide 30 has an input / output end 30 a at one end of the third waveguide 30.
  • the input / output end 30a is electromagnetically connected to a fifth input / output terminal (not shown) that transmits high-frequency power.
  • the waveguide circuit 1 functions as a power combining circuit that combines four-input high-frequency power
  • the input / output terminal 30a is an output terminal that outputs combined power, that is, an output port.
  • the waveguide circuit 1 functions as a power distribution circuit that equally distributes high-frequency power into four
  • the input / output terminal 30a becomes an input terminal to which high-frequency power is input, that is, an input port.
  • the other end of the third waveguide 30 constitutes a terminal portion of the hollow path of the third waveguide 30.
  • the other end portion constitutes a coupling portion (coupling space) that couples the hollow path of the third waveguide 30 to the hollow path of the first waveguide 10 and the hollow path of the second waveguide 20. .
  • FIGS. 4 is a diagram schematically showing an electric field distribution inside the waveguide circuit 1 when viewed from the positive direction of the Z axis
  • FIG. 5 is a diagram of the waveguide circuit 1 taken along the line VV of FIG. It is a figure which shows a cutting part end surface. 4 and 5, the direction of the electric field propagating through the first waveguide 10, the second waveguide 20, and the third waveguide 30 is indicated by a symbol such as an arrow.
  • the input / output terminals 10a and 10b of the first waveguide 10 are inputted with TE 10 mode (fundamental mode) high frequency signals having the same amplitude and the same phase.
  • TE 10 mode fundamental mode
  • the direction of the electric field of the TE 10 mode input from the input / output terminal 10a is the same as the direction of the electric field of the TE 10 mode input from the input / output terminal 10b.
  • the high frequency powers input from the input / output terminals 10 a and 10 b are combined at the central portion 10 c near the coupling portion of the third waveguide 30.
  • high-frequency TE 10 mode (fundamental mode) signals of equal amplitude and opposite phase are input to the input / output ends 20a and 20b of the second waveguide 20, respectively.
  • the direction of the electric field of TE 10 mode input from the input / output terminal 20a is the same as the direction of the electric field of TE 10 mode input from the input / output terminal 20b.
  • the high frequency powers input from the input / output ends 20 a and 20 b are combined at the central portion 20 c near the coupling portion of the third waveguide 30.
  • the high frequency synthesized in the central portion 10c and the high frequency synthesized in the central portion 20c have equal amplitudes and have opposite phases (phases shifted from each other by 180 °).
  • the high frequency in the central portion 10c of the first waveguide 10 and the high frequency in the central portion 20c of the second waveguide 20 are combined at the coupling portion, and then the third waveguide as shown in FIG. It propagates through the hollow path of the tube 30 and is output from the input / output end 30a.
  • the waveguide circuit 1 receives high-frequency power from the input / output terminals 10 a and 10 b of the first waveguide 10, and the input / output terminal of the second waveguide 20.
  • these four input high frequency powers are combined to generate combined power, and this combined power can be output from the input / output end 30a of the third waveguide 30.
  • the branch structure of Patent Document 1 can synthesize only two-input high-frequency power, three branch structures are required to synthesize four-input high-frequency power using the tournament method.
  • this embodiment can synthesize four-input high-frequency power with low loss without requiring a tournament method. Therefore, the waveguide circuit 1 according to the present embodiment has a structure that can be easily reduced in size.
  • each of the first waveguide 10, the second waveguide 20, and the third waveguide 30 has four corners with an apex angle of 90 °.
  • 6 and 7 are schematic configuration diagrams of a waveguide circuit 2 which is a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 shows an upper surface of the waveguide circuit 2 when viewed from the positive direction of the Z axis.
  • FIG. 7 is a view showing a cut end surface of the waveguide circuit 2 along the line VII-VII in FIG.
  • the configuration of the waveguide circuit 2 of this modification example is the first waveguide 11 and the second waveguide shown in FIG. 6 instead of the first waveguide 10, the second waveguide 20, and the third waveguide 30.
  • the configuration is the same as that of the waveguide circuit 1 of the first embodiment except that the waveguide 21 and the third waveguide 31 are used.
  • the structures of the first waveguide 11, the second waveguide 21, and the third waveguide 31 are the same as those of the first waveguide 10, the second waveguide 20, and the third waveguide except for their cross-sectional shapes.
  • the structure of the wave tube 30 is the same.
  • the cross-sectional shape of the third waveguide 31 has a pair of long sides facing each other, a pair of short sides facing each other, and four curved corners in the XY plane. And have.
  • the cross-sectional shape of the first waveguide 11 has a pair of long sides facing each other, a pair of short sides facing each other, and four curved shapes in the XZ plane. And corners.
  • the cross-sectional shape of the second waveguide 21 also has a pair of long sides facing each other, a pair of short sides facing each other, and four curved corners in the XZ plane.
  • the waveguide circuit 2 receives high-frequency power from the input / output ends 11 a and 11 b of the first waveguide 11 and the input / output end 21 a of the second waveguide 20.
  • the high-frequency power is input from each of the two waveguides 21b, the four-input high-frequency power is combined to generate combined power, and this combined power can be output from the input / output end 31a of the third waveguide 31.
  • a rectangular waveguide having a rectangular cross-sectional shape is used.
  • a waveguide having four curved corners such as the first waveguide 11, the second waveguide 21, and the third waveguide 31 of the modified example is used. It is possible.
  • FIG. 8 and 9 are schematic configuration diagrams of the waveguide circuit 3 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 shows an upper surface of the waveguide circuit 3 when viewed from the positive direction of the Z axis.
  • FIG. 9 is a view showing a cut end surface of the waveguide circuit 3 along the line IX-IX in FIG.
  • the waveguide circuit 3 of the present embodiment has the same configuration as the waveguide circuit 1 of the first embodiment, and in addition to this configuration, as shown in FIG. 8 and FIG.
  • three matching elements 40, 41 and 42 are provided. These matching elements 40, 41, and 42 may be made of a conductor such as metal.
  • the matching element 40 is disposed at the center of the coupling portion on the tube axis (center axis) of the third waveguide 30.
  • the matching element 41 is disposed in the hollow path of the first waveguide 10 at a position away from the center of the coupling portion of the third waveguide 30 by a predetermined distance in the negative X-axis direction.
  • the matching element 41 has a post shape protruding in a direction perpendicular to the tube axis of the first waveguide 10 (Z-axis positive direction) as shown in FIG. It arrange
  • the matching element 42 is disposed in the hollow path of the second waveguide 20 at a position away from the center of the coupling portion of the third waveguide 30 by a predetermined distance in the X-axis positive direction.
  • the matching element 42 has a post shape protruding in a direction perpendicular to the tube axis of the second waveguide 20 (Z-axis positive direction), and a pair of upper and lower portions of the second waveguide 20.
  • the side walls are arranged so as to be electrically connected.
  • the matching elements 41 and 42 are preferably arranged in a region separated from the center of the coupling portion by a distance within 1/2 of a wavelength corresponding to a predetermined high frequency band. .
  • FIG. 10 is a graph showing an execution result of the electromagnetic field analysis performed using the waveguide circuit 3 of the present embodiment.
  • This graph shows the reflection characteristics at the input / output end 30 a of the third waveguide 30.
  • the horizontal axis represents the normalized frequency
  • the vertical axis represents the amplitude (unit: dB).
  • dB the amplitude
  • the present embodiment preferably includes all of the matching elements 40, 41, and 42. However, if there is at least one of the matching elements 40, 41, 42, the impedance mismatch can be improved to some extent.
  • the waveguide circuit 3 according to the second embodiment includes the matching elements 40, 41, and 42. Therefore, as compared with the first embodiment, the first waveguide 10 and the second waveguide. Impedance mismatch at the joint where the hollow paths of the tube 20 and the third waveguide 30 are connected can be improved. As a result, power loss can be reduced.
  • FIG. 11 and 12 are schematic configuration diagrams of the waveguide circuit 4 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 shows the upper surface of the waveguide circuit 4 when viewed from the positive direction of the Z axis.
  • FIG. 12 is a right side view of the waveguide circuit 4 when viewed from the positive direction of the X axis.
  • the waveguide circuit 4 of the present embodiment has the same configuration as that of the waveguide circuit 1 of the first embodiment.
  • the amplified high-frequency signal input from the eight amplifiers 51 to 58 is used.
  • four amplifiers 51, 52, 53, and 54 for supplying an amplified high-frequency signal are provided below the first waveguide 10 (Z-axis negative direction side).
  • four amplifiers 55, 56, 57, and 58 for supplying an amplified high-frequency signal are provided below the second waveguide 20 (Z-axis negative direction side).
  • These amplifiers 51 to 58 are covered with a metal casing.
  • four probes 61, 62, 63, 64 are arranged at positions corresponding to the amplifiers 51, 52, 53, 54, respectively.
  • 62, 63, 64 are electromagnetically connected to amplifiers 51, 52, 53, 54 via coaxial lines CF, CF, CF, CF such as coaxial cables, respectively.
  • four probes 65, 66, 67, 68 are arranged at positions corresponding to the amplifiers 55, 56, 57, 58, respectively.
  • 66, 67, and 68 are electromagnetically connected to amplifiers 55, 56, 57, and 58 via coaxial lines CF, CF, CF, and CF such as coaxial cables, respectively.
  • the probes 61 to 68 may be made of a conductor such as metal.
  • Each probe is electrically coupled to the inner conductor of the coaxial line CF.
  • the tip of the inner conductor of the coaxial line CF is inserted into the hollow path of each waveguide and coupled to the corresponding probe.
  • the coaxial line CF connected to the amplifier 55 has an inner conductor indicated by a dotted line, and the distal end portion of the inner conductor is coupled to the lower end portion of the probe 65.
  • the inner conductor of the coaxial line CF connected to the amplifier 58 is also coupled to the lower end portion of the probe 68.
  • One coaxial waveguide converter is constituted by one coaxial line CF and one probe corresponding thereto. As shown in FIG. 11, in the hollow path of the first waveguide 10, there are four in the regions on both sides in the tube axis direction of the first waveguide 10 with respect to the coupling portion of the third waveguide 30. A coaxial waveguide converter is arranged. On the other hand, in the hollow path of the second waveguide 20, four coaxial waveguide converters are arranged in regions on both sides in the tube axis direction of the second waveguide 20 with respect to the coupling portion.
  • the amplifiers 51 to 54 supply amplified high-frequency signals having the same amplitude and the same phase to the probes 61 to 64 in the hollow path of the first waveguide 10, respectively. These amplified high-frequency signals are propagated through the first waveguide 10 after being converted to TE 10- mode high frequencies.
  • the amplifiers 55 to 58 supply amplified high-frequency signals of equal amplitude and opposite phase to the probes 65 to 68 in the hollow path of the second waveguide 20, respectively. These amplified high frequency signals are converted into TE 10 mode high frequency and then propagate through the second waveguide 20.
  • the 8-input high-frequency waves input in this manner are combined and then propagated through the hollow path of the third waveguide 30 and output from the input / output end 30a. It should be noted that by appropriately determining the insertion positions of the probes 61 to 68 and the shapes of the probes 61 to 68 into the first waveguide 10 and the second waveguide 20, the gap between the coaxial line CF and the first waveguide 10 is determined. In addition, impedance mismatch between the coaxial line CF and the second waveguide 20 can be improved.
  • the waveguide circuit 4 of the third embodiment includes two sets of adjacent coaxial waveguide converters (for example, a set of probes 61 and 62 in the first waveguide 10). It is possible to synthesize the amplified high frequency signal, and furthermore, it is possible to synthesize four high frequencies at the coupling portion of the third waveguide 30. Therefore, the waveguide circuit 4 of the present embodiment can receive a total of eight amplified high-frequency signals as inputs, and synthesize the power of these eight-input amplified high-frequency signals.
  • the number of coaxial waveguide converters of the present embodiment is eight, but is not limited to this number. At least two coaxial waveguide converters may be disposed in the hollow path of the first waveguide 10, and at least two coaxial waveguide converters may be disposed in the hollow path of the second waveguide 20. . Alternatively, by using more than eight coaxial waveguide converters, it is possible to achieve a high output without changing the size of the entire waveguide circuit as much as possible.
  • FIG. 13 and 14 are schematic configuration diagrams of a waveguide circuit 5 which is a modification of the third embodiment.
  • FIG. 13 shows the top surface of the waveguide circuit 5 when viewed from the positive direction of the Z axis.
  • FIG. 14 is a right side view of the waveguide circuit 5 when viewed from the positive direction of the X axis.
  • the waveguide circuit 5 of this modification includes a first waveguide 12, a second waveguide 22, and a third waveguide 30.
  • the first waveguide 12 has a distance between both ends 12 a and 12 b in the tube axis direction of the first waveguide 12 shorter than that of the first waveguide 10.
  • the distance between both ends 22 a and 22 b in the tube axis direction of the second waveguide 22 is shorter than that of the second waveguide 20.
  • the structure of the first waveguide 12 is the same as that of the first waveguide 10 except that the longitudinal dimension of the first waveguide 12 is shorter than that of the first waveguide 10.
  • the structure of the second waveguide 22 is the same as that of the second waveguide 20 except that the longitudinal dimension of the second waveguide 22 is shorter than that of the second waveguide 20. is there.
  • the configurations of the amplifiers 51A to 58A are the same as the configurations of the amplifiers 51 to 58, respectively, except for the external dimensions. Further, as shown in FIG. 14, the distance between the amplifiers 51A to 55A and the first waveguide 10 and the distance between the amplifiers 55A to 58A and the second waveguide 20 are respectively Compared to the case of form 3 (FIG. 12), it is small.
  • the waveguide circuit 5 of this modified example also synthesizes the high-frequency powers respectively input from the amplifiers 51A to 58A to generate combined power, and this combined power is generated in the third waveguide. 31 can be output from the input / output terminal 31a.
  • both ends 10a and 10b of the first waveguide 10 and both ends 20a and 20b of the second waveguide 20 are closed and are not used as input / output ports, but are limited to this. is not.
  • both ends 12a and 12b of the first waveguide 12 and both ends 22a and 22b of the second waveguide 22 in the modified example are also closed, but are not limited thereto.
  • FIG. 15 is a schematic configuration diagram of an arrayed waveguide circuit 6 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 shows the upper surface of the arrayed waveguide circuit 6 when viewed from the positive direction of the Z axis.
  • the arrayed waveguide circuit 6 includes four waveguide circuit portions 5 1 to 5 4 arranged two-dimensionally along the XY plane, and these waveguides.
  • a power combining circuit unit 70 connected to the output ends of the circuit units 5 1 to 5 4 .
  • FIG. 16A waveguide circuit portion 5 k having a waveguide circuit 5 1, 5 2 of the same configuration (k is 1 or 2) is a top view of the FIG. 16B, the waveguide circuit unit 5 3 is a top view showing a waveguide circuit section 5 m (m is 3 or 4) having the same configuration as 3 and 5 4 .
  • Figure 17 is a right side view of a waveguide circuit portion 5 k of FIG 16A.
  • FIG. 18A is a diagram showing a cut end face of the waveguide circuit portion 5 k of XVIIIa-XVIIIa line in FIG. 16A, FIG. 18B, the waveguide circuit unit 5 m in XVIIIb-XVIIIb line in FIG. 16B It is a figure which shows the cutting part end surface.
  • FIG. 19 is a left side view of the arrayed waveguide circuit 6 of FIG. 15 when viewed from the negative X-axis direction.
  • Waveguide circuit portion 5 k shown in FIG. 16A comprises a first waveguide 12, second waveguide 22 and the third waveguide 30 k.
  • the short side wall 12s of the first waveguide 12 and the short side wall 22s of the second waveguide 22 are arranged to face each other.
  • the third waveguide 30 k constitutes an output end portion of the waveguide circuit portion 5 k .
  • the configuration of the waveguide circuit portion 5 k is the waveguide circuit 5 (the modification of the third embodiment) except that the third waveguide 30 k is provided instead of the third waveguide 30. It has the same configuration as FIG.
  • the waveguide circuit unit 5 k of the present embodiment further includes three waveguide circuit sections for improving impedance mismatch between the first waveguide 12, the second waveguide 22, and the third waveguide 30 k .
  • Matching elements 43, 44 and 45 are provided. These matching elements 43, 44 and 45 may be made of a conductor such as metal.
  • Matching element 43 is disposed near the center of the coupling portion of the third waveguide 30 k of the tube axis (center axis) on the CA.
  • the matching element 44 is disposed in the hollow path of the first waveguide 12 at a position away from the center of the coupling portion by a predetermined distance in the negative X-axis direction.
  • the matching element 44 has a post shape protruding in a direction perpendicular to the tube axis of the first waveguide 12 (Z-axis positive direction) as shown in FIG. It arrange
  • the matching element 45 is disposed in the hollow path of the second waveguide 22 at a position away from the center of the coupling portion by a predetermined distance in the X-axis positive direction.
  • the matching element 45 has a post shape protruding in a direction perpendicular to the tube axis of the second waveguide 22 (Z-axis positive direction) as shown in FIG.
  • the side walls are arranged so as to be electrically connected. From the viewpoint of improving impedance mismatching, these matching elements 44 and 45 are preferably arranged in a region separated from the center of the coupling portion by a distance within 1/2 of the wavelength corresponding to a predetermined high frequency band. .
  • the matching elements as shown in FIG. 18A 43 is disposed in the third waveguide 30 k center position displaced in the X-axis positive direction by a distance ⁇ from the coupling portion of the.
  • waveguide circuit unit 5 m shown in Figure 16B comprises a first waveguide 12, second waveguide 22 and the third waveguide 30 m.
  • the third waveguide 30 m constitutes the output end of the waveguide circuit section 5 m .
  • the waveguide circuit of 5 m configuration except for the arrangement differs from the matching element 43, the same as the waveguide circuit portion 5 k of the configuration shown in FIG. 16A.
  • Matching elements of the waveguide circuit unit 5 m as shown in FIG. 18B 43 is disposed in the third waveguide 30 m center position displaced in the X-axis negative direction by a distance ⁇ from the coupling portion of the.
  • waveguide circuit portion 5 k of FIG. 16A combines the high-frequency power input from each of amplifiers 51A ⁇ 58A generates a composite power, the combined power third electrically it can be output from the output end of Namikan 31 k.
  • the third waveguides 30 1 to 30 4 of the waveguide circuit units 5 1 to 5 4 can output four combined powers as a whole.
  • One end of the waveguide 71 and the third waveguide 30 1 and E-plane (electric field plane) bend EB1 is formed.
  • the matching element 43 is disposed at a position shifted by ⁇ in the positive X-axis direction, it is possible to reduce the influence of impedance mismatch due to the influence of the E-plane bend EB1.
  • the E-plane bend EB4 is constituted by the other end portion and the third waveguide 30 4 of the waveguide 71.
  • E-plane bend EB2 is constituted by the other end portion and the third waveguide 30 4 of the waveguide 71.
  • the matching element 43 is disposed at a position shifted by ⁇ in the negative X-axis direction, it is possible to reduce the influence of impedance mismatch due to the influence of the E-plane bend EB4.
  • the central portion of the waveguide 71 is coupled to one end of a waveguide 73 extending in the Y-axis direction.
  • the portion where the waveguide 71 and one end of the waveguide 73 are coupled constitutes an H (magnetic field) plane T branch T1.
  • H magnetic field
  • the high frequency propagated in both the X-axis positive direction and the X-axis negative direction from both ends of the waveguide 71 is synthesized at the H plane (magnetic field plane) T branch portion T1.
  • E-plane bend EB2 is constituted by the one end portion and the third waveguide 30 2 of the waveguide 72.
  • E plane bend EB3 is constituted by the other end portion and the third waveguide 30 3 of the waveguide 72.
  • the central portion of the waveguide 72 is coupled to the other end portion of the waveguide 73 extending in the Y-axis direction.
  • the portion where the waveguide 72 and the other end of the waveguide 73 are coupled constitutes an H-plane T branch T2. For this reason, the high frequency propagated in both the X-axis positive direction and the X-axis negative direction from both ends of the waveguide 72 is synthesized at the H-plane T-branch portion T2.
  • One end portion of the waveguide 74 is coupled to the central portion of the waveguide 73, and the other end portion of the waveguide 74 constitutes an output end 70a.
  • the high frequencies propagating in both the Y-axis positive direction and the Y-axis negative direction from both ends of the waveguide 73 are combined at the central portion of the waveguide 73, and then propagate through the waveguide 74 and output from the output end 70a. Is done.
  • the power combining circuit unit 70 combines the four high-frequency powers input from the waveguide circuit units 5 1 to 5 4 by a tournament method to generate combined power, and outputs the combined power from the output terminal 70a. it can.
  • the arrayed waveguide circuit 6 according to the fourth embodiment can synthesize high-frequency power input from the two-dimensionally arranged waveguide circuit units 5 1 to 5 4 . Compared with the first to third embodiments, it is possible to realize a high-output high-frequency power source.
  • the power combining circuit unit 70 since the power combining circuit unit 70 has the E-plane bends EB1 to EB4 and the H-plane T-branching portions T1 and T2, it can have a small dimension in the thickness direction (Z-axis direction) as shown in FIG. For this reason, this embodiment can realize a waveguide circuit having a relatively simple configuration at a low cost without increasing the number of layers as much as possible even if the number of combined high-frequency powers is large.
  • the number of waveguide circuit portions 5 1 to 5 4 is four, but the number is not limited to this number.
  • the configuration of the arrayed waveguide circuit 6 can be changed as appropriate.
  • An array-type waveguide circuit including a power combining circuit unit connected to the power supply circuit unit can be configured.
  • the waveguide circuit according to the present invention has a structure capable of synthesizing or distributing power in a high frequency band such as a VHF band, a UHF band, a microwave band, and a millimeter wave band. It is suitable for use in mobile communication systems, high frequency power supplies, and high frequency modules of radar systems.
  • 1 to 5 waveguide circuit 5 1 to 5 4 waveguide circuit section, 6 arrayed waveguide circuit, 10 to 12 first waveguide, 20 to 22 second waveguide, 30, 31, 30 k , 30 m third waveguide, 40-45 matching element, 51-58, 51A-58A amplifier, 61-68 probe, 70 power combining circuit section, 71-74 waveguide, EB1-EB4 E-plane bend, T1, T2 H-plane T-branch, CF coaxial line.

Abstract

　導波管回路（１）は、第１導波管（１０）、第２導波管（２０）及び第３導波管（３０）を備え、これら第１導波管（１０）、第２導波管（２０）及び第３導波管（３０）は、ＴＥモードを伝搬させる断面形状を有する。第２導波管（２０）の管軸は、第１導波管（１０）の管軸と平行である。第２導波管（２０）の短辺側側壁は、第１導波管（１０）の短辺側側壁（１０ｓ）と対向している。第３導波管（３０）は、当該第３導波管（３０）の中空路を第１導波管（１０）及び第２導波管（２０）の双方の中空路に結合する結合部を有する。

Description

導波管回路
　本発明は、高周波帯における電力合成または電力分配を行う導波管回路に関する。
　マイクロ波帯及びミリ波帯などの高周波帯における電力の合成または分配を行う導波路構造として導波管が広く使用されている。たとえば、高周波電源または高周波送信機の高出力化を実現するために導波管回路を用いて複数の高周波電力の合成が行われている。この種の導波管回路に関する先行技術文献としては、たとえば、特許文献１（特開２００５－１５９７６７号公報）が挙げられる。
　特許文献１には、高周波電力の合成または分配を行う導波管構造体の分岐構造が開示されている。この分岐構造では、第１の導波管の終端部と第２の導波管とが互いに直交し且つ重なり合うように配置されている。また、第１の導波管の終端部と第２の導波管とが重なり合う部分では、その終端部の側壁に形成された結合窓と第２の導波管の側壁に形成された結合窓とが互いに連通している。このような分岐構造は、第２の導波管の両端部からそれぞれ高周波電力が入力されたとき、これら高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を当該結合窓を通じて第１の導波管に出力することができる。したがって、この分岐構造は、２入力の高周波電力を合成して１出力の合成電力を生成することが可能である。
特開２００５－１５９７６７号公報（たとえば、図１，図２及び図１０、並びに段落００１８～００１９，００５２）
　近年、高周波電力の合成または分配を低損失で行う導波管回路の小型化が求められている。しかしながら、特許文献１の従来技術を用いて２入力よりも多い多入力の高周波電力の合成を行う導波管回路を構成するには、多数の分岐構造が必要となるので、その導波管回路全体の小型化が難しいという課題がある。たとえば、８（＝２３）入力の高周波電力をトーナメント方式で合成する導波管回路を構成するには、７個もの分岐構造が必要である。この場合、トーナメント方式で電力合成を行う導波管回路全体の構造が多層化し複雑化するので、低コスト化が難しくなる。
　上記に鑑みて本発明の目的は、比較的簡単な構造を有しつつ小型化が可能な導波管回路を提供することである。
　本発明の一態様による導波管回路は、ＴＥモードを伝搬させる第１の断面形状を有する第１導波管と、ＴＥモードを伝搬させる第２の断面形状を有し、前記第１導波管に隣接配置されている第２導波管と、前記第１導波管及び前記第２導波管の双方の管軸に垂直な方向の管軸を有し、ＴＥモードを伝搬させる第３の断面形状を有する第３導波管とを備え、前記第１の断面形状は、前記第１導波管の当該管軸と直交する平面において、互いに対向する一対の直線状長辺及び互いに対向する一対の直線状短辺を有し、前記第２の断面形状は、前記第２導波管の当該管軸と直交する平面において、互いに対向する一対の直線状長辺及び互いに対向する一対の直線状短辺を有し、前記第１導波管は、前記第１の断面形状をなす当該一対の直線状短辺を形成する一対の側壁を有し、前記第２導波管は、前記第２の断面形状をなす当該一対の直線状短辺を形成する一対の側壁を有し、前記第２の断面形状をなす当該一対の直線状長辺は、前記第１の断面形状をなす当該一対の直線状長辺と平行であり、前記第２導波管の当該管軸は、前記第１導波管の当該管軸と平行であり、前記第２導波管の当該一対の側壁のうちの一方の側壁は、前記第１導波管の当該一対の側壁のうちの一方の側壁と対向しており、前記第３導波管は、当該第３導波管の中空路を前記第１導波管及び前記第２導波管の双方の中空路に結合する結合部を有することを特徴とするものである。
　本発明によれば、比較的簡単な構造を有しつつ小型化が可能な導波管回路を提供することができる。
本発明に係る実施の形態１である導波管回路の概略斜視図である。 実施の形態１の導波管回路の上面図である。 実施の形態１の導波管回路の右側面図である。 実施の形態１の導波管回路における電界分布を示す概略上面図である。 図４のＶ－Ｖ線における導波管回路の切断部端面を示す図である。 実施の形態１の変形例である導波管回路の上面図である。 実施の形態１の変形例である導波管回路の断面図である。 本発明に係る実施の形態２である導波管回路の上面図である。 図８のＩＸ－ＩＸ線における導波管回路の切断部端面を示す図である。 実施の形態２の導波管回路を用いて行われた電磁界解析の実行結果を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態３である導波管回路の上面図である。 実施の形態３の導波管回路の右側面図である。 実施の形態３の変形例である導波管回路の上面図である。 実施の形態３の変形例である導波管回路の右側面図である。 本発明に係る実施の形態４であるアレイ型導波管回路の概略構成図である。 図１６Ａ及び図１６Ｂは、実施の形態４であるアレイ型導波管回路を構成する導波管回路部の概略構成図である。 図１６Ａに示した導波管回路部の右側面図である。 図１８Ａは、図１６ＡのＸＶＩＩＩａ－ＸＶＩＩＩａ線における導波管回路部の切断部端面を示す図であり、図１８Ｂは、図１６ＢのＸＶＩＩＩｂ－ＸＶＩＩＩｂ線における導波管回路部の切断部端面を示す図である。 図１５に示したアレイ型導波管回路の左側面図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。
実施の形態１．
　図１は、本発明に係る実施の形態１である導波管回路１の概略斜視図である。この導波管回路１は、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯及びミリ波帯といった高周波帯における電力の合成または分配を行うことができる構造を有している。
　図１に示されるように導波管回路１は、ＴＥモード（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　ｍｏｄｅ）の電磁波を伝搬させる第１の断面形状を有する第１導波管１０と、ＴＥモードの電磁波を伝搬させる第２の断面形状を有し且つ第１導波管１０に隣接して配置されている第２導波管２０と、ＴＥモードの電磁波を伝搬させる第３の断面形状を有し且つ第１導波管１０及び第２導波管２０の双方と交差するように配置されている第３導波管３０とを備える。第１導波管１０、第２導波管２０及び第３導波管３０は、それぞれ、自己の管軸と直交する平面において矩形の断面形状を持つ中空導波路（以下、単に「中空路」ともいう。）を有している金属製の矩形導波管である。各中空路は、各導波管をその管軸方向に貫通する。第１導波管１０の管軸と第２導波管２０の管軸とは、互いに平行である。ここで、図１のＹ軸は、第１導波管１０の管軸及び第２導波管２０の管軸の双方と平行であるものとし、図１のＺ軸は、第３導波管３０の管軸と平行であり、Ｙ軸と直交するものとする。図１のＸ軸は、Ｙ軸及びＺ軸の双方と直交する。
　図２は、Ｚ軸正方向から視たときの図１の導波管回路１の上面図であり、図３は、Ｘ軸正方向から視たときの図１の導波管回路１の右側面図である。
　図１～図３に示されるように第１導波管１０は、当該第１導波管１０のＹ軸方向（管軸方向）両端部に入出力端１０ａ，１０ｂを有しており、これら入出力端１０ａ，１０ｂは、高周波電力を伝達する第１及び第２の入出力端子（図示せず）とそれぞれ電磁気的に接続されている。第２導波管２０も、当該第２導波管２０のＹ軸方向（管軸方向）両端部に入出力端２０ａ，２０ｂを有しており、これら入出力端２０ａ，２０ｂは、高周波電力を伝達する第３及び第４の入出力端子（図示せず）とそれぞれ電磁気的に接続されている。導波管回路１が４入力の高周波電力を合成する電力合成回路として機能するとき、入出力端１０ａ，１０ｂ，２０ａ，２０ｂは、それぞれ４つの高周波電力が入力される入力端すなわち入力ポートとなる。一方、導波管回路１が高周波電力を均等に４分配する電力分配回路として機能するときは、入出力端１０ａ，１０ｂ，２０ａ，２０ｂはそれぞれ高周波電力を出力する出力端すなわち出力ポートとなる。
　第１導波管１０及び第２導波管２０の各々の断面形状は、Ｘ－Ｚ平面において、Ｘ軸方向に沿った一対の長辺とＺ軸方向に沿った一対の短辺とを有する矩形状であり、これら長辺及び短辺の各々は直線状である。第２導波管２０の矩形断面の長辺方向（長手方向）は、第１導波管１０の矩形断面の長辺方向（長手方向）と一致する。また、第１導波管１０及び第２導波管２０の各々は、Ｚ軸の正方向及び負方向をそれぞれ法線方向とする２つの長辺側側壁（矩形断面の長辺を形成する側壁）と、Ｘ軸の正方向及び負方向をそれぞれ法線方向とする２つの短辺側側壁（矩形断面の短辺を形成する側壁）とを有している。図１及び図２に示されるように、第１導波管１０の短辺側側壁１０ｓと第２導波管２０の短辺側側壁２０ｓとは、互いに対向するように配置されている。すなわち、第１導波管１０の矩形断面のＸ軸正方向側の短辺と第２導波管２０の矩形断面のＸ軸負方向側の短辺とは、隣り合うように配置されている。
　第３導波管３０は、Ｚ軸方向と平行な管軸を有しており、この第３導波管３０の管軸方向は、第１導波管１０及び第２導波管２０の双方の管軸方向と直交する。また、第３導波管３０は、Ｘ－Ｙ平面において、Ｙ軸方向に沿った一対の長辺と、Ｘ軸方向に沿った一対の短辺とを有しており、これら長辺及び短辺の各々は直線状である。第３導波管３０は、Ｘ軸の正方向及び負方向をそれぞれ法線方向とする一対の長辺側側壁（第３導波管３０の矩形断面の長辺を形成する側壁）を有し、Ｙ軸の正方向及び負方向をそれぞれ法線方向とする一対の短辺側側壁（第３導波管３０の矩形断面の短辺を形成する側壁）を有する。図１及び図２に示されるように、第３導波管３０の短辺側側壁３０ｃ，３０ｄは、Ｚ軸方向に延在し、第１導波管１０の短辺側側壁１０ｓ及び第２導波管２０の短辺側側壁２０ｓの双方に９０°の角度で交差する。
　このような第３導波管３０は、当該第３導波管３０の一端部に入出力端３０ａを有する。この入出力端３０ａは、高周波電力を伝達する第５の入出力端子（図示せず）と電磁気的に接続されている。導波管回路１が４入力の高周波電力を合成する電力合成回路として機能するとき、入出力端３０ａは、合成電力を出力する出力端すなわち出力ポートとなる。一方、導波管回路１が高周波電力を均等に４分配する電力分配回路として機能するときは、入出力端３０ａは、高周波電力が入力される入力端すなわち入力ポートとなる。
　第３導波管３０の他端部は、当該第３導波管３０の中空路の終端部分を構成する。この他端部は、第３導波管３０の中空路を第１導波管１０の中空路と第２導波管２０の中空路とに結合する結合部（結合空間）を構成している。
　次に、図４及び図５を参照しつつ、電力合成回路として機能する導波管回路１の動作例を以下に説明する。図４は、Ｚ軸正方向から視たときの導波管回路１の内部の電界分布を概略的に示す図であり、図５は、図４のＶ－Ｖ線における導波管回路１の切断部端面を示す図である。図４及び図５では、第１導波管１０、第２導波管２０及び第３導波管３０の内部を伝搬する電界の方向が矢印などの記号で示されている。
　第１導波管１０の入出力端１０ａ，１０ｂには、それぞれ等振幅で同相のＴＥ１０モード（基本モード）の高周波が入力される。図４に示されるように、入出力端１０ａから入力されたＴＥ１０モードの電界の向きと、入出力端１０ｂから入力されたＴＥ１０モードの電界の向きとは同じである。入出力端１０ａ，１０ｂからそれぞれ入力された高周波電力は、第３導波管３０の結合部付近の中央部１０ｃで合成される。一方、第２導波管２０の入出力端２０ａ，２０ｂには、それぞれ等振幅で逆相のＴＥ１０モード（基本モード）の高周波が入力される。図４に示されるように、入出力端２０ａから入力されたＴＥ１０モードの電界の向きと、入出力端２０ｂから入力されたＴＥ１０モードの電界の向きとは同じである。入出力端２０ａ，２０ｂからそれぞれ入力された高周波電力は、第３導波管３０の結合部付近の中央部２０ｃで合成される。ここで、中央部１０ｃで合成された高周波と中央部２０ｃで合成された高周波とは、等振幅を有し、且つ互いに逆の位相（互いに１８０°ずれた位相）を有するものである。更に、第１導波管１０の中央部１０ｃにおける高周波と、第２導波管２０の中央部２０ｃにおける高周波とは、結合部で合成された後、図５に示されるように第３導波管３０の中空路を伝搬して入出力端３０ａから出力される。
　以上に説明したように実施の形態１の導波管回路１は、第１導波管１０の入出力端１０ａ，１０ｂからそれぞれ高周波電力が入力され、且つ第２導波管２０の入出力端２０ａ，２０ｂからそれぞれ高周波電力が入力されたとき、これら４入力の高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を第３導波管３０の入出力端３０ａから出力することができる。上記のとおり、特許文献１の分岐構造は、２入力の高周波電力しか合成することができないため、４入力の高周波電力をトーナメント方式で合成するには、３個の分岐構造が必要となる。これに対し、本実施の形態は、トーナメント方式を必要とせずに、４入力の高周波電力を低損失で合成することができる。よって、本実施の形態の導波管回路１は、小型化を容易に実現可能とする構造を有している。
　なお、本実施の形態では、第１導波管１０，第２導波管２０及び第３導波管３０の各導波管の断面形状は、頂角９０°の４つの角部を有しているが、これらに限定されるものではない。図６及び図７は、実施の形態１の変形例である導波管回路２の概略構成図である。図６には、Ｚ軸正方向から視たときの導波管回路２の上面が示されている。図７は、図６のＶＩＩ－ＶＩＩ線における導波管回路２の切断部端面を示す図である。この変形例の導波管回路２の構成は、上記第１導波管１０、第２導波管２０及び第３導波管３０に代えて、図６の第１導波管１１、第２導波管２１及び第３導波管３１を使用する点を除いて、上記実施の形態１の導波管回路１の構成と同じである。また、第１導波管１１、第２導波管２１及び第３導波管３１の構造は、これらの断面形状を除いて第１導波管１０、第２導波管２０及び第３導波管３０の構造とそれぞれ同じである。
　図６に示されるように、第３導波管３１の断面形状は、Ｘ－Ｙ平面において、互いに対向する一対の長辺と、互いに対向する一対の短辺と、４つの曲線状の角部とを有している。一方、図７に示されるように、第１導波管１１の断面形状は、Ｘ－Ｚ平面において、互いに対向する一対の長辺と、互いに対向する一対の短辺と、４つの曲線状の角部とを有している。同様に、第２導波管２１の断面形状も、Ｘ－Ｚ平面において、互いに対向する一対の長辺と、互いに対向する一対の短辺と、４つの曲線状の角部とを有する。
　上記導波管回路１と同様に、導波管回路２も、第１導波管１１の入出力端１１ａ，１１ｂからそれぞれ高周波電力が入力され、且つ第２導波管２０の入出力端２１ａ，２１ｂからそれぞれ高周波電力が入力されたとき、これら４入力の高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を第３導波管３１の入出力端３１ａから出力することができる。
　なお、以下に説明する実施の形態２～４においても、矩形の断面形状を有する矩形導波管が使用されている。これら矩形導波管に代えて、変形例の第１導波管１１、第２導波管２１及び第３導波管３１のような、４つの曲線状角部を有する導波管を使用することが可能である。
実施の形態２．
　次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図８及び図９は、本発明に係る実施の形態２である導波管回路３の概略構成図である。図８には、Ｚ軸正方向から視たときの導波管回路３の上面が示されている。図９は、図８のＩＸ－ＩＸ線における導波管回路３の切断部端面を示す図である。
　本実施の形態の導波管回路３は、上記実施の形態１の導波管回路１と同じ構成を有し、この構成に加えて、図８及び図９に示されるように、第１導波管１０，第２導波管２０及び第３導波管３０の間のインピーダンス不整合を改善するために３つの整合素子４０，４１，４２を備えている。これら整合素子４０，４１，４２は、金属などの導体で構成されればよい。
　整合素子４０は、第３導波管３０の管軸（中心軸）上における結合部の中心に配置されている。一方、整合素子４１は、第１導波管１０の中空路内において、第３導波管３０の結合部の中心からＸ軸負方向に所定距離だけ離れた位置に配置されている。また、この整合素子４１は、図９に示されるように第１導波管１０の管軸と垂直な方向（Ｚ軸正方向）に突起するポスト形状を有し、第１導波管１０の上下一対の側壁間を電気的に接続するように配置されている。また、整合素子４２は、第２導波管２０の中空路内において、第３導波管３０の結合部の中心からＸ軸正方向に所定距離だけ離れた位置に配置されている。この整合素子４２は、図９に示されるように第２導波管２０の管軸と垂直な方向（Ｚ軸正方向）に突起するポスト形状を有し、第２導波管２０の上下一対の側壁間を電気的に接続するように配置されている。インピーダンス不整合を改善する観点からは、これら整合素子４１，４２は、結合部の中心から、所定の高周波帯に対応する波長の１／２以内の距離だけ離れた領域に配置されることが望ましい。
　図１０は、本実施の形態の導波管回路３を用いて行われた電磁界解析の実行結果を示すグラフである。このグラフは、第３導波管３０の入出力端３０ａにおける反射特性を示すものである。このグラフにおいて、横軸は規格化周波数を示し、縦軸は振幅（Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）（単位：ｄＢ）を示している。図１０のグラフに示されるように、規格化周波数が１となる中心周波数付近において、良好な反射特性が実現されていることが分かる。この結果と可逆定理（ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ　ｔｈｅｏｒｅｍ）とによって、中心周波数付近において、インピーダンス不整合が生じず、低損失な電力合成を行うことが可能であることが分かる。
　なお、インピーダンス不整合を改善する観点からは、本実施の形態は整合素子４０，４１，４２のすべてを備えることが好ましい。ただし、整合素子４０，４１，４２の少なくとも１つがあれば、インピーダンス不整合をある程度改善することが可能である。
　以上に説明したように実施の形態２の導波管回路３は、整合素子４０，４１，４２を備えているので、実施の形態１と比べると、第１導波管１０、第２導波管２０及び第３導波管３０のそれぞれの中空路が接続される結合部でのインピーダンス不整合を改善することができる。これにより、電力損失の低減が可能である。
実施の形態３．
　次に、本発明に係る実施の形態３について説明する。図１１及び図１２は、本発明に係る実施の形態３である導波管回路４の概略構成図である。図１１には、Ｚ軸正方向から視たときの導波管回路４の上面が示されている。図１２は、Ｘ軸正方向から視たときの導波管回路４の右側面図である。本実施の形態の導波管回路４は、上記実施の形態１の導波管回路１と同じ構成を有し、この構成に加えて、８個の増幅器５１～５８から入力された増幅高周波信号を第１導波管１０及び第２導波管２０の中空路内に伝達する８個の同軸導波管変換器（ｃｏａｘｉａｌ－ｔｏ－ｗａｖｅｇｕｉｄｅ　ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）を備えたものである。
　図１１及び図１２に示されるように、第１導波管１０の下方（Ｚ軸負方向側）には、増幅高周波信号を供給する４個の増幅器５１，５２，５３，５４が設けられており、第２導波管２０の下方（Ｚ軸負方向側）には、増幅高周波信号を供給する４個の増幅器５５，５６，５７，５８が設けられている。これら増幅器５１～５８は、金属筐体で被覆されている。また、第１導波管１０の中空路内には、増幅器５１，５２，５３，５４にそれぞれ対応する位置に４個のプローブ６１，６２，６３，６４が配置されており、これらプローブ６１，６２，６３，６４は、同軸ケーブルなどの同軸線路ＣＦ，ＣＦ，ＣＦ，ＣＦを介して増幅器５１，５２，５３，５４とそれぞれ電磁気的に接続されている。
　一方、第２導波管２０の中空路内には、増幅器５５，５６，５７，５８にそれぞれ対応する位置に４個のプローブ６５，６６，６７，６８が配置されており、これらプローブ６５，６６，６７，６８は、同軸ケーブルなどの同軸線路ＣＦ，ＣＦ，ＣＦ，ＣＦを介して増幅器５５，５６，５７，５８とそれぞれ電磁気的に接続されている。プローブ６１～６８は、金属などの導体で構成されればよい。
　各プローブは、同軸線路ＣＦの内導体と電気的に結合される。具体的には、同軸線路ＣＦの内導体の先端部が、各導波管の中空路内に挿入され、対応するプローブと結合されている。たとえば、図１２を参照すると、増幅器５５と接続されている同軸線路ＣＦは、点線で示される内導体を有し、この内導体の先端部がプローブ６５の下端部と結合されている。また、増幅器５８と接続されている同軸線路ＣＦの内導体も、プローブ６８の下端部と結合されている。
　１本の同軸線路ＣＦとこれに対応する１個のプローブとにより、１個の同軸導波管変換器が構成される。図１１に示されるように、第１導波管１０の中空路内には、第３導波管３０の結合部に対して第１導波管１０の管軸方向両側の領域に４個の同軸導波管変換器が配置されている。一方、第２導波管２０の中空路内には、その結合部に対して第２導波管２０の管軸方向両側の領域に４個の同軸導波管変換器が配置されている。
　次に、電力合成回路として機能する導波管回路４の動作例を以下に説明する。増幅器５１～５４は、第１導波管１０の中空路内のプローブ６１～６４にそれぞれ等振幅で同相の増幅高周波信号を供給する。これら増幅高周波信号は、ＴＥ１０モードの高周波に変換された後、第１導波管１０を伝搬する。一方、増幅器５５～５８は、第２導波管２０の中空路内のプローブ６５～６８にそれぞれ等振幅で逆相の増幅高周波信号を供給する。これら増幅高周波信号は、ＴＥ１０モードの高周波に変換された後、第２導波管２０を伝搬する。実施の形態１の場合と同様に、このようにして入力された８入力の高周波は合成された後に、第３導波管３０の中空路を伝搬して入出力端３０ａから出力される。なお、第１導波管１０及び第２導波管２０へのプローブ６１～６８の挿入位置及びプローブ６１～６８の形状を適宜定めることで、同軸線路ＣＦと第１導波管１０との間、並びに同軸線路ＣＦと第２導波管２０との間のインピーダンス不整合を改善することができる。
　以上に説明したように実施の形態３の導波管回路４は、隣り合う同軸導波管変換器の一組（たとえば、第１導波管１０内のプローブ６１，６２の組）で２つの増幅高周波信号を合成することが可能であり、更に、第３導波管３０の結合部で４つの高周波を合成することが可能である。したがって、本実施の形態の導波管回路４は、合計８つの増幅高周波信号を入力とし、これら８入力の増幅高周波信号の電力を合成することができる。
　また、本実施の形態の同軸導波管変換器の個数は８個であるが、この個数に限定されるものではない。第１導波管１０の中空路に少なくとも２個の同軸導波管変換器が配置され、第２導波管２０の中空路に少なくとも２個の同軸導波管変換器が配置されてもよい。あるいは、８個よりも多くの同軸導波管変換器を使用することにより、導波管回路全体のサイズを極力変えることなく、高出力を実現することも可能である。
　ところで、第１導波管１０及び第２導波管２０のそれぞれの長手方向（Ｙ軸方向）における寸法及び同軸線路ＣＦの接続長をそれぞれ調整することで、導波管回路４の全体寸法を小さくすることができる。図１３及び図１４は、実施の形態３の変形例である導波管回路５の概略構成図である。図１３には、Ｚ軸正方向から視たときの導波管回路５の上面が示されている。図１４は、Ｘ軸正方向から視たときの導波管回路５の右側面図である。
　この変形例の導波管回路５は、第１導波管１２、第２導波管２２及び第３導波管３０を備えている。図１３に示されるように、第１導波管１２は、当該第１導波管１２の管軸方向両端１２ａ，１２ｂ間の距離が第１導波管１０のそれよりも短い。同様に、第２導波管２２は、当該第２導波管２２の管軸方向両端２２ａ，２２ｂ間の距離が第２導波管２０のそれよりも短い。第１導波管１２の構造は、第１導波管１２の長手方向寸法が第１導波管１０のそれよりも短い点を除いて、第１導波管１０の構造と同じである。また、第２導波管２２の構造も、第２導波管２２の長手方向寸法が第２導波管２０のそれよりも短い点を除いて、第２導波管２０の構造と同じである。
　また、図１３及び図１４に示されるように、増幅器５１Ａ～５８Ａの構成は、外形寸法を除いて増幅器５１～５８の構成とそれぞれ同じである。更に、図１４に示されるように、増幅器５１Ａ～５５Ａと第１導波管１０との間の距離、及び増幅器５５Ａ～５８Ａと第２導波管２０との間の距離は、それぞれ、実施の形態３の場合（図１２）と比べると小さい。
　図１３に示したように、増幅器５１Ａ～５８Ａをほぼ隙間なく配置することが可能であることから、全体のサイズが小さい導波管回路５を提供することができる。
　導波管回路４と同様に、この変形例の導波管回路５も、増幅器５１Ａ～５８Ａからそれぞれ入力された高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を第３導波管３１の入出力端３１ａから出力することができる。
　なお、本実施の形態における第１導波管１０の両端１０ａ，１０ｂ及び第２導波管２０の両端２０ａ，２０ｂは閉じられており、入出力ポートとして使用されないが、これに限定されるものではない。それら両端１０ａ，１０ｂ，２０ａ，２０ｂに他の導波管または他の同軸導波管変換器が接続された形態もあり得る。同様に、変形例における第１導波管１２の両端１２ａ，１２ｂ及び第２導波管２２の両端２２ａ，２２ｂも閉じられているが、これに限定されるものではない。それら両端１２ａ，１２ｂ，２２ａ，２２ｂに他の導波管または他の同軸導波管変換器が接続された形態もあり得る。
実施の形態４．
　次に、本発明に係る実施の形態４について説明する。図１５は、本発明に係る実施の形態４であるアレイ型導波管回路６の概略構成図である。図１５には、Ｚ軸正方向から視たときのアレイ型導波管回路６の上面が示されている。図１５に示されるように、アレイ型導波管回路６は、Ｘ－Ｙ平面に沿って２次元状に配列された４個の導波管回路部５１～５４と、これら導波管回路部５１～５４の出力端部に接続された電力合成回路部７０とを備えている。
　図１６Ａは、導波管回路部５１，５２と同一構成を有する導波管回路部５ｋ（ｋは１または２）を示す上面図であり、図１６Ｂは、導波管回路部５３，５４と同一構成を有する導波管回路部５ｍ（ｍは３または４）を示す上面図である。図１７は、図１６Ａの導波管回路部５ｋの右側面図である。また、図１８Ａは、図１６ＡのＸＶＩＩＩａ－ＸＶＩＩＩａ線における導波管回路部５ｋの切断部端面を示す図であり、図１８Ｂは、図１６ＢのＸＶＩＩＩｂ－ＸＶＩＩＩｂ線における導波管回路部５ｍの切断部端面を示す図である。そして、図１９は、Ｘ軸負方向から視たときの図１５のアレイ型導波管回路６の左側面図である。
　図１６Ａに示される導波管回路部５ｋは、第１導波管１２、第２導波管２２及び第３導波管３０ｋを備える。第１導波管１２の短辺側側壁１２ｓと、第２導波管２２の短辺側側壁２２ｓとは互いに対向するように配置されている。また、第３導波管３０ｋは導波管回路部５ｋの出力端部を構成する。この導波管回路部５ｋの構成は、第３導波管３０に代えて第３導波管３０ｋを有する点を除いて、上記実施の形態３の変形例の導波管回路５（図１３）と同じ構成を有するものである。本実施の形態の導波管回路部５ｋは、更に、第１導波管１２，第２導波管２２及び第３導波管３０ｋの間のインピーダンス不整合を改善するために３つの整合素子４３，４４，４５を備えている。これら整合素子４３，４４，４５は、金属などの導体で構成されればよい。
　整合素子４３は、図１８Ａに示されるように、第３導波管３０ｋの管軸（中心軸）ＣＡ上における結合部の中心付近に配置されている。一方、整合素子４４は、第１導波管１２の中空路内において、結合部の中心からＸ軸負方向に所定距離だけ離れた位置に配置されている。また、この整合素子４４は、図１８Ａに示されるように第１導波管１２の管軸と垂直な方向（Ｚ軸正方向）に突起するポスト形状を有し、第１導波管１２の上下一対の側壁間を電気的に接続するように配置されている。また、整合素子４５は、第２導波管２２の中空路内において、結合部の中心からＸ軸正方向に所定距離だけ離れた位置に配置されている。この整合素子４５は、図１８Ａに示されるように第２導波管２２の管軸と垂直な方向（Ｚ軸正方向）に突起するポスト形状を有し、第２導波管２２の上下一対の側壁間を電気的に接続するように配置されている。インピーダンス不整合を改善する観点からは、これら整合素子４４，４５は、結合部の中心から、所定の高周波帯に対応する波長の１／２以内の距離だけ離れた領域に配置されることが望ましい。
　また、図１８Ａに示されるように整合素子４３は、第３導波管３０ｋの結合部の中心からＸ軸正方向に距離δだけずれた位置に配置されている。
　一方、図１６Ｂに示される導波管回路部５ｍは、第１導波管１２、第２導波管２２及び第３導波管３０ｍを備える。第３導波管３０ｍは導波管回路部５ｍの出力端部を構成する。この導波管回路部５ｍの構成は、整合素子４３の配置が異なる点を除いて、図１６Ａに示した導波管回路部５ｋの構成と同じである。図１８Ｂに示されるように導波管回路部５ｍの整合素子４３は、第３導波管３０ｍの結合部の中心からＸ軸負方向に距離δだけずれた位置に配置されている。
　上記導波管回路５と同様に、図１６Ａの導波管回路部５ｋは、増幅器５１Ａ～５８Ａからそれぞれ入力された高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を第３導波管３１ｋの出力端から出力することができる。同様に、図１６Ｂの導波管回路部５ｍも、増幅器５１Ａ～５８Ａからそれぞれ入力された高周波電力を合成して合成電力を生成し、この合成電力を第３導波管３１ｍの出力端から出力することができる。したがって、本実施の形態のアレイ型導波管回路６を構成する導波管回路部５１～５４には、全体として、３２（＝４×８）個の増幅高周波信号が入力される。導波管回路部５１～５４の第３導波管３０１～３０４は、全体として、４つの合成電力を出力することができる。
　電力合成回路部７０は、導波管７１，７２，７３，７４の結合体である。電力合成回路部７０は、図１９の左側面図に示されるように導波管回路部５１～５４の上方（Ｚ軸正方向側）に配置されている。図１５に示されるように、導波管７１のＸ軸方向両端部は、導波管回路部５１の第３導波管３０１と、導波管回路部５４の第３導波管３０４とにそれぞれ結合されている。図１８Ａに示されるように、第３導波管３０ｋ（ｋ＝１）の出力波は、左方（Ｘ軸負方向）に曲げられて導波管７１の一端部に入力される。この導波管７１の一端部と第３導波管３０１とでＥ面（電界面）ベンドＥＢ１が構成される。ここで、整合素子４３は、Ｘ軸正方向にδだけずれた位置に配置されているので、Ｅ面ベンドＥＢ１の影響によるインピーダンス不整合の影響を低減することができる。
　一方、図１８Ｂに示されるように、第３導波管３０ｍ（ｍ＝４）の出力波は、右方（Ｘ軸正方向）に曲げられて導波管７１の他端部に入力される。この導波管７１の他端部と第３導波管３０４とでＥ面ベンドＥＢ４が構成される。この導波管７１の他端部と第３導波管３０４とでＥ面ベンドＥＢ２が構成される。ここで、整合素子４３は、Ｘ軸負方向にδだけずれた位置に配置されているので、Ｅ面ベンドＥＢ４の影響によるインピーダンス不整合の影響を低減することができる。
　図１５に示されるように、導波管７１の中央部は、Ｙ軸方向に延在する導波管７３の一端部と結合されている。この導波管７１と導波管７３の一端部とが結合する部分は、Ｈ（磁場）面Ｔ分岐部Ｔ１を構成する。このため、導波管７１の両端部からＸ軸正方向及びＸ軸負方向にそれぞれ伝搬する高周波は、Ｈ面（磁界面）Ｔ分岐部Ｔ１で合成される。
　ところで、導波管７２のＸ軸方向両端部は、導波管回路部５２の第３導波管３０２と、導波管回路部５３の第３導波管３０３とにそれぞれ結合されている。この導波管７２の一端部と第３導波管３０２とでＥ面ベンドＥＢ２が構成される。また、導波管７２の他端部と第３導波管３０３とでＥ面ベンドＥＢ３が構成される。導波管７２の中央部は、Ｙ軸方向に延在する導波管７３の他端部と結合されている。この導波管７２と導波管７３の他端部とが結合する部分は、Ｈ面Ｔ分岐部Ｔ２を構成する。このため、導波管７２の両端部からＸ軸正方向及びＸ軸負方向にそれぞれ伝搬する高周波は、Ｈ面Ｔ分岐部Ｔ２で合成される。
　導波管７４の一端部は、導波管７３の中央部と結合されており、導波管７４の他端部は、出力端７０ａを構成する。導波管７３の両端部からＹ軸正方向及びＹ軸負方向にそれぞれ伝搬する高周波は、導波管７３の中央部で合成された後、導波管７４を伝搬して出力端７０ａから出力される。電力合成回路部７０は、導波管回路部５１～５４から入力された４つの高周波電力をトーナメント方式で合成して合成電力を生成し、この合成電力を出力端７０ａから出力することができる。
　以上に説明したように実施の形態４のアレイ型導波管回路６は、２次元状に配列された導波管回路部５１～５４から入力された高周波電力を合成することができるので、上記実施の形態１～３と比べると、より高出力な高周波電源を実現することが可能となる。
　また、電力合成回路部７０は、Ｅ面ベンドＥＢ１～ＥＢ４及びＨ面Ｔ分岐部Ｔ１，Ｔ２を有するので、図１９に示すように厚み方向（Ｚ軸方向）に小さな寸法を有することができる。このため、本実施の形態は、高周波電力の合成数が多くても層数を出来るだけ増やすことなく、比較的簡単な構成を有する導波管回路を低コストで実現することができる。
　なお、本実施の形態では、導波管回路部５１～５４の個数は４個であるが、この個数に限定されるものではない。２個の導波管回路部あるいは５個以上の導波管回路部の２次元状配列を採用することによりアレイ型導波管回路６の構成を適宜変更することが可能である。
　以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１～３の導波管回路１～３のいずれかと同一構成を有する複数の導波管回路部の２次元状配列と、これら複数の導波管回路部の出力端部に接続された電力合成回路部とを備えたアレイ型導波管回路を構成することができる。
　なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態１～４の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係る導波管回路は、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯及びミリ波帯といった高周波帯における電力の合成または分配を行うことができる構造を有するので、たとえば、衛星搭載用通信システム、移動体通信システム、高周波電源及びレーダシステムの高周波モジュールに使用されることに適している。
　１～５　導波管回路、５１～５４　導波管回路部、６　アレイ型導波管回路、１０～１２　第１導波管、２０～２２　第２導波管、３０，３１，３０ｋ，３０ｍ　第３導波管、４０～４５　整合素子、５１～５８，５１Ａ～５８Ａ　増幅器、６１～６８　プローブ、７０　電力合成回路部、７１～７４　導波管、ＥＢ１～ＥＢ４　Ｅ面ベンド、Ｔ１，Ｔ２　Ｈ面Ｔ分岐部、ＣＦ　同軸線路。

Claims (9)

  1. 　ＴＥモードを伝搬させる第１の断面形状を有する第１導波管と、
    　ＴＥモードを伝搬させる第２の断面形状を有し、前記第１導波管に隣接配置されている第２導波管と、
    　前記第１導波管及び前記第２導波管の双方の管軸に垂直な方向の管軸を有し、ＴＥモードを伝搬させる第３の断面形状を有する第３導波管と
    を備え、
    　前記第１の断面形状は、前記第１導波管の当該管軸と直交する平面において、互いに対向する一対の直線状長辺及び互いに対向する一対の直線状短辺を有し、
    　前記第２の断面形状は、前記第２導波管の当該管軸と直交する平面において、互いに対向する一対の直線状長辺及び互いに対向する一対の直線状短辺を有し、
    　前記第１導波管は、前記第１の断面形状をなす当該一対の直線状短辺を形成する一対の側壁を有し、
    　前記第２導波管は、前記第２の断面形状をなす当該一対の直線状短辺を形成する一対の側壁を有し、
    　前記第２の断面形状をなす当該一対の直線状長辺は、前記第１の断面形状をなす当該一対の直線状長辺と平行であり、
    　前記第２導波管の当該管軸は、前記第１導波管の当該管軸と平行であり、
    　前記第２導波管の当該一対の側壁のうちの一方の側壁は、前記第１導波管の当該一対の側壁のうちの一方の側壁と対向しており、
    　前記第３導波管は、当該第３導波管の中空路を前記第１導波管及び前記第２導波管の双方の中空路に結合する結合部を有する、導波管回路。
  2. 　請求項１記載の導波管回路であって、
    　前記第３の断面形状は、前記第３導波管の当該管軸と直交する平面において、互いに対向する一対の直線状長辺及び互いに対向する一対の直線状短辺を有し、
    　前記第３導波管は、前記第３の断面形状をなす当該一対の直線状短辺を形成する一対の側壁を有し、
    　前記第３導波管の当該一対の側壁は、前記第１導波管の当該一方の側壁及び前記第２導波管の当該一方の側壁の双方と交差していることを特徴とする導波管回路。
  3. 　請求項１記載の導波管回路であって、
    　前記第１導波管及び第２導波管のうちの少なくとも一方の導波管の中空路は、整合素子を含み、
    　前記整合素子は、前記第１導波管の当該管軸と平行な方向において、前記結合部の中心から所定の高周波帯に対応する波長の１／２以内の距離だけ離れた位置に配置されていることを特徴とする導波管回路。
  4. 　請求項３記載の導波管回路であって、前記整合素子は、当該少なくとも一方の導波管の管軸と垂直な方向に突起し、且つ当該少なくとも一方の導波管の互いに対向する一対の側壁間を電気的に接続する導体であることを特徴とする導波管回路。
  5. 　請求項３記載の導波管回路であって、前記結合部は、更に他の整合素子を含むことを特徴とする導波管回路。
  6. 　請求項１記載の導波管回路であって、
    　前記第１導波管の中空路内において、前記結合部に対して前記第１導波管の管軸方向両側の領域にそれぞれ配置された少なくとも２個の同軸導波管変換器と、
    　前記第２導波管の中空路内において、前記結合部に対して前記第２導波管の管軸方向両側の領域にそれぞれ配置された２個の同軸導波管変換器と
    を更に備えることを特徴とする導波管回路。
  7. 　請求項１記載の導波管回路であって、前記第１の断面形状、前記第２の断面形状及び前記第３の断面形状の各々は、矩形状であることを特徴とする導波管回路。
  8. 　２次元状に配列された複数の導波管回路部と、
    　前記複数の導波管回路部の出力端部に接続された電力合成回路部と
    を備え、
    　前記各導波管回路部は、請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載の導波管回路からなることを特徴とするアレイ型導波管回路。
  9. 　請求項８記載のアレイ型導波管回路であって、
    　前記電力合成回路部は、
    　前記複数の導波管回路部の出力端部にそれぞれ接続された複数のＥ面ベンドと、
    　前記複数のＥ面ベンドの出力端に接続された少なくとも１つのＨ面Ｔ分岐部と
    を有することを特徴とするアレイ型導波管回路。
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