WO2017150322A1 - 車両用灯具およびその点灯回路 - Google Patents

車両用灯具およびその点灯回路 Download PDF

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知幸 市川
賢 菊池
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株式会社小糸製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a vehicular lamp used in an automobile or the like.
  • ⁇ ⁇ Vehicle lamps can generally switch between low beam and high beam.
  • the low beam illuminates the neighborhood with a predetermined illuminance, and the light distribution regulation is determined so as not to give glare to the oncoming vehicle and the preceding vehicle, and is mainly used when traveling in an urban area.
  • the high beam illuminates a wide area in the front and a distant area with a relatively high illuminance, and is mainly used when traveling at high speed on a road with few oncoming vehicles and preceding vehicles. Therefore, although the high beam is more visible to the driver than the low beam, there is a problem that glare is given to the driver or pedestrian of the vehicle existing in front of the vehicle.
  • ADB Adaptive Driving Beam
  • ADB technology detects the presence of preceding vehicles, oncoming vehicles, and pedestrians in front of the vehicle, and reduces glare given to the vehicle or pedestrian by dimming or turning off the area corresponding to the vehicle or pedestrian. Is.
  • FIG. 1 is a block diagram of a hysteresis-controlled vehicle lamp studied by the present inventors. This comparison technique should not be recognized as a known technique.
  • the vehicular lamp 1r includes a semiconductor light source 10 and a lighting circuit 20r.
  • the semiconductor light source 10 includes a semiconductor device such as an LED (light emitting diode) or an LD (laser diode).
  • Lighting circuit 20r includes a switching converter 30r and a converter controller 32r.
  • the switching converter 30 r receives a battery voltage V BAT (also referred to as an input voltage VIN ) from the battery 2 via the switch 4 and supplies a lamp current (drive current) I LAMP to the semiconductor light source 10.
  • V BAT also referred to as an input voltage VIN
  • the switching converter 30r is a step-down converter (Buck converter), and includes an input capacitor C1, a switching transistor M1, a diode D1, and an inductor L1.
  • Converter controller 32r detects a lamp current I LAMP, the lamp current I LAMP is to match the target current I REF corresponding to the target light amount of the semiconductor light source 10 to adjust the duty ratio of the switching of the switching transistor M1.
  • the converter controller 32r is a hysteresis control type controller, and includes a current detection circuit 34, a hysteresis comparator 36, and a driver 38.
  • a current detection resistor hereinafter, referred to a sense resistor
  • R CS On the path of the lamp current I LAMP, a current detection resistor (hereinafter, referred to a sense resistor) R CS is inserted.
  • the sense resistor R CS a voltage drop proportional to the lamp current I LAMP is generated.
  • the current detection circuit 34 generates a current detection signal V CS indicating the current lamp current I LAMP based on the voltage drop of the sense resistor R CS .
  • Hysteresis comparator 36 two threshold signal V THL determined according to the current detection signal V CS reference voltage V REF, compared with V THH, generates control pulses S CNT according to the comparison result. Specifically, the control pulse S CNT transitions to the first level when the current detection signal V CS reaches the upper threshold signal V THH corresponding to the peak value I PEAK of the lamp current I LAMP , and the current detection signal V CS When CS reaches the lower threshold value signal V THL corresponding to the bottom value I BOTTOM of the lamp current I LAMP , the transition is made to the second level.
  • the driver 38 drives the switching transistor M1 based on the control pulse SCNT .
  • the lamp current I LAMP reciprocates between the peak value I PEAK and the bottom value I BOTTOM . Therefore, the semiconductor light source 10 has the peak value I PEAK and the bottom value I BOTTOM (two threshold signals V THH and V THL. ) At a luminance corresponding to the average value I REF .
  • the present inventors examined performing PWM dimming (PWM dimming) in the above-described hysteresis-controlled lighting circuit. That is, a PWM dimming pulse S PWM having a frequency lower than the frequency of the control pulse S CNT is generated, and the switching transistor M1 is switched during a lighting period in which the PWM dimming pulse S PWM is at the first level (for example, high level) During the turn-off period of the second level (for example, low level), the switching transistor M1 is turned off.
  • the duty ratio of the PWM dimming pulse S PWM the effective luminance of the semiconductor light source 10 can be changed.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining PWM dimming in the vehicular lamp 1r of FIG. Note that the vertical axis and horizontal axis of the waveform diagrams and time charts referred to in this specification are appropriately expanded or reduced for easy understanding, and each waveform shown is also simplified for easy understanding. Or exaggerated or emphasized.
  • the switching transistor M1 When the PWM dimming pulse S PWM transitions to a high level and enters the lighting period, the switching transistor M1 is turned on. Then, when the lamp current I LAMP increases with a slope of (V IN ⁇ V OUT ) / L and reaches the upper limit I PEAK , the switching transistor M1 is turned off. Thereafter, during the lighting period, the lamp current I LAMP reciprocates between the peak value I PEAK and the bottom value I BOTTOM .
  • the lamp current I LAMP changes very rapidly when switching between the lighting period and the extinguishing period. This is one of the advantages of hysteresis control.
  • a sharp change in the lamp current I LAMP when switching between the lighting period and the extinguishing period can cause electromagnetic noise.
  • the present invention has been made in view of these problems, and one of exemplary purposes of an aspect thereof is to provide a vehicular lamp capable of suppressing electromagnetic noise and a lighting circuit thereof.
  • An embodiment of the present invention relates to a lighting circuit used for a vehicular lamp.
  • the lighting circuit includes a switching converter that supplies power to a semiconductor light source provided in the vehicular lamp, and a converter controller that controls the switching converter.
  • the converter controller compares the current detection signal according to the drive current supplied from the switching converter to the semiconductor light source with the upper threshold signal and the lower threshold signal determined according to the reference signal, and according to the comparison result Based on the gradual change signal, a hysteresis comparator that generates a control pulse, a driver that drives the switching transistor of the switching converter in response to the control pulse, and a PWM (pulse width modulation) dimming signal are smoothed. And a PWM dimming circuit for changing the reference signal.
  • electromagnetic noise accompanying PWM dimming can be suppressed by gently changing the envelope of the lamp current.
  • the PWM dimming circuit may include a low-pass filter (integrating circuit) that receives the PWM dimming signal and generates a gradually changing signal. Thereby, the amount of electromagnetic noise and the linearity of PWM dimming can be adjusted according to the cut-off frequency (time constant) of the low-pass filter.
  • a low-pass filter integrating circuit
  • the hysteresis comparator compares the current detection signal with a threshold voltage, generates a control pulse, a first resistor, a transistor, and a second connected in series between a line where the analog dimming signal is generated and the ground And a selector that receives the resistor, the first voltage generated at the connection point of the first resistor and the transistor, and the second voltage generated at the connection point of the transistor and the second resistor, and outputs one corresponding to the control pulse.
  • the threshold voltage may depend on the output voltage of the selector.
  • a lighting circuit of an aspect includes a frequency detection circuit that generates a frequency detection signal indicating a frequency of a control pulse, and a potential difference between the upper threshold signal and the lower threshold signal so that the frequency detection signal approaches a reference value. And a threshold voltage adjusting circuit to be changed. According to this aspect, the switching frequency can be stabilized at a frequency according to the reference value regardless of variations in the input voltage, output voltage, and inductance.
  • the lighting circuit of an aspect further includes a modulator that generates a modulation signal having a frequency lower than a switching frequency of the switching transistor and modulates a difference between the upper threshold signal and the lower threshold signal in accordance with the modulation signal. Also good. According to this aspect, it is possible to spread the spectrum of the switching frequency, thereby suppressing occurrence of beat noise and the like.
  • the vehicular lamp includes a semiconductor light source and any one of the lighting circuits described above for lighting the semiconductor light source.
  • electromagnetic noise can be suppressed.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram of the lighting circuit of FIG. 3.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a part of the lighting circuit of FIG. 3. It is a block diagram of the vehicular lamp which concerns on 2nd Embodiment. It is a circuit diagram which shows the structural example of the lighting circuit of FIG. It is a block diagram of the vehicular lamp which concerns on 3rd Embodiment. It is a circuit diagram which shows the structural example of a modulator.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically showing a blade scanning vehicle lamp having an ADB function.
  • the state in which the member A is connected to the member B means that the member A and the member B are electrically connected to each other in addition to the case where the member A and the member B are physically directly connected. It includes cases where the connection is indirectly made through other members that do not substantially affect the general connection state, or that do not impair the functions and effects achieved by their combination.
  • the state in which the member C is provided between the member A and the member B refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as their electric It includes cases where the connection is indirectly made through other members that do not substantially affect the general connection state, or that do not impair the functions and effects achieved by their combination.
  • electrical signals such as voltage signals and current signals, or symbols attached to circuit elements such as resistors and capacitors indicate the respective voltage values, current values, resistance values, and capacitance values as necessary. It shall represent.
  • FIG. 3 is a block diagram of the vehicular lamp 1 according to the first embodiment.
  • the vehicular lamp 1 includes a semiconductor light source 10 and a lighting circuit 20.
  • the semiconductor light source 10 include, but are not limited to, LEDs, LDs, and organic ELs (electroluminescence).
  • the lighting circuit 20 includes a switching converter 30 and a converter controller 32. As in FIG. 1, the switching converter 30 is a step-down converter, and the converter controller 32 stabilizes the lamp current I LAMP supplied from the switching converter 30 to the semiconductor light source 10 to a predetermined target current I REF .
  • the converter controller 32 includes a current detection circuit 34, a hysteresis comparator 36, a driver 38, and a PWM dimming circuit 90.
  • the current detection circuit 34 generates a current detection signal V CS corresponding to the lamp current I LAMP supplied from the switching converter 30 to the semiconductor light source 10.
  • the sense resistor R CS may be inserted on the path of the lamp current I LAMP , and the current detection signal V CS may be generated by amplifying the voltage drop of the sense resistor R CS by the current detection circuit 34.
  • the hysteresis comparator 36 compares the current detection signal V CS with the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL and generates a control pulse S CNT according to the comparison result.
  • the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL are defined according to the analog dimming signal V ADIM .
  • the driver 38 drives the switching transistor M1 of the switching converter 30 according to the control pulse SCNT .
  • the high level of the control pulse SCNT corresponds to the on state of the switching transistor M1
  • the low level corresponds to the off state of the switching transistor M1.
  • a PWM dimming signal S PWM is input to the lighting circuit 20.
  • the PWM dimming signal S PWM has a frequency of about several tens of Hz to several hundreds of Hz, and its duty ratio changes according to the target luminance of the semiconductor light source 10.
  • PWM dimming circuit 90 is blunted the PWM dimming signal S PWM to generate a gradual change signal S SOFT, changing the analog dimming signal V ADIM based on the gradual change signal S SOFT.
  • FIG. 4 is an operation waveform diagram of the lighting circuit 20 of FIG.
  • the analog dimming signal V ADIM has a waveform corresponding to the gradual change signal obtained by smoothing the PWM dimming signal S PWM .
  • the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL in the hysteresis comparator 36 become the analog dimming signal V ADIM. It increases moderately according to. Therefore, the envelope of the current detection signal V CS and hence the lamp current I LAMP gradually increases according to the analog dimming signal V ADIM .
  • the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL in the hysteresis comparator 36 are analog dimming signals. Decrease gradually according to V ADIM . Therefore, the envelope of the current detection signal V CS and hence the lamp current I LAMP gradually decreases according to the analog dimming signal V ADIM .
  • FIG. 4 shows the waveform of the lamp current I LAMP ′ in FIG.
  • the lamp current I LAMP immediately increases to the vicinity of the target current I REF , and the steep current change at this time causes electromagnetic noise.
  • the lamp current I LAMP has the same slope as I LAMP ′, but the amount of change per switching becomes small, so that electromagnetic noise can be suppressed.
  • the present invention is understood as the block diagram and circuit diagram of FIG. 3 or extends to various devices and circuits derived from the above description, and is not limited to a specific configuration.
  • more specific configuration examples will be described in order not to narrow the scope of the present invention but to help understanding and clarify the essence and circuit operation of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a part of the lighting circuit 20 of FIG.
  • the PWM dimming circuit 90 includes a low-pass filter 92 and a buffer 94.
  • the low-pass filter 92 is, for example, a first-order RC filter, and includes a resistor R51 and a capacitor C51.
  • the output signal of the low-pass filter 92 corresponds to the above-described gradual change signal.
  • the buffer 94 receives the gradual change signal and outputs it as an analog dimming signal V ADIM . Instead of the buffer 94, a non-inverting amplifier may be used.
  • the analog dimming signal V ADIM is made too gentle, the electromagnetic noise is reduced, but the linearity of the duty ratio versus the light intensity deteriorates in a region where the duty ratio of the PWM dimming signal S PWM is small. Conversely, if the analog dimming signal V ADIM is made too steep, the linearity of the duty ratio versus the light intensity is improved, but electromagnetic noise increases. According to the PWM dimming circuit 90 of FIG. 5, the balance between the electromagnetic noise reduction effect and the PWM dimming linearity can be set based on the cutoff frequency of the low-pass filter 92.
  • the hysteresis comparator 36 includes a comparator COMP1, a first resistor R21, a second resistor R22, a first transistor M21, a selector 37, and resistors R61 to R63.
  • the comparator COMP1 is a current detection signal V CS compared with the threshold voltage V TH, and generates a control pulse S CNT.
  • the first resistor R21, the first transistor M21, and the second resistor R22 are sequentially provided in series between the line 96 where the analog dimming signal V ADIM is generated and the ground.
  • the gate of the first transistor M21 is appropriately biased.
  • an operational amplifier OA1 is provided for biasing the first transistor M21.
  • the output of the operational amplifier OA1 is connected to the gate of the first transistor M21, the non-inverting input terminal is connected to the connection point of the transistor M21 and the second resistor R22, and a certain voltage V X is input to the inverting input terminal.
  • the two voltages V H and V L are expressed by the following equations.
  • V H V ADIM ⁇ Ix ⁇ R21 (1a)
  • V L Ix ⁇ R22 (1b)
  • V H V ADIM ⁇ Ix ⁇ R (2a)
  • V L Ix ⁇ R (2b) It becomes.
  • the selector 37 receives the first voltage V H generated at the connection point of the first resistor R21 and the first transistor M21, and the second voltage VL generated at the connection point of the first transistor M21 and the second resistor R22, and receives a control pulse. outputs one corresponding to the S CNT.
  • the threshold voltage V TH given to the comparator COMP1 is in accordance with the output voltage V Y of the selector 37.
  • the threshold voltage V TH may be generated by averaging the voltage V Y and the analog dimming signal V ADIM with the resistors R 61 to R 63.
  • a voltage V Y may directly be the threshold voltage V TH.
  • FIG. 6 is a block diagram of the vehicular lamp 1a according to the second embodiment.
  • the converter controller 32a of FIG. 6 further includes a frequency detection circuit 40 and a threshold voltage adjustment circuit 42 in addition to the converter controller 32 of FIG.
  • the frequency detection circuit 40 generates a frequency detection signal V FREQ indicating the frequency of the control pulse SCNT , that is, the switching frequency of the switching transistor M1.
  • the switching frequency can be stabilized at a frequency corresponding to the reference value V REF regardless of variations in the input voltage VIN , the output voltage V OUT , and the inductance L1.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of the lighting circuit 20a of FIG.
  • FIG. 7 shows a part of the frequency detection circuit 40, the threshold voltage adjustment circuit 42, and the hysteresis comparator 36.
  • the frequency detection circuit 40 can be understood as an F / V conversion circuit.
  • the frequency detection circuit 40 includes a high-pass filter 52, a first capacitor C11, a second transistor M12, a charging circuit 54, and a peak hold circuit 56.
  • the high pass filter 52 receives the control pulse SCNT or the gate pulse of the switching transistor M1.
  • the high-pass filter 52 can also be grasped as a differentiation circuit.
  • One end of the first capacitor C11 is grounded.
  • the charging circuit 54 charges the first capacitor C11.
  • the charging circuit 54 is configured by a current source or a resistor.
  • the second transistor M12 is connected in parallel with the first capacitor C11, and discharges the first capacitor C11 when the output signal of the high-pass filter 52 exceeds the gate-source threshold voltage.
  • a first periodic signal S11 having a ramp waveform is generated in the first capacitor C11.
  • the frequency detection circuit 40 outputs a frequency detection signal V FREQ corresponding to the amplitude of the first periodic signal S11.
  • the peak hold circuit 56 receives the first periodic signal S11 and outputs a frequency detection signal V FREQ indicating the peak value.
  • the configuration of the frequency detection circuit 40 is not particularly limited.
  • the threshold voltage adjustment circuit 42 changes the voltage V X so that the frequency detection signal V FREQ approaches the reference value V REF .
  • the threshold voltage adjustment circuit 42 may generate the voltage V X based on the error between the frequency detection signal V FREQ and the reference value V REF .
  • the threshold voltage adjustment circuit 42 may include a voltage comparator that compares the frequency detection signal V FREQ with the reference value V REF and a low-pass filter that smoothes the output pulse of the voltage comparator.
  • the threshold voltage adjustment circuit 42 may include an error amplifier that amplifies an error between the frequency detection signal V FREQ and the reference value V REF .
  • V FREQ > V REF and the voltage V X increases.
  • the potential difference between the upper voltage V H and the lower voltage VL is reduced, and feedback is applied in the direction in which the switching frequency increases, that is, in the direction closer to the target frequency.
  • the switching frequency can be stabilized at the target frequency.
  • Frequency feedback control is effective not only for fluctuations in the input voltage VIN but also for all fluctuations and fluctuations that change the switching frequency, such as fluctuations in the output voltage VOUT , fluctuations in the inductance of the inductor L1, and temperature fluctuations. And since the unexpected fluctuation
  • the average level of the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL depends only on the analog dimming signal V ADIM and does not depend on the hysteresis width Vx. Therefore, the average value of the lamp current I LAMP can be kept constant while changing the hysteresis width ⁇ V, and the flickering of the semiconductor light source 10 can be prevented.
  • FIG. 8 is a block diagram of the vehicular lamp 1b according to the third embodiment.
  • the converter controller 32b of FIG. 6 further includes a modulator 60 in addition to the converter controller 32a of FIG.
  • the modulator 60 generates a modulation signal V MOD having a frequency lower than the switching frequency of the switching transistor M1, and the difference (hysteresis) between the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL according to the modulation signal V MOD. Width).
  • the modulator 60 may superimpose the modulation signal V MOD on the reference value V REF input to the threshold voltage adjustment circuit 42.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the modulator 60.
  • the modulator 60 includes an oscillator 62 that generates a modulation signal V MOD whose frequency is sufficiently lower than the switching frequency, and changes the reference value V REF according to the modulation signal V MOD .
  • the oscillator 62 includes resistors R91 to R94, a capacitor C91, and an operational amplifier OA91.
  • the waveform of the modulation signal V MOD is not particularly limited, and may be any one of a sawtooth wave, a ramp wave, a sine wave, and a trapezoidal wave. From another point of view, it may be a periodic signal having a slope.
  • the modulation signal V MOD and the power supply voltage V CC are added and averaged (weighted addition) by the resistors R95 to R97, and a reference value V REF on which the modulation signal V MOD is superimposed is generated.
  • feedback control is performed so that the actual switching frequency approaches the target frequency while slowly changing the target frequency of the switching frequency in accordance with the modulation signal V MOD , so that the input voltage V
  • the spectrum of the switching frequency can be spread while eliminating the influence of fluctuations in IN and output voltage VOUT , inductance fluctuations, temperature fluctuations, and the like. Thereby, generation
  • the function required of the modulator 60 is to modulate the difference ⁇ V between the upper threshold signal V THH and the lower threshold signal V THL according to the modulation signal V MOD. is there. Therefore, the modulator 60 may superimpose the modulation signal V MOD on the frequency detection signal V FREQ instead of the reference value V REF .
  • FIG. 10 is a block diagram of a vehicular lamp 1c according to the fourth embodiment.
  • the converter controller 32c of FIG. 10 includes a modulator 70 in addition to the converter controller 32 of FIG.
  • the modulator 70 generates a modulation signal V MOD having a frequency lower than the switching frequency of the switching transistor M1, and modulates the hysteresis width ⁇ V according to the modulation signal V MOD .
  • the modulator 70 may be configured similarly to the modulator 60 of FIG.
  • a hysteresis comparator 36 if the configuration of FIG 5, a bias state, that current Ix of the transistor M21, may be modulated based on a modulation signal V MOD.
  • V MOD the potential difference between the voltages V H and V L , that is, the hysteresis width ⁇ V is given by Equation (4). Therefore, by superimposing the modulation signal V MOD on the voltage Vx, the hysteresis width ⁇ V can be modulated and the spectrum can be spread.
  • the PWM dimming circuit 90, the frequency detection circuit 40, the threshold voltage adjustment circuit 42, the modulator 70, etc. are composed of analog circuits, but some or all of them are digital circuits. It may be configured. Furthermore, the entire converter controller 32 may be configured based on a digital circuit. In this case, an A / D converter that converts the output signal of the current detection circuit 34 into a digital value may be added, and the hysteresis comparator 36 may be a digital comparator.
  • the switching converter 30 may be a step-up converter, a step-up / step-down converter, a converter using a transformer, or another converter such as a Cuk converter.
  • FIG. 11 is a block diagram of an array-type vehicular lamp 1 having an ADB function.
  • ADB the high beam irradiation area is divided into a plurality of N (N is a natural number of 2 or more) sub-areas.
  • the semiconductor light source 10 includes a plurality of light emitting elements 12_1 to 12_N associated with N sub-regions.
  • Each light emitting element 12 is a semiconductor device such as an LED (light emitting diode) or LD (laser diode), and is arranged so as to irradiate a corresponding sub-region.
  • the lighting circuit 20 changes the light distribution of the high beam by controlling on (lighting) and off (light extinction) of each of the plurality of light emitting elements 12_1 to 12_N. Alternatively, the lighting circuit 20 adjusts the effective luminance by PWM (pulse width modulation) control of the light emitting element 12 at a high frequency.
  • PWM pulse width modulation
  • the lighting circuit 20 includes a plurality of bypass circuits 80_1 to 80_N and a controller 82 in addition to the switching converter 30 and a converter controller 32 (not shown).
  • the plurality of bypass circuits 80_1 to 80_N are associated with the plurality of light emitting elements 12_1 to 12_N.
  • the bypass circuit 80 is configured to be switched on and off. When the i-th bypass circuit 80_i is turned on, the lamp current I LAMP flows to the bypass circuit 80_i instead of the light emitting element 12_i. When the light emitting element 12_i is turned off and the bypass circuit 80_i is turned off, the lamp current I LAMP is Lights through the light emitting element 12_i.
  • the upstream processor (for example, the electronic control unit ECU) 6 that controls the vehicular lamp 1 determines a sub-region to be irradiated by the high beam based on the state in front of the vehicle, and instructs the controller 82 of the lighting circuit 20.
  • the controller 82 controls the states of the bypass circuits 80_1 to 80_N based on the control command from the processor 6. Specifically, the light emitting element 12 corresponding to the sub-region to be irradiated is selected, the bypass circuit 80 in parallel with the selected light emitting element 12 is turned off, and the bypass circuit 80 in parallel with the remaining light emitting elements 12 is turned on. State.
  • FIG. 12 is a perspective view schematically showing a blade scanning type vehicle lamp 1 having an ADB function.
  • the vehicular lamp 1 mainly includes a scanning light source 11, a projection lens 120, and a lighting circuit 20.
  • the scanning light source 11 includes a blade (reflecting mirror) 100 and a light source 10. Although a plurality of light sources 10 may be provided, the case of one light source 10 will be described here for ease of understanding and simplification of explanation.
  • the light source 10 is a semiconductor light source using an LED (light emitting diode) or a laser diode.
  • the blade 100 receives the emitted light L1 from the light source 10, and scans the reflected light L2 in the lateral direction (Y direction in the figure) in front of the vehicle by repeating a predetermined periodic motion.
  • the blade 100 is attached to a motor (not shown) and performs a rotational motion.
  • the emitted light L1 of the blade 100 is reflected at a reflection angle corresponding to the position of the blade 100 (rotation angle of the rotor), and an irradiation region 300 is formed.
  • a light distribution pattern 310 is formed in front of the vehicle.
  • the lighting circuit 20 controls the light amount (luminance) of the light source 10 in synchronization with the periodic motion of the blade 100 so that a desired light distribution pattern is obtained.
  • a range (region) in which the irradiation region 300 is irradiated is referred to as a lighting region R ON
  • a range (region) in which the irradiation region 300 is not irradiated is referred to as a light-off region R OFF .
  • the light distribution pattern 310 is a combination of the lighting region R ON and the extinguishing region R OFF .
  • the configuration of the scanning light source 11 is not limited to that shown in FIG.
  • a polygon mirror or a galvanometer mirror may be used, or a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) scan mirror may be used.
  • an actuator may be provided instead of the motor, and the direction of the blade 100 may be changed.
  • the blade 100 may be fixed or omitted, and the optical axis of the semiconductor light source 10 may be moved by an actuator.
  • an electro-optical element may be used instead of the blade 100.
  • the electro-optic element may be a lens whose refractive index can be controlled by voltage, current, temperature, or the like. The light may be scanned by periodically changing the refractive index of the lens.
  • the present invention can be used for lighting and the like.

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Abstract

電流検出回路（３４）は、スイッチングコンバータ（３０）から半導体光源（１０）に供給されるランプ電流ＩＬＡＭＰに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成する。ヒステリシスコンパレータ（３６）は、電流検出信号ＶＣＳを、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて定まる上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳＣＮＴを生成する。ドライバ（３８）は制御パルスＳＣＮＴに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。ＰＷＭ調光回路（９０）は、ＰＷＭ（パルス幅変調）調光信号ＳＰＷＭをなまらせて徐変信号を生成し、徐変信号にもとづいてアナログ調光信号ＶＡＤＩＭを変化させる。

Description

車両用灯具およびその点灯回路
　本発明は、自動車などに用いられる車両用灯具に関する。
　車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。
　近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光あるいは消灯するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。
　車両灯具の光源の点灯には、スイッチングコンバータが利用される場合が多いが、ＡＤＢ制御では、光源の点消灯や光量を高速に変化させる必要がある。そこで本発明者は、高速応答性に優れるヒステリシス制御（Bang-Bang制御）を採用することを検討した。図１は、本発明者らが検討したヒステリシス制御の車両用灯具のブロック図である。なおこの比較技術を公知技術として認定してはならない。
　車両用灯具１ｒは、半導体光源１０および点灯回路２０ｒを備える。半導体光源１０は、ＬＥＤ（発光ダイオード）あるいはＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスを含む。点灯回路２０ｒは、スイッチングコンバータ３０ｒおよびコンバータコントローラ３２ｒを含む。
　スイッチングコンバータ３０ｒは、バッテリ２からスイッチ４を介してバッテリ電圧ＶＢＡＴ（入力電圧ＶＩＮともいう）を受け、半導体光源１０にランプ電流（駆動電流）ＩＬＡＭＰを供給する。たとえばスイッチングコンバータ３０ｒは、降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）であり、入力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む。
　コンバータコントローラ３２ｒは、ランプ電流ＩＬＡＭＰを検出し、ランプ電流ＩＬＡＭＰが半導体光源１０の目標光量に対応する目標電流ＩＲＥＦと一致するように、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングのデューティ比を調節する。コンバータコントローラ３２ｒはヒステリシス制御方式のコントローラであり、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、ドライバ３８を備える。スイッチングコンバータ３０ｒにおいて、ランプ電流ＩＬＡＭＰの経路上には、電流検出抵抗（以下、センス抵抗という）ＲＣＳが挿入される。センス抵抗ＲＣＳには、ランプ電流ＩＬＡＭＰに比例した電圧降下が発生する。電流検出回路３４は、センス抵抗ＲＣＳの電圧降下にもとづいて現在のランプ電流ＩＬＡＭＰを示す電流検出信号ＶＣＳを生成する。
　ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号ＶＣＳを基準電圧ＶＲＥＦに応じて定まる２つのしきい値信号ＶＴＨＬ，ＶＴＨＨと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳＣＮＴを生成する。具体的には制御パルスＳＣＮＴは、電流検出信号ＶＣＳが、ランプ電流ＩＬＡＭＰのピーク値ＩＰＥＡＫに相当する上側しきい値信号ＶＴＨＨに達すると第１レベルに遷移し、電流検出信号ＶＣＳがランプ電流ＩＬＡＭＰのボトム値ＩＢＯＴＴＯＭに相当する下側しきい値信号ＶＴＨＬに達すると第２レベルに遷移する。ドライバ３８は、制御パルスＳＣＮＴにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
　ランプ電流ＩＬＡＭＰは、ピーク値ＩＰＥＡＫとボトム値ＩＢＯＴＴＯＭの間を往復することとなり、したがって半導体光源１０は、ピーク値ＩＰＥＡＫとボトム値ＩＢＯＴＴＯＭ（２つのしきい値信号ＶＴＨＨ，ＶＴＨＬ）の平均値ＩＲＥＦに応じた輝度で発光する。
特開２０１４－２１６６００号公報
　本発明者らは、上述のヒステリシス制御の点灯回路において、ＰＷＭ調光（ＰＷＭ減光）を行うことを検討した。すなわち、制御パルスＳＣＮＴの周波数よりも低い周波数のＰＷＭ調光パルスＳＰＷＭを生成し、ＰＷＭ調光パルスＳＰＷＭが第１レベル（たとえばハイレベル）の点灯期間において、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし、第２レベル（たとえばローレベル）の消灯期間において、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。ＰＷＭ調光パルスＳＰＷＭのデューティ比を変化させることにより、半導体光源１０の実効的な輝度を変化させることができる。
　図２は、図１の車両用灯具１ｒにおけるＰＷＭ調光を説明する図である。なお本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
　ＰＷＭ調光パルスＳＰＷＭがハイレベルに遷移し、点灯期間となると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。そして、ランプ電流ＩＬＡＭＰが、（ＶＩＮ－ＶＯＵＴ）／Ｌの傾きで増加していき、上限ＩＰＥＡＫに達すると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。その後、点灯期間の間、ランプ電流ＩＬＡＭＰは、ピーク値ＩＰＥＡＫとボトム値ＩＢＯＴＴＯＭの間を往復する。
　やがてＰＷＭ調光パルスＳＰＷＭがローレベルに遷移し、消灯期間となると、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフする。そうすると、ランプ電流ＩＬＡＭＰが、（ＶＯＵＴ／Ｌ）の傾きで低下していき、ゼロとなる。
　ヒステリシス制御では、点灯期間と消灯期間の切りかえに際して、ランプ電流ＩＬＡＭＰが非常に高速に変化する。これはヒステリシス制御の利点のひとつと言える。ところが、インダクタＬ１のインダクタンスの値や、入出力電圧ＶＩＮ，ＶＯＵＴの組み合わせによっては、点灯期間と消灯期間の切りかえ時のランプ電流ＩＬＡＭＰの急峻な変化が、電磁ノイズの原因となり得る。
　本発明はこれらの課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、電磁ノイズを抑制可能な車両用灯具およびその点灯回路の提供にある。
　本発明のある態様は、車両用灯具に使用される点灯回路に関する。点灯回路は、車両用灯具に設けられた半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、スイッチングコンバータから半導体光源に供給される駆動電流に応じた電流検出信号を、基準信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、ＰＷＭ（パルス幅変調）調光信号をなまらせて徐変信号を生成し、徐変信号にもとづいて基準信号を変化させるＰＷＭ調光回路と、を備える。
　この態様によると、ランプ電流の包絡線を、緩やかに変化させることにより、ＰＷＭ調光にともなう電磁ノイズを抑制できる。
　ＰＷＭ調光回路は、ＰＷＭ調光信号を受け、徐変信号を生成するローパスフィルタ（積分回路）を含んでもよい。これにより、ローパスフィルタのカットオフ周波数（時定数）に応じて、電磁ノイズの量と、ＰＷＭ調光のリニアリティを調節できる。
　ヒステリシスコンパレータは、電流検出信号をしきい値電圧と比較し、制御パルスを生成するコンパレータと、アナログ調光信号が発生するラインと接地の間に順に直列に設けられる第１抵抗、トランジスタおよび第２抵抗と、第１抵抗とトランジスタの接続点に生ずる第１電圧と、トランジスタと第２抵抗の接続点に生ずる第２電圧とを受け、制御パルスに応じた一方を出力するセレクタと、含んでもよい。しきい値電圧は、セレクタの出力電圧に応じていてもよい。
　ある態様の点灯回路は、制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、周波数検出信号が基準値に近づくように、上側しきい値信号および下側しきい値信号の電位差を変化させるしきい値電圧調節回路と、をさらに備えてもよい。
　この態様によると、入力電圧や出力電圧、インダクタンスの変動にかかわらず、スイッチング周波数を基準値に応じた周波数に安定化することができる。
　ある態様の点灯回路は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数より低い周波数の変調信号を生成し、変調信号に応じて上側しきい値信号および下側しきい値信号の差分を変調する変調器をさらに備えてもよい。
　この態様によると、スイッチング周波数のスペクトルを拡散させることができ、これにより、ビートノイズなどの発生を抑制できる。
　本発明の別の態様は車両用灯具に関する。車両用灯具は、半導体光源と、半導体光源を点灯させる上述のいずれかの点灯回路と、を備える。
　なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明のある態様によれば、電磁ノイズを抑制できる。
本発明者らが検討したヒステリシス制御の車両用灯具のブロック図である。 図１の車両用灯具におけるＰＷＭ調光を説明する図である。 第１の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 図３の点灯回路の動作波形図である。 図３の点灯回路の一部の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 図６の点灯回路の構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 変調器の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 ＡＤＢ機能を有するアレイ方式の車両用灯具のブロック図である。 ＡＤＢ機能を有するブレードスキャン方式の車両用灯具を模式的に示す斜視図である。
　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
（第１の実施の形態）
　図３は、第１の実施の形態に係る車両用灯具１のブロック図である。車両用灯具１は、半導体光源１０および点灯回路２０を備える。半導体光源１０は、ＬＥＤやＬＤ、有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）などが例示されるが、特に限定されない。点灯回路２０は、スイッチングコンバータ３０およびコンバータコントローラ３２を備える。図１と同様にスイッチングコンバータ３０は降圧コンバータであり、コンバータコントローラ３２は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給されるランプ電流ＩＬＡＭＰを、所定の目標電流ＩＲＥＦに安定化する。
　コンバータコントローラ３２は、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、ドライバ３８およびＰＷＭ調光回路９０を備える。電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給されるランプ電流ＩＬＡＭＰに応じた電流検出信号ＶＣＳを生成する。図１と同様に、センス抵抗ＲＣＳをランプ電流ＩＬＡＭＰの経路上に挿入し、電流検出回路３４によりセンス抵抗ＲＣＳの電圧降下を増幅して電流検出信号ＶＣＳを生成してもよい。
　ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号ＶＣＳを、上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳＣＮＴを生成する。上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬは、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて規定される。
　ドライバ３８は、制御パルスＳＣＮＴに応じてスイッチングコンバータ３０のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。本実施の形態において、制御パルスＳＣＮＴのハイレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオンに、ローレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応する。
　点灯回路２０には、ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭが入力される。ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭは、数十Ｈｚ～数百Ｈｚ程度の周波数を有し、そのデューティ比は、半導体光源１０の目標輝度に応じて変化する。
　ＰＷＭ調光回路９０は、ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭをなまらせて徐変信号ＳＳＯＦＴを生成し、徐変信号ＳＳＯＦＴにもとづいてアナログ調光信号ＶＡＤＩＭを変化させる。
　以上が車両用灯具１の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３の点灯回路２０の動作波形図である。アナログ調光信号ＶＡＤＩＭは、ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭをなまらせた徐変信号に応じた波形を有する。ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭがローレベルからハイレベルに遷移し、点灯期間に移行すると、ヒステリシスコンパレータ３６における上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬは、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて緩やかに増加する。したがって電流検出信号ＶＣＳ、ひいてはランプ電流ＩＬＡＭＰの包絡線は、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて緩やかに増加していく。
　反対にＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭがハイレベルからローレベルに遷移し、消灯期間に移行すると、ヒステリシスコンパレータ３６における上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬは、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて緩やかに低下する。したがって電流検出信号ＶＣＳ、ひいてはランプ電流ＩＬＡＭＰの包絡線は、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭに応じて緩やかに減少していく。
　以上が点灯回路２０の動作である。図４には比較のために、図１におけるランプ電流ＩＬＡＭＰ’の波形が一点鎖線で示される。一点鎖線では、ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭがハイレベルに遷移すると、ランプ電流ＩＬＡＭＰは直ちに目標電流ＩＲＥＦ付近まで増加し、このときの急峻な電流変化が電磁ノイズの要因となる。これに対して図３の点灯回路２０によれば、ランプ電流ＩＬＡＭＰは、ＩＬＡＭＰ’と傾きこそ同じであるが、１回のスイッチングごとの変化量が小さくなるため、電磁ノイズを抑制できる。
　本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。
　図５は、図３の点灯回路２０の一部の構成例を示す回路図である。ＰＷＭ調光回路９０は、ローパスフィルタ９２およびバッファ９４を含む。ローパスフィルタ９２はたとえば１次ＲＣフィルタであり、抵抗Ｒ５１およびキャパシタＣ５１を含む。ローパスフィルタ９２の出力信号が、上述する徐変信号に相当する。バッファ９４は、徐変信号を受け、それをアナログ調光信号ＶＡＤＩＭとして出力する。バッファ９４に代えて、非反転アンプを用いてもよい。
　アナログ調光信号ＶＡＤＩＭを緩やかにしすぎると、電磁ノイズは減少するが、ＰＷＭ調光信号ＳＰＷＭのデューティ比が小さい領域において、デューティ比対光強度のリニアリティが悪化する。反対にアナログ調光信号ＶＡＤＩＭを急峻にしすぎると、デューティ比対光強度のリニアリティは改善するが電磁ノイズが増加する。図５のＰＷＭ調光回路９０によれば、ローパスフィルタ９２のカットオフ周波数にもとづいて、電磁ノイズの低減効果とＰＷＭ調光のリニアリティのバランスを設定できる。
　ヒステリシスコンパレータ３６は、コンパレータＣＯＭＰ１、第１抵抗Ｒ２１、第２抵抗Ｒ２２、第１トランジスタＭ２１、セレクタ３７、抵抗Ｒ６１～Ｒ６３を含む。コンパレータＣＯＭＰ１は、電流検出信号ＶＣＳをしきい値電圧ＶＴＨと比較し、制御パルスＳＣＮＴを生成する。第１抵抗Ｒ２１、第１トランジスタＭ２１、第２抵抗Ｒ２２は、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭが発生するライン９６と接地の間に順に直列に設けられる。
　第１トランジスタＭ２１のゲートは適切にバイアスされる。たとえば第１トランジスタＭ２１のバイアスのためにオペアンプＯＡ１が設けられる。オペアンプＯＡ１の出力は、第１トランジスタＭ２１のゲートと接続され、非反転入力端子には、トランジスタＭ２１と第２抵抗Ｒ２２の接続点と接続され、反転入力端子にはとある電圧ＶＸが入力される。この構成では、第１トランジスタＭ２１に、電圧ＶＸに比例した電流ＩＸ＝ＶＸ／Ｒ２２が流れるようにバイアスされる。このとき、２つの電圧ＶＨ，ＶＬは以下の式で表される。
　ＶＨ＝ＶＡＤＩＭ－Ｉｘ×Ｒ２１　　…（１ａ）
　ＶＬ＝Ｉｘ×Ｒ２２　　…（１ｂ）
　Ｒ２１＝Ｒ２２＝Ｒとすれば、
　ＶＨ＝ＶＡＤＩＭ－Ｉｘ×Ｒ　　…（２ａ）
　ＶＬ＝Ｉｘ×Ｒ　　…（２ｂ）
となる。またそれらの平均電圧は、式（３）で与えられる。
　（ＶＨ＋ＶＬ）／２＝ＶＡＤＩＭ／２　　　…（３）
　つまり、ランプ電流ＩＬＡＭＰの平均値（ＩＲＥＦ）をアナログ調光電圧ＶＡＤＩＭにもとづいて制御することができる。
　セレクタ３７は、第１抵抗Ｒ２１と第１トランジスタＭ２１の接続点に生ずる第１電圧ＶＨと、第１トランジスタＭ２１と第２抵抗Ｒ２２の接続点に生ずる第２電圧ＶＬとを受け、制御パルスＳＣＮＴに応じた一方を出力する。
　コンパレータＣＯＭＰ１に与えられるしきい値電圧ＶＴＨは、セレクタ３７の出力電圧ＶＹに応じている。たとえば抵抗Ｒ６１～Ｒ６３によって、電圧ＶＹおよびアナログ調光信号ＶＡＤＩＭを加算平均して、しきい値電圧ＶＴＨを生成してもよい。あるいは電圧ＶＹをそのまましきい値電圧ＶＴＨとしてもよい。
（第２の実施の形態）
　図６は、第２の実施の形態に係る車両用灯具１ａのブロック図である。図６のコンバータコントローラ３２ａは、図３のコンバータコントローラ３２に加えて、周波数検出回路４０およびしきい値電圧調節回路４２をさらに備える。
　周波数検出回路４０は、制御パルスＳＣＮＴの周波数、つまりスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを生成する。しきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱが基準値ＶＲＥＦに近づくように、上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬの電位差（ヒステリシス幅）ΔＶ（＝ＶＴＨＨ－ＶＴＨＬ）を変化させる。
　第２の実施の形態によれば、入力電圧ＶＩＮや出力電圧ＶＯＵＴ、インダクタンスＬ１の変動にかかわらず、スイッチング周波数を基準値ＶＲＥＦに応じた周波数に安定化することができる。
　続いて第２の実施の形態の具体的な構成例を説明する。図７は、図６の点灯回路２０ａの構成例を示す回路図である。図７には、周波数検出回路４０、しきい値電圧調節回路４２およびヒステリシスコンパレータ３６の一部が示されている。
　周波数検出回路４０は、Ｆ／Ｖ変換回路と把握することができる。周波数検出回路４０は、ハイパスフィルタ５２、第１キャパシタＣ１１、第２トランジスタＭ１２、充電回路５４、ピークホールド回路５６を含む。ハイパスフィルタ５２は、制御パルスＳＣＮＴもしくはスイッチングトランジスタＭ１のゲートパルスを受ける。ハイパスフィルタ５２は微分回路と把握することもできる。第１キャパシタＣ１１の一端は接地される。充電回路５４は、第１キャパシタＣ１１を充電する。充電回路５４は、電流源あるいは抵抗で構成される。第２トランジスタＭ１２は第１キャパシタＣ１１と並列に接続され、ハイパスフィルタ５２の出力信号が、ゲートソース間しきい値電圧を超えると第１キャパシタＣ１１を放電する。
　第１キャパシタＣ１１には、ランプ波形を有する第１周期信号Ｓ１１が発生する。周波数検出回路４０は、第１周期信号Ｓ１１の振幅に応じた周波数検出信号ＶＦＲＥＱを出力する。具体的にはピークホールド回路５６は、第１周期信号Ｓ１１を受け、そのピーク値を示す周波数検出信号ＶＦＲＥＱを出力する。なお周波数検出回路４０の構成は特に限定されない。
　上述したように図５のヒステリシスコンパレータ３６において、２つの電圧ＶＨ，ＶＬは式（２ａ）、（２ｂ）で与えられる。したがってそれらの電位差は、式（４）で与えられる。
　ＶＨ－ＶＬ＝ＶＡＤＩＭ－２×Ｉｘ×Ｒ＝ＶＡＤＩＭ－２×ＶＸ　　　…（４）
　したがって、電圧ＶＸを変化させることにより、電位差ＶＨ－ＶＬを変化が変化し、ひいてはヒステリシス幅ΔＶを変化させることができる。
　そこでしきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱが基準値ＶＲＥＦに近づくように、電圧ＶＸを変化させる。たとえばしきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと基準値ＶＲＥＦの誤差にもとづいて電圧ＶＸを生成してもよい。しきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱを基準値ＶＲＥＦと比較する電圧コンパレータと、電圧コンパレータの出力パルスを平滑化するローパスフィルタと、を含んでもよい。あるいはしきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号ＶＦＲＥＱと基準値ＶＲＥＦの誤差を増幅するエラーアンプを含んでもよい。
　図７の回路動作を説明する。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が目標周波数より高い状態では、ＶＦＲＥＱ＜ＶＲＥＦとなり、電圧ＶＸが低下する。これにより、上側電圧ＶＨと下側電圧ＶＬの電位差つまりしきい値電圧ＶＴＨＨ、ＶＴＨＬの電位差ΔＶが大きくなり、スイッチング周波数が低くなる方向、つまり目標周波数に近づく方向にフィードバックがかかる。
　反対に、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が目標周波数より低い状態では、ＶＦＲＥＱ＞ＶＲＥＦとなり、電圧ＶＸが上昇する。これにより、上側電圧ＶＨと下側電圧ＶＬの電位差が小さくなり、スイッチング周波数が高くなる方向、つまり目標周波数に近づく方向にフィードバックがかかる。このようにして点灯回路２０によれば、スイッチング周波数を目標周波数に安定化することができる。
　周波数のフィードバック制御は、入力電圧ＶＩＮの変動に限らず、出力電圧ＶＯＵＴの変動、インダクタＬ１のインダクタンスのばらつき、温度変動など、スイッチング周波数を変動させるあらゆる変動、ばらつきに対して有効である。そしてスイッチング周波数の予期せぬ変動を抑制できるため、スイッチングノイズ対策にかかるコストを削減することが可能である。
　また、上側しきい値信号ＶＴＨＨと下側しきい値信号ＶＴＨＬの平均レベルは、アナログ調光信号ＶＡＤＩＭのみに依存しており、ヒステリシス幅Ｖｘには依存しない。したがってヒステリシス幅ΔＶを変化させつつも、ランプ電流ＩＬＡＭＰの平均値を一定に維持することができ、半導体光源１０のちらつきを防止できる。
（第３の実施の形態）
　図８は、第３の実施の形態に係る車両用灯具１ｂのブロック図である。図６のコンバータコントローラ３２ｂは、図６のコンバータコントローラ３２ａに加えて、変調器６０をさらに備える。変調器６０は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数より低い周波数の変調信号ＶＭＯＤを生成し、変調信号ＶＭＯＤに応じて上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬの差分（ヒステリシス幅）を変調する。たとえば変調器６０は、しきい値電圧調節回路４２に入力される基準値ＶＲＥＦに変調信号ＶＭＯＤを重畳してもよい。
　図９は、変調器６０の構成例を示す回路図である。変調器６０は、スイッチング周波数よりも十分に周波数が低い変調信号ＶＭＯＤを生成する発振器６２を含み、変調信号ＶＭＯＤに応じて、基準値ＶＲＥＦを変化させる。発振器６２は、抵抗Ｒ９１～Ｒ９４、キャパシタＣ９１、オペアンプＯＡ９１を含む。キャパシタＣ９１には、抵抗Ｒ９１，Ｒ９２により定まる電圧レベルを基準とした三角波の変調信号ＶＭＯＤが発生する。
　なお変調信号ＶＭＯＤの波形は特に限定されず、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかであってもよく、別の観点から言えば、スロープを有する周期信号であればよい。抵抗Ｒ９５～Ｒ９７によって、変調信号ＶＭＯＤと電源電圧ＶＣＣが、加算平均（重み付け加算）され、変調信号ＶＭＯＤが重畳された基準値ＶＲＥＦが生成される。
　第３の実施の形態によれば、スイッチング周波数の目標周波数を、変調信号ＶＭＯＤに応じてゆっくりと変化させながら、実際のスイッチング周波数を目標周波数に近づけるようにフィードバック制御することにより、入力電圧ＶＩＮや出力電圧ＶＯＵＴの変動、インダクタンスのばらつき、温度変動等の影響を排除しつつも、スイッチング周波数のスペクトルを拡散させることができる。これにより、ビートノイズなどの発生を抑制できる。
　なお第３の実施の形態において、変調器６０に要求される機能は、変調信号ＶＭＯＤに応じて上側しきい値信号ＶＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴＨＬの差分ΔＶを変調することである。したがって変調器６０は、基準値ＶＲＥＦに代えて周波数検出信号ＶＦＲＥＱに対して、変調信号ＶＭＯＤを重畳してもよい。
（第４の実施の形態）
　図１０は、第４の実施の形態に係る車両用灯具１ｃのブロック図である。図１０のコンバータコントローラ３２ｃは、図３のコンバータコントローラ３２に加えて変調器７０を備える。変調器７０は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数よりも低い周波数の変調信号ＶＭＯＤを生成し、変調信号ＶＭＯＤに応じてヒステリシス幅ΔＶを変調する。変調器７０は、図９の変調器６０と同様に構成してもよい。
　ヒステリシスコンパレータ３６を、図５の構成とする場合、トランジスタＭ２１のバイアス状態つまり電流Ｉｘを、変調信号ＶＭＯＤにもとづいて変調すればよい。上述のように電圧ＶＨとＶＬの電位差すなわちヒステリシス幅ΔＶは、式（４）で与えられる。したがって、電圧Ｖｘに変調信号ＶＭＯＤを重畳することにより、ヒステリシス幅ΔＶを変調し、スペクトルを拡散することができる。
（変形例）
　続いて、いくつかの実施の形態において適用可能な変形例を説明する。
（第１変形例）
　いくつかの実施の形態では、ＰＷＭ調光回路９０、周波数検出回路４０、しきい値電圧調節回路４２、変調器７０、等をアナログ回路で構成したが、それらの一部あるいは全部をデジタル回路で構成してもよい。さらには、コンバータコントローラ３２全体をデジタル回路をベースに構成してもよい。この場合、電流検出回路３４の出力信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータを追加し、ヒステリシスコンパレータ３６をデジタルコンパレータとすればよい。
（第２変形例）
　スイッチングコンバータ３０は昇圧コンバータ、昇降圧コンバータであってもよいし、トランスを用いたコンバータであってもよいし、Ｃｕｋコンバータなどその他のコンバータであってもよい。
（用途）
　図１１は、ＡＤＢ機能を有するアレイ方式の車両用灯具１のブロック図である。ＡＤＢにおいては、ハイビーム照射領域は、複数Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のサブ領域に分割される。半導体光源１０は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎを含む。各発光素子１２は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスであり、それぞれが対応するサブ領域を照射するよう配置される。点灯回路２０は、複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎそれぞれのオン（点灯）、オフ（消灯）を制御することで、ハイビームの配光を変化させる。あるいは点灯回路２０は、高い周波数で発光素子１２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することで、実効的な輝度を調節する。
　点灯回路２０は、スイッチングコンバータ３０および図示しないコンバータコントローラ３２に加えて、複数のバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎ、コントローラ８２を備える。複数のバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎは、複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎに対応づけられる。バイパス回路８０はオン、オフが切りかえ可能に構成される。ｉ番目のバイパス回路８０＿ｉがオン状態となると、ランプ電流ＩＬＡＭＰが、発光素子１２＿ｉではなくバイパス回路８０＿ｉに流れ、発光素子１２＿ｉが消灯し、バイパス回路８０＿ｉがオフ状態となると、ランプ電流ＩＬＡＭＰが発光素子１２＿ｉに流れて点灯する。
　車両用灯具１を制御する上流のプロセッサ（たとえば電子制御ユニットＥＣＵ）６は、車両前方の状態にもとづいて、ハイビームにより照射すべきサブ領域を判定し、点灯回路２０のコントローラ８２に指示する。コントローラ８２は、プロセッサ６からの制御指令にもとづいてバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎの状態を制御する。具体的には、照射すべきサブ領域に対応する発光素子１２を選択し、選択された発光素子１２と並列なバイパス回路８０をオフ状態とし、残りの発光素子１２と並列なバイパス回路８０をオン状態とする。
　図１２は、ＡＤＢ機能を有するブレードスキャン方式の車両用灯具１を模式的に示す斜視図である。車両用灯具１は主として、走査型光源１１、投影レンズ１２０および点灯回路２０を備える。
　走査型光源１１は、ブレード（反射鏡）１００および光源１０を備える。光源１０は複数個設けてもよいが、ここでは理解の容易化、説明の簡素化のため、１個の光源１０の場合を説明する。
　光源１０は、ＬＥＤ（発光ダイオード）あるいはレーザダイオードを利用した半導体光源である。ブレード１００は光源１０の出射光Ｌ１を受け、所定の周期運動を繰り返すことによりその反射光Ｌ２を車両前方で横方向（図中、Ｙ方向）に走査する。本実施の形態では、ブレード１００は、図示しないモータに取り付けられており、回転運動を行なう。ある時刻においてブレード１００の出射光Ｌ１は、ブレード１００の位置（ロータの回転角）に応じた反射角で反射し、照射領域３００が形成される。
　ブレード１００が回転することで、反射角が変化し、照射領域３００がＹ方向に走査される。この動作を高速に、たとえば５０Ｈｚ以上で繰り返すことで車両前方には、配光パターン３１０が形成される。点灯回路２０は、所望の配光パターンが得られるように、ブレード１００の周期運動と同期しながら、光源１０の光量（輝度）を制御する。照射領域３００が照射される範囲（領域）を点灯領域ＲＯＮ、照射領域３００が照射されない範囲（領域）を消灯領域ＲＯＦＦと称する。配光パターン３１０は、点灯領域ＲＯＮと消灯領域ＲＯＦＦの組み合わせである。
　図１２の車両用灯具１において、前方車両に対するアンチグレアのために、前方車両の存在箇所を消灯領域ＲＯＦＦとする配光パターン３１０を形成する場合を考える。この場合、半導体光源１０の点消灯は、ブレード１００の周期運動と同期して切りかえられ、したがってこの動作もＰＷＭ調光の一種と捉えることができる。
　走査型光源１１の構成は図１２のそれに限定されない。たとえばブレード１００に代えて、ポリゴンミラーやガルバノミラーを用いてもよいし、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スキャンミラーを用いてもよい。また、モータに代えてアクチュエータを設け、ブレード１００の向きを変化させてもよい。
　あるいはブレード１００を固定し、あるいは省略して、半導体光源１０の光軸をアクチュエータによって移動させてもよい。あるいはブレード１００に代えて、電気光学素子を利用してもよい。たとえば電気光学素子は屈折率が電圧あるいは電流、温度等によって制御可能なレンズであってもよい。周期的にレンズの屈折率を変化させることにより、光を走査させてもよい。
　実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
１…車両用灯具、２…バッテリ、４…スイッチ、６…プロセッサ、１０…半導体光源、１２…発光素子、２０…点灯回路、３０…スイッチングコンバータ、３２…コンバータコントローラ、３４…電流検出回路、３６…ヒステリシスコンパレータ、ＣＯＭＰ１…コンパレータ、３７…セレクタ、３８…ドライバ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｄ１…ダイオード、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…入力キャパシタ、ＯＡ１…オペアンプ、Ｒ２１…第１抵抗、Ｒ２２…第２抵抗、Ｍ２１…第１トランジスタ、４０…周波数検出回路、４２…しきい値電圧調節回路、６０…変調器、６２…発振器、７０…変調器、９０…ＰＷＭ調光回路。
　本発明は照明等に利用できる。

Claims (6)

  1. 　半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
    　前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
    　を備え、
    　前記コンバータコントローラは、
    　前記スイッチングコンバータから前記半導体光源に供給されるランプ電流に応じた電流検出信号を、アナログ調光信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
    　前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
    　ＰＷＭ（パルス幅変調）調光信号をなまらせて徐変信号を生成し、前記徐変信号にもとづいて前記アナログ調光信号を変化させるＰＷＭ調光回路と、
    　を備えることを特徴とする点灯回路。
  2. 　前記ＰＷＭ調光回路は、前記ＰＷＭ調光信号を受け、前記徐変信号を生成するローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
  3. 　前記ヒステリシスコンパレータは、
    　前記電流検出信号をしきい値電圧と比較し、前記制御パルスを生成するコンパレータと、
    　前記アナログ調光信号が発生するラインと接地の間に順に直列に設けられる第１抵抗、トランジスタおよび第２抵抗と、
    　前記第１抵抗と前記トランジスタの接続点に生ずる第１電圧と、前記トランジスタと前記第２抵抗の接続点に生ずる第２電圧とを受け、前記制御パルスに応じた一方を出力するセレクタと、
    　含み、前記しきい値電圧は、前記セレクタの出力電圧に応じていることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
  4. 　前記制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、
    　前記周波数検出信号が基準値に近づくように、前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の電位差を変化させるしきい値電圧調節回路と、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
  5. 　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数より低い周波数の変調信号を生成し、前記変調信号に応じて前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の差分を変調する変調器をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の点灯回路。
  6. 　半導体光源と、
    　前記半導体光源を点灯させる請求項１から５のいずれかに記載の点灯回路と、
    　を備えることを特徴とする車両用灯具。
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