WO2017145362A1 - 電力制御器 - Google Patents

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WO2017145362A1
WO2017145362A1 PCT/JP2016/055832 JP2016055832W WO2017145362A1 WO 2017145362 A1 WO2017145362 A1 WO 2017145362A1 JP 2016055832 W JP2016055832 W JP 2016055832W WO 2017145362 A1 WO2017145362 A1 WO 2017145362A1
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WO
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power
switch elements
power controller
controller according
switch
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PCT/JP2016/055832
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French (fr)
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聡士 小鹿
友一 坂下
敏男 岡村
信一郎 笈川
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三菱電機株式会社
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Priority to PCT/JP2016/055832 priority patent/WO2017145362A1/ja
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    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy

Definitions

  • the present invention relates to a power controller that controls the amount of power supplied to a load.
  • a power controller is used to control the amount of power supplied to the load.
  • a power controller is used to supply a stabilized voltage of approximately 50 V or 100 V to a mounted device as a bus power source.
  • a power controller for an artificial satellite power generated from a plurality of solar cell arrays during sunlight is used as power supplied to a load, and a surplus generated power shorts a specific solar cell array output (hereinafter referred to as a shunt).
  • a shunt specific solar cell array output
  • the number of constituent stages of the solar cell array is determined according to the required magnitude of generated power.
  • the number of stages of solar cell arrays is about 10 to 40, and switch elements for shunting are connected in parallel to each solar cell array.
  • the same number of switch elements that perform shunting as the number of constituent stages of the solar cell array are provided. Note that the number of stages of the solar cell array and the switch element is referred to as the number of shunt stages.
  • switching of shunt or open is performed by driving on or off a switching element composed of a field effect transistor connected in parallel to each solar cell array.
  • the switching operation of the switching element (hereinafter referred to as switching) is accompanied by heat generation due to switching loss.
  • the thermal design is performed to withstand the conditions in which the heat generation of the switch element is maximized, so that the larger the maximum heat generation amount assumed for each switch element, the larger the device becomes. .
  • a method has been devised in which the heat generation of the switch elements is made uniform to suppress the maximum heat generation amount of each switch element, and the power controller can be reduced in size and weight (for example, see Patent Document 1). .
  • a ratio (shunt rate) for supplying power and shunting is determined based on the excess and deficiency of the power supply state for each control cycle, and the ON time of the switch element is calculated based on this shunt rate.
  • Each switch element is sequentially driven by a timing signal that is uniformly assigned.
  • the switching frequency of all the switch elements is made uniform, and the switching frequency of the individual switch elements is reduced to a fraction of the number of shunt stages compared to the switching frequency performed in the entire apparatus.
  • the heat generated in the switching element is made uniform, the maximum heat generation amount can be suppressed, and the size and weight can be reduced by relaxing the thermal design conditions.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and suppresses the maximum heat generation amount generated in each switch element, eliminates a control delay depending on the number of shunt stages, and is small, light and highly responsive power.
  • An object is to provide a controller.
  • a power controller is a power controller connected to a plurality of power supplies for supplying power and a load, provided corresponding to the plurality of power supplies, and switching to on or off, the corresponding power supplies Based on the operation amount, a plurality of switch elements that switch whether to supply the power from the load or to stop the supply, an arithmetic processing unit that calculates an operation amount for adjusting the amount of power supplied to the load, The number of switch elements to be turned on among the plurality of switch elements and the time ratio to be set to the number of switch elements are determined for each control cycle, and the plurality of switch elements are sequentially arranged based on the determined number of switch elements and the time ratio.
  • a signal generation unit that generates a drive signal so as to be driven.
  • control is performed so that the number of times of switching is reduced to a fraction of the number of shunt stages while determining the driving state of all the switch elements based on the amount of shunting performed in the entire apparatus for each control cycle.
  • the control delay depending on the number of shunt stages, which has been a problem, can be eliminated while suppressing the amount of heat generated in the switch element, and a small, lightweight and highly responsive power controller can be provided.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a power controller according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a timing chart illustrating an operation of the power controller according to the first embodiment.
  • 3 is a block diagram illustrating a configuration of a signal generation unit 4 of the power controller according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the waveform of the signal generation part 4 of the power controller which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a signal generation unit 4 of a power controller according to Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the waveform of the signal generation part 4 of the power controller which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a power controller according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a timing chart illustrating an operation of the power controller according to the first embodiment.
  • 3 is a block diagram illustrating a configuration of a signal generation unit 4 of the power controller according to Em
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power controller according to a third embodiment.
  • 3 is a block diagram showing an example of a hardware configuration of components of a power controller according to Embodiments 1 to 3.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power controller according to a third embodiment.
  • 3 is a block diagram showing an example of a hardware configuration of components of a power controller according to Embodiments 1 to 3.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power controller according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 1, the power controller 1 is connected to a plurality of DC power supplies I 1 to In (n is an integer of 3 or more) and a load 5 for supplying power. The power controller 1 controls the amount of power supplied to the load 5 from the plurality of DC power sources I1 to In.
  • DC power supplies I1 to In are power supplies that supply power to the power controller 1, and are, for example, solar cell arrays.
  • the solar cell array is an example of a power source that supplies power, and may be replaced with another power source that supplies power.
  • the DC power sources I1 to In are assumed to be mounted on the artificial satellite.
  • the present invention is not limited to this, and other spacecraft (artificial planets, space stations, etc.), the ground May be installed in marine and airborne equipment.
  • the power controller 1 includes, for example, a plurality of switch elements S1 to Sn composed of field effect transistors (FETs), backflow prevention elements D1 to Dn composed of diodes, a power bus 2, and a control calculation unit 3A.
  • the signal generation unit 4 and the bus capacitor Cbus are provided.
  • the plurality of switch elements S1 to Sn are provided corresponding to the DC power sources I1 to In, and the power from the corresponding plurality of DC power sources I1 to In is supplied to the load 5 by switching on or off. Or whether to stop the supply.
  • the switch elements S1 to Sn are connected in parallel to the DC power sources I1 to In, respectively.
  • the switch elements S1 to Sn are, for example, switch elements using field effect transistors (FETs), but are not limited thereto, and other types of switch elements may be used.
  • the plurality of switch elements S1 to Sn are configured to be connected in parallel to the DC power sources I1 to In.
  • the present invention is not limited to this configuration. Any configuration can be used as long as it can supply or stop supplying power to the load.
  • the backflow prevention elements D1 to Dn are provided corresponding to the DC power sources I1 to In, and are connected in series to the DC power sources I1 to In, respectively.
  • the backflow prevention elements D1 to Dn are configured using diodes, and prevent current from flowing back to the power supplies I1 to In.
  • the backflow prevention elements D1 to Dn are examples of elements that prevent a current from flowing back to the DC power sources I1 to In, and may be replaced with other elements having the same function.
  • the DC power supplies I1 to In are connected in parallel between the drain terminals and the source terminals of the corresponding switch elements S1 to Sn, and are connected to the power bus 2 via the corresponding backflow prevention elements D1 to Dn.
  • the connection point between the positive electrode of each DC power supply I1 to In and the drain terminal of each switch element S1 to Sn is connected to the anode terminal of the backflow prevention elements D1 to Dn, and the cathode terminal is connected to the power bus 2.
  • a bus capacitor Cbus and a load 5 are connected to the power bus 2 in parallel.
  • the arithmetic processing unit 3A has a shunt command value 6 that is an operation amount for adjusting the amount of power supplied to the load 5 according to the voltage of the power bus 2, that is, an operation amount for instructing the amount of shunting in the entire apparatus. Is an arithmetic processing circuit.
  • the processing unit 3A detects the voltage of the power bus 2, generates a shunt command value 6 based on a difference value from a predetermined target value, and outputs the generated shunt command value 6 to the signal generation unit 4. To do.
  • the signal generation unit 4 is connected to the plurality of switch elements S1 to Sn and the arithmetic processing unit 3A, and is turned on among the plurality of switch elements based on the shunt command value 6 input from the arithmetic processing unit 3A.
  • the number of switch elements and the time ratio set for the number of switch elements are determined for each control period.
  • the output terminal of the signal generation unit 4 is connected to the gate terminals of the plurality of switch elements S1 to Sn, and the switch elements S1 to Sn are driven to be turned on or off by a drive signal output from the signal generation unit 4.
  • the load 5 is, for example, a satellite-mounted device and is connected to the power controller 1.
  • the load 5 may be a power storage device such as a battery or may be connected via a charge / discharge controller.
  • the power controller 1 shown in the first embodiment can supply power from the plurality of solar cell arrays I1 to In to the load 5 via the power bus 2, and the supply voltage is held by the bus capacitor Cbus.
  • the power controller 1 supplies the power generated from the DC power sources I1 to In to the load 5 during sunshine, and shorts (shunts) the surplus generated power at an arbitrary time interval and ratio, thereby generating a bus voltage.
  • Bus voltage control is performed to suppress the rise of Vbus.
  • the arithmetic processing unit 3A has a shunt command value 6 that is an operation amount for adjusting the amount of power supplied to the load 5 so as to reduce the difference between the bus voltage Vbus and a predetermined target value. Is output to control the constant voltage of the bus voltage Vbus.
  • the operation of the arithmetic processing unit 3A will be described by taking an example in which the difference between the bus voltage Vbus and the target value is the deviation Err and PID (proportional, integral, derivative) control is performed. However, the operation is limited to this method. is not.
  • the target value is a rated value of the bus voltage Vbus, and 50 V to 100 V is generally used, but is not limited to this value.
  • the arithmetic processing unit 3A calculates a deviation Err by taking a difference between the bus voltage Vbus of the power bus 2 detected by a voltage detector (not shown) and a predetermined target value.
  • the deviation Err is expressed by Equation (1).
  • the arithmetic processing unit 3A performs proportional, integral, and differential operations on the deviation Err, and outputs a signal obtained by adding them as a shunt command value 6. That is, the shunt command value 6 is expressed by the mathematical formula (2) in the constants KP, KI, and KD.
  • any numerical value of 0 or more is selected so that the target bus voltage constant control can be performed according to the circuit constants.
  • the shunt command value 6 is a numerical value that indicates an average value in each control cycle of the number of shunts, and any value from 0 to n is an effective value in the power controller shown in the first embodiment.
  • the shunt command value 6 is 0, all generated power is supplied to the load.
  • the shunt command value 6 is n, it means that all generated power is shunted and the power supply to the load is stopped.
  • the shunt command value 6 calculated by the calculation processing unit 3A is transmitted to the signal generation unit 4.
  • the signal generation unit 4 turns on the number of switch elements to be turned on (hereinafter referred to as ON number) and the control cycle set to the ON number.
  • ON number the number of switch elements to be turned on
  • a time ratio (hereinafter referred to as a time ratio) is determined.
  • the switch element is driven based on the ON number, and when the ON number increases or decreases, a drive signal is generated so as to sequentially drive the plurality of switch elements S1 to Sn so that the switching operation is not concentrated on a specific switch element. .
  • the details will be described below.
  • FIG. 2 shows a timing chart showing the operation of the power controller 1 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis indicates the passage of time
  • the vertical axis indicates the state of each signal.
  • the number of shunt stages n is 4 is illustrated, but the present invention is not limited to this value.
  • an example of the operation of the signal generation unit 4 when 2.4 and 1.6 are given as the shunt command value 6 will be described with reference to FIG.
  • the switch elements S2 to S4 are turned on.
  • rotation is performed in the same manner as in the first control cycle, and the two switch elements are turned on starting from the switch element S3. That is, the switch elements S3, S4 and S1 are turned on.
  • the switching elements S1 to Sn are switched every n control cycles. Become. Since the switching frequency of each of the switching elements S1 to Sn is reduced to 1 / n of the switching frequency of the entire device, the heat generation conditions required for the switching elements S1 to Sn are suppressed. Further, since the states of all the switch elements are determined and driven every control cycle, a control delay depending on the number of shunt stages n does not occur.
  • the starting switch element when the number of ONs decreases as described above, the starting switch element is rotated.
  • the switch element whose on-time is long is driven off.
  • the switch elements corresponding to the number of ONs are turned on from the switch element that is the starting point, so that the off time is the longest among the plurality of switch elements that are off.
  • the switch element is driven on.
  • it showed about the case where the number of ON decreases by 1 here it has composition which rotates one switch element used as a starting point, but when the number of ON decreases by 2 or more, it is in the number. It can also be rotated accordingly.
  • the signal generation unit 4 illustrated in FIG. 3 includes a carrier wave generation unit 401, an offset superimposition unit 402, a comparator 403, an adder 405, an offset determination unit 407, A shunt assignment unit 409 is configured.
  • a carrier wave having an amplitude of 1 is generated by the carrier wave generation unit 401.
  • a signal obtained by adding the same offset as the amplitude of the carrier wave by the offset superimposing unit 402 to the carrier wave generated by the carrier wave generation unit 401 is input to the comparator 403.
  • a shunt command value 6 that is an operation amount is input to the other input terminal of the comparator 403.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) signal obtained by dividing the operation amount by the number of shunt stages is obtained, and a logical value “1” is output from the number of comparators 403 corresponding to the number of ONs in FIG. Accordingly, when the outputs of the comparators are added by the adder 405, the ON number 406 of the switch element is obtained.
  • the offset generation unit 407 detects a decrease in the ON number 406, the offset generation unit 407 adds the decrease to the offset value 408 by joint arithmetic modulo n.
  • the offset value 408 is different from the offset of the carrier wave and is a value indicating the starting point of the driving switch element, and takes a value of 0 to (n ⁇ 1).
  • the switching element S1 is the starting point, and when the offset value 408 is 1, the starting point is S2.
  • the shunt allocating unit 409 performs a cyclic shift operation on the PWM signal output from the comparator 403 by the offset value 408, and drives each switch element on or off.
  • FIG. 3 shows an example in which a 2-input 1-output multiplexer is combined to perform cyclic shift, a multi-input multiplexer may be used to perform cyclic shift.
  • the Vbus term is positive and the target value is negative, but the target value is positive and the Vbus term is negative.
  • the sign of the equation may be reversed.
  • Formula (2) of the shunt command value which is the manipulated variable, shows an example of PID control that uses values obtained by performing proportional, integral, and differential operations on the difference from the target value of the bus voltage. As long as an operation that increases the current shunted when the bus voltage increases is performed, another operation amount and calculation formula may be substituted.
  • the arithmetic processing unit 3A and the signal generation unit 4 in the description of the present embodiment may be configured by a digital circuit hardware or software and performed by digital signal processing.
  • the processing unit 3A and the signal generation unit 4 are configured with a processor and a memory, and a program stored in the memory is processed by the processor. Can be.
  • the timing chart (FIG. 2) in the present embodiment has been described with reference to an example in which a sawtooth wave is used for the carrier wave generation unit 401 included in the signal generation unit 4 for the sake of simplicity.
  • a triangular wave having an arbitrary duty ratio may be used.
  • the signal generation unit 4 in the present embodiment has been described with reference to an example in which an offset is superimposed on a common carrier by the carrier generation unit 401 and the offset superimposition unit 402.
  • a carrier having a different offset may be individually generated. The offset may be subtracted from the operation amount.
  • the signal generation unit 4 in the present embodiment has been described as an example in which the number of the switch element that is the starting point is increased when the ON number is decreased, but the number of the switch element that is the starting point when the ON number is increased is described. The same effect can be obtained as a method of decreasing.
  • a shunt command value that is an average value of the number of shunts is obtained from the deviation between the bus voltage and the target value, and a plurality of shunt command values are obtained.
  • FIG. A power controller according to Embodiment 2 of the present invention will be described.
  • the power controller 1 according to the present embodiment is obtained by changing the configuration of the signal generation unit 4 in the power controller 1 shown in the first embodiment, and in the timing chart of FIG. Based on the operation shown, constant bus voltage control is performed.
  • the configuration of the power controller according to Embodiment 2 is the same as that shown in FIG.
  • the signal generation unit 4 includes a carrier wave generation unit 401, a comparator 403, an adder 405, an offset determination unit 407, and drive state determination units 411 to 414. And.
  • FIG. 5 components denoted by the same reference numerals as those in FIG. 3 are the same as or equivalent to the components illustrated in FIG. 3.
  • the signal generation unit 4 divides the shunt command value 6 input from the control calculation unit 3A into an integer part 6I and a decimal part 6F. Since the effective range of the shunt command value 6 is 0 to n, the integer part 6I takes an integer value from 0 to n, and the decimal part 6F takes a decimal value from 0 to less than 1.
  • the decimal part 6F is compared with the carrier wave generated by the carrier wave generation part 401 using the comparator 403, and the decimal part PWM (Pulse Width Modulation, pulse width modulation) signal 408 is generated.
  • the decimal part PWM signal 408 outputs 0 and 1 at an arbitrary time ratio, and the average value is a signal representing the decimal part 6F.
  • the adder 405 adds the integer part 6I and the decimal part PWM signal 408, and calculates the ON number 406 of the switch element.
  • the offset generation unit 407 detects a decrease in the ON number 406, the offset generation unit 407 adds the decrease to the offset value 408 by joint arithmetic modulo n.
  • the offset value 408 is a value indicating the starting point of the switch element to be driven, and takes a value in the range of 0 to (n ⁇ 1). When the offset value 408 is 0, the switching element S1 is the starting point, and when the offset value 408 is 1, the switching element S2 is the starting point.
  • the driving state (ON / OFF) of each switching element can be uniquely determined.
  • the drive state determination units 411 to 414 determine whether or not each switch element belongs to a range to be turned on from the ON number 406 and the offset value 408, and determine whether or not to drive each switch element. With such a configuration, the amount of calculation can be reduced as compared with the power controller shown in the first embodiment.
  • the operation is configured by hardware or software of a digital circuit as in the case of the first embodiment, and digital signal processing is performed. You may go.
  • processing is performed by configuring the signal generation unit 4 with software, for example, as shown in FIG. 10, it is configured with a processor and a memory, and the program stored in the memory is processed by the processor. it can.
  • FIG. 7 and FIG. 8 are a block diagram showing the operation of the signal generator 4 when the backflow prevention element D2 fails as an example, and a diagram showing waveforms of each part.
  • the horizontal axis indicates the passage of time
  • the vertical axis indicates the state of each signal.
  • the failure information is input to the drive state determination units 411 to 414, and the drive state determination unit 412 that drives the switch element S2 connected to the failed backflow prevention element D2 is invalidated. At this time, if the missing number is generated, the control characteristics are deteriorated. Therefore, the operation of the drive state determination units 413 to 414 is changed to drive the switch element S3 as the second switch element and S4 as the third switch element. As a result, the operation as a power controller having three shunt stages can be continued.
  • the power controller according to the second embodiment has the same characteristics as the power controller according to the first embodiment, the power control is small in size and light in weight as in the first embodiment. Can be provided.
  • the power controller can be reduced in the circuit scale and program scale compared with the case shown in the first embodiment by reducing the amount of calculation. Can be configured. This makes it possible to provide a cheaper power controller.
  • it is possible to continue the control operation of the bus voltage at the time of failure as in the normal state it is possible to provide a highly reliable power controller as compared with the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power controller according to Embodiment 3 of the present invention. 9 is different from the power controller according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that a battery BAT is directly connected to the power bus 2.
  • the power controller 1 according to the first embodiment performs constant voltage control of the bus voltage Vbus, but the power controller 1 according to the third embodiment controls the charging current Ichg of the battery BAT to a constant current. Is different.
  • the constituent elements having the same reference numerals as those in FIG. 1 are the same or equivalent constituent elements, and the description thereof will be omitted.
  • the battery BAT is connected to the power bus 2 as described above.
  • the current detector 7 is connected to the negative side of the battery BAT, and the battery charging current Ichg detected by the current detector 7 is output to the control calculation unit 3B.
  • the control calculation unit 3B calculates a shunt command value 6 based on the input battery charging current Ichg and a predetermined current command value, and outputs it to the signal generation unit 4.
  • the power controller 1 supplies power generated from the solar cell arrays I1 to In during sunshine as supply power to the load 5 and charge power to the battery BAT, and arbitrarily generates surplus of the generated power
  • the charging current control is performed such that the increase in the charging current Ichg of the battery BAT is suppressed by shunting at the time interval and the ratio.
  • arithmetic processing unit 3B outputs shunt command value 6 that reduces the difference between battery charging current Ichg and current command value.
  • the operation of the arithmetic processing unit 3B will be described by taking as an example a case where the difference between the battery charging current Ichg and the current command value is the deviation Err and PID (proportional, integral, derivative) control is performed, but is limited to this method. It is not something.
  • This current command value is determined based on the charging condition defined for each battery based on Vbus which is the voltage across the battery.
  • the arithmetic processing unit 3B calculates the deviation Err by taking the difference between the battery charging current Ichg detected by the current detector 7 and the current command value.
  • the deviation Err is expressed by Equation (3).
  • proportional, integral, and differential operations are performed on the deviation Err based on Expression (2), and a signal obtained by adding them is output as the shunt command value 6.
  • the constants KP, KI, and KD in Expression (2) arbitrary numerical values of 0 or more are selected so that the target charging current constant control can be performed according to the circuit constants.
  • the power controller shown in the first embodiment is voltage control
  • the power controller of the third embodiment is current control, and therefore the optimum constant is different from that of the power controller of the first embodiment. Become.
  • the shunt command value 6 is a numerical value indicating an average value of the number of shunts as in the case of the first embodiment, and any value from 0 to n is a valid value. When the shunt command value 6 is 0, it means that all generated power is supplied to the load and the battery, and when it is n, all generated power is shunted.
  • the shunt command value 6 is transmitted from the arithmetic processing unit 3B to the signal generating unit 4.
  • the same control as that of the power controller according to the first embodiment is performed to perform constant control of the battery charging current Ichg.
  • the power controller 1 according to the third embodiment operates in accordance with the timing chart of FIG. 2 in the same manner as the power controller according to the first embodiment, and thus has the same characteristics as the power controller.
  • the term of the battery charging current Ichg is positive, but the current command value may be positive and the signs of the following formulas may be reversed.
  • the shunt command value equation (2) which is the manipulated variable, is an example of PID control that uses values obtained by performing proportional, integral, and differential operations on the difference between the battery charging current Ichg and the current command value. Although shown, it may be replaced with another manipulated variable and calculation formula that performs an operation that increases the current shunted when the battery charging current Ichg increases.
  • the equivalent operation as in the first embodiment may be configured by digital circuit hardware or software and performed by digital signal processing.
  • processing is performed by configuring the arithmetic processing unit 3 with software, for example, as shown in FIG. 10, it is configured with a processor and a memory, and a program stored in the memory is processed by the processor. it can.
  • the signal generator 4 may be replaced with the signal generator 4 shown in FIG. 5 as in the second embodiment.
  • the current detector 7 may be installed on the positive electrode side of the battery BAT.
  • the bus capacitor is not shown in the circuit diagram of FIG. 9, a bus capacitor may be installed in order to reduce pulsation (ripple) of the battery charging current Ichg and the bus voltage Vbus.
  • the power controller according to the third embodiment has the same characteristics as the power controller according to the first embodiment, a power controller that is small in size and light in weight as in the first embodiment. It is possible to provide.
  • the power controller according to the present invention can be used as a power controller that performs constant control of the battery charging current.
  • it can be used as an electric power controller that is mounted on an artificial satellite that employs a battery direct connection bus and controls the amount of electric power supplied from a solar cell.

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Abstract

本発明に係る電力制御器は、複数の電源（Ｉ１～Ｉｎ）に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する電源からの電力を負荷（５）に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子（Ｓ１～Ｓｎ）と、負荷に供給する電力量を調整するための操作量（６）を演算する演算処理部（３）と、操作量に基づいて、複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、当該スイッチ素子数に設定する時比率を制御周期ごとに決定し、決定したスイッチ素子数および時比率に基づいて、複数のスイッチ素子（Ｓ１～Ｓｎ）を順に駆動させる駆動信号を生成する信号生成部（４）と、を備えており、スイッチング動作に伴うスイッチ素子の発熱を低減しつつ、シャント段数に依存した制御遅れを解消することができる。

Description

電力制御器
　この発明は、負荷に対して供給する電力量を制御する電力制御器に関するものである。
　負荷に対して供給する電力量を制御するために電力制御器が用いられる。例えば、人工衛星では、およそ５０Ｖまたは１００Ｖの安定化された電圧を、バス電源として搭載機器に供給するために電力制御器が利用されている。人工衛星用の電力制御器として、日照時に複数の太陽電池アレイから発生する電力を負荷への供給電力として利用し、発生電力余剰分は特定の太陽電池アレイ出力を短絡（以下、シャントと称する）することで、電力バスの電圧の上昇を抑えるバス電圧制御を行うものが知られている。
　このような電力制御器においては、要求される発生電力の大きさに応じて太陽電池アレイの構成段数が決定される。従来、太陽電池アレイの構成段数は１０段から４０段程度で構成されており、それぞれの太陽電池アレイにシャントを行うスイッチ素子が並列に接続されている。すなわち、シャントを行うスイッチ素子は太陽電池アレイの構成段数と同数備えられている。なお、太陽電池アレイとスイッチ素子の構成段数をシャント段数と称することとする。
　このようなシャント方式の電力制御器では、個々の太陽電池アレイに並列に接続された電界効果型トランジスタから成るスイッチ素子をオン又はオフに駆動することでシャント又は開放の切り替えを行っている。このスイッチ素子のオンとオフの切り替え動作（以下、スイッチングと称する）にはスイッチング損失による発熱を伴う。電力制御器の設計を行う際には、スイッチ素子の発熱が最大となる条件に耐えられるよう熱設計を行うため、個々のスイッチ素子で想定される最大発熱量が大きくなるほど装置の大型化に繋がる。
　このため、スイッチ素子の発熱を均一化することで個々のスイッチ素子の最大発熱量を抑制し、電力制御器の小型軽量化を可能とする方式が考案されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は、制御周期毎に電力の供給状態の過不足分を基に電力の供給とシャントを行う割合（シャント率）を決定し、このシャント率に基づいてスイッチ素子のオン時間を算出する。均質に割り振られたタイミング信号によって各スイッチ素子を順次駆動するよう構成されている。これにより全てのスイッチ素子のスイッチング回数が均一化され、個々のスイッチ素子のスイッチング回数は、装置全体で行うスイッチング回数と比較してシャント段数分の１にまで低減される。これにより、スイッチ素子で発生する発熱が均一化され、最大発熱量を抑制することができ、熱設計の条件を緩和することで小型軽量化が可能となる。
特開２０１４―７１５５４号公報
　上述した特許文献１に開示された電力制御器では、装置で行うスイッチングを全てのスイッチ素子に分散させている。個々のスイッチ素子のスイッチング回数は、装置で行うスイッチング回数と比較してシャント段数分の１に低減される。一方で、この動作を実現するために、均質に割り振られたタイミング信号によって決定される制御周期ごとに、１段ずつ順次スイッチ素子のオン時間を決定し、駆動する構成となっている。このため、全てのスイッチ素子を駆動するために制御周期のシャント段数倍の時間が必要となり、応答性に問題があった。
　例えば、負荷の消費電力が変動した際など、バス電圧を維持するためにシャント率を変更する必要が生じた際に、全てのスイッチ素子のシャント率を変更するために制御周期のシャント段数倍の時間が必要となるため、シャント段数に依存した制御遅れが生じ、場合によってはバス電圧を維持できず、機器の破壊に至るおそれがあった。
この制御遅れによるバス電圧の変動を許容範囲内に収めるためには、電力バスに並列に接続されるキャパシタ（バスキャパシタ）の大容量化等の対策が必要となり、電力制御器の小型化を妨げてしまうという問題があった。
　また、制御周期を短くすることで制御遅れを短縮し、応答性を改善することも可能であるが、スイッチング回数が増加し、個々のスイッチ素子の発熱量もスイッチング回数に比例して増加するため、発熱の均一化による最大発熱量の抑制効果を相殺し、小型軽量化を阻害するという問題があった。
　本発明は、係る課題を解決するためになされたものであり、個々のスイッチ素子において発生する最大発熱量を抑制しつつ、シャント段数に依存した制御遅れを解消し、小型軽量かつ高応答な電力制御器を提供することを目的とする。
　本発明に係る電力制御器は、電力を供給する複数の電源および負荷に接続される電力制御器であって、複数の電源に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する電源からの電力を負荷に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子と、負荷に供給する電力量を調整するための操作量を演算する演算処理部と、操作量に基づいて、複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、当該スイッチ素子数に設定する時比率を制御周期ごとに決定し、決定したスイッチ素子数および時比率に基づいて、複数のスイッチ素子を順に駆動させるよう駆動信号を生成する信号生成部と、を備える。
　本発明によれば、制御周期毎に装置全体でシャントを行う量を基に全てのスイッチ素子の駆動状態を決定しつつ、スイッチング回数がシャント段数分の１になるよう制御を行うことで、個々のスイッチ素子において発生する発熱量を抑制しつつ、課題であったシャント段数に依存した制御遅れを解消することができ、小型軽量かつ高応答な電力制御器を提供することが可能となる。
実施の形態１に係る電力制御器の構成を示す回路図である。 実施の形態１に係る電力制御器の動作を示すタイミングチャートである。 実施の形態１に係る電力制御器の信号生成部４の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電力制御器の信号生成部４の波形を示す図である。 実施の形態２に係る電力制御器の信号生成部４の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係る電力制御器の信号生成部４の波形を示す図である。 実施の形態２に係る電力制御器の要素が故障した際の信号生成部４の動作を示すブロック図である。 実施の形態２に係る電力制御器の要素が故障した際の信号生成部４の波形を示す図である。 実施の形態３に係る電力制御器の構成を示す回路図である。 実施の形態１～３に係る電力制御器の構成要素のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。
実施の形態１．
　本発明の実施の形態１に係る電力制御器について、図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る電力制御器の回路図である。図１に示すように、電力制御器１は、電力を供給する複数の直流電源Ｉ１～Ｉｎ（ｎは３以上の整数）と負荷５とに接続されている。また、電力制御器１は、この複数の直流電源Ｉ１～Ｉｎから負荷５に供給する電力量を制御するものである。
　直流電源Ｉ１～Ｉｎは、電力制御器１に対して電力を供給する電源であり、例えば太陽電池アレイである。なお、太陽電池アレイは、電力を供給する電源の一例であり、電力を供給する他の電源に置き換えてもよい。また、本実施の形態では、直流電源Ｉ１～Ｉｎは人工衛星に搭載されているものとするが、これに限ったものではなく、他の宇宙機（人工惑星、宇宙ステーション等）のほか、地上、海上および空中の装置に設置されていてもよい。
　電力制御器１は、例えば電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）により構成される複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎと、ダイオードにより構成される逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎと、電力バス２と、制御演算部３Ａと、信号生成部４と、バスキャパシタＣｂｕｓと、を備えている。
　複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎは、直流電源Ｉ１～Ｉｎに対応して設けられており、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する複数の直流電源Ｉ１～Ｉｎからの電力を、負荷５に供給させるか、または、供給を停止させるかの切り替えを行う。各スイッチ素子Ｓ１～Ｓｎは、直流電源Ｉ１～Ｉｎにそれぞれ並列に接続されている。これにより、スイッチ素子をオンすることにより、対応する直流電源をシャントすることができ、負荷５への電力の供給を停止することができる。また、スイッチ素子をオフすることにより、対応する直流電源からの電力を負荷５に供給することができる。
　スイッチ素子Ｓ１～Ｓｎは、例えば、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたスイッチ素子であるが、これに限ったものではなく他の種類のスイッチ素子を用いてもよい。また、複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎは、直流電源Ｉ１～Ｉｎに並列に接続する構成としているが、この構成に限ったものではなく、スイッチ素子をオンまたはオフとすることにより、対応する直流電源からの電力を負荷に供給または供給停止できる構成であればよい。
　逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎは、直流電源Ｉ１～Ｉｎに対応して設けられており、各直流電源Ｉ１～Ｉｎにそれぞれ直列に接続される。逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎは、ダイオードを用いて構成されおり、電源Ｉ１～Ｉｎに電流が逆流することを防止している。なお、逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎは、直流電源Ｉ１～Ｉｎに電流が逆流することを防ぐ素子の一例であり、同様の機能を持つ他の素子に置き換えてもよい。
　直流電源Ｉ１～Ｉｎは、対応するスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎのドレイン端子とソース端子の間に並列に接続され、また、対応する逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎを介して電力バス２に接続される。各直流電源Ｉ１～Ｉｎの正極と各スイッチ素子Ｓ１～Ｓｎのドレイン端子の接続点は逆流防止素子Ｄ１～Ｄｎのアノード端子に接続され、カソード端子は電力バス２に接続される。電力バス２には、バスキャパシタＣｂｕｓと負荷５が並列に接続される。
　演算処理部３Ａは、電力バス２の電圧に応じて、負荷５に供給する電力量を調整するための操作量、すなわち、装置全体でシャントを行う量を指示する操作量であるシャント指令値６を生成する演算処理回路である。処理部３Ａは、電力バス２の電圧を検出し、予め定められた目標値との差分値に基づいて、シャント指令値６を生成し、信号生成部４に、生成したシャント指令値６を出力する。
　信号生成部４は、複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎと演算処理部３Ａとに接続されており、演算処理部３Ａから入力されるシャント指令値６に基づいて、複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、このスイッチ素子数に設定する時比率を制御周期ごとに決定する。信号生成部４の出力端子は、複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎのゲート端子に接続されており、信号生成部４から出力される駆動信号によってスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎをオンまたはオフに駆動させる。
　負荷５は、例えば、人工衛星の搭載機器であり、電力制御器１に接続される。なお、負荷５は、バッテリ等の蓄電装置であってもよく、充放電制御器を介して接続されていてもよい。
　実施の形態１に示す電力制御器１は、複数の太陽電池アレイＩ１～Ｉｎからの電力を、電力バス２を介して負荷５に供給することができ、その供給電圧はバスキャパシタＣｂｕｓによって保持される。また、電力制御器１は、日照時に直流電源Ｉ１～Ｉｎから発生する電力を負荷５へ供給しつつ、発生電力の余剰分を任意の時間間隔および比率で短絡（シャント）することで、バス電圧Ｖｂｕｓの上昇を抑えるようなバス電圧制御を行う。
　次に、本実施の形態に示す電力制御器１の動作について説明する。実施の形態１では、演算処理部３Ａは、バス電圧Ｖｂｕｓと予め定められた目標値との差を減少させるべく、負荷５に供給する電力量を調整するための操作量であるシャント指令値６を出力することでバス電圧Ｖｂｕｓの一定電圧制御を行う。以下、演算処理部３Ａの動作として、バス電圧Ｖｂｕｓと目標値の差を偏差Ｅｒｒとし、ＰＩＤ（比例、積分、微分）制御を行う場合を例にとり説明を行うが、この方式に限定されるものではない。目標値はバス電圧Ｖｂｕｓの定格値であり、５０Ｖないし１００Ｖが一般的に用いられるが、この値に限定されるものではない。
　まず、演算処理部３Ａは、図示しない電圧検出器により検出された電力バス２のバス電圧Ｖｂｕｓと、予め定められた目標値との差分をとり、偏差Ｅｒｒを算出する。偏差Ｅｒｒは数式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　演算処理部３Ａは、偏差Ｅｒｒに対して比例、積分、微分の演算を行い、それらを加算した信号をシャント指令値６として出力する。すなわち、シャント指令値６は、定数ＫＰ、ＫＩ、ＫＤにおいて、数式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　数式（２）における定数ＫＰ、ＫＩ、ＫＤは、回路定数に応じて目標とするバス電圧一定制御が行えるよう、０以上の任意の数値が選定される。シャント指令値６は、シャントを行う数の各制御周期における平均値を指示する数値であり、実施の形態１に示す電力制御器では０～ｎの任意の値が有効な値である。シャント指令値６が０のとき全発生電力を負荷に供給し、ｎのとき全発生電力をシャントし、負荷への電力供給を停止することを意味する。
　演算処理部３Ａによって演算されたシャント指令値６は、信号生成部４に伝達される。信号生成部４は、入力されたシャント指令値６によって指定されたシャントを行う数を実現すべく、オンにするスイッチ素子数（以下、ＯＮ数と称する）とそのＯＮ数に設定する制御周期に対する時間の比率（以下、時比率と称する）を決定する。このＯＮ数を基にスイッチ素子の駆動を行い、ＯＮ数が増減する際に、特定のスイッチ素子にスイッチング動作が集中しないよう複数のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎを順に駆動するように駆動信号を生成する。以下に、その詳細について説明する。
　図２に、実施の形態１に係る電力制御器１の動作を示すタイミングチャートを示す。図２において、横軸は時間の経過を示し、縦軸は各信号の状態を示している。ここでは説明を簡単にするため、シャント段数ｎが４の場合を例示するが、この値に限定されるものではない。以下、図２を用いて、シャント指令値６として２．４と１．６を与えた場合の信号生成部４の動作の例を説明する。
　まず、１回目と２回目の制御周期では、シャント指令値６として２．４が入力されているため、制御周期の４０％はＯＮ数を３とし、制御周期の６０％はＯＮ数を２とすることで、平均値として２．４を実現する。最初にＯＮ数を３とするため、スイッチ素子Ｓ１を起点に３個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ１～Ｓ３をオンにする。次に、ＯＮ数が２に減少する際に、起点となるスイッチ素子をローテーションし、スイッチ素子Ｓ２を起点に２個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ２およびＳ３をオンにする。２回目の制御周期に入るとＯＮ数が３に増加するので、ローテーションは行わず、起点をスイッチ素子Ｓ２としたまま３個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ２～Ｓ４をオンにする。次にＯＮ数が２に減少する際は、１回目の制御周期と同様にローテーションを行い、スイッチ素子Ｓ３を起点として２個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４およびＳ１をオンにする。
　また、３回目と４回目の制御周期では、シャント指令値として１．６が入力されているため、制御周期の６０％はＯＮ数を２とし、制御周期の４０％はＯＮ数を１とすることで、平均値として１．６を実現する。まず、２回目の制御周期から引き続きＯＮ数が２の状態が続く。次にＯＮ数が１に減少するのでローテーションを行い、スイッチ素子Ｓ４を起点として１個のスイッチ素子をオンにする。４回目の制御周期に入ると、ＯＮ数が２に増加するので、スイッチ素子Ｓ４を起点として２個のスイッチ素子をオンにする。このとき、スイッチ素子Ｓ５は存在しないので、スイッチ素子Ｓ４およびＳ１をオンにする。次にＯＮ数が１に減少するので、ローテーションを行い、スイッチ素子Ｓ１を起点として１個のスイッチ素子をオンにする。このように、制御周期ごとにオンにする起点のスイッチ素子が変化することで、スイッチング動作を全てのスイッチ素子Ｓ１～Ｓ４に分散させることができ、スイッチングは制御周期４回に１回まで低減される。
　この結果、シャント段数がｎ段の電力制御器１を全体でみると制御周期と同じ周期でスイッチングを行いつつ、個々のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎは制御周期ｎ回ごとにスイッチング動作が行われることとなる。個々のスイッチ素子Ｓ１～Ｓｎのスイッチング回数が装置全体のスイッチング回数の１／ｎに低減されるので、スイッチ素子Ｓ１～Ｓｎに要求される発熱条件が抑制される。また、制御周期ごとに全てのスイッチ素子の状態を決定して駆動するため、シャント段数ｎに依存した制御遅れが発生しない。
　また、本実施の形態１に示す電力制御器では、上述のようにＯＮ数が減少する際に、起点となるスイッチ素子をローテーションさせているので、オンとなっている複数のスイッチ素子のうち最もオン時間が長くなっているスイッチ素子をオフに駆動することとなる。また、同様に、ＯＮ数が増加する際に、起点となるスイッチ素子からＯＮ数分のスイッチ素子をオンとさせるため、オフとなっている複数のスイッチ素子のうち最もオフ時間が長くなっているスイッチ素子をオンに駆動することとなる。なお、ここではＯＮ数が１つ減少する場合について示したため、起点となるスイッチ素子が１つローテーションするような構成となっているが、ＯＮ数が２つ以上減少する場合には、その数に応じてローテーションするようにすることもできる。
　図３および図４に、本実施の形態１に係る信号生成部４の構成を示すブロック図および各部の波形の図を示す。図４の波形において、横軸は時間の経過を示し、縦軸は各信号の状態を示している。ここでは説明を簡単にするため、シャント段数ｎが４の場合を例示する。図３に示す信号生成部４は、図２で示した動作を実現するために、搬送波生成部４０１と、オフセット重畳部４０２と、比較器４０３と、加算器４０５と、オフセット決定部４０７と、シャント割当て部４０９から構成される。
　まず、信号生成部４では、搬送波生成部４０１により振幅１の搬送波が生成される。搬送波生成部４０１により生成された搬送波にオフセット重畳器４０２によって搬送波の振幅と同じオフセットを加えた信号を、比較器４０３に入力する。比較器４０３のもう一方の入力端子には、操作量であるシャント指令値６を入力する。この操作により、操作量をシャント段数で分割したＰＷＭ（パルス幅変調）信号が得られ、図２のＯＮ数に当たる数の比較器４０３から論理値‘１’が出力される。これにより、各比較器の出力を加算器４０５で加算すると、スイッチ素子のＯＮ数４０６が得られる。
　オフセット生成部４０７は、ＯＮ数４０６の減少を検知した際に、その減少分だけオフセット値４０８に対してｎを法とする合同算術にて加算する。このオフセット値４０８は搬送波のオフセットとは異なるもので、駆動するスイッチ素子の起点を示す値であり、０～（ｎ－１）をとる。オフセット値４０８が０のときはスイッチ素子Ｓ１を起点とし、オフセット値４０８が１のときはＳ２を起点とする、といった具合である。
　ここまでで決定されたＰＷＭ信号とオフセット値４０８によって、スイッチ素子の駆動パターンとその起点が確定するので、各スイッチ素子の駆動状態（オン／オフ）を一意に決定することができる。シャント割当て部４０９は、比較器４０３から出力されたＰＷＭ信号をオフセット値４０８だけ巡回シフト演算し、各スイッチ素子をオンまたはオフに駆動させる。図３では、２入力１出力のマルチプレクサを組み合わせて巡回シフトする例について示したが、多入力のマルチプレクサを使用して巡回シフトを行ってもよい。
　なお、本実施の形態１の説明で用いた偏差の数式（１）は、Ｖｂｕｓの項を正とし、目標値を負としたが、目標値を正とし、Ｖｂｕｓの項を負として、以降の式の符号を反転してもよい。操作量であるシャント指令値の数式（２）は、バス電圧の目標値との差に対して、比例、積分、微分の演算を行って求めた値を使用するＰＩＤ制御の例を示したが、バス電圧が増加した際にシャントする電流が増加するような動作を行う限りは他の操作量および計算式に置き換えてもよい。
　また、本実施の形態の説明における演算処理部３Ａや信号生成部４は、相当する動作をデジタル回路のハードウェアまたはソフトウェアで構成して、デジタル信号処理で行ってもよい。なお、演算処理部３Ａや信号生成部４をソフトウェアで構成して処理を行う場合には、例えば、図１０に示すようにプロセッサとメモリで構成し、メモリに記憶されたプログラムをプロセッサで処理するようにすることができる。
　本実施の形態におけるタイミングチャート（図２）は、説明を簡単にするために信号生成部４に含まれる搬送波生成部４０１にノコギリ波を用いた場合の例をにとり説明したが、逆ノコギリ波や任意のデューティ比の三角波を用いてもよい。本実施の形態における信号生成部４は、搬送波生成部４０１とオフセット重畳部４０２によって共通の搬送波にオフセットを重畳する例をにとり説明したが、オフセットが異なる搬送波を個別に生成してもよいし、操作量からオフセットを減じる構成としてもよい。本実施の形態における信号生成部４は、ＯＮ数が減少する際に、起点とするスイッチ素子の番号を増加させる例にとり説明したが、ＯＮ数が増加する際に起点とするスイッチ素子の番号を減少させる方式としても同様の効果が得られる。
　このように、本実施の形態に示す電力制御器では、バス電圧一定制御を行う電力制御器において、バス電圧と目標値の偏差からシャントを行う数の平均値であるシャント指令値を求め、複数のスイッチ素子のＯＮ数と時比率を制御しつつ上記ＯＮ数が増減するタイミングで駆動するスイッチ素子のローテーションを行うことで、個々のスイッチ素子のスイッチング周波数を装置全体の１／ｎにまで低減しつつ、シャント段数に依存した遅延を生じないことから高い応答性を得ることができる。
　したがって、シャント段数ｎの多い構成においても、応答性を維持しながらスイッチングに伴う発熱を削減することが可能となり、部品の選定及び放熱設計を緩和して、高応答で小型軽量な電力制御器を提供することが可能となる。
実施の形態２．
　本発明の実施の形態２に係る電力制御器について説明する。本実施の形態に係る電力制御器１は、実施の形態１に示す電力制御器１において、信号生成部４の構成を変更したものであり、実施の形態１と同様に図２のタイミングチャートで示した動作に基づきバス電圧一定制御を行うものである。実施の形態２に係る電力制御器の構成は図１に示す場合と同様であり説明を省略する。
　図５および図６は、実施の形態２に係る電力制御器の信号生成部４の構成を示すブロック図及び各部の波形を示す図である。図６に示す波形において、横軸は時間の経過を示し、縦軸は各信号の状態を示している。ここでは説明を簡単にするため、シャント段数ｎが４の場合を例示するが、この値に限定されるものではない。図２のタイミングチャートで示した動作を実現するために、信号生成部４は、搬送波生成部４０１と、比較器４０３と、加算器４０５と、オフセット決定部４０７と、駆動状態決定部４１１～４１４とを備えている。図５において、図３と同一符号が付された構成要素は、図３に示す構成要素と同一もしくは相当のものを示している。
　次に、実施の形態２に係る電力制御器の動作について説明する。電力制御器全体の動作については、実施の形態１に示す場合と同様であり、ここでは、信号生成部４の動作について説明する。
　まず、信号生成部４では、制御演算部３Ａより入力されたシャント指令値６を整数部６Ｉと小数部６Ｆとに分割する。シャント指令値６の有効範囲が０～ｎであることから、整数部６Ｉは０～ｎの整数値、小数部６Ｆは０以上１未満の小数値をとる。小数部６Ｆは、比較器４０３を用いて搬送波生成部４０１にて生成された搬送波と比較され、小数部ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）信号４０８が生成される。この小数部ＰＷＭ信号４０８は、０と１を任意の時比率で出力し、その平均値は小数部６Ｆを表現する信号である。加算器４０５は、整数部６Ｉと小数部ＰＷＭ信号４０８とを加算し、スイッチ素子のＯＮ数４０６を算出する。
　オフセット生成部４０７は、ＯＮ数４０６の減少を検知した際に、その減少分だけオフセット値４０８に対してｎを法とする合同算術にて加算する。このオフセット値４０８は駆動するスイッチ素子の起点を示す値であり、０～（ｎ－１）の範囲の値をとる。オフセット値４０８が０のときはスイッチ素子Ｓ１を起点とし、オフセット値４０８が１のときはスイッチ素子Ｓ２を起点とする、といった具合である。
　ここまでで決定されたＯＮ数４０６とオフセット値４０８によって、スイッチ素子をオンにする数とその起点が確定するので、各スイッチ素子の駆動状態（オン／オフ）を一意に決定することができる。駆動状態決定部４１１～４１４は、ＯＮ数４０６とオフセット値４０８から、各スイッチ素子がオンにすべき範囲に属しているか否かを判定し、各スイッチ素子を駆動させるかどうかを決定する。このような構成とすることで、実施の形態１で示した電力制御器と比較して演算量を削減することが可能となる。
　なお、本実施の形態２による電力制御器１の信号生成部４に関しても、実施の形態１に示す場合と同様に、その動作をデジタル回路のハードウェアまたはソフトウェアで構成して、デジタル信号処理で行ってもよい。なお、信号生成部４をソフトウェアで構成して処理を行う場合には、例えば、図１０に示すようにプロセッサとメモリで構成し、メモリに記憶されたプログラムをプロセッサで処理するようにすることができる。
　ところで、電力制御器１を構成する要素の故障時において、故障した要素に接続されたスイッチ素子をオンにすると、短絡回路が形成され過大な電流が流れるなど、不都合を生じる場合がある。本実施の形態２の構成では、電力制御器１において検知した故障情報や、電力制御器１の外部から入力された故障情報を基に、動作を変更することで、この不都合を生ずることなく電力制御を行うことができる。図７および図８は、例として逆流防止素子Ｄ２が故障した際の信号生成部４の動作を示すブロック図及び各部の波形を示す図である。図８の波形において、横軸は時間の経過を示し、縦軸は各信号の状態を示している。図７において、図５と動作が異なる部分を太字で示している。故障情報は駆動状態決定部４１１～４１４に入力され、故障した逆流防止素子Ｄ２に接続されたスイッチ素子Ｓ２を駆動する駆動状態決定部４１２が無効化される。このとき、欠番が生じると制御特性の劣化を招くため、スイッチ素子Ｓ３を２番目のスイッチ素子、Ｓ４を３番目のスイッチ素子として駆動すべく駆動状態決定部４１３～４１４の動作を変更する。この結果、シャント段数が３段の電力制御器として動作を継続することが可能となる。
　このように、実施の形態２に係る電力制御器は、実施の形態１に係る電力制御器と同様の特徴を有しているため、実施の形態１と同様に高応答で小型軽量な電力制御器を提供することが可能となる。加えて、特にデジタル回路のハードウェアまたはソフトウェアで信号生成部４を実現する際に、演算量を削減することで実施の形態１に示す場合と比較して少ない回路規模やプログラム規模で電力制御器を構成できる。これにより、より安価な電力制御器を提供することが可能となる。さらに、故障時においても正常時と同じようにバス電圧の制御動作を継続することが可能であるため、実施の形態１と比較して高信頼な電力制御器を提供することが可能となる。
実施の形態３．
　本発明の実施の形態３による電力制御器について説明する。図９は、本発明の実施の形態３に係る電力制御器の構成を示す回路図である。図９の電力制御器１は、図１に示した実施の形態１による電力制御器と異なり、電力バス２にバッテリＢＡＴが直結されている。実施の形態１に係る電力制御器１は、バス電圧Ｖｂｕｓの一定電圧制御を行うものであるが、実施の形態３に係る電力制御器１はバッテリＢＡＴの充電電流Ｉｃｈｇを一定電流に制御する点で異なっている。
　図９において、図１と同一符号の構成要素は同一もしくは相当の構成要素であり、説明を省略する。図９に示す電力制御器１では、上述のように電力バス２にバッテリＢＡＴが接続されている。また、電流検出器７がバッテリＢＡＴの負極側に接続されており、電流検出器７で検出されたバッテリ充電電流Ｉｃｈｇは制御演算部３Ｂに出力される。制御演算部３Ｂは、入力されたバッテリ充電電流Ｉｃｈｇと予め定められた電流指令値に基づいて、シャント指令値６を演算し、信号生成部４に出力する。
　実施の形態３に係る電力制御器１は、日照時に太陽電池アレイＩ１～Ｉｎから発生する電力を負荷５への供給電力およびバッテリＢＡＴへの充電電力として供給しつつ、発生電力の余剰分を任意の時間間隔および比率でシャントすることで、バッテリＢＡＴの充電電流Ｉｃｈｇの上昇を抑えるような充電電流制御を行う。
　次に、実施の形態３に係る電力制御器の動作について説明する。
　実施の形態３に示す電力制御器では、演算処理部３Ｂは、バッテリ充電電流Ｉｃｈｇと電流指令値の差を減少させるようなシャント指令値６を出力する。以下、演算処理部３Ｂの動作として、バッテリ充電電流Ｉｃｈｇと電流指令値の差を偏差Ｅｒｒとし、ＰＩＤ（比例、積分、微分）制御を行う場合を例にとり説明を行うが、この方式に限定されるものではない。この電流指令値は、バッテリの両端電圧であるＶｂｕｓに基づき、バッテリ毎に定められている充電条件によって決定される。
　まず、演算処理部３Ｂは、電流検出器７により検出されたバッテリ充電電流Ｉｃｈｇと電流指令値との差分をとり、偏差Ｅｒｒを算出する。偏差Ｅｒｒは数式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　実施の形態１と同様に、数式（２）に基づいて偏差Ｅｒｒに対して比例、積分、微分の演算を行い、それらを加算した信号をシャント指令値６として出力する。数式（２）における定数ＫＰ、ＫＩ、ＫＤは、回路定数に応じて目標とする充電電流一定制御が行えるよう、０以上の任意の数値が選定される。実施の形態１に示す電力制御器は電圧制御であったが、本実施の形態３の電力制御器は電流制御であるため、実施の形態１の電力制御器とは最適な定数は異なることとなる。
　シャント指令値６は、実施の形態１に示す場合と同様にシャントを行う数の平均値を指示する数値であり、０～ｎの任意の値が有効な値である。シャント指令値６が０のとき全発生電力を負荷およびバッテリに供給し、ｎのとき全発生電力をシャントすることを意味する。このシャント指令値６は、演算処理部３Ｂから信号生成部４に伝達される。
　実施の形態３に示す電力制御器では、実施の形態１による電力制御器と同様の制御を行ってバッテリ充電電流Ｉｃｈｇの一定制御を行う。実施の形態３に係る電力制御器１は、実施の形態１による電力制御器と同じく図２のタイミングチャートに従って動作するため、電力制御器として同様の特徴を有する。
　なお、本実施の形態３の説明で用いた偏差の式（３）はバッテリ充電電流Ｉｃｈｇの項を正としたが、電流指令値を正とし、以降の式の符号を反転しても構わない。操作量であるシャント指令値の式（２）は、バッテリ充電電流Ｉｃｈｇと電流指令値との差に対して、比例、積分、微分の演算を行って求めた値を使用するＰＩＤ制御の例を示したが、バッテリ充電電流Ｉｃｈｇが増加した際にシャントする電流が増加するような動作を行うような他の操作量および計算式に置き換えてもよい。
　また、本実施の形態３による電力制御器１の演算処理部３に関しても、実施の形態１と同じく相当する動作をデジタル回路のハードウェアまたはソフトウェアで構成して、デジタル信号処理で行ってもよい。なお、演算処理部３をソフトウェアで構成して処理を行う場合には、例えば、図１０に示すようにプロセッサとメモリで構成し、メモリに記憶されたプログラムをプロセッサで処理するようにすることができる。
　加えて、本実施の形態３による電力制御器１に関して、実施の形態２と同様に、信号生成部４を図５に示す信号生成部４に置き換えてもよい。さらに、図９の回路図において、電流検出器７をバッテリＢＡＴの負極側に設置した例を示したが、バッテリＢＡＴの正極側に電流検出器７を設置してもよい。図９の回路図にはバスキャパシタは表記していないが、バッテリ充電電流Ｉｃｈｇおよびバス電圧Ｖｂｕｓの脈動（リプル）を軽減するために、バスキャパシタを設置してもよい。
　このように、本実施の形態３による電力制御器は、実施の形態１による電力制御器と同様の特徴を有しているため、実施の形態１同様に高応答で小型軽量な電力制御器を提供することが可能である。加えて、本実施の形態３によれば、バッテリ充電電流一定制御を行う電力制御器として本発明による電力制御器を使用することが可能となる。これによって、例えばバッテリ直結バスを採用する人工衛星に搭載して、太陽電池から供給される電力の量を制御する電力制御器として使用することができる。
１　電力制御器、２　電力バス、３Ａ,３Ｂ　演算処理部、４　信号生成部、５　負荷、６　シャント指令値、７　電流検出器、ＢＡＴ　バッテリ、Ｄ１～Ｄｎ　ダイオード（逆流防止素子）、Ｉ１～Ｉｎ　太陽電池アレイ（電源）、Ｓ１～Ｓｎ　スイッチ素子

Claims (14)

  1. 　電力を供給する複数の電源および負荷に接続される電力制御器であって、
    　前記複数の電源に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する前記電源からの電力を前記負荷に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子と、
    　前記負荷に供給する電力量を調整するための操作量を演算する演算処理部と、
    　前記操作量に基づいて、前記複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、当該スイッチ素子数に設定する時比率を制御周期ごとに決定し、決定した前記スイッチ素子数および前記時比率に基づいて、前記複数のスイッチ素子を順に駆動させるよう駆動信号を生成する信号生成部と、
    　を備えたことを特徴とする電力制御器。
  2. 　前記複数のスイッチ素子にはそれぞれ異なる番号が割り当てられており、
    　前記信号生成部は、前記複数のスイッチ素子のうち起点となるスイッチ素子を選択し、前記スイッチ素子数に基づいて、前記起点となるスイッチ素子から前記スイッチ素子に割り当てられた番号の正順または逆順でオンとする前記スイッチ素子を決定するとともに、前記スイッチ素子数が増加または減少する場合に、前記起点となるスイッチ素子を変更すること、
    　を特徴とする請求項１に記載の電力制御器。
  3. 　前記複数の電源のそれぞれに直列に接続され、電流の逆流を防止する複数の逆流防止素子を備え、
    　前記複数のスイッチ素子は、それぞれ対応する前記複数の電源に対して並列に接続されており、オフとすることで対応する前記電源からの電力を負荷に供給し、オンとすることで対応する前記電源からの電力の負荷への供給を停止させること、
    　を特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電力制御器。
  4. 　前記信号生成部は、前記スイッチ素子数が増減するタイミングで前記駆動信号を生成すること、
    　を特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力制御器。
  5. 　前記操作量は、各制御周期における前記複数の電源を短絡させる量の平均値を示す値であり、短絡させる量の調整することによって負荷に供給する電力量を調整すること、
    　を特徴とする請求項３に記載の電力制御器。
  6. 　前記信号生成部は、ノコギリ波、逆ノコギリ波又は三角波の少なくとも１つの搬送波と前記操作量とを比較することで、前記スイッチ素子数と前記時比率を決定すること、
    　を特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電力制御器。
  7. 　前記信号生成部は、前記スイッチ素子数が減少する際に、オンとなっている前記複数のスイッチ素子のうち最もオン時間が長くなっているスイッチ素子をオフに駆動すること、
    　を特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電力制御器。
  8. 　上記信号生成部は、前記スイッチ素子数が増加する際に、オフとなっている前記複数のスイッチ素子のうち最もオフ時間が長くなっているスイッチ素子をオンに駆動すること、
    　を特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の電力制御器。
  9. 　前記信号生成部は、オフセットの異なる搬送波と前記操作量の比較しスイッチ素子のオンまたはオフのパターンを決定することで前記スイッチ素子数を決定すること、
    　を特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電力制御器。
  10. 　前記駆動信号生成部は、前記操作量を整数部と小数部に分割し、小数部を搬送波と比較して整数部に加算することで前記スイッチ素子数を決定すること、
    　を特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電力制御器。
  11. 　前記信号生成部は、自装置を構成する要素の故障情報に基づいて、駆動するスイッチ素子の割当てを変更すること、
    　を特徴とする請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力制御器。
  12. 　前記負荷に対して並列にバスキャパシタが接続され、前記演算処理部は、バス電圧の変動から電力の供給状態の過不足分を検出して、検出した過不足分に基づいて前記操作量を演算すること、
    　を特徴とする請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力制御器。
  13. 　前記負荷に対して並列にバッテリが接続され、前記演算処理部は、バス電圧およびバッテリ充電電流の変動から前記電力の供給状態の過不足分を検出して、検出した過不足分に基づいて前記操作量を演算すること、
    　を特徴とする請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力制御器。
  14. 　前記電源は太陽電池アレイであることを特徴とする請求項１～１３のいずれか１項に記載の電力制御器。
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