JP6678826B1 - 電力制御器 - Google Patents

Abstract

演算処理部（３Ａ）は、負荷（５）に供給する電力を調整するための操作量を演算する。信号生成部（４）は、操作量に基づいて、複数のスイッチ素子（Ｓ１）〜（Ｓｎ）のうちオンとするスイッチ素子数、および、オンとするスイッチ素子数に設定する時比率を演算し、決定したスイッチ素子数および時比率に基づいて、複数のスイッチ素子（Ｓ１）〜（Ｓｎ）のうちの少なくとも１つを駆動させる信号を生成する。信号生成部（４）は、スイッチ素子を流れるシャント電流とスイッチ素子を駆動するシャント駆動信号のオンパルス幅の差に基づいて、補正値を求める補正値演算部と、補正値に基づいて、演算処理部の出力する操作量を補正する補正部とを含む。

Description

本発明は、電力制御器に関する。

負荷に対して供給する電力量を制御するために電力制御器が用いられる。例えば、人工衛星では、およそ５０Ｖまたは１００Ｖの安定化された電圧をバス電源として搭載機器に供給するために電力制御器が利用されている。たとえば、人工衛星用の電力制御器は、日照時に複数の太陽電池アレイから発生する電力を負荷への供給するとともに、特定の太陽電池アレイ出力を短絡（以下、シャントと称する）することによって、電力バスの電圧の上昇を抑える。

このような電力制御器においては、要求される発生電力の大きさに応じて太陽電池アレイの構成段数が決定される。従来、太陽電池アレイの構成段数は１０段から４０段程度で構成されており、それぞれの太陽電池アレイにシャントを行うスイッチ素子が並列に接続されている。すなわち、シャントを行うスイッチ素子は太陽電池アレイの構成段数と同数備えられている。なお、太陽電池アレイとスイッチ素子の構成段数をシャント段数と称することとする。

このようなシャント方式の電力制御器では、個々の太陽電池アレイに並列に接続された電界効果型トランジスタから成るスイッチ素子をオンまたはオフに駆動することでシャント又は開放の切り替えを行っている。このスイッチ素子のオンとオフの切り替え動作（以下、スイッチングと称する）にはスイッチング損失による発熱を伴う。電力制御器の設計を行う際には、スイッチ素子の発熱が最大となる条件に耐えられるよう熱設計を行うため、個々のスイッチ素子で想定される最大発熱量が大きくなるほど電力制御器の大型化に繋がる。

このため、スイッチ素子の発熱を均一化することで個々のスイッチ素子の最大発熱量を抑制し、電力制御器の小型軽量化を可能とする方式が考案されている（例えば、特許文献１参照）。この方式では、電力制御器は、制御周期毎に電力の供給状態の過不足分に基づいて、電力の供給とシャントを行う割合（シャント率）を決定し、このシャント率に基づいてスイッチ素子のオン時間を算出する。均質に割り振られたタイミング信号によって各スイッチ素子を順次駆動される。これによって、すべてのスイッチ素子のスイッチング回数が均一化され、個々のスイッチ素子のスイッチング回数は、電力制御器全体で行うスイッチング回数と比較してシャント段数分の１にまで低減される。これにより、スイッチ素子で発生する発熱が均一化されて、最大発熱量を抑制することができるので、熱設計の条件を緩和することができ、小型軽量化が可能となる。

特開２０１４−７１５５４号公報

特許文献１に開示された電力制御器では、電力制御器全体で行うスイッチングを全てのスイッチ素子に分散させている。個々のスイッチ素子のスイッチング回数は、電力制御器で行うスイッチング回数と比較してシャント段数分の１に低減される。一方で、この動作を実現するために、電力制御器は、均質に割り振られたタイミング信号によって決定される制御周期ごとに、１段ずつ順次スイッチ素子のオン時間を決定し、スイッチ素子を駆動する。このため、全てのスイッチ素子を駆動するために制御周期のシャント段数倍の時間が必要となり、応答性が悪かった。

例えば、負荷の消費電力が変動した際などのようにバス電圧を維持するためにシャント率を変更する必要が生じた際に、全てのスイッチ素子のシャント率を変更するために制御周期のシャント段数倍の時間が必要となる。これによって、シャント段数に依存した制御遅れが生じ、場合によってはバス電圧を維持できず、機器の破壊に至るおそれがあった。

この制御遅れによるバス電圧の変動を許容範囲内に収めるためには、電力バスに並列に接続されるキャパシタ（バスキャパシタ）の大容量化等の対策が必要となるので、電力制御器の小型化を妨げてしまうという問題があった。

また、制御周期を短くすることによって制御遅れを短縮して、応答性を改善することも可能であるが、スイッチング回数が増加するので、個々のスイッチ素子の発熱量もスイッチング回数に比例して増加する。その結果、発熱の均一化による最大発熱量の抑制効果が相殺され、小型軽量化を阻害するという問題があった。

本発明は、係る課題を解決するためになされたものであり、個々のスイッチ素子において発生する最大発熱量を抑制し、シャント段数に依存した制御遅れを解消し、かつ小型軽量化が可能な電力制御器を提供することを目的とする。

本発明は、複数の電源および負荷に接続される電力制御器であって、複数の電源に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する電源からの電力を負荷に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子と、負荷に供給する電力を調整するための操作量を演算する演算処理部と、操作量に基づいて、複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、オンとするスイッチ素子数に設定する時比率を演算し、決定したスイッチ素子数および時比率に基づいて、複数のスイッチ素子のうちの少なくとも１つを駆動させる信号を生成する信号生成部とを備える。信号生成部は、スイッチ素子を流れるシャント電流とスイッチ素子を駆動するシャント駆動信号のオンパルス幅の差に基づいて、補正値を求める補正値演算部と、補正値に基づいて、演算処理部の出力する操作量を補正する補正部とを含む。

本発明によれば、個々のスイッチ素子において発生する最大発熱量を抑制し、シャント段数に依存した制御遅れを解消し、かつ小型軽量化を実現することができる。

実施の形態１に係る電力制御器の回路図である。 実施の形態１に係る電力制御器の信号生成部４の内部構成のブロック図である。 実施の形態１に変調部１０の内部構成の一例を示す図である。 シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ、およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態の時間変化を表わすタイミングチャートである。 シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ、整数部Ｉｎｔ、搬送波ｃｗ１、小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭ、およびスイッチオン数ＭＬＰＷＭの時間変化を表わすタイミングチャートである。 オフセット値ＯＦＦＳＥＴ、およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態の時間変化を表わすタイミングチャートである。 シャント駆動信号とシャント電流の波形を表わす図である。 補正値演算部１３および補正部９の構成の一例を示すブロック図である。 補正値演算部１３および補正部９の内部で伝送される信号のタイミングチャートである。 補正値演算部１３および補正部９の内部で伝送される信号のタイミングチャートである。 パルス幅補正制御が無い場合のバス電圧Ｖｂｕｓの波形のシミュレーション結果を表わす図である。 パルス幅補正制御がある場合のバス電圧Ｖｂｕｓの波形のシミュレーション結果を表わす図である。 実施の形態１の変形例の変調部１０および駆動判定部４１０の例を示す図である。 図１３の変調部１０および駆動判定部４１０で伝送される信号波形を表わすタイミングチャートである。 図１３の変調部１０および駆動判定部４１０で伝送される信号波形を表わすタイミングチャートである。 実施の形態２の電力制御器１の信号生成部４の内部構成を示すブロック図である。 シャント指令値ＳＰと、ＪＫ型フリップフロップＦＦｄ１〜ＦＦｄｎの出力ｘ１〜ｘｎ、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの時間変化を示すタイミングチャートである。 実施の形態２の変形例の電力制御器１の信号生成部４の内部構成の一部を示すブロック図である。 変形例の電力制御器を表わす図である。 演算処理部３Ａおよび信号生成部４の機能をソフトウェアを用いて実現する場合の電力制御器の構成を示す図である。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力制御器の回路図である。

電力制御器１は、電力を供給する複数の直流電源Ｉ１〜Ｉｎ（ｎは３以上の整数）と、負荷５とに接続されている。電力制御器１は、複数の直流電源Ｉ１〜Ｉｎから負荷５に供給する電力量を制御する。

直流電源Ｉ１〜Ｉｎは、電力制御器１に対して電力を供給する。直流電源Ｉ〜Ｉｎは、たとえば、太陽電池アレイによって構成されるが、電力を供給する他の電源であってもよい。本実施の形態では、直流電源Ｉ１〜Ｉｎは人工衛星に搭載されているものとするが、これに限定されるものではなく、人工惑星、宇宙ステーションなどのような他の宇宙機、地上の装置、海上の装置、または空中の装置に設置されていてもよい。

電力制御器１は、例えば電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）により構成される複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎと、ダイオードにより構成される逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎと、電力バス２と、演算処理部３Ａと、信号生成部４と、バスキャパシタＣｂｕｓとを備える。

複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎは、それぞれ直流電源Ｉ１〜Ｉｎに対応して設けられる。複数のスイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）のオンまたはオフが切り替わることにより、対応する複数の直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）からの電力を負荷５に供給するか、または負荷５への供給を停止するかが切り替えられる。スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎは、直流電源Ｉ１〜Ｉｎにそれぞれ並列に接続される。これにより、スイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）をオンすることにより、対応する直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）をシャントすることができるので、負荷５への電力の供給を停止することができる。スイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）をオフすることにより、対応する直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）からの電力を負荷５に供給することができる。

スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎは、たとえば、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を用いたスイッチ素子で構成されるが、これに限定されるものではなく、他の種類のスイッチ素子で構成されるものとしてもよい。複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎは、直流電源Ｉ１〜Ｉｎに並列に接続する構成としているが、この構成に限定されるものではない。スイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）をオンまたはオフとすることにより、対応する直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）からの電力を負荷５に供給または供給停止できる構成であればよい。

逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎは、直流電源Ｉ１〜Ｉｎに対応してそれぞれ設けられ、直流電源Ｉ１〜Ｉｎにそれぞれ直列に接続される。逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎは、ダイオードを用いて構成される。逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎは、直流電源Ｉ１〜Ｉｎに電流が逆流することを防止する。逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎは、直流電源Ｉ１〜Ｉｎに電流が逆流することを防ぐ素子の一例であり、同様の機能を持つ他の素子に置き換えてもよい。

直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、対応するスイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）のドレイン端子とソース端子との間に並列に接続される。直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、対応する逆流防止素子Ｄｉ（ｉ＝１〜ｎ）を介して電力バス２に接続される。直流電源Ｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）の正極とスイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）のドレイン端子との接続ノードＮＤｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、逆流防止素子Ｄｉ（ｉ＝１〜ｎ）のアノード端子に接続される。逆流防止素子Ｄ１〜Ｄｎのカソード端子は電力バス２に接続される。電力バス２には、バスキャパシタＣｂｕｓと負荷５とが並列に接続される。

演算処理部３Ａは、電力バス２の電圧に応じて、シャント指令値ＳＰを生成する。シャント指令値ＳＰは、電力制御器１全体でシャントを行なう操作量の指令値、すなわち、負荷５に供給する電力を調整するための操作量の指令値である。

演算処理部３Ａは、電力バス２のバス電圧Ｖｂｕｓと、予め定められた制御目標値Ｖｒｅｆとの差分値に基づいて、シャント指令値ＳＰを生成する。生成されたシャント指令値ＳＰは、信号生成部４に送られる。

信号生成部４は、複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎと演算処理部３Ａとに接続される。信号生成部４は、演算処理部３Ａから入力されるシャント指令値ＳＰに基づいて、複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのうちオンとするスイッチ素子の数、および、オンとするスイッチ素子数に設定する時比率を制御周期ごとに決定する。時比率とは、オンにするスイッチ素子の制御周期に対するオンとなる時間の比率である。

信号生成部４の出力端子は、複数のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのゲート端子に接続される。信号生成部４から出力される駆動信号によってスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎがオンまたはオフに駆動される。

負荷５は、たとえば、人工衛星の搭載機器であり、電力制御器１に接続される。負荷５は、バッテリ等の蓄電装置であってもよく、充放電制御器を介して接続されていてもよい。

実施の形態１に示す電力制御器１は、複数の直流電源Ｉ１〜Ｉｎからの電力を、電力バス２を介して負荷５に供給する。負荷５への供給電圧はバスキャパシタＣｂｕｓによって保持される。電力制御器１は、日照時に直流電源Ｉ１〜Ｉｎから発生する電力を負荷５へ供給しつつ、発生電力の余剰分を任意の時間間隔および比率で短絡（シャント）することによって、バス電圧Ｖｂｕｓの上昇を抑えるようにバス電圧Ｖｂｕｓを制御する。

次に、本実施の形態に示す電力制御器１の動作について説明する。実施の形態１では、演算処理部３Ａは、バス電圧Ｖｂｕｓと予め定められた制御目標値Ｖｒｅｆとの差を減少させるために、シャント指令値ＳＰを出力することによって、バス電圧Ｖｂｕｓが一定電圧となるように制御する。シャント指令値ＳＰは、負荷５に供給する電力量を調整するための操作量でもある。

以下では、演算処理部３Ａの動作として、バス電圧Ｖｂｕｓと制御目標値Ｖｒｅｆとの差を偏差Ｅｒｒｏｒとし、ＰＩＤ（比例、積分、微分）制御を行う方式を例にして説明するが、この方式に限定されるものではない。制御目標値Ｖｒｅｆはバス電圧Ｖｂｕｓの定格値であり、５０Ｖないし１００Ｖが一般的に用いられるが、この値に限定されるものではない。

演算処理部３Ａは、減算器３１と、ＰＩＤ制御器３２とを備える。
減算器３１は、図示しない電圧検出器により検出された電力バス２のバス電圧Ｖｂｕｓと、予め定められた制御目標値Ｖｒｅｆとの差分を表わす偏差Ｅｒｒｏｒを算出する。偏差Ｅｒｒｏｒは式（１）で表される。

Ｅｒｒｏｒ＝Ｖｂｕｓ−Ｖｒｅｆ・・・（１）
ＰＩＤ制御器３２は、偏差Ｅｒｒｏｒに対して比例、積分、および微分の演算を行い、それらを加算した信号をシャント指令値ＳＰとして出力する。すなわち、シャント指令値ＳＰは、定数ＫＰ、ＫＩ、およびＫＤを用いて、式（２）で表される。

式（２）における定数ＫＰ、ＫＩ、ＫＤは、回路定数に応じて目標とするバス電圧一定制御が行えるよう、０以上の任意の数値が選定される。シャント指令値ＳＰは、シャントを行うスイッチ素子の数の各制御周期における平均値を指示する数値である。シャント指令値ＳＰは、実施の形態１に示す電力制御器では０〜ｎの任意の値である。シャント指令値ＳＰが０のとき全発生電力を負荷５に供給し、シャント指令値ＳＰがｎのとき全発生電力をシャントし、負荷５への電力供給を停止することを意味する。

演算処理部３Ａによって演算されたシャント指令値ＳＰは、信号生成部４に伝達される。信号生成部４は、入力されたシャント指令値ＳＰによって指定されたシャントを実現するために、オンにするスイッチ素子の数（以下、スイッチオン数と称する）と、オンにするスイッチ素子の制御周期に対するオンとなる時間の比率（以下、時比率と称する）を決定する。

信号生成部４は、スイッチオン数に基づいて、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの中の少なくとも１つを駆動する。信号生成部４は、スイッチオン数が減少する際には、駆動するスイッチ素子を入れ替える。すなわち、前回に駆動させたスイッチ素子と異なるスイッチ素子が駆動される。

図２は、実施の形態１に係る電力制御器の信号生成部４の内部構成のブロック図である。

信号生成部４は、タイミング信号発生部８と、サンプリング部７と、補正部９と、変調部１０と、オフセット生成部１１と、過電圧検出部１２と、補正値演算部１３と、駆動判定部４１０とを備える。

タイミング信号発生部８は、タイミング信号Ｔｓｍｐｌを出力する。
サンプリング部７は、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期で図１のシャント指令値ＳＰをサンプリングして、負荷５に供給する電力を調整するための操作量であるシャント量ＮＤＵＴＹを生成する。

補正部９は、シャント量ＮＤＵＴＹを補正して、補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃを出力する。

変調部１０は、補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃに基づいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭを出力する。変調部１０は、補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃが整数値の場合には、整数値をスイッチオン数ＭＬＰＷＭとして出力する。変調部１０は、補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃが整数値でない場合には、整数部Ｉｎｔと、後述するＦＰＷＭとの和をスイッチオン数ＭＬＰＷＭとして出力する。

図３は、実施の形態１に変調部１０の内部構成の一例を示す図である。
変調部１０は、搬送波生成部４０１と、分割部４０６と、比較器４０３と、加算器４０５とを備える。

搬送波生成部４０１は、搬送波ｃｗ１を生成する。
分割部４０６は、補正部９から出力された補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃを整数部Ｉｎｔと小数部Ｆｒａｃとに分割する。シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃの有効範囲が０〜ｎであるので、整数部Ｉｎｔは０〜ｎの整数値、小数部Ｆｒａｃは０以上１未満の小数値となる。

比較器４０３は、小数部Ｆｒａｃと、搬送波ｃｗ１とを比較することによって、小数部ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号ＦＰＷＭを生成する。小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭは、任意の時比率で０または１の値をとる。小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭの平均値は、小数部Ｆｒａｃとなる。

加算器４０５は、整数部Ｉｎｔと、小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭ（０または１）とを加算することによって、スイッチオン数ＭＬＰＷＭを算出する。算出されたスイッチオン数ＭＬＰＷＭは、図２の駆動判定部４１０に送られるとともに、オフセット生成部１１に送られる。

再び、図２を参照して、オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭをオフセット値ＯＦＦＳＥＴに変換する。オフセット値ＯＦＦＳＥＴは、駆動判定部４１０に送られる。

オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの減少を検出したときに、その減少分とオフセット値ＯＦＦＳＥＴとをｎを法としたモジュロ加算することによって、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを更新する。このオフセット値ＯＦＦＳＥＴは、駆動するスイッチ素子の起点を示す値であり、０〜（ｎ−１）の整数値をとる。オフセット値ＯＦＦＳＥＴが０のときはスイッチ素子Ｓ１を起点とし、オフセット値ＯＦＦＳＥＴが１のときにはスイッチ素子Ｓ２を起点とする。

決定されたスイッチオン数ＭＬＰＷＭとオフセット値ＯＦＦＳＥＴとによって、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのうちのオンにするスイッチ素子の数と、オンするスイッチ素子の起点が確定するので、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの駆動状態（オン／オフ）を一意に決定することができる。

駆動判定部４１０は、判定器４１１−１〜４１１−ｎを備える。
判定器４１１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、スイッチ素子Ｓｉ（ｉ＝１〜ｎ）がオンにすべき範囲に属しているか否かを判定し、スイッチ素子Ｓｉを駆動させるかどうかを決定する。その判定方法の一例として、シャント番号ｉ、シャント段数ｎ、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ、およびオフセット値ＯＦＦＳＥＴから成る不等式（３）、（４）のいずれかを満足する時に、シャント番号ｉのスイッチ素子Ｓｉを駆動することができる。

OFFSET≦i＜(OFFSET+MLPWM)・・・（３）
OFFSET≦(n+i)＜(OFFSET+MLPWM)・・・（４）
図４は、シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ、およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態の時間変化を表わすタイミングチャートである。図５は、シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ、整数部Ｉｎｔ、搬送波ｃｗ１、小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭ、およびスイッチオン数ＭＬＰＷＭの時間変化を表わすタイミングチャートである。図６は、オフセット値ＯＦＦＳＥＴ、およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の状態の時間変化を表わすタイミングチャートである。

図４〜図６において、横軸は時間の経過を示し、縦軸は各信号の状態を示す。ここでは説明を簡単にするため、シャント段数ｎが４の場合を例示するが、この値に限定されるものではない。

補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃとして２．４と１．６を与えた場合の動作例が示されている。

第１および第２の制御周期では、補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃとして２．４が入力される。

分割部４０６は、補正部９から出力された補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ（＝２．４）を整数部Ｉｎｔ（＝２）と小数部Ｆｒａｃ（＝０．４）とに分割する。比較器４０３は、小数部Ｆｒａｃ（＝０．４）と、搬送波生成部４０１において生成された搬送波ｃｗ１とを比較することによって、小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭを生成する。加算器４０５は、整数部Ｉｎｔ（＝２）と小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭ（０または１、平均値＝０．４）とを加算することによって、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ（２または３）を算出する。

これによって、制御周期Ｔの４０％において、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ＝３となり、制御周期Ｔの６０％においてスイッチオン数ＭＬＰＷＭ＝２となり、第１および第２の制御周期におけるスイッチオン数ＭＬＰＷＭの平均値は２．４となる。

第１制御周期の先頭のタイミングにおいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭは３となる。これによって、スイッチ素子Ｓ１を起点に３個のスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３がオンとなる。

第１制御周期内の次のタイミングで、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが２に減少する。オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの減少分（＝１）とオフセット値ＯＦＦＳＥＴ（０）とを４を法としたモジュロ加算することによって、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを「１」に更新する。よって、駆動するスイッチ素子をローテーションしつつ、スイッチ素子Ｓ２を起点に２個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ２およびＳ３をオンにする。

２回目の制御周期の初期のタイミングにおいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが３に増加するので、ローテーションは行わず、起点をスイッチ素子Ｓ２としたまま３個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４をオンにする。

次に、２回目の制御周期の次のタイミングにおいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが２に減少する。オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの減少分（＝１）とオフセット値ＯＦＦＳＥＴ（１）とを４を法としたモジュロ加算することによって、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを「２」に更新する。よって、スイッチ素子Ｓ３を起点として２個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ３およびＳ４をオンにする。

また、３回目と４回目の制御周期では、シャント指令値として１．６が入力されている。分割部４０６は、補正部９から出力された補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃ（＝１．６）を整数部Ｉｎｔ（＝１）と小数部Ｆｒａｃ（＝０．６）とに分割する。比較器４０３は、小数部Ｆｒａｃ（＝０．６）と、搬送波生成部４０１において生成された搬送波ｃｗ１とを比較することによって、小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭを生成する。加算器４０５は、整数部Ｉｎｔ（＝１）と小数部ＰＷＭ信号ＦＰＷＭ（０または１、平均値＝０．６）とを加算することによって、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ（１または２）を算出する。

これによって、制御周期Ｔの６０％において、スイッチオン数ＭＬＰＷＭ＝２となり、制御周期Ｔの４０％においてスイッチオン数ＭＬＰＷＭ＝１となり、第３および第４の制御周期におけるスイッチオン数ＭＬＰＷＭの平均値は１．４となる。

第３制御周期の先頭のタイミングにおいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが２の状態が続く。これによって、スイッチ素子Ｓ３とＳ４がオンで、スイッチ素子Ｓ１とＳ２の状態が続く。

第３制御周期内の次のタイミングで、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが１に減少する。オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの減少分（＝１）とオフセット値ＯＦＦＳＥＴ（２）とを４を法としたモジュロ加算することによって、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを「３」に更新する。よって、駆動するスイッチ素子をローテーションしつつ、スイッチ素子Ｓ４を起点に１個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ４をオンにする。

第４制御周期の先頭のタイミングにおいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが２に増加するので、ローテーションは行わず、起点をスイッチ素子Ｓ４としたまま２個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ４、Ｓ１をオンにする。

第４制御周期内の次のタイミングで、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが１に減少する。オフセット生成部１１は、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの減少分（＝１）とオフセット値ＯＦＦＳＥＴ（３）とを４を法としたモジュロ加算することによって、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを「０」に更新する。よって、駆動するスイッチ素子をローテーションしつつ、スイッチ素子Ｓ０を起点に１個のスイッチ素子をオンにする。すなわち、スイッチ素子Ｓ１をオンにする。

以上のように、制御周期ごとにオンにする起点のスイッチ素子が変化することで、スイッチング動作を全てのスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に分散させることができ、１つのスイッチ素子のスイッチングの切替のタイミングは、４回の制御周期４Ｔ中で１回まで低減される。

この結果、シャント段数がｎ段の電力制御器１を全体でみると制御周期と同じ周期でスイッチングを行いつつ、個々のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎは制御周期のｎ回ごとにスイッチング動作が行われることとなる。個々のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのスイッチング回数が電力制御器１の全体のスイッチング回数の１／ｎに低減されるので、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎに要求される発熱条件が抑制される。制御周期ごとに全てのスイッチ素子の状態を決定して駆動するため、シャント段数ｎに依存した制御遅れが発生しない。

実施の形態１に示す電力制御器では、上述のようにスイッチオン数が減少する際に、起点となるスイッチ素子をローテーションさせているので、オンとなっている複数のスイッチ素子のうち最もオン時間が長くなっているスイッチ素子をオフにする。また、同様に、スイッチオン数が増加する際に、起点となるスイッチ素子からスイッチオン数分のスイッチ素子をオンとさせるため、オフとなっている複数のスイッチ素子のうち最もオフ時間が長くなっているスイッチ素子をオンに駆動する。なお、ここではスイッチオン数が１つ減少する場合について示したため、起点となるスイッチ素子が１つローテーションするような構成となっているが、スイッチオン数が２つ以上減少する場合には、その数に応じてローテーションするようにすることもできる。

なお、図２において、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期は、定常動作においてはスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのスイッチングによる発熱を抑制するように設定されている。

バス電圧制御動作は、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期でＰＩＤ制御を伴って行われるので、一定のスイッチング周期毎に負帰還電圧制御動作が更新される。したがって、スイッチング周期よりも速い負荷変動に対してはバス電圧Ｖｂｕｓを制御することができないため、大きなバス電圧変動が過渡的に生じる問題がある。負荷５の急激な変動によってバス電圧Ｖｂｕｓが大きく変動するときの対策として、過電圧検出部１２が設けられる。

過電圧検出部１２は、負荷５の変動によって負荷５に供給する電圧であるバス電圧Ｖｂｕｓの変動幅が予め設定された変動幅を超えたときに、過電圧検出信号Ｔｒｎをタイミング信号発生部８に出力する。タイミング信号発生部８は、過電圧検出信号Ｔｒｎを受けると、過渡応答状態となり、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期を短くする。これによって、バス電圧制御応答が速くなるので、大きなバス電圧変動が過渡的に生じることを防止する。

タイミング信号発生部８は、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が収束した後、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの発熱に影響が少なくなるまでの時間が経過するのを待つ。その後、タイミング信号発生部８は、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期を元の定常動作における周期に戻す。これによって、過渡応答状態の間だけタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期を短くし、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの発熱に影響が及ばないようにすることができる。

しかしながら、上述の動作において、周期が短くなったタイミング信号Ｔｓｍｐｌが、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が収束した後に元の周期に戻るタイミングにおいて、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が再び発生することがある。

図７は、シャント駆動信号とシャント電流の波形を表わす図である。
図７に示すように、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのシャント駆動信号の立ち上がりおよび立ち下がりに対して、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎに実際に流れるシャント電流の変化が遅れることがある。つまり、オン時の遅れ時間ＯＮ＿Ｄｅｌａｙとオフ時の遅れ時間ＯＦＦ＿Ｄｅｌａｙとが相違する場合がある。この場合、スイッチング周期に対するオン時間の割合であるＯＮ＿Ｄｕｔｙと、実効的なシャント電流のスイッチング周期に対するオン時間の割合である実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙとがタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期に依存して相違する。タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期が切替ったタイミングで実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙが変化するため、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が発生する。この変動は、バス電圧Ｖｂｕｓのフィードバック制御動作によって、制御系の応答時間を経過した後に復帰する。この現象に対する解決策として、補正値演算部１３が設けられる。

補正値演算部１３は、バス電圧制御応答動作に依らずに予め補正値ΔＮＤＵＴＹとして把握しておいた値を用いて、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期に依存して変化する実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙとシャント駆動信号のＯＮ＿Ｄｕｔｙとの差に対する補正動作を行なう。これによって、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が収束した後にタイミング信号Ｔｓｍｐｌが元の周期に戻るタイミングで、バス電圧Ｖｂｕｓの変動が再び発生する現象を防止することができる。

シャント駆動信号に対して、シャント電流のオン時の遅れ時間がＯＮ＿Ｄｅｌａｙであり、オフ時の遅れ時間がＯＦＦ＿Ｄｅｌａｙのときに、シャント電流とシャント駆動信号のオンパルス幅の差ΔＰｗは、式（５）で表される。

ΔＰｗ＝ＯＮ＿Ｄｅｌａｙ−ＯＦＦ＿Ｄｅｌａｙ・・・（５）
オンパルス幅の差ΔＰｗによるシャント量ＮＤＵＴＹの変位量である補正値ΔＮＤＵＴＹは、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期をＴとしたときに、式（６）で表される。

ΔＮＤＵＴＹ＝ｎ×ΔＰｗ／Ｔ・・・（６）
補正値演算部１３は、式（５）および（６）に従って、補正値ΔＮＤＵＴＹを算出する。

式（５）に示すオンパルス幅の差ΔＰｗは、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの特性とシャント駆動部の設計条件に依存する値である。したがって、オンパルス幅の差ΔＰｗの値は、装置の設計時に定めた数値または出荷試験の際に測定された数値を用いることができる。オンパルス幅の差ΔＰｗは、わずかであるが変動することが考えられるが、その変動要因は温度変動または経年変化などであるため、変動は、緩やかである。変動が緩やかな場合には、補正値演算部１３は、定期的にオンパルス幅の差ΔＰｗを計測し、式（６）にしたがって、タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期Ｔ毎の補正値ΔＮＤＵＴＹを計算する。

補正部９は、式（７）に従って、シャント量ＮＤＵＴＹをＮＤＵＴＹ＿Ｃに補正する。
ＮＤＵＴＹ＿Ｃ＝ＮＤＵＴＹ−ΔＮＤＵＴＹ・・・（７）
これによって、バス電圧制御応答動作に依らずに、周期Ｔの切替りに同期してシャント量ＮＤＵＴＹに対する補正動作を行うこともできる。

オンパルス幅の差ΔＰｗの大きな変動に対応する場合、たとえば、代表的なシャント駆動信号Ｇｎとシャント電流Ｉｓｈｎの微分検出信号Ｄｉｆｆに基づいて、式（５）（６）の演算が行われて、補正値ΔＮＤＵＴＹが算出されるものとしてもよい。シャント駆動信号Ｇｎは、スイッチ素子Ｓｎを駆動する信号である。シャント電流Ｉｓｈｎは、スイッチ素子Ｓｎを流れる電流である。微分検出信号Ｄｉｆｆは、たとえばカレントトランス等を利用した簡易な電流検出器１４から得られる。

次に、図２における補正部９及び補正値演算部１３の具体的な構成について説明する。
図８は、補正値演算部１３および補正部９の構成の一例を示すブロック図である。

図９および図１０は、補正値演算部１３および補正部９の内部で伝送される信号のタイミングチャートである。

図８〜図１０を参照して、オンパルス幅の差ΔＰｗ及び補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃを求める動作の要旨となる部分について説明する。

比較器ＣｍｐＨは、シャント電流Ｉｓｈｎから検出した微分波形である微分検出信号Ｄｉｆｆと、基準値Ｒｅｆ＿Ｈとを比較して、比較結果をシャント電流Ｉｓｈｎのオンタイミング信号Ｃｏｍｐ＿Ｈとして出力する。

比較器ＣｍｐＬは、シャント電流Ｉｓｈｎから検出した微分波形である微分検出信号Ｄｉｆｆと、基準値Ｒｅｆ＿Ｌとを比較して、比較結果をシャント電流Ｉｓｈｎのオフタイミング信号Ｃｏｍｐ＿Ｌとして出力する。

ＪＫ型フリップフロップＪＫは、シャント電流Ｉｓｈｎのオンタイミング信号Ｃｏｍｐ＿Ｈを受けるＪ入力端子と、シャント電流Ｉｓｈｎのオフタイミング信号Ｃｏｍｐ＿Ｌを受けるＫ入力端子とを備え、シャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔを生成する。

以降で説明する動作は、クロック信号Ｓｙｓｃｌｏｃｋに同期して動作するものとする。

カウンタＣＴ１は、シャント電流Ｉｓｈｎに対応するシャント駆動信号Ｇｎを受けて、シャント駆動信号Ｇｎのオン期間中におけるクロック信号Ｓｙｓｃｌｏｃｋのパルス数をカウントする。

フリップフロップＦＦ１は、シャント駆動信号Ｇｎによって、カウンタＣＴ１の出力をホールドすることによって、シャント駆動信号Ｇｎのオン期間中におけるカウント値ａを出力する。

カウンタＣＴ２は、シャント電流Ｉｓｈｎに対応するシャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔを受けて、シャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔのオン期間中におけるクロック信号Ｓｙｓｃｌｏｃｋのパルス数をカウントする。

フリップフロップＦＦ２は、シャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔによって、カウンタＣＴ２の出力をホールドすることによって、シャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔのオン期間中におけるカウント値ｂを出力する。

減算器Ｓｕｂ１は、シャント駆動信号Ｇｎのオン期間中のカウント値ａと、シャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔのオン期間中のカウント値ｂとを減算して、差ｄを出力する。

カウンタＣＴ１およびカウンタＣＴは、ゼロロード入力Ｌを備え、ＮＡＮＤ回路ＮＤ１、およびＮＤ２を伴ってシャント駆動信号Ｇｎとシャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔのオン期間中にカウント動作を行っている。

否定論理和回路ＮＯＲは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されていない状態、すなわち定常動作時に、シャント駆動信号Ｇｎとシャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔとがともにオフになる期間を表わすタイミング信号ｃを出力する。

フリップフロップＦＦ３は、タイミング信号ｃにしたがって、カウント値の差ｄをホールドすることによって、オンパルス幅の差ΔＰｗを生成する。すなわち、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されていない状態、すなわち定常動作時に、シャント駆動信号Ｇｎとシャント電流同期信号Ｉｓｈｕｎｔとがともにオフになる期間において、カウント値の差ｄによるオンパルス幅の差ΔＰｗが生成される。

セレクタＳＬは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されている時か否かに応じて、係数Ｃ＿ｔｒｎまたはＣ＿Ｎｏｒｍを選択する。係数Ｃ＿ｔｒｎは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されている時に対応する係数である。係数Ｃ＿Ｎｏｒｍは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されていない時に対応する係数である。係数Ｃ＿ｔｒｎおよび係数Ｃ＿Ｎｏｒｍは、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの総数ｎを用いて、式（６）よりそれぞれ式（８）、（９）で表される。

Ｃ＿ｔｒｎ＝ｎ／Ｔｔｒｎ・・・（８）
Ｃ＿Ｎｏｒｍ＝ｎ／Ｔｎｒｍ・・・（９）
式（８）におけるＴｔｒｎは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されている時、すなわち過渡応答状態におけるタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期を表わす。式（９）におけるＴｎｒｍは、過電圧検出信号Ｔｒｎが出力されていない時、すなわち、定常動作時のタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期を表わす。以下が成り立つ。つまり、過渡応答状態における制御周期の長さは、定常動作時における制御周期の長さよりも短くなる。

Ｔｔｒｎ＜Ｔｎｒｍ・・・（１０）
乗算器Ｍｕｌｌは、オンパルス幅の差ΔＰｗと、セレクタＳＬの出力とを乗算することによって、補正値ΔＮＤＵＴＹを生成する。

減算器Ｓｕｂ２は、シャント量ＮＤＵＴＹから補正値ΔＮＤＵＴＹを減算して補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃを生成する。

上述したように、オンパルス幅の差ΔＰｗの変動は小さいため、無視出来る場合は固定値を使用することもできる。その場合には、Ｃ＿ｔｒｎとΔＰｗとの積、Ｃ＿ＮｏｒｍとΔＰｗとの積を予め計算して与えることによって、回路規模を削減することができる。

また、係数Ｃ＿ｔｒｎ、Ｃ＿Ｎｏｒｍを式（１１）、（１２）で表される数値を使用することによって、保持する係数を１個に減らすことができるので、回路規模を削減しつつ同様の効果が得られる。

Ｃ＿ｔｒｎ＝（ｎ／Ｔｔｒｎ）―（ｎ／Ｔｎｒｍ）・・・（１１）
Ｃ＿Ｎｏｒｍ＝０・・・（１２）
図１１は、パルス幅補正制御が無い場合のバス電圧Ｖｂｕｓの波形のシミュレーション結果を表わす図である。図１２は、パルス幅補正制御がある場合のバス電圧Ｖｂｕｓの波形のシミュレーション結果を表わす図である。

このシミュレーション結果は、過渡応答状態でタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期が短くなっている状態から、通常のタイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期に戻った際のバス電圧Ｖｂｕｓの変動を模擬したものである。タイミング信号Ｔｓｍｐｌの周期は横軸の１５％付近で切り替わっている。パルス幅補正制御が無い場合には、実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙが変動したために、バス電圧Ｖｂｕｓが低下することが確認できる。実施の形態１で示したパルス幅補正制御を行った場合、実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙが一定に維持されるため、バス電圧Ｖｂｕｓの変動を抑制することができる。

以上のように、本実施の形態に示す電力制御器では、バス電圧一定制御を行う電力制御器において、バス電圧と目標値との偏差からシャントを行う数の平均値であるシャント指令値を求め、複数のスイッチ素子のスイッチオン数と時比率を制御しつつ、スイッチオン数が増減するタイミングにおいて、駆動するスイッチ素子をローテーションさせる。これによって、個々のスイッチ素子のスイッチング周波数を装置全体の１／ｎにまで低減しつつ、シャント段数ｎに依存した遅延を生じないので、高い応答性を得ることができる。さらに、負荷変動の大小に応じてスイッチング周期を可変することで、定常時の発熱を抑えつつ、負荷変動時の応答を改善することができる。また、スイッチング周期を切り替える際に発生する実効ＯＮ＿Ｄｕｔｙを補正することによって、バス電圧の変動を抑制することができる。

したがって、本実施の形態によれば、バス電圧の安定性を維持しながらスイッチングに伴う発熱を削減することが可能となる。よって、本実施の形態によれば、部品の選定条件及び放熱設計を緩和することができる。これによって、高応答、小型軽量かつ電力品質の良い電力制御器を提供することができる。

実施の形態１の変形例．
実施の形態１の変形例の電力制御器１は、実施の形態１の電力制御器１において、変調部１０および駆動判定部４１０の内部構成を変更したものである。実施の形態１の変形例の電力制御器のそれ以外の構成は図１と同様であるため、説明を繰り返さない。

図１３は、実施の形態１の変形例の変調部１０および駆動判定部４１０の例を示す図である。ここでは説明を簡単にするため、シャント段数ｎが４の場合を例示する。

変調部１０は、搬送波生成部４０１と、オフセット重畳器４０２−１〜４０２−３と、比較器４０３−１〜４０３−４と、加算器４０５とを備える。

駆動判定部４１０は、オフセット生成部１１と、駆動信号割当て部４０９とを備える。
図１４および図１５は、図１３の変調部１０および駆動判定部４１０で伝送される信号波形を表わすタイミングチャートである。

搬送波生成部４０１は、振幅１の搬送波ｃｗ１を生成して、比較器４０３−１およびオフセット重畳器４０２−１に送る。

オフセット重畳器４０２−１は、搬送波ｃｗ１に搬送波ｃｗ１の振幅と同じオフセットを加ええることによって得られた信号ｃｗ２を、オフセット重畳器４０２−２および比較器４０３−２に送る。

オフセット重畳器４０２−２は、信号ｃｗ２に搬送波ｃｗ１の振幅と同じオフセットを加ええることによって得られた信号ｃｗ３を、オフセット重畳器４０２−３および比較器４０３−３に送る。

オフセット重畳器４０２−３は、信号ｃｗ３に搬送波ｃｗ１の振幅と同じオフセットを加ええることによって得られた信号ｃｗ４を、比較器４０３−４に送る。

比較器４０３−i（ｉ＝１〜４）は、補正後のシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃと、搬送波ｃｗｉとを比較して、ＰＷＭ信号Ｐｉを出力する。シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃが搬送波ｃｗｉよりも大きいときに、ＰＷＭ信号Ｐｉは「１」となる。シャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃが搬送波ｃｗｉ以下のときに、ＰＷＭ信号Ｐｉは「０」となる。スイッチオン数ＭＬＰＷＭに当たる数の比較器４０３からの出力が「１」となる。

この操作により、信号の定義域をシャント段数で分割したＰＷＭ信号が得られる。
加算器４０５は、比較器４０３−１〜４０３−４の出力であるＰＷＭ信号Ｐ１〜Ｐ４を加算することによって、スイッチオン数ＭＬＰＷＭを出力する。

オフセット生成部１１は、実施の形態１と同様に、スイッチオン数ＭＬＰＷＭに基づいて、オフセット値ＯＦＦＳＥＴを割り当てる。

ここまでで決定されたＰＷＭ信号とオフセット値ＯＦＦＳＥＴによって、スイッチ素子の駆動パターンとその起点が確定するので、各スイッチ素子の駆動状態（オン／オフ）を一意に決定することができる。

駆動信号割当て部４０９は、比較器４０３−ｉから出力されたＰＷＭ信号Ｐｉをオフセット値ＯＦＦＳＥＴだけ巡回シフト演算し、各スイッチ素子をオンまたはオフに駆動させる。図１３では、２入力１出力のマルチプレクサを組み合わせて巡回シフトする例について示したが、多入力のマルチプレクサを使用して巡回シフトを行ってもよい。

実施の形態２．
実施の形態３の電力制御器１は、実施の形態１の電力制御器１において、信号生成部４の内部構成を変更したものである。実施の形態２に係る電力制御器のそれ以外の構成は図１と同様であるため、説明を繰り返さない。

図１６は、実施の形態２の電力制御器１の信号生成部４の内部構成を示すブロック図である。

信号生成部４は、比較部１７と、計数部１６と、オフセット生成部１１と、駆動判定部４１０とを備える。オフセット生成部１１と、駆動判定部４１０とは、実施の形態１と同様なので、説明を繰り返さない。

比較部１７は、シャント指令値ＳＰの可変範囲内に割り振られた複数の第１番目〜第ｎ番目のオンレベル閾値、および第１番目〜第ｎ番目のオンレベル閾値にそれぞれ対応して、ヒステリシスを有するように割り振られた第１番目〜第ｎ番目のオフレベル閾値と、シャント指令値ＳＰとを比較する。

計数部１６は、比較部１７の比較結果に基づいて、スイッチオン数ＭＬＰＷＭを決定する。

比較部１７は、ｎ個のオン比較器Ｈｉｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、ｎ個のオフ比較器Ｌｏｉ（ｉ＝１〜ｎ）とを備える。

計数部１６は、ｎ個のＪＫ型フリップフロップＦＦｄｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、加算器１５とを備える。ＪＫ型フリップフロップに代えて、ＲＳ型フリップフロップを用いてもよい。

第ｉ番目のオン比較器Ｈｉｉは、シャント指令値ＳＰと第ｉ番目のオンレベル閾値ＯＮｉとを比較する。第ｉ番目のオン比較器Ｈｉｉは、シャント指令値ＳＰが第ｉ番目のオンレベル閾値ＯＮｉよりも大きいときに「１」を出力し、シャント指令値ＳＰが第ｉ番目のオンレベル閾値ＯＮｉよりも小さいときに「０」を出力する。第ｉ番目のオン比較器Ｈｉｉは、比較結果を計数部１６のＪＫ型フリップフロップＦＦｄｉのＪ入力端子に送る。

第ｉ番目のオフ比較器Ｌｏｉは、シャント指令値ＳＰと第ｉ番目のオフレベル閾値ＯＦＦｉとを比較する。第ｉ番目のオフ比較器Ｌｏｉは、第ｉ番目のオフレベル閾値ＯＦＦｉがシャント指令値ＳＰよりも大きいときに「１」を出力し、第ｉ番目のオフレベル閾値ＯＦＦｉがシャント指令値ＳＰよりも小さいときに「０」を出力する。第ｉ番目のオフ比較器Ｌｏｉは、比較結果を計数部１６のＪＫ型フリップフロップＦＦｄｉのＫ入力端子に送る。

第ｉ番目のＪＫ型フリップフロップＦＦｄｉは、第i番目のオン比較器Ｈｉｉの出力を受けるＪ入力端子と、第ｉ番目のオフ比較器Ｌｏｉの出力を受けるＫ入力端子とを含む。

第ｉ番目のＪＫ型フリップフロップＦＦｄｉの出力ｘｉは、加算器１５に送られる。
加算器１５は、ＪＫ型フリップフロップＦＦｄ１〜ＦＦｄｎの出力ｘ１〜ｘｎを加算しして、加算値をスイッチオン数ＭＬＰＷＭとして駆動判定部４１０およびオフセット生成部１１に送る。

図１７は、シャント指令値ＳＰと、ＪＫ型フリップフロップＦＦｄ１〜ＦＦｄｎの出力ｘ１〜ｘｎ、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの時間変化を示すタイミングチャートである。図１７には、オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮｎ、オフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦｎも示されている。直流電源Ｉ１〜Ｉｎの構成段数ｎを簡易的に５段としている。

ここで、シャント指令値ＳＰは、バス電圧Ｖｂｕｓとの関連において、制御目標値Ｖｒｅｆに対する誤差を表す信号として式（１３）で表される。

ＳＰ＝（Ｖｂｕｓ−Ｖｒｅｆ）×Ａ・・・（１３）
式（１２）において、Ａは、演算処理部３Ａの増幅度を示す値であり、任意の周波数特性を有する増幅度として設定されるが、説明の簡略化のため、Ａを１としている。オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮ５およびオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦ５と、シャント指令値ＳＰとの関係を正規化して示すためである。

オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮ５及びオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦ５とシャント指令値ＳＰの関係において、例えばシャント指令値ＳＰが、オフレベル閾値ＯＦＦ１、ＯＦＦ２を下回ったとき、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は開放状態（オフ状態）になる。また、シャント指令値ＳＰがオンレベル閾値ＯＮ２〜ＯＮ５を超えたとき、スイッチ素子Ｓ２〜Ｓ５はシャント状態（オン状態）になる。

すなわち、オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮｎおよびオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦｎは、シャント指令値ＳＰに対して、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのオンとオフを決定するヒステリシスを有する閾値として設定されている。

この動作において、オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮｎの設定幅、またはオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦｎの設定幅がバス電圧Ｖｂｕｓの制御電圧変動幅ΔＶｂｕｓになる。また、オンレベル閾値ＯＮｉ（ｉ＝１〜ｎ）とオフレベル閾値ＯＦＦｉ（ｉ＝１〜ｎ）との差がバス電圧Ｖｂｕｓのリップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅになる。

この動作において、1段あたりの太陽電池発生電流Ｉｓｔｒと、バスキャパシタＣｂｕｓ、および負荷電流Ｉｌｏａｄに依存して、バス電圧Ｖｂｕｓは変動する。これによって、シャント指令値ＳＰは、オンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮｎとオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦｎの間を上昇および下降する。バス電圧Ｖｂｕｓの時間変化率ｄｖ／ｄｔは、式（１４）で表される。

dV/dt＝｛Istr×(n−MLPWM)−Iload｝／Cbus・・・（１４）
シャント指令値ＳＰがオンレベル閾値ＯＮ１〜ＯＮｎ及びオフレベル閾値ＯＦＦ１〜ＯＦＦｎを交差する毎に、スイッチオン数ＭＬＰＷＭの値が変化する。

すなわち、ｘｉがオン（＝１）のときに、シャント指令値ＳＰがオフレベル閾値ＯＦＦｉよりも小さくなると、ｘｉがオフ（＝０）となる。ｘｉがオフ（＝０）のときに、シャント指令値ＳＰがオンレベル閾値ＯＮｉよりも大きくなると、ｘｉがオン（＝１）となる。これによって、スイッチオン数ＭＬＰＷＭが変化する。その結果、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのオン／オフが順番に切換えられながらバス電圧制御が行われる。

電力制御器１は、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのスイッチングによる発熱を分散しながら、バス電圧Ｖｂｕｓがリップル電圧Ｖｒｉｐｐｌｅを伴って規定の制御電圧変動幅ΔＶｂｕｓの範囲内に収まるようにバス電圧を制御する。

なお、本実施の形態では、以上の様に動作するのでスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのスイッチング周期は、負荷５の状態によって変化する。そのスイッチング周期が定常的に継続する状態における最短周期Ｔｍｉｎは、式（１５）で表される。

Ｔｍｉｎ＝４×Ｃｂｕｓ×Ｖｒｉｐｐｌｅ／Ｉｓｔｒ・・・（１５）
従って式（１５）より、関連する定数を選択して電力制御器１を設計することによって、定常的に継続し得る最短周期Ｔｍｉｎをスイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎの発熱の許容できる範囲内に設定できる。

また、過渡的に負荷電流Ｉｌｏａｄの変化が大きいときは、式（１４）よりｄｖ／ｄｔが正または負の方向に大きくなる。その結果、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓｎのスイッチング切替間隔が短くなるので、急峻な負荷変動に対してバス電圧制御応答が速くなる。これによって、大きなバス電圧変動が過渡的に生じることを防止できる。

このような原理によって、定常時の各スイッチ素子のスイッチングによる発熱を増加することなく速い負荷の変動に対してバス電圧の安定化を実現する。

以上のように、本実施の形態の電力制御器は、比較部は、バス電圧の変動範囲に対してシャント段数と同数のヒステリシスを有するオンレベル閾値およびオフレベル閾値と、バス電圧とを比較し、フリップフロップが比較結果をラッチし、計数部が、比較結果を合計することによってスイッチオン数ＭＬＰＷＭを算出することができる。

これにより、定常負荷時にはスイッチング周期は、適切な範囲に制限されてスイッチ素子のスイッチングによる発熱が増加しない。過渡的な負荷変動時にはスイッチング間隔が短くなって、負荷の速い変動に対しても制御応答が可能になるので、大きなバス電圧変動が過渡的に生じることを防止できる。その結果、電力制御器の小型軽量化を阻害することなく、電力品質の良い電力制御器を提供することが可能となる。

実施の形態２の変形例．
本変形例は、信号生成部４を集積回路またはソフトウェアで構成する場合に関する。

図１８は、実施の形態２の変形例の電力制御器１の信号生成部４の内部構成の一部を示すブロック図である。

信号生成部４は、加算器５５１と、減算器５５２と、乗算器５５３と、乗算器５５５と、整数化部５５４と、整数化部５５６と、比較器５５７と、比較器５５８と、カウンタ５５９とを備える。

加算器５５１は、シャント指令値ＳＰと、Ｖｒｉｐｐｅ／２とを加算する。
減算器５５２は、シャント指令値ＳＰから、Ｖｒｉｐｐｅ／２を減算する。

乗算器５５３は、加算器５５１の出力と、ｎ／ΔＶｂｕｓとを乗算する。
乗算器５５５は、減算器５５２の出力と、ｎ／ΔＶｂｕｓとを乗算する。

整数化部５５４は、乗算器５５３の出力の整数部を出力する。
整数化部５５６は、乗算器５５５の出力の整数部を出力する。

比較器５５７は、整数化部５５４の出力と、スイッチオン数ＭＬＰＷＭとを比較する。比較器５５７は、整数化部５５４の出力がスイッチオン数ＭＬＰＷＭよりも大きいときには、「１」を出力する。比較器５５７は、整数化部５５４の出力がスイッチオン数ＭＬＰＷＭよりも小さいときには、「０」を出力する。

比較器５５８は、整数化部５５６の出力と、スイッチオン数ＭＬＰＷＭとを比較する。比較器５５８は、整数化部５５６の出力がスイッチオン数ＭＬＰＷＭよりも大きいときには、「０」を出力する。比較器５５８は、整数化部５５４の出力がスイッチオン数ＭＬＰＷＭよりも小さいときには、「１」を出力する。

カウンタ５５９は、比較器５５７の出力によって、カウント値をインクリメントし、比較器５５８の出力によって、カウント値をデクリメントする。カウンタ５５９は、カウント値としてスイッチオン数ＭＬＰＷＭを出力する。

本変形例によれば、シャント段数ｎ個分必要な閾値と比較器を段数に依存しない演算に置き換えることができ、演算を簡略化することができる。

変形例．
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、たとえば、以下のような変形例も含む。

（１）実施の形態１および２では、バス電圧Ｖｂｕｓを一定の目標値に制御する方法について説明したが、他の形態の電力制御器にも適用することが出来る。

図１９は、変形例の電力制御器を表わす図である。
この電力制御器では、電力バス２にバッテリＢＡＴが直結されている。実施の形態１および２に係る電力制御器１は、バス電圧Ｖｂｕｓを一定電圧に制御するが、図１９に示す電力制御器１は、バッテリＢＡＴの充電電流Ｉｃｈｇを一定電流に制御する。

図１９の電力制御器の演算処理部３Ｂ内の減算器１３１は、電流検出器１４により検出された充電電流Ｉｃｈｇと電流指令値Ｉｒｅｆとの差分を算出し、偏差Ｅｒｒｏｒを算出する。偏差Ｅｒｒｏｒは式（１６）で表される。

Ｅｒｒｏｒ＝Ｉｃｈｇ−Ｉｒｅｆ・・・（１６）
図１９に示す電力制御器の演算処理部３Ｂの減算器１３１以外の構成要素は、実施の形態１または２と同じ構成要素とすることができる。図１９の電力制御器によれば、上記の実施形態で説明した方式によってバッテリの充電電流を一定に制御することができる。これによって、例えばバッテリ直結バスを採用する人工衛星に搭載して、太陽電池から供給される電力の量を制御する電力制御器として使用することができる。

（２）実施の形態１および２において説明した演算処理部３Ａおよび信号生成部４は、相当する動作をデジタル回路のハードウェアまたはソフトウェアで構成してもよい。演算処理部３Ａおよび信号生成部４の機能をソフトウェアを用いて実現する場合には、電力制御器は、例えば、図２０に示すようにプロセッサ１０００とメモリ２０００とを備え、メモリ２０００に記憶されたプログラムをプロセッサ１０００が実行するようにすることができる。

（３）実施の形態１の説明で用いた偏差の式（１）は、Ｖｂｕｓの項を正とし、目標値を負としたが、目標値を正とし、Ｖｂｕｓの項を負として、以降の式の符号を反転してもよい。

（４）操作量であるシャント量の式（２）は、バス電圧の目標値との差に対して、比例、積分、微分の演算を行って求めた値を使用するＰＩＤ制御の例を示したが、バス電圧が増加した際にシャントする電流が増加するような動作を行う限りは他の操作量および計算式に置き換えてもよい。

（５）図８では、オンパルス幅の差ΔＰｗ及び補正されたシャント量ＮＤＵＴＹ＿Ｃを求める具体的な実施手段として論理回路を用いた一例が示されているが、アナログ時定数を用いた回路、またはソフトウェアによる演算等の他の方法によって目的とする結果を得ることもできる。

（６）図８の係数Ｃ＿ｔｒｎとＣ＿Ｎｏｒｍの値について式（８）〜（１２）で示しているが、実際の装置の特性に合わせて更に補正値を加えても良い。

（７）図５に示すタイミングチャートでは、説明を簡単にするために、搬送波生成部４０１で生成される搬送波ｃｗ１が、ノコギリ波としたが、逆ノコギリ波または任意のデューティ比の三角波を用いてもよい。

（８）信号生成部４は、搬送波生成部４０１とオフセット重畳器４０２によって共通の搬送波ｃｗ１にオフセットを重畳する例を示したが、オフセットが異なる搬送波を個別に生成してもよいし、操作量からオフセットを減じる構成としてもよい。本実施の形態における信号生成部４は、スイッチオン数が減少する際に、起点とするスイッチ素子の番号を増加させる例にとり説明したが、スイッチオン数が増加する際に起点とするスイッチ素子の番号を減少させる方式としても同様の効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電力制御器、２ 電力バス、３Ａ，３Ｂ 演算処理部、４ 信号生成部、５ 負荷、７ サンプリング部、８ タイミング信号発生部、９ 補正部、１０ 変調部、１１ オフセット生成部、１２ 過電圧検出部、１３ 補正値演算部、１４ 電流検出器、１５，４０５，５５１ 加算器、１６ 計数部、１７ 比較部、３１，１３１，５５２，Ｓｕｂ１，Ｓｕｂ２ 減算器、３２ ＰＩＤ制御器、４０１ 搬送波生成部、４０２ オフセット重畳器、４０３，５５７，５５８，ＣｍｐＨ，ＣｍｐＬ，Ｈｉ１〜Ｈｉｎ，Ｌｏ１〜Ｌｏｎ 比較器、４０６ 分割部、４０９ 駆動信号割当て部、４１０ 駆動判定部、４１１−１〜４１１−ｎ 判定器、５５３，５５５，Ｍｕｌ１ 乗算器、５５４，５５６ 整数化部、１０００ プロセッサ、２０００ メモリ、ＢＡＴ バッテリ、Ｄ１〜Ｄｎ ダイオード（逆流防止素子）、Ｉ１〜Ｉｎ 直流電源、Ｓ１〜Ｓｎ スイッチ素子、ＳＬ セレクタ、ＣＴ１，ＣＴ２，５５９ カウンタ、ＦＦ１，ＦＦ２，ＦＦ３ フリップフロップ、ＪＫ，ＦＦｄ１〜ＦＦｄｎ ＪＫ型フリップフロップ、ＮＯＲ 否定論理和回路、ＮＤ１，ＮＤ２ ＮＡＮＤ回路。

Claims (14)

1. 複数の電源および負荷に接続される電力制御器であって、
   前記複数の電源に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する前記電源からの電力を負荷に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子と、
   前記負荷に供給する電力を調整するための操作量を演算する演算処理部と、
   信号生成部とを備え、
   前記信号生成部は、
   前記スイッチ素子を流れるシャント電流と前記スイッチ素子を駆動するシャント駆動信号のオンパルス幅の差に基づいて、補正値を求める補正値演算部と、
   前記補正値に基づいて、前記演算処理部の出力する操作量を補正し、補正された操作量を出力する補正部とを含み、
   前記信号生成部は、
   前記補正された操作量に基づいて、前記複数のスイッチ素子のうちオンとするスイッチ素子数、および、前記オンとするスイッチ素子数に設定する時比率を演算し、決定した前記スイッチ素子数および前記時比率に基づいて、前記複数のスイッチ素子のうちの少なくとも１つを駆動させる信号を生成し、
   前記複数のスイッチ素子にはそれぞれ異なる番号が割り当てられており、
   前記信号生成部は、前記複数のスイッチ素子のうち起点となるスイッチ素子を選択し、
   前記オンとするスイッチ素子数に基づいて、前記起点となるスイッチ素子から前記スイッチ素子に割り当てられた番号の順でオンとする前記スイッチ素子を決定するとともに、前記スイッチ素子数が減少する場合に、前記起点となるスイッチ素子を変更し、
   前記信号生成部は、前記負荷に供給する電圧の変動幅が、予め定められた変動幅を超えたときに、過電圧検出信号を出力する過電圧検出部を含む電力制御器を含む、電力制御器。
2. 前記信号生成部は、前記補正された操作量を整数部と小数部とに分割し、前記小数部と、搬送波とを比較することによって、小数部ＰＷＭ信号を生成し、前記整数部と前記小数部ＰＷＭ信号とを加算することによって、前記オンとするスイッチ素子数、および、前記オンとするスイッチ素子数に設定する時比率を求める、請求項１記載の電力制御器。
3. 前記信号生成部は、
   前記補正された操作量を生成する周期である制御周期を設定するタイミング信号を発生するタイミング信号発生部を含み、
   前記タイミング信号発生部は、定常状態において、前記制御周期を第１の長さに設定し、
   前記負荷の変動を検出したときに、過渡応答状態となり、前記制御周期を前記第１の長さよりも短い第２の長さに設定する、請求項２記載の電力制御器。
4. 前記補正値演算部は、前記オンパルス幅の差として、予め定められた値を用いる、請求項３に記載の電力制御器。
5. 前記補正値演算部は、前記スイッチ素子に流れるシャント電流に基づいて、前記オンパルス幅の差を算出する、請求項３記載の電力制御器。
6. 前記補正値演算部は、前記定常状態時には、前記オンパルス幅の差と、第１の係数とを乗算することによって、前記補正値を算出し、前記過渡応答時には、前記オンパルス幅の差と、第２の係数とを乗算することによって、前記補正値を算出する乗算器を含み、
   前記第１の係数は、前記複数のスイッチ素子の総数を前記第１の長さで除算した値であり、前記第２の係数は、前記複数のスイッチ素子の総数を前記第２の長さで除算した値である、請求項５記載の電力制御器。
7. 前記補正値演算部は、前記定常状態時には、前記オンパルス幅の差と、第１の係数とを乗算することによって、前記補正値を算出し、前記過渡応答時には、前記オンパルス幅の差と、第２の係数とを乗算することによって、前記補正値を算出する乗算器を含み、
   前記第１の係数は、０であり、前記第２の係数は、前記複数のスイッチ素子の総数を前記第２の長さで除算した値から、前記複数のスイッチ素子の総数を前記第１の長さで除算した値を減算した値である、請求項５記載の電力制御器。
8. 前記補正部は、前記演算処理部の出力する操作量から前記補正値を減算することによって、前記操作量を補正して、前記補正された操作量を出力する、請求項６または７記載の電力制御器。
9. 前記シャント電流の微分波形である微分検出信号と、第１の基準値とを比較して、比較結果をシャント電流のオンタイミング信号として出力する第１の比較器と、
   前記微分検出信号と、第２の基準値とを比較して、比較結果をシャント電流のオフタイミング信号として出力する第２の比較器と、
   前記シャント電流のオンタイミング信号を受けるＪ入力端子と、前記シャント電流のオフタイミング信号とを受けるＫ入力端子とを含み、シャント電流同期信号を生成するＪ−Ｋフリップフロップとを含む、請求項５記載の電力制御器。
10. 前記シャント駆動信号のオン期間中におけるクロック信号のパルス数をカウントする第１のカウンタと、
    前記第１のカウンタの出力をホールドすることによって、前記シャント駆動信号のオン期間中におけるカウント値を出力する第１のフリップフロップと、
    前記シャント電流同期信号のオン期間中における前記クロック信号のパルス数をカウントする第２のカウンタと、
    前記第２のカウンタの出力をホールドすることによって、前記シャント電流同期信号のオン期間中におけるカウント値を出力する第２のフリップフロップと、
    前記シャント駆動信号のオン期間中のカウント値と、前記シャント電流同期信号のオン期間中のカウント値とを減算して、減算結果を出力する減算器とを含む、請求項９記載の電力制御器。
11. 前記過電圧検出信号が出力されていない状態において、前記シャント駆動信号と前記シャント電流同期信号とがともにオフになる期間を表わすタイミング信号を出力する論理回路と、
    前記タイミング信号にしたがって、前記減算器から出力されるカウント値の差をホールドすることによって、前記オンパルス幅の差を生成する第３のフリップフロップとを含む、請求項１０記載の電力制御器。
12. 複数の電源および負荷に接続される電力制御器であって、
    前記複数の電源に対応して設けられ、オンまたはオフに切り替えることにより、対応する前記電源からの電力を負荷に供給させるか、供給を停止させるかを切り替える複数のスイッチ素子と、
    前記負荷に供給する電力を調整するための操作量を演算する演算処理部と、
    信号生成部とを備え、
    前記信号生成部は、
    前記操作量の可変範囲内に割り振られた複数の第１番目〜第ｎ番目のオンレベル閾値、および前記第１番目〜第ｎ番目のオンレベル閾値にそれぞれ対応して、ヒステリシスを有するように割り振られた第１番目〜第ｎ番目のオフレベル閾値と、前記操作量とを比較する比較部と、
    前記比較部の比較結果に基づいて、オンとするスイッチ素子数を決定する計数部とを含む、電力制御器。
13. 前記比較部は、ｎ個の第１番目〜第ｎ番目のオン比較器と、ｎ個の第１番目〜第ｎ番目のオフ比較器とを含み、
    第ｉ番目のオン比較器は、前記操作量が前記第ｉ番目のオンレベル閾値よりも大きいときに「１」を出力し、前記操作量が前記第ｉ番目のオンレベル閾値よりも小さいときに「０」を出力し、
    第ｉ番目のオフ比較器は、前記第ｉ番目のオフレベル閾値が前記操作量よりも大きいときに「１」を出力し、前記第ｉ番目のオフレベル閾値が前記操作量よりも小さいときに「０」を出力する、請求項１２記載の電力制御器。
14. 前記計数部は、ｎ個の第１番目〜第ｎ番目のＪＫ型フリップフロップと、
    第１番目〜第ｎ番目のＪＫ型フリップフロップの出力を加算する加算器とを含み、
    第ｉ番目のＪＫ型フリップフロップは、前記第ｉ番目のオン比較器の出力を受けるＪ入力端子と、前記第ｉ番目のオフ比較器の出力を受けるＫ入力端子とを含む、請求項１３記載の電力制御器。