WO2017126419A1 - コイルアンテナ、送電装置および受電装置 - Google Patents

コイルアンテナ、送電装置および受電装置 Download PDF

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WO2017126419A1
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coil antenna
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power transmission
conductors
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Inventor
佐利 山口
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株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/14—Inductive couplings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling

Definitions

  • the present invention relates to a wireless power transmission system that wirelessly transmits power from a power transmission device to a power reception device.
  • the coil antenna of the power transmission device and the coil antenna of the power reception device are magnetically coupled in a state where they are arranged close to each other. Therefore, when the positional relationship between the coil antenna of the power transmission device and the coil antenna of the power reception device changes, the power transmission efficiency changes according to the deviation.
  • Patent Document 1 discloses a coil antenna in which the coil conductors of the coil antenna are wound so that the interval between the coil conductors is dense on the outside of the coil conductor and sparse on the inside in order to suppress fluctuations in power transmission efficiency due to the above-described positional deviation. It is shown.
  • the inductance and parasitic capacitance per unit length of the coil conductors increase.
  • the self-resonant frequency generated in the coil conductor is lowered.
  • the self-resonant frequency coincides with or is close to the power transmission frequency
  • the above-described problem is not limited to the coil antenna wound so that the coil conductor is dense outside and outside the winding range, as shown in Patent Document 1, but the area occupied by the coil antenna is reduced. For the sake of simplicity, the same occurs even when the interval between the coil conductors is reduced as a whole. Therefore, the miniaturization of the coil antenna is limited by the self-resonant frequency.
  • An object of the present invention is to provide a coil antenna suitable for miniaturization, a power transmission device including the same, and a power reception device that suppresses a decrease in power transmission efficiency.
  • the coil antenna of the present invention is a coil antenna used for coupling a power transmitting device and a power receiving device that constitute a wireless power transmission system, A plurality of coil conductors wound around a winding axis; The plurality of coil conductors have parallel portions connected in parallel and wound in parallel, When the plurality of coil conductors constituting the parallel portion are connected in series, the self-resonant frequency due to the inductance and capacitor generated in the coil conductor is f0, the self-resonant frequency of the coil antenna is f1, and the voltage / current transmitted by the power transmission device When the frequencies are represented by f2, f2 ⁇ f1 and f0 ⁇ 2f2, respectively.
  • the coil conductors are adjacent to each other at substantially the same potential portion, so that effective parasitic capacitance does not occur and the self-resonant frequency of the coil antenna can be maintained high. That is, the self-resonant frequency can be used in a relationship that does not coincide with or close to the frequency for power transmission, while having a portion where the interval between the coil conductors is close.
  • the inductance of the coil conductor when the coil conductors of the parallel part are connected in series and the self-resonance frequency f0 due to the capacitor are not more than twice the frequency f2 of the voltage / current transmitted by the power transmission device. Since the space between the coil conductors is narrow, a small coil antenna is configured while maintaining a high self-resonance frequency.
  • the said coil conductor has a part where the space
  • the dense portion is located farther from the sparse portion in the radial direction from the winding shaft.
  • interval of the coil conductor of the said parallel part is narrower than the space
  • interval of the coil conductor of the said parallel part near outer periphery is narrower than the space
  • interval of the said adjacent parallel parts is narrower on the outer periphery side than on the inner periphery side.
  • the frequency f0 is preferably equal to or less than the frequency f2.
  • the coil conductors in the parallel portion are further narrowed to form a smaller coil antenna.
  • the frequency f2 is preferably in the HF band.
  • the HF band is a frequency band suitable for power transmission, this HF band is also a frequency band in which the self-resonant frequency of the coil antenna is likely to be close. According to the present invention, since the self-resonant frequency can be maintained high, problems due to the self-resonant frequency of the coil antenna being close to the frequency of the voltage / current transmitted by the power transmission device can be avoided.
  • a power transmission device of the present invention is a power transmission device in a wireless power transmission system that wirelessly transmits power from a power transmission device to a power reception device, A coil antenna used for coupling with the power receiving device;
  • the coil antenna is Comprising a coil conductor wound around a winding axis;
  • the coil conductor has a parallel portion connected in parallel and wound in parallel;
  • the above configuration makes it possible to configure a power transmission device that is small but has high power transmission efficiency.
  • the power receiving device of the present invention is a power receiving device in a wireless power transmission system that wirelessly transmits power from the power transmitting device to the power receiving device, A coil antenna used for coupling with the power transmission device;
  • the coil antenna is Comprising a coil conductor wound around a winding axis;
  • the coil conductor has a parallel portion connected in parallel and wound in parallel;
  • the self-resonance frequency due to the inductance and the capacitor generated in the coil conductor is f0
  • the self-resonance frequency of the coil antenna is f1
  • the frequency of the voltage / current transmitted by the power transmission device is f2.
  • the above configuration makes it possible to configure a power receiving device that is small but has high power transmission efficiency.
  • the present invention it is possible to obtain a coil antenna suitable for miniaturization, a power transmitting device and a power receiving device including the coil antenna, which suppresses a decrease in power transmission efficiency.
  • FIG. 1 is a plan view of a coil antenna 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view illustrating the coil conductors 11 and 12 of the coil antenna 10 with different line types.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the coil antenna 10.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a wireless power transmission system 301 according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a perspective view showing the configuration of the power transmission coil antenna Lt and the power reception coil antenna Lr of the wireless power transmission system 301.
  • FIG. 6 is a perspective view showing another configuration of the power transmission coil antenna Lt and the power reception coil antenna Lr of the wireless power transmission system 301.
  • FIG. 7A and 7B are comparative examples, and are plan views of a coil antenna 10S in which coil conductors in parallel portions of the coil antenna 10 of the first embodiment are connected in series.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the coil antenna 10S shown in FIG.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view of a coil antenna in which a plurality of coil conductors are arranged in different layers of a base material.
  • FIG. 10 is a plan view of a coil antenna 30 according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a plan view illustrating the coil conductors 11, 12, and 13 of the coil antenna 30 with different line types.
  • FIG. 12 is a comparative example, and is a plan view of a coil antenna 30 ⁇ / b> S in which coil conductors in parallel portions of the coil antenna 30 are connected in series.
  • FIG. 13 is a plan view of a coil antenna 40 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a plan view illustrating the coil conductors 11 and 12 of the coil antenna 40 with different line types.
  • FIG. 1 is a plan view of a coil antenna 10 according to the first embodiment.
  • the coil antenna 10 is a coil antenna used for coupling a power transmission device and a power reception device that constitute a wireless power transmission system, and is provided in either or both of the power transmission device and the power reception device.
  • the coil antenna 10 includes an insulating base material 19 and a coil conductor formed on the base material 19.
  • the coil antenna 10 includes coil conductors 11 and 12 wound around a winding axis.
  • the winding axes of the coil conductors 11 and 12 are oriented in a direction perpendicular to the surface of the base material 19.
  • a point o in FIG. 1 is a point through which the winding axis passes.
  • FIG. 2 is a plan view illustrating the coil conductors 11 and 12 with different line types.
  • the coil conductor 11 constitutes a rectangular spiral coil having a first end T11 and a second end T21. Further, the coil conductor 12 constitutes a rectangular spiral coil having a first end T12 and a second end T22.
  • the first end T11 of the coil conductor 11 and the first end T12 of the coil conductor 12 are connected to each other and used as a terminal T1 (see FIG. 1).
  • the second end T21 of the coil conductor 11 and the second end T22 of the coil conductor 12 are connected to each other and used as a terminal T2 (see FIG. 1).
  • Terminals T1 and T2 of the coil antenna 10 are connected to an external circuit. Therefore, the coil conductors 11 and 12 are connected in parallel.
  • the coil conductors 11 and 12 are entirely composed of parallel portions from the first ends T11 and T12 to the second ends T21 and T22.
  • parallel parts PP1a, PP1b, PP1c, PP1d indicate parallel parts of the outer peripheral part along the four sides.
  • the parallel parts PP2a, PP2b, PP2c, PP2d indicate intermediate parallel parts along the four sides.
  • the parallel parts PP3a, PP3b, PP3c, PP3d indicate parallel parts of the inner peripheral part along the four sides.
  • the inter-line distance dp1 is the distance between the coil conductor 11 and the coil conductor 12 at the outer peripheral part
  • the inter-line distance dp2 is the inter-line distance between the coil conductor 11 and the coil conductor 12
  • the inter-line distance dp3 is the inner peripheral part.
  • the capacitance Cp1 is a line capacitance generated between the coil conductor 11 and the coil conductor 12 in the outer peripheral portion
  • the capacitance Cp2 is a line capacitance generated between the coil conductor 11 and the coil conductor 12 in the intermediate portion
  • the capacitance Cp3 is an internal capacitance. Line capacities generated between the coil conductor 11 and the coil conductor 12 in the periphery are respectively shown.
  • the line distance da1 is the distance between the parallel part PP1a at the outer peripheral part and the parallel part PP2a at the intermediate part
  • the line distance da2 is between the parallel part PP2a at the intermediate part and the parallel part PP3a at the inner peripheral part. Is the interval.
  • the capacitance Ca1 is a parasitic capacitance generated at the line distance da1 portion
  • the capacitance Ca2 is a parasitic capacitance generated at the line distance da2 portion.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the coil antenna 10.
  • the inductors L11a and L11b are inductors that represent inductance generated in the coil conductor 11 in a lumped constant circuit.
  • the inductors L12a and L12b are inductors that represent inductance generated in the coil conductor 12 in a lumped constant circuit.
  • Capacitors Cpa and Cpb are capacitors that represent the line capacitance generated between the coil conductor 11 and the coil conductor 12 in a lumped constant circuit.
  • the coil conductors 11 and 12 of the coil antenna 10 are configured in parallel from the first ends T11 and T12 to the second ends T21 and T22.
  • the potential difference at 12 adjacent positions is almost zero. That is, the potential difference between the coil conductors 11 and 12 is almost zero regardless of the position from the first ends T11 and T12 to the second ends T21 and T22. Therefore, the voltage applied to the line-to-line capacitances (parasitic capacitances) Cpa and Cpb is almost 0, and resonance does not substantially occur in the LC circuits of the inductors L12a and L12b and the capacitors Cpa and Cpb.
  • the self-resonant frequency of the coil antenna 10 is determined by the inductance of the parallel part and the parasitic capacitances Ca1 and Ca2 between adjacent parallel parts. Since the inductance of the parallel part is a parallel connection circuit of the two coil conductors 11 and 12, the combined inductance is small. In addition, since the regions of the parasitic capacitances Ca1 and Ca2 generated between the parallel portions are small (not generated between all the lines but only between the parallel portions), the total parasitic capacitance is small. Therefore, the self-resonant frequency of the coil antenna is set higher than that of the coil antenna provided with one spiral coil conductor having the same number of turns.
  • FIG. 7 (A) and 7 (B) are plan views of a coil antenna 10S of a comparative example.
  • the coil antenna shown in FIG. 7A is obtained by connecting a plurality of coil conductors constituting a parallel portion of the coil antenna 10 of this embodiment in series. 7B, the winding order of the coil conductor is changed from the coil antenna 10S shown in FIG. 7A, and the number of turns of the coil conductor is the same as that of the coil antenna 10 shown in FIGS. In the same manner, the coil conductor is configured to form one rectangular spiral.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the coil antenna 10S shown in FIG.
  • the inductors La, Lb, Lc, and Ld are inductors that represent inductance generated in the coil conductor in a lumped constant circuit.
  • Capacitors Ca, Cb, Cc, and Cd are capacitors that represent parasitic capacitance generated between coil conductor lines in a lumped constant circuit.
  • the self-resonant frequency of the coil antenna 10S is determined by the inductors La, Lb, Lc, Ld and the capacitors Ca, Cb, Cc, Cd. Therefore, the self-resonant frequency decreases as the number of turns of the coil conductor increases and the distance between the lines decreases.
  • the interval between the coil conductors constituting the parallel portion and the interval between the parallel portion and the parallel portion is determined. Is important. In the present invention, the above relationship is defined as follows.
  • the self-resonant frequency (that is, the coil antenna) due to the inductance and the capacitor generated in the coil conductor when a plurality of coil conductors constituting the parallel portion of the coil antenna 10 shown in FIG. 1 are connected in series as shown in FIG.
  • the self-resonant frequency of 10S is represented by f0
  • the self-resonant frequency of the coil antenna 10 is represented by f1
  • the voltage / current frequency transmitted by the power transmission device is represented by f2, f2 ⁇ f1 and f0 ⁇ 2f2. Further, f0 ⁇ f2 may be satisfied.
  • the self-resonant frequency is not lowered even if the space between the parallel portions is narrowed, the space between the parallel portions is narrowed between the parallel portions and the parallel portions.
  • the capacitance component which is the first variable that determines the self-resonance frequency
  • the inductive component that is the second variable that determines the self-resonant frequency can also be reduced.
  • the self-resonance frequency can be increased.
  • the coil antenna can be miniaturized under the same self-resonant frequency.
  • the adjacent coil conductors have a sparse part and a dense part, and the parallel part is composed of a dense part. That is, the space between the coil conductors in the parallel portion is narrow, and the interval between the parallel portion and the parallel portion is wide. In other words, the interval between the coil conductors in the parallel portion is narrower than the interval between the parallel portion and another parallel portion adjacent to the parallel portion.
  • the parasitic capacitances Ca1 and Ca2 can be further reduced without increasing the occupied area of the coil conductors 11 and 12.
  • the line-to-line distances dp1 and da1 are configured such that dp1 ⁇ da1.
  • the dense portion is located farther from the sparse portion in the radial direction from the winding axis. That is, the dense part is located closer to the outer periphery, and the sparse part is located closer to the inner periphery, so that the coupling coefficient with the coupling partner coil antenna is wide in a wide range of relative positional relationship with the coupling partner coil antenna. Stabilized. In other words, the interval between adjacent parallel portions is narrower on the outer periphery than on the inner periphery. In the coil conductors constituting the parallel part, the distance between the coil conductors in the parallel part near the outer periphery is narrower than the distance between the coil conductors in the parallel part near the inner periphery.
  • the distances dp1, dp2, and dp3 between the lines have a relationship of dp1 ⁇ dp2 ⁇ dp3, and the distances between the lines da1, da2 have a relationship of da1 ⁇ da2.
  • the coil antenna is formed by forming the coil conductor with the conductor pattern on the insulating base material.
  • the base material is not essential, and the same coil antenna is formed by the wire-shaped coil conductor. May be.
  • the substrate may be a wiring board on which a circuit other than the coil antenna is configured.
  • FIG. 9 shows a partial cross-sectional view of a coil antenna having a structure in which coil conductors are arranged in different layers of a base material.
  • the coil conductors in the parallel portion may be arranged in different layers of the base material to constitute a multilayer substrate.
  • the line-to-line distances dp1, dp2, and dp3 are distances including an interlayer distance component.
  • the second embodiment shows an example of a wireless power transmission system.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the wireless power transmission system 301 according to the second embodiment.
  • the wireless power transmission system 301 includes a power transmission device 101 and a power reception device 201.
  • the power transmission device 101 includes a power transmission coil antenna Lt and a resonance capacitor Ct connected in series to the power transmission coil antenna Lt.
  • the power transmission coil antenna Lt and the resonance capacitor Ct constitute a resonance circuit 110.
  • the power transmission device 101 includes an inverter circuit 111 that converts the DC input voltage Vi into an AC voltage and applies the AC voltage to the resonance circuit 110.
  • Inverter circuit 111 includes switching elements Q1 and Q2, a capacitor C11, a diode D1, and a drive circuit 112.
  • the drive circuit 112 alternately drives the switching elements Q1 and Q2 on / off at the HF band operating frequency (eg, 6.78 MHz).
  • the resonance frequency of the resonance circuit 110 is the operating frequency or a frequency in the vicinity thereof.
  • the power receiving apparatus 201 includes a power receiving coil antenna Lr and a resonance capacitor Cr connected in parallel to the power receiving coil antenna Lr.
  • the power receiving coil antenna Lr and the resonance capacitor Cr constitute a resonance circuit 210.
  • the power receiving coil antenna Lr and the power transmitting coil antenna Lt are mainly magnetically coupled.
  • the power receiving apparatus 201 includes a rectifying / smoothing circuit 211 that converts an alternating voltage generated in the resonance circuit 210 into a direct-current voltage, and a load Ro that is driven by the direct-current output voltage converted by the rectifying / smoothing circuit 211.
  • the rectifying / smoothing circuit 211 includes a rectifying circuit 212 using a diode bridge circuit, smoothing capacitors C21 and C22, and a voltage regulator circuit 213.
  • the resonance circuit 210 resonates in parallel at the above operating frequency or a frequency in the vicinity thereof.
  • the resonant voltage of the resonant circuit 210 is full-wave rectified by the rectifier circuit 212, smoothed and stabilized by the smoothing capacitors C21 and C22, and the voltage regulator circuit 213, and a predetermined constant voltage Vo is supplied to the load Ro.
  • the power transmission coil antenna Lt is the coil antenna (coil antenna 10) having the structure shown in the first embodiment
  • the power reception coil antenna Lr is a normal coil antenna
  • the power receiving coil antenna Lr is the coil antenna (coil antenna 10) having the structure shown in the first embodiment
  • the power transmitting coil antenna Lt is a normal coil antenna.
  • the “ordinary coil antenna” is a coil conductor having a simple loop shape or spiral shape.
  • both the coil antenna for power transmission and the coil antenna for power reception may be the coil antenna having the structure shown in the first embodiment.
  • the power transmission coil antenna and the power reception coil antenna are mainly magnetically coupled, and power is transmitted mainly via the magnetic field.
  • the self-resonant frequency due to the inductance and the capacitor generated in the coil conductor when the coil conductors in the parallel portion of the coil antenna 10 are connected in series is f0
  • the self-resonant frequency of the coil antenna 10 is f1
  • the voltage / current transmitted by the power transmission apparatus 101 is
  • f0 ⁇ f2 may be satisfied.
  • the coil conductor can be wound more densely so that f0 ⁇ f2.
  • the frequency f2 is 6.78 MHz as described above.
  • the coil antenna of the present invention can be used for either a power transmitting coil antenna or a power receiving coil antenna.
  • the two coil antennas have the highest degree of coupling when their winding axes coincide and face each other, and the degree of coupling tends to decrease as the position deviates from the position.
  • the number of coil conductors that are close to each other in a face-to-face state increases as the relative positional relationship with the coil antenna of the coupling partner is shifted.
  • FIG. 10 is a plan view of a coil antenna 30 according to the third embodiment.
  • the coil antenna 30 is a coil antenna used for coupling a power transmission device and a power reception device that constitute a wireless power transmission system, and is provided in either or both of the power transmission device and the power reception device.
  • the coil antenna 10 includes an insulating base material 19 and a coil conductor formed on the base material 19.
  • the coil antenna 10 includes coil conductors 11, 12, and 13 wound around a winding axis.
  • the winding axes of the coil conductors 11, 12, 13 are oriented in a direction perpendicular to the surface of the base material 19.
  • Point o in FIG. 10 is a point through which the winding axis passes.
  • FIG. 11 is a plan view illustrating the coil conductors 11, 12, and 13 with different line types.
  • the coil conductor 11 constitutes a rectangular spiral coil having a first end T11 and a second end T21.
  • the coil conductor 12 constitutes a rectangular spiral coil having a first end T12 and a second end T22.
  • the coil conductor 13 constitutes a rectangular spiral coil having a first end T13 and a second end T23.
  • the first end T11 of the coil conductor 11, the first end T12 of the coil conductor 12, and the first end T13 of the coil conductor 13 are connected to each other and used as a terminal T1 (see FIG. 10).
  • the second end T21 of the coil conductor 11, the second end T22 of the coil conductor 12, and the second end T23 of the coil conductor 13 are connected to each other and used as a terminal T2 (see FIG. 10).
  • Terminals T1 and T2 of the coil antenna 30 are connected to an external circuit. Therefore, the coil conductors 11, 12, and 13 are connected in parallel.
  • FIG. 12 is a comparative example, and is a plan view of a coil antenna 30S in which coil conductors in parallel portions of the coil antenna 30 are connected in series.
  • This coil antenna 30S has the same number of turns of the coil conductor as the coil antenna 30 shown in FIGS. 10 and 11, but the coil conductor has a simple rectangular spiral shape. In this case, the number of turns of the coil conductor is increased and the line spacing is narrowed, so that the self-resonant frequency is lowered.
  • the self-resonant frequency can be increased as compared with the coil antenna 30S.
  • the number of coil conductors connected in parallel is not limited to two, but may be three or four or more.
  • FIG. 13 is a plan view of a coil antenna 40 according to the fourth embodiment.
  • the coil antenna 40 is a coil antenna used for coupling a power transmission device and a power reception device that constitute a wireless power transmission system, and is provided in either or both of the power transmission device and the power reception device.
  • the coil antenna 40 includes an insulating base material 19 and a coil conductor formed on the base material 19.
  • the coil antenna 40 includes coil conductors 11 and 12 wound around a winding axis.
  • the winding axes of the coil conductors 11 and 12 are oriented in a direction perpendicular to the surface of the base material 19.
  • a point o in FIG. 13 is a point through which the winding axis passes.
  • FIG. 14 is a plan view illustrating the coil conductors 11 and 12 with different line types.
  • the coil conductor 11 constitutes a spiral coil having a first end T11 and a second end T21. Further, the coil conductor 12 constitutes a spiral coil having a first end T12 and a second end T22.
  • the first end T11 of the coil conductor 11 and the first end T12 of the coil conductor 12 are connected to each other and used as a terminal T1 (see FIG. 13).
  • the second end T21 of the coil conductor 11 and the second end T22 of the coil conductor 12 are connected to each other and used as a terminal T2 (see FIG. 13).
  • Terminals T1 and T2 of the coil antenna 10 are connected to an external circuit. Therefore, the coil conductors 11 and 12 are connected in parallel.
  • the self-resonant frequency can be increased.
  • the coil conductor may have a circular spiral shape, and the shape of the spiral is not limited to this. Moreover, the shape which combined the straight line and the curve may be sufficient.

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  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

コイルアンテナは、ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられる。コイルアンテナは、巻回軸周りに巻回されたコイル導体（１１，１２）を備え、コイル導体（１１，１２）は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部（ＰＰ１ａ－ＰＰ１ｄ），（ＰＰ２ａ－ＰＰ２ｄ），（ＰＰ３ａ－ＰＰ３ｄ）を有し、並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２である。

Description

コイルアンテナ、送電装置および受電装置
　本発明は、送電装置から受電装置へ電力をワイヤレスで伝送するワイヤレス電力伝送システムに関する。
　近年、ワイヤレス電力伝送システムにおいて、電力伝送効率の向上化および装置の小型化を進める研究開発が活発化している。
　磁界結合型のワイヤレス電力伝送システムにおいては、送電装置のコイルアンテナと受電装置のコイルアンテナとが互いに近接配置された状態で磁界結合する。そのため、送電装置のコイルアンテナと受電装置のコイルアンテナの位置関係が変化すると、そのずれに応じて電力伝送効率が変化する。
　特許文献１には、上記位置ずれによる電力伝送効率の変動を抑制するため、コイルアンテナのコイル導体の間隔が、コイル導体の外側で密に、内側で疎になるように巻回されたコイルアンテナが示されている。
特開２０１５－９５６５６号公報
　一般に、コイル導体の間隔を密になるように巻いた場合、コイル導体の単位長あたりのインダクタンスおよび寄生容量が大きくなる。これにより、コイル導体に生じる自己共振周波数は低下する。そして、自己共振周波数が電力伝送用の周波数と一致もしくは近接する関係となると、コイルアンテナのコイル導体全体に電流が流れなくなり、コイルアンテナが磁束を放射しなくなる。つまり、コイルアンテナのコイル導体に生じる自己共振は電力伝送に寄与しないので、自己共振周波数が電力伝送用の周波数と一致もしくは近接する関係となると、システムの電力伝送効率は著しく低下する。
　上述の問題は、特許文献１に示されるように、コイル導体が巻回範囲の外側で密、内側で疎、になるように巻回されたコイルアンテナに限らず、コイルアンテナの占有面積の縮小化のために、コイル導体間の間隔を全体的に狭くした場合でも同様に生じる。したがって、コイルアンテナの小型化は自己共振周波数によって制限を受ける。
　本発明の目的は、電力伝送効率の低下を抑制し、小型化に適したコイルアンテナ、それを備える送電装置および受電装置を提供することにある。
（１）本発明のコイルアンテナは、ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられるコイルアンテナであり、
　巻回軸周りに巻回された複数のコイル導体を備え、
　前記複数のコイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
　前記並列部を構成する複数のコイル導体を直列接続した場合のコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とする。
　上記構成により、コイル導体の並列部では、コイル導体は、ほぼ同電位部で隣接するので、実効的な寄生容量が生じず、コイルアンテナの自己共振周波数は高く維持できる。すなわち、コイル導体間の間隔が密となる部分を有しながらも、自己共振周波数が電力伝送用の周波数と一致もしくは近接する関係とはならない関係で使用できる。
　また、並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数ｆ０が、送電装置の送電する電圧・電流の周波数ｆ２の２倍以下となる程度に、並列部のコイル導体間が狭いので、高い自己共振周波数を維持しながらも小型のコイルアンテナが構成される。
（２）前記コイル導体は、互いに隣接するコイル導体間の間隔が疎の部分と密の部分とを有し、前記並列部は前記密の部分で構成されていることが好ましい。これにより、コイル導体の並列部と並列部との間の寄生容量（すなわちコイルアンテナの自己共振周波数に影響を与える寄生容量）を相対的に小さくでき、その分、より小型化できる。
（３）上記（２）において、前記巻回軸からの径方向で、前記密の部分は前記疎の部分よりも遠い位置にあることが好ましい。これにより、結合相手のコイルアンテナとの相対的位置関係の広い範囲で、結合相手のコイルアンテナとの結合係数を安定化できる。
（４）上記（１）において、前記並列部のコイル導体の間隔は、当該並列部と当該並列部に隣接する他の並列部との間隔よりも狭いことが好ましい。これにより、コイル導体の占有面積を拡げることなく、寄生容量をより一層小さくできる。
（５）上記（１）において、外周寄りの前記並列部のコイル導体の間隔は、内周寄りの前記並列部のコイル導体の間隔よりも狭いことが好ましい。これにより、コイル導体の占有面積を拡げることなく、寄生容量をより一層小さくできる。
（６）上記（１）において、隣接する前記並列部同士の間隔は、内周寄りよりも外周寄りのほうが狭いことが好ましい。これにより、コイル導体の占有面積を拡げることなく、寄生容量をより一層小さくできる。
（７）上記（１）から（６）のいずれかにおいて、前記周波数ｆ０は前記周波数ｆ２以下であることが好ましい。これにより、並列部のコイル導体間がさらに狭い関係となって、より小型のコイルアンテナが構成される。
（８）上記（１）から（７）のいずれかにおいて、前記周波数ｆ２はＨＦ帯であることが好ましい。ＨＦ帯は電力伝送に適した周波数帯であるが、このＨＦ帯はコイルアンテナの自己共振周波数が近接しやすい周波数帯でもある。本発明によれば、自己共振周波数を高く維持できるので、コイルアンテナの自己共振周波数が送電装置の送電する電圧・電流の周波数に近接することによる問題は回避できる。
（９）本発明の送電装置は、送電装置から受電装置へワイヤレスで電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムにおける送電装置であって、
　前記受電装置との結合に用いられるコイルアンテナを備え、
　前記コイルアンテナは、
　巻回軸周りに巻回されたコイル導体を備え、
　前記コイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
　前記並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とする。
　上記構成により、小型でありながら電力伝送効率の高い送電装置が構成できる。
（１０）本発明の受電装置は、送電装置から受電装置へワイヤレスで電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムにおける受電装置であって、
　前記送電装置との結合に用いられるコイルアンテナを備え、
　前記コイルアンテナは、
　巻回軸周りに巻回されたコイル導体を備え、
　前記コイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
　前記並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とする。
　上記構成により、小型でありながら電力伝送効率の高い受電装置が構成できる。
　本発明によれば、電力伝送効率の低下を抑制し、小型化に適したコイルアンテナ、それを備える送電装置および受電装置が得られる。
図１は第１の実施形態に係るコイルアンテナ１０の平面図である。 図２は、コイルアンテナ１０のコイル導体１１，１２を、異なる線種で図示した平面図である。 図３はコイルアンテナ１０の等価回路図である。 図４は第２の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システム３０１の回路図である。 図５はワイヤレス電力伝送システム３０１の送電用コイルアンテナＬｔおよび受電用コイルアンテナＬｒの構成を示す斜視図である。 図６はワイヤレス電力伝送システム３０１の送電用コイルアンテナＬｔおよび受電用コイルアンテナＬｒの別の構成を示す斜視図である。 図７（Ａ）、図７（Ｂ）は比較例であり、第１の実施形態のコイルアンテナ１０の並列部のコイル導体を直列接続したコイルアンテナ１０Ｓの平面図である。 図８は、図７に示したコイルアンテナ１０Ｓの等価回路図である。 図９は、複数のコイル導体が基材の異なる層に配置されたコイルアンテナの断面図である。 図１０は第３の実施形態に係るコイルアンテナ３０の平面図である。 図１１は、コイルアンテナ３０のコイル導体１１，１２，１３を、異なる線種で図示した平面図である。 図１２は比較例であり、コイルアンテナ３０の並列部のコイル導体を直列接続したコイルアンテナ３０Ｓの平面図である。 図１３は第４の実施形態に係るコイルアンテナ４０の平面図である。 図１４はコイルアンテナ４０のコイル導体１１，１２を、異なる線種で図示した平面図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　第１の実施形態では、コイルアンテナの一例について、各図を順次参照しながらその構造および作用を説明する。
　図１は第１の実施形態に係るコイルアンテナ１０の平面図である。このコイルアンテナ１０は、ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられるコイルアンテナであり、送電装置または受電装置のいずれかまたは両方に設けられる。
　コイルアンテナ１０は、絶縁性基材１９と、この基材１９に形成されたコイル導体とで構成される。
　コイルアンテナ１０は、巻回軸周りに巻回されたコイル導体１１，１２を備える。コイル導体１１，１２の巻回軸は、基材１９の面に対して垂直方向を向く。図１中の点ｏは巻回軸が通る点である。
　図２は、上記コイル導体１１，１２を、異なる線種で図示した平面図である。
　コイル導体１１は、第１端Ｔ１１、第２端Ｔ２１を有する矩形スパイラル状のコイルを構成している。また、コイル導体１２は、第１端Ｔ１２、第２端Ｔ２２を有する矩形スパイラル状のコイルを構成している。コイル導体１１の第１端Ｔ１１とコイル導体１２の第１端Ｔ１２とは互いに接続されて、端子Ｔ１（図１参照）として用いられる。同様に、コイル導体１１の第２端Ｔ２１とコイル導体１２の第２端Ｔ２２とは互いに接続されて、端子Ｔ２（図１参照）として用いられる。このコイルアンテナ１０の端子Ｔ１，Ｔ２が外部の回路に接続される。したがって、コイル導体１１，１２は並列接続されている。
　この例では、コイル導体１１，１２は第１端Ｔ１１，Ｔ１２から第２端Ｔ２１，Ｔ２２まで全体が並列部で構成されている。図１において、並列部ＰＰ１ａ，ＰＰ１ｂ，ＰＰ１ｃ，ＰＰ１ｄは４辺に沿った外周部の並列部を示している。並列部ＰＰ２ａ，ＰＰ２ｂ，ＰＰ２ｃ，ＰＰ２ｄは４辺に沿った中間部の並列部を示している。並列部ＰＰ３ａ，ＰＰ３ｂ，ＰＰ３ｃ，ＰＰ３ｄは４辺に沿った内周部の並列部を示している。
　図２において、線間距離ｄｐ１は外周部におけるコイル導体１１とコイル導体１２との間隔、線間距離ｄｐ２は中間部におけるコイル導体１１とコイル導体１２との間隔、線間距離ｄｐ３は内周部におけるコイル導体１１とコイル導体１２との間隔、をそれぞれ表している。また、容量Ｃｐ１は外周部においてコイル導体１１とコイル導体１２との間に生じる線間容量、容量Ｃｐ２は中間部においてコイル導体１１とコイル導体１２との間に生じる線間容量、容量Ｃｐ３は内周部においてコイル導体１１とコイル導体１２との間に生じる線間容量、をそれぞれ示している。
　また、図２において、線間距離ｄａ１は外周部の並列部ＰＰ１ａと中間部の並列部ＰＰ２ａとの間隔であり、線間距離ｄａ２は中間部の並列部ＰＰ２ａと内周部の並列部ＰＰ３ａとの間隔である。容量Ｃａ１は線間距離ｄａ１部分に生じる寄生容量であり、容量Ｃａ２は線間距離ｄａ２部分に生じる寄生容量である。
　図３はコイルアンテナ１０の等価回路図である。ここで、インダクタＬ１１ａ，Ｌ１１ｂは、コイル導体１１に生じるインダクタンスを集中定数回路的に表したインダクタである。同様に、インダクタＬ１２ａ，Ｌ１２ｂは、コイル導体１２に生じるインダクタンスを集中定数回路的に表したインダクタである。キャパシタＣｐａ，Ｃｐｂは、コイル導体１１とコイル導体１２との間に生じる線間容量を集中定数回路的に表したキャパシタである。
　コイルアンテナ１０のコイル導体１１，１２は図１，図２に示したとおり、第１端Ｔ１１，Ｔ１２から第２端Ｔ２１，Ｔ２２までの全体が並列部で構成されているので、コイル導体１１，１２の隣接する各位置での電位差はほぼ０である。すなわち、第１端Ｔ１１，Ｔ１２から第２端Ｔ２１，Ｔ２２まで、どの位置に着目しても、コイル導体１１，１２間の電位差はほぼ０である。したがって、上記線間容量（寄生容量）Ｃｐａ，Ｃｐｂへの印加電圧はほぼ０であって、インダクタＬ１２ａ，Ｌ１２ｂおよびキャパシタＣｐａ，ＣｐｂのＬＣ回路で共振は実質的に生じない。そのため、図１に示した、コイル導体１１，１２の並列部ＰＰ１ａ，ＰＰ１ｂ，ＰＰ１ｃ，ＰＰ１ｄ，ＰＰ２ａ，ＰＰ２ｂ，ＰＰ２ｃ，ＰＰ２ｄ，ＰＰ３ａ，ＰＰ３ｂ，ＰＰ３ｃ，ＰＰ３ｄの線間を狭くしても、これら並列部での自己共振は実質的に生じない。
　コイルアンテナ１０の自己共振周波数は、上記並列部のインダクタンスと、隣接する並列部間の寄生容量Ｃａ１，Ｃａ２とで定まる。上記並列部のインダクタンスは２つのコイル導体１１，１２の並列接続回路であるので、合成インダクタンスは小さい。また、並列部間に生じる寄生容量Ｃａ１，Ｃａ２の領域は小さい（全ての線間に生じるのではなく、並列部間にしか生じない）ので、トータルの寄生容量は小さい。したがって、同じターン数の１つのスパイラル状コイル導体が設けられたコイルアンテナと比べて、コイルアンテナの自己共振周波数は高く定められる。
　図７（Ａ）、図７（Ｂ）は比較例のコイルアンテナ１０Ｓの平面図である。図７（Ａ）に示すコイルアンテナは、本実施形態のコイルアンテナ１０の並列部を構成する複数のコイル導体を直列接続したものである。また、図７（Ｂ）は、コイル導体の巻き順を図７（Ａ）に示したコイルアンテナ１０Ｓから変更し、そのコイル導体のターン数を、図１、図２に示したコイルアンテナ１０と同じにし、コイル導体が１つの矩形スパイラル状を成すように構成したものである。
　図８は、図７（Ｂ）に示したコイルアンテナ１０Ｓの等価回路図である。ここで、インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄは、コイル導体に生じるインダクタンスを集中定数回路的に表したインダクタである。キャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｄは、コイル導体の線間に生じる寄生容量を集中定数回路的に表したキャパシタである。このコイルアンテナ１０Ｓの自己共振周波数は上記インダクタＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，ＬｄおよびキャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｄで定まる。したがって、コイル導体のターン数が多くなる程、また、線間が狭くなる程、自己共振周波数は低くなる。
　本発明においては、コイルアンテナを大型化することなく、自己共振周波数の低下を回避するうえで、上記並列部を構成するコイル導体の間隔、および並列部と並列部との間隔をどのように定めるかが重要である。本発明では上記関係を次のように規定する。
　図１に示したコイルアンテナ１０の並列部を構成する複数のコイル導体を、図７（Ａ）に示したように直列接続した場合のコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数（すなわちコイルアンテナ１０Ｓの自己共振周波数）をｆ０、コイルアンテナ１０の自己共振周波数をｆ１、送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であること。また、ｆ０≦ｆ２でもよい。
　本実施形態によれば、既に述べたとおり、並列部の線間は狭くしても自己共振周波数を低下させることはないので、並列部の線間を狭くし、並列部と並列部との間を拡げることで、自己共振周波数を定める第１変数である容量成分を小さくできる。また、コイル導体のインダクタンスも小さくなるので、自己共振周波数を定める第２変数である誘導成分も小さくできる。その結果、自己共振周波数を高めることができる。また、同じ自己共振周波数のもとではコイルアンテナを小型化できる。
　本実施形態のコイルアンテナ１０では、互いに隣接するコイル導体間の間隔が疎の部分と密の部分とを有し、並列部は密の部分で構成されている。すなわち、並列部のコイル導体間は狭く、並列部と並列部との間隔は広い。言い換えると、並列部のコイル導体の間隔は、当該並列部と当該並列部に隣接する他の並列部との間隔よりも狭い。このことにより、コイル導体１１，１２の占有面積を拡げることなく、寄生容量Ｃａ１，Ｃａ２をより一層小さくできる。本実施形態では、線間距離ｄｐ１，ｄａ１がｄｐ１＜ｄａ１の関係になるよう構成されている。
　また、本実施形態のコイルアンテナ１０は、巻回軸からの径方向で、上記密の部分は上記疎の部分よりも遠い位置にある。すなわち、密の部分は外周寄りに位置し、疎の部分は内周寄りに位置するので、結合相手のコイルアンテナとの相対的位置関係の広い範囲で、結合相手のコイルアンテナとの結合係数が安定化される。言い換えると、隣接する並列部同士の間隔は、内周寄りよりも外周寄りのほうが狭い。また、並列部を構成するコイル導体において、外周寄りの並列部のコイル導体の間隔は、内周寄りの並列部のコイル導体の間隔よりも狭い。
　本実施形態では、線間距離ｄｐ１，ｄｐ２，ｄｐ３がｄｐ１≦ｄｐ２≦ｄｐ３の関係となり、線間距離ｄａ１，ｄａ２がｄａ１≦ｄａ２の関係となるよう構成されている。
　なお、以上に示した例では、導体パターンによるコイル導体を絶縁性基材に形成することでコイルアンテナを構成したが、基材は必須ではなく、ワイヤー状のコイル導体で同様のコイルアンテナを構成してもよい。また、上記基材は、コイルアンテナ以外の回路が構成される配線基板であってもよい。
　また、導体パターンによるコイル導体は、基材の異なる層に配置されていてもよい。ここで、コイル導体が基材の異なる層に配置された構造のコイルアンテナの部分断面図を図９に示す。このように、例えば、並列部のコイル導体が、それぞれ基材の異なる層に配置され、多層基板を構成してもよい。この場合、線間距離ｄｐ１，ｄｐ２，ｄｐ３は層間距離の成分を含んだ距離となる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態ではワイヤレス電力伝送システムの例を示す。
　図４は第２の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システム３０１の回路図である。ワイヤレス電力伝送システム３０１は送電装置１０１と受電装置２０１とで構成される。
　送電装置１０１は、送電用コイルアンテナＬｔと、この送電用コイルアンテナＬｔに直列接続された共振キャパシタＣｔとを含む。この送電用コイルアンテナＬｔと共振キャパシタＣｔとで共振回路１１０が構成される。また、送電装置１０１は、直流入力電圧Viを交流電圧に変換して上記共振回路１１０に印加するインバータ回路１１１を備える。インバータ回路１１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、キャパシタＣ１１、ダイオードＤ１および駆動回路１１２を含む。駆動回路１１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＨＦ帯の動作周波数（例えば6.78MHz）で交互にオン／オフ駆動する。共振回路１１０の共振周波数はこの動作周波数またはその近傍の周波数である。
　受電装置２０１は、受電用コイルアンテナＬｒと、この受電用コイルアンテナＬｒに並列接続された共振キャパシタＣｒとを含む。この受電用コイルアンテナＬｒと共振キャパシタＣｒとで共振回路２１０が構成される。受電用コイルアンテナＬｒと送電用コイルアンテナＬｔとは主に磁界結合する。また、受電装置２０１は、共振回路２１０に生じる交流電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路２１１と、整流平滑回路２１１によって変換された直流出力電圧によって駆動される負荷Ｒｏとを備える。整流平滑回路２１１はダイオードブリッジ回路による整流回路２１２、平滑キャパシタＣ２１，Ｃ２２、および電圧レギュレータ回路２１３を含む。
　共振回路２１０は上記動作周波数またはその近傍の周波数で並列共振する。共振回路２１０の共振電圧は整流回路２１２で全波整流され、平滑キャパシタＣ２１，Ｃ２２、および電圧レギュレータ回路２１３で平滑および安定化され、負荷Ｒｏへ所定の一定電圧Voが供給される。
　図５、図６は、上記送電用コイルアンテナＬｔおよび受電用コイルアンテナＬｒの構成を示す斜視図である。図５に示す例では、送電用コイルアンテナＬｔは、第１の実施形態で示した構造のコイルアンテナ（コイルアンテナ１０）であり、受電用コイルアンテナＬｒは通常のコイルアンテナである。図６に示す例では、受電用コイルアンテナＬｒが、第１の実施形態で示した構造のコイルアンテナ（コイルアンテナ１０）であり、送電用コイルアンテナＬｔは通常のコイルアンテナである。いずれも、「通常のコイルアンテナ」は、コイル導体が単純なループ状またはスパイラル状を成しているものである。
　なお、送電用コイルアンテナ、受電用コイルアンテナの双方が第１の実施形態で示した構造のコイルアンテナであってもよい。いずれも構造でも、送電コイルアンテナと受電コイルアンテナは主に磁界結合し、主に磁界を介して電力が伝送される。
　上記コイルアンテナ１０の並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、コイルアンテナ１０の自己共振周波数をｆ１、送電装置１０１が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２である。また、ｆ０≦ｆ２でもよい。ｆ０≦ｆ２となるように、よりコイル導体を密に巻回することが可能である。ここで周波数ｆ２は上記のとおり、6.78MHzである。
　このように、本発明のコイルアンテナは、送電用コイルアンテナ、受電用コイルアンテナのいずれにも利用できる。
　本実施形態のコイルアンテナ１０は、巻回軸からの径方向で、コイル導体間の間隔が密の部分は外周寄りに位置していて、疎の部分は内周寄りに位置している。一般的には、２つのコイルアンテナはそれらの巻回軸が一致して対面している状態で結合度が最も高くなり、その位置からずれる程、結合度は低下する傾向にある。しかし、本実施形態のコイルアンテナでは、結合相手のコイルアンテナとの相対的位置関係がずれるにしたがって、対面状態で近接するコイル導体の本数が増大する。そのことで、相対位置関係のずれによる結合度の低下傾向は抑制され、結合相手のコイルアンテナとの相対的位置関係の広い範囲で、結合相手のコイルアンテナとの結合係数が安定化される。
《第３の実施形態》
　図１０は第３の実施形態に係るコイルアンテナ３０の平面図である。このコイルアンテナ３０は、ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられるコイルアンテナであり、送電装置または受電装置のいずれかまたは両方に設けられる。
　コイルアンテナ１０は、絶縁性基材１９と、この基材１９に形成されたコイル導体とで構成される。
　コイルアンテナ１０は、巻回軸周りに巻回されたコイル導体１１，１２，１３を備える。コイル導体１１，１２，１３の巻回軸は、基材１９の面に対して垂直方向を向く。図１０中の点ｏは巻回軸が通る点である。
　図１１は、上記コイル導体１１，１２，１３を、異なる線種で図示した平面図である。
　コイル導体１１は、第１端Ｔ１１、第２端Ｔ２１を有する矩形スパイラル状のコイルを構成している。コイル導体１２は、第１端Ｔ１２、第２端Ｔ２２を有する矩形スパイラル状のコイルを構成している。また、コイル導体１３は、第１端Ｔ１３、第２端Ｔ２３を有する矩形スパイラル状のコイルを構成している。コイル導体１１の第１端Ｔ１１とコイル導体１２の第１端Ｔ１２とコイル導体１３の第１端Ｔ１３とは互いに接続されて、端子Ｔ１（図１０参照）として用いられる。同様に、コイル導体１１の第２端Ｔ２１とコイル導体１２の第２端Ｔ２２とコイル導体１３の第２端Ｔ２３とは互いに接続されて、端子Ｔ２（図１０参照）として用いられる。このコイルアンテナ３０の端子Ｔ１，Ｔ２が外部の回路に接続される。したがって、コイル導体１１，１２，１３は並列接続されている。
　図１２は比較例であり、コイルアンテナ３０の並列部のコイル導体を直列接続したコイルアンテナ３０Ｓの平面図である。このコイルアンテナ３０Ｓは、そのコイル導体のターン数が、図１０、図１１に示したコイルアンテナ３０と同じであるが、コイル導体は単純な１つの矩形スパイラル状を成している。この場合、コイル導体のターン数が多くなり、また線間が狭くなるので、自己共振周波数は低くなる。しかし、第３の実施形態のコイルアンテナ３０では、コイルアンテナ３０Ｓと比較して自己共振周波数を高めることができる。
　本実施形態で示したように、並列接続するコイル導体は２本に限らず，３本であってもよいし、４本以上であってもよい。
《第４の実施形態》
　図１３は第４の実施形態に係るコイルアンテナ４０の平面図である。このコイルアンテナ４０は、ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられるコイルアンテナであり、送電装置または受電装置のいずれかまたは両方に設けられる。
　コイルアンテナ４０は、絶縁性基材１９と、この基材１９に形成されたコイル導体とで構成される。
　コイルアンテナ４０は、巻回軸周りに巻回されたコイル導体１１，１２を備える。コイル導体１１，１２の巻回軸は、基材１９の面に対して垂直方向を向く。図１３中の点ｏは巻回軸が通る点である。
　図１４は、上記コイル導体１１，１２を、異なる線種で図示した平面図である。
　コイル導体１１は、第１端Ｔ１１、第２端Ｔ２１を有するスパイラル状のコイルを構成している。また、コイル導体１２は、第１端Ｔ１２、第２端Ｔ２２を有するスパイラル状のコイルを構成している。コイル導体１１の第１端Ｔ１１とコイル導体１２の第１端Ｔ１２とは互いに接続されて、端子Ｔ１（図１３参照）として用いられる。同様に、コイル導体１１の第２端Ｔ２１とコイル導体１２の第２端Ｔ２２とは互いに接続されて、端子Ｔ２（図１３参照）として用いられる。このコイルアンテナ１０の端子Ｔ１，Ｔ２が外部の回路に接続される。したがって、コイル導体１１，１２は並列接続されている。
　第４の実施形態のコイルアンテナ４０も、並列接続するコイル導体を有するため自己共振周波数を高めることができる。
　本実施形態で示したように、コイル導体は円形スパイラル状であってもよいし、渦巻の形状はこれに限らない。また、直線と曲線を組み合わせた形状であってもよい。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ１１…キャパシタ
Ｃ２１，Ｃ２２…平滑キャパシタ
Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｄ…キャパシタ
Ｃａ１，Ｃａ２…寄生容量
Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ３…線間容量
Ｃｐａ，Ｃｐｂ…キャパシタ
Ｃｔ，Ｃｒ…共振キャパシタ
Ｄ１…ダイオード
ｄａ１，ｄａ２…線間距離
ｄｐ１，ｄｐ２，ｄｐ３…線間距離
Ｌ１１ａ，Ｌ１１ｂ，Ｌ１２ａ，Ｌ１２ｂ…インダクタ
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ…インダクタ
Ｌｒ…受電用コイルアンテナ
Ｌｔ…送電用コイルアンテナ
ＰＰ１ａ，ＰＰ１ｂ，ＰＰ１ｃ，ＰＰ１ｄ，ＰＰ２ａ，ＰＰ２ｂ，ＰＰ２ｃ，ＰＰ２ｄ，ＰＰ３ａ，ＰＰ３ｂ，ＰＰ３ｃ，ＰＰ３ｄ…並列部
Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
Ｒｏ…負荷
Ｔ１，Ｔ２…端子
Ｔ１１，Ｔ１２…第１端
Ｔ２１，Ｔ２２…第２端
１０，３０，４０…コイルアンテナ
１０Ｓ，３０Ｓ…コイルアンテナ
１１，１２，１３…コイル導体
１９…絶縁性基材
１０１…送電装置
１１０…共振回路
１１１…インバータ回路
１１２…駆動回路
２０１…受電装置
２１０…共振回路
２１１…整流平滑回路
２１２…整流回路
２１３…電圧レギュレータ回路
３０１…ワイヤレス電力伝送システム

Claims (10)

  1. 　ワイヤレス電力伝送システムを構成する送電装置と受電装置との結合に用いられるコイルアンテナにおいて、
    　巻回軸周りに巻回された複数のコイル導体を備え、
    　前記複数のコイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
    　前記並列部を構成する複数のコイル導体を直列接続した場合のコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とするコイルアンテナ。
  2. 　前記コイル導体は、互いに隣接するコイル導体間の間隔が疎の部分と密の部分とを有し、
    　前記並列部は前記密の部分で構成されている、請求項１に記載のコイルアンテナ。
  3. 　前記巻回軸からの径方向で、前記密の部分は前記疎の部分よりも遠い位置にある、請求項２に記載のコイルアンテナ。
  4. 　前記並列部のコイル導体の間隔は、当該並列部と当該並列部に隣接する他の並列部との間隔よりも狭い、請求項１に記載のコイルアンテナ。
  5. 　外周寄りの前記並列部のコイル導体の間隔は、内周寄りの前記並列部のコイル導体の間隔よりも狭い、請求項１に記載のコイルアンテナ。
  6. 　隣接する前記並列部同士の間隔は、内周寄りよりも外周寄りのほうが狭い、請求項１に記載のコイルアンテナ。
  7. 　前記周波数ｆ０は前記周波数ｆ２以下である、請求項１から６のいずれかに記載のコイルアンテナ。
  8. 　前記周波数ｆ２はＨＦ帯である、請求項１から７のいずれかに記載のコイルアンテナ。
  9. 　送電装置から受電装置へワイヤレスで電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムにおける送電装置であって、
    　前記受電装置との結合に用いられるコイルアンテナを備え、
    　前記コイルアンテナは、
    　巻回軸周りに巻回されたコイル導体を備え、
    　前記コイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
    　前記並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とする、送電装置。
  10. 　送電装置から受電装置へワイヤレスで電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムにおける受電装置であって、
    　前記送電装置との結合に用いられるコイルアンテナを備え、
    　前記コイルアンテナは、
    　巻回軸周りに巻回されたコイル導体を備え、
    　前記コイル導体は、並列接続され且つ並列に巻回された並列部を有し、
    　前記並列部のコイル導体を直列接続したときのコイル導体に生じるインダクタンスおよびキャパシタによる自己共振周波数をｆ０、前記コイルアンテナの自己共振周波数をｆ１、前記送電装置が送電する電圧・電流の周波数をｆ２でそれぞれ表すとき、ｆ２＜ｆ１且つｆ０≦２ｆ２であることを特徴とする、受電装置。
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