WO2017018399A1 - 光飛行型測距装置 - Google Patents

光飛行型測距装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017018399A1
WO2017018399A1 PCT/JP2016/071797 JP2016071797W WO2017018399A1 WO 2017018399 A1 WO2017018399 A1 WO 2017018399A1 JP 2016071797 W JP2016071797 W JP 2016071797W WO 2017018399 A1 WO2017018399 A1 WO 2017018399A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
modulation frequency
light
exposure
measuring device
duty
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/071797
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
利明 長井
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Publication of WO2017018399A1 publication Critical patent/WO2017018399A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
    • G01C3/02—Details
    • G01C3/06—Use of electric means to obtain final indication
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06—Systems determining position data of a target
    • G01S17/08—Systems determining position data of a target for measuring distance only
    • G01S17/32—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated

Definitions

  • This disclosure relates to an optical flight rangefinder.
  • a time-of-flight (TOF) distance measuring device As a device that calculates the distance from its own device to the object in a non-contact manner, a time-of-flight (TOF) distance measuring device is provided.
  • the optical flight-type distance measuring device emits modulated light modulated in a pattern having a repetitive period in a space, and receives incident light including reflected light reflected by the object. Then, the optical flight type distance measuring device distributes and accumulates charges corresponding to the received incident light to a plurality of storage capacitors, and calculates the distance from the own device to the object using the sampled values (for example, Patent Documents). 1 to 4).
  • An object of the present disclosure is to provide an optical flight rangefinder that can detect the duty of a light emission waveform with high accuracy.
  • An optical flight-type distance measuring device includes a light emitting element that emits modulated light modulated in a pattern having a repetition period into a space, a driving unit that drives the light emitting element, and the modulated light is an object.
  • Control that controls the exposure of the light receiving element by combining a light receiving element that distributes and stores charges according to incident light including reflected reflected light to a plurality of storage capacitors, and a plurality of exposure periods corresponding to a plurality of different modulation frequencies.
  • a signal processing unit that calculates a distance from the own device to the object using a value sampled by the light receiving element.
  • the control unit controls the exposure of the light receiving element so as to be sensitive to a predetermined higher-order harmonic in an exposure period corresponding to a modulation frequency lower than the highest modulation frequency among the plurality of modulation frequencies.
  • the signal processing unit detects the duty of the light emission waveform by controlling the exposure of the light receiving element so that the control unit is sensitive to a predetermined high-order harmonic.
  • the duty shift does not depend on the modulation frequency, and the exposure is performed at the high modulation frequency and the duty shift in the exposure period of the focus distance measurement in which exposure is performed at a low modulation frequency. It is noted that there is a correlation with the deviation in duty during the exposure period of fine distance measurement.
  • the exposure is not sensitive to the fine distance exposure period but has a sensitivity to a predetermined higher-order harmonic in the exposure distance of the coarse distance measurement.
  • the exposure of the light receiving element was controlled to detect the duty of the light emission waveform.
  • the duty of the light emission waveform can be detected with high accuracy without being affected by the frequency characteristics of the signal path. Then, by calculating the duty deviation using the duty detected in the exposure period of the coarse distance measurement and applying the calculation result to the exposure period of the fine distance measurement, the distance error can be appropriately reduced.
  • FIG. 1 is a functional block diagram illustrating an overall configuration of the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a light receiving element (two-capacity configuration)
  • FIG. 3 is a diagram showing a four-phase sequence
  • FIG. 4A is a diagram illustrating a differential output sequence
  • FIG. 4B is a diagram illustrating a differential output sequence in which the drive waveform of the control signal is omitted
  • FIG. 5 is a diagram showing a light emission waveform and a fundamental wave component
  • FIG. 6A is a diagram showing frequency characteristics
  • FIG. 6B is a diagram showing the amplitude
  • FIG. 7 is a diagram showing a waveform of a second harmonic and a non-integration period
  • FIG. 8A is a diagram (part 1) showing a configuration for realizing “0”
  • FIG. 8B is a diagram (part 1) illustrating a sequence for realizing “0”
  • FIG. 9A is a diagram (part 2) illustrating a configuration for realizing “0”
  • FIG. 9B is a diagram (part 2) illustrating a sequence for realizing “0”
  • FIG. 10A is a diagram (part 3) illustrating a configuration for realizing “0”
  • FIG. 10B is a diagram (part 3) illustrating a sequence for realizing “0”
  • FIG. 11 is a diagram (part 1) showing a sequence.
  • FIG. 12 is a diagram showing the configuration of the digital signal processing circuit
  • FIG. 13 is a diagram showing a light emission waveform
  • FIG. 14 is a diagram (part 2) showing the sequence.
  • FIG. 15 is a diagram (part 3) showing the sequence.
  • FIG. 16 is a functional block diagram showing the overall configuration of the second embodiment of the present disclosure
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration of a driving circuit and a digital signal processing circuit.
  • the optical flight type distance measuring device 1 includes a signal source 2, a drive circuit 3 (drive unit), a light emitting element 4, a control circuit 5 (control unit), a light receiving element 6, and a CM (common mode) component removal circuit. 7, buffers 8 a and 8 b, a difference detection circuit 9, an AD conversion circuit 10, and a digital signal processing circuit 11 (signal processing unit).
  • the signal source 2 establishes synchronization between the light emitting element 4 and the light receiving element 6 by outputting a drive signal to the drive circuit 3 and the control circuit 5, and synchronizes with the modulated light emitted from the light emitting element 4.
  • the exposure of the light receiving element 6 is controlled.
  • the drive signal output from the signal source 2 may be a rectangular pulse (usually several to several tens of MHz) for driving the light emitting element 4 and the light receiving element 6, or may be only a synchronization pulse.
  • the light emitting element 4 is, for example, an LD (Laser Diode) or an LED (Light Emitting Diode) that emits infrared light as modulated light.
  • the light receiving element 6 is, for example, an image sensor using a process of CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) or CCD (Charge Coupled Device).
  • the light receiving element 6 includes a PD (Photodiode) 12, two modulation switches 13a and 13b, and two storage capacitors 14a and 14b.
  • the two modulation switches 13a and 13b are, for example, MOS type devices such as MOS transistors and transfer gates, CCD structure devices, and the like.
  • the two storage capacitors 14a and 14b are, for example, capacitive elements such as MOS, CCD, and MIM (Metal Insulator Metal), wiring, and parasitic capacitance of a PN junction.
  • the light receiving element 6 drives the modulation switches 13a and 13b with the control signals TG1 and TG2, distributes the photoelectrons generated by the received incident light to the storage capacitors 14a and 14b, and a signal indicating the charge amount of the distributed photoelectrons as a CM component.
  • FIG. 2 illustrates a configuration in which the light receiving element 6 has two storage capacitors 14a and 14b, a configuration in which the light receiving element 6 has three or more storage capacitors may be used.
  • the CM component removal circuit 7 avoids saturation by using the pixel configuration when there is a level of background light that cannot be ignored with respect to the modulated light.
  • Each of the buffers 8 a and 8 b is configured by a source follower circuit, for example, and outputs the signal input from the CM component removal circuit 7 to the difference detection circuit 9.
  • the difference detection circuit 9 is configured by, for example, a differential amplifier, detects a difference between signals input from the buffers 8 a and 8 b, and outputs a signal corresponding to the detected difference to the AD conversion circuit 10.
  • the AD conversion circuit 10 converts the signal input from the difference detection circuit 9 from an analog signal to a digital signal and outputs the signal to the digital signal processing circuit 11.
  • the digital signal processing circuit 11 performs digital signal processing on the signal input from the AD conversion circuit 10 to calculate the amount of charge of photoelectrons distributed to the storage capacitors 14a and 14b, and calculates the distance from the own device to the object. The calculation result is output to the outside of the apparatus.
  • FIG. 3 shows a sequence (modulation cycle: Tm, exposure period: Tw) when the light receiving element 6 is driven in four phases with the duty of the light emission waveform being 50%.
  • the waveform of the modulated light emitted from the light emitting element 4 (light emission waveform 110) is modulated with a rectangular wave synchronized with the control signals TG1 and TG2.
  • FIG. 3 illustrates the case of modulation with a rectangular wave, it may be modulated with a waveform such as a sine wave, a triangular wave, or a pseudo-random sequence.
  • the waveform of the reflected light reflected from the object (reflected waveform 120) with respect to the modulated light has a time difference with respect to the light emission waveform 110, so that the waveform is delayed by the phase difference ⁇ with respect to the light emission waveform 110.
  • the control signals TG1 and TG2 are driven by rectangular waves whose phases are different by 90 degrees.
  • the digital signal processing circuit 11 repeats the sequence driven by the control signals TG1-1 and TG2-1 (drive waveforms 111 and 121) for several tens to hundreds of thousands of cycles, and then generates the generated photocharges Q1 and Q2. Information (voltage value obtained by charge-voltage conversion) is acquired.
  • the digital signal processing circuit 11 repeats the sequence driven by the control signals TG1-2 and TG2-2 (drive waveforms 112 and 122) in the same manner for several tens to hundreds of thousands of times, and then generates the generated photocharges. Information on Q3 and Q4 is acquired. Then, the digital signal processing circuit 11 calculates the phase difference ⁇ from the acquired Q1 to Q4 by using the discrete Fourier transform (DFT: Discrete Fourier Transform) according to the following arithmetic expression (1).
  • DFT discrete Fourier transform
  • the calculation formula (1) is a calculation formula of the phase difference based on the above four samplings, but the phase difference ⁇ can be calculated by the following calculation formula (2) also for a general N phase.
  • 4A and 4B are differential output sequences.
  • the difference detection circuit 9 repeats a combination of the control signals TG1 and TG2, for example, the control signals TG1-1 (drive waveform 111) and TG2-1 (drive waveform 121) several tens to several hundreds of thousands of times to obtain a digital value D1 (201). Is generated.
  • the difference detection circuit 9 generates a digital value D2 (202) from the control signals TG1-2 (drive waveform 112) and TG2-2 (drive waveform 122), and controls the signal TG1-3 (drive waveform 113).
  • the difference detection circuit 9 outputs the digital values D1 to D4 as values obtained by removing the DC component.
  • “1” is assigned when the control signal TG1 is “H” and TG2 is “L”, the control signal TG1 is “L” and TG2 is “H”.
  • "-1" is assigned and described. That is, the state of the control signals TG1 and TG2 is uniquely determined depending on whether the value of the waveform of Dx is “1” or “ ⁇ 1”.
  • the AD conversion circuit 10 Since Dx is a signal indicating the difference between the two storage capacitors 14a and 14b as described above, the AD conversion circuit 10 outputs a signal on which an operation corresponding to the numerator or denominator of the above-described arithmetic expression (1) is performed. Output.
  • the optical flight type distance measuring device 1 if the duty of the light emission waveform shifts, the phase shift is erroneously detected, and a distance error occurs.
  • an actual light emission waveform 302 is output with respect to an ideal light emission waveform 301
  • an actual fundamental wave component 312 is generated with respect to an ideal fundamental wave component (primary component) 311. Shift.
  • there is a method of detecting the duty shift of the light emission waveform by driving the light receiving element 6 in a sequence having sensitivity to a predetermined high-order harmonic.
  • the detection accuracy of the duty deviation is lowered.
  • FIGS. 6A and 6B when the high frequency component of the actual frequency characteristic 402 is attenuated with respect to the ideal frequency characteristic 401, the gain of the fundamental wave component (f1) does not decrease, but the secondary component (f2) Gain decreases.
  • the exposure range of the focus ranging (exposure period corresponding to the low modulation frequency) in which exposure is performed at such a low modulation frequency and the exposure period of fine ranging (exposure period corresponding to the high modulation frequency) in which exposure is performed at a high modulation frequency.
  • the exposure of the light receiving element 6 is controlled so as to be sensitive to a predetermined higher-order harmonic in the exposure period of the coarse distance measurement. That is, the control signals TG1 and TG2 for distributing the photoelectrons to the storage capacitors 14a and 14b in the light receiving element 6 are changed so as to increase the sensitivity of a predetermined high-order harmonic in the exposure range of the focus distance measurement. Specifically, as shown in FIG.
  • FIG. 7 illustrates a case where the sensitivity of the second harmonic (501) is increased.
  • the digital value (502) includes “1”, “ ⁇ 1”, and “0”. That is, in the conventional digital value (503) (only “1” and “ ⁇ 1” and “0” is not defined), the second harmonic component is canceled, but the non-integration period is “ By defining “0”, it is avoided that the second harmonic component is canceled.
  • a period in which the modulation switches 13a and 13b are simultaneously turned on that is, a period in which both TG1 and TG2 are “H” is provided to realize “0”.
  • the charges generated in the PD 12 during the period when both TG1 and TG2 are “H” are divided into Qa and Qb and accumulated in the storage capacitors 14a and 14b, and Qa and Qb have the same value. Therefore, this component is canceled by the CM component removal circuit 7 and the difference detection circuit 9, and as a result, the AD conversion circuit 10 outputs “0”.
  • a modulation switch 13c different from the modulation switches 13a and 13b is provided, the modulation switches 13a and 13b are simultaneously turned off, and the other modulation switch 13c is turned on. That is, “0” is realized by providing a period in which both TG1 and TG2 are “L” and TG3 is “H”. The charge generated in the PD 12 during the period when both TG1 and TG2 are “L” and TG3 is “H” is discarded to a fixed potential (for example, VDD).
  • the third method as shown in FIGS. 10A and 10B, one of Qa and Qb is discarded, and two samples are integrated to realize “0”. That is, the period for discarding the charges accumulated during the period when TG2 is “H” and the period for discarding the charges accumulated during the period when TG1 is “H” are integrated.
  • the first method described above it is necessary to provide a period in which both TG1 and TG2 are “H”.
  • the second method it is necessary to provide a period in which both TG1 and TG2 are “L”.
  • the method 3 does not need to provide such a period, and it is sufficient to perform control to invert TG1 and TG2, and there is an advantage that simple control is sufficient.
  • FIG. 11 is a sequence for controlling the exposure of the light receiving element 6 by an exposure pattern in which an exposure period of coarse distance measurement and an exposure period of fine distance measurement are combined.
  • the light emission waveform duty is set to 50% and driven in 8 phases, and in the fine distance measurement exposure period, the light emission waveform duty is set to 50% and driven in 4 phases.
  • the difference detection circuit 9 outputs digital values DC1 to DC8 (601 to 608) in the exposure period of the coarse distance measurement, and outputs digital values DF1 to DF4 (611 to 614) in the exposure period of the fine distance measurement.
  • the digital signal processing circuit 11 has a phase angle calculation circuit 15, a duty detection circuit 16, an error calculation circuit 17, and an addition circuit 18, as shown in FIG.
  • the phase angle calculation circuit 15 calculates a phase angle using the input digital signal, and outputs the calculation result to the addition circuit 18.
  • the duty detection circuit 16 detects the duty by using the ratio between the amplitude of the primary component and the amplitude of the secondary component of the input digital signal, and determines the detection result as an error. The result is output to the arithmetic circuit 17.
  • the duty deviation of the light emission waveform will be described. As shown in FIG. 13, when the duty rises because the rise time (tr) and the fall time (tf) of the waveform are not equal, the duty deviation of the light emission waveform during the exposure period of the focus distance measurement. There is a correlation between the deviation of the duty of the light emission waveform during the fine ranging exposure period. This is because even when the modulation frequency is increased when changing from coarse distance measurement to fine distance measurement, the rising period and the falling period do not change before and after the modulation frequency is increased. This is because the rising period and the falling period are determined by the response characteristics of the drive circuit 3 and the light emitting element 4, respectively, and do not depend on the modulation frequency.
  • the error calculation circuit 17 uses the modulation frequency in the exposure period of the coarse distance input from the signal source 2 and uses the modulation frequency. The duty difference in the distance measurement exposure period is calculated. Then, the error calculation circuit 17 outputs the calculation result to the addition circuit 18.
  • the addition circuit 18 When the calculation result is input from the phase angle calculation circuit 15 during the exposure period of the focus distance measurement, the addition circuit 18 outputs the input calculation result as it is as a phase output.
  • the addition circuit 18 adds the input calculation result and the calculation result input from the error calculation circuit 17 and the addition result. Is output as a phase output.
  • the digital signal processing circuit 11 applies the deviation of the duty of the light emission waveform calculated during the exposure period of the coarse distance measurement to the exposure period of the fine distance measurement, thereby reducing the distance error.
  • FIG. 14 shows another sequence in which the exposure of the light receiving element 6 is controlled by an exposure pattern in which the exposure range of the coarse distance measurement and the exposure period of the fine distance measurement are combined.
  • the duty of the light emission waveform is set to 50% and driven in 8 phases, and in the exposure period of the fine distance measurement, the duty of the light emission waveform is set to 25%.
  • the peak value is doubled and driving is performed in 8 phases.
  • the difference detection circuit 9 outputs digital values DC1 to DC8 (601 to 608) in the exposure period of the coarse distance measurement, and outputs digital values DF1 to DF8 (621 to 628) in the exposure period of the fine distance measurement.
  • the distance accuracy can be improved while the light emission power is the same as that of the sequence of FIG. 11.
  • FIG. 15 shows still another sequence for controlling the exposure of the light receiving element 6 with an exposure pattern in which the exposure range of the coarse distance measurement and the exposure period of the fine distance measurement are combined.
  • the duty of the light emission waveform is set to 50% and driven in 8 phases, and in the exposure period of the fine distance measurement, the duty of the light emission waveform is set to 50%.
  • the peak value is doubled and driven in four phases, and driven by burst light emission.
  • the difference detection circuit 9 outputs digital values DC1 to DC8 (601 to 608) in the exposure period of the coarse distance measurement, and outputs digital values DF1 to DF4 (631 to 634) in the exposure period of the fine distance measurement.
  • the distance accuracy can be improved while the light emission power is the same as that of the sequence of FIG. 11.
  • the optical flight-type distance measuring device 1 when exposure is performed by combining the exposure period of the coarse distance measurement and the exposure period of the fine distance measurement, the light is received so as to be sensitive to the second harmonic in the exposure distance of the coarse distance measurement.
  • the exposure of the element 6 was controlled to detect the duty of the light emission waveform.
  • the duty of the light emission waveform can be detected with high accuracy without being affected by the frequency characteristics of the signal path.
  • the distance error can be appropriately reduced.
  • the duty shift of the light emission waveform calculated during the exposure period of the coarse distance measurement is applied to the exposure period of the fine distance measurement.
  • the distance error can be appropriately reduced by improving only the digital signal processing circuit 11.
  • the distance accuracy can be increased by setting the duty of the light emission waveform to 25%, doubling the peak value, or performing burst light emission during the fine ranging exposure period.
  • the optical flight type distance measuring device 21 includes a signal source 2, a drive circuit 22 (drive unit), a light emitting element 4, a control circuit 5, a light receiving element 6, a CM component removing circuit 7, and buffers 8a and 8b. , A difference detection circuit 9, an AD conversion circuit 10, and a digital signal processing circuit 23 (signal processing unit).
  • the drive circuit 22 has a duty adjustment circuit 24.
  • the digital signal processing circuit 23 has the addition circuit 18 omitted from the digital signal processing circuit 11 described in the first embodiment, and includes a phase angle calculation circuit 15, a duty detection circuit 16, and an error calculation circuit 17. .
  • the error calculation circuit 17 outputs the calculation result to the duty adjustment circuit 24.
  • the duty adjustment circuit 24 outputs the drive signal input from the signal source 2 to the light emitting element 4 as it is without adjusting the duty of the light emission waveform during the exposure period of the focus distance measurement.
  • the error calculation circuit 17 adjusts the duty of the light emission waveform based on the calculation result input from the error calculation circuit 17 with respect to the drive signal input from the signal source 2 and outputs it to the light emitting element 4 in the fine ranging exposure period.
  • the drive circuit 22 and the digital signal processing circuit 23 perform the above-described processing, thereby applying the deviation of the duty of the light emission waveform calculated in the exposure period of the coarse distance measurement to the exposure distance of the fine distance measurement to reduce the distance error. .
  • the same operational effects as those of the first embodiment described above can be obtained. That is, the duty of the light emission waveform can be detected with high accuracy. Further, by calculating the duty deviation using the duty detected in the exposure period of the coarse distance measurement, and applying the calculation result to the exposure period of the fine distance measurement, the distance error can be appropriately reduced.
  • the drive circuit 22 and the digital signal processing circuit 23 apply the deviation in the duty of the light emission waveform calculated during the exposure period of the coarse distance measurement to the exposure period of the fine distance measurement. Thereby, the distance error can be appropriately reduced by adjusting the duty of the light emission waveform. Further, the configuration of the digital signal processing circuit 23 can be simplified as compared with the digital signal processing circuit 11 described in the first embodiment.
  • the exposure period corresponding to different modulation frequencies is not limited to two, and may be three or more. In other words, if the exposure of the light receiving element 6 is controlled by combining three or more exposure periods corresponding to three or more different modulation frequencies, the exposure period corresponding to a modulation frequency lower than the highest modulation frequency is used. What is necessary is just to control the exposure of the light receiving element 6 so that it has sensitivity to a predetermined high-order harmonic.
  • the digital signal processing circuits 11 and 23 are not limited to the configuration in which the modulation frequency is input from the signal source 2, but the digital signal processing circuits 11 and 23 may be configured to input the modulation frequency from the outside of the apparatus.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
  • Measurement Of Optical Distance (AREA)

Abstract

光飛行型測距装置は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４）と、発光素子（４）を駆動する駆動部（３）と、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する受光素子（６）と、互いに異なる複数の変調周波数に対応する複数の露光期間を組み合わせて前記受光素子（６）の露光を制御する制御部（５）と、受光素子（６）によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する信号処理部（１１）と、を備える。制御部（５）は、複数の変調周波数のうち最高変調周波数よりも低い変調周波数に対応する露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように受光素子（６）の露光を制御する。信号処理部（１１）は、制御部（５）が所定の高次高調波に感度を有するように受光素子（６）の露光を制御することで、発光波形のデューティーを検出する。

Description

光飛行型測距装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年７月３０日に出願された日本特許出願番号２０１５－１５０７４５号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は光飛行型測距装置に関する。
　自装置から対象物までの距離を非接触で計算する装置として、光飛行（ＴＯＦ：Time of Flight）型測距装置が供されている。光飛行型測距装置は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光し、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光を受光する。そして、光飛行型測距装置は、受光した入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積し、サンプリングした値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する（例えば特許文献１～４参照）。
特許第５５７９８９３号公報 特開２０１０－９６７３０号公報 特許第５５８５９０３号公報 特開２０１０－２５９０６号公報
　この種の光飛行型測距装置においては、発光波形のデューティーがずれると、位相シフトを誤検出してしまい、距離誤差が発生する。このような事情から、発光波形のデューティーを検出し、デューティーのずれを補正することで、距離誤差を適切に低減することが求められている。発光波形のデューティーを検出する方法として、所定の高次高調波に感度を持つシーケンスで受光素子を駆動させる方法がある。しかしながら、信号経路の周波数特性により高周波成分が減衰してしまうと、デューティーの検出精度が低下してしまう。
　本開示目的は、発光波形のデューティーを高い精度で検出することができる光飛行型測距装置を提供することにある。
　本開示の一態様に係る光飛行型測距装置は、繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子と、発光素子を駆動する駆動部と、変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量に振り分けて蓄積する受光素子と、互いに異なる複数の変調周波数に対応する複数の露光期間を組み合わせて受光素子の露光を制御する制御部と、受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から対象物までの距離を計算する信号処理部と、を備える。制御部は、複数の変調周波数のうち最高変調周波数よりも低い変調周波数に対応する露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御する。信号処理部は、制御部が所定の高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御することで、発光波形のデューティーを検出する。
　上記の光飛行型測距装置によれば、デューティーのずれが変調周波数に依存せず、低い変調周波数で露光を行うコォース測距の露光期間でのデューティーのずれと、高い変調周波数で露光を行うファイン測距の露光期間でのデューティーのずれとの間に相関を有することに着目したものである。コォース測距の露光期間とファイン測距の露光期間とを組み合わせて露光を行う場合に、ファイン測距の露光期間ではなく、コォース測距の露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように受光素子の露光を制御し、発光波形のデューティーを検出するようにした。これにより、信号経路の周波数特性の影響を受けず、発光波形のデューティーを高い精度で検出することができる。そして、コォース測距の露光期間で検出したデューティーを用いてデューティーのずれを演算し、その演算結果をファイン測距の露光期間に適用することで、距離誤差を適切に低減することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。図面においては、
図１は、本開示の第１の実施形態の全体構成を示す機能ブロック図であり、 図２は、受光素子（２容量構成）の構成を示す図であり、 図３は、４位相のシーケンスを示す図であり、 図４Ａは、差動出力のシーケンスを示す図であり、 図４Ｂは、制御信号の駆動波形を省略した、差動出力のシーケンスを示す図であり、 図５は、発光波形及び基本波成分を示す図であり、 図６Ａは、周波数特性を示す図であり、 図６Ｂは、振幅を示す図であり、 図７は、２次高調波の波形及び非積分期間を示す図であり、 図８Ａは、「０」を実現する構成を示す図（その１）であり、 図８Ｂは、「０」を実現するシーケンスを示す図（その１）であり、 図９Ａは、「０」を実現する構成を示す図（その２）であり、 図９Ｂは、「０」を実現するシーケンスを示す図（その２）であり、 図１０Ａは、「０」を実現する構成を示す図（その３）であり、 図１０Ｂは、「０」を実現するシーケンスを示す図（その３）であり、 図１１は、シーケンスを示す図（その１）であり、 図１２は、デジタル信号処理回路の構成を示す図であり、 図１３は、発光波形を示す図であり、 図１４は、シーケンスを示す図（その２）であり、 図１５は、シーケンスを示す図（その３）であり、 図１６は、本開示の第２の実施形態の全体構成を示す機能ブロック図であり、及び、 図１７は、駆動回路及びデジタル信号処理回路の構成を示す図である。
　（第１の実施形態）
　以下、本開示を、例えば車両に搭載可能な車載用の光飛行型測距装置に適用した第１の実施形態について図１から図１５を参照して説明する。自装置からの距離を計算する対象物は、例えば人、車両、壁等である。光飛行型測距装置１は、信号源２と、駆動回路３（駆動部）と、発光素子４と、制御回路５（制御部）と、受光素子６と、ＣＭ（コモンモード）成分除去回路７と、バッファ８ａ，８ｂと、差分検出回路９と、ＡＤ変換回路１０と、デジタル信号処理回路１１（信号処理部）とを有する。
　信号源２は、駆動信号を駆動回路３及び制御回路５に出力することで、発光素子４と受光素子６との間で同期を確立し、発光素子４から発光される変調光に同期して受光素子６の露光を制御する。信号源２から出力される駆動信号は、発光素子４及び受光素子６を駆動する矩形パルス（通常数～数１０ＭＨｚ）であっても良いし、同期パルスのみであっても良い。発光素子４は、変調光としての例えば赤外光を発光するＬＤ（Laser Diode）やＬＥＤ（Light Emitting Diode）等である。受光素子６は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）やＣＣＤ（Charge Coupled Device）のプロセスを用いたイメージセンサ等である。
　受光素子６は、図２に示すように、ＰＤ（Photodiode）１２と、２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂと、２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂとを有する。２個の変調スイッチ１３ａ，１３ｂは、例えばＭＯＳトランジスタやトランスファゲート等のＭＯＳ型のデバイス、ＣＣＤ構造のデバイス等である。２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂは、例えばＭＯＳ、ＣＣＤ、ＭＩＭ（Metal Insulator Metal）等の容量素子、配線、ＰＮ接合の寄生容量等である。受光素子６は、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを制御信号ＴＧ１，ＴＧ２により駆動し、受光した入射光により発生する光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分け、その振り分けた光電子の電荷量を示す信号をＣＭ成分除去回路７に出力する。制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は変調光に同期した信号であるので、自装置から対象物までの距離に応じて蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられる光電子の電荷量が変化する。図２では、受光素子６が２個の蓄積容量１４ａ，１４ｂを有する構成を例示しているが、受光素子６が３個以上の蓄積容量を有する構成でも良い。
　ＣＭ成分除去回路７は、変調光に対して無視できない程度のレベルの背景光が存在する場合に、画素の構成を用いて飽和を回避する。バッファ８ａ，８ｂは、それぞれ例えばソースフォロア回路により構成され、ＣＭ成分除去回路７から入力した信号を差分検出回路９に出力する。差分検出回路９は、例えば差動のアンプにより構成され、バッファ８ａ，８ｂから入力した信号の差分を検出し、その検出した差分に応じた信号をＡＤ変換回路１０に出力する。ＡＤ変換回路１０は、差分検出回路９から入力した信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してデジタル信号処理回路１１に出力する。デジタル信号処理回路１１は、ＡＤ変換回路１０から入力した信号をデジタル信号処理することで、蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けられた光電子の電荷量を演算し、自装置から対象物までの距離を計算し、その計算結果を装置外部に出力する。
　図３は、発光波形のデューティーを５０％として受光素子６を４位相で駆動した場合のシーケンス（変調周期：Ｔｍ，露光期間：Ｔｗ）である。発光素子４から発光される変調光の波形（発光波形１１０）は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２と同期した矩形波で変調している。図３では矩形波で変調した場合を例示しているが、正弦波、三角波又は疑似ランダムシーケンス等の波形で変調しても良い。変調光が対象物で反射した反射光の波形（反射波形１２０）は、発光波形１１０に対して時間差を有するので、発光波形１１０に対して位相差φだけ遅れた波形となる。一方、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２は９０度ずつ位相が異なる矩形波で駆動される。デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１－１，ＴＧ２－１（駆動波形１１１，１２１）で駆動するシーケンスを数十～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ１、Ｑ２の情報（電荷電圧変換された電圧値）を取得する。その後、デジタル信号処理回路１１は、制御信号ＴＧ１－２，ＴＧ２－２（駆動波形１１２、１２２）で駆動するシーケンスを同様に数十～数十万回程度の周期繰り返した後に、発生した光電荷Ｑ３、Ｑ４の情報を取得する。そして、デジタル信号処理回路１１は、取得したＱ１～Ｑ４から離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を用いて位相差θを以下の演算式（１）により計算する。
　　θ＝ｔａｎ－１［（Ｑ１－Ｑ３）／（Ｑ２－Ｑ４）］…（１）
　演算式（１）は上記４つのサンプリングに基づく位相差の演算式であるが、一般のＮ位相についても位相差θを以下の演算式（２）により計算することが可能である。
　　θ＝ｔａｎ－１［（ΣＱｋ＊ｓｉｎ（２π／Ｎ＊ｋ））／（ΣＱｋ＊ｃｏｓ（２π／Ｎ＊ｋ））］…（２）
　図４Ａ、図４Ｂは、差動出力のシーケンスである。差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の組み合わせ、例えば制御信号ＴＧ１－１（駆動波形１１１），ＴＧ２－１（駆動波形１２１）を数十～数十万回繰り返してデジタル値Ｄ１（２０１）を生成する。同様にして、差分検出回路９は、制御信号ＴＧ１－２（駆動波形１１２），ＴＧ２－２（駆動波形１２２）からデジタル値Ｄ２（２０２）を生成し、制御信号ＴＧ１－３（駆動波形１１３），ＴＧ２－３（駆動波形１２３）からデジタル値Ｄ３（２０３）を生成し、制御信号ＴＧ１－４（駆動波形１１４），ＴＧ２－４（駆動波形１２４）からデジタル値Ｄ４（２０４）を生成する。この場合、差分検出回路９は、デジタル値Ｄ１～Ｄ４を、ＤＣ成分を除去した値として出力する。それぞれのデジタル値Ｄ１～Ｄ４について制御信号ＴＧ１が「Ｈ」であり且つＴＧ２が「Ｌ」であるときに「１」を割り当て、制御信号ＴＧ１が「Ｌ」であり且つＴＧ２が「Ｈ」であるときに「－１」を割り当てて記述する。即ち、Ｄｘの波形について値が「１」及び「－１」の何れであるかにより、制御信号ＴＧ１，ＴＧ２の状態が一意に決定される。尚、このようにＤｘが２つの蓄積容量１４ａ，１４ｂの差分を示す信号であるので、ＡＤ変換回路１０は、先述した演算式（１）の分子又は分母に相当する演算が実施された信号を出力する。
　光飛行型測距装置１においては、発光波形のデューティーがずれると、位相シフトを誤検出してしまい、距離誤差が発生する。図５に示すように、理想とする発光波形３０１に対して実際の発光波形３０２が出力されていると、理想とする基本波成分（１次成分）３１１に対して実際の基本波成分３１２がずれる。この点に関し、所定の高次高調波に感度を持つシーケンスで受光素子６を駆動させることで、発光波形のデューティーのずれを検出する方法がある。しかしながら、信号経路の周波数特性により高周波成分が減衰してしまうと、デューティーのずれの検出精度が低下する。図６Ａ、６Ｂに示すように、理想とする周波数特性４０１に対して実際の周波数特性４０２の高周波成分が減衰すると、基本波成分（ｆ１）のゲインは低下しないが、２次成分（ｆ２）のゲインが低下する。
　本開示では、デューティーのずれの発生が変調周波数に依存しないことに着目した。一般的に位相型の測距センサでは位相回りが発生するために、測定可能距離と精度との間にトレードオフがある。即ち、高い変調周波数では精度が得られるが、測定可能距離が短くなってしまうのに対し、低い変調周波数では測定可能距離を長くできる代わりに精度が犠牲になってしまう。このため、一般的に複数の変調周波数を組み合わせて測距を行い、長い測定可能距離と精度を両立することが行われる。このような低い変調周波数で露光を行うコォース測距の露光期間（低い変調周波数に対応する露光期間）と、高い変調周波数で露光を行うファイン測距の露光期間（高い変調周波数に対応する露光期間）とを組み合わせて露光を行う場合に、本開示では、コォース測距の露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御する。即ち、受光素子６において光電子を蓄積容量１４ａ，１４ｂに振り分けるための制御信号ＴＧ１，ＴＧ２を、コォース測距の露光期間では所定の高次高調波の感度を高めるように変更する。具体的には、図７に示すように、差動出力のシーケンスにおいて非積分期間（信号を積分せずに破棄する期間）を挿入する。図７は、２次高調波（５０１）の感度を高める場合を例示しており、「１」，「－１」に加え、非積分期間である「０」を定義し（挿入し）、「１」，「－１」，「０」を含むデジタル値（５０２）とする。即ち、従来のデジタル値（５０３）（「１」，「－１」のみであり、「０」を定義しない）では、２次高調波の成分がキャンセルされてしまうが、非積分期間である「０」を定義することで、２次高調波の成分がキャンセルされてしまうことを回避する。
　「０」を実現する方法としては、以下に示す例えば第１から第３の方法がある。
　第１の方法では、図８Ａ、８Ｂに示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷はＱａ，Ｑｂに分かれて蓄積容量１４ａ，１４ｂに蓄積され、Ｑａ，Ｑｂは等しい値となる。そのため、この成分はＣＭ成分除去回路７及び差分検出回路９でキャンセルされ、その結果、ＡＤ変換回路１０は「０」を出力する。
　第２の方法では、図９Ａ、９Ｂに示すように、変調スイッチ１３ａ，１３ｂとは別の変調スイッチ１３ｃを設け、変調スイッチ１３ａ，１３ｂを同時にオフし且つ別の変調スイッチ１３ｃがオンする期間、即ち、ＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間を設けて「０」を実現する。このＴＧ１，ＴＧ２の両方が「Ｌ」となり且つＴＧ３が「Ｈ」となる期間においてＰＤ１２に発生した電荷は固定電位（例えばＶＤＤ）に破棄される。
　第３の方法では、図１０Ａ、１０Ｂに示すように、Ｑａ，Ｑｂのうち一方を破棄し、２回分のサンプルを統合して「０」を実現する。即ち、ＴＧ２が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期と、ＴＧ１が「Ｈ」の期間に蓄積された電荷を破棄する周期とを統合する。上記した第１の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｈ」とする期間を設ける必要があり、第２の方法ではＴＧ１，ＴＧ２の両方を「Ｌ」とする期間を設ける必要があるが、第３の方法は、そのような期間を設ける必要はなく、ＴＧ１，ＴＧ２を互いに反転する制御を行えば良く、単純な制御で済む利点がある。
　図１１は、コォース測距の露光期間とファイン測距の露光期間とを組み合わせた露光パターンにより受光素子６の露光を制御するシーケンスである。コォース測距の露光期間では発光波形のデューティーを５０％として８位相で駆動し、ファイン測距の露光期間では発光波形のデューティーを５０％として４位相で駆動する。差分検出回路９は、コォース測距の露光期間ではデジタル値ＤＣ１～ＤＣ８（６０１～６０８）を出力し、ファイン測距の露光期間ではデジタル値ＤＦ１～ＤＦ４（６１１～６１４）を出力する。
　デジタル信号処理回路１１は、図１２に示すように、位相角計算回路１５と、デューティー検出回路１６と、誤差演算回路１７と、加算回路１８とを有する。位相角計算回路１５は、ＡＤ変換回路１０からデジタル信号を入力すると、その入力したデジタル信号を用いて位相角を計算し、その計算結果を加算回路１８に出力する。デューティー検出回路１６は、ＡＤ変換回路１０からデジタル信号を入力すると、その入力したデジタル信号の１次成分の振幅と２次成分の振幅との比率を用いてデューティーを検出し、その検出結果を誤差演算回路１７に出力する。
　ここで、発光波形のデューティーのずれについて説明する。図１３に示すように、波形の立上がり期間（ｔｒ）と立下がり期間（ｔｆ）とが同等でないためにデューティーにずれを生じていた場合、コォース測距の露光期間での発光波形のデューティーのずれと、ファイン測距の露光期間での発光波形のデューティーのずれとの間には相関を有する。なぜならば、コォース測距からファイン測距へと変更する際に変調周波数を上げても立上がり期間及び立下がり期間がそれぞれ変調周波数を上げる前後で変化しないからである。これは、立上がり期間及び立下がり期間がそれぞれ駆動回路３及び発光素子４の応答特性で決まるものであり、変調周波数に依存しないことによる。この点に着目し、誤差演算回路１７は、コォース測距の露光期間でデューティー検出回路１６から検出結果を入力すると、信号源２から入力するコォース測距の露光期間での変調周波数を用い、コォース測距の露光期間でのデューティーの差分を演算する。そして、誤差演算回路１７は、その演算結果を加算回路１８に出力する。加算回路１８は、コォース測距の露光期間では、位相角計算回路１５から計算結果を入力すると、その入力した計算結果をそのまま位相出力として出力する。一方、加算回路１８は、ファイン測距の露光期間では、位相角計算回路１５から計算結果を入力すると、その入力した計算結果と誤差演算回路１７から入力した演算結果とを加算し、その加算結果を位相出力として出力する。デジタル信号処理回路１１は、上記した処理を行うことで、コォース測距の露光期間で計算した発光波形のデューティーのずれをファイン測距の露光期間に適用し、距離誤差を低減する。
　図１４は、コォース測距の露光期間とファイン測距の露光期間とを組み合わせた露光パターンにより受光素子６の露光を制御する別のシーケンスである。コォース測距の露光期間では上記した図１１のシーケンスと同様に発光波形のデューティーを５０％として８位相で駆動し、ファイン測距の露光期間では発光波形のデューティーを２５％とし且つ上記した図１１のシーケンスに対して尖頭値を２倍として８位相で駆動する。差分検出回路９は、コォース測距の露光期間ではデジタル値ＤＣ１～ＤＣ８（６０１～６０８）を出力し、ファイン測距の露光期間ではデジタル値ＤＦ１～ＤＦ８（６２１～６２８）を出力する。図１４のシーケンスでは図１１のシーケンスに対して同じ発光パワーでありながらも距離精度を高めることができる。
　図１５は、コォース測距の露光期間とファイン測距の露光期間とを組み合わせた露光パターンにより受光素子６の露光を制御する更に別のシーケンスである。コォース測距の露光期間では上記した図１１のシーケンスと同様に発光波形のデューティーを５０％として８位相で駆動し、ファイン測距の露光期間では発光波形のデューティーを５０％とし且つ上記した図１１のシーケンスに対して尖頭値を２倍として４位相で駆動し、バースト発光により駆動する。差分検出回路９は、コォース測距の露光期間ではデジタル値ＤＣ１～ＤＣ８（６０１～６０８）を出力し、ファイン測距の露光期間ではデジタル値ＤＦ１～ＤＦ４（６３１～６３４）を出力する。図１５のシーケンスでも図１１のシーケンスに対して同じ発光パワーでありながらも距離精度を高めることができる。
　以上に説明したように第１の実施形態によれば、次に示す作用効果を得ることができる。光飛行型測距装置１において、コォース測距の露光期間とファイン測距の露光期間とを組み合わせて露光を行う場合に、コォース測距の露光期間で２次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御し、発光波形のデューティーを検出するようにした。これにより、信号経路の周波数特性の影響を受けず、発光波形のデューティーを高い精度で検出することができる。そして、コォース測距の露光期間で検出したデューティーを用いてデューティーのずれを演算し、その演算結果をファイン測距の露光期間に適用することで、距離誤差を適切に低減することができる。
　又、デジタル信号処理回路１１においてコォース測距の露光期間で計算した発光波形のデューティーのずれをファイン測距の露光期間に適用するようした。これにより、デジタル信号処理回路１１のみを改良することで、距離誤差を適切に低減することができる。又、ファイン測距の露光期間で発光波形のデューティーを２５％とし且つ尖頭値を２倍としたりバースト発光したりすることで、距離精度を高めることができる。
　（第２の実施形態）
　次に、本開示の第２の実施形態について、図１６及び図１７を参照して説明する。尚、上記した第１の実施形態と同一部分については説明を省略し、異なる部分について説明する。上記した第１の実施形態は、誤差演算回路１７の演算結果を位相角計算回路１５から出力される計算結果に反映する構成であるが、第２の実施形態は、誤差演算回路１７の演算結果を発光波形に反映する構成である。
　光飛行型測距装置２１は、信号源２と、駆動回路２２（駆動部）と、発光素子４と、制御回路５と、受光素子６と、ＣＭ成分除去回路７と、バッファ８ａ，８ｂと、差分検出回路９と、ＡＤ変換回路１０と、デジタル信号処理回路２３（信号処理部）とを有する。駆動回路２２は、図１７に示すように、デューティー調整回路２４を有する。デジタル信号処理回路２３は、第１の実施形態で説明したデジタル信号処理回路１１から加算回路１８が省略されており、位相角計算回路１５と、デューティー検出回路１６と、誤差演算回路１７とを有する。誤差演算回路１７は、演算結果をデューティー調整回路２４に出力する。デューティー調整回路２４は、コォース測距の露光期間では、信号源２から入力した駆動信号に対して発光波形のデューティーを調整せずにそのまま発光素子４に出力する。一方、誤差演算回路１７は、ファイン測距の露光期間では、信号源２から入力した駆動信号に対して誤差演算回路１７から入力した演算結果により発光波形のデューティーを調整して発光素子４に出力する。駆動回路２２及びデジタル信号処理回路２３は、上記した処理を行うことで、コォース測距の露光期間で計算した発光波形のデューティーのずれをファイン測距の露光期間に適用し、距離誤差を低減する。
　以上に説明したように第２の実施形態によれば、上記した第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。即ち、発光波形のデューティーを高い精度で検出することができる。又、コォース測距の露光期間で検出したデューティーを用いてデューティーのずれを演算し、その演算結果をファイン測距の露光期間に適用することで、距離誤差を適切に低減することができる。又、駆動回路２２及びデジタル信号処理回路２３においてコォース測距の露光期間で計算した発光波形のデューティーのずれをファイン測距の露光期間に適用するようした。これにより、発光波形のデューティーを調整することで、距離誤差を適切に低減することができる。又、デジタル信号処理回路２３を上記した第１の実施形態で説明したデジタル信号処理回路１１よりも構成を簡素化することができる。
　（その他の実施形態）
　本開示は、上記した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のように変形又は拡張することができる。
　車両以外の用途に適用しても良い。
　互いに異なる変調周波数に対応する露光期間は２個に限らず３個以上でも良い。即ち、互いに異なる３個以上の変調周波数に対応する３個以上の露光期間を組み合わせて受光素子６の露光を制御する構成であれば、最も高い変調周波数よりも低い変調周波数に対応する露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように受光素子６の露光を制御すれば良い。
　デジタル信号処理回路１１，２３が信号源２から変調周波数を入力する構成に限らず、デジタル信号処理回路１１，２３が装置外部から変調周波数を入力する構成でも良い。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (9)

  1. 　繰り返し周期を持つパターンで変調された変調光を空間に発光する発光素子（４）と、
    　前記発光素子を駆動する駆動部（３）と、
    　前記変調光が対象物で反射した反射光を含む入射光に応じた電荷を複数の蓄積容量（１４ａ，１４ｂ）に振り分けて蓄積する受光素子（６）と、
    　互いに異なる複数の変調周波数に対応する複数の露光期間を組み合わせて前記受光素子の露光を制御する制御部（５）と、
    　前記受光素子によりサンプリングされた値を用いて自装置から前記対象物までの距離を計算する信号処理部（１１）と、を備え、
    　前記制御部は、前記複数の変調周波数のうち最も高い変調周波数よりも低い変調周波数に対応する露光期間で所定の高次高調波に感度を有するように前記受光素子の露光を制御し、
    　前記信号処理部は、前記制御部が所定の高次高調波に感度を有するように前記受光素子の露光を制御することで、発光波形のデューティーを検出する光飛行型測距装置。
  2. 　請求項１に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、１次成分の振幅と２次成分の振幅との比率を用いて前記発光波形のデューティーを検出する光飛行型測距装置。
  3. 　請求項１又は２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、前記発光波形のデューティーの検出結果を用いて位相角を補正する光飛行型測距装置。
  4. 　請求項３に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、最も高い変調周波数よりも低い変調周波数を、低変調周波数とし、
    　前記信号処理部は、前記低変調周波数に対応する露光期間での前記発光波形のデューティーの検出結果を用いて、前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、前記低変調周波数よりも高い変調周波数に対応する露光期間での位相角を補正する光飛行型測距装置。
  5. 　請求項３又は４に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、距離誤差の補正をデジタル演算で行う光飛行型測距装置。
  6. 　請求項１又は２に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記信号処理部は、前記発光波形のデューティーの検出結果を前記駆動部に出力し、
    　前記駆動部は、前記信号処理部から入力した検出結果を用いて前記発光波形のデューティーを調整する光飛行型測距装置。
  7. 　請求項６に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、最も高い変調周波数よりも低い変調周波数を、低変調周波数とし、
    　前記駆動部は、前記低変調周波数に対応する露光期間での発光波形のデューティーの検出結果を用いて、前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、前記低変調周波数よりも高い変調周波数に対応する露光期間での前記発光波形のデューティーを調整する光飛行型測距装置。
  8. 　請求項１から７の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、最も高い変調周波数よりも低い変調周波数を、低変調周波数とし、
    　前記駆動部は、前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、前記低変調周波数よりも高い変調周波数に対応する露光期間では、前記発光波形のデューティーを５０％よりも短くし、且つ、前記低変調周波数に対応する露光期間に対して発光波形の尖頭値を高くして、前記発光素子を駆動する光飛行型測距装置。
  9. 　請求項１から７の何れか一項に記載した光飛行型測距装置において、
    　前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、最も高い変調周波数よりも低い変調周波数を、低変調周波数とし、
    　前記駆動部は、前記複数の変調周波数のうちの１つであって、かつ、前記低変調周波数よりも高い変調周波数に対応する露光期間では、前記低変調周波数に対応する露光期間に対して発光波形の尖頭値を高くして前記発光素子を駆動する光飛行型測距装置。
PCT/JP2016/071797 2015-07-30 2016-07-26 光飛行型測距装置 WO2017018399A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-150745 2015-07-30
JP2015150745A JP6558122B2 (ja) 2015-07-30 2015-07-30 光飛行型測距装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017018399A1 true WO2017018399A1 (ja) 2017-02-02

Family

ID=57884353

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/071797 WO2017018399A1 (ja) 2015-07-30 2016-07-26 光飛行型測距装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6558122B2 (ja)
WO (1) WO2017018399A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019504326A (ja) * 2016-02-08 2019-02-14 株式会社デンソー マルチパス誤差を検出するための飛行時間型距離測定装置及び方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
LU92173B1 (en) * 2013-03-20 2014-09-22 Iee Sarl Distance determination method
CN110192121A (zh) 2017-12-22 2019-08-30 索尼半导体解决方案公司 信号生成装置
US11543497B2 (en) 2017-12-22 2023-01-03 Sony Semiconductor Solutions Corporation Sensor chip, electronic equipment, and apparatus
US11894851B2 (en) 2017-12-22 2024-02-06 Sony Semiconductor Solutions Corporation Signal generation apparatus for time-of-flight camera with suppressed cyclic error
WO2019123831A1 (ja) 2017-12-22 2019-06-27 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 パルス生成器および信号生成装置
EP3525004B1 (de) * 2018-02-08 2020-10-14 Cedes AG Tof sensor mit prüfsender
JP7030607B2 (ja) 2018-04-27 2022-03-07 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 測距処理装置、測距モジュール、測距処理方法、およびプログラム
JP7154924B2 (ja) * 2018-10-03 2022-10-18 株式会社日立エルジーデータストレージ 測距撮像装置
KR102648089B1 (ko) 2019-03-26 2024-03-19 삼성전자주식회사 이미징 장치 및 이미지 센서

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004294420A (ja) * 2003-02-03 2004-10-21 Shoji Kawahito 距離画像センサ
JP2005214743A (ja) * 2004-01-28 2005-08-11 Denso Corp 距離画像データ生成装置及び生成方法，プログラム
JP2007170856A (ja) * 2005-12-19 2007-07-05 Denso Corp 距離データ生成方法、距離画像生成装置、光電センサ
JP2013076645A (ja) * 2011-09-30 2013-04-25 Stanley Electric Co Ltd 距離画像生成装置および距離画像生成方法
JP2013538342A (ja) * 2010-07-21 2013-10-10 マイクロソフト コーポレーション 階層的な飛行時間（ｔｏｆ）システムのディエリアシング方法およびシステム
WO2014146978A1 (en) * 2013-03-20 2014-09-25 Iee International Electronics & Engineering S.A. Distance determination method
US20140362364A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-11 Gregory M. WALIGORSKI Time-of-flight ranging system and method with extended range
JP2015049148A (ja) * 2013-09-02 2015-03-16 株式会社メガチップス 距離測定装置
WO2015107869A1 (ja) * 2014-01-14 2015-07-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 距離画像生成装置及び距離画像生成方法

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004294420A (ja) * 2003-02-03 2004-10-21 Shoji Kawahito 距離画像センサ
JP2005214743A (ja) * 2004-01-28 2005-08-11 Denso Corp 距離画像データ生成装置及び生成方法，プログラム
JP2007170856A (ja) * 2005-12-19 2007-07-05 Denso Corp 距離データ生成方法、距離画像生成装置、光電センサ
JP2013538342A (ja) * 2010-07-21 2013-10-10 マイクロソフト コーポレーション 階層的な飛行時間（ｔｏｆ）システムのディエリアシング方法およびシステム
JP2013076645A (ja) * 2011-09-30 2013-04-25 Stanley Electric Co Ltd 距離画像生成装置および距離画像生成方法
WO2014146978A1 (en) * 2013-03-20 2014-09-25 Iee International Electronics & Engineering S.A. Distance determination method
US20140362364A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-11 Gregory M. WALIGORSKI Time-of-flight ranging system and method with extended range
JP2015049148A (ja) * 2013-09-02 2015-03-16 株式会社メガチップス 距離測定装置
WO2015107869A1 (ja) * 2014-01-14 2015-07-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 距離画像生成装置及び距離画像生成方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019504326A (ja) * 2016-02-08 2019-02-14 株式会社デンソー マルチパス誤差を検出するための飛行時間型距離測定装置及び方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6558122B2 (ja) 2019-08-14
JP2017032342A (ja) 2017-02-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017018399A1 (ja) 光飛行型測距装置
JP6520053B2 (ja) 光飛行型測距装置
CN109564287B (zh) 光飞行型测距装置
US20190178995A1 (en) Ranging device and method thereof
WO2016075945A1 (ja) 光飛行型測距装置
EP2729826B1 (en) Improvements in or relating to the processing of time-of-flight signals
EP2288933B1 (en) Tof range finding with background radiation suppression
JP3935897B2 (ja) 光波測距装置
US10948597B2 (en) Time-of-flight distance measurement device
JP6933473B2 (ja) 距離計測装置および距離画像撮影装置
US8879048B2 (en) Device and method for determining the distance to an object
JP6424581B2 (ja) 光飛行型測距装置
WO2016204992A1 (en) Time-of-flight (tof) system calibration
US20170090020A1 (en) Optoelectronic modules operable to collect distance data via time-of-flight and triangulation
JP6539990B2 (ja) 光飛行型測距装置
US11333760B2 (en) Frequency modulation for interference free optical time of flight system
CN109116369B (zh) 距离测量装置及其方法
CN111194413B (zh) 用于飞行时间测量的信号处理单元和方法
JP3089332B2 (ja) 光波距離計
WO2012073378A1 (ja) 光波測距装置
Joboji et al. A Range Finding Array Sensor Performing Correlated Calculations with a PN Code Modulation Light

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16830504

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16830504

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1