WO2017012704A1 - Procédé de détection d'un défaut de commande de couple d'un moteur électrique d'un système de direction assistée d'un véhicule automobile - Google Patents

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sinusoidal
res
voltage
quadrature
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PCT/EP2016/001222
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Michel Parette
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Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/0481—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures
    • B62D5/0487—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such monitoring the steering system, e.g. failures detecting motor faults
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
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    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
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    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input

Definitions

  • the invention relates to the field of controlling an electric motor of a power steering system for a motor vehicle and more particularly relates to a method for detecting a torque control fault of a three-phase electric motor of a motor vehicle. power steering system of a motor vehicle.
  • the invention finds particular application in the detection of current control defects of a synchronous brushless three-phase electric motor ("brushiess" in English) for controlling the power steering of a motor vehicle.
  • the torque control of this engine is performed by a computer called electronic control unit ("Electronic Control Unit” or ECU in English).
  • This electronic control module comprises a microcontroller and a direct current / alternative current (DC / AC) inverter, connected on the one hand to said microcontroller and on the other hand to the motor. via three connection pins and two resistors.
  • Two analog to digital converters (“Analog to Digital Converter” or ADC) are each electrically connected to the terminals of one of the two resistors.
  • the microcontroller measures the currents at the input of the motor via the analog-digital converters. In doing so, the microcontroller can detect a short-circuit fault on one of the pins, when one of the analog-to-digital converters is saturated, or an open circuit, when one of the analog-to-digital converters is constantly measuring. a constant value over time.
  • the microcontroller can not detect a gain or an offset on one or more phases or such a gain or such an offset are frequent and generate an incorrect value of the current measured by the microcontroller, which can lead to the generation of a variable torque applied to the motor by the microcontroller in response to the measurement made and thus poor control of the steering wheel by the driver of the vehicle, which presents a significant danger.
  • the existing methods of fault detection require the passage of the engine in a so-called "diagnostic" mode which requires the stopping of the power steering system of the vehicle, which has a significant drawback.
  • the aim of the invention is to propose a simple, reliable and effective solution for detecting a torque control fault of a three-phase electric motor of a motor vehicle.
  • the aim of the invention is a method for detecting a fault in the control of the torque of a three-phase electric motor of a motor vehicle power steering system, said motor comprising a first control connector, a second connector of control, a third control connector, a stator and a rotor, said method comprising the steps of:
  • This defect may as well be a short circuit or an open circuit as a gain or an offset of one or more of the three phases of the three-phase electric motor.
  • This fault detection is done in the normal control mode during operation without going into a so-called diagnostic mode;
  • the third current delivered to the third motor control connector can be measured or estimated. Indeed, this third current can be easily calculated from the first current delivered to the first control connector of the motor and the second current delivered to the second control connector of the motor since the sum of this first current, this second current and of this third current is null.
  • the method further comprising, the rotor being characterized by its position defined by an angle and its rotational speed in a reference frame connected to said stator, a step of measuring the angle of the rotor position and the speed of rotation of the rotor.
  • the estimation step comprises:
  • the step of transforming the first sinusoidal voltage, the second sinusoidal voltage and the third sinusoidal voltage into a direct sinusoidal voltage and a sinusoidal voltage in quadrature expressed in a two-phase reference linked to the motor rotor is performed by the application of a Clarke transform, a Park transform or a dqo transform (zero direct quadrature).
  • the step of transforming the first current and the second current into a direct current and a quadrature current is performed from the position angle of the rotor of the determined motor.
  • the step of determining a residual direct sinusoidal voltage and a residual quadrature sinusoidal voltage comprises:
  • the method further comprises a step of correcting the gain reduction of the low-pass filtering means from the rotational speed of the motor rotor.
  • the invention also relates to a torque control fault detection device of a three-phase electric motor of a motor vehicle power steering system, said motor comprising a first control connector, a second control connector, a third connector control device, a stator and a rotor, said device comprising:
  • a unit for detecting a fault when the difference between the value of the residual direct sinusoidal voltage and its sliding average is greater than a first threshold and / or when the difference between the value of the residual quadrature sinusoidal voltage and its mean sliding is greater than a second threshold.
  • the measurement unit may be configured to measure the third current supplied to the third motor control connector or to determine said third current from the measured values of the first current delivered to the first motor control connector and the second current delivered to the second motor control connector, the sum of these three currents being zero.
  • the invention relates to a motor vehicle comprising a three-phase electric motor and a device as presented above, said three-phase electric motor comprising a first control connector, a second control connector, a third control connector, a stator and a rotor.
  • FIG. 1 schematically illustrates an embodiment of the system according to the invention.
  • the device 1 allows the detection of a torque control fault of a three-phase electric motor 10 and is, for this purpose, intended to be mounted in a motor vehicle (not shown ) comprising such a three-phase electric motor.
  • Such a three-phase electric motor 10 comprises, in known manner, a stator 10A, a rotor 10B, a first control connector 11, a second control connector 12 and a third control connector 13.
  • the position of the rotor is defined by an angle 6 noted word in a fixed coordinate system connected to the stator 10A and the rotation speed of the rotor 10B relative to the stator 10A is denoted ⁇ word.
  • the three-phase electric motor 10 is a synchronous three-phase brushless electric motor (or "brushless").
  • this motor 10 is controlled by a first PWM voltage signal U'1 for controlling a first phase of the motor 10, a second PWM voltage signal U'2 for controlling a second phase of the motor 10 and a third PWM voltage signal U'3 for controlling a third phase of the motor 10 generated by generation means of the device 1 comprising a microcontroller 110 and an inverter 120.
  • the microcontroller 110 is configured to control the generation, via the inverter 120, of a first PWM voltage ("Pulse-Width Modulation" in English, or signal in pulse width modulation, known to those skilled in the art ) U'1, a second voltage PWM U'2 and a third voltage PWM U'3 variable duty cycle (voltages not shown in Figure 1).
  • a first PWM voltage Pulse-Width Modulation
  • PWM U'2 a second voltage PWM U'2
  • PWM U'3 variable duty cycle voltage not shown in Figure 1
  • the inverter 120 is a DC voltage converter in DC / AC type AC voltage.
  • This inverter 120 makes it possible to transform the DC voltage of the supply battery into electrical energy of the vehicle, for example the battery supplying an ECU-type ECU ("Electronic Control Unit" in the English language in a manner known to those skilled in the art) in three three-phase alternating voltages, respectively the first PWM voltage U'1, the second PWM voltage U'2 and the third PWM voltage U'3.
  • the inverter may comprise an electronic control voltage amplifier for driving a three-phase power bridge.
  • the first PWM voltage signal U'1 generates a first current ⁇ 1 delivered to the first control connector 11
  • the second voltage signal PWM U'2 generates a second current ⁇ 2 delivered to the second control connector 12
  • the third voltage signal PWM U'3 generates a third current ⁇ 3 delivered to the third control connector 13 in order to control the electric motor 10 in three-phase manner.
  • the device 1 comprises a speed and position measuring unit 130, a motor current measurement unit 140 and a three-phase current transformation unit in two-phase currents 142.
  • the unit of measurement of speed and position 130 is configured to measure the angle Q word of the position of the rotor 10B and the word rotational speed of the rotor 10B in a fixed reference related to the stator 10A.
  • the motor current measuring unit 140 is configured to measure a first current ⁇ supplied to the first control connector 11, the second current ⁇ 2 supplied to the second control connector 12 and the third current ⁇ 3 supplied to the third control connector 13. It should be noted that only two intensities of these three currents can be measured and that the intensity of the third can be deduced from these two measurements by the unit of measurement 140 by calculation, the sum of these three intensities being zero.
  • the unit 132 for transforming three-phase currents into two-phase currents is configured to convert, from the position word 6 of the rotor 10B of the motor 10, the first current ⁇ , the second current Y 2 and the third current ⁇ 3 measured. in a fixed three-phase reference connected to the stator 10A in a direct current Id and a quadrature current Iq expressed in a two-phase reference linked to the rotor 10B of the motor 10.
  • the device 1 further comprises means for estimating a direct sinusoidal current ld_est and a sinusoidal current in quadrature lq_est in a two-phase reference linked to the rotor 10B of the motor 10 from said first PWM voltage signal U ', said second PWM voltage signal U'2 and said third PWM voltage signal U'3.
  • These estimation means comprise low-pass filtering means 150, correction means 152, transformation means 154 and a current estimation unit 156.
  • the low-pass filtering means 150 make it possible to transform the first PWM voltage signal U'1, the second PWM voltage signal U'2 and the third PWM voltage signal U'3 into respectively , a first sinusoidal voltage U1, a second sinusoidal voltage U2 and a third sinusoidal voltage U3 defined in a fixed three-phase reference linked to the stator 10A of the motor 10.
  • the correction means 152 make it possible to correct the reduction of the gain of the low-pass filtering means 150 from the word rotation speed of the rotor 10B of the motor 10.
  • this transformation is carried out by applying the Clarke and / or Park and / or dqo transforms known to those skilled in the art.
  • the transforms of Clarke and Park are mathematical tools used especially for the vector control to model a three-phase system thanks to a two-phase model. This is a landmark change.
  • the Clarke and Park transforms each model a rotating machine with three windings fed by three-phase currents by two fixed perpendicular windings fed by sinusoidal currents.
  • the Clarke or Park mark is attached to the stator 10A.
  • the currents of a synchronous machine have the remarkable property of being continuous.
  • a current estimation unit 156 configured to determine an estimated forward sinusoidal current ld_est corresponding to the forward sinusoidal voltage Ud and an estimated quadrature sine current lq_est corresponding to the quadrature sinusoidal voltage Uq, from the forward sinusoidal voltage Ud, of the sinusoidal voltage in quadrature Uq, the speed of rotation a) word of the rotor 10B of the motor 10, a residual direct sinusoidal voltage Ud_res and a residual sinusoidal voltage in quadrature Uq_res are described below.
  • the device further comprises a first differentiator 158 configured to calculate the difference Epsld between the direct sinusoidal current intensity Id and the estimated direct sinusoidal current intensity ld_est, on the one hand, and a second differentiator 159 configured to calculate the difference Epslq between the intensity of the sinusoidal current in quadrature Iq and the intensity of the estimated sinusoidal current in quadrature lq_est, on the other hand.
  • the device 1 then comprises a determination unit 160 for a residual direct sinusoidal voltage Ud_res, associated with the direct sinusoidal voltage Ud, and a residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res, associated with the sinusoidal voltage in quadrature Uq, from the difference Epsld between the intensity of the direct sinusoidal current Id and the intensity of the estimated direct sinusoidal current ld_est and of the difference Epslq between the intensity of the sinusoidal current in quadrature Iq and the intensity of the sinusoidal current in quadrature estimated lq_is respectively calculated by the first differentiator 158 and the second differentiator 159.
  • the residual direct sinusoidal voltage Ud_res and the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res make it possible to compensate the estimated direct sinusoidal current ld_est and the estimated sinusoidal current in quadrature lq_est to make them equal in time, respectively to the direct sinusoidal current Id and to the sinusoidal current. quadrature Iq, by successive iterations through a loop between the current estimation unit 156 and the determination unit 160 as illustrated in FIG. 1.
  • the electric model of the motor does not take into account the variations of the motor parameters as a function of the temperature and the current flowing in the stator. It is therefore necessary to compensate for the difference between the estimated direct sinusoidal current ld_est and the direct sinusoidal current Id, on the one hand, and between the estimated sinusoidal current in quadrature lq_est and the sinusoidal current in quadrature Iq, on the other hand, using the residual direct sinusoidal voltage Ud_res and the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res as will be described hereinafter.
  • the determination unit 160 comprises one or more integrating proportional regulators for determining the residual direct sinusoidal voltage Ud_res and the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res.
  • a closed servocontrol loop is used with an integral proportional regulator to determine the direct sinusoidal voltage. residual Ud_res.
  • the integrative proportional regulator with a proportional component determined by the product between the proportional factor KpUd and the difference between Id and ld_est, parallel to an integral integral determined by the product between the factor KiUd and the difference between Id and ld_est allows to enslave the direct sinusoidal current estimated ld_est on the direct sinusoidal current Id by adding the residual direct sinusoidal voltage Ud_Res to the direct sinusoidal voltage Ud.
  • a closed servocontrol loop is used with an integrating proportional regulator to determine the voltage. sinusoidal in residual quadrature Uq_res.
  • the integrative proportional regulator with a proportional component determined by the product between the proportional factor KpUq and the difference between Iq and lq_est, parallel to an integral component determined by the product between the factor KiUq and the difference between Iq and lq_est allows to enslave the sine current in quadrature estimated lq_est on the sinusoidal current in quadrature Iq by adding the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_Res to the sinusoidal voltage in quadrature Uq.
  • the device 1 then comprises a sliding averaging unit 170 configured to calculate the sliding average of the residual direct sinusoidal voltage Ud_res and the sliding average of the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res by using in particular the speed co rotation word of the rotor of the rotor. electric motor 10.
  • the device 1 further comprises a third differentiator 180 configured to calculate the difference EpsUd_res between the value of the direct forward sinusoidal voltage Ud_res and its sliding average Ud_res_mean and a fourth differentiator 182 configured to calculate the difference EpsUq_res between the value of the direct sinusoidal voltage in quadrature Uq_res and its sliding average Uq_res_mean.
  • the device 1 finally comprises a unit 190 for detecting a fault from the difference EpsUd_res calculated by the third differentiator and the difference EpsUq_res calculated by the fourth differentiator 182.
  • the method according to the invention makes it possible to detect a torque control fault of the three-phase electric motor such as a short-circuit, an open circuit, a gain in voltage amplitude or a phase shift between at least two of the PWM voltage received at motor input 0.
  • a torque control fault of the three-phase electric motor such as a short-circuit, an open circuit, a gain in voltage amplitude or a phase shift between at least two of the PWM voltage received at motor input 0.
  • the torque control of the three-phase electric motor 10 is carried out in a known manner by using a first voltage signal PWM U'1 for controlling a first phase of the motor 10, a second voltage signal PWM U'2 for controlling a motor. second phase of the motor 10 and a third PWM voltage signal U'3 for controlling a third phase of the motor 10.
  • a step E1 first, the microcontroller 110 controls, on three electrical links connecting it to the inverter 120, the inverter 120 so that it converts, in a step E2, the DC voltage d supply, for example provided by a battery of the vehicle, respectively in a first PWM voltage signal U'1 generating a first current ⁇ 1 delivered to the first control connector 1 1, in a second PWM voltage signal U'2 generating a second current ⁇ 2 delivered to the second control connector 12 and a third PWM voltage signal U'3 generating a third current 3 delivered to the third control connector 13.
  • the microcontroller 110 controls, on three electrical links connecting it to the inverter 120, the inverter 120 so that it converts, in a step E2, the DC voltage d supply, for example provided by a battery of the vehicle, respectively in a first PWM voltage signal U'1 generating a first current ⁇ 1 delivered to the first control connector 1 1, in a second PWM voltage signal U'2 generating a second current ⁇ 2 delivered to the second control
  • the speed and position measuring unit 130 measures the angle e word of the position of the rotor 10B and the rotation speed ⁇ word of the rotor 10B.
  • step E3A the first PWM voltage signal U'1, the second PWM voltage signal U'2 and the third PWM voltage signal U'3 are then filtered, in a step E3B1, by the means 150. low-pass filtering so as to obtain respectively a first sinusoidal voltage U1, a second sinusoidal voltage U2 and a third sinusoidal voltage U3.
  • the correction means 152 then correct, in a step E3B2, the reduction of the gain of the low-pass filtering means 150 from the rotational speed ⁇ ⁇ of the rotor 10B of the motor 10 as explained above.
  • the transforming means 154 then transform, in a step E3B3, the first sinusoidal voltage U1, the second sinusoidal voltage U2 and the third sinusoidal voltage U3, into a direct sinusoidal voltage Ud and a sinusoidal voltage in quadrature Uq from the angle 9 word giving the position of the rotor 10B by applying the transforms of Clarke or Park or dqo.
  • the current estimation unit 156 determines, in a step E3B4, an estimated direct sinusoidal current ld_est corresponding to the direct sinusoidal voltage Ud and an estimated quadrature sinusoidal current lq_est corresponding to the quadrature sinusoidal voltage Uq, from the direct sinusoidal voltage Ud, the sinusoidal voltage in quadrature Uq, the rotational speed ⁇ ot of the rotor 10B of the motor 10 by solving the following equations:
  • R20 represents the total resistance at 20 ° C of a phase composed of a half-arm of the inverter 120 on the one hand and the resistance of a motor phase of the stator 10A of the motor 10 on the other hand.
  • Lq20 represents the quadrature inductance of the stator 10A of the motor 10 determined at 20 ° C at zero current.
  • Ld20 represents the direct inductance of the stator 10A of the motor 10 determined at 20 ° C and at zero current.
  • ⁇ Psi20 represents the flux generated by the rotor magnet 10B of the engine 10.
  • the unit for transforming three-phase currents into two-phase currents 142 then transforms, in a step E3C3, from the angle ⁇ position word of the rotor 10B of the motor 10 determined by the speed and position measuring unit 130, the first current ⁇ , the second current ⁇ 2 and the third current 3 in a direct current Id and a quadrature current Iq by applying the Clarke transform, the Park transform or a dqo transform.
  • the first differentiator 158 calculates the difference Epsid between the direct sinusoidal current intensity Id and the estimated direct sinusoidal current intensity ld_est.
  • the second differentiator 159 calculates, in a step E4B, the difference Epslq between the intensity of the sinusoidal current in quadrature Iq and the intensity of the estimated sinusoidal current in quadrature lq_est.
  • the determination unit 160 determines, in a step E5, the direct forward sinusoidal voltage Ud_res, associated with the direct sinusoidal voltage Ud, and the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res, associated with the sinusoidal voltage in quadrature Uq, from the difference Epsid between the direct sinusoidal current intensity Id and the estimated direct sinusoidal current intensity ld_est and the difference Epslq between the quadrature sinusoidal current intensity Iq and the estimated quadrature sinusoidal current intensity lq_ are respectively calculated by the first differentiator 158 and the second differentiator 159, according to the following equations:
  • KpUd represents the proportional component of the closed-loop servo loop with a proportional-integrator controller to determine the residual forward sinusoidal voltage Ud_res.
  • ⁇ KiUd represents the integral component of the closed-loop servo loop with a proportional-integrator regulator to determine the residual forward sinusoidal voltage Ud_res.
  • KpUq represents the proportional component of the closed loop servo loop with a proportional-integrator regulator to determine the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res.
  • KiUq represents the integral component of the closed-loop control loop with a proportional-integrator regulator to determine the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res.
  • the sliding averaging unit 170 calculates, in a step E6, the running average of the residual direct sinusoidal voltage Ud_res and the running average of the residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res from the residual direct sinusoidal voltage values Ud_res and of residual quadrature sinusoidal voltage Uq_res received continuously and in particular using the speed a) rotation word of the rotor of the electric motor 10.
  • the third differentiator 180 then calculates then, in a step E7A, the difference EpsUd_res between the value of the direct forward sinusoidal voltage Ud_res and its sliding average Ud_res_mean.
  • the fourth differentiator 182 calculates, in a step E7B, the difference EpsUq_res between the value of the direct sinusoidal voltage in quadrature Uq_res and its sliding average Uq_res_mean.
  • the detection unit 190 detects a fault, in a step E8, when the difference EpsUd_res between the value of the direct forward sinusoidal voltage Ud_res and its sliding average Ud_res_mean is greater than a first threshold and / or when the difference EpsUq_res between the value of the direct sinusoidal voltage in quadrature Uq_res and its sliding average Uq_res_mean is greater than a second threshold.
  • This defect may as well be a short circuit or an open circuit as a gain or an offset of one or more of the three phases of the three-phase electric motor.

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Abstract

La présente invention a pour objet un procédé de détection de défaut de commande du couple d'un moteur électrique triphasé de véhicule automobile. Le procédé comprend notamment une étape de : ∙ détermination (E4A; E4B, E5) d'une tension sinusoïdale directe résiduelle et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle à partir du courant sinusoïdal direct mesuré, du courant sinusoïdal direct estimé, du courant sinusoïdal en quadrature mesuré et du courant sinusoïdal en quadrature estimé, ∙ détection (E6; E7A; E7B; E8) d'un défaut lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle et sa moyenne glissante est supérieure à un premier seuil et/ou lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature et sa moyenne glissante est supérieure à un deuxième seuil.

Description

Procédé de détection d'un défaut de commande de couple d'un moteur électrique d'un système de direction assistée d'un véhicule automobile
L'invention se rapporte au domaine de la commande d'un moteur électrique d'un système de direction assistée pour véhicule automobile et concerne plus particulièrement un procédé de détection d'un défaut de commande du couple d'un moteur électrique triphasé d'un système de direction assistée d'un véhicule automobile.
L'invention trouve notamment son application dans la détection des défauts de commande en courant d'un moteur électrique triphasé de type sans balai (« brushiess » en langue anglaise) synchrone permettant la commande de la direction assistée d'un véhicule automobile.
Dans un véhicule automobile, il est connu d'utiliser un moteur électrique triphasé « brushiess » synchrone pour rendre le guidage du véhicule aisé. Ce moteur électrique est relié à la colonne de direction du véhicule de sorte à constituer un module dit « de direction assistée » du véhicule.
La commande du couple de ce moteur est réalisée par un calculateur appelé module de contrôle électronique (« Electronic Control Unit » ou ECU en langue anglaise). Ce module de contrôle électronique comprend un microcontrôleur et un onduleur courant continu/courant alternatif (« Direct Current/Alternative Current » ou DC/AC en langue anglaise), relié d'une part, audit microcontrôleur et, d'autre part, au moteur via trois broches de connexion et deux résistances. Deux convertisseurs analogique-numérique (« Analog to Digital Converter » ou ADC en langue anglaise) sont chacun reliés électriquement aux bornes de l'une des deux résistances.
Ainsi, afin de détecter un défaut de commande en courant à l'entrée du moteur, le microcontrôleur mesure les courants à l'entrée du moteur via les convertisseurs analogique-numérique. Ce faisant, le microcontrôleur peut détecter un défaut de court- circuit sur l'une des broches, lorsque l'un des convertisseurs analogique-numérique est saturé, ou bien un circuit ouvert, lorsque l'un des convertisseurs analogique-numérique mesure en permanence une valeur constante au cours du temps.
Toutefois, dans cette configuration, le microcontrôleur ne peut détecter un gain ou un décalage sur une ou plusieurs phases or un tel gain ou un tel décalage sont fréquents et génèrent une valeur incorrecte du courant mesuré par le microcontrôleur, ce qui peut entraîner la génération d'un couple variable appliqué au moteur par le microcontrôleur en réponse à la mesure effectuée et ainsi un mauvais contrôle du volant par le conducteur du véhicule, ce qui présente un danger important. De plus, les procédés existants de détection de défaut nécessitent le passage du moteur dans un mode dit « de diagnostic » qui impose l'arrêt du système de direction assistée du véhicule, ce qui présente un inconvénient important.
L'invention a pour but de proposer une solution simple, fiable et efficace de détection d'un défaut de commande du couple d'un moteur électrique triphasé de véhicule automobile.
A cette fin, l'invention a pour but un procédé de détection de défaut de commande du couple d'un moteur électrique triphasé d'un système de direction assistée de véhicule automobile, ledit moteur comprenant un premier connecteur de commande, un deuxième connecteur de commande, un troisième connecteur de commande, un stator et un rotor, ledit procédé comprenant les étapes de :
• génération d'un premier signal de tension PWM de commande d'une première phase du moteur, d'un deuxième signal de tension PWM de commande d'une deuxième phase du moteur et d'un troisième signal de tension PWM de commande d'une troisième phase du moteur,
• estimation d'un courant sinusoïdal direct et d'un courant sinusoïdal en quadrature dans un repère diphasé lié au rotor du moteur à partir dudit premier signal de tension PWM, dudit deuxième signal de tension PWM et dudit troisième signal de tension PWM,
• mesure du premier courant délivré au premier connecteur de commande du moteur et du deuxième courant délivré au deuxième connecteur de commande du moteur,
• mesure du troisième courant délivré au troisième connecteur de commande ou estimation du troisième courant délivré au troisième connecteur de commande à partir du premier courant et du deuxième courant,
• transformation du premier courant mesuré, du deuxième courant mesuré et du troisième courant mesuré ou estimé en un courant direct et en un courant en quadrature,
• détermination d'une tension sinusoïdale directe résiduelle et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle à partir du courant sinusoïdal direct mesuré, du courant sinusoïdal direct estimé, du courant sinusoïdal en quadrature mesuré et du courant sinusoïdal en quadrature estimé,
• détection d'un défaut lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle et sa moyenne glissante est supérieure à un premier seuil et/ou lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle et sa moyenne glissante est supérieure à un deuxième seuil. Ainsi, des variations trop importantes de la première valeur de tension résiduelle déterminée autour de sa valeur moyenne et/ou des variations trop importantes de la deuxième valeur de tension résiduelle déterminée autour de sa valeur moyenne indiquent un défaut de la commande en courant du couple du moteur par le module de contrôle électronique.
Ce défaut peut aussi bien être un court-circuit ou un circuit ouvert qu'un gain ou un décalage d'une ou plusieurs des trois phases du moteur électrique triphasé.
La présente invention a pour avantages :
• de détecter des fautes latentes qui se traduisent par un onduleur déséquilibré ou un moteur déséquilibré en plus des défaillances franches
(moteurs en court-circuit, bras d'un onduleur en court-circuit ... ). De plus, cette invention est compatible avec la mesure de deux ou trois courants moteurs ;
• d'utiliser pour l'estimation des courants seulement les paramètres du moteur et de l'onduleur donnés par exemple à 20°C et à courant nul. Il n'y a pas besoin de rajouter un capteur de température pour compenser l'évolution des paramètres moteur au cours du temps avec la température ;
• de ne pas générer de courant pour détecter un défaut pour éviter réchauffement du calculateur et éviter de générer un couple non souhaité
(en cas d'une défaillance). Cette détection de panne se fait dans le mode normal de commande en cours de fonctionnement sans passer dans un mode dit de diagnostic ;
• de détecter un défaut moteur non tournant (phase moteur débranché, par exemple) ;
• de détecter des défauts dans toutes les conditions de fonctionnement du système (sur toute la gamme de température [- 40°C, 125°C], de tension d'alimentation du calculateur [10 V, 24V], de vitesse moteur électrique [- 4000 tr/m, 4000 tr/m] par exemple).
Le troisième courant délivré au troisième connecteur de commande du moteur peut être mesuré ou estimé. En effet, ce troisième courant peut être aisément calculé à partir du premier courant délivré au premier connecteur de commande du moteur et du deuxième courant délivré au deuxième connecteur de commande du moteur étant donné que la somme de ce premier courant, de ce deuxième courant et de ce troisième courant est nulle. Selon un aspect de l'invention, le procédé comprenant en outre, le rotor étant caractérisé par sa position définie par un angle et sa vitesse de rotation dans un repère lié audit stator, une étape de mesure de l'angle de la position du rotor et de la vitesse de rotation du rotor.
De manière avantageuse, l'étape d'estimation comprend :
• une étape de filtrage dudit premier signal de tension PWM, dudit deuxième signal de tension PWM et dudit troisième signal de tension PWM de manière à obtenir respectivement une première tension sinusoïdale, une deuxième tension sinusoïdale et une troisième tension sinusoïdale exprimées dans un repère triphasé lié au stator du moteur,
• une étape de transformation, à partir de l'angle donnant la position du rotor, de la première tension sinusoïdale, de la deuxième tension sinusoïdale et de la troisième tension sinusoïdale, en une tension sinusoïdale directe et une tension sinusoïdale en quadrature exprimées dans un repère diphasé lié au rotor du moteur,
• une étape de détermination d'un courant sinusoïdal direct estimé correspondant à la tension sinusoïdale directe et d'un courant sinusoïdal en quadrature estimé correspondant à la tension sinusoïdale en quadrature, à partir de la tension sinusoïdale directe, de la tension sinusoïdale en quadrature, de la vitesse de rotation du rotor du moteur, de la tension sinusoïdale directe résiduelle et de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle,
De manière avantageuse encore, l'étape de transformation de la première tension sinusoïdale, de la deuxième tension sinusoïdale et de la troisième tension sinusoïdale, en une tension sinusoïdale directe et une tension sinusoïdale en quadrature exprimées dans un repère diphasé lié au rotor du moteur est réalisée par l'application d'une transformée de Clarke, d'une transformée de Park ou d'une transformée dqo (« direct quadrature zéro » en anglais, ou zéro quadrature directe).
Selon une caractéristique de l'invention, l'étape de transformation du premier courant et du deuxième courant en un courant direct et en un courant en quadrature est réalisée à partir de l'angle de position du rotor du moteur déterminé.
De préférence, l'étape de détermination d'une tension sinusoïdale directe résiduelle et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle comprend :
• une étape de calcul de la différence entre l'intensité du courant sinusoïdal direct et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé,
· une étape de calcul de la différence entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé. De préférence encore, l'étape de détection d'un défaut comprend :
• une étape de calcul de la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle et de la moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle à partir des valeurs tension sinusoïdale directe résiduelle et de tension sinusoïdale en quadrature résiduelle reçues continûment et en utilisant notamment la vitesse de rotation du rotor du moteur électrique,
• une étape de calcul de la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle et sa moyenne glissante,
• une étape de calcul de la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle et sa moyenne glissante.
De manière avantageuse, le procédé comprend en outre une étape de correction de la réduction du gain des moyens de filtrage passe-bas à partir de la vitesse de rotation du rotor du moteur.
L'invention concerne aussi un dispositif de détection de défaut de commande du couple d'un moteur électrique triphasé d'un système de direction assistée de véhicule automobile, ledit moteur comprenant un premier connecteur de commande, un deuxième connecteur de commande, un troisième connecteur de commande, un stator et un rotor, ledit dispositif comprenant :
• des moyens de génération d'un premier signal de tension PWM de commande d'une première phase du moteur, d'un deuxième signal de tension PWM de commande d'une deuxième phase du moteur et d'un troisième signal de tension PWM de commande d'une troisième phase du moteur,
• des moyens d'estimation d'un courant sinusoïdal direct et d'un courant sinusoïdal en quadrature dans un repère diphasé lié au rotor du moteur à partir dudit premier signal de tension PWM, dudit deuxième signal de tension PWM et dudit troisième signal de tension PWM,
• une unité de mesure du premier courant délivré au premier connecteur de commande du moteur et du deuxième courant délivré au deuxième connecteur de commande du moteur et de détermination du troisième courant délivré au troisième connecteur de commande du moteur,
• une unité de transformation du premier courant, du deuxième courant et du troisième courant en un courant sinusoïdal direct et en un courant sinusoïdal en quadrature,
• une unité de détermination d'une tension sinusoïdale directe résiduelle et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle à partir du courant sinusoïdal direct mesuré, du courant sinusoïdal direct estimé, du courant sinusoïdal en quadrature mesuré et du courant sinusoïdal en quadrature estimé,
• une unité de détection d'un défaut lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle et sa moyenne glissante est supérieure à un premier seuil et/ou lorsque la différence entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle et sa moyenne glissante est supérieure à un deuxième seuil.
L'unité de mesure peut être configurée pour mesurer le troisième courant délivré au troisième connecteur de commande du moteur ou bien pour déterminer ledit troisième courant à partir des valeurs mesurées du premier courant délivré au premier connecteur de commande du moteur et du deuxième courant délivré au deuxième connecteur de commande du moteur, la somme de ces trois courants étant nulle.
L'invention concerne enfin un véhicule automobile comprenant un moteur électrique triphasé et un dispositif tel que présenté précédemment, ledit moteur électrique triphasé comprenant un premier connecteur de commande, un deuxième connecteur de commande, un troisième connecteur de commande, un stator et un rotor.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront lors de la description qui suit, faite en regard des figures annexées données à titre d'exemples non limitatifs et dans lesquelles des références identiques sont données à des objets semblables.
- La figure 1 illustre schématiquement une forme de réalisation du système selon l'invention.
- La figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation du procédé selon l'invention.
L'invention va maintenant être décrite en référence aux figures 1 et 2.
En référence tout d'abord à la figure 1 , le dispositif 1 permet la détection d'un défaut de commande du couple d'un moteur électrique 10 triphasé et est, à cette fin, destiné à être monté dans un véhicule automobile (non représenté) comprenant un tel moteur électrique 10 triphasé.
Un tel moteur électrique 10 triphasé comprend de manière connue un stator 10A, un rotor 10B, un premier connecteur de commande 1 1 , un deuxième connecteur de commande 12 et un troisième connecteur de commande 13.
La position du rotor 10B est définie par un angle noté 6mot dans un repère fixe lié au stator 10A et la vitesse de rotation du rotor 10B par rapport au stator 10A est notée œmot. Dans une forme de réalisation préférée du dispositif 1 selon l'invention, le moteur électrique 10 triphasé est un moteur électrique triphasé sans balai (ou « brushless ») synchrone.
Toujours en référence à la figure 1 , ce moteur 10 est commandé par un premier signal de tension PWM U'1 de commande d'une première phase du moteur 10, un deuxième signal de tension PWM U'2 de commande d'une deuxième phase du moteur 10 et un troisième signal de tension PWM U'3 de commande d'une troisième phase du moteur 10 générés par des moyens de génération du dispositif 1 comprenant un microcontrôleur 110 et un onduleur 120.
Le microcontrôleur 110 est configuré pour commander la génération, via l'onduleur 120, d'une première tension PWM (« Pulse-Width Modulation » en langue anglaise, ou signal en modulation de largeur d'impulsion, connu de l'homme du métier) U'1 , d'une deuxième tension PWM U'2 et d'une troisième tension PWM U'3 à rapport cyclique variable (tensions non représentées à la figure 1 ).
L'onduleur 120 est un convertisseur de tension continue en tension alternatives de type DC/AC. Cet onduleur 120 permet de transformer la tension continue de la batterie d'alimentation en énergie électrique du véhicule, par exemple la batterie alimentant un calculateur de type ECU (« Electronic Control Unit » en langue anglaise de manière connue de l'homme du métier), en trois tensions alternatives triphasées, respectivement la première tension PWM U'1 , la deuxième tension PWM U'2 et la troisième tension PWM U'3. A cette fin, l'onduleur peut comprendre un amplificateur de tension électronique de pilotage d'un pont de puissance triphasé.
Le premier signal de tension PWM U'1 génère un premier courant Γ1 délivré au premier connecteur de commande 1 1 , le deuxième signal de tension PWM U'2 génère un deuxième courant Γ2 délivré au deuxième connecteur de commande 12 et le troisième signal de tension PWM U'3 génère un troisième courant Γ3 délivré au troisième connecteur de commande 13 afin de commander le moteur électrique 10 en triphasé de manière connue.
Outre ce microcontrôleur 110 et cet onduleur 120, le dispositif 1 comprend une unité de mesure de vitesse et de position 130, une unité de mesure des courants moteurs 140 et une unité de transformation des courants triphasés en courants diphasés 142.
L'unité de mesure de vitesse et de position 130 est configurée pour mesurer l'angle Qmot de la position du rotor 10B et la vitesse de rotation mot du rotor 10B dans un repère fixe lié au stator 10A.
L'unité de mesure des courants moteurs 140 est configurée pour mesurer un premier courant ΙΊ fourni au premier connecteur de commande 11 , le deuxième courant Γ2 fourni au deuxième connecteur de commande 12 et le troisième courant Γ3 fourni au troisième connecteur de commande 13. On notera que seules deux intensités de ces trois courants peuvent être mesurées et que l'intensité du troisième peut être déduite de ces deux mesures par l'unité de mesure 140 par calcul, la somme de ces trois intensités étant nulle.
L'unité 142 de transformation de courants triphasés en courants diphasés est configurée pour transformer, à partir de l'angle 6mot de position du rotor 10B du moteur 10, le premier courant ΙΊ , le deuxième courant Y 2 et le troisième courant Γ3 mesurés dans un repère triphasé fixe lié au stator 10A en un courant direct Id et un courant en quadrature Iq exprimés dans un repère diphasé lié au rotor 10B du moteur 10.
Le dispositif 1 comprend en outre des moyens d'estimation d'un courant sinusoïdal direct ld_est et d'un courant sinusoïdal en quadrature lq_est dans un repère diphasé lié au rotor 10B du moteur 10 à partir dudit premier signal de tension PWM U' , dudit deuxième signal de tension PWM U'2 et dudit troisième signal de tension PWM U'3.
Ces moyens d'estimation comprennent des moyens 150 de filtrage passe-bas, des moyens de correction 152, des moyens 154 de transformation et une unité 156 d'estimation de courants.
Les moyens de filtrage passe-bas 150, par exemple du deuxième ordre, permettent de transformer le premier signal de tension PWM U'1 , le deuxième signal de tension PWM U'2 et le troisième signal de tension PWM U'3 en, respectivement, une première tension sinusoïdale U1 , une deuxième tension sinusoïdale U2 et une troisième tension sinusoïdale U3 définies dans un repère triphasé fixe lié au stator 10A du moteur 10.
Les moyens de correction 152 permettent de corriger la réduction du gain des moyens de filtrage passe-bas 150 à partir de la vitesse de rotation mot du rotor 10B du moteur 10. La réduction du gain des filtres passe-bas s'exprime sous la forme : Rfiltre = f(o½ot) avec 1( mot) un polynôme du second ordre pour un filtre passe-bas de second ordre (a*o)mot A2 + b* mot + c)
Le facteur de correction GcorrFiltre de la réduction de gain s'exprime donc :
GcorrFiltre = -Rfiltre + 1).
Ce facteur de correction s'applique à toutes les tensions afin de les corriger : Ucorrl = Ul x GcorrFiltre, Ucorr2 = U2 x GcorrFiltre et Ucorr3 = U3 x GcorrFiltre.
Les moyens de transformation 154 de la première tension sinusoïdale U1 , de la deuxième tension sinusoïdale U2 et de la troisième tension sinusoïdale U3, exprimées dans un repère fixe triphasé lié au stator 10A du moteur 10, en une tension sinusoïdale directe Ud et une tension sinusoïdale en quadrature Uq, exprimées dans un repère mobile diphasé lié au rotor 10B du moteur 10 à partir de l'angle 0mot donnant la position du rotor 10B.
De préférence, cette transformation est réalisée par application des transformées de Clarke et/ou de Park et/ou dqo connues de l'homme du métier.
Les transformées de Clarke et de Park sont des outils mathématiques utilisés notamment pour la commande vectorielle afin de modéliser un système triphasé grâce à un modèle diphasé. Il s'agit d'un changement de repère.
Les transformées de Clarke et de Park modélisent chacune une machine tournante à trois enroulements alimentés par des courants triphasés par deux enroulements perpendiculaires fixes, alimentés par des courants sinusoïdaux.
Pour une machine synchrone, comme c'est le cas en l'espèce, le repère de Clarke ou de Park est fixé au stator 10A. En outre, dans le repère de Park, les courants d'une machine synchrone ont la propriété remarquable d'être continus.
Une unité d'estimation de courants 156 configurée pour déterminer un courant sinusoïdal direct estimé ld_est correspondant à la tension sinusoïdale directe Ud et un courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est correspondant à la tension sinusoïdale en quadrature Uq, à partir de la tension sinusoïdale directe Ud, de la tension sinusoïdale en quadrature Uq, de la vitesse de rotation a)mot du rotor 10B du moteur 10, d'une tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res sont décrites ci-après.
Le dispositif comprend en outre un premier différentiateur 158 configuré pour calculer la différence Epsld entre l'intensité du courant sinusoïdal direct Id et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé ld_est, d'une part, et un deuxième différentiateur 159 configuré pour calculer la différence Epslq entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature Iq et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est, d'autre part.
Le dispositif 1 comprend ensuite une unité de détermination 160 d'une tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res, associée à la tension sinusoïdale directe Ud, et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res, associée à la tension sinusoïdale en quadrature Uq, à partir de la différence Epsld entre l'intensité du courant sinusoïdal direct Id et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé ld_est et de la différence Epslq entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature Iq et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est calculées respectivement par le premier différentiateur 158 et le deuxième différentiateur 159.
La tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res permettent de compenser le courant sinusoïdal direct estimé ld_est et le courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est pour les rendre égaux dans le temps, respectivement au courant sinusoïdal direct Id et au courant sinusoïdal en quadrature Iq, par itérations successives à travers une boucle entre l'unité d'estimation de courants 156 et l'unité de détermination 160 comme illustré sur la figure 1.
En effet, sans cela, le modèle électrique du moteur ne tient pas compte des variations des paramètres moteurs en fonction de la température et du courant circulant dans le stator. Il faut donc compenser l'écart entre le courant sinusoïdal direct estimé ld_est et le courant sinusoïdal direct Id, d'une part, et entre le courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est et le courant sinusoïdal en quadrature Iq, d'autre part, en utilisant la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res comme cela sera décrit ci-après.
A cette fin, l'unité de détermination 160 comprend un ou plusieurs régulateurs proportionnels intégrateurs pour déterminer la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res. Dans le but de réduire l'écart entre le courant direct estimé ld_est et le courant direct Id, lors de variation de température et/ou de courant, on utilise une boucle d'asservissement fermé comportant un régulateur proportionnel intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res.
Le régulateur proportionnel intégrateur avec une composante proportionnelle déterminée par le produit entre le facteur proportionel KpUd et la différence entre Id et ld_est, parallèle à une composante intégrale déterminée par le produit entre le facteur KiUd et la différence entre Id et ld_est permet d'asservir le courant sinusoïdal direct estimé ld_est sur le courant sinusoïdal direct Id en ajoutant la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_Res à la tension sinusoïdale directe Ud.
Dans le but de réduire l'écart entre le courant en quadrature estimé lq_est et le courant en quadrature Iq, lors de variation de température et/ou de courant, on utilise une boucle d'asservissement fermé comportant un régulateur proportionnel intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res.
Le régulateur proportionnel intégrateur avec une composante proportionnelle déterminée par le produit entre le facteur proportionel KpUq et la différence entre Iq et lq_est, parallèle à une composante intégrale déterminée par le produit entre le facteur KiUq et la différence entre Iq et lq_est permet d'asservir le courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est sur le courant sinusoïdal en quadrature Iq en ajoutant la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_Res à la tension sinusoïdale en quadrature Uq.
Le dispositif 1 comprend ensuite une unité 170 de calcul de moyennes glissantes configurée pour calculer la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res en utilisant notamment la vitesse comot de rotation du rotor du moteur électrique 10. Le dispositif 1 comprend en outre un troisième différentiateur 180 configuré pour calculer la différence EpsUd_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et sa moyenne glissante Ud_res_mean et un quatrième différentiateur 182 configuré pour calculer la différence EpsUq_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe en quadrature Uq_res et sa moyenne glissante Uq_res_mean.
Le dispositif 1 comprend enfin une unité 190 de détection d'un défaut à partir de la différence EpsUd_res calculée par le troisième différentiateur et de la différence EpsUq_res calculée par le quatrième différentiateur 182.
L'invention va maintenant être décrite dans sa mise en œuvre en référence à la figure 2.
Le procédé selon l'invention permet de détecter un défaut de commande du couple du moteur électrique 10 triphasé tel qu'un court-circuit, un circuit ouvert, un gain en amplitude de tension ou un décalage de phase entre au moins deux des signaux de tension PWM reçus en entrée du moteur 0.
La commande du couple du moteur électrique 10 triphasée est réalisée de manière connue en utilisant un premier signal de tension PWM U'1 de commande d'une première phase du moteur 10, un deuxième signal de tension PWM U'2 de commande d'une deuxième phase du moteur 10 et un troisième signal de tension PWM U'3 de commande d'une troisième phase du moteur 10.
A cette fin, dans une étape E1 tout d'abord, le microcontrôleur 110 commande, sur trois liens électriques le reliant à l'onduleur 120, l'onduleur 120 afin que celui-ci convertisse, dans une étape E2, la tension continue d'alimentation, par exemple fournie par une batterie du véhicule, respectivement en un premier signal de tension PWM U'1 générant un premier courant Γ1 délivré au premier connecteur de commande 1 1 , en un deuxième signal de tension PWM U'2 générant un deuxième courant Γ2 délivré au deuxième connecteur de commande 12 et en un troisième signal de tension PWM U'3 générant un troisième courant l'3 délivré au troisième connecteur de commande 13.
Dans une étape E3A, l'unité de mesure de vitesse et de position 130 mesure, l'angle emot de la position du rotor 10B et la vitesse de rotation œmot du rotor 10B.
En parallèle de l'étape E3A, le premier signal de tension PWM U'1 , le deuxième signal de tension PWM U'2 et le troisième signal de tension PWM U'3 sont ensuite filtrées, dans une étape E3B1 , par les moyens 150 de filtrage passe-bas de manière à obtenir respectivement une première tension sinusoïdale U1 , une deuxième tension sinusoïdale U2 et une troisième tension sinusoïdale U3. Les moyens de correction 152 corrigent ensuite, dans une étape E3B2, la réduction du gain des moyens de filtrage passe-bas 150 à partir de la vitesse de rotation ωτηοΐ du rotor 10B du moteur 10 comme expliqué ci-avant.
Les moyens de transformation 154 transforment ensuite, dans une étape E3B3, la première tension sinusoïdale U1 , la deuxième tension sinusoïdale U2 et la troisième tension sinusoïdale U3, en une tension sinusoïdale directe Ud et une tension sinusoïdale en quadrature Uq à partir de l'angle 9mot donnant la position du rotor 10B par application des transformées de Clarke ou de Park ou dqo.
L'unité d'estimation de courants 156 détermine alors, dans une étape E3B4, un courant sinusoïdal direct estimé ld_est correspondant à la tension sinusoïdale directe Ud et un courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est correspondant à la tension sinusoïdale en quadrature Uq, à partir de la tension sinusoïdale directe Ud, de la tension sinusoïdale en quadrature Uq, de la vitesse de rotation à½ot du rotor 10B du moteur 10 en résolvant les équations suivantes :
Ud = R20 * IdEst - Lq20 * ωτηοί * IqEst + Ld20 * d°d^st
Uq = R20 * IqEst + Ld2Q * ωτηοί * IdEst + Lq20 * dH2 l + psi2o * wmot * idEst
Où :
• R20 représente la résistance totale à 20°C d'une phase composé d'un demi-bras de l'onduleur 120 d'une part et de la résistance d'une phase moteur du stator 10A du moteur 10 d'autre part.
• Lq20 représente l'inductance en quadrature du stator 10A du moteur 10 déterminée à 20 °C at à courant nul.
• Ld20 représente l'inductance directe du stator 10A du moteur 10 déterminée à 20 °C et à courant nul.
· Psi20 représente le flux généré par l'aimant du rotor 10B du moteur 10.
Toujours parallèlement à l'étape E3A, l'unité de mesure des courants moteurs 140 mesure, dans une étape E3C1 , le premier courant Γ1 délivré au premier connecteur de commande 11 du moteur 10 et le deuxième courant Γ2 délivré au deuxième connecteur de commande 12 du moteur 10 et calcule, dans une étape E3C2, le troisième courant Γ3 délivré au troisième connecteur de commande 13 du moteur 10 à partir du premier courant ΙΊ et du deuxième courant Γ2, la somme de ces trois courants étant nulle (l'1+l'2+l'3=0).
L'unité de transformation de courants triphasés en courants diphasés 142 transforme ensuite, dans une étape E3C3, à partir de l'angle 0mot de position du rotor 10B du moteur 10 déterminé par l'unité de mesure de vitesse et de position 130, le premier courant ΙΊ , le deuxième courant Γ2 et le troisième courant 3 en un courant direct Id et un courant en quadrature Iq par application de la transformée de Clarke, de la transformée de Park ou d'une transformée dqo.
Ensuite, dans une étape E4A, le premier différentiateur 158 calcule la différence Epsid entre l'intensité du courant sinusoïdal direct Id et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé ld_est.
Simultanément, le deuxième différentiateur 159 calcule, dans une étape E4B, la différence Epslq entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature Iq et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est.
L'unité de détermination 160 détermine alors, dans une étape E5, la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res, associée à la tension sinusoïdale directe Ud, et la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res, associée à la tension sinusoïdale en quadrature Uq, à partir de la différence Epsid entre l'intensité du courant sinusoïdal direct Id et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé ld_est et de la différence Epslq entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature Iq et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé lq_est calculées respectivement par le premier différentiateur 158 et le deuxième différentiateur 159, selon les équations suivantes :
{Ud + UdRes) = R20 * IdEst - Lq20 * ωτηοί * IqEst + Ld20 *
{Uq + UqRes) = R20 * IqEst + Ld20 * ωτηοί * IdEst + Lq20 * + Psi20 * ωτηοί * IqEst
Avec :
UdRes = KpUd * {Id - IdEst) + KWd "^'dE^
UqRes = KpUq * {Iq - IqEst) + KW« ">->«Es»
• KpUd représente la composante proportionnelle de la boucle d'asservissement en boucle fermée comportant un régulateur proportionnel-intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res.
· KiUd représente la composante intégrale de la boucle d'asservissement en boucle fermée comportant un régulateur proportionnel-intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res.
• KpUq représente la composante proportionnelle de la boucle d'asservissement en boucle fermée comportant un régulateur proportionnel-intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res.
• KiUq représente la composante intégrale de la boucle d'asservissement en boucle fermée comportant un régulateur proportionnel-intégrateur pour déterminer la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res.
L'unité de calcul de moyennes glissantes 170 calcule ensuite, dans une étape E6, la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res à partir des valeurs tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et de tension sinusoïdale en quadrature résiduelle Uq_res reçues continûment et en utilisant notamment la vitesse a)mot de rotation du rotor du moteur électrique 10.
Le troisième différentiateur 180 calcule ensuite alors, dans une étape E7A, la différence EpsUd_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et sa moyenne glissante Ud_res_mean.
Parallèlement, le quatrième différentiateur 182 calcule, dans une étape E7B, la différence EpsUq_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe en quadrature Uq_res et sa moyenne glissante Uq_res_mean.
L'unité de détection 190 détecte un défaut, dans une étape E8, lorsque la différence EpsUd_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle Ud_res et sa moyenne glissante Ud_res_mean est supérieure à un premier seuil et/ou lorsque la différence EpsUq_res entre la valeur de la tension sinusoïdale directe en quadrature Uq_res et sa moyenne glissante Uq_res_mean est supérieure à un deuxième seuil.
Ainsi, des variations trop importantes de la première valeur de tension résiduelle Ud_res déterminée autour de sa valeur moyenne Ud_res_mean et/ou des variations trop importantes de la deuxième valeur de tension résiduelle Uq_res déterminée autour de sa valeur moyenne Uq_res_mean indiquent un défaut de la commande en courant du couple du moteur par le module de contrôle électronique.
Ce défaut peut aussi bien être un court-circuit ou un circuit ouvert qu'un gain ou un décalage d'une ou plusieurs des trois phases du moteur électrique triphasé.
Il est à noter enfin que la présente invention n'est pas limitée aux exemples décrits ci-dessus et est susceptible de nombreuses variantes accessibles à l'homme de l'art.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de détection de défaut de commande du couple d'un moteur électrique (10) triphasé d'un système de direction assistée de véhicule automobile, ledit moteur (10) comprenant un premier connecteur de commande (11 ), un deuxième connecteur de commande (12), un troisième connecteur de commande (13), un stator (10A) et un rotor (10B), ledit procédé comprenant les étapes de :
• génération (E1 ; E2) d'un premier signal de tension PWM (U'1 ) de commande d'une première phase du moteur (10), d'un deuxième signal de tension PWM (U'2) de commande d'une deuxième phase du moteur (10) et d'un troisième signal de tension PWM (U'3) de commande d'une troisième phase du moteur (10),
· estimation (E3B1 ; E3B2; E3B3; E3B4) d'un courant sinusoïdal direct (ld_est) et d'un courant sinusoïdal en quadrature (lq_est) dans un repère diphasé lié au rotor (10B) du moteur (10) à partir dudit premier signal de tension PWM (U'1 ), dudit deuxième signal de tension PWM (U'2) et dudit troisième signal de tension PWM (U'3),
· mesure (E3C1 ) du premier courant (ΙΊ ) délivré au premier connecteur de commande (1 1 ) du moteur (10) et du deuxième courant (Γ2) délivré au deuxième connecteur de commande (12) du moteur (10)
• mesure (E3C2) du troisième courant (Γ3) délivré au troisième connecteur de commande (13) ou estimation (E3C2) du troisième courant (Γ3) délivré au troisième connecteur de commande (13) à partir du premier courant (Γ1 ) et du deuxième courant (Γ2),
• transformation (E3C3) du premier courant (ΙΊ ) mesuré, du deuxième courant (Γ2) mesuré et du troisième courant (Ι3') mesuré ou estimé en un courant direct (Id) et en un courant en quadrature (Iq),
· détermination (E4A; E4B; E5) d'une tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) à partir du courant sinusoïdal direct (Id) mesuré, du courant sinusoïdal direct (ld_est) estimé, du courant sinusoïdal en quadrature (Iq) mesuré et du courant sinusoïdal en quadrature (lq_est) estimé,
· détection (E6; E7A; E7B; E8) d'un défaut lorsqu'une différence (EpsUd_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale résiduelle (Ud_res) et une moyenne glissante de la tension sinusoïdale résiduelle (Ud_res_mean) est supérieure à un premier seuil et/ou lorsqu'une différence (EpsUq_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) et une moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res_mean) est supérieure à un deuxième seuil.
2. Procédé selon la revendication 1 , ledit procédé comprenant en outre, le rotor (10B) étant caractérisé par sa position définie par un angle (0mot) et une vitesse de rotation (iomot) dans un repère lié audit stator (10A), une étape (E3A) de mesure de l'angle (emot) de la position du rotor (10B) et de la vitesse de rotation (wmot) du rotor (10B).
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel l'étape d'estimation comprend :
• une étape (E3B1 ) de filtrage dudit premier signal de tension PWM (U'1 ), dudit deuxième signal de tension PWM (U'2) et dudit troisième signal de tension PWM
(U'3) de manière à obtenir respectivement une première tension sinusoïdale (U1 ), une deuxième tension sinusoïdale (U2) et une troisième tension sinusoïdale (U3) exprimées dans un repère triphasé lié au stator (10A) du moteur (10),
• une étape (E3B3) de transformation, à partir de l'angle (9mot) donnant la position du rotor (10B), de la première tension sinusoïdale (U1 ), de la deuxième tension sinusoïdale (U2) et de la troisième tension sinusoïdale (U3), en une tension sinusoïdale directe (Ud) et une tension sinusoïdale en quadrature (Uq) exprimées dans un repère diphasé lié au rotor (10B) du moteur (10),
• une étape (E3B4) de détermination d'un courant sinusoïdal direct estimé (ld_est) correspondant à la tension sinusoïdale directe (Ud) et d'un courant sinusoïdal en quadrature estimé (lq_est) correspondant à la tension sinusoïdale en quadrature (Uq), à partir de la tension sinusoïdale directe (Ud), de la tension sinusoïdale en quadrature (Uq), de la vitesse de rotation (comot) du rotor (10B) du moteur (10), de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res).
4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel l'étape (E3B3) de transformation de la deuxième tension sinusoïdale (U2) et de la troisième tension sinusoïdale (U3), en une tension sinusoïdale directe (Ud) et une tension sinusoïdale en quadrature (Uq) exprimées dans un repère diphasé lié au rotor (10B) du moteur (10) est réalisée par l'application d'une transformée de Clarke, d'une transformée de Park ou d'une transformée dqo.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel l'étape de transformation (E3C3) du premier courant (ΙΊ ) et du deuxième courant (Γ2) en un courant direct (Id) et en un courant en quadrature (Iq) est réalisée à partir de l'angle (6mot) de position du rotor (10B) du moteur (10) déterminé.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel l'étape de détermination d'une tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) comprend :
• une étape (E4A) de calcul d'une différence (Epsld) entre l'intensité du courant sinusoïdal direct (Id) et l'intensité du courant sinusoïdal direct estimé (ld_est),
• une étape (E4B) de calcul d'une différence (Epslq) entre l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature (Iq) et l'intensité du courant sinusoïdal en quadrature estimé (lq_est).
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel l'étape de détection d'un défaut comprend :
• une étape (E6) de calcul d'une moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et d'une moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) à partir des valeurs tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et de tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) reçues continûment et en utilisant notamment la vitesse (a½ot) de rotation du rotor
(10B) du moteur électrique (10),
• une étape (E7A) de calcul d'une différence (EpsUd_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res_mean),
· une étape (E7B) de calcul d'une différence (EpsUq_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale directe en quadrature (Uq_res) et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe en quadrature (Uq_res_mean).
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, ledit procédé comprenant en outre une étape (E3B2) de correction de la réduction du gain des moyens de filtrage passe-bas (150) à partir de la vitesse de rotation (c mot) du rotor (10B) du moteur (10).
9. Dispositif de détection de défaut de commande du couple d'un moteur électrique (10) triphasé d'un système de direction assistée de véhicule automobile, ledit moteur (10) comprenant un premier connecteur de commande (11 ), un deuxième connecteur de commande (12), un troisième connecteur de commande (13), un stator (10A) et un rotor ( 0B), ledit dispositif comprenant :
• des moyens (110, 120) de génération (E1 ; E2) d'un premier signal de tension PWM (U'1 ) de commande d'une première phase du moteur (10), d'un deuxième signal de tension PWM (U'2) de commande d'une deuxième phase du moteur (10) et d'un troisième signal de tension PWM (U'3) de commande d'une troisième phase du moteur (10), • des moyens d'estimation (150, 152, 154, 156) d'un courant sinusoïdal direct (ld_est) et d'un courant sinusoïdal en quadrature (lq_est) dans un repère diphasé lié au rotor (10B) du moteur (10) à partir dudit premier signal de tension PWM (U'1 ), dudit deuxième signal de tension PWM (U'2) et dudit troisième signal de tension PWM (U'3),
• une unité (140) mesure du premier courant (Γ1 ) délivré au premier connecteur de commande (11 ) du moteur (10) et du deuxième courant (Γ2) délivré au deuxième connecteur de commande (12) du moteur (10) et de détermination du troisième courant ( 3) délivré au troisième connecteur de commande (13) du moteur (10),
• une unité (142) de transformation du premier courant (Γ1 ) et du deuxième courant (Γ2) en un courant direct (Id) et en un courant en quadrature (Iq),
• une unité de détermination (160) d'une tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et d'une tension sinusoïdale en quadrature résiduelle (Uq_res) à partir du courant sinusoïdal direct (Id) mesuré, du courant sinusoïdal direct (ld_est) estimé, du courant sinusoïdal en quadrature (Iq) mesuré et du courant sinusoïdal en quadrature (lq_est) estimé,
• une unité de détection (190) d'un défaut lorsqu'une différence (EpsUd_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res) et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale directe résiduelle (Ud_res_mean) est supérieure à un premier seuil et/ou lorsqu'une différence (EpsUq_res) entre la valeur de la tension sinusoïdale en quadrature (Uq_res) et la moyenne glissante de la tension sinusoïdale en quadrature (Uq_res_mean) est supérieure à un deuxième seuil.
10. Véhicule automobile comprenant un moteur électrique (10) triphasé et un dispositif selon la revendication 9, ledit moteur électrique (10) triphasé comprenant un premier connecteur de commande (11 ), un deuxième connecteur de commande (12), un troisième connecteur de commande (13), un stator (10A) et un rotor (10B).
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