WO2015086594A2 - Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée - Google Patents

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WO2015086594A2
WO2015086594A2 PCT/EP2014/077042 EP2014077042W WO2015086594A2 WO 2015086594 A2 WO2015086594 A2 WO 2015086594A2 EP 2014077042 W EP2014077042 W EP 2014077042W WO 2015086594 A2 WO2015086594 A2 WO 2015086594A2
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control
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Marc Loréa
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Airbus Defence And Space Sas
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B64—AIRCRAFT; AVIATION; COSMONAUTICS
    • B64G—COSMONAUTICS; VEHICLES OR EQUIPMENT THEREFOR
    • B64G1/00—Cosmonautic vehicles
    • B64G1/22—Parts of, or equipment specially adapted for fitting in or to, cosmonautic vehicles
    • B64G1/24—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control
    • B64G1/244—Spacecraft control systems
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    • B64G1/24—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control
    • B64G1/28—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control using inertia or gyro effect
    • B64G1/283—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control using inertia or gyro effect using reaction wheels

Definitions

  • the present invention belongs to the field of controlling polyphase synchronous machines. More particularly, the present invention relates to a method of controlling a polyphase synchronous machine to reduce torque ripple.
  • the present invention particularly relates to polyphase synchronous machines embedded in spacecraft to control attitude. Such a machine is then used to generate a torque that is transmitted to a flywheel whose rotation makes it possible to modify the attitude of the spacecraft in which said machine is embarked.
  • Such machines conventionally comprise a rotor, a stator, and a plurality of phases, generally three in number, formed by windings arranged on the stator. Rotation of the rotor, with a constant magnetization, induces in each phase of the machine a voltage generally called counter-electromotive force.
  • the torque generated by a phase is theoretically equal to the product of the instantaneous torque coefficient of said phase by an instantaneous current flowing in said phase.
  • the waveform of the instantaneous torque coefficient of the phase considered is identical to that of the electromotive force of said phase.
  • the torque developed by the machine is equal to the sum of the torques generated by each phase. It is therefore understood that it is possible to generate a predetermined torque by adjusting the intensities of the currents in each of the phases of the machine.
  • FIG. 1 represents an exemplary device 1 adapted to drive, by square currents, a synchronous machine 3 comprising three phases RA, RB and R C.
  • the device 1 comprises a power supply source, such as a voltage source 10, at the terminals of which are connected as many arms, so-called “phase arms", as phases to be powered electrically.
  • a power supply source such as a voltage source 10
  • phase arms as phases to be powered electrically.
  • the device 1 comprises three phase arms 1 1, 12 and 13.
  • Each phase arm 1 1, 12, 13 has two switches: In and Ii2 for the phase arm 1 1, I21 and 2 2 for the phase arm 12, 13 and I32 for the phase arm 13. L opening and closing of said switches is controlled by a control module, not shown in FIG.
  • Each of the phases RA, RB and R C of the synchronous machine 3 has two ends.
  • the phases are mounted in a star, so that they have a first common end, called "neutral" end 4.
  • Each phase RA, RB, RC is connected by its second end to a phase arm, respectively 1 1, 12 and 13, between the switches of said phase arm.
  • FIGS. 2 and 3 represent the electromotive force (referred to as FCEM) and the current in one of the three phases of the synchronous machine 3, as a function of the electrical position, expressed in degrees (°).
  • FCEM electromotive force
  • ° degrees
  • the electromotive forces in each of the phases RA, RB and R C are trapezoidal and phase shifted electrically from each other by 120 ° electrical.
  • the mechanical degrees are deduced from the electrical degrees by division by the number of pairs of poles p of the synchronous machine 3.
  • the control of the switches is preferably of the type Modulation of Pulse Width, or MLI (or "PWM" in English literature). Saxon, for Pulse Width Modulation).
  • MLI Modulation of Pulse Width
  • Saxon for Pulse Width Modulation
  • the high-frequency current ripple of the characteristic current of the PWM control is not shown in FIGS. 2 and 3.
  • the switches are driven in PWM or left open.
  • the control is carried out according to six tracks Pi to Pe of positions of the rotor relative to the stator, in which the phases RA, RB and Rc of the synchronous machine 3 are activated in pairs by driving in PWM. the different switches of the phase arms 1 1, 12, 13.
  • a switch is said to be active when it is controlled by a PWM control and is said to be inactive when it is open.
  • the calculation of the MLI is carried out by a current control loop which, starting from the desired current setpoint and the current measured in an active phase, calculates the PWM duty cycle required for the measured current to be equal to its setpoint.
  • the current control corresponds to a torque control with a constant close. Since the polyphase synchronous machine is wired from star to floating neutral, only N-1 current sensors are needed (if they directly measure the phase current) for a system of N phases, since at each instant the sum N phase currents is zero. Currents in the phases inactivated being zero, the currents in the two activated phases are equal and opposite. It may therefore be unnecessary to measure the phase current on the two activated phases.
  • the current is slaved to a predefined value and each time the rotor changes position enough, the activated phase on which the current is measured is changed. Therefore the measured current is constant for each rotor position.
  • the resulting torque (corresponding to the multiplication of square currents in FIG. 2 with trapezoidal instantaneous torque coefficients) thus corresponds to a constant theoretical torque.
  • the ripple ratio (defined for example as the ratio between the amplitude of the peak-to-peak ripple and the average value mentioned above) is generally of the order 14%.
  • Figure 4 illustrates the shape of the normalized torque by its DC component as a function of the electrical position, expressed in degrees (°).
  • Such a ripple rate implies the transmission of vibration to a spacecraft which hinders a fine attitude control of said spacecraft, for example during shooting by an observation satellite (obtaining images blurred).
  • the main advantage of the square current supply mode lies in the low complexity of the device 1, which comprises a power source, preferably in voltage, and six switches.
  • the device 1 further comprises means, not shown, for determining the position of the rotor relative to the stator, in order to determine in which range of positions the rotor is located. In general, these means consist of three Hall effect probes judiciously positioned at the stator.
  • Another mode of supply of the synchronous machine 3 with sinusoidal electromotive force consists in controlling the synchronous machine with a vector control.
  • the currents injected into the phases are not directly controlled, but are based on the calculation of intermediate magnitudes images of the projection of a stator magnetic field on the axis of a rotor field and on an axis perpendicular to said rotor field.
  • the control of these quantities allows a fine control of the position of the stator magnetic field.
  • the vector control amounts to imposing sinusoidal currents in the phases.
  • the resulting torque is substantially constant, so that the ripple ratio is substantially zero.
  • the vector control is accompanied by an increased complexity of the control device of the synchronous machine.
  • the aim of the present invention is to provide a method of controlling a polyphase synchronous machine which makes it possible to obtain a theoretically zero torque ripple ratio, at least lower than that of the conventional square currents supply mode, in particular when the Counter electromotive forces tend to be sinusoidal.
  • the present invention relates to a method of controlling a polyphase synchronous machine, implemented in particular to control the attitude of a spacecraft, said polyphase synchronous machine comprising at least one rotor, a stator, and a plurality of N powered phases electrically to generate a predetermined torque.
  • the control method comprises a power supply step of the polyphase synchronous machine in a 2N step control mode, in which the phases are activated in pairs.
  • the method comprises the steps of:
  • the polyphase synchronous machine is preferably star wired to floating neutral.
  • the 2N step control (or 2N step control) is characterized by the fact that at each instant, and whatever the number of phase N of the synchronous machine, the current flows in only two phases.
  • the command is therefore a command 6 step.
  • a rotor position corresponds to an angular position ( ⁇ ) of the rotor relative to the stator.
  • Activated phase means that a current of non-zero intensity flows in said phase.
  • deactivated phase it is meant that a current no longer circulates in said phase, except the current extinction time.
  • the currents flowing in the phases are not directly slaved, it is an estimated torque value that is slaved.
  • the method according to the invention it is not assumed that perfect transitions, that is to say a current, of always zero intensity, flowing in the phase that has just been deactivated and current, of equal and opposite intensity, flowing in the activated phases during said transitions.
  • the control method according to the invention has the advantage of taking into account the intensities of the currents flowing in all the phases involved during the transitions in the calculation of the torque estimate.
  • transition is meant a switching time from one phase to another, that is to say an extinction time of the current flowing in the phase which is deactivated and a settling time of the current flowing in the phase. which is activated.
  • the transition time is related to the value of the machine phase inductance and the voltage values at the terminals of the different phase inductances involved during the transition.
  • such a method advantageously takes into account the non-zero value of the intensity of the current flowing in the phase that has just been deactivated during the transitions, which has an impact on the quality of the supply of the couple.
  • Such a method thus advantageously makes it possible to compensate for the ripples present on the torque which are related to the transitions and / or to the shape of the counter-electromotive force.
  • the control method can advantageously be implemented for synchronous machines having an arbitrary number of phases, and / or whose counter-electromotive forces are substantially sinusoidal or trapezoidal.
  • control method is implemented for three-phase synchronous machines, preferably with sinusoidal electromotive forces.
  • Such a method is advantageously implemented by a conventional device for supplying a polyphase synchronous machine with square currents, that is to say a device having a low complexity and a low manufacturing cost.
  • a conventional device for supplying a polyphase synchronous machine with square currents that is to say a device having a low complexity and a low manufacturing cost.
  • Such a control method is advantageously adapted to the different constraints associated with attitude control of spacecraft.
  • the invention also fulfills the following characteristics, implemented separately or in each of their technically operating combinations.
  • the estimation of the torque is made from the sum of the values of the previously obtained current intensities, weighted by their respective instantaneous torque coefficients calculated from the absolute rotor position.
  • the power supply step of the synchronous machine is implemented by a control device comprising a power supply source, preferably a voltage supply source, and six switches. and the step of controlling the estimated torque to a predefined torque setpoint is achieved by applying a pulse width modulation control of the switches defined as active according to the rotor position.
  • the intensities of the currents flowing in the two activated phases are obtained by direct measurement, for example by means of a current measurement sensor, and the intensity of the current. current flowing in the phase that has just been deactivated is calculated from the two intensities measured.
  • the intensities of the currents flowing in the two activated phases and in the phase that has just been deactivated are all obtained by direct measurement.
  • FIG. 1 already described, a schematic representation of a known three-phase synchronous machine control device
  • FIG. 2 already described, an example of a trapezoidal electromotive force induced at the terminals of a phase of a three-phase synchronous machine, and an example of current obtained by implementing a conventional square currents supply mode,
  • FIG. 3 already described, an example of a sinusoidal electromotive force induced at the terminals of a phase of a three-phase synchronous machine, and an example of a current obtained by implementing a conventional square currents supply mode,
  • FIG. 4 already described, an exemplary torque obtained for a three-phase synchronous machine with sinusoidal electromotive force and a mode of supply by conventional square currents represented in part in FIG. 3,
  • FIG. 5 a schematic representation of a three-phase synchronous machine control device according to one embodiment of the invention
  • FIG. 6 a schematic representation of a servo system of a three-phase synchronous machine according to a first embodiment
  • FIGS. 7a and 7b two schematic representations of a three-phase synchronous machine servo-control system according to a second embodiment
  • FIG. 9 a comparison of the torque harmonics of a control 6 not according to the prior art (curve 1) and of a control 6 not according to the method of the invention (curve 2), applied both to a three-phase synchronous machine with sinusoidal electromotive forces.
  • the present invention relates to a method for controlling a polyphase synchronous machine.
  • the present invention is applicable to all polyphase synchronous machines, in particular polyphase synchronous machines implemented for attitude control of spacecraft, such as satellites in Earth orbit.
  • FIG. 5 represents a preferred embodiment of a device
  • the three-phase synchronous machine 3 comprises, in addition to a rotor and a stator, three phases RA, RB and R C , formed by windings arranged on the stator.
  • each of the phases RA, RB and R C can be modeled in a conventional manner by a resistor r A , r B , r c , a coil L A , L B , L c and a force against electromotive circuit A, B, fc in series.
  • the counter-electromotive forces correspond to the voltages induced in each of the phases by the rotation of the rotor, for example provided with permanent magnets.
  • the device 100 comprises a voltage supply source 10 connected to arms, called “phase arms” or “bridge arms”.
  • the device 100 comprises as many phase arms as phases to be powered, that is to say three phase arms 1 1, 12, 13 in the nonlimiting example shown in FIG. 5.
  • the device 100 comprises, according to other embodiments, a number of phase arms greater than the number of phases to be powered. For example, it is possible to have at least two phase arms per phase to feed, in order to benefit from a certain redundancy and to be able to overcome a failure of a phase arm.
  • Each phase arm 1 1, 12, 13 has two switches: In and Ii2 for the phase arm 1 1, I21 and 2 2 for the phase arm 12, 13 and I32 for the phase arm 13.
  • Each of the phases RA, RB and R c of the machine 3 has two ends.
  • the phases are mounted in a star, so that they have a first common end, called "neutral" end 4.
  • Each phase RA, RB, RC is connected by its second end to a phase arm, respectively 1 1, 12 and 13, between the switches of said phase arm.
  • the switches are controlled by a pulse width modulation control, called PWM control, the PWM being calculated by a torque control loop.
  • PWM control pulse width modulation control
  • a so-called switching block 70 defines, as a function of the rotor position ⁇ , which switches must be active, by transmitting the command to them in PWM.
  • the device 100 also comprises, in addition, means for determining the absolute position of the rotor relative to the stator, not shown in Figure 5.
  • the means for determining the absolute position of the rotor relative to the stator are for example Hall effect sensors, preferably three in number, number equivalent to the number of phases of the synchronous machine, associated with an incremental encoder, or a resolver, or else systems for measuring electromotive forces at the terminals of the phases (according to which it is possible to estimate the rotor position) , or any other means known to those skilled in the art.
  • the mode of supply of the synchronous machine by controlled control 6 not by means of the device 100 of Figure 5 is of the type known per se.
  • the various switches of the phase arms 1 1, 12, 1 3 are active or open.
  • the control is carried out according to six tracks Pi with ⁇ of rotor positions relative to the stator, in which the phases RA, RB and R C of the three-phase synchronous machine 3 are activated in pairs by driving by a control in MLI the different switches of the phase arms 1 1, 12, 13 (see previous table).
  • the present invention also relates to the method of controlling the three-phase synchronous machine 3.
  • the control method is associated with a servo system of the machine, as shown in Figures 6, 7a and 7b according to two embodiments.
  • the control method of the three-phase synchronous machine comprises a step of supplying power to said three-phase synchronous machine in which the control mode 6 step is implemented.
  • the switching block 70 is adapted to supply the phases of the three-phase synchronous machine according to the control mode 6 step. In this case, the switching block 70 determines the active switches and transmits the PWM command according to the rotor position ⁇ .
  • the control method according to the invention has the advantage of taking into account the intensities of the currents flowing in each phase, including included during transitions.
  • the method according to the invention comprises, during the power supply step of the synchronous machine, and for each rotor position ⁇ , a step of servocontrolling the synchronous machine in torque. This step takes place in three successive sub-steps.
  • the current obtained in the deactivated phase has zero intensity except during transitions.
  • the intensities of the currents flowing in the two activated phases are equal and opposite except during the transition phases.
  • each of the three intensities lA_mes, lB_mes and lc_mes of the currents flowing in each phase are measured from at least one specific sensor, called measuring sensor. current.
  • the intensities of the current flowing in the phases RA, RB are measured.
  • the current intensities are measured independently in two activated phases, or in an activated phase and the deactivated phase.
  • the current intensities are measured directly at the phase level.
  • the intensities of the currents flowing in the two activated phases are measured, via acquisition means 20.
  • the activated phases are determined by the rotor position.
  • the rotor position is such that the phases RA, RB are the activated phases.
  • the current intensities are measured at the phase arms (or bridge arm) 1 1, 12, 13.
  • the current measuring sensors three in number, one per phase arm, are positioned between each switch 2 , I22, h2 of the bottom of the phase arms 1 1, 12, 13 and a negative terminal of the voltage source 10.
  • said current measuring sensors are resistors R 1, R 2, R 3, as illustrated in FIG. 5.
  • said current measuring sensors are resistors R 1, R 2, R 3, as illustrated in FIG. 5.
  • the measurement of the intensity of the current is carried out only when the switch of the bottom of the phase arm is closed, which occurs once per period of cutting with the control by a control in PWM, except for the live arm that is inactive. Since the switch at the bottom of the idle phase arm 13 is not driven, the flow of current in the associated current measurement sensor depends on the flow of current in its antiparallel diode. The measurement of the intensity of the current is therefore not reliable.
  • the current measurement sensors are made from a technology tolerant to the voltage division of the lower arm phase.
  • said current measuring sensors are at least two in two of the three phases of the three-phase synchronous machine.
  • Two current sensors are sufficient in two of the three phases of the three-phase synchronous machine. Additional current sensors in two of the three phases of the three-phase synchronous machine provide redundancy.
  • a couple C * is estimated from the three intensities of currents obtained.
  • the torque C * is equal to the sum of the pairs of each of the phases, the torque of a phase being equal to the product of the instantaneous torque coefficient of said phase by the intensity of the current flowing in said phase.
  • Each instantaneous torque coefficient is in turn dependent on the absolute rotor position ⁇ .
  • a torque calculating means 40 receives as input parameters the three values of the current currents, measured or reconstructed, as well as the absolute rotor position ⁇ and spring, as a parameter of output, the estimated torque C * .
  • servocontrol is performed between a torque set C ⁇ ns and the estimated torque C * .
  • the enslavement is of conventional type.
  • the enslavement of the estimated torque to the predefined torque setpoint is achieved by applying a PWM command to the switches defined as active by the rotor position ⁇ .
  • the torque setpoint is preferably equal to a predetermined final torque at which it is desired to send the synchronous machine.
  • the estimation of the torque is sent to a comparator 50 and a corrector 60 which delivers a control signal proportional to an error signal between the estimated torque C * and the torque setpoint C CO ns predefined, developed for example by a computer, in order to slave, according to the known principle of integral proportional control (called PI regulation), the torque of the synchronous machine.
  • PI regulation integral proportional control
  • the assembly formed by the intensity calculation means 30, the torque calculating means 40, the comparator 50, the corrector 60, the switching block 70, illustrated in FIG. 7a, and possibly the acquisition means 20 illustrated in FIG. 7b is realized in the form of a specialized integrated circuit, of the ASIC or FPGA type.
  • FIG. 8 illustrates an example of a sinusoidal electromotive force induced at the terminals of a phase of a three-phase synchronous machine, and the shape of the current obtained by implementing the command control mode 6 not according to the method.
  • FIG. 9 illustrates the comparison of the harmonics of pairs of a control 6 not of the prior art, curve 1, and of a control 6 not according to the method, curve 2, applied both to a three-phase synchronous machine by force against sinusoidal electromotive.
  • the frequency axis is normalized as a function of the electric frequency f 0 , itself equal to p times the frequency of rotation of the rotor.
  • the torque ripple of the component is divided into six times the electrical frequency by a factor of almost three.
  • the control method is particularly advantageous when the synchronous machine 3 is used as much to perform a fine control of the attitude of a spacecraft, for example during observation phases of a satellite in Earth orbit, than to perform an approximate control of the attitude of the spacecraft, for example to quickly change the attitude of the spacecraft.
  • the fine control of the attitude of the spacecraft consists mainly of maintain the spacecraft in a given attitude (attitude that is otherwise likely to evolve due to external disturbances) or to slowly vary this attitude (scanning phases of shooting for example).
  • the fine control of the attitude of the spacecraft is achieved by applying a low torque at low rotational speed, and the rate of ripple on the torque must be minimized. Indeed, these torque ripples, resulting in vibrations transmitted to the spacecraft, are likely to degrade shooting-type operations (obtaining blurred images).
  • the approximate control of the attitude of the spacecraft consists mainly in changing the attitude of the spacecraft, that is to say in moving from one given attitude to another.
  • the approximate control of the attitude of the spacecraft is achieved by applying a strong torque at high speed of rotation.
  • the rough control can accommodate a relatively high torque ripple rate.
  • weak torque and “strong torque” is simply meant that the corresponding torque values belong to different intervals, the low torque interval corresponding to values lower than those of the high torque interval.
  • the present invention provides a method of controlling a polyphase synchronous machine which is particularly advantageous in that it theoretically provides a zero torque ripple.
  • the bandwidth of the servocontrol of the torque loop is not infinite, one can count on a reduction of the component at 6p times the rotation frequency (first harmonic) by a factor close to 3.
  • the invention has the advantage of keeping a simple control device based on the switching of two activated phases of the synchronous machine. It is estimated the amount of calculation necessary to achieve the torque control to less than half that of a vector control.
  • the control method can advantageously be implemented for synchronous machines having an arbitrary number of phases, and / or whose counter-electromotive forces are not substantially sinusoidal.
  • the control method according to the invention is particularly suited to the constraints of attitude control of spacecraft, insofar as it can be implemented by a control device whose real-time computation capacity is low.

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Abstract

La présente invention concerne un procédé de commande d'une machine (3)synchrone polyphasée, mis en œuvre pour contrôler l'attitude d'un engin spatial, ladite machine comportant au moins un rotor, un stator, et une pluralité N de phases (RA, RB, RC) alimentées électriquement pour générer un couple prédéterminé, ledit procédéde commande comportant une étape d'alimentation électrique de la machine synchrone (3) suivant un mode de pilotage par commande 6 pas, dans lequel les phases (RA, RB, RC) sont activées par paire. Le procédé comporte, lors de l'étape d'alimentation, et pour chaque position rotorique (Φ), les étapes de : - obtention des intensités des courants circulant dans les deux phases actives et dans la phase qui vient d'être désactivée, - estimation d'un couple (C*) à partir des valeurs des intensités des courants de phase obtenues, - asservissement du couple (C*) estimé à une consigne de couple prédéfinie (Ccons).

Description

Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée
Domaine de l'invention
La présente invention appartient au domaine du pilotage de machines synchrones polyphasées. Plus particulièrement, la présente invention concerne un procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée permettant de réduire l'ondulation de couple.
Etat de la technique
La présente invention concerne tout particulièrement les machines synchrones polyphasées embarquées dans des engins spatiaux pour en contrôler l'attitude. Une telle machine est alors utilisée pour générer un couple qui est transmis à un volant d'inertie, dont la rotation permet de modifier l'attitude de l'engin spatial dans lequel ladite machine est embarquée.
De telles machines comportent de manière classique un rotor, un stator, et une pluralité de phases, généralement au nombre de trois, formées par des enroulements agencés sur le stator. La rotation du rotor, doté d'une aimantation constante, induit dans chacune des phases de la machine une tension généralement appelée force contre-électromotrice.
Le couple généré par une phase est théoriquement égal au produit du coefficient de couple instantané de ladite phase par un courant instantané circulant dans ladite phase. La forme d'onde du coefficient de couple instantané de la phase considérée est identique à celle de la force contre électromotrice de ladite phase. Le couple développé par la machine est égal à la somme des couples générés par chacune des phases. On comprend donc qu'il est possible de générer un couple prédéterminé en ajustant les intensités des courants dans chacune des phases de la machine.
II est connu de piloter la machine avec des courants carrés (figures 2 et 3), par commutation des phases. Ce pilotage se caractérise par le fait qu'à chaque instant, et ce quel que soit le nombre de phases de la machine synchrone, le courant ne circule que dans deux phases. On appelle communément ce procédé de pilotage, dans le cas d'une machine synchrone N phases, une commande 2N pas. Dans l'exemple spécifique d'une machine synchrone triphasée, soit une machine synchrone à trois phases, le pilotage est une commande 6 pas.
La figure 1 représente un exemple de dispositif 1 adapté à piloter, par des courants carrés, une machine synchrone 3 comportant trois phases RA, RB et RC.
Le dispositif 1 comporte une source d'alimentation électrique, telle qu'une source de tension 10, aux bornes de laquelle sont reliés autant de bras, dits « bras de phase », que de phases à alimenter électriquement. Dans l'exemple de la figure 1 , le dispositif 1 comporte trois bras de phase 1 1 , 12 et 13.
Chaque bras de phase 1 1 , 12, 13 comporte deux interrupteurs : In et Ii2 pour le bras de phase 1 1 , I21 et l22 pour le bras de phase 12, l3i et I32 pour le bras de phase 13. L'ouverture et la fermeture desdits interrupteurs est pilotée par un module de contrôle, non représenté sur la figure 1 .
Chacune des phases RA, RB et RC de la machine synchrone 3 comporte deux extrémités. Dans l'exemple représenté sur la figure 1 , les phases sont montées en étoile, de sorte qu'elles disposent d'une première extrémité commune, dite « neutre » 4. Chaque phase RA, RB, RC, est reliée par sa seconde extrémité à un bras de phase, respectivement 1 1 , 12 et 13, entre les interrupteurs dudit bras de phase.
Le mode d'alimentation par courants carrés est illustré par les figures 2 et 3, qui représentent la force contre électromotrice (désignée par FCEM) et le courant dans une des trois phases de la machine synchrone 3, en fonction de la position électrique, exprimée en degrés (°).
Dans un mode de réalisation, les forces contre électromotrices dans chacune des phases RA, RB et RC sont trapézoïdales et déphasées électriquement entre elles de 120° électriques. Les degrés mécaniques se déduisent des degrés électriques par division par le nombre de paires de pôles p de la machine synchrone 3.
Dans les exemples des figures 2 et 3, la force contre électromotrice et le courant dans une seule des trois phases est représentée.
La commande des interrupteurs est préférentiellement de type Modulation de la Largeur d'Impulsion, dit MLI (ou « PWM » en littérature anglo- saxonne, pour Puise Width Modulation). Par souci de clarté, l'ondulation de courant haute fréquence du courant caractéristique de la commande MLI n'est pas représentée sur les figures 2 et 3. A mesure que le rotor tourne par rapport au stator, les interrupteurs sont pilotés en MLI ou laissés ouverts. Dans l'exemple représenté, le pilotage s'effectue d'après six plages Pi à Pe de positions du rotor par rapport au stator, dans lesquelles les phases RA, RB et Rc de la machine synchrone 3 sont activées par paires en pilotant en MLI les différents interrupteurs des bras de phase 1 1 , 12, 13.
Le tableau ci-dessous donne, pour chacune des six plages Pi à Ρβ, les interrupteurs qui sont pilotés par une commande en MLI (par défaut un interrupteur est ouvert, une croix indique que l'interrupteur est piloté par une commande en MLI), ainsi que les phases qui sont activées par le pilotage par une commande en MLI desdits interrupteurs. La stratégie de pilotage par une commande en MLI présentée ici à titre exemple n'est pas exclusive, d'autres stratégies existent.
Un interrupteur est dit actif lorsqu'il est piloté par une commande en MLI et il est dit inactif lorsqu'il est ouvert.
Figure imgf000005_0001
Le calcul de la MLI est réalisé par une boucle d'asservissement en courant qui, à partir de la consigne de courant voulu et du courant mesuré dans une phase active, calcule le rapport cyclique de MLI nécessaire pour que le courant mesuré soit égal à sa consigne. L'asservissement en courant correspond à un asservissement en couple à une constante près. Etant donné que la machine synchrone polyphasée est câblée en étoile à neutre flottant, seuls N-1 capteurs de courant sont nécessaires (s'ils mesurent directement le courant de phase) pour un système de N phases, puisqu'à chaque instant, la somme des N courants de phase est nulle. Les courants dans les phases inactivées étant nuls, les courants dans les deux phases activées sont égaux et opposés. Il peut donc apparaître inutile de mesurer le courant de phase sur les deux phases activées. Le courant est asservi à une valeur prédéfinie et à chaque fois que le rotor change suffisamment de position, la phase activée sur laquelle est mesuré le courant est changée. Donc le courant mesuré est constant, pour chaque position du rotor. Dans le cas d'une machine à forces contre électromotrices trapézoïdales, le couple résultant (correspondant à la multiplication de courants carrés de la figure 2 avec des coefficients de couple instantanés trapézoïdaux) correspond ainsi à un couple théorique constant. En pratique, il n'est pas rare que la forme d'onde des machines synchrones triphasées à forces contre électromotrices trapézoïdales souffre d'un déficit en harmonique 5 et 7, conduisant à une forme d'onde phase à phase plus proche de celle d'une machine synchrone à force contre électromotrices sinusoïdales. Ceci est particulièrement vrai pour les machines synchrones polyphasées sans fer.
S'il s'avère que les forces contre électromotrices sont plutôt proches de sinusoïdes (illustré figure 3 pour une seule phase), alors il en résulte essentiellement sur la forme d'onde du couple (figure 4), sur chacune des plages Pi à Ρβ, une arche de sinusoïde. Le couple résultant ondule alors autour d'une valeur moyenne non nulle à une fréquence 6 fois supérieure à la fréquence électrique.
Dans le cas du pilotage de la machine à force contre électromotrices sinusoïdales comportant trois phases, le taux d'ondulations (défini par exemple comme le rapport entre l'amplitude des ondulations crête à crête et la valeur moyenne susmentionnée) est généralement de l'ordre de 14%. La figure 4 illustre l'allure du couple normalisé par sa composante continue en fonction de la position électrique, exprimée en degrés (°).
Un tel taux d'ondulation implique la transmission de vibration à un engin spatial ce qui nuit à un contrôle fin d'attitude dudit engin spatial, comme par exemple au cours de prises de vue effectuées par un satellite d'observation (obtention d'images floues). Le principal avantage du mode d'alimentation par courants carrés réside dans la faible complexité du dispositif 1 , qui comporte une source d'alimentation, de préférence en tension, et six interrupteurs. Le dispositif 1 comporte en outre des moyens, non représentés, de déterminer la position du rotor par rapport au stator, afin de déterminer dans quelle plage de positions se trouve le rotor. De manière générale, ces moyens consistent en trois sondes à effet Hall judicieusement positionnées au stator.
Le principal inconvénient de ce mode d'alimentation par courants carrés réside, lorsque la force contre électromotrice de la machine synchrone est non parfaitement trapézoïdale, dans un taux d'ondulations du couple conséquent, qui peut s'avérer difficilement acceptable lorsque ce type de machine synchrone est utilisé dans le domaine spatial par exemple pour le contrôle d'attitude d'une plateforme. Ce taux d'ondulations est en fait fonction de l'écart entre la forme d'onde de la force contre électromotrice de la machine synchrone et une forme d'onde trapézoïdale idéale.
De plus, certaines technologies de machines synchrones sont particulièrement mal adaptées à la forme d'onde trapézoïdale, notamment les machines synchrone sans fer.
Un autre mode d'alimentation de la machine synchrone 3 à force contre électromotrice sinusoïdale, non illustré par des figures, consiste à piloter la machine synchrone avec une commande vectorielle. Les courants injectés dans les phases ne sont pas directement contrôlés, mais sont basés sur le calcul de grandeurs intermédiaires images de la projection d'un champ magnétique statorique sur l'axe d'un champ rotorique et sur un axe perpendiculaire audit champ rotorique. Le contrôle de ces grandeurs permet un contrôle fin de la position du champ magnétique statorique. En résumé, la commande vectorielle revient à imposer des courants sinusoïdaux dans les phases. Le couple résultant est sensiblement constant, de sorte que le taux d'ondulations est sensiblement nul.
Cependant, la commande vectorielle s'accompagne d'une complexité accrue du dispositif de commande de la machine synchrone.
Exposé de l'invention La présente invention vise à fournir un procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée qui permette d'obtenir un taux d'ondulations de couple théoriquement nul, du moins inférieur à celui du mode d'alimentation par courants carrés classique, en particulier lorsque les forces contre- électromotrices tendent à être sinusoïdales.
La présente invention concerne un procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée, mise en œuvre notamment pour contrôler l'attitude d'un engin spatial, ladite machine synchrone polyphasée comportant au moins un rotor, un stator, et une pluralité N de phases alimentées électriquement pour générer un couple prédéterminé. Le procédé de commande comporte une étape d'alimentation électrique de la machine synchrone polyphasée suivant un mode de pilotage par commande 2N pas, dans lequel les phases sont activées par paire. Lors de ladite étape d'alimentation, et pour chaque position rotorique (Θ), le procédé comporte les étapes de :
- obtention des intensités des courants circulant dans les deux phases activées et dans la phase qui vient d'être désactivée,
- estimation d'un couple à partir des valeurs des intensités des courants obtenues,
- asservissement du couple estimé à une consigne de couple prédéfinie.
La machine synchrone polyphasée est de préférence câblée en étoile à neutre flottant.
Pour rappel, le pilotage 2N pas (ou commande 2N pas) se caractérise par le fait qu'à chaque instant, et ce quel que soit le nombre de phase N de la machine synchrone, le courant ne circule que dans deux phases. Dans l'exemple spécifique d'une machine synchrone à trois phases, dite machine synchrone triphasée, la commande est donc une commande 6 pas.
Une position rotorique correspond à une position angulaire (Θ) du rotor par rapport au stator.
Par phase activée, on entend qu'un courant, d'intensité non nulle, circule dans ladite phase. Par phase désactivée, on entend qu'un courant ne circule plus dans ladite phase, hors temps d'extinction du courant.
Contrairement au procédé de commande de machine synchrone de l'art antérieur, les courants circulant dans les phases ne sont pas asservis directement, c'est une valeur de couple estimée qui est asservi. De plus, dans le procédé suivant l'invention, il n'est pas fait l'hypothèse de transitions parfaites, c'est-à-dire un courant, d'intensité toujours nulle, circulant dans la phase qui vient d'être désactivée et de courant, d'intensité égales et opposées, circulant dans les phases activées pendant les dites transitions. Le procédé de commande selon l'invention présente l'avantage de tenir compte des intensités des courants circulant dans toutes les phases impliquées lors des transitions dans le calcul de l'estimation de couple.
Par transition, on entend un temps de commutation d'une phase à une autre, c'est-à-dire un temps d'extinction du courant circulant dans la phase qui est désactivée et un temps d'établissement du courant circulant dans la phase qui est activée. La durée de transition est liée à la valeur de l'inductance de phase machine et des valeurs de tension aux bornes des différentes inductances de phases impliquées lors de la transition.
Entre autre, un tel procédé tient avantageusement compte de la valeur non nulle de l'intensité du courant circulant dans la phase qui vient d'être désactivée lors des transitions, ce qui a un impact sur la qualité de la fourniture du couple.
La prise en compte de l'ensemble des intensités du courant circulant dans chaque phase impliquée lors du processus de transition apporte ainsi un asservissement amélioré car basé sur une estimation plus fidèle du couple.
Un tel procédé permet ainsi avantageusement une compensation des ondulations présentes sur le couple et qui sont liées aux transitions et/ou à la forme de la force contre-électromotrice.
Le procédé de commande peut avantageusement être mis en œuvre pour des machines synchrones comportant un nombre arbitraire de phases, et/ou dont les forces contre-électromotrices sont sensiblement sinusoïdales ou trapézoïdales.
Dans un mode préféré de mise en œuvre, le procédé de commande est mis en œuvre pour des machines synchrones triphasées, de préférence à forces contre électromotrices sinusoïdales.
Un tel procédé est avantageusement mis en œuvre par un dispositif classique pour alimenter une machine synchrone polyphasée avec des courants carrés, c'est à dire un dispositif présentant une complexité et un coût de fabrication faibles. Dans un exemple de réalisation de dispositif, on peut citer le dispositif décrit dans l'état de la technique, avec une source d'alimentation en tension et six interrupteurs. La seule différence réside dans l'utilisation à la place de sondes à effet Hall, de capteurs de position, de préférence similaires à ceux nécessaires pour un pilotage vectoriel, pour déterminer la position rotorique absolue de manière précise.
Un tel procédé de commande est avantageusement adapté aux différentes contraintes associées au contrôle d'attitude d'engins spatiaux.
Suivant des modes de mise en œuvre préférés, l'invention répond en outre aux caractéristiques suivantes, mises en œuvre séparément ou en chacune de leurs combinaisons techniquement opérantes.
Dans des modes de mise en œuvre particuliers, l'estimation du couple est réalisée à partir de la somme des valeurs des intensités de courant préalablement obtenues, pondérées par leurs coefficients de couples instantanés respectifs calculés à partir de la position rotorique absolue.
Dans des modes de mise en œuvre particuliers, l'étape d'alimentation électrique de la machine synchrone est mise en œuvre par un dispositif de commande comportant une source d'alimentation électrique, de préférence une source d'alimentation en tension, et six interrupteurs, et l'étape d'asservissement du couple estimé à une consigne de couple prédéfinie est réalisée par l'application d'une commande en modulation de largeur d'impulsions des interrupteurs définis comme actifs suivant la position rotorique.
Dans des modes de mise en œuvre particuliers, pour une position rotorique Θ donnée, les intensités des courants circulant dans les deux phases activées sont obtenues par mesure directe, par exemple au moyen d'un capteur de mesure de courant, et l'intensité du courant circulant dans la phase qui vient d'être désactivée est calculée à partir des deux intensités mesurées. Dans des modes de mise en œuvre particuliers, pour une position rotorique Θ donnée, les intensités des courants circulant dans les deux phases activées et dans la phase qui vient d'être désactivée sont toutes obtenues par mesure directe.
Présentation des figures
La description suivante de l'invention est faite en se référant aux figures, dans lesquelles des références identiques désignent des éléments identiques ou analogues, qui représentent de manière non limitative :
- Figure 1 : déjà décrite, une représentation schématique d'un dispositif connu de commande de machine synchrone triphasée,
- Figure 2 : déjà décrite, un exemple de force contre électromotrice trapézoïdale induite aux bornes d'une phase d'une machine synchrone triphasée, et un exemple de courant obtenu par mise en œuvre d'un mode d'alimentation par courants carrés classique,
- Figure 3 : déjà décrite, un exemple de force contre électromotrice sinusoïdale induite aux bornes d'une phase d'une machine synchrone triphasée, et un exemple de courant obtenu par mise en œuvre d'un mode d'alimentation par courants carrés classique,
- Figure 4 : déjà décrite, un exemple de couple obtenu pour une machine synchrone triphasée à force contre électromotrice sinusoïdale et un mode d'alimentation par courants carrés classiques représentés en partie sur la figure 3,
- Figure 5 : une représentation schématique d'un dispositif de commande de machine synchrone triphasée selon un mode de réalisation de l'invention,
- Figure 6 : une représentation schématique d'un système d'asservissement d'une machine synchrone triphasée selon un premier mode de réalisation,
- Figures 7a et 7b : deux représentations schématiques d'un système d'asservissement de machine synchrone triphasée selon un deuxième mode de réalisation,
- Figure 8 : un exemple de force contre électromotrice sinusoïdale induite aux bornes d'une phase d'une machine synchrone triphasée, et un exemple d'allure du courant obtenu par mise en œuvre d'un mode de pilotage par commande 6 pas suivant le procédé de l'invention,
- Figure 9 : une comparaison des harmoniques de couple d'une commande 6 pas selon l'art antérieur (courbe 1 ) et d'une commande 6 pas selon le procédé de l'invention (courbe 2), appliquée toute les deux à une machine synchrone triphasée à forces contre électromotrices sinusoïdales. Description détaillée de modes de réalisation de l'invention
La présente invention concerne un procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée.
La présente invention est applicable à toutes machines synchrones polyphasées, en particulier aux machines synchrones polyphasées mises en œuvre pour le contrôle d'attitude d'engins spatiaux, tels que des satellites en orbite terrestre.
Pour les besoins de la description de modes de réalisation et de mises en œuvre de l'invention, on considère le cas d'une machine synchrone 3 triphasée, telle que représentée sur la figure 1 de l'art antérieur.
La figure 5 représente un mode préféré de réalisation d'un dispositif
100 de commande de la machine synchrone triphasée 3, adapté à mettre en œuvre le procédé de commande selon l'invention.
La machine synchrone triphasée 3 comporte, outre un rotor et un stator, trois phases RA, RB et RC, formées par des enroulements agencés sur le stator. Tel qu'illustré par la figure 5, chacune des phases RA, RB et RC peut être modélisée de façon classique par une résistance rA, rB, rc, une bobine LA, LB, Lc et une force contre électromotrice ÎA, ÎB, fc en série. Les forces contre- électromotrices correspondent aux tensions induites dans chacune des phases par la rotation du rotor, par exemple muni d'aimants permanents.
Le choix d'une machine synchrone 3 triphasée n'est pas limitatif de l'invention, qui est applicable à toutes machines synchrones polyphasées.
Dans la suite de l'exposé, on considère de manière non limitative que les forces contre-électromotrices, induites dans chacune des phases RA, RB et Rc, sont sensiblement sinusoïdales et déphasées électriquement entre elles de 120° électriques. C'est par exemple le cas pour une machine synchrone dont le stator ne comporte pas de fer, du fait que la suppression du fer au stator impose généralement d'augmenter l'entrefer magnétique de la dite machine.
Le dispositif 100 comporte une source d'alimentation en tension 10 connectée à des bras, dits « bras de phase » ou « bras de pont ». Le dispositif 100 comporte autant de bras de phase que de phases à alimenter, c'est-à-dire trois bras de phase 1 1 , 12, 13 dans l'exemple non limitatif représenté sur la figure 5.
De manière plus générale, le dispositif 100 comporte, suivant d'autres modes de réalisation, un nombre de bras de phase supérieur au nombre de phases à alimenter. Par exemple, il est possible d'avoir au moins deux bras de phase par phase à alimenter, afin de bénéficier d'une certaine redondance et de pouvoir pallier à une défaillance d'un bras de phase.
Chaque bras de phase 1 1 , 12, 13 comporte deux interrupteurs : In et Ii2 pour le bras de phase 1 1 , I21 et l22 pour le bras de phase 12, l3i et I32 pour le bras de phase 13.
Chacune des phases RA, RB et Rc de la machine 3 comporte deux extrémités. Dans l'exemple représenté sur la figure 5, les phases sont montées en étoile, de sorte qu'elles disposent d'une première extrémité commune, dite « neutre » 4. Chaque phase RA, RB, RC, est reliée par sa seconde extrémité à un bras de phase, respectivement 1 1 , 12 et 13, entre les interrupteurs dudit bras de phase.
Les interrupteurs, de préférence réalisés au moyen de transistors, sont pilotés par une commande en modulation de largeur d'impulsions, dite commande en MLI, la MLI étant calculée par une boucle d'asservissement en couple.
Un bloc dit d'aiguillage 70, non représenté sur la figure 5 mais représenté sur les figures 6, 7a et 7b, définit, en fonction de la position rotorique Θ, les interrupteurs qui doivent être actifs, en leur transmettant la commande en MLI.
De préférence, le dispositif 100 comporte également en outre des moyens de déterminer la position absolue du rotor par rapport au stator, non représentés sur la figure 5. Les moyens de déterminer la position absolue du rotor par rapport au stator sont par exemple des capteurs à effet de Hall, de préférence au nombre de trois, nombre équivalent au nombres de phases de la machine synchrone, associés à un codeur incrémental, ou un résolveur, ou encore des systèmes de mesure des forces contre-électromotrices aux bornes des phases (en fonction desquelles il est possible d'estimer la position rotorique), ou tout autre moyen connu de l'homme de l'art.
Le mode d'alimentation de la machine synchrone par pilotage par commande 6 pas au moyen du dispositif 100 de la figure 5 est du type connu en soi. A mesure que le rotor tourne par rapport au stator, les différents interrupteurs des bras de phase 1 1 , 12, 1 3 sont actifs ou ouverts. Pour rappel, le pilotage s'effectue d'après six plages Pi à Ρβ de positions du rotor par rapport au stator, dans lesquelles les phases RA, RB et RC de la machine synchrone triphasée 3 sont activées par paire en pilotant par une commande en MLI les différents interrupteurs des bras de phase 1 1 , 12, 13 (voir tableau précédent).
La présente invention concerne également le procédé de commande de la machine synchrone triphasée 3.
Le procédé de commande est associé à un système d'asservissement de la machine, tel qu'illustré aux figures 6, 7a et 7b suivant deux modes de réalisation.
Le procédé de commande de la machine synchrone triphasée comporte une étape d'alimentation électrique de ladite machine synchrone triphasée dans laquelle le mode de pilotage par commande 6 pas est mis en œuvre.
Dans un exemple de mise en œuvre, le bloc d'aiguillage 70 est adapté à alimenter les phases de la machine synchrone triphasée suivant le mode de pilotage par commande 6 pas. En l'occurrence, le bloc d'aiguillage 70 détermine les interrupteurs actifs et leur transmet la commande en MLI en fonction de la position rotorique Θ.
Le procédé de commande selon l'invention présente l'avantage de tenir compte des intensités des courants circulant dans chaque phase, y compris pendant les transitions.
Le procédé selon l'invention comporte, durant l'étape d'alimentation électrique de la machine synchrone, et pour chaque position rotorique Θ, une étape d'asservissement de la machine synchrone en couple. Cette étape se déroule en trois sous-étapes successives.
Dans une première sous-étape, les intensités des courants circulant dans chaque phase, activées et désactivée, sont obtenues.
Le courant obtenu dans la phase désactivée présente une intensité nulle sauf lors des transitions. Les intensités des courants circulant dans les deux phases activées sont égales et opposées sauf lors des phases de transition.
Dans un premier exemple de mise en œuvre de cette première sous- étape, illustré figure 6, chacune des trois intensités lA_mes, lB_mes et lc_mes des courants circulant dans chaque phase sont mesurées à partir d'au moins un capteur spécifique, dit capteur de mesure de courant.
Dans un autre exemple de mise en œuvre de cette première sous- étape, illustré par les figures 7a et 7b, seules deux intensités des courants circulant dans deux phases sont mesurées à partir d'au moins un capteur de mesure de courant.
Dans l'exemple de la figure 7a, les intensités du courant circulant dans les phases RA, RB sont mesurées. Les intensités des courants sont mesurées indépendamment dans deux phases activées, ou dans une phase activée et la phase désactivée.
Dans cet exemple de mise en œuvre, les intensités des courants sont mesurées directement au niveau des phases.
Dans l'exemple préféré de réalisation de la figure 7b, seules les intensités des courants circulant dans les deux phases activées sont mesurées, via des moyens d'acquisition 20. Les phases activées sont déterminées par la position rotorique. Dans l'exemple non limitatif de la figure 7b, la position rotorique est telle que les phases RA, RB sont les phases activées.
Dans cet exemple de mise en œuvre, les intensités des courants sont mesurées au niveau des bras de phase (ou bras de pont) 1 1 , 12, 13. Les capteurs de mesure de courant, au nombre de trois, un par bras de phase, sont positionnés entre chaque interrupteur 2, I22, h2 du bas des bras de phase 1 1 , 12, 13 et une borne négative de la source de tension 10.
Dans une forme de mise en œuvre de cet exemple, lesdits capteurs de mesure de courant sont des résistances Ri , R2, R3, comme illustré sur la figure 5. A chaque position rotorique, seules deux intensités de courant, par exemple lA_mes, lB_mes, provenant de deux des trois capteurs de mesure de courant correspondant aux phases activées RA, RB sont mesurées au moment où les interrupteurs associés I12, I22 sont fermés. En effet, la mesure de l'intensité du courant n'est réalisée que lorsque l'interrupteur du bas du bras de phase est fermé, ce qui se produit une fois par période de découpage avec le pilotage par une commande en MLI, sauf pour le bras de phase qui est inactif. L'interrupteur du bas du bras de phase inactif 13 étant non piloté, la circulation du courant dans le capteur de mesure de courant associée dépend de la circulation du courant dans sa diode antiparallèle. La mesure de l'intensité du courant n'est donc pas fiable.
Dans une autre forme de mise en œuvre, les capteurs de mesure de courant sont réalisés à partir d'une technologie tolérante au découpage en tension du bas des bras de phase. Dans ce cas, lesdits capteurs de mesure de courant sont au nombre d'au moins deux dans deux des trois phases de la machine synchrone triphasée. Deux capteurs de mesure de courant suffisent dans deux des trois phases de la machine synchrone triphasée. Des capteurs de mesure de courant supplémentaires dans deux des trois phases de la machine synchrone triphasée permettent une redondance des mesures.
A partir de la mesure des intensités des courants circulant dans deux des trois phases, et quelque soit l'exemple de mise en œuvre précédemment exposé utilisé, l'intensité du courant circulant dans la phase restante, Rc dans les deux exemples des figures 7a et 7b, est ensuite reconstituée, via un moyen
Rc
de calcul d'intensité 30, à partir de la formule ∑Ip = 0 , partant de l'hypothèse de la configuration des phases à neutre flottant.
Dans une deuxième sous-étape, un couple C* est estimé à partir des trois intensités de courants obtenues.
Le couple C* est égal à la somme des couples de chacune des phases, le couple d'une phase étant égal au produit du coefficient de couple instantané de ladite phase par l'intensité du courant circulant dans ladite phase. Chaque coefficient de couple instantané est quant à lui fonction de la position rotorique absolue Θ.
Les équations relatives aux coefficients de couple instantanés de chaque phase et au calcul du couple à partir des intensités de courant circulant dans chaque phase ainsi que celles relatives aux coefficients de couple instantanés sont des équations connues en tant que telles et ne sont pas décrites.
Dans un exemple de mise en œuvre, un moyen de calcul de couple 40 reçoit en tant que paramètres d'entrée les trois valeurs des intensités de courant, mesurées ou reconstruites, ainsi que la position rotorique absolue Θ et ressort, en tant que paramètre de sortie, le couple C* estimé.
Dans une troisième sous-étape, un asservissement est réalisé entre une consigne de couple C∞ns et le couple C* estimé.
L'asservissement est de type conventionnel.
Dans un mode de mise en œuvre, l'asservissement du couple estimé à la consigne de couple prédéfinie est réalisée par application d'une commande en MLI aux interrupteurs définis comme actifs par la position rotorique Θ.
La consigne de couple est de préférence égale à un couple final prédéterminé à laquelle on souhaite faire parvenir la machine synchrone.
Dans un exemple de mise en œuvre de cette troisième sous-étape, l'estimation du couple est envoyée à un comparateur 50 et un correcteur 60 qui délivre un signal de commande proportionnel à un signal d'erreur entre le couple C* estimé et la consigne de couple CCOns prédéfinie, élaborée par exemple par un calculateur, afin d'asservir, selon le principe connu de la régulation proportionnelle intégrale (dite régulation PI), le couple de la machine synchrone.
Dans un exemple préféré de réalisation, l'ensemble formé par le moyen de calcul d'intensité 30, le moyen de calcul de couple 40, le comparateur 50, le correcteur 60, le bloc d'aiguillage 70, illustrés à la figure 7a, et éventuellement le moyen d'acquisition 20 illustré à la figure 7b, est réalisé sous la forme d'un circuit intégré spécialisé, de type ASIC ou FPGA.
La figure 8 illustre un exemple de force contre électromotrice sinusoïdale induite aux bornes d'une phase d'une machine synchrone triphasée, et l'allure du courant obtenu par mise en œuvre du mode de pilotage par commande 6 pas suivant le procédé.
La figure 9 illustre la comparaison des harmoniques de couples d'une commande 6 pas de l'art antérieur, courbe 1 , et d'une commande 6 pas suivant le procédé, courbe 2, appliquée toute les deux à une machine synchrone triphasée à force contre électromotrice sinusoïdale.
L'axe des fréquences est normalisé en fonction de la fréquence électrique f0, elle-même égale à p fois la fréquence de rotation du rotor.
On constate que, la bande passante de la boucle de couple n'étant pas infinie, le courant ne peut pas suivre parfaitement sa consigne lors des changements de phase active, ce qui se traduit par une ondulation de couple résiduelle.
On constate néanmoins que, dans le procédé de l'invention, on divise l'ondulation de couple de la composante à 6 fois la fréquence électrique par un facteur de presque trois.
Pour comparaison, dans le cas d'une commande 6 pas sur machine synchrone triphasée à force contre électromotrice trapézoïdale parfaite, on retrouverait les imperfections de suivi de la consigne de courant et de même une ondulation de couple résiduelle similaire à celle de l'invention.
Le procédé de commande est particulièrement avantageux lorsque la machine synchrone 3 est utilisée autant pour effectuer un contrôle fin de l'attitude d'un engin spatial, par exemple au cours de phases d'observation d'un satellite en orbite terrestre, que pour effectuer un contrôle approximatif de l'attitude de l'engin spatial, par exemple pour changer rapidement l'attitude de l'engin spatial.
Le contrôle fin de l'attitude de l'engin spatial consiste principalement à maintenir l'engin spatial dans une attitude donnée (attitude qui est susceptible autrement d'évoluer du fait de perturbations extérieures) ou de faire varier lentement cette attitude (phases de prise de vue par balayage par exemple). Le contrôle fin de l'attitude de l'engin spatial est réalisé en appliquant un couple faible à basse vitesse de rotation, et le taux d'ondulations sur le couple doit être minimisé. En effet, ces ondulations de couple, se traduisant par des vibrations transmises à l'engin spatial, sont susceptibles de dégrader des opérations de type prise de vue (obtention d'images floues).
Le contrôle approximatif de l'attitude de l'engin spatial consiste principalement à changer l'attitude de l'engin spatial, c'est-à-dire à passer d'une attitude donnée à une autre. Le contrôle approximatif de l'attitude de l'engin spatial est réalisé en appliquant un couple fort à haute vitesse de rotation. Le contrôle approximatif peut s'accommoder d'un taux d'ondulations du couple relativement élevé.
Par « couple faible » et « couple fort », on entend simplement que les valeurs de couple correspondantes appartiennent à des intervalles différents, l'intervalle de couple faible correspondant à des valeurs inférieures à celles de l'intervalle du couple fort.
La présente invention propose un procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée qui est particulièrement avantageux en ce qu'il permet d'obtenir théoriquement une ondulation de couple nulle. En pratique la bande passante de l'asservissement de la boucle de couple n'étant pas infinie, on peut compter sur une réduction de la composante à 6p fois la fréquence de rotation (première harmonique) d'un facteur proche de 3. L'invention présente l'avantage de conserver un dispositif de commande simple, basé sur la commutation de deux phases activées de la machine synchrone. On estime la quantité de calcul nécessaire pour réaliser l'asservissement en couple à moins de la moitié de celle d'une commande vectorielle.
Le procédé de commande peut avantageusement être mis en œuvre pour des machines synchrones comportant un nombre arbitraire de phases, et/ou dont les forces contre-électromotrices ne sont pas sensiblement sinusoïdales. Le procédé de commande selon l'invention est particulièrement adapté aux contraintes du contrôle d'attitude d'engins spatiaux, dans la mesure où il peut être mis en œuvre par un dispositif de commande dont la capacité de calcul temps réel est faible.

Claims

REVENDICATIONS
Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée (3), mis en œuvre notamment pour contrôler l'attitude d'un engin spatial, ladite machine synchrone polyphasée comportant au moins un rotor, un stator, et une pluralité N de phases (RA, RB, RC) alimentées électriquement pour générer un couple prédéterminé, ledit procédé de commande comportant une étape d'alimentation électrique de la machine synchrone polyphasée (3) suivant un mode de pilotage par commande 2N pas, dans lequel les phases (RA, RB, RC) sont activées par paire, caractérisé en ce que, lors de l'étape d'alimentation, et pour chaque position rotorique (Θ), le procédé comporte les étapes de :
- obtention des intensités des courants circulant dans les deux phases activées et dans la phase qui vient d'être désactivée,
- estimation d'un couple (C ) à partir des valeurs des intensités des courants obtenues,
- asservissement du couple (C*) estimé à une consigne de couple prédéfinie (C∞ns).
Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée selon la revendication 1 dans lequel l'estimation du couple est réalisée à partir de la somme des valeurs des intensités des courants préalablement obtenues, pondérées par leurs coefficients de couples instantanés respectifs calculés à partir de la position rotorique.
Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée selon l'une des revendications 1 ou 2 dans lequel, pour une position rotorique donnée, les intensités des courants circulant dans les deux phases activées sont mesurées et l'intensité du courant circulant dans la phase qui a été désactivée précédemment est calculée.
Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée selon l'une des revendications 1 ou 2 dans lequel, pour une position rotorique donnée, les intensités des courants circulant dans les deux phases activées et dans la phase qui a été désactivée précédemment sont mesurées.
PCT/EP2014/077042 2013-12-09 2014-12-09 Procédé de commande d'une machine synchrone polyphasée WO2015086594A2 (fr)

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