WO2016199355A1 - 距離推定装置 - Google Patents

距離推定装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016199355A1
WO2016199355A1 PCT/JP2016/002425 JP2016002425W WO2016199355A1 WO 2016199355 A1 WO2016199355 A1 WO 2016199355A1 JP 2016002425 W JP2016002425 W JP 2016002425W WO 2016199355 A1 WO2016199355 A1 WO 2016199355A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
unit
signal
frequency
distance estimation
distance
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/002425
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
中村　邦彦
善一 古田
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Publication of WO2016199355A1 publication Critical patent/WO2016199355A1/ja

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • B60R16/023—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for transmission of signals between vehicle parts or subsystems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/40—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by components specially adapted for near-field transmission
    • H04B5/48—Transceivers

Definitions

  • the present disclosure relates to a distance estimation device that estimates a distance between a power transmission device and a power reception device.
  • a plurality of ECUs (Electronic Control Units) arranged in the vehicle smoothly perform various controls in the vehicle according to communication with each other.
  • ECUs Electronic Control Units
  • introduction of a non-contact communication system in a vehicle has been studied. When this system is used, the convenience can be improved because processing can be performed between the master and the slave using a non-contact line.
  • One of the objects of the present disclosure is to provide a distance estimation device capable of measuring a distance between a transmission device and a reception device over a wide range with high accuracy in view of the above circumstances.
  • the transmission device includes at least two transmission units that transmit signals having different frequencies
  • the reception device includes a reception unit that receives signals transmitted by the transmission unit.
  • the logic determination unit finely logicalizes the value of the phase difference by multiplying the frequency difference between the signals of two frequencies among the signals received by the reception unit by a plurality of stages and logically determining the phase difference as a threshold value. can do. Since the estimation unit estimates the distance between the transmission device and the reception device according to the logical determination result of the logical determination unit, the distance can be estimated using a finely logicalized phase difference. The distance between the receiver and the receiver can be measured with high accuracy over a wide range.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating an example of an electrical configuration of a communication system according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a configuration example of a transmission line and a power receiving antenna.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically showing an example of the electrical configuration of the master modulation / demodulation circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a frequency distribution of a two-frequency signal and a two-frequency signal after conversion.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a frequency distribution of a two-frequency signal and a two-frequency signal after conversion.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating an example of an electrical configuration of a communication system according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a configuration example of a transmission line and a power receiving antenna.
  • FIG. 3 is a block diagram schematically showing an example of the electrical configuration of the master modulation / demodulation circuit.
  • FIG. 4 is
  • FIG. 6 is a block diagram schematically showing an example of the electrical configuration of the slave modulation / demodulation circuit.
  • FIG. 7 is a flowchart schematically showing the operation of the master.
  • FIG. 8 is a flowchart schematically showing the operation of the slave.
  • FIG. 9 is a timing chart schematically showing a flow of information transmission / reception between master and slave.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram for schematically explaining the contents of transmission / reception information between master and slave.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating the result of logically determining the phase difference by multiplying the frequency difference of two frequency signals by a predetermined number of steps.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing an explanation for directly reading the phase difference between signals of two frequencies.
  • a communication system 1 includes a master (equivalent to a transmission device) 2 and one or more (N: N ⁇ 1) slaves (equivalent to a reception device) 101, 102,. It is configured by being coupled by an electric / magnetic field.
  • a battery (not shown) is connected to the master 2, and power is supplied to the plurality of slaves 101 to 110 through the transmission line 4 using the power of the battery, and the slaves 101 to 110 are supplied with power at each time.
  • These slaves 101 to 110 are connected to loads 201 to 210 including sensors, actuators, control ICs, etc., respectively, and supply power to the loads 201 to 210.
  • the master 2 includes a control circuit 2a, a high-frequency power generation circuit 2b, a modulation / demodulation circuit 2c, a superposition / separation circuit 2d, a matching circuit 2e, and a storage unit 2f that mainly perform communication with the slaves 101 ... 110 and control of other functions. It is built in a device main body (master main body) 2g and connected to a transmission line (equivalent to a power transmission line) 4 from the device main body 2g.
  • the control circuit 2a is mainly composed of a microcomputer, for example.
  • the high frequency power generation circuit 2b generates a high frequency signal (carrier wave signal) in accordance with the control of the control circuit 2a, and outputs it as a power signal to the superposition / separation circuit 2d.
  • the modulation / demodulation circuit 2c is a block that modulates communication data on the master 2 side and outputs a signal to the superimposition / separation circuit 2d, and outputs the modulated signal to the superposition / separation circuit 2d as a modulated signal.
  • the high frequency signal (carrier wave signal) output from the high frequency power generation circuit 2b is preset so that the modulation signal output from the modulation / demodulation circuit 2c and the frequency band thereof are different from each other.
  • the configuration and operation of the modem circuit 2c will be described in detail later.
  • the superimposing / separating circuit 2d mixes these carrier wave signals and modulation signals and outputs them to the matching circuit 2e.
  • the matching circuit 2 e sends out a carrier wave signal on which the modulation signal is superimposed to the transmission line 4.
  • the control circuit 2a is configured by connecting a control line to the modulation / demodulation circuit 2c, whereby the modulation / demodulation method and data communication frequency of the modulation / demodulation circuit 2c can be controlled.
  • FIG. 2 schematically shows a partial structure of the transmission line 4.
  • the transmission line 4 is installed in a vehicle, for example, and is configured using a twisted pair cable (twisted pair cable).
  • the transmission line 4 has a pair of twisted wires formed by twisting a pair of power transmission lines 5 and 6 facing each other in a predetermined direction (one direction: for example, the X direction). It is extended and arranged (about several meters).
  • the predetermined direction may include a direction of bending or bending.
  • the transmission line 4 is configured in a loop shape by a pair of twisted wires in which end portions in the X direction are coupled.
  • the transmission line 4 includes a twisted portion 7 formed by twisting power transmission lines 5 and 6, and includes an opening 8 between adjacent twisted portions 7.
  • an opening 8a between specific twisted portions 7a (hereinafter referred to as a specific opening 8a) is between the other twisted portions 7 or between the twisted portions 7 and 7a. Largely formed.
  • the aperture antenna 3g of the slaves 101 to 110 is installed around the specific aperture 8a.
  • the aperture antenna 3g is configured by a loop-shaped coil provided with the aperture 9, and links the magnetic flux generated from the specific aperture 8a between the twisted portions 7a of the transmission line 4 to the aperture 9 of the aperture antenna 3g.
  • the aperture antenna 3g can receive power from the transmission line 4 according to an electromagnetic induction phenomenon (mainly a magnetic field).
  • an electromagnetic induction phenomenon mainly a magnetic field
  • the surface of the specific aperture 8a and the surface of the aperture 9 of the aperture antenna 3g may be arranged in parallel, for example, the aperture 9 of the aperture antenna 3g is installed so as to face the specific aperture 8a, for example. May be.
  • the aperture 9 of the aperture antenna 3g is installed so as to face the specific aperture 8a, the magnetic flux interlinked with the aperture antenna 3g can be increased, and the transmission efficiency can be increased.
  • each of the slaves 101 to 110 includes the same functional block, and includes a control circuit 3a, a modem circuit 3c, a superposition / separation circuit 3d, a matching circuit 3e, a power supply circuit 3f, and a memory, respectively.
  • a control circuit 3a controls the operation of the slaves 101 to 110.
  • the matching circuit 3e is a matching circuit including a capacitor connected in parallel or in series with the aperture antenna 3g.
  • the matching circuit 3e transmits the signal to the superimposition / separation circuit 3d.
  • the superimposition / separation circuit 3d separates the received signal into a carrier wave signal and a modulation signal, outputs the carrier wave signal as a power AC signal to the power supply circuit 3f, and outputs the modulation signal to the modulation / demodulation circuit 3c.
  • the power supply circuit 3f rectifies the power AC signal and supplies it as DC power to the modulation / demodulation circuit 3c, the control circuit 3a, and the respective loads 201, 202,.
  • the modem circuit 3c operates by the supplied power, demodulates the modulation signal, and outputs demodulated data to the control circuit 3a. The configuration and operation of the modem circuit 3c will be described later.
  • the control circuit 3a operates with the power supplied from the power supply circuit 3f, receives the demodulated data from the modulation / demodulation circuit 3c, and operates the loads 201 ... 210. Thereby, data can be transmitted from the master 2 to the slaves 101, 102,. On the slaves 101, 102,..., 110 side, sensor signals are acquired when the loads 201 ... 210 are sensors, and the actuators are driven when they are actuators.
  • the modulation / demodulation circuit 2c of the master 2 includes a processing control unit 11, an arithmetic unit 12, a processing unit 13, an IFFT unit 14, a D / A conversion unit 15, a filter 16, a modulation unit 17, An RF carrier generation unit 18, an RF amplifier 19, and an RF filter 20 are provided as a transmission unit 21.
  • the process control unit 11 generates digital data for transmission and a synchronization pulse that becomes a synchronization signal based on control by the control circuit 2 a and outputs the synchronization pulse to the processing unit 13.
  • the processing unit 13 performs serial / parallel conversion on the digital data and the synchronization pulse input from the processing control unit 11, assigns data to each subcarrier, performs subcarrier mapping processing, and performs a predetermined modulation scheme (for example, BPSK, QPSK, QAM). Etc.) to convert to symbol coordinates.
  • the processing unit 13 changes the modulation method according to whether the signal input from the processing control unit 11 at the time of normal data transmission is digital data or a synchronization pulse, and converts it into symbol coordinates.
  • data is modulated by the modulator 17 and transmitted to the superimposing / separating circuit 3d. Since the present application is characterized by a distance measuring method, this description is omitted.
  • the arithmetic unit 12 performs a two-frequency signal SA or SB separated from each other by a frequency difference ⁇ f, 2 ⁇ f, 4 ⁇ f... 2 ⁇ (N ⁇ 1) ⁇ f according to control by the processing control unit 11 (FIG. 4 ( A) or FIG. 5A) is generated and sequentially output to the IFFT unit 14 as a distance measurement signal.
  • the arithmetic unit 12 counts the number of times the signal SA or SB is output.
  • the signal SA or the signal SB may be used as the signal, but the signal SB shown in FIG. 5A is more preferable than the signal SA shown in FIG.
  • an example using the signal SB will be described.
  • the IFFT unit 14 performs inverse Fourier transform on the synchronization pulse by the processing unit 13 and the two-frequency signal SB by the calculation unit 12 to convert the frequency axis into a time axis, and further, each synchronization pulse and the symbol of the signal SB Add a guard interval to
  • the D / A conversion unit 15 converts the signal SB converted into the time axis by the IFFT unit 14 and added with the guard interval into an analog signal.
  • the filter 16 allows a frequency component of a predetermined band to pass through the analog signal analog-converted by the D / A converter 15 and cuts other frequency domain components.
  • the RF carrier generation unit 18 generates a carrier having a local oscillation frequency fLO (hereinafter referred to as a local oscillation frequency fLO) and outputs the carrier to the modulation unit 17.
  • the modulation unit 17 mixes (orthogonal modulation, frequency conversion) the carrier of the local oscillation frequency fLO and the signal of the frequency component that has passed through the filter 16 and upconverts, and outputs the modulated signal to the RF amplifier 19.
  • the RF amplifier 19 amplifies and outputs the amplified signal to the RF filter 20.
  • the RF filter 20 passes the frequency component of a predetermined band, cuts the frequency of the unwanted radiation component, and outputs it to the superposition / separation circuit 2d. This output signal is transmitted as a modulation signal to the slaves 101 ... 110 through the superimposition / separation circuit 2d.
  • the processing control unit 11 when the frequency difference is set to ⁇ f according to the control by the processing control unit 11, as shown in FIG. 4A, the calculation unit 12 and the signal S1A of the frequency difference ⁇ f / 2 and the frequency difference + ⁇ f / 2
  • the signal S2A is generated as a signal SA.
  • FIG. 4A when two frequencies ⁇ f / 2 and + ⁇ f / 2 that are symmetrical about DC (0 Hz) are used, an amplitude error or a phase error of the signals S1A and S2A is generated.
  • the image signal SIMG2A When up-converting as shown in FIG. 4B, the image signal SIMG2A may be generated. At this time, the image signal SIMG2A may overlap with the signal SRF1A. In this case, even if an attempt is made to remove the image signal SIMG2A using a filter, it is difficult to remove because the frequency band overlaps.
  • the signal S1B is a signal having a frequency ⁇ f / 2 ⁇
  • the signal S2B is a signal having a frequency + ⁇ f / 2 ⁇ .
  • the modulation / demodulation circuit 3c of the slaves 101, 102,..., 110 includes an RF filter 31, an RF amplifier 32, a demodulation unit 33, an RF carrier generation unit 34, a filter 35, an A / D conversion unit 36, and a frequency.
  • a receiving unit 42 includes a carrier / clock correcting unit 37 as a correcting unit, an FFT unit 38, a calculating unit 39 as a logic determining unit and a phase difference reading unit, a processing unit 40, and a processing control unit 41 as an estimating unit.
  • the RF filter 31 removes unnecessary frequency components from the signal transmitted from the master 2 and received by the aperture antenna 3g and outputs the signal to the RF amplifier 32.
  • the RF amplifier 32 amplifies the signal component that has passed through the RF filter 31 and outputs the amplified signal component to the demodulation unit 33.
  • the demodulator 33 mixes (orthogonal demodulation, frequency conversion) the RF carrier generated by the RF carrier generator 34, down-converts it, and outputs it to the filter 35.
  • the filter 35 allows a signal in a predetermined frequency band to pass through the signal output from the demodulator 33 and cuts other frequency domain components.
  • the A / D conversion unit 36 performs A / D conversion processing on the signal that has passed through the filter 35 and outputs the signal to the carrier / clock correction unit 37.
  • the carrier / clock correction unit 37 synchronizes the transmission / reception timing of communication data by performing carrier correction processing (carrier frequency error correction between master / slave) and synchronization clock signal correction processing during transmission / reception of the synchronization signal.
  • the FFT unit 38 removes the guard interval of the communication data obtained through the carrier / clock correction unit 37, and then performs Fourier transform. Based on the Fourier-transformed signal, the frequency information corresponding to the signal SB and the signal S1B And S2B phase information is acquired.
  • the calculation unit 39 calculates the phase difference between the signals S1B and S2B based on the phase information acquired by the FFT unit 38.
  • distance data corresponding to the phase difference ⁇ is held by an arithmetic expression or a lookup table (LUT).
  • the calculation unit 39 calculates a distance based on the phase difference ⁇ and an arithmetic expression or a lookup table stored in the storage unit 3 h, and outputs the calculation result of the distance to the processing control unit 41.
  • the processing control unit 41 outputs the calculation result of the distance to the control circuit 3a. Thereby, the distance between the master slaves associated with the phase difference ⁇ can be estimated.
  • the calculation unit 39 When calculating the phase difference, the calculation unit 39 counts the number of times of reception of the frequency corresponding to the signal SB serving as the distance measurement signal, and receives N times of the frequency difference ⁇ f, 2 ⁇ f, 4 ⁇ f... 2 ⁇ (N ⁇ 1) ⁇ f. It ends on the condition that it is done. Thereafter, when the slaves 101... 110 are switched from the logic determination mode to the phase difference direct reading mode as necessary, the arithmetic unit 39 directly reads out the phase difference. This process will be described in detail later.
  • the processing unit 40 performs subcarrier demapping processing and parallel / serial conversion processing on the output of the FFT unit 38 to decode the data, and outputs the decoded data to the processing control unit 41.
  • the process control unit 41 outputs data to the control circuit 3a.
  • the control circuits 3a of the slaves 101, 102,..., 110 transmit the calculation result of the estimated distance to the master 2.
  • the slave modulation / demodulation circuit 3c includes a processing control unit 41, a processing unit 43, an IFFT unit 44, a carrier / clock correction unit 45, a D / A conversion unit 46, a filter 47, a modulation unit 48, an RF carrier generation unit 34, and an RF amplifier 49.
  • the RF filter 31 is provided as the transmission unit 50.
  • the process control unit 41 outputs the calculation result of the distance to the processing unit 43 as data.
  • the processing unit 43 performs serial / parallel conversion on the data output from the processing control unit 41, assigns the data as data for each subcarrier, performs subcarrier mapping processing, and performs symbols according to a predetermined modulation scheme (for example, BPSK, QPSK, QAM, etc.). Convert to coordinates.
  • a predetermined modulation scheme for example, BPSK, QPSK, QAM, etc.
  • the IFFT unit 44 converts the frequency axis of the signal based on the symbol coordinates by the processing unit 43 into a time axis, and adds a guard interval to the data of each signal.
  • the carrier / clock correction unit 45 synchronizes communication data by performing carrier correction processing and clock correction processing based on the correction content by the carrier / clock correction unit 37 received earlier.
  • the D / A converter 46 analog-converts the communication data synchronized by the carrier / clock corrector 45 and outputs it to the filter 47.
  • the filter 47 passes a signal in a predetermined frequency region, removes an unnecessary signal, and outputs it to the modulation unit 48.
  • the modulation unit 48 mixes (orthogonal modulation, frequency conversion) the signal processed by the filter 47 and the RF carrier generated by the RF carrier generation unit 34, upconverts them, and outputs them to the RF amplifier 49.
  • the RF amplifier 49 amplifies the signal modulated by the modulation unit 48 and outputs the amplified signal to the RF filter 31.
  • the RF filter 31 passes a signal within a predetermined frequency band and outputs it to the outside. In this way, the slaves 101, 102,..., 110 can transmit data to the master 2.
  • the modulation / demodulation circuit 2c of the master 2 includes an RF filter 20, an RF amplifier 22, a demodulation unit 23, an RF carrier generation unit 18, a filter 24, an A / D conversion unit 25, an FFT unit 26, and The processing unit 27 is provided as the receiving unit 28.
  • the RF filter 20 removes unnecessary frequency components and outputs them to the RF amplifier 22.
  • the RF amplifier 22 amplifies the signal component that has passed through the RF filter 20 and outputs the amplified signal component to the demodulator 23.
  • the demodulator 23 mixes (orthogonal demodulation, frequency conversion) the RF carrier generated by the RF carrier generator 18, down-converts it, and outputs it to the filter 24.
  • the filter 24 allows a signal in a predetermined frequency band to pass through the signal output from the demodulator 23 and cuts other frequency domain components.
  • the A / D conversion unit 25 performs A / D conversion processing on the signal that has passed through the filter 24 and outputs it to the FFT unit 26.
  • the FFT unit 26 removes the guard interval from the time-axis signal and performs Fourier transform, and outputs the Fourier-transformed frequency-axis signal to the processing unit 27.
  • the processing unit 27 performs subcarrier demapping processing and parallel / serial conversion processing on the output of the FFT unit 26 to decode the data, and outputs the decoded data to the processing control unit 11.
  • the process control unit 11 outputs data to the control circuit 2a. Thus, distance information data can be acquired.
  • FIG. 7 is a flowchart schematically showing the processing of the master 2
  • FIG. 8 is a flowchart schematically showing the processing of the slaves 101 ... 110.
  • FIG. 9 schematically shows the flow of processing operations between master slaves using a sequence diagram
  • FIG. 10 schematically shows the contents of transmission / reception signals between master slaves using a timing chart. .
  • the master 2 transmits a synchronization signal to the slaves 101, 102,..., 110 a plurality of times in order to perform synchronization processing of the carrier frequency and the clock frequency with the slaves 101, 102,. S1).
  • transmission / reception processing is performed between the transmission unit 21 of the master 2 and the reception units 42 of the slaves 101, 102,..., 110.
  • the processing unit 13 modulates with a predetermined modulation method (for example, QPSK).
  • the synchronization signals are transmitted to the slaves 101, 102,..., 110 a plurality of times through the respective blocks 14 to 20, and the slaves 101, 102,..., 110 receive these synchronization signals (S1 in FIG. T1, U1 in FIG.
  • the carrier / clock correction unit 37 of the reception unit 42 adjusts the frequency of the carrier transmitted from the transmission unit 21 of the master 2 and the frequency of the synchronization clock to follow the synchronization signal. (T1 in FIG. 8).
  • the processing control unit 41 of the slaves 101, 102,..., 110 sets the internal mode to the logic determination mode.
  • the slaves 101, 102,..., 110 receive the synchronization signal and the distance measurement signal transmitted from the master 2 (T3 to T4, T6 to T7 in FIG. 8, U2, U3 in FIG. 9, and V2 period in FIG. 10). reference).
  • the slaves 101, 102,..., 110 repeat the processing of these steps T3 to T7.
  • the arithmetic unit 39 logically determines the sign of the phase difference while receiving the distance measurement signal (T5 in FIG. 8, FIG. 9 U3a).
  • FIG. 11 shows threshold values of phase differences ⁇ , 2 ⁇ ⁇ , 4 ⁇ ⁇ , 8 ⁇ ⁇ , and 16 ⁇ ⁇ in the signals SB of the frequency differences ⁇ f, 2 ⁇ ⁇ f, 4 ⁇ ⁇ f, 8 ⁇ ⁇ f, and 16 ⁇ ⁇ f.
  • the logic judgment result compared with 0 is shown.
  • a logical value “0” is assigned when the phase difference exceeds 0 and is ⁇ or less
  • a logical value “1” is assigned when the phase difference exceeds ⁇ and is 0 or less.
  • An example of assignment is shown.
  • 11 also shows the phase differences ⁇ , 2 ⁇ ⁇ , 4 ⁇ ⁇ , 8 ⁇ ⁇ , 16 ⁇ ⁇ of the signal SB of the frequency differences ⁇ f, 2 ⁇ ⁇ f, 4 ⁇ ⁇ f, 8 ⁇ ⁇ f, 16 ⁇ ⁇ f.
  • An example of assigning in order from the most significant bit MSB to the least significant bit LSB is shown.
  • the logical determination result R1 of the sign of the phase difference is “00000 (binary). (See R1 in FIG. 11).
  • the sign of the phase difference is “00100 (binary)” (see R2 in FIG. 11). In this way, all of the logical values can be logically converted according to the values of the phase differences ⁇ , 2 ⁇ ⁇ , 4 ⁇ ⁇ , 8 ⁇ ⁇ , and 16 ⁇ ⁇ .
  • the slaves 101, 102,..., 110 perform logic determination processing for all phase difference codes, and use this data string (for example, “00000”, “00100”) as distance information M.
  • the slaves 101, 102,..., 110 create the data string as the distance information M, thereby determining the distance between the master slaves associated with the phase difference.
  • the slaves 101, 102,..., 110 receive the synchronization signal and the distance measurement signal transmitted from the master 2 (T8 to T9 in FIG. 8, V4 in FIG. 10), the arithmetic unit 39 starts from the logic determination mode. Switch to phase difference direct reading mode.
  • the slaves 101, 102,..., 110 directly read the phase difference 16 ⁇ ⁇ by the calculation unit 39 (see ⁇ z in FIG. 12).
  • the A / D conversion process is performed on the phase difference 16 ⁇ ⁇ of the frequency difference 16 ⁇ ⁇ f that maximizes the gradient of the phase difference.
  • lower bits can be set than the N-bit data string (5 bits in FIG. 11) defining the distance information M.
  • the phase difference can be calculated more finely together with the N-bit data string, and the distance information M can be calculated and estimated with higher accuracy.
  • the processing control unit 41 of the slaves 101, 102,..., 110 uses the distance information M calculated using the logical determination result and the phase difference read in series as data, and the phase information as a temporary identification code.
  • the data is transmitted to the master 2 (T12 in FIG. 8).
  • the processing control unit 11 of the master 2 receives the data of the distance information M (S10 in FIG. 7). Based on the distance information M, the processing control unit 11 of the master 2 assigns an identification code ID to the slaves 101, 102,..., 110 (S11 in FIG. 7, V5 in FIG. 10).
  • the processing control unit 41 of the slaves 101, 102,..., 110 receives this identification code ID and sets it in itself (T13 in FIG. 8). As a result, the master 2 and the slaves 101, 102,..., 110 are linked by the identification code ID, and normal data communication can be performed.
  • the carrier / clock correction unit 37 Since the carrier / clock correction unit 37 corrects the frequency error between the signal transmitted by the transmission unit 21 and the signal received by the reception unit 42, the carrier / clock correction unit 37 is caused by the operating frequency error between the transmission unit 21 and the reception unit 42.
  • the error of the phase information ⁇ can be suppressed as much as possible. Even if the frequency difference is multiplied by a predetermined value and the distance information M is calculated and estimated from each phase difference ⁇ , the error of the distance information M can be suppressed as much as possible.
  • the signal SB obtained by offsetting two frequencies symmetric with respect to DC is used as the signal of two frequencies transmitted by the transmitter 21, even if the image signal SIMG2B is generated, it is removed by signal processing after FFT. It becomes easy to remove unnecessary frequency components.
  • the assignment process of the identification code may be performed by the master 2 side (for example, the control circuit 2a) or the slave 101, 102,..., 110 side (for example, the control unit 19).
  • the signal SA and SB transmitted by the transmission unit 21 are shown as signals having two frequencies, but three or more signals may be transmitted.
  • the transmission unit 21 may transmit at least two signals having different frequencies, and two signals among them may be target signals for calculating the phase difference ⁇ .
  • the threshold is not limited to 0.
  • phase difference 2 ⁇ (N-1) ⁇ ⁇ is directly read is shown, this processing may be provided as necessary.
  • the processing control unit 41 on the slave 101, 102,..., 110 side has calculated and estimated the distance information M.
  • the present invention is not limited to this, and the phase difference on the slave 101, 102,.
  • the phase difference information is transmitted to the master 2 side, the processing control unit 11 on the master 2 side calculates and estimates the distance information M, and assigns the identification code ID to the slaves 101, 102,. You may do it.
  • 2 indicates a master (transmitting device).
  • Reference numerals 101, 102,..., 110 denote slaves (receiving devices).
  • Reference numeral 11 denotes a master processing control unit (estimation unit, allocation unit).
  • Reference numeral 21 denotes a master transmission unit (transmission unit of the transmission device).
  • Reference numeral 39 denotes a calculation unit (logic determination unit, phase difference reading unit).
  • Reference numeral 41 denotes a slave processing control unit (estimating unit).
  • Reference numeral 42 denotes a slave receiver (receiver of the receiver).
  • Reference numerals 37 and 45 denote carrier / clock correction units (frequency correction units).
  • SA and SB indicate signals.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Abstract

送信装置と受信装置との間の距離を広範囲で高精度に測定できるようにした距離推定装置を提供する。距離推定装置は、論理判定部（３９）と推定部（４１）とを備える。論理判定部（３９）は、受信部（４２）により受信された信号のうち２つの周波数のシグナルの周波数差を複数段階に所定倍し、位相差をそれぞれ閾値と比較することで論理判定する。推定部（４１）は、論理判定部（３９）により論理判定された結果に応じて送信装置と受信装置との間の距離を推定する。

Description

距離推定装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年６月１２日に出願された日本特許出願番号２０１５－１１９３００号に基づくもので、ここにその記載内容を参照により援用する。
　本開示は、送電装置及び受電装置間の距離を推定する距離推定装置に関する。
　車両内に配置された複数のＥＣＵ（Electronic Control Unit）は、相互に通信を行うことに応じて車両内の各種制御を円滑に行っている。近年、車両内において非接触通信システムの導入が検討されている。このシステムを用いると非接触の線路を用いてマスタスレーブ間で処理できるため利便性を向上できる。
JP２００６－４２２０１A
　例えばマスタは特定のスレーブとの間で通信処理を行うときに識別符号を割り当てて特定のスレーブを特定する。このとき、何らかの方法で識別符号をスレーブに割り当てる必要があり、発明者らはこの割当処理をマスタとスレーブとの距離に応じて行うことを考えている。例えば、特許文献１記載の技術は、２つの互いに異なる周波数の信号を送信し、受電側では２信号の位相差を検出し、目標物までの距離を算出している。しかしながら、この特許文献１記載の技術を用いても、位相差が－π≦Δφ≦πの範囲でしか距離を測定できず、広範囲で高精度に距離を測定できない。
　本開示の目的の一つは、上記事情に鑑みて、送信装置と受信装置との間の距離を広範囲で高精度に測定できるようにした距離推定装置を提供することにある。
　本開示の一観点において、送信装置は少なくとも２以上の互いに異なる周波数のシグナルを送信する送信部を備えると共に、受信装置は送信部により送信されたシグナルを受信する受信部を備える。論理判定部は、受信部により受信されたシグナルのうち２つの周波数のシグナルの周波数差を複数段階に所定倍し、位相差をそれぞれ閾値と論理判定することで、位相差の値を細かく論理化することができる。推定部は、論理判定部の論理判定結果に応じて送信装置と受信装置との間の距離を推定するため、細かく論理化された位相差を用いて距離を推定でき、この結果、送信装置と受信装置との間の距離を広範囲で高精度に測定できるようになる。
　本開示についての上記および他の目的、特徴や利点は、添付図面を参照した下記の詳細な説明から、より明確になる。図面において、
図１は、一実施形態に係る通信システムの電気的構成例を概略的に示すブロック図である。 図２は、伝送線路と受電アンテナの構成例を概略的に示す図である。 図３は、マスタの変復調回路の電気的構成例を概略的に示すブロック図である。 図４は、２周波数のシグナルとコンバート後の２周波数のシグナルの周波数分布の例を示す図である。 図５は、２周波数のシグナルとコンバート後の２周波数のシグナルの周波数分布の例を示す図である。 図６は、スレーブの変復調回路の電気的構成例を概略的に示すブロック図である。 図７は、マスタの動作を概略的に示すフローチャートである。 図８は、スレーブの動作を概略的に示すフローチャートである。 図９は、マスタスレーブ間の情報送受信の流れを概略的に示すタイミングチャートである。 図１０は、マスタスレーブ間の送受信情報の内容を概略的に説明する説明図である。 図１１は、２周波数のシグナルの周波数差を複数段階に所定倍し、位相差をそれぞれ論理判定した結果を示す説明図である。 図１２は、２周波数のシグナルの位相差を直接読取る説明を示す説明図である。
　以下、距離推定装置の一実施形態について図面を参照しながら説明する。図１に示すように、通信システム１は、マスタ（送信装置相当）２及び１又は複数（Ｎ個：Ｎ≧１）のスレーブ（受信装置相当）１０１、１０２、…、１１０が伝送線路４を通じて電界／磁界により結合されることにより構成される。マスタ２にはバッテリ（図示せず）が接続されており、このバッテリの電力を用いて複数のスレーブ１０１～１１０に伝送線路４を通じて電力を供給し、スレーブ１０１～１１０は各時供給された電力に応じて動作する。これらのスレーブ１０１～１１０には、それぞれ、例えばセンサ、アクチュエータ、制御ＩＣなどを備える負荷２０１～２１０が接続されており、負荷２０１～２１０に電力を供給する。
　以下、図１を参照して、マスタ２とスレーブ１０１、１０２、…、１１０の全体構成について説明する。マスタ２は、スレーブ１０１…１１０との通信やその他の機能の制御を主体的に行う制御回路２ａ、高周波電力発生回路２ｂ、変復調回路２ｃ、重畳／分離回路２ｄ、整合回路２ｅ、記憶部２ｆを機器本体（マスタ本体）２ｇに内蔵し、当該機器本体２ｇから伝送線路（送電線路相当）４を接続して構成される。制御回路２ａは例えばマイクロコンピュータを主として構成される。高周波電力発生回路２ｂは、制御回路２ａの制御に応じて高周波信号（搬送波信号）を生成し、電力信号として重畳／分離回路２ｄに出力する。
　変復調回路２ｃは、マスタ２側の通信データを変調し重畳／分離回路２ｄに信号を出力するブロックであり、キャリアを変調した変調信号として重畳／分離回路２ｄに出力する。ここで、高周波電力発生回路２ｂにより出力される高周波信号（搬送波信号）は、変復調回路２ｃにより出力される変調信号とその周波数帯が互いに異なるように予め設定されている。変復調回路２ｃの構成及び動作は後に詳述する。重畳／分離回路２ｄは、これらの搬送波信号および変調信号をミキシングし整合回路２ｅに出力する。整合回路２ｅは、変調信号が重畳された搬送波信号を伝送線路４に送出する。制御回路２ａは変復調回路２ｃに制御線を接続して構成され、これにより変復調回路２ｃの変復調方式、データ通信周波数を制御可能になっている。
　図２は伝送線路４の一部構造を模式的に示している。伝送線路４は例えば車両内に設置されるもので撚り対線（ツイステッドペアケーブル）を用いて構成される。図２に一部を示すように、伝送線路４は、一対の送電線５，６を互いに対向して撚り合わせて形成される一対のツイスト線を所定方向（一方向：例えばＸ方向）に所定長（数ｍ程度）延設して配置される。なお、この所定方向とは曲折、屈曲する方向を含んでいても良い。
　また伝送線路４は、Ｘ方向の端部が結合された一対のツイスト線によりループ状に構成される。伝送線路４は、送電線５，６が撚り合されてなる撚部７を備えると共に、隣接する撚部７間に開口８を備える。全ての隣接する撚部７間の開口８のうち、特定の撚部７ａ間の開口８ａ（以下特定開口８ａと称す）は他の撚部７間又は撚部７と７ａと間の開口８より大きく形成されている。
　この特定開口８ａの周辺にはスレーブ１０１～１１０の開口アンテナ３ｇが設置されている。開口アンテナ３ｇは、開口９を備えたループ状のコイルにより構成され、伝送線路４の撚部７ａ間の特定開口８ａから生じる磁束を開口アンテナ３ｇの開口９に鎖交する。これにより、開口アンテナ３ｇは伝送線路４から電磁誘導現象（主に磁界）に応じて受電できる。ここで、例えば特定開口８ａの面と開口アンテナ３ｇの開口９の面とが並行に配置されていても良いし、例えば開口アンテナ３ｇの開口９が特定開口８ａと例えば対向するように設置されていても良い。図１にＸＹ平面を示すようにＸＹ方向に離間して配置されていても、図２に示すようにＸＹ方向の同一領域に設置されていても良い。開口アンテナ３ｇの開口９が特定開口８ａと対向するように設置されていると、開口アンテナ３ｇに鎖交する磁束をより多くすることができ、伝送効率を高めることができる。
　さて、図１に示すように、スレーブ１０１～１１０は、それぞれ同様の機能ブロックを備え、それぞれ、制御回路３ａ、変復調回路３ｃ、重畳／分離回路３ｄ、整合回路３ｅ、電源回路３ｆ、及び、記憶部３ｈを内蔵する。整合回路３ｅには開口アンテナ３ｇが接続されている。
　整合回路３ｅは、開口アンテナ３ｇに並列または直列接続されたコンデンサを具備したマッチング回路であり、信号を受信すると重畳／分離回路３ｄに送信する。重畳／分離回路３ｄは、受信した信号について搬送波信号および変調信号に分離し、搬送波信号を電力交流信号として電源回路３ｆに出力し変調信号を変復調回路３ｃに出力する。電源回路３ｆは、電力交流信号を整流して直流電力として変復調回路３ｃ、制御回路３ａ、それぞれの負荷２０１、２０２、…、２１０に供給する。変復調回路３ｃは供給された電力によって動作し変調信号を復調し復調データを制御回路３ａに出力する。この変復調回路３ｃの構成及び動作は後述する。
　制御回路３ａは、電源回路３ｆから供給された電力により動作し、変復調回路３ｃによる復調データを受信し、負荷２０１…２１０を動作させる。これにより、マスタ２からスレーブ１０１、１０２、…、１１０にデータを送信できる。スレーブ１０１、１０２、…、１１０側では、負荷２０１…２１０がセンサの場合にはセンサ信号を取得し、アクチュエータの場合にはアクチュエータを駆動する。
　以下、マスタ２及びスレーブ１０１…１１０の各変復調回路２ｃ、３ｃの構成について特に距離測定に関わる部分を中心に説明する。
　＜マスタ２の変復調回路（変調回路、送信部）２ｃの説明＞
　図３に示すように、マスタ２の変復調回路２ｃは、割当部としての処理制御部１１、演算部１２、処理部１３、ＩＦＦＴ部１４、Ｄ／Ａ変換部１５、フィルタ１６、変調部１７、ＲＦキャリア生成部１８、ＲＦアンプ１９、及び、ＲＦフィルタ２０を送信部２１として備える。
　処理制御部１１は、制御回路２ａによる制御に基づいて送信用のデジタルデータと同期信号となる同期パルスを生成し処理部１３に出力する。処理部１３は、処理制御部１１から入力されたデジタルデータ、同期パルスをシリアル／パラレル変換し、サブキャリア毎にデータを割当ててサブキャリアマッピング処理し、所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭなど）によりシンボル座標に変換する。ここで、処理部１３は、通常データ送信時において処理制御部１１から入力される信号がデジタルデータであるか同期パルスであるかに応じて変調方式を変更してシンボル座標に変換する。通常データ送信時には、データが変調部１７により変調されて重畳／分離回路３ｄに送信されるが、本願は距離測定方法に特徴を備えるため、この説明は省略する。
　演算部１２は、距離測定時において、処理制御部１１による制御に応じて互いに周波数差Δｆ、２Δｆ、４Δｆ…２＾（Ｎ－１）Δｆだけ離間した２周波数のシグナルＳＡ又はＳＢ（図４（Ａ）又は図５（Ａ）参照）を生成し、距離測定信号として順次ＩＦＦＴ部１４に出力する。このとき、演算部１２は、シグナルＳＡ又はＳＢを出力した回数をカウントする。なお、後述するように、シグナルとしては、シグナルＳＡを用いてもシグナルＳＢを用いても良いが、図４（Ａ）のシグナルＳＡよりも図５（Ａ）に示すシグナルＳＢの方が望ましいため、以下ではシグナルＳＢを用いた例を説明する。
　ＩＦＦＴ部１４は、距離測定処理時には、処理部１３による同期パルスと演算部１２による２周波数のシグナルＳＢを逆フーリエ変換して周波数軸を時間軸に変換し、さらに各同期パルス及びシグナルＳＢのシンボルにガードインターバルを付加する。
　Ｄ／Ａ変換部１５は、ＩＦＦＴ部１４により時間軸に変換されガードインターバルが付加されたシグナルＳＢをアナログ変換する。フィルタ１６は、Ｄ／Ａ変換部１５によりアナログ変換されたアナログ信号について所定帯域の周波数成分を通過させ、その他の周波数領域の成分をカットする。
　ＲＦキャリア生成部１８は、局部発振周波数ｆＬＯ（以下、局発周波数ｆＬＯと称す）のキャリアを生成し変調部１７に出力する。変調部１７は、局発周波数ｆＬＯのキャリアとフィルタ１６を通過した周波数成分の信号とを混合（直交変調、周波数変換）してアップコンバートし、この変調後の信号をＲＦアンプ１９に出力する。ＲＦアンプ１９は、この変調後の信号を入力すると、増幅してＲＦフィルタ２０に出力する。ＲＦフィルタ２０は、所定帯域の周波数成分を通過させて不要輻射成分の周波数をカットして重畳／分離回路２ｄに出力する。この出力信号が変調信号として重畳／分離回路２ｄを通じてスレーブ１０１…１１０に送信される。
　以下、シグナルＳＡよりシグナルＳＢの方が良い理由を説明する。図４（Ａ）、図５（Ａ）は、周波数差Δｆだけ離間した２周波数のシグナルＳＡ（＝Ｓ１Ａ＋Ｓ２Ａ）、ＳＢ（＝Ｓ１Ｂ＋Ｓ２Ｂ）の例を示し、図４（Ｂ）、図５（Ｂ）は、変調部１７及びＲＦキャリア生成部１８を用いてアップコンバートされた後の２周波数のシグナルＳＲＦＡ（＝ＳＲＦ１Ａ＋ＳＲＦ２Ａ）、ＳＲＦＢ（＝ＳＲＦ１Ｂ＋ＳＲＦ２Ｂ）の例を示す。
　例えば、演算部１２は、処理制御部１１による制御に応じて周波数差をΔｆに設定したときには、図４（Ａ）に示すように、周波数差－Δｆ／２のシグナルＳ１Ａと周波数差＋Δｆ／２のシグナルＳ２ＡとをシグナルＳＡとして生成する。例えば、この図４（Ａ）に示すように、ＤＣ（０Ｈｚ）を中心として対称となる２周波数－Δｆ／２、＋Δｆ／２を用いた場合、シグナルＳ１Ａ、Ｓ２Ａの振幅誤差又は位相誤差を生じると、図４（Ｂ）に示すようにアップコンバートしたときに、イメージシグナルＳＩＭＧ２Ａを生じることがある。このとき、このイメージシグナルＳＩＭＧ２ＡがシグナルＳＲＦ１Ａと重なることがあり、この場合、たとえフィルタを用いてイメージシグナルＳＩＭＧ２Ａを除去しようとしても周波数帯が重なっているため除去しにくい。
　このような場合、図４（Ａ）及び図４（Ｂ）に対応させて図５（Ａ）及び図５（Ｂ）に示すように、ＤＣ（０Ｈｚ）を中心とすることなく所定値αだけ共に同一方向にオフセットしたシグナルＳ１Ｂ、Ｓ２ＢによるシグナルＳＢを用いることが望ましい。ここで、この周波数αは周波数差Δｆ／２より小さい値に設定されている。
　図５（Ａ）に示す例では、シグナルＳ１Ｂは周波数－Δｆ／２－αのシグナルであり、シグナルＳ２Ｂは周波数＋Δｆ／２－αの周波数のシグナルである。この結果、周波数αだけオフセットした２周波数のシグナルＳＢを用いることで、変調部１７及びＲＦキャリア生成部１８によりアップコンバートされた後、各シグナルＳＲＦ１Ｂ、ＳＲＦ２Ｂの振幅、位相誤差によるイメージシグナルＳＩＭＧ２Ｂ（図５（Ｂ）参照）を生じたとしても、当該イメージシグナルＳＩＭＧ２ＢをシグナルＳＲＦ１Ｂ及びＳＲＦ２Ｂと離間して生じさせることができる。このため、イメージシグナルＳＩＭＧ２Ｂを必要に応じてＦＦＴ後の信号処理により容易に除去できる。すなわち、ＤＣ（０Ｈｚ）から周波数αだけオフセットした２周波数のシグナルＳＢを発生させることが望ましい。
　＜スレーブ１０１、１０２、…、１１０の変復調回路（復調回路、受信部）３ｃの説明＞
　図６に示すように、スレーブ１０１、１０２、…、１１０の変復調回路３ｃは、ＲＦフィルタ３１、ＲＦアンプ３２、復調部３３、ＲＦキャリア生成部３４、フィルタ３５、Ａ／Ｄ変換部３６、周波数補正部としてのキャリア／クロック補正部３７、ＦＦＴ部３８、論理判定部及び位相差読取部としての演算部３９、処理部４０、及び、推定部としての処理制御部４１を受信部４２として備える。
　ＲＦフィルタ３１は、マスタ２から送信され開口アンテナ３ｇにより受信された信号について不要な周波数成分を除去してＲＦアンプ３２に出力する。ＲＦアンプ３２は、ＲＦフィルタ３１を通過した信号成分を増幅し復調部３３に出力する。復調部３３は、ＲＦキャリア生成部３４により生成されたＲＦキャリアを混合（直交復調、周波数変換）しダウンコンバートしてフィルタ３５に出力する。フィルタ３５は、復調部３３から出力された信号について所定の周波数帯域の成分を通過させ、その他の周波数領域の成分をカットする。
　Ａ／Ｄ変換部３６は、フィルタ３５を通過した信号をＡ／Ｄ変換処理しキャリア／クロック補正部３７に出力する。キャリア／クロック補正部３７は、同期信号の送受信時において、キャリア補正処理（マスタスレーブ間のキャリア周波数誤差補正）及び同期用のクロック信号の補正処理を行うことで通信データの送受信タイミングを同期させる。ＦＦＴ部３８は、キャリア／クロック補正部３７を通じて得られた通信データのガードインターバルを除去した後、フーリエ変換し、このフーリエ変換された信号に基づいて、シグナルＳＢに対応する周波数情報及び当該シグナルＳ１Ｂ及びＳ２Ｂの位相情報を取得する。
　演算部３９は、ＦＦＴ部３８により取得された位相情報に基づいてシグナルＳ１Ｂ及びＳ２Ｂ間の位相差を算出する。記憶部３ｈには、位相差Δφに対応した距離のデータが演算式又はルックアップテーブル（ＬＵＴ）などにより保持されている。演算部３９は、この位相差Δφと記憶部３ｈに記憶される演算式又はルックアップテーブルに基づいて距離を演算し、距離の演算結果を処理制御部４１に出力する。処理制御部４１は制御回路３ａに距離の演算結果をデータ出力する。これにより位相差Δφに対応づけられたマスタスレーブ間の距離を推定できる。
　演算部３９が位相差を算出するときには、距離測定信号となるシグナルＳＢに対応する周波数の受信回数をカウントし、周波数差Δｆ、２Δｆ、４Δｆ…２＾（Ｎ－１）Δｆ分のＮ回受信されていることを条件として終了する。なお、この後、必要に応じて、スレーブ１０１…１１０が論理判定モードから位相差直読みモードに切替えられると、演算部３９が位相差を直接読み出すが、この処理は後に詳述する。
　また他方、処理部４０は、ＦＦＴ部３８の出力について、サブキャリアデマッピング処理、パラレル／シリアル変換処理を行ってデータを復号し、処理制御部４１に復号データを出力する。処理制御部４１は制御回路３ａにデータを出力する。スレーブ１０１、１０２、…、１１０の制御回路３ａはこの推定された距離の演算結果をマスタ２に送信する。
　＜スレーブ１０１、１０２、…、１１０の変復調回路（変調回路、送信部）の説明＞
　スレーブの変復調回路３ｃは、処理制御部４１、処理部４３、ＩＦＦＴ部４４、キャリア／クロック補正部４５、Ｄ／Ａ変換部４６、フィルタ４７、変調部４８、ＲＦキャリア生成部３４、ＲＦアンプ４９、及び、ＲＦフィルタ３１を送信部５０として備える。
　処理制御部４１は、距離の演算結果等をデータとして処理部４３に出力する。処理部４３は、処理制御部４１から出力されたデータをシリアル／パラレル変換し、サブキャリア毎にデータとして割り当ててサブキャリアマッピング処理し、所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等）によりシンボル座標に変換する。
　ＩＦＦＴ部４４は、処理部４３によるシンボル座標によるシグナルの周波数軸を時間軸に変換し、各シグナルのデータにガードインターバルを付加する。キャリア／クロック補正部４５は、先に受信したキャリア／クロック補正部３７による補正内容に基づいてキャリア補正処理及びクロック補正処理することで通信データを同期する。
　Ｄ／Ａ変換部４６は、キャリア／クロック補正部４５により同期された通信データをアナログ変換してフィルタ４７に出力する。フィルタ４７は所定の周波数領域の信号を通過し不要な信号を除去して変調部４８に出力する。変調部４８は、フィルタ４７により処理された信号とＲＦキャリア生成部３４により生成されたＲＦキャリアとを混合（直交変調、周波数変換）してアップコンバートし、ＲＦアンプ４９に出力する。ＲＦアンプ４９は、変調部４８において変調された信号を増幅してＲＦフィルタ３１に出力する。ＲＦフィルタ３１は、所定の周波数帯域内の信号を通過し外部に出力する。このように、スレーブ１０１、１０２、…、１１０はマスタ２にデータを送信できる。
　＜マスタ２の変復調回路（復調回路、受信部）２ｃの説明＞
　図３に示すように、また、マスタ２の変復調回路２ｃは、ＲＦフィルタ２０、ＲＦアンプ２２、復調部２３、ＲＦキャリア生成部１８、フィルタ２４、Ａ／Ｄ変換部２５、ＦＦＴ部２６、及び、処理部２７を受信部２８として備える。ＲＦフィルタ２０は、不要な周波数成分を除去してＲＦアンプ２２に出力する。ＲＦアンプ２２は、ＲＦフィルタ２０を通過した信号成分を増幅し復調部２３に出力する。復調部２３は、ＲＦキャリア生成部１８により生成されたＲＦキャリアを混合（直交復調、周波数変換）しダウンコンバートしてフィルタ２４に出力する。フィルタ２４は、復調部２３から出力された信号について所定の周波数帯域の成分を通過させ、その他の周波数領域の成分をカットする。
　Ａ／Ｄ変換部２５は、フィルタ２４を通過した信号をＡ／Ｄ変換処理しＦＦＴ部２６に出力する。ＦＦＴ部２６は時間軸の信号のガードインターバルを除去した後フーリエ変換し、このフーリエ変換された周波数軸の信号を処理部２７に出力する。処理部２７はＦＦＴ部２６の出力について、サブキャリアデマッピング処理、パラレル／シリアル変換処理を行ってデータを復号し、処理制御部１１に復号データを出力する。処理制御部１１は制御回路２ａにデータを出力する。このように距離情報のデータを取得することができる。
　＜距離推定処理の説明＞
　以下、全体動作の流れを説明する。図７はマスタ２の処理を概略的に示すフローチャートであり、図８はスレーブ１０１…１１０の処理を概略的に示すフローチャートである。また、図９はマスタスレーブ間の処理動作の流れについてシーケンス図を用いて概略的に示しており、図１０はマスタスレーブ間の送受信信号の内容について、タイミングチャートを用いて概略的に示している。
　初めに、マスタ２は、スレーブ１０１、１０２、…、１１０との間でキャリア周波数及びクロック周波数の同期処理を行うため同期信号をスレーブ１０１、１０２、…、１１０に複数回送信する（図７のＳ１）。このとき、マスタ２の送信部２１とスレーブ１０１、１０２、…、１１０の受信部４２との間で送受信処理を行うが、マスタ２側では処理部１３が所定の変調方式（例えばＱＰＳＫ）で変調して各ブロック１４～２０を通じて同期信号を複数回スレーブ１０１、１０２、…、１１０に送信し、スレーブ１０１、１０２、…、１１０はこれらの同期信号を受信する（図７のＳ１、図８のＴ１、図９のＵ１、図１０のＶ１期間の同期信号参照）。スレーブ１０１、１０２、…、１１０では、受信部４２のキャリア／クロック補正部３７がマスタ２の送信部２１から送信されたキャリアの周波数や同期用のクロックの周波数を調整して同期信号に追従して調整する（図８のＴ１）。このとき、スレーブ１０１、１０２、…、１１０の処理制御部４１は内部のモードを論理判定モードに設定する。
　この後、マスタ２は変数ｎに初期値（＝１）を設定し（図７のＳ２）、処理制御部１１による制御に応じて距離測定信号の周波数差Δｆを２倍ずつしながら同期信号と共に複数回（Ｎ回）送信する（図７のＳ３～Ｓ７、図９のＵ２、Ｕ３、図１０のＶ２期間の同期信号及び距離測定信号Δｆ、２・Δｆ、４・Δｆ…２＾（Ｎ－１）・Δｆ参照）。スレーブ１０１、１０２、…、１１０は、このマスタ２から送信された同期信号及び距離測定信号を受信する（図８のＴ３～Ｔ４、Ｔ６～Ｔ７、図９のＵ２、Ｕ３、図１０のＶ２期間参照）。スレーブ１０１、１０２、…、１１０は、これらのステップＴ３～Ｔ７の処理を繰り返し、例えば距離測定信号を受信する最中に演算部３９が位相差の符号を論理判定する（図８のＴ５、図９のＵ３ａ）。
　周波数差Δｆが変化すると、この周波数差Δｆの変化に応じて位相差Δφが変化する。図１１は、周波数差Δｆ、２・Δｆ、４・Δｆ、８・Δｆ、１６・ΔｆのシグナルＳＢにおけるそれぞれの位相差Δφ、２・Δφ、４・Δφ、８・Δφ、１６・Δφを閾値０と比較した論理判定結果を示す。この図１１に示す例では、位相差が０を超えてπ以下であるときに論理値「０」を割り当てると共に、位相差が－πを超えて０以下であるときに論理値「１」を割り当てる例を示している。また、図１１には、周波数差Δｆ、２・Δｆ、４・Δｆ、８・Δｆ、１６・ΔｆのシグナルＳＢの位相差Δφ、２・Δφ、４・Δφ、８・Δφ、１６・Δφをそれぞれ最上位ビットＭＳＢから最下位ビットＬＳＢに向けて順に割り当てる例を示す。
　例えば、位相差Δφ、２・Δφ、４・Δφ、８・Δφ、１６・Δφがすべて０を超えてπ以下である範囲では、位相差の符号の論理判定結果Ｒ１は「０００００（２進）」になる（図１１のＲ１参照）。例えば、位相差Δφ、２・Δφ、８・Δφ、１６・Δφがすべて０を超えてπ以下であり、位相差４・Δφが－πを超えて０以下である範囲では、位相差の符号の論理判定結果Ｒ２は「００１００（２進）」になる（図１１のＲ２参照）。このように、位相差Δφ、２・Δφ、４・Δφ、８・Δφ、１６・Δφの値に応じて全て論理化することができる。
　スレーブ１０１、１０２、…、１１０は全ての位相差の符号の論理判定処理を行うことで、このデータ列（例えば「０００００」、「００１００」）を距離情報Ｍとする。スレーブ１０１、１０２、…、１１０は、このデータ列を距離情報Ｍとして作成することで、当該位相差に対応づけられたマスタスレーブ間の距離を決定する。
　そして、マスタ２は、処理制御部１１による制御に応じて距離測定信号の周波数差１６・ΔｆのシグナルＳＢをスレーブ１０１、１０２、…、１１０に再度送信する（図７のＳ８、図９のＵ４、Ｕ５、図１０のＶ３の同期信号及び距離測定信号２＾（Ｎ－１）・Δｆ参照：但しＮ＝５）。スレーブ１０１、１０２、…、１１０は、このマスタ２から送信された同期信号及び距離測定信号を受信する（図８のＴ８～Ｔ９、図１０のＶ４）と、演算部３９は論理判定モードから位相差直読みモードに切り替える。
　スレーブ１０１、１０２、…、１１０は、演算部３９により位相差１６・Δφを直接読取る（図１２のΔφｚ参照）。このとき、位相差の傾きが最大となる周波数差１６・Δｆの位相差１６・ΔφをＡ／Ｄ変換処理する。これにより、距離情報Ｍを規定する前記のＮビットのデータ列（図１１では５ビット）よりもさらに下位ビットを設定できる。位相差１６・Δφを直接読取ることで、Ｎビットのデータ列と合わせて位相差をさらに細かく算出でき、距離情報Ｍをさらに高精度に算出、推定できる。
　そして、スレーブ１０１、１０２、…、１１０の処理制御部４１は、論理判定結果と直列読取られた位相差とを用いて算出した距離情報Ｍをデータとすると共に、位相情報を仮の識別符号としてマスタ２に送信する（図８のＴ１２）。位相情報を仮の識別符号とすることで他のスレーブとの識別符号の競合を極力防止できる。マスタ２の処理制御部１１は、この距離情報Ｍのデータを受信する（図７のＳ１０）。マスタ２の処理制御部１１は、この距離情報Ｍに基づいて識別符号ＩＤをスレーブ１０１、１０２、…、１１０に割当てて通知する（図７のＳ１１、図１０のＶ５）。スレーブ１０１、１０２、…、１１０の処理制御部４１は、この識別符号ＩＤを受信して自身に設定する（図８のＴ１３）。これにより、マスタ２とスレーブ１０１、１０２、…、１１０は識別符号ＩＤにより紐付けられることになり通常のデータ通信を行うことができる。
　要するに、本実施形態によれば、演算部３９がマスタ２から送信される２つの周波数のシグナルＳＡ又はＳＢの周波数差を複数段階、所定倍（すなわち２のｎ－１乗倍（ｎ＝１、２、…、Ｎ：但しＮ≧２））し、位相差をそれぞれ論理判定し、処理制御部４１はこの論理判定結果に応じて距離を推定している。このため、マスタスレーブ間の距離を高精度で推定できる。また、位相差Δφの範囲を－π≦Δφ≦πを超える範囲としても良くなり、位相差Δφの対象範囲が制限されなくなる。
　また、演算部３９が１６・Δφ（＝２＾Ｎ－１・Δφ：但しＮ＝５）をＡ／Ｄ変換した位相差Δφｚを直接読み取っているため、マスタスレーブ間の距離をさらに高精度に推定できるようになる。
　キャリア／クロック補正部３７は、送信部２１が送信する信号と受信部４２が受信する信号との間の周波数誤差を補正しているため、送信部２１及び受信部４２間の動作周波数誤差に起因した位相差Δφの誤差を極力抑制でき、たとえ周波数差を所定倍して、それぞれの位相差Δφから距離情報Ｍを算出、推定したとしても、この距離情報Ｍの誤差を極力抑制できる。
　送信部２１が送信する２つの周波数のシグナルとして、ＤＣに対して対称となる２つの周波数をオフセットしたシグナルＳＢを用いているため、たとえイメージシグナルＳＩＭＧ２Ｂを生じたとしてもＦＦＴ後の信号処理により除去しやすくなり不要周波数成分を除去しやすくなる。
　（他の実施形態）
　実施形態は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。実施形態は、この後に記載又は示唆がなされていなくても、矛盾しない限り種々の変形又は拡張が可能である。
　識別符号の割付処理は、マスタ２側（例えば制御回路２ａ等）が行っても、スレーブ１０１、１０２、…、１１０側（例えば制御部１９等）が行っても良い。
　前述実施形態では、送信部２１が送信するシグナルＳＡ、ＳＢを２つの周波数のシグナルとした形態を示したが、３以上のシグナルを送信するようにしても良い。この場合、送信部２１は、少なくとも２以上の周波数の異なるシグナルを送信し、それらのうち２つのシグナルを、位相差Δφを算出するための対象シグナルとすると良い。
　（２のｎ－１乗（ｎ＝１、２、…、Ｎ：但しＮ≧２）の複数段階で所定倍した値を用いて論理判定したが、この倍数はこの値に限られない。
　「閾値」として０～π、－π～０の範囲を規定する０とした例を示したが、閾値は０に限られない。
　位相差２＾（Ｎ－１）・Δφを直接読取る形態を示したが、この処理は必要に応じて設ければ良い。
　スレーブ１０１、１０２、…、１１０側の処理制御部４１が距離情報Ｍを算出、推定した形態を説明したが、これに限定されるものではなく、スレーブ１０１、１０２、…、１１０側で位相差を算出し、この位相差の情報をマスタ２側に送信し、マスタ２側の処理制御部１１等が距離情報Ｍを算出、推定し、識別符号ＩＤをスレーブ１０１、１０２、…、１１０に割り当てるようにしても良い。
　図面中、２はマスタ（送信装置）を示す。１０１、１０２、…、１１０はスレーブ（受信装置）を示す。１１はマスタの処理制御部（推定部、割当部）を示す。２１はマスタの送信部（送信装置の送信部）を示す。３９は演算部（論理判定部、位相差読取部）を示す。４１はスレーブの処理制御部（推定部）を示す。４２はスレーブの受信部（受信装置の受信部）を示す。３７、４５はキャリア／クロック補正部（周波数補正部）を示す。ＳＡ、ＳＢはシグナルを示す。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
 

 

Claims (6)

  1. 　送信装置（２）は少なくとも２以上の互いに異なる周波数のシグナル（ＳＡ、ＳＢ）を送信する送信部（２１）を備えると共に、受信装置（１０１、１０２、…、１１０）は前記送信部により送信されたシグナルを受信する受信部（４２）を備え、
    　前記受信部により受信された信号のうち２つの周波数のシグナルの周波数差を複数段階に所定倍し、位相差をそれぞれ閾値と比較することで論理判定する論理判定部（３９）と、
    　前記論理判定部により論理判定された結果に応じて前記送信装置と前記受信装置との間の距離を推定する推定部（１１、４１）と、
    　を備える距離推定装置。
  2. 　請求項１記載の距離推定装置において、
    　前記論理判定部は、前記２つの周波数のシグナルの周波数差を複数段階に所定倍した値として位相差を２のｎ－１乗（但しｎ＝１、２、…、Ｎ：Ｎ≧２）倍した値を用いる距離推定装置。
  3. 　請求項１または２記載の距離推定装置において、
    　前記２つの周波数のシグナルの周波数差を２のＮ－１乗倍した位相差を直接読取る位相差読取部（３９）をさらに備える距離推定装置。
  4. 　請求項１から３の何れか一項に記載の距離推定装置において、
    　前記送信部が送信するシグナルと前記受信部が受信するシグナルとの間の周波数誤差を補正する周波数補正部（３７、４５）をさらに備える距離推定装置。
  5. 　請求項１から４の何れか一項に記載の距離推定装置において、
    　前記送信部が送信する２つの周波数のシグナルとして、ＤＣに対して対称となる２つの周波数を所定値（α）だけオフセットしたシグナル（ＳＢ）を用いる距離推定装置。
  6. 　請求項１から５の何れか一項に記載の距離推定装置において、
    　前記推定部（１１、４１）により距離推定された結果に基づいて前記受信装置に識別符号（ＩＤ）を割り当てる割当部（１１）をさらに備える距離推定装置。

     
PCT/JP2016/002425 2015-06-12 2016-05-18 距離推定装置 WO2016199355A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015119300A JP2017003492A (ja) 2015-06-12 2015-06-12 距離推定装置
JP2015-119300 2015-06-12

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016199355A1 true WO2016199355A1 (ja) 2016-12-15

Family

ID=57503162

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2016/002425 WO2016199355A1 (ja) 2015-06-12 2016-05-18 距離推定装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2017003492A (ja)
WO (1) WO2016199355A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7155024B2 (ja) * 2018-02-09 2022-10-18 矢崎総業株式会社 分岐構造

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61209382A (ja) * 1985-03-14 1986-09-17 Nec Corp 距離測定装置
JP2001051044A (ja) * 1999-08-04 2001-02-23 Nissan Motor Co Ltd 距離計測装置
US20040054471A1 (en) * 2000-11-15 2004-03-18 David Bartlett Tag tracking
JP2006042201A (ja) * 2004-07-29 2006-02-09 Advanced Telecommunication Research Institute International 距離測定システム、距離測定方法ならびに通信装置
US20120268141A1 (en) * 2009-10-27 2012-10-25 Roland Gierlich Method and arrangement for measuring the signal delay between a transmitter and a receiver

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61209382A (ja) * 1985-03-14 1986-09-17 Nec Corp 距離測定装置
JP2001051044A (ja) * 1999-08-04 2001-02-23 Nissan Motor Co Ltd 距離計測装置
US20040054471A1 (en) * 2000-11-15 2004-03-18 David Bartlett Tag tracking
JP2006042201A (ja) * 2004-07-29 2006-02-09 Advanced Telecommunication Research Institute International 距離測定システム、距離測定方法ならびに通信装置
US20120268141A1 (en) * 2009-10-27 2012-10-25 Roland Gierlich Method and arrangement for measuring the signal delay between a transmitter and a receiver

Also Published As

Publication number Publication date
JP2017003492A (ja) 2017-01-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2325037B1 (en) Wireless charging system for vehicles
EP0772330A2 (en) Receiver and method for receiving OFDM signals
JP2009253762A (ja) 無線通信装置、無線通信システム、無線通信方法及びプログラム
JP2005184057A (ja) デジタル信号復調装置
CN101784909A (zh) 距离估计
CN106506420B (zh) 使用频率混叠fsk解调的无线充电器
US8345533B1 (en) Frame synchronization techniques
KR101366475B1 (ko) 송신 장치 및 송신 방법
CN106341161B (zh) 用于处理来自传输信道的信号的方法和接收机
JP3915247B2 (ja) 受信方法及び受信装置
WO2016199355A1 (ja) 距離推定装置
WO2012164993A1 (ja) 通信システム、通信装置および通信システムの動作方法
JP2009021678A (ja) 電力線通信システム及びノイズ成分除去制御方法
JP6302092B2 (ja) 無線通信装置、集積回路、送信方法、受信方法及び通信方法
JP2010050546A (ja) 復調装置及び復調方法
JP5751267B2 (ja) 車両用電力線通信システムおよびスレーブ装置
JP2000106576A (ja) 周波数推定装置
KR20180047517A (ko) 무선전력전송 송신기 및 무선전력전송 송신기 샘플링 제어 방법
JP2019186653A (ja) 受信機および受信方法
US20170201404A1 (en) Apparatus and method for estimating carrier frequency offset
US20020196095A1 (en) Equalization processing method and the apparatus for periodic fluctuation of transmission line characteristic
KR102075343B1 (ko) 무선전력전송 장치 및 방법
JP2004129207A (ja) 復調方法及び復調器
JP6426559B2 (ja) 周波数受信信号の補正方法、周波数受信信号の補正装置、車両用ノイズキャンセリング方法、及び、車両用ノイズキャンセリング装置
US9432157B2 (en) Adaptive control system and method

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16807072

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16807072

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1