WO2016194919A1 - 三相ブラシレスｄｃモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置 - Google Patents

三相ブラシレスｄｃモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置 Download PDF

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一美 柳浦
小島　賢司
大輔 葛西
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並木精密宝石株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting

Definitions

  • the present invention relates to a control method for a three-phase brushless DC motor configured to control the driving power of a three-phase brushless DC motor, and a motor control device using the control method.
  • a conventional three-phase brushless DC motor includes a rotor 101 having a magnet, U-phase, V-phase, and W-phase coils 102 disposed around the rotor, as illustrated in FIG.
  • Three Hall ICs Hu, Hv, Hw
  • the drive power is commutated by the inverter (switching of energized phases, switching of S pole / N pole, etc.), and the rotor 101 is turned on. Rotate in the direction.
  • an encoder device is required in addition to the Hall IC, which complicates the configuration and increases the manufacturing cost. .
  • the present invention has been made in view of the above-described conventional circumstances, and a problem to be solved by the present invention is a three-phase brushless DC capable of performing high-precision control on a three-phase brushless DC motor driven by two Hall elements. It is an object to provide a motor control method and a motor control device using the control method.
  • One means for solving the above-mentioned problems is a rotor in which N poles and S poles of magnets are alternately arranged in the circumferential direction, a three-phase coil arranged around the rotor, and a circumferential spacing around the rotor.
  • a control method of a three-phase brushless DC motor provided with two magnetic detectors arranged with a gap, only two phases of the three-phase coils are driven so that one is an N pole and the other is an S pole.
  • Energize power As a result, the rotor is stationary, and a measurement process is performed in which each of the outputs of the two magnetic detectors is measured in the stationary state, and the measurement value in this measurement process is controlled using the rotational position as a reference.
  • the first feature of the present embodiment is that a rotor in which N poles and S poles of magnets are alternately arranged in the circumferential direction, a three-phase coil arranged around the rotor, and a circumferential direction around the rotor.
  • the present invention relates to a control method of a three-phase brushless DC motor including two magnetic detection units arranged at intervals. More specifically, only two phases of the three-phase coils are energized with driving power so that one is an N pole and the other is an S pole. A measurement process for measuring each of the outputs is performed, and control is performed using a measurement value in this measurement process as a reference for the rotational position.
  • the second feature is that the measurement process is performed after the rotor is forcibly rotated one or more times in order to prevent the measured value from varying due to the influence of the friction of the rotating shaft and the inertia of the rotor.
  • the process of measuring the outputs of the two magnetic detectors with the W phase as the N pole and the V phase as the S pole Measuring the outputs of the two magnetic detectors with the U phase as the N pole and measuring the outputs of the two magnetic detectors with the U phase as the N pole and the W phase as the S pole; Measuring the outputs of the two magnetic detectors with the S pole and the V phase as the N pole, and measuring the outputs of the two magnetic detectors with the V phase as the N pole and the U phase as the S pole, And sequentially measuring the outputs of the two magnetic detectors with the U phase as the S pole and the W phase as the N pole.
  • a fourth feature is a control method of a three-phase brushless DC motor in which the rotor is rotated by commutation control of the driving power of the three-phase coil, and in the measurement process, measured values by two magnetic detectors are measured. Then, the arc tangent angle is obtained, and the arc tangent angle converted into an absolute angle within one rotation of the rotor is defined as a commutation angle. In commutation control, commutation is performed when the angle within one rotation of the rotor becomes the commutation angle.
  • a fifth feature is a control method for a three-phase brushless DC motor that controls the rotational position of the rotor, and is based on the output values from the two magnetic detectors during the rotation of the rotor, and the measured values in the measurement process.
  • the rotation angle is obtained with reference to the rotational position, and when the rotation angle reaches the target value, the rotation of the rotor is braked.
  • the sixth feature is a motor control device that controls a three-phase brushless DC motor by a control method.
  • the seventh feature is that the outer diameter of the housing covering the outer periphery of the three-phase coil is 7 mm or less as a particularly effective aspect.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a motor control device using a control method for a three-phase brushless DC motor according to the present invention.
  • the motor control device A includes a calculation unit 20 that calculates a commutation angle based on the outputs of the magnetic detection units Hc and Hs of the motor 10, and a control unit 30 that issues a drive command to the inverter circuit based on an output signal of the calculation unit 20. And an inverter circuit 40 that supplies drive power to the three-phase brushless DC motor based on the drive command of the control unit 30.
  • the motor 10 includes a rotor 11 in which magnet N-poles and S-poles are alternately arranged in the circumferential direction, a three-phase coil 12 arranged around the rotor 11,
  • This is a three-phase brushless DC motor including two magnetic detectors Hc and Hs arranged around the periphery in the circumferential direction and a housing 13 in which the three-phase coil 12 is fixed to the inner peripheral surface.
  • the rotor 11 is constituted by a long cylindrical dipole magnet (permanent magnet), and one end side in the radial direction is an N pole and the other end side is an S pole.
  • a long shaft shaft (not shown) is fixed to the central portion of the rotor 11, and both ends or one ends of the shaft are rotatably supported by bearings (not shown).
  • the three-phase coil 12 has three U-phase coils 12 u, V-phase coils 12 v, and W-phase coils 12 w arranged at an angle of 120 ° and disposed on the inner peripheral surface of the housing 13. Fixed.
  • Each of the U-phase coil 12u, the V-phase coil 12v, and the W-phase coil 12w is configured not to have a magnetic core in each coil in order to suppress the generation of cogging torque.
  • the U-phase coil 12u, V-phase coil 12v, and W-phase coil 12w are connected by a known motor connection method such as star connection or delta connection.
  • the housing 13 is formed in a cylindrical shape from a magnetic material (for example, permalloy or the like), and acts to increase the electromagnetic force generated by the three-phase coil 12.
  • the housing 13 has an outer diameter of 7 mm or less as an aspect that effectively exhibits the effects of the present embodiment.
  • Each of the magnetic detection units Hc and Hs is a Hall element that detects a magnetic flux and outputs a voltage signal proportional to the magnetic flux.
  • one of the magnetic detection units Hs is opposed to the central position between the V-phase coil 12v and the W-phase coil 12w in the circumferential direction (in other words, at an interval of 180 ° with respect to the U-phase coil 12u). Position).
  • the other magnetic detection unit Hc is arranged at an interval of 90 ° on the V-phase coil 12v side (counterclockwise in the illustrated example) with respect to the one magnetic detection unit Hs.
  • the magnetic detection units Hc and Hs each output an analog voltage of several hundred mV or less as a voltage signal, and the voltage signal is amplified by an amplifier circuit such as a differential amplifier circuit.
  • an amplifier circuit such as a differential amplifier circuit.
  • a voltage signal amplified in the range of 0 to 5V is obtained.
  • the arithmetic unit 20 is an electronic circuit (for example, a one-chip microcomputer) provided with a storage device, an arithmetic processing circuit, and the like, and performs arithmetic processing on analog voltages input from the magnetic detection units Hc and Hs.
  • the calculation unit 20 converts the output voltage of the magnetic detection units Hc and Hs into an inverse tangent angle based on Equation 1 described later, and this inverse tangent angle is converted to the inverse tangent angle. Input to the control unit 30.
  • the control unit 30 is an electronic circuit that issues a three-phase drive command to the inverter circuit 40 in response to a signal input from the calculation unit 20.
  • the control unit 30 executes a program stored in a storage device to cause the CPU to function. It consists of a microcomputer etc.
  • the control unit 30 rotates the rotor 11 by changing the current direction of the three-phase coil 12 (in other words, commutating) according to the rotation angle grasped from the outputs of the two magnetic detection units Hc and Hs. Then, a drive command is issued to the inverter circuit 40.
  • the inverter circuit 40 is an electronic circuit that outputs a three-phase alternating current whose phase is shifted by 120 ° in accordance with a drive command input from the control unit 30.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) type inverter is used for the inverter circuit 40.
  • this control method As a step before driving and rotating the motor 10, the motor 10 is forcibly rotated by one or more rotations, and immediately after that, only two phases of the three-phase coil 12 are set to one, and the other is set to N pole. By energizing the drive power so as to make the S pole, the rotor 11 is stationary, and the outputs of the two magnetic detection units Hc and Hs are measured in this stationary state (hereinafter, this process is referred to as a measurement process). .
  • This measurement step is usually performed only once for the same motor before the actual operation, but can be performed before the actual operation or periodically.
  • commutation control, rotational position control, or the like using the measurement value in this measurement process as a reference for commutation is performed.
  • control unit 30 performs commutation of the three-phase coil 12 at a predetermined time interval to forcibly rotate the motor 10 about one rotation.
  • a value obtained in advance by experiment or calculation or the like is used so that the motor 10 is rotated at least one rotation at a predetermined rotation speed.
  • the rotor 11 is rotated one or more times with the position shown in FIG. 2 as the initial position.
  • the measurement process shown in FIGS. 3 and 10 is performed.
  • the two phases of the three-phase coil 12 are maintained in an energized state in which no commutation is performed so that the rotor 11 stops at a position rotated about 90 ° from the initial position (for example, FIG. 3 (a), the W-phase coil 12w is maintained at the N pole and the V-phase coil 12v is maintained at the S pole), and the output voltages of the magnetic detection units Hc and Hs are measured in this stationary state.
  • the two phases of the three-phase coil 12 are energized without commutation so that the rotor 11 stops at a position rotated by about 60 ° from the stationary state (in other words, about 150 ° from the initial position).
  • the V-phase coil 12v is maintained at the S pole and the U-phase coil 12u is maintained at the N pole
  • the outputs of the magnetic detection units Hc and Hs are maintained in this stationary state.
  • the output of the magnetic detection units Hc and Hs is measured every time the rotor 11 is stationary at a position rotated by about 60 ° from the previous stationary state by changing the energized phase and pole. That is, the operation of measuring the outputs of the magnetic detection units Hc and Hs while the rotor 11 is stationary as described above is performed six times as shown in FIGS. 3 (a) to 3 (f) and steps 1 to 6 in FIG. Done.
  • FIG. 4 is a table showing the relationship between the rotor angle, the output voltage of the magnetic detection unit Hs, the output voltage of the magnetic detection unit Hc, and the like in the measurement process.
  • “W ⁇ V”, “U ⁇ V”, etc. indicate that the phase coil shown on the left side of “ ⁇ ” is N-pole and the phase coil shown on the right side of “ ⁇ ” is It means energizing to become the S pole.
  • “rotor angle” is a mechanical angle of the rotor 11 when the state of FIG. 2 is set to 0 °, and may be referred to as an angle A hereinafter.
  • Hs signal is an output voltage of the magnetic detection unit Hs, and is located on a sine curve centered on 2.5V.
  • Hc signal is an output voltage of the magnetic detection unit Hc, and is located on a cosine curve centered on 2.5V.
  • commutation angles a, b, c, d, e, and f to be used as a reference for commutation in actual operation are obtained on the basis of the measurement values (see FIG. 4) in the measurement process (see FIG. 10).
  • the center voltage is a voltage that is the center of the output range of the magnetic detection units Hc and Hs, and is 2.5 V according to the illustrated example.
  • the result of calculation by this mathematical formula is as shown in the table of FIG. 5, for example.
  • the second column shows the value of “Hs signal ⁇ center voltage”, and is located on a sine curve centered on 0V.
  • the third column shows the value of “Hc signal ⁇ center voltage” and is located on the cosine curve centered on 0V.
  • the “inverse tangent angle” in the fourth column is an angle of the inverse tangent obtained by the mathematical expression. According to the illustrated example, this angle changes as the energization pattern changes, for example, 0 ° ⁇ 60 ° ⁇ ⁇ 60 ° ⁇ 0 ° ⁇ 60 ° ⁇ ⁇ 60 °.
  • surface of FIG. 5 has shown the theoretical value, the arc tangent angle based on an actual measured value is other than the numerical value in a table
  • the rightmost column is obtained by converting the arc tangent angle into an absolute angle within one rotation of the rotor by calculation according to the positive / negative information of the magnetic detection units Hc and Hs. Use as a reference.
  • this absolute angle may be referred to as an angle B.
  • the angle B is an angle calculated from the output values of the two magnetic detection units Hc and Hs. In the illustrated example, the angle B is 90 degrees smaller than the angle A (see FIG. 6).
  • control part 30 waits for the angle B input from the calculating part 20 to become the commutation angle b recorded in the said measurement process (FIG. 11: step 11), and if it becomes the commutation angle b, Then, commutation is performed (step 12). That is, a current is passed from the U phase to the V phase so that the U phase becomes the N pole and the V phase becomes the S pole (see FIG. 7B).
  • control unit 30 waits for the angle B input from the calculation unit 20 to be the commutation angle c recorded in the measurement step (step 13).
  • a flow is performed (step 14). That is, a current is passed from the U phase to the W phase so that the U phase becomes the N pole and the W phase becomes the S pole (see FIG. 7C).
  • the control unit 30 performs the above measurement process based on the input from the calculation unit 20 during the actual operation by the commutation control described above (step 31), as shown in FIG.
  • a rotation angle is obtained with the measured value as a reference for the rotation position, and the system waits for the rotation angle to reach a preset target value (step 32).
  • the rotation of the rotor 11 is stopped by flowing through the coil 12 (step 33).
  • the reference of the rotational position may be, for example, the angle B calculated from the measured values of the magnetic detection units Hc and Hs in the state shown in FIG.
  • the rotation angle is calculated by converting the arctangent angle input from the calculation unit 20 into an absolute angle within one rotation of the rotor by calculation according to the positive / negative information of the magnetic detection unit Hc, Hs output (FIG. 5).
  • the target value is a rotation angle at which the rotor 11 is stopped, and may be stored in advance in a storage device (not shown).
  • the control method of the above-described three-phase brushless DC motor and the motor control device A using the control method highly accurate control can be performed.
  • the interval between the two-phase coils in the three-phase coil 12, the positional relationship between the three-phase coil 12 and the magnetic detectors Hc and Hs, and other dimensions vary for each lot or product.
  • the measurement value measured by the above measurement process for each product is used as the reference for the rotational position, so that the motor efficiency decreases due to the deviation of the commutation timing, or the rotational position control stops. It is possible to prevent the position accuracy from being lowered.
  • highly accurate control can be performed.
  • a two-phase three-slot three-phase brushless DC motor is configured, but other examples include four poles or more, six slots or more, etc. It is also possible to configure a phase brushless DC motor.
  • the number of poles and the number of slots the number of measurements and the switching phase of the energized phase in the measurement step described above, the number of commutations in the actual operation, the switching order of the energized phase, and the like are changed as appropriate. If necessary, the number of commutations from the initial position may be counted, and the count value may be used for calculating the rotation angle.
  • Hall elements are used for the magnetic detection units Hc and Hs as a relatively inexpensive aspect.
  • other examples of the magnetic detection units Hc and Hs include magnetoresistive elements and other rotation detections. It is also possible to use a sensor.

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Abstract

【課題】　２つのホール素子により駆動される三相ブラシレスＤＣモータについて、転流制御及び回転位置制御を高精度に行う。 【解決手段】　マグネットのＮ極とＳ極を周方向へ交互に配置したロータ１１と、該ロータ１１の周囲に配設された三相コイル１２と、該ロータ１１の周囲に周方向に間隔を置いて配置された二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓとを備えた三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、三相コイル１２のうちの二相のみに、一方をＮ極に他方をＳ極にするように駆動電力を通電することで、ロータ１１を静止させ、この静止状態で二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力をそれぞれ測定する測定工程を行い、この測定工程による測定値を回転位置の基準に用いて制御するようにした。

Description

三相ブラシレスＤＣモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置
　本発明は、三相ブラシレスＤＣモータの駆動電力を制御するようにした三相ブラシレスＤＣモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置に関するものである。
　従来、一般的な三相ブラシレスＤＣモータは、図１３に例示するように、マグネットを有するロータ１０１と、該ロータの周囲に配設されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル１０２と、１２０°毎に配置された３つのホールＩＣ（Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗ）とを備えている。そして、デジタル値が変化（例えば「１１０」から「０１０」等）する時点で、インバータにより駆動電力を転流（通電する相の切り換えやＳ極／Ｎ極の切り換え等）し、ロータ１０１を一方向へ回転させるようにしている。
　ところで、このような従来の三相ブラシレスＤＣモータを、サーボモータ等として回転位置制御に用いる場合には、ホールＩＣに加えてエンコーダ装置が必要になり、構成が複雑になるとともに製造コストも上昇する。
　そこで、２つのホール素子のアナログ信号を用いて、駆動電流を制御するようにした従来技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　しかしながら、このような構成においては、周方向におけるホール素子の位置やロータマグネットの位置、コイルの相間隔等、三相ブラシレスＤＣモータの各部の寸法ばらつきに起因して、ロータマグネットの機械的な回転位置と、２つのホール素子の出力から把握される回転位置との関係にずれが生じ、モータ効率が低下したり、回転位置制御する際の位置精度が低下したりするおそれがある。
　特に、例えばハウジングの外径が７ｍｍ以下の場合等、小型モータにおいては、前述の寸法ばらつき等の影響が大きく、工夫を要する。
特開平１０－８４６９０号公報
　本発明は上記従来事情に鑑みてなされたものであり、その課題とする処は、２つのホール素子により駆動される三相ブラシレスＤＣモータについて、高精度な制御を行うことができる三相ブラシレスＤＣモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置を提供することにある。
　上記課題を解決するための一手段は、マグネットのＮ極とＳ極を周方向へ交互に配置したロータと、ロータの周囲に配設された三相コイルと、ロータの周囲に周方向に間隔を置いて配置された二つの磁気検出部とを備えた三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、三相コイルのうちの二相のみに、一方をＮ極に他方をＳ極にするように駆動電力を通電する。これによって、ロータを静止させ、この静止状態で二つの磁気検出部の出力をそれぞれ測定する測定工程を行い、この測定工程による測定値を回転位置の基準に用いて制御するようにしたことを特徴とする。
　本発明は、以上説明したように構成されているので、２つのホール素子により駆動される三相ブラシレスＤＣモータについて、高精度な制御を行うことができる。
本発明に係る三相ブラシレスＤＣモータの制御方法を用いたモータ制御装置の一例を示すブロック図である。 同制御方法により制御される三相ブラシレスＤＣモータの一例を示す模式図である。 測定工程の一例を（ａ）～（ｆ）に順次に示す図である。 ロータ角度と二つの磁気検出部の出力との関係を示す表である。 二つの磁気検出部による測定値から逆正接角度及びロータの角度を計算した結果を示す表である。 図２の状態を０°としたロータ角度と、磁気検出部の測定値から計算したロータ角度との関係を示す表である。 本発明に係るモータ制御方法により三相ブラシレスＤＣモータを回転させた場合の説明図であり、（ａ）はロータ角度が０°、（ｂ）はロータ角度が３０°、（ｃ）はロータ角度が９０°の状態を示す。 本発明に係るモータ制御方法により三相ブラシレスＤＣモータを回転させた場合の説明図であり、（ｄ）はロータ角度が１５０°、（ｅ）はロータ角度が２１０°の状態を示す。 本発明に係るモータ制御方法により三相ブラシレスＤＣモータを回転させた場合の説明図であり、（ｆ）はロータ角度が２７０°、（ｇ）はロータ角度が３３０°の状態を示す。 測定工程の一例を示すフローチャートである。 実運転時の転流制御例を示すフローチャートである。 実運転時の回転位置制御例を示すフローチャートである。 従来方法により三相ブラシレスＤＣモータを回転させた場合の説明図である。
　本実施の形態の第一の特徴は、マグネットのＮ極とＳ極を周方向へ交互に配置したロータと、このロータの周囲に配設された三相コイルと、ロータの周囲に周方向に間隔を置いて配置された二つの磁気検出部とを備えた三相ブラシレスＤＣモータの制御方法に関する。より詳しくは、三相コイルのうちの二相のみに、一方をＮ極に他方をＳ極にするように駆動電力を通電することで、ロータを静止させ、この静止状態で二つの磁気検出部の出力をそれぞれ測定する測定工程を行い、この測定工程による測定値を回転位置の基準に用いて制御するようにしたものである。
　この構成によれば、測定工程による測定値を回転位置の基準としているため、製品毎に生じるモータ各部の寸法のばらつき等に起因して、転流制御や回転位置制御のタイミングがずれるのを防ぐことができる。
　第二の特徴としては、回転軸の摩擦やロータの慣性などの影響により測定値がばらつくのを防ぐために、ロータを強制的に１回転以上回転させた後に、測定工程を行うようにした。
　第三の特徴として、より具体的な手順とするために、測定工程では、Ｗ相をＮ極にＶ相をＳ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、Ｖ相をＳ極にＵ相をＮ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、Ｕ相をＮ極にＷ相をＳ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、Ｗ相をＳ極にＶ相をＮ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、Ｖ相をＮ極にＵ相をＳ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、Ｕ相をＳ極にＷ相をＮ極にして二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、を順次に行う。
　第四の特徴としては、三相コイルの駆動電力を転流制御してロータを回転させるようにした三相ブラシレスＤＣモータの制御方法であって、測定工程では、二つの磁気検出部による測定値から逆正接角度を求め、この逆正接角度をロータ１回転内の絶対角度に変換したものを転流角度とする。そして、転流制御では、ロータ１回転内の角度が転流角度になった際に転流を行う。
　第五の特徴としては、ロータの回転位置を制御するようにした三相ブラシレスＤＣモータの制御方法であって、ロータの回転中における二つの磁気検出部による出力値に基づき、測定工程による測定値を回転位置の基準とした回転角度を求め、この回転角度が目標値になった場合に、ロータの回転を制動するようにした。
　第六の特徴は、制御方法により三相ブラシレスＤＣモータを制御するモータ制御装置を構成した。
　第七の特徴は、特に効果的な態様として、三相コイルの外周を覆うハウジングの外径を７ｍｍ以下にした。
　次に、上記特徴を有する好ましい実施例を、図面に基づいて詳細に説明する。
　図１は、本発明に係る三相ブラシレスＤＣモータの制御方法を用いたモータ制御装置の一例を示すブロック図である。
　このモータ制御装置Ａは、モータ１０の磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力に基づき転流角度を計算する演算部２０と、該演算部２０の出力信号に基づきインバータ回路に駆動指令を発する制御部３０と、この制御部３０の駆動指令に基づき三相ブラシレスＤＣモータへ駆動電力を供給するインバータ回路４０とを備えている。
　モータ１０は、図２に示すように、マグネットのＮ極とＳ極を周方向へ交互に配置したロータ１１と、該ロータ１１の周囲に配設された三相コイル１２と、該ロータ１１の周囲に周方向に間隔を置いて配置された二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓと、三相コイル１２を内周面に固定したハウジング１３とを備えた三相ブラシレスＤＣモータである。
　ロータ１１は、長尺円筒状の２極のマグネット（永久磁石）により構成され、その径方向の一端側をＮ極とするとともに他端側をＳ極としている。
　このロータ１１の中心部には、長尺軸状のシャフト（図示せず）が固定され、該シャフトはその両端側もしくは一端側が軸受（図示せず）により回転自在に支持されている。
　三相コイル１２は、図２に示すように、Ｕ相コイル１２ｕ、Ｖ相コイル１２ｖ、Ｗ相コイル１２ｗの３つを、角度１２０°間隔となるように配置し、ハウジング１３の内周面に固定される。
　Ｕ相コイル１２ｕ、Ｖ相コイル１２ｖ、Ｗ相コイル１２ｗの各々は、コギングトルクの発生を抑制するために、各コイル内に磁性体コアを有さない構成とされる。
　そして、これらＵ相コイル１２ｕ、Ｖ相コイル１２ｖ、Ｗ相コイル１２ｗは、例えば、スター結線やデルタ結線等、周知のモータ結線方法により結線されている。
　また、ハウジング１３は、磁性材料（例えばパーマロイ等）から円筒状に形成されており、三相コイル１２によって生じる電磁力を強めるように作用する。
　このハウジング１３は、本実施例の作用効果を効果的に発揮する態様として、外径７ｍｍ以下のものを用いている。
　磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの各々は、磁束を検出し、その磁束に比例した電圧信号を出力するホール素子である。
　図示例によれば、一方の磁気検出部Ｈｓは、周方向においてＶ相コイル１２ｖとＷ相コイル１２ｗの間の中央となる位置（換言すればＵ相コイル１２ｕに対し１８０°間隔を置いて対向する位置）に配置される。
　他方の磁気検出部Ｈｃは、一方の磁気検出部Ｈｓに対し、Ｖ相コイル１２ｖ側（図示例によれば、反時計回り）に９０°間隔を置いて配置される。
　磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓは、それぞれ、数百ｍＶ以下のアナログ電圧を電圧信号として出力し、この電圧信号は、差動増幅回路などの増幅回路によって増幅する。本実施例では、図４に示すように０～５Ｖの範囲で増幅した電圧信号を得られるように構成した。
　また、演算部２０は、記憶装置及び演算処理回路等を具備した電子回路（例えばワンチップマイコン等）であり、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの各々から入力したアナログ電圧を演算処理する。
　この演算部２０は、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓからの入力があると、これら磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力電圧を、後述する式１に基づいて逆正接角度に変換し、この逆正接角度を制御部３０に入力する。
　制御部３０は、演算部２０から入力される信号に応じて、インバータ回路４０に３相の駆動指令を発する電子回路であり、例えば、記憶装置に記憶したプログラムを実行してＣＰＵを機能させるようにしたマイコン等により構成される。
　この制御部３０は、二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力から把握される回転角度に応じて、三相コイル１２の電流方向を変化させて（言い換えれば転流して）ロータ１１を回転させるように、インバータ回路４０に駆動指令を発する。
　インバータ回路４０は、制御部３０から入力した駆動指令に応じて、位相を１２０°ずらした三相交流を出力する電子回路である。
　このインバータ回路４０には、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式のインバータが用いられる。
　次に、モータ制御装置Ａを用いた三相ブラシレスＤＣモータの制御方法について詳細に説明する。
　この制御方法では、モータ１０を駆動回転させる前段階として、モータ１０を強制的に１回転以上回転させ、その直後に、三相コイル１２のうちの二相のみに、一方をＮ極に他方をＳ極にするように駆動電力を通電することで、ロータ１１を静止させ、この静止状態で二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力をそれぞれ測定する（以降、この工程を測定工程と称する。）。この測定工程は、通常、同一のモータについて、実運転の前に１回のみ行えばよいが、実運転の度にその前に行ったり、あるいは定期的に行ったりすることも可能である。
　そして、モータ１０を実運転する際には、この測定工程による測定値を転流の基準に用いた転流制御や、回転位置制御等が行われる。
　詳細に説明すれば、先ず、制御部３０によって所定の時間間隔で三相コイル１２の転流を行い、モータ１０を１回転程度、強制回転させる。この時間間隔は、モータ１０を所定の回転速度で１回転以上回転させるように、実験又は計算等によって予め求められた値を用いる。
　なお、図示例では、図２に示す位置を初期位置として、ロータ１１を１回転以上回転させるようにしている。
　次に、先の強制回転の直後に、図３及び図１０に示す測定工程が行われる。
　この測定工程では、先ず、ロータ１１を初期位置から約９０°回転した位置で静止するように、三相コイル１２のうちの二つの相を、転流を行わない通電状態に維持し（例えば図３（ａ）の例示によればＷ相コイル１２ｗをＮ極、Ｖ相コイル１２ｖをＳ極に維持し）、この静止状態のまま、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力電圧を測定する。
　次に、ロータ１１が静止状態から約６０°（換言すれば初期位置から約１５０°）回転した位置で静止するように、三相コイル１２のうちの二つの相を、転流を行わない通電状態に維持し（例えば図３（ｂ）の例示によればＶ相コイル１２ｖをＳ極、Ｕ相コイル１２ｕをＮ極に維持し）、この静止状態のまま、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力を測定する。
　以後、同様にして、通電する相や極を変化させて、ロータ１１を直前の静止状態から約６０°回転した位置で静止させる毎に、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力を測定する。
　すなわち、ロータ１１を前述のように静止させて磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力を測定する操作が、図３（ａ）～（ｆ）及び図１０ステップ１～６に示すように、計６回行われる。
　図４は、測定工程におけるロータ角度、磁気検出部Ｈｓの出力電圧、磁気検出部Ｈｃの出力電圧等の関係を表にしたものである。
　この表中の「通電パターン」において、「Ｗ→Ｖ」や「Ｕ→Ｖ」等は、「→」の左側に示す相のコイルがＮ極、同「→」の右側に示す相のコイルがＳ極になるように通電することを意味する。
　同表中、「ロータ角度」は、図２の状態を０°とした場合のロータ１１の機械的な角度であり、以降、角度Ａと称する場合もある。
　同表中、「Ｈｓ信号」は、磁気検出部Ｈｓの出力電圧であり、２．５Ｖを中心としたサインカーブ上に位置する。
　同表中、「Ｈｃ信号」は、磁気検出部Ｈｃの出力電圧であり、２．５Ｖを中心としたコサインカーブ上に位置する。
　次に、測定工程による測定値（図４参照）に基づき、実運転にて転流の基準にするための６つの転流角度ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆを求める（図１０のステップ７）。
　詳細に説明すれば、先ず、以下の式１に基づき逆正接角度を求める。
　逆正接角度（°）＝arctan((Ｈｓ信号－中心電圧）／(Ｈｃ信号－中心電圧））・・・式１
　ここで、中心電圧は、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力範囲の中心となる電圧であり、図示例によれば２．５Ｖである。
　この数式による計算の結果は、例えば、図５の表のようになる。
　図５の表中、２列目は、「Ｈｓ信号－中心電圧」の値を示し、０Ｖを中心としたサインカーブ上に位置する。
　また、図５の表中、３列目は、「Ｈｃ信号－中心電圧」の値を示し、０Ｖを中心としたコサインカーブ上に位置する。
　また、図５の表中、４列目の「逆正接角度」は、数式により求められた逆正接の角度である。図示例によれば、この角度は、通電パターンの変化に伴い、例えば、０°→６０°→－６０°→０°→６０°→－６０°のように変化する。なお、図５の表中の逆正接角度は、理論値を示しているが、実際の測定値に基づく逆正接角度は、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力電圧に応じて、表中の数値以外の数値になる場合がある。
　また、図５の表中、右端の列は、逆正接角度を、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの正負情報に応じた計算によってロータ１回転内の絶対角度に変換したものであり、回転位置制御の基準として用いる。以降、この絶対角度を、角度Ｂと称する場合もある。
　角度Ｂは、二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力値から計算される角度である。図示例の場合、角度Ｂは、角度Ａよりも９０°小さい角度になっている（図６参照）。
　なお、上述した強制回転及び演算工程等は、例えば、制御部３０内に組み込まれたプログラムにより、自動的に行えばよいが、他例としては、図示しない制御回路及び測定器を用いて手動で行うことも可能である。
　次に、モータ１０を実運転する際の制御について、図７及び図１１に基づいて詳細に説明する。
　例えば、図７（ａ）に示す位置を初期位置とし、ロータ１１を時計方向へ回転させる場合、先ず、Ｗ相がＮ極、Ｖ相がＳ極となるように、三相コイル１２への通電が行われる。
　そして、制御部３０は、演算部２０から入力された角度Ｂが、上記測定工程にて記録した転流角度ｂになるのを待ち（図１１：ステップ１１）、転流角度ｂになったならば転流を行う（ステップ１２）。すなわち、Ｕ相がＮ極、Ｖ相がＳ極になるように、Ｕ相からＶ相に向かって電流を流す（図７（ｂ）参照）。
　次に、制御部３０は、演算部２０から入力された角度Ｂが、上記測定工程にて記録した転流角度ｃになるのを待ち（ステップ１３）、転流角度ｃになったならば転流を行う（ステップ１４）。すなわち、Ｕ相がＮ極、Ｗ相がＳ極になるように、Ｕ相からＷ相に向かって電流を流す（図７（ｃ）参照）。
　以降、図７～９及び図１１に順次に示すように、二つの磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力値から計算される角度Ｂが、上記測定工程にて記録した次の転流角度になる毎に転流を行う処理を繰り返すことで、ロータ１１の回転が継続する。
　なお、図７～９中、「sin」は一方の磁気検出部Ｈｓを示し、「cos」は他方の磁気検出部Ｈｃを示す。
　また、図７～９中のグラフは、磁気検出部Ｈｓ，Ｈｃの出力波形を示し、同グラフ中の太い縦線は、その回転位置において、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの出力値から計算される回転角（角度Ｂ）を示す。
　また、モータ１０を回転位置制御する場合、制御部３０は、図１２に示すように、上述した転流制御による実運転中（ステップ３１）、演算部２０からの入力に基づき、上記測定工程による測定値を回転位置の基準とした回転角度を求め、この回転角度が予め設定された目標値になるのを待ち（ステップ３２）、目標値となった場合に、制動のための電流を三相コイル１２に流して、ロータ１１の回転を停止する（ステップ３３）。
　ここで、回転位置の基準は、例えば、図３（ａ）に示す状態の磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの測定値から計算される角度Ｂとすればよい。
　また、回転角度は、演算部２０から入力された逆正接角度を、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓ出力の正負情報に応じた計算によってロータ１回転内の絶対角度に変換することで算出される（図５参照）。
　また、目標値は、ロータ１１を停止させる回転角度であり、図示しない記憶装置に予め記憶されたものとすればよい。
　よって、上述した三相ブラシレスＤＣモータの制御方法及び該制御方法を用いたモータ制御装置Ａによれば、高精度な制御を行える。具体的には、ロット毎や製品毎に、三相コイル１２における二つの相のコイル間の間隔や、三相コイル１２と磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓとの位置関係、その他各部の寸法がばらついた場合でも、個々の製品毎に行う上記測定工程によって測定される測定値を回転位置の基準に用いるようにしているため、転流のタイミングのずれによりモータ効率が低下したり、回転位置制御における停止位置の精度が低下したりするのを防ぐことができる。また、特に比較的小径なモータを構成した場合でも、高精度な制御を行うことができる。
　なお、図示例によれば、２極３スロットの三相ブラシレスＤＣモータを構成しているが、他例としては、４極以上や６スロット以上等、図示例以外の極数及びスロット数の三相ブラシレスＤＣモータを構成することも可能である。
　この他例では、極数及びスロット数に応じて、上述した測定工程における測定回数および通電相の切り換え順序、実運転における転流の回数および通電相の切り換え順序等を適宜に変更する。また、必要に応じて、初期位置からの転流回数をカウントし、そのカウント値を回転角度の算出に用いてもよい。
　また、上記実施例では、比較的安価な態様として、磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓにホール素子を用いたが、これら磁気検出部Ｈｃ，Ｈｓの他例としては、磁気抵抗素子や、その他の回転検出センサを用いることも可能である。
　１０：モータ
　１１：ロータ
　１２：三相コイル
　１２ｕ：Ｕ相コイル
　１２ｖ：Ｖ相コイル
　１２ｗ：Ｗ相コイル
　１３：ハウジング
　２０：演算部
　３０：制御部
　４０：インバータ回路
　Ａ：モータ制御装置
　Ｈｃ，Ｈｓ：磁気検出部

Claims (7)

  1. 　マグネットのＮ極とＳ極を周方向へ交互に配置したロータと、該ロータの周囲に配設された三相コイルと、該ロータの周囲に周方向に間隔を置いて配置された二つの磁気検出部とを備えた三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、
    　前記三相コイルのうちの二相のみに、一方をＮ極に他方をＳ極にするように駆動電力を通電することで、前記ロータを静止させ、この静止状態で前記二つの磁気検出部の出力をそれぞれ測定する測定工程を行い、この測定工程による測定値を回転位置の基準に用いて制御するようにしたことを特徴とする三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
  2. 　前記ロータを強制的に１回転以上回転させた後に、前記測定工程を行うようにしたことを特徴とする請求項１記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
  3. 　前記測定工程では、
    　Ｗ相をＮ極にＶ相をＳ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、
    　Ｖ相をＳ極にＵ相をＮ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、
    　Ｕ相をＮ極にＷ相をＳ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、
    　Ｗ相をＳ極にＶ相をＮ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、
    　Ｖ相をＮ極にＵ相をＳ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、
    　Ｕ相をＳ極にＷ相をＮ極にして前記二つの磁気検出部の出力を測定する工程と、を順次に行うことを特徴とする請求項１又は２記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
  4. 　前記測定工程では、二つの磁気検出部による測定値から前記ロータの１回転内の絶対角度を求め、この絶対角度を転流角度とし、
    　前記転流制御では、前記ロータの１回転内の角度が前記転流角度になった際に転流を行うことを特徴とする請求項１～３何れか１項記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
  5. 　前記ロータの回転中における二つの磁気検出部による出力値に基づき、前記測定工程による測定値を回転位置の基準とした回転角度を求め、この回転角度が目標値になった場合に、前記ロータの回転を制動するようにしたことを特徴とする請求項１～４何れか１項記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
  6. 　請求項１～５何れか１項記載の制御方法により三相ブラシレスＤＣモータを制御するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
  7. 　前記三相コイルの外周を覆うハウジングの外径を７ｍｍ以下にしたことを特徴とする請求項６記載のモータ制御装置。
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