WO2016157469A1 - 無停電電源装置およびそれを用いた無停電電源システム - Google Patents

無停電電源装置およびそれを用いた無停電電源システム Download PDF

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power supply
transistors
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uninterruptible power
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PCT/JP2015/060327
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French (fr)
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一輝 西村
益永　博史
雅博 木下
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Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
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Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
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    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to an uninterruptible power supply and an uninterruptible power supply system using the same, and more particularly to a three-phase four-wire uninterruptible power supply and an uninterruptible power supply system using the same.
  • Patent Document 1 discloses a three-phase four-wire uninterruptible power supply system that supplies a three-phase AC voltage and a neutral point voltage to a load.
  • the uninterruptible power supply system includes a plurality of uninterruptible power supplies connected in parallel to a load.
  • Each uninterruptible power supply includes a converter that converts a three-phase AC voltage from an AC power source into a DC voltage, a capacitor that smoothes the DC voltage, an arm that generates a neutral point voltage based on the DC voltage, and a DC voltage And an inverter for converting into a three-phase AC voltage.
  • a battery that supplies a DC voltage to the arm and the inverter at the time of a power failure is connected to the capacitor.
  • Patent Document 2 discloses an uninterruptible power supply system including a plurality of uninterruptible power supply apparatuses connected in parallel to a load. A plurality of uninterruptible power supplies share a battery.
  • Each uninterruptible power supply includes a converter, an inverter, and a bidirectional chopper.
  • the converter converts AC power from an AC power source into DC power.
  • the inverter converts DC power into AC power and supplies it to the load.
  • the bi-directional chopper normally stores a part of the DC power generated by the converter in the battery when AC power is supplied from the AC power supply, and during a power failure when the AC power supply from the AC power supply is stopped. Supply the DC power of the battery to the load.
  • the neutral points of multiple uninterruptible power supply units are connected to each other.
  • the bidirectional chopper of each uninterruptible power supply is connected to the neutral point (see Fig. 2), if the bidirectional chopper fails and the battery and the neutral point are short-circuited, the battery passes through the neutral point. Current may flow through the load and other uninterruptible power supplies, causing the load and other uninterruptible power supplies to fail.
  • a main object of the present invention is to provide an uninterruptible power supply capable of preventing a load and other uninterruptible power supply from failing when a bidirectional chopper fails, and an uninterruptible power supply using the same Is to provide a system.
  • An uninterruptible power supply is a three-phase four-wire uninterruptible power supply that supplies a three-phase AC voltage and a neutral point voltage to a load.
  • An inverter that converts to a three-phase AC voltage and supplies it to a load, and a bidirectional chopper connected between the first and second DC buses and the power storage device are provided.
  • the first DC voltage is higher than the second DC voltage
  • the third DC voltage is an intermediate voltage between the first and second DC voltages and is supplied to the load as a neutral point voltage.
  • the bidirectional chopper includes a third and fourth capacitor connected in series between the first and second DC buses, and a first node between the first DC bus and the third and fourth capacitors.
  • First and second transistors connected in series to each other, third and fourth transistors connected in series between the first node and the second DC bus, and first to fourth transistors respectively.
  • a first coil connected in reverse parallel; a first coil connected between a second node between the first and second transistors and a positive electrode of the power storage device; and a power storage device.
  • a normal mode reactor having a second coil connected between the negative electrode of the first and third nodes between the third and fourth transistors.
  • the uninterruptible power supply further executes a charging mode in which the first and fourth transistors are alternately turned on to charge the power storage device during normal times when a three-phase AC voltage is supplied from the commercial AC power supply.
  • a control device is provided that executes a discharge mode in which the second and third transistors are alternately turned on to discharge the power storage device. In the discharge mode, the control device controls the on-time of at least one of the second and third transistors so that the voltages between the terminals of the third and fourth capacitors match.
  • the bidirectional chopper is not connected to the third DC bus, even if the second transistor fails and is short-circuited, the load from the battery and other uninterruptible power supplies. Current does not flow through the power supply and the load and other uninterruptible power supplies do not fail. Furthermore, in the discharge mode, the on-time of at least one of the second and third transistors is controlled so that the voltages between the terminals of the third and fourth capacitors match, so that the third and second transistors The terminal voltage of one of the four capacitors does not become excessive.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a power converter illustrated in FIG. 2. It is a time chart which shows the waveform of the PWM signal for controlling the inverter shown in FIG.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration of the bidirectional chopper shown in FIG. 2.
  • FIG. 6 is a circuit block diagram which shows the structure of the uninterruptible power supply device contained in the uninterruptible power supply system by one embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of a three-phase four-wire uninterruptible power supply system as a comparative example of the present invention.
  • this uninterruptible power supply system includes N (N is an integer of 2 or more) uninterruptible power supply devices (UPS) U1 to UN and a battery (power storage device) 3.
  • N is an integer of 2 or more
  • UPS uninterruptible power supply devices
  • Uninterruptible power supply devices U1 to UN are connected in parallel between commercial AC power supply 1 and load 2, and share one battery 3.
  • the commercial AC power supply 1 is a three-phase three-wire system and supplies three-phase AC power to each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN.
  • Each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN supplies three-phase AC power to the load 2 in a three-phase four-wire system.
  • the three-phase three-wire system is a power feeding method that supplies three-phase AC power using three wires to which a three-phase AC voltage is applied.
  • the three-phase four-wire system is a power feeding system that supplies three-phase AC power using four wires to which a three-phase AC voltage and a neutral point voltage are applied.
  • the commercial AC power supply 1 supplies the commercial frequency three-phase AC voltages VU, VV, and VW to each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN.
  • Each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN receives a three-phase AC voltage VU, VV, VW from a commercial AC power source 1, and loads a three-phase AC voltage VR, VS, VT of a commercial frequency and a neutral point voltage VN 2 Output to.
  • the number N of uninterruptible power supply units U1 to UN is such that, for example, even if one uninterruptible power supply unit fails, the operation of load 2 can be continued by the remaining (N-1) uninterruptible power supply units. Is selected.
  • the battery 3 stores DC power. A capacitor may be connected instead of the battery 3.
  • each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN receives the three-phase AC power supplied from the commercial AC power source 1 in a three-phase three-wire system.
  • the DC power is converted into DC power, and the DC power is supplied to the battery 3, and is converted into three-phase AC power and supplied to the load 2.
  • the load 2 is driven by three-phase AC power supplied from the uninterruptible power supply devices U1 to UN by a three-phase four-wire system.
  • the current consumption of the load 2 is equally shared by the N uninterruptible power supply devices U1 to UN.
  • each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN converts the DC power of the battery 3 into three-phase AC power and supplies it to the load 2 . Therefore, the operation of the load 2 can be continued during the period in which the DC power is stored in the battery 3.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the uninterruptible power supply U1.
  • the uninterruptible power supply devices U1 to UN have the same configuration.
  • the uninterruptible power supply U1 includes input terminals TIa, TIb, TIc, output terminals TOa, TOb, TOc, TOd, and battery terminals TBP, TBN.
  • Input terminals TIa, TIb, and TIc receive commercial frequency three-phase AC voltages VU, VV, and VW from commercial AC power supply 1, respectively.
  • the input terminals TIa of the uninterruptible power supply devices U1 to UN are connected to each other, their input terminals TIb are connected to each other, and their input terminals TIc are connected to each other.
  • the output terminals TOa, TOb, TOc, and TOd are provided to output the commercial frequency three-phase AC voltages VR, VS, VT and the neutral point voltage VN to the load 2, respectively.
  • the output terminals TOa of the uninterruptible power supply devices U1 to UN are connected to each other, their output terminals TOb are connected to each other, their output terminals TOc are connected to each other, and their output terminals TOd are connected to each other.
  • the battery terminals TBP and TBN are connected to the positive electrode and the negative electrode of the battery 3, respectively.
  • the battery terminals TBP of the uninterruptible power supply devices U1 to UN are connected to each other, and the battery terminals TBN are connected to each other.
  • the uninterruptible power supply U1 further includes switches S1 to S8, an input filter 10, current detectors CD1 to CD6, power converters 21 to 23, a bidirectional chopper 24, and an output filter 30.
  • One terminals of the switches S1 to S3 are connected to the input terminals TIa, TIb, and TIc, respectively, and the other terminals are connected to the input filter 10.
  • Switches S1 to S3 are normally turned on, and are turned off, for example, during maintenance of uninterruptible power supply U1.
  • the input filter 10 includes reactors 11 to 13 and capacitors 14 to 16.
  • Reactors 11 to 13 have one terminals connected to the other terminals of switches S1 to S3, respectively, and reactors 11 to 13 have the other terminals connected to input terminals 21a to 23a of power converters 21 to 23, respectively.
  • One terminals of capacitors 15-16 are connected to one terminals of reactors 11-13, respectively, and the other terminals of capacitors 15-16 are all connected to neutral point NP.
  • Reactors 11 to 13 and capacitors 14 to 16 constitute a low-pass filter.
  • the input filter 10 passes the commercial frequency three-phase AC power from the commercial AC power source 1 to the power converters 21 to 23, and the switching frequency signal generated by the power converters 21 to 23 passes to the commercial AC power source 1 side. To prevent.
  • the current detectors CD1 to CD3 detect instantaneous values of currents flowing from the commercial AC power source 1 to the input terminals 21a to 23a of the power converters 21 to 23, respectively, and send signals indicating the detected values to a control device (not shown). Output.
  • the control device for example, makes the phase of the AC voltages VU, VV, VW coincide with the phase of the current detected by the current detectors CD1 to CD3, that is, the power factor becomes 1.0.
  • the power converters 21 to 23 are controlled.
  • the power converters 21 to 23 convert the three-phase AC power supplied from the commercial AC power source 1 to the input terminals 21a to 23a into DC power when the three-phase AC power is normally supplied from the commercial AC power source 1.
  • the DC power is supplied to the battery 3 via the bidirectional chopper 24, and the DC power is converted into three-phase AC power and output to the output terminals 21b to 23b.
  • the power converters 21 to 23 convert the DC power supplied from the battery 3 via the bidirectional chopper 24 into the three-phase AC power during a power failure when the supply of the three-phase AC power from the commercial AC power supply 1 is stopped. And output to the output terminals 21b to 23b.
  • the power converters 21 to 23 normally convert the three-phase AC voltages VU, VV, and VW supplied from the commercial AC power source 1 to the input terminals 21a to 23a into DC voltages V1 to V3.
  • the DC voltages V1 to V3 are converted into three-phase AC voltages V4a to V4c and output to the output terminals 21b to 23b.
  • power converters 21 to 23 convert DC voltages V1 to V3 generated by DC power supplied from bidirectional chopper 24 into three-phase AC voltages V4a to V4c and output them to output terminals 21b to 23b. .
  • the bidirectional chopper 24 includes five terminals T1 to T3. Terminals T1 to T3 receive DC voltages V1 to V3 generated by power converters 21 to 23, respectively. One terminals of the switches S7 and S8 are connected to the terminals T4 and T5, respectively, and the other terminals of the switches S7 and S8 are connected to the battery terminals TBP and TBN, respectively. Battery terminals TBP and TBN are connected to the positive electrode and the negative electrode of battery 3, respectively. Switches S7 and S8 are normally turned on, and are turned off during maintenance of uninterruptible power supply U1 or battery 3, for example.
  • the bidirectional chopper 24 stores the DC power generated by the power converters 21 to 23 in the battery 3 in the normal time when the three-phase AC power is supplied from the commercial AC power source 1, and the three-phase AC power from the commercial AC power source 1. At the time of a power failure in which the supply of AC power is stopped, the DC power of the battery 3 is applied to the power converters 21 to 23.
  • the bidirectional chopper 24 boosts the voltage VB between the terminals of the battery 3 to generate a DC voltage VDC, supplies the DC voltage VDC to the power converters 21 to 23, and discharges the battery 3.
  • Current detectors CD4 to CD6 detect instantaneous values of output currents of power converters 21 to 23, respectively. Detection values of the current detectors CD4 to CD6 are given to a control device (not shown). The control device (not shown) communicates with the other uninterruptible power supply devices U2 to UN, and the load current is equally shared by the uninterruptible power supply devices U1 to UN based on the detection values of the current detectors CD4 to CD6. Thus, the power converters 21 to 23 are controlled.
  • the output filter 30 includes reactors 31 to 33 and capacitors 34 to 36.
  • One terminals of reactors 31-33 are connected to output terminals 21b-23b of power converters 21-23, respectively.
  • One terminals of capacitors 34 to 36 are connected to the other terminals of reactors 31 to 33, respectively, and the other terminals of capacitors 34 to 36 are all connected to neutral point NP.
  • the neutral point NP is connected to the output terminal TOd and is connected to the terminal T3 via the wiring LN. Therefore, the DC voltage V3 is output to the output terminal TOd as the neutral point voltage VN.
  • Reactors 31 to 33 and capacitors 34 to 36 constitute a low-pass filter.
  • the output filter 30 allows the commercial frequency three-phase AC power generated by the power converters 21 to 23 to pass through the load 2, and allows the switching frequency signal generated by the power converters 21 to 23 to pass through the load 2. To prevent. In other words, the output filter 30 converts the AC voltages V4a to V4c generated by the power converters 21 to 23 into sinusoidal three-phase AC voltages VR, VS, and VT and supplies them to the load 2.
  • the one terminals of the switches S4 to S6 are connected to the other terminals of the reactors 31 to 33, respectively, and the other terminals of the switches S4 to S6 are connected to the output terminals TOa to TOc, respectively.
  • Switches S4 to S6 are normally turned on, for example, turned off during maintenance of uninterruptible power supply U1.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of the power converter 21.
  • a power converter 21 includes an input terminal 21a, a converter 40, a DC positive bus L1, a DC negative bus L2, a DC neutral point bus L3, capacitors C1 and C2, fuses F1 to F3, an inverter 41, and an output terminal. 21b is included.
  • the power converter 21 is controlled by the control device 42.
  • the control device 42 detects the instantaneous value of the AC voltage VU applied to the input terminal 21a, the instantaneous value of the DC voltages V1 to V3 of the buses L1 to L3, the instantaneous value of the voltage VO of the output terminal TOa, and the detection of the current detectors CD11 and CD4. Based on the values and the like, PWM (pulse width modulation) signals ⁇ 1 to ⁇ 8 for controlling the converter 40 and the inverter 41 are generated.
  • Converter 40 includes transistors Q1-Q4 and diodes D1-D4.
  • Each of the transistors Q1 to Q4 is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • Transistor Q1 has a collector connected to DC positive bus L1 and an emitter connected to input terminal 21a.
  • the anode of the diode D1 is connected to the input terminal 21a, and the cathode is connected to the DC positive bus L1. That is, the diode D1 is connected in antiparallel to the transistor Q1.
  • the collector of the transistor Q2 is connected to the input terminal 21a, and its emitter is connected to the DC negative bus L2.
  • the anode of the diode D2 is connected to the DC negative bus L2, and the cathode thereof is connected to the input terminal 21a. That is, the diode D2 is connected in antiparallel to the transistor Q2.
  • the collectors of the transistors Q3 and Q4 are connected to each other, and the emitters of the transistors Q3 and Q4 are connected to the input terminal 21a and the DC neutral point bus L3, respectively.
  • the cathodes of diodes D3 and D4 are both connected to the emitters of transistors Q3 and Q4, and the anodes thereof are connected to input terminal 21a and DC neutral point bus L3, respectively. That is, the diodes D3 and D4 are connected in antiparallel to the transistors Q3 and Q4, respectively.
  • Transistors Q3 and Q4 and diodes D3 and D4 constitute a bidirectional switch.
  • the gates of the transistors Q1 to Q4 receive the PWM signals ⁇ 1 to ⁇ 4 from the control device 42.
  • the PWM signals ⁇ 1 to ⁇ 4 are generated in synchronization with the AC voltage VU and have a frequency sufficiently higher than the AC voltage VU.
  • the PWM signals ⁇ 1 and ⁇ 4 are complementary signals, and the PWM signals ⁇ 2 and ⁇ 3 are complementary signals.
  • PWM signals ⁇ 1 and ⁇ 4 are alternately set to “H” level, and PWM signals ⁇ 2 and ⁇ 3 are fixed to “L” level and “H” level, respectively. . Therefore, transistors Q1 and Q4 are alternately turned on, and transistors Q2 and Q3 are fixed to an off state and an on state, respectively.
  • PWM signals ⁇ 2 and ⁇ 3 are alternately set to “H” level, and PWM signals ⁇ 1 and ⁇ 4 are fixed to “L” level and “H” level, respectively. Therefore, transistors Q2 and Q3 are alternately turned on, and transistors Q1 and Q4 are fixed to an off state and an on state, respectively.
  • Control device 42 controls the duty ratio of PWM signals ⁇ 1 to ⁇ 4 in synchronization with AC voltage VU, and converts AC voltage VU into DC voltages V1 to V3.
  • DC voltages V1-V3 are applied to DC positive bus L1, DC negative bus L2, and DC neutral point bus L3, respectively.
  • V1> V3> V2 and V3 (V1 + V2) / 2. If DC neutral point bus L3 is grounded, DC voltages V1 to V3 become positive voltage, negative voltage, and 0V, respectively.
  • the control device 42 controls the transistors Q1 to Q4 of the converter 40 to convert the AC voltage VU into the DC voltages V1 to V3.
  • the transistors Q1 to Q4 are fixed to the off state and the operation of the converter 40 is stopped.
  • the one terminals of the fuses F1 to F3 are connected to the buses L1 to L3, respectively.
  • the other terminals of fuses F1 and F2 are connected to terminals T1 and T2 of bidirectional chopper 24, respectively, and the other terminal of fuse F3 is connected to neutral point NP.
  • the neutral point NP is connected to the output terminal TOd and also connected to the terminal T3 of the bidirectional chopper 24 via the wiring LN.
  • the fuses F1 to F3 are blown when an overcurrent flows between the bus L1 and the terminal T1, between the bus L2 and the terminal T2, and between the bus L3 and the neutral point NP, and protects the uninterruptible power supply U1.
  • Capacitor C1 is connected between the other terminals of fuses F1 and F3, and smoothes and stabilizes the DC voltage between buses L1 and L3.
  • Capacitor C2 is connected between the other terminals of fuses F3 and F2, and smoothes and stabilizes the DC voltage between buses L3 and L2.
  • Inverter 41 includes transistors Q5-Q8 and diodes D5-D8. Each of transistors Q5-Q8 is, for example, an IGBT. Transistor Q5 has a collector connected to DC positive bus L1 and an emitter connected to output terminal 21b. The anode of the diode D5 is connected to the output terminal 21b, and the cathode is connected to the DC positive bus L1.
  • the collector of the transistor Q6 is connected to the output terminal 21b, and its emitter is connected to the DC negative bus L2.
  • the anode of the diode D6 is connected to the DC negative bus L2, and the cathode thereof is connected to the output terminal 21b. That is, the diodes D5 and D6 are connected in antiparallel to the transistors Q5 and Q6, respectively.
  • the collectors of the transistors Q7 and Q8 are connected to each other, and the emitters of the transistors Q7 and Q8 are connected to the DC neutral point bus L3 and the output terminal 21b, respectively.
  • the cathodes of diodes D7 and D8 are both connected to the collectors of transistors Q7 and Q8, and their anodes are connected to DC neutral point bus L3 and output terminal T14, respectively. That is, the diodes D7 and D8 are connected in antiparallel to the transistors Q7 and Q8, respectively.
  • Transistors Q7 and Q8 and diodes D7 and D8 constitute a bidirectional switch.
  • Transistors Q5-Q8 have their gates receiving PWM signals ⁇ 5- ⁇ 8 from control device 42.
  • 4 (a) to 4 (e) are diagrams showing a method of generating PWM signals ⁇ 5 to ⁇ 8 and waveforms.
  • 4A shows waveforms of the sine wave command value signal CM, the positive triangular wave carrier signal CA1, and the negative triangular wave carrier signal CA2, and
  • FIGS. 4B to 4E show PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 8, respectively. , ⁇ 7, ⁇ 6 waveforms.
  • the frequency of the sine wave command value signal CM is, for example, a commercial frequency.
  • the sine wave command value signal CM is synchronized with the AC voltage VU.
  • the periods and phases of carrier signals CA1 and CA2 are the same.
  • the cycle of carrier signals CA1 and CA2 is sufficiently smaller than the cycle of sine wave command value signal CM.
  • the level of the sine wave command value signal CM and the level of the positive triangular wave carrier signal CA1 are compared.
  • PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 7 are set to “H” level and “L” level, respectively.
  • PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 7 are set to “L” level and “H” level, respectively.
  • the PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 7 are alternately set to the “H” level in synchronization with the carrier signal CA1, and the transistors Q5 and Q7 are alternately turned on. Further, during the period in which the level of the sine wave command value signal CM is negative, the PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 7 are fixed to the “L” level and the “H” level, respectively, the transistor Q5 is fixed to the off state, and the transistor Q7 is Fixed to the on state.
  • the level of the sine wave command value signal CM and the level of the negative triangular wave carrier signal CA2 are compared.
  • PWM signals ⁇ 6 and ⁇ 8 are set to “L” level and “H” level, respectively.
  • the PWM signals ⁇ 6 and ⁇ 8 are set to the “H” level and the “L” level, respectively.
  • the PWM signals ⁇ 6 and ⁇ 8 are fixed to the “L” level and the “H” level, respectively, the transistor Q6 is fixed to the off state, and the transistor Q8 is Fixed to the on state. Further, during a period in which the level of the sine wave command value signal CM is negative, the PWM signals ⁇ 6 and ⁇ 8 are alternately set to the “H” level in synchronization with the carrier signal CA2, and the transistors Q6 and Q8 are alternately turned on.
  • the ratio of the time during which the PWM signal is set to the “H” level within one cycle and the time during one cycle of the PWM signal is called the duty ratio.
  • the duty ratio of the PWM signal ⁇ 5 becomes maximum near the positive peak (90 degrees) of the sine wave command value signal CM during the period in which the level of the sine wave command value signal CM is positive, and decreases as it deviates from the peak. It is 0 near 0 and 180 degrees.
  • the duty ratio of the PWM signal ⁇ 5 is fixed to 0 during a period in which the level of the sine wave command value signal CM is negative.
  • the PWM signal ⁇ 7 is a complementary signal of the PWM signal ⁇ 5.
  • the duty ratio of the PWM signal ⁇ 6 is fixed to 0 during a period in which the level of the sine wave command value signal CM is positive.
  • the duty ratio of the PWM signal ⁇ 6 becomes maximum near the negative peak (270 degrees) of the sine wave command value signal CM, decreases as it deviates from the peak, and becomes zero near 180 degrees and 360 degrees.
  • the PWM signal ⁇ 8 is a complementary signal of the PWM signal ⁇ 6.
  • PWM signals ⁇ 5 and ⁇ 7 are alternately set to “H” level, and PWM signals ⁇ 6 and ⁇ 8 are fixed to “L” level and “H” level, respectively. . Therefore, transistors Q5 and Q7 are alternately turned on, and transistors Q6 and Q8 are fixed to an off state and an on state, respectively.
  • the configuration of the power converters 22 and 23 is the same as the configuration of the power converter 21.
  • the power converter 22 is controlled in synchronization with the AC voltage VV, and outputs the AC voltage V4b in synchronization with the AC voltage VV to the output terminal 22b.
  • the power converter 23 is controlled in synchronization with the AC voltage VW, and outputs an AC voltage V4c synchronized with the AC voltage VW to the output terminal 22c.
  • the input filter 10 and the converters 40 of the power converters 21 to 23 constitute a three-phase converter that converts the three-phase AC voltages VU, VV, and VW supplied from the commercial AC power source 1 into DC voltages V1 to V3.
  • the inverter 41 and the output filter 30 of the power converters 21 to 23 constitute a three-phase inverter that converts the DC voltages V1 to V3 into three-phase AC voltages VR, VS, and VT and supplies them to the load 2.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram showing the configuration of the bidirectional chopper 24.
  • the bidirectional chopper 24 includes terminals T1 to T5, capacitors C11 and C12, transistors Q11 to Q14, diodes D11 to D14, a normal mode reactor 50, and fuses F11 and F12.
  • Normal mode reactor 50 includes two coils 51 and 52.
  • the bidirectional chopper 24 is controlled by the control device 53.
  • PWM signals ⁇ 11 to ⁇ 14 are generated.
  • Terminals T1 and T2 are connected to DC positive bus L1 and DC negative bus L2 of power converters 21 to 23, respectively.
  • the terminal T3 is connected to the neutral point NP via the wiring LN.
  • Neutral point NP is connected to DC neutral point bus L3 of each of power converters 21 to 23 and to output terminal TOd.
  • Terminal T4 is connected to the positive electrode of battery 3 via switch S7 and battery terminal TBP.
  • Terminal T5 is connected to the negative electrode of battery 3 via switch S8 and battery terminal TBN.
  • the capacitor C11 is connected between the terminals T1 and T3, and smoothes and stabilizes the voltage between the terminals T1 and T3.
  • the capacitor C12 is connected between the terminals T3 and T2, and smoothes and stabilizes the voltage between the terminals T3 and T2.
  • Capacitors C11 and C12 are charged to the same voltage as capacitors C1 and C2 of power converters 21 to 23, respectively.
  • Each of the transistors Q11 to Q14 is, for example, an IGBT.
  • Transistors Q11 and Q12 are connected in series between terminals T1 and T3, and transistors Q13 and Q14 are connected in series between terminals T3 and T2.
  • Diodes D11-D14 are connected in antiparallel to transistors Q11-Q14, respectively.
  • One terminal of the coil 51 is connected to the node N1 between the transistors Q11 and Q12, and the other terminal is connected to the terminal T4 via the fuse F11.
  • One terminal of the coil 52 is connected to the terminal T5 via the fuse F12, and the other terminal is connected to a node N2 between the transistors Q13 and Q14.
  • the fuses F11 and F12 are blown when an overcurrent flows to protect the battery 3, the bidirectional chopper 24, and the like.
  • the duty ratios of the PWM signals ⁇ 11 and ⁇ 14 are controlled so that the inter-terminal voltage VB of the battery 3 becomes a predetermined target voltage VBT.
  • Increasing the duty ratio of the PWM signals ⁇ 11 and ⁇ 14 increases the current flowing from the capacitors C11 and C12 to the battery 3, and decreasing the duty ratio of the PWM signals ⁇ 11 and ⁇ 14 decreases the current flowing from the capacitors C11 and C12 to the battery 3.
  • the PWM signals ⁇ 12 to ⁇ 14 are set to “L” level to turn off the transistors Q12 to Q14, and the PWM signal ⁇ 11 is set to “H” level to turn on the transistor Q11.
  • the battery 3 is charged.
  • the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 are set to “L” level to turn off the transistors Q12 and Q13, and the PWM signals ⁇ 11 and ⁇ 14 are set to “H” level to turn on the transistors Q11 and Q14.
  • current flows from the terminal T1 to the terminal T2 via the transistor Q11, the coil 51, the fuse F11, the switch S7, the battery 3, the switch S8, the fuse F12, the coil 52, and the transistor Q14, and the capacitors C1, C2, C11, C12 is discharged and the battery 3 is charged.
  • the PWM signals ⁇ 11 to ⁇ 13 are set to “L” level to turn off the transistors Q11 to Q13, and the PWM signal ⁇ 14 is set to “H” level to turn on the transistor Q14.
  • the PWM signal ⁇ 14 is set to “H” level to turn on the transistor Q14.
  • the first battery charging mode and the third battery charging mode are performed alternately.
  • the PWM signals ⁇ 11 to ⁇ 14 are set to the “L” level, the transistors Q11 to Q14 are turned off, and the electromagnetic energy stored in the coils 51 and 52 is released. Then, current flows through the path of the diode D12, the coil 51, the fuse F11, the switch S7, the battery 3, the switch S8, the fuse F12, the coil 52, and the diode D13, and the battery 3 is charged.
  • the second battery charging mode is a mode in which the first battery charging mode and the third battery charging mode overlap.
  • VDC V1 ⁇ V2
  • Increasing the duty ratio of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 increases the current flowing from the battery 3 to the capacitors C11 and C12
  • decreasing the duty ratio of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 decreases the current flowing from the battery 3 to the capacitors C11 and C12.
  • PWM signals ⁇ 11, ⁇ 13, and ⁇ 14 are set to “L” level to turn off transistors Q11, Q13, and Q14, and PWM signal ⁇ 12 is set to “H” level to set transistor Q12 to Turned on.
  • the PWM signals ⁇ 11 to ⁇ 14 are set to the “L” level, and the transistors Q11 to Q14 are turned off. Thereby, current flows from the positive electrode of the battery 3 to the negative electrode of the battery 3 via the switch S7, the fuse F11, the coil 51, the diode D11, the capacitors C1, C2, C11, C12, the diode D14, the coil 52, the fuse F12, and the switch S8. The electromagnetic energy stored in the coils 51 and 52 is released, and the battery 3 is discharged to charge the capacitors C1, C2, C11, and C12.
  • the PWM signals ⁇ 11, ⁇ 12, ⁇ 14 are set to “L” level to turn off the transistors Q11, Q12, Q14, and the PWM signal ⁇ 13 is set to “H” level to turn on the transistor Q13.
  • the switch S7 the fuse F11, the coil 51, the diode D11, the capacitors C1 and C11, the transistor Q13, the coil 52, the fuse F12, and the switch S8.
  • the battery 3 is discharged and the capacitors C1 and C11 are charged.
  • the first battery discharge mode and the third battery discharge mode are performed alternately.
  • the voltage V1-V2 between the terminals T1 and T2 is lower than the voltage VB between the terminals of the battery 3 during the period between the first battery discharge mode and the third battery discharge mode, the second battery discharge mode is Done.
  • the operation of the uninterruptible power supply U1 shown in FIGS. 1 to 5 will be described.
  • the three-phase AC voltages VU, VV, and VW from the commercial AC power source 1 are converted into power converters via the switches S1 to S3 and the input filter 10. 21 to 23.
  • Three-phase AC voltages VU, VV, VW are converted into DC voltages V1-V3 by converters 40 of power converters 21-23.
  • the DC power generated by the converter 40 is stored in the battery 3 via the bidirectional chopper 24 and the switches S7 and S8 and supplied to the inverter 41.
  • the inverter 41 has a commercial frequency. Converted to AC power.
  • the three-phase AC voltages V4a to V4c generated by the inverters 41 of the power converters 21 to 23 are converted into sinusoidal three-phase AC voltages VR, VS, and VT by the output filter 30 and loaded via the switches S4 to S6. 2 is supplied.
  • the DC voltage V3 generated by the power converters 21 to 23 is supplied to the load 2 as a neutral point voltage VN.
  • the load 2 is driven by three-phase AC voltages VU, VV, VW and a neutral point voltage VN, that is, AC power supplied in a three-phase four-wire system.
  • the three-phase AC voltages V4a to V4c generated by the inverters 41 of the power converters 21 to 23 are converted into sinusoidal three-phase AC voltages VR, VS, and VT by the output filter 30 and loaded via the switches S4 to S6. 2 is supplied. Further, the DC voltage V3 of the DC neutral point bus L3 of the power converters 21 to 23 is supplied to the load 2 as the neutral point voltage VN.
  • the load 2 is driven by a three-phase AC voltage VR, VS, VT and a neutral point voltage VN, that is, an AC power supplied in a three-phase four-wire system.
  • the problems of the uninterruptible power supply system of the comparative example will be described.
  • the transistor Q12 of the bidirectional chopper 24 of the uninterruptible power supply U1 has failed and is short-circuited.
  • the fuse F11, the coil 51, the transistor Q12, the wiring LN, the neutral point NP, and the output terminal TOd Current flows.
  • the current flowing into the output terminal TOd of the uninterruptible power supply U2 is supplied to the battery 3 via the neutral point NP, the wiring LN, the capacitor C12 of the bidirectional chopper 24, the diode D14, the coil 52, the fuse F12, and the switch S8. Flows into the negative electrode. Therefore, the DC power of the battery 3 is discharged, and the load 2 and other uninterruptible power supply devices U2 to UN may break down.
  • the present invention can solve this problem.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of uninterruptible power supply 60 included in the uninterruptible power supply system according to the embodiment of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG.
  • the uninterruptible power supply system of the present embodiment is obtained by replacing each of the uninterruptible power supply devices U1 to UN shown in FIG.
  • the neutral point NP and the terminal T3 of the bidirectional chopper 24 are connected by the wiring LN (see FIG. 2), but in the uninterruptible power supply 60 of the present embodiment, There is no wiring connecting between the neutral point NP and the terminal T3 of the bidirectional chopper 24 (see FIG. 6). Therefore, even when the transistor Q12 of the bidirectional chopper 24 fails and is short-circuited, current does not flow from the battery 3 to the load 2 and the other uninterruptible power supply 60 via the failed transistor Q12.
  • the on-time of the transistors Q12 and Q13 is controlled so that the voltage V11 between the terminals of the capacitor C11 and the voltage V12 between the terminals of the capacitor C12 coincide with each other during discharging.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram showing the bidirectional chopper 24 and parts related to the control thereof, and is a diagram to be compared with FIG.
  • a control device 63 and voltage detectors 61 and 62 are provided to control the bidirectional chopper 24.
  • the voltage detector 61 detects the instantaneous value of the terminal voltage V11 of the capacitor C11 and gives a signal indicating the detected value to the control device 63.
  • the voltage detector 62 detects an instantaneous value of the terminal voltage V12 of the capacitor C12 and gives a signal indicating the detected value to the control device 63.
  • the control device 63 alternately turns on the transistors Q11 and Q14 by alternately setting the PWM signals ⁇ 11 and ⁇ 14 to the “H” level in the charging mode in which the battery 3 is charged with DC power.
  • the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 are alternately set to the “H” level to turn on the transistors Q12 and 13 alternately.
  • control device 63 differs from the control device 53 of the comparative example in the following points. That is, the control device 53 of the comparative example controls the duty ratios of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 so that the DC voltage VDC between the terminals T1 and T2 becomes the target voltage VDCT in the discharge mode. In the comparative example, the duty ratios of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 have the same value.
  • the DC voltage VDC between the terminals T1 and T2 becomes the target voltage VDCT, and the terminal voltage V11 of the capacitor C11 and the terminal voltage V12 of the capacitor C12.
  • V11 V12
  • V11 ⁇ V12 the duty ratios of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 do not become the same value.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a part related to discharging of the battery 3 in the control device 63.
  • the control device 63 includes subtracters 70, 71 and 75, controllers (PI) 72 and 73, an adder 74, triangular wave generators 76 and 77, and comparators 78 and 79.
  • Controller 72 performs, for example, PI control (proportional and integral control) on current command value IC1 to generate voltage command value VC1.
  • the subtracter 71 generates a current command value IC2 by subtracting the detected value of the terminal voltage V12 of the capacitor C12 from the detected value of the terminal voltage V11 of the capacitor C11.
  • Controller 73 performs, for example, PI control (proportional and integral control) on current command value IC2 to generate voltage command value VC2.
  • the adder 74 adds the voltage command value VC1 and the voltage command value VC2 to generate the voltage command value VC11.
  • Adder 75 subtracts voltage command value VC2 from voltage command value VC1 to generate voltage command value VC12.
  • the triangular wave generator 76 generates a triangular wave signal CA11 having a frequency sufficiently higher than the commercial frequency.
  • the triangular wave generator 77 generates a triangular wave signal CA12 having the same frequency as the triangular wave signal CA11.
  • the phases of the triangular wave signals CA11 and CA12 are shifted from each other by 180 degrees.
  • the comparator 78 compares the voltage command value VC11 with the level of the triangular wave signal CA11. If VC11> CA11, the comparator 78 sets the PWM signal ⁇ 12 to the “H” level, and if VC11 ⁇ CA11, the PWM signal ⁇ 12 is set. Set to “L” level.
  • the comparator 79 compares the level of the voltage command value VC12 and the level of the triangular wave signal CA12. If VC12> CA12, the comparator 79 sets the PWM signal ⁇ 13 to the “H” level, and if VC12 ⁇ CA12, the comparator 79 sets the PWM signal ⁇ 13. Set to “L” level.
  • the capacitors C11 and C12 are not uniformly charged and V11 ⁇ V12, VC2 ⁇ 0 and VC11 ⁇ VC12, and the duty ratio of the PWM signal ⁇ 12 is smaller than the duty ratio of the PWM signal ⁇ 13. Therefore, the on-time per cycle of the transistor Q12 is shorter than the on-time per cycle of the transistor Q13, and the transistors Q12 and Q13 are controlled so that V12 increases and V12 decreases, and the difference between V11 and V12 Is reduced.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the control device 63 shown in FIGS. 7 and 8 in the discharge mode.
  • the control device 63 detects the voltages V11 and V12 between the terminals of the capacitors C11 and C12 using the voltage detectors 61 and 62 in step ST1.
  • the control device 63 determines whether or not the absolute value
  • of the difference between the detection values of the target voltage VDCT and the DC voltage VDC V11 + V12 is larger than the threshold value V ⁇ .
  • VDC is set to a sufficiently small value compared to VDCT and VDC.
  • the controller 63 determines whether or not VDC ⁇ VDCT in step ST3. If VDC ⁇ VDCT, the control device 63 proceeds to step ST4, and if VDC ⁇ VDCT does not proceed to step ST5. In step ST4, the control device 63 increases the duty ratios D ( ⁇ 12) and D ( ⁇ 13) of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13. As a result, the on-time per one cycle of the transistors Q12 and Q13 is increased, and the DC voltage VDC rises and approaches the target voltage VDCT. In step ST5, the control device 63 decreases the duty ratios D ( ⁇ 12) and D ( ⁇ 13) of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13. As a result, the on-time per one cycle of the transistors Q12 and Q13 is reduced, and the DC voltage VDC decreases to approach the target voltage VDCT.
  • step ST6 the control device 63 determines whether or not the absolute value
  • V ⁇ is set to a sufficiently small value compared to V11 and V12.
  • control device 63 determines whether or not V11 ⁇ V12 in step ST7, and proceeds to step ST8 if V11 ⁇ V12, and proceeds to step ST9 if V11 ⁇ V12.
  • control device 63 decreases duty ratio D ( ⁇ 12) of PWM signal ⁇ 12 and increases duty ratio D ( ⁇ 13) of PWM signal ⁇ 13, and returns to step ST1.
  • the on-time per cycle of the transistor Q12 decreases, the on-time per cycle of the transistor Q13 increases, the voltage V11 increases, the voltage V12 decreases, and the difference between the voltages V11 and V12 is reduced.
  • step ST9 the control device 63 increases the duty ratio D ( ⁇ 12) of the PWM signal ⁇ 12 and decreases the duty ratio D ( ⁇ 13) of the PWM signal ⁇ 13, and returns to step ST1.
  • the on-time per cycle of the transistor Q12 increases, the on-time per cycle of the transistor Q13 decreases, the voltage V11 decreases, the voltage V12 increases, and the difference between the voltages V11 and V12 is reduced.
  • VDC ⁇ VDCT and V11 ⁇ V12 can be established.
  • the duty ratios D ( ⁇ 12) and D ( ⁇ 13) of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 may be increased or decreased by a fixed value, or the duty ratio D ( ⁇ 12 of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13). ), D ( ⁇ 13) may be increased or decreased according to the difference between VDCT and VDC.
  • the duty ratios D ( ⁇ 12) and D ( ⁇ 13) of the PWM signals ⁇ 12 and ⁇ 13 may be increased or decreased by a certain value, or the duty ratio D ( The values for increasing or decreasing ⁇ 12) and D ( ⁇ 13) may be changed according to the difference between V11 and V12.
  • the transistor Q12 of the bidirectional chopper 24 fails and is short-circuited. Even in this case, no current flows from the battery 3 to the load 2 and the other uninterruptible power supply 60 via the failed transistor Q12. Therefore, even when the transistor Q12 of the bidirectional chopper 24 fails and is short-circuited, the load 2 and other uninterruptible power supply 60 are not damaged by the current of the battery 3.
  • the on-time of each of the transistors Q12 and Q13 is controlled so that the voltage V11 between the terminals of the capacitor C11 and the voltage V12 between the terminals of the capacitor C12 coincide. . Therefore, the capacitors C11 and C12 can be charged uniformly, and the terminal-to-terminal voltage V11 or V12 of one capacitor C11 or C12 can be prevented from being excessively increased and the capacitor C11 or C12 can be prevented from being damaged.

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Abstract

　無停電電源装置（６０）では、双方向チョッパ（２４）と中性点（ＮＰ）の間を接続する配線がない。双方向チョッパ（２４）は、第１および第２のコンデンサ（Ｃ１１，Ｃ１２）、第１～第４のトランジスタ（Ｑ１１～Ｑ１４）、およびノーマルモードリアクトル（５０）を含む。制御装置６３は、放電モード時には、第１および第２のコンデンサ（Ｃ１１，Ｃ１２）の端子間電圧（Ｖ１１，Ｖ１２）が一致するように、第２および第３のトランジスタ（Ｑ１２，Ｑ１３）を交互にオンさせるとともに、第２および第３のトランジスタ（Ｑ１２，Ｑ１３）の各々のオン時間を制御する。

Description

無停電電源装置およびそれを用いた無停電電源システム
　この発明は無停電電源装置およびそれを用いた無停電電源システムに関し、特に、三相４線式の無停電電源装置と、それを用いた無停電電源システムに関する。
　特開２０１０－１８７４３１号公報（特許文献１）には、負荷に対して三相交流電圧および中性点電圧を供給する三相４線式の無停電電源システムが開示されている。無停電電源システムは、負荷に対して並列接続された複数の無停電電源装置を備える。各無停電電源装置は、交流電源からの三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、直流電圧を平滑化するコンデンサと、直流電圧に基づいて中性点電圧を生成するアームと、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータとを含む。コンデンサには、停電時に直流電圧をアームおよびインバータに供給するバッテリが接続されている。
　特開２０１１－１４２７０５号公報（特許文献２）には、負荷に対して並列接続された複数の無停電電源装置を備えた無停電電源システムが開示されている。複数の無停電電源装置は、バッテリを共用する。各無停電電源装置は、コンバータ、インバータ、および双方向チョッパを含む。コンバータは、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する。インバータは、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。双方向チョッパは、交流電源から交流電力が供給されている通常時は、コンバータで生成された直流電力の一部をバッテリに蓄え、交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリの直流電力を負荷に供給する。
特開２０１０－１８７４３１号公報 特開２０１１－１４２７０５号公報
　三相４線式の無停電電源システムでは、複数の無停電電源装置の中性点は互いに接続される。各無停電電源装置の双方向チョッパが中性点に接続されている場合（図２参照）、双方向チョッパが故障してバッテリと中性点が短絡されると、バッテリから中性点を介して負荷および他の無停電電源装置に電流が流れ、負荷および他の無停電電源装置が故障する恐れがある。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、双方向チョッパが故障した場合に負荷および他の無停電電源装置が故障することを防止することが可能な無停電電源装置と、それを用いた無停電電源システムを提供することである。
　この発明に係る無停電電源装置は、三相交流電圧および中性点電圧を負荷に供給する三相４線式の無停電電源装置であって、商用交流電源から供給される三相交流電圧を第１、第２および第３の直流電圧に変換してそれぞれ第１、第２および第３の直流母線に出力するコンバータと、第１および第３の直流母線間に接続された第１のコンデンサと、第３および第２の直流母線間に接続された第２のコンデンサと、第１、第２および第３の直流母線を介して供給される第１、第２および第３の直流電圧を三相交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、第１および第２の直流母線と電力貯蔵装置との間に接続された双方向チョッパとを備える。第１の直流電圧は第２の直流電圧よりも高く、第３の直流電圧は第１および第２の直流電圧の中間電圧であって中性点電圧として負荷に供給される。双方向チョッパは、第１および第２の直流母線間に直列接続された第３および第４のコンデンサと、第１の直流母線と第３および第４のコンデンサ間の第１のノードとの間に直列接続された第１および第２のトランジスタと、第１のノードと第２の直流母線との間に直列接続された第３および第４のトランジスタと、それぞれ第１～第４のトランジスタに逆並列に接続された第１～第４のダイオードと、第１および第２のトランジスタ間の第２のノードと電力貯蔵装置の正極との間に接続される第１のコイルと、電力貯蔵装置の負極と第３および第４のトランジスタ間の第３のノードとの間に接続される第２のコイルとを有するノーマルモードリアクトルとを含む。無停電電源装置は、さらに、商用交流電源から三相交流電圧が供給されている通常時は第１および第４のトランジスタを交互にオンさせて電力貯蔵装置を充電する充電モードを実行し、商用交流電源からの三相交流電力の供給が停止された停電時は第２および第３のトランジスタを交互にオンさせて電力貯蔵装置を放電させる放電モードを実行する制御装置を備える。制御装置は、放電モード時は、第３および第４のコンデンサの端子間電圧が一致するように第２および第３のトランジスタのうちの少なくともいずれか一方のトランジスタのオン時間を制御する。
　この発明に係る無停電電源装置では、双方向チョッパは第３の直流母線に接続されていないので、第２のトランジスタが故障して短絡状態になった場合でも、バッテリから負荷および他の無停電電源装置に電流が流れて負荷および他の無停電電源装置が故障することがない。さらに、放電モード時には、第３および第４のコンデンサの端子間電圧が一致するように第２および第３のトランジスタのうちの少なくともいずれか一方のトランジスタのオン時間を制御するので、第３および第４のコンデンサのうちの一方のコンデンサの端子間電圧が過大になることもない。
本願発明の比較例となる無停電電源システムの構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した無停電電源装置の構成を示す回路図である。 図２に示した電力変換器の構成を示す回路ブロック図である。 図３に示したインバータを制御するためのＰＷＭ信号の波形を示すタイムチャートである。 図２に示した双方向チョッパの構成を示す回路ブロック図である。 この発明の一実施の形態による無停電電源システムに含まれる無停電電源装置の構成を示す回路図である。 図６に示した双方向チョッパおよびその制御に関連する部分を示す回路ブロック図である。 図７に示した制御装置のうちのバッテリの放電に関連する部分を示すブロック図である。 図７および図８に示した制御装置の放電モード時の動作を示すフローチャートである。
　[比較例]
　本願発明の理解を容易にするため、実施の形態を説明する前に、まず本願発明の比較例について説明する。図１は、本願発明の比較例となる３相４線式の無停電電源システムの構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源システムは、Ｎ台（Ｎは２以上の整数である）の無停電電源装置（ＵＰＳ）Ｕ１～ＵＮと、バッテリ（電力貯蔵装置）３とを備える。
　無停電電源装置Ｕ１～ＵＮは、商用交流電源１と負荷２の間に並列接続され、１つのバッテリ３を共用する。商用交流電源１は、三相３線式で三相交流電力を無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々に供給する。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々は、三相４線式で三相交流電力を負荷２に供給する。三相３線式とは、三相交流電圧が印加される３本の配線を用いて三相交流電力を供給する給電方式である。三相４線方式とは、三相交流電圧および中性点電圧が印加される４本の配線を用いて三相交流電力を供給する給電方式である。
　換言すると、商用交流電源１は、商用周波数の三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々に供給する。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々は、商用交流電源１から三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを受け、商用周波数の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと中性点電圧ＶＮとを負荷２に出力する。
　無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの台数Ｎは、たとえば、１台の無停電電源装置が故障した場合でも、残りの（Ｎ－１）台の無停電電源装置によって負荷２の運転を継続できるように選択されている。バッテリ３は、直流電力を蓄える。バッテリ３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。
　商用交流電源１から三相交流電力が正常に供給されている通常時は、無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々は、商用交流電源１から三相３線式で供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力をバッテリ３に供給するとともに、三相交流電力に変換して負荷２に供給する。負荷２は、無停電電源装置Ｕ１～ＵＮから三相４線式で供給される三相交流電力によって駆動される。負荷２の消費電流は、Ｎ台の無停電電源装置Ｕ１～ＵＮによって均等に分担される。
　商用交流電源１からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々は、バッテリ３の直流電力を三相交流電力に変換して負荷２に供給する。したがって、バッテリ３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２の運転を継続することができる。
　図２は、無停電電源装置Ｕ１の構成を示す回路図である。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮは同じ構成である。図２において、無停電電源装置Ｕ１は、入力端子ＴＩａ，ＴＩｂ，ＴＩｃ、出力端子ＴＯａ，ＴＯｂ，ＴＯｃ，ＴＯｄ、およびバッテリ端子ＴＢＰ，ＴＢＮを備える。入力端子ＴＩａ，ＴＩｂ，ＴＩｃは、商用交流電源１からの商用周波数の三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをそれぞれ受ける。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの入力端子ＴＩａは互いに接続され、それらの入力端子ＴＩｂは互いに接続され、それらの入力端子ＴＩｃは互いに接続されている。
　出力端子ＴＯａ，ＴＯｂ，ＴＯｃ，ＴＯｄは、負荷２に対して商用周波数の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと中性点電圧ＶＮとをそれぞれ出力するために設けられている。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの出力端子ＴＯａは互いに接続され、それらの出力端子ＴＯｂは互いに接続され、それらの出力端子ＴＯｃは互いに接続され、それらの出力端子ＴＯｄは互いに接続されている。
　バッテリ端子ＴＢＰ，ＴＢＮは、バッテリ３の正極および負極にそれぞれ接続される。無停電電源装置Ｕ１～ＵＮのバッテリ端子ＴＢＰは互いに接続され、それらのバッテリ端子ＴＢＮは互いに接続されている。
　無停電電源装置Ｕ１は、さらに、スイッチＳ１～Ｓ８，入力フィルタ１０、電流検出器ＣＤ１～ＣＤ６、電力変換器２１～２３、双方向チョッパ２４、および出力フィルタ３０を備える。スイッチＳ１～Ｓ３の一方端子はそれぞれ入力端子ＴＩａ，ＴＩｂ，ＴＩｃに接続され、それらの他方端子は入力フィルタ１０に接続される。スイッチＳ１～Ｓ３は、通常はオンされ、たとえば無停電電源装置Ｕ１のメンテナンス時にオフされる。
　入力フィルタ１０は、リアクトル１１～１３およびコンデンサ１４～１６を含む。リアクトル１１～１３の一方端子はスイッチＳ１～Ｓ３の他方端子にそれぞれ接続され、リアクトル１１～１３の他方端子は電力変換器２１～２３の入力端子２１ａ～２３ａにそれぞれ接続される。コンデンサ１５～１６の一方端子はリアクトル１１～１３の一方端子にそれぞれ接続され、コンデンサ１５～１６の他方端子はともに中性点ＮＰに接続される。
　リアクトル１１～１３およびコンデンサ１４～１６は、低域通過フィルタを構成する。入力フィルタ１０は、商用交流電源１からの商用周波数の三相交流電力を電力変換器２１～２３に通過させ、電力変換器２１～２３で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源１側に通過することを防止する。
　電流検出器ＣＤ１～ＣＤ３は、商用交流電源１から電力変換器２１～２３の入力端子２１ａ～２３ａに流れる電流の瞬時値をそれぞれ検出し、検出値を示す信号を制御装置(図示せず)に出力する。制御装置(図示せず)は、たとえば、交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相と電流検出器ＣＤ１～ＣＤ３によって検出した電流の位相とが一致するように、すなわち力率が１．０になるように、電力変換器２１～２３を制御する。
　電力変換器２１～２３は、商用交流電源１から三相交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源１から入力端子２１ａ～２３ａに与えられた三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を双方向チョッパ２４を介してバッテリ３に供給するとともに、その直流電力を三相交流電力に変換して出力端子２１ｂ～２３ｂに出力する。
　電力変換器２１～２３は、商用交流電源１からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ３から双方向チョッパ２４を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換して出力端子２１ｂ～２３ｂに出力する。
　換言すると、電力変換器２１～２３は、通常時は、商用交流電源１から入力端子２１ａ～２３ａに与えられる三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを直流電圧Ｖ１～Ｖ３に変換するとともに、それらの直流電圧Ｖ１～Ｖ３を三相交流電圧Ｖ４ａ～Ｖ４ｃに変換して出力端子２１ｂ～２３ｂに出力する。電力変換器２１～２３は、停電時は、双方向チョッパ２４から与えられる直流電力によって生成される直流電圧Ｖ１～Ｖ３を三相交流電圧Ｖ４ａ～Ｖ４ｃに変換して出力端子２１ｂ～２３ｂに出力する。
　双方向チョッパ２４は、５個の端子Ｔ１～Ｔ３を含む。端子Ｔ１～Ｔ３は、電力変換器２１～２３で生成される直流電圧Ｖ１～Ｖ３をそれぞれ受ける。スイッチＳ７，Ｓ８の一方端子はそれぞれ端子Ｔ４，Ｔ５に接続され、スイッチＳ７，Ｓ８の他方端子はバッテリ端子ＴＢＰ，ＴＢＮにそれぞれ接続される。バッテリ端子ＴＢＰ，ＴＢＮは、バッテリ３の正極および負極にそれぞれ接続される。スイッチＳ７，Ｓ８は、通常はオンされ、たとえば、無停電電源装置Ｕ１またはバッテリ３のメンテナンス時にオフされる。
　双方向チョッパ２４は、商用交流電源１から三相交流電力が供給されている通常時は、電力変換器２１～２３で生成された直流電力をバッテリ３に蓄え、商用交流電源１からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ３の直流電力を電力変換器２１～２３に与える。
　換言すると、双方向チョッパ２４は、通常時は、電力変換器２１～２３で生成された直流電圧ＶＤＣ（＝Ｖ１－Ｖ２）を降圧してバッテリ３に与え、バッテリ３を充電する。双方向チョッパ２４は、停電時は、バッテリ３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流電圧ＶＤＣを生成し、その直流電圧ＶＤＣを電力変換器２１～２３に供給し、バッテリ３を放電させる。
　電流検出器ＣＤ４～ＣＤ６は、それぞれ電力変換器２１～２３の出力電流の瞬時値を検出する。電流検出器ＣＤ４～ＣＤ６の検出値は、制御装置(図示せず)に与えられる。制御装置(図示せず)は、他の無停電電源装置Ｕ２～ＵＮと通信し、電流検出器ＣＤ４～ＣＤ６の検出値に基づいて、負荷電流が無停電電源装置Ｕ１～ＵＮによって均等に負担されるように電力変換器２１～２３を制御する。
　出力フィルタ３０は、リアクトル３１～３３およびコンデンサ３４～３６を含む。リアクトル３１～３３の一方端子は電力変換器２１～２３の出力端子２１ｂ～２３ｂにそれぞれ接続される。コンデンサ３４～３６の一方端子はそれぞれリアクトル３１～３３の他方端子に接続され、コンデンサ３４～３６の他方端子はともに中性点ＮＰに接続される。中性点ＮＰは、出力端子ＴＯｄに接続されるとともに、配線ＬＮを介して端子Ｔ３に接続されている。したがって、直流電圧Ｖ３は、中性点電圧ＶＮとして出力端子ＴＯｄに出力される。リアクトル３１～３３およびコンデンサ３４～３６は、低域通過フィルタを構成する。
　出力フィルタ３０は、電力変換器２１～２３で生成された商用周波数の三相交流電力を負荷２に通過させ、電力変換器２１～２３で発生するスイッチング周波数の信号が負荷２に通過するのを防止する。換言すると、出力フィルタ３０は、電力変換器２１～２３で生成される交流電圧Ｖ４ａ～Ｖ４ｃを正弦波状の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換して負荷２に供給する。
　スイッチＳ４～Ｓ６の一方端子はそれぞれリアクトル３１～３３の他方端子に接続され、スイッチＳ４～Ｓ６の他方端子はそれぞれ出力端子ＴＯａ～ＴＯｃに接続される。スイッチＳ４～Ｓ６は、通常はオンされ、たとえば、無停電電源装置Ｕ１のメンテナンス時にオフされる。
　図３は、電力変換器２１の構成を示す回路ブロック図である。図３において、電力変換器２１は、入力端子２１ａ、コンバータ４０、直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、直流中性点母線Ｌ３、コンデンサＣ１，Ｃ２、ヒューズＦ１～Ｆ３、インバータ４１、および出力端子２１ｂを含む。電力変換器２１は、制御装置４２によって制御される。
　制御装置４２は、入力端子２１ａに与えられる交流電圧ＶＵの瞬時値、母線Ｌ１～Ｌ３の直流電圧Ｖ１～Ｖ３の瞬時値、出力端子ＴＯａの電圧ＶＯの瞬時値、電流検出器ＣＤ１１，ＣＤ４の検出値などに基づいて、コンバータ４０およびインバータ４１を制御するためのＰＷＭ（pulse　width　modulation）信号φ１～φ８を生成する。
　コンバータ４０は、トランジスタＱ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。トランジスタＱ１～Ｑ４の各々は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）である。トランジスタＱ１のコレクタは直流正母線Ｌ１に接続され、そのエミッタは入力端子２１ａに接続される。ダイオードＤ１のアノードは入力端子２１ａに接続され、そのカソードは直流正母線Ｌ１に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１はトランジスタＱ１に逆並列に接続されている。
　トランジスタＱ２のコレクタは入力端子２１ａに接続され、そのエミッタは直流負母線Ｌ２に接続される。ダイオードＤ２のアノードは直流負母線Ｌ２に接続され、そのカソードは入力端子２１ａに接続されている。すなわち、ダイオードＤ２はトランジスタＱ２に逆並列に接続されている。
　トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタは互いに接続され、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタはそれぞれ入力端子２１ａおよび直流中性点母線Ｌ３に接続される。ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードはともにトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタに接続され、それらのアノードはそれぞれ入力端子２１ａおよび直流中性点母線Ｌ３に接続されている。すなわち、ダイオードＤ３，Ｄ４は、それぞれトランジスタＱ３，Ｑ４に逆並列に接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４およびダイオードＤ３，Ｄ４は、双方向スイッチを構成する。
　トランジスタＱ１～Ｑ４のゲートは、制御装置４２からのＰＷＭ信号φ１～φ４を受ける。ＰＷＭ信号φ１～φ４は、交流電圧ＶＵに同期して生成され、交流電圧ＶＵよりも十分に高い周波数を有する。ＰＷＭ信号φ１とφ４は互いに相補な信号であり、ＰＷＭ信号φ２とφ３は互いに相補な信号である。
　たとえば、交流電圧ＶＵが正電圧である場合は、ＰＷＭ信号φ１，φ４は交互に「Ｈ」レベルにされるとともに、ＰＷＭ信号φ２，φ３はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定される。したがって、トランジスタＱ１，Ｑ４が交互にオンされるとともに、トランジスタＱ２，Ｑ３はそれぞれオフ状態およびオン状態に固定される。
　交流電圧ＶＵが負電圧である場合は、ＰＷＭ信号φ２，φ３は交互に「Ｈ」レベルにされるとともに、ＰＷＭ信号φ１，φ４はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定される。したがって、トランジスタＱ２，Ｑ３が交互にオンされるとともに、トランジスタＱ１，Ｑ４はそれぞれオフ状態およびオン状態に固定される。
　ＰＷＭ信号が１周期内において「Ｈ」レベルにされる時間と、ＰＷＭ信号の１周期の時間との比はデューティ比と呼ばれる。制御装置４２は、交流電圧ＶＵに同期してＰＷＭ信号φ１～φ４のデューティ比を制御し、交流電圧ＶＵを直流電圧Ｖ１～Ｖ３に変換させる。直流電圧Ｖ１～Ｖ３は、それぞれ直流正母線Ｌ１、直流負母線Ｌ２、および直流中性点母線Ｌ３に与えられる。Ｖ１＞Ｖ３＞Ｖ２であり、Ｖ３＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２である。なお、直流中性点母線Ｌ３を接地すれば、直流電圧Ｖ１～Ｖ３はそれぞれ正電圧、負電圧、および０Ｖとなる。
　制御装置４２は、商用交流電源１から交流電圧ＶＵが供給されている通常時は、コンバータ４０のトランジスタＱ１～Ｑ４を制御して交流電圧ＶＵを直流電圧Ｖ１～Ｖ３に変換させ、商用交流電源１からの交流電圧ＶＵの供給が停止された停電時は、トランジスタＱ１～Ｑ４をオフ状態に固定させてコンバータ４０の運転を停止させる。
　ヒューズＦ１～Ｆ３の一方端子はそれぞれ母線Ｌ１～Ｌ３に接続される。ヒューズＦ１，Ｆ２の他方端子はそれぞれ双方向チョッパ２４の端子Ｔ１，Ｔ２に接続され、ヒューズＦ３の他方端子は中性点ＮＰに接続される。この比較例では、中性点ＮＰは、出力端子ＴＯｄに接続されるとともに、配線ＬＮを介して双方向チョッパ２４の端子Ｔ３に接続される。
　ヒューズＦ１～Ｆ３は、それぞれ母線Ｌ１および端子Ｔ１間、母線Ｌ２および端子Ｔ２間、母線Ｌ３および中性点ＮＰ間に過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置Ｕ１を保護する。コンデンサＣ１は、ヒューズＦ１，Ｆ３の他方端子間に接続され、母線Ｌ１，Ｌ３間の直流電圧を平滑化および安定化させる。コンデンサＣ２は、ヒューズＦ３，Ｆ２の他方端子間に接続され、母線Ｌ３，Ｌ２間の直流電圧を平滑化および安定化させる。
　インバータ４１は、トランジスタＱ５～Ｑ８およびダイオードＤ５～Ｄ８を含む。トランジスタＱ５～Ｑ８の各々は、たとえばＩＧＢＴである。トランジスタＱ５のコレクタは直流正母線Ｌ１に接続され、そのエミッタは出力端子２１ｂに接続される。ダイオードＤ５のアノードは出力端子２１ｂに接続され、そのカソードは直流正母線Ｌ１に接続されている。
　トランジスタＱ６のコレクタは出力端子２１ｂに接続され、そのエミッタは直流負母線Ｌ２に接続される。ダイオードＤ６のアノードは直流負母線Ｌ２に接続され、そのカソードは出力端子２１ｂに接続されている。すなわち、ダイオードＤ５，Ｄ６は、それぞれトランジスタＱ５，Ｑ６に逆並列に接続されている。
　トランジスタＱ７，Ｑ８のコレクタは互いに接続され、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタはそれぞれ直流中性点母線Ｌ３および出力端子２１ｂに接続される。ダイオードＤ７，Ｄ８のカソードはともにトランジスタＱ７，Ｑ８のコレクタに接続され、それらのアノードはそれぞれ直流中性点母線Ｌ３および出力端子Ｔ１４に接続されている。すなわち、ダイオードＤ７，Ｄ８は、それぞれトランジスタＱ７，Ｑ８に逆並列に接続されている。トランジスタＱ７，Ｑ８およびダイオードＤ７，Ｄ８は、双方向スイッチを構成する。
　次に、このインバータ４１の動作について説明する。トランジスタＱ５～Ｑ８のゲートは、制御装置４２からのＰＷＭ信号φ５～φ８を受ける。図４（ａ）～（ｅ）はＰＷＭ信号φ５～φ８の作成方法および波形を示す図である。特に、図４（ａ）は正弦波指令値信号ＣＭ、正側三角波キャリア信号ＣＡ１、および負側三角波キャリア信号ＣＡ２の波形を示し、図４（ｂ）～（ｅ）はそれぞれＰＷＭ信号φ５，φ８，φ７，φ６の波形を示している。
　図４（ａ）～（ｅ）において、正弦波指令値信号ＣＭの周波数は、たとえば商用周波数である。正弦波指令値信号ＣＭは、交流電圧ＶＵに同期している。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期および位相は同じである。キャリア信号ＣＡ１，ＣＡ２の周期は、正弦波指令値信号ＣＭの周期よりも十分に小さい。
　正弦波指令値信号ＣＭのレベルと正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ５，φ７がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正側三角波キャリア信号ＣＡ１のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ５，φ７がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。
　したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ５とφ７がキャリア信号ＣＡ１に同期して交互に「Ｈ」レベルにされ、トランジスタＱ５とＱ７が交互にオンされる。また、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ５，φ７はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定され、トランジスタＱ５がオフ状態に固定されるとともにトランジスタＱ７がオン状態に固定される。
　正弦波指令値信号ＣＭのレベルと負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルの高低が比較される。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも高い場合は、ＰＷＭ信号φ６，φ８がそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルにされる。正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負側三角波キャリア信号ＣＡ２のレベルよりも低い場合は、ＰＷＭ信号φ６，φ８がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。
　したがって、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、ＰＷＭ信号φ６，φ８はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定され、トランジスタＱ６がオフ状態に固定されるとともにトランジスタＱ８がオン状態に固定される。また、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では、ＰＷＭ信号φ６とφ８がキャリア信号ＣＡ２に同期して交互に「Ｈ」レベルにされ、トランジスタＱ６とＱ８が交互にオンされる。
　ＰＷＭ信号が１周期内において「Ｈ」レベルにされる時間と、ＰＷＭ信号の１周期の時間との比はデューティ比と呼ばれる。ＰＷＭ信号φ５のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では、正弦波指令値信号ＣＭの正のピーク（９０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、０度付近と１８０度付近で０となる。ＰＷＭ信号φ５のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが負である期間では０に固定される。ＰＷＭ信号φ７は、ＰＷＭ信号φ５の相補信号である。
　ＰＷＭ信号φ６のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭのレベルが正である期間では０に固定される。ＰＷＭ信号φ６のデューティ比は、正弦波指令値信号ＣＭの負のピーク（２７０度）付近で最大になり、ピークから外れるに従って減少し、１８０度付近と３６０度付近で０となる。ＰＷＭ信号φ８は、ＰＷＭ信号φ６の相補信号である。
　たとえば、交流電圧ＶＵが正電圧である場合は、ＰＷＭ信号φ５，φ７は交互に「Ｈ」レベルにされるとともに、ＰＷＭ信号φ６，φ８はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定される。したがって、トランジスタＱ５，Ｑ７が交互にオンされるとともに、トランジスタＱ６，Ｑ８はそれぞれオフ状態およびオン状態に固定される。
　交流電圧ＶＵが負電圧である場合は、ＰＷＭ信号φ６，φ８は交互に「Ｈ」レベルにされるとともに、ＰＷＭ信号φ５，φ７はそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルに固定される。したがって、トランジスタＱ６，Ｑ８が交互にオンされるとともに、トランジスタＱ５，Ｑ７はそれぞれオフ状態およびオン状態に固定される。制御装置４２は、交流電圧ＶＵに同期してＰＷＭ信号φ５～φ８のデューティ比を制御し、直流電圧Ｖ１～Ｖ３を３レベルの交流電圧Ｖ４ａに変換させる。
　電力変換器２２，２３の構成は、電力変換器２１の構成と同じである。ただし、電力変換器２２は、交流電圧ＶＶに同期して制御され、交流電圧ＶＶに同期した交流電圧Ｖ４ｂを出力端子２２ｂに出力する。電力変換器２３は、交流電圧ＶＷに同期して制御され、交流電圧ＶＷに同期した交流電圧Ｖ４ｃを出力端子２２ｃに出力する。
　入力フィルタ１０と電力変換器２１～２３のコンバータ４０とは、商用交流電源１から供給される三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを直流電圧Ｖ１～Ｖ３に変換する三相コンバータを構成する。電力変換器２１～２３のインバータ４１と出力フィルタ３０とは、直流電圧Ｖ１～Ｖ３を三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換して負荷２に供給する三相インバータを構成する。
　図５は、双方向チョッパ２４の構成を示す回路ブロック図である。図５において、双方向チョッパ２４は、端子Ｔ１～Ｔ５、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、トランジスタＱ１１～Ｑ１４、ダイオードＤ１１～Ｄ１４、ノーマルモードリアクトル５０、およびヒューズＦ１１，Ｆ１２を含む。ノーマルモードリアクトル５０は、２つのコイル５１，５２を含む。
　双方向チョッパ２４は、制御装置５３によって制御される。制御装置５３は、端子Ｔ１，Ｔ２間（すなわち母線Ｌ１，Ｌ２間）の直流電圧ＶＤＣ（＝Ｖ１－Ｖ２）の瞬時値、バッテリ３の端子間電圧ＶＢなどに基づいて、トランジスタＱ１１～Ｑ１４を制御するためのＰＷＭ信号φ１１～φ１４を生成する。
　端子Ｔ１，Ｔ２は、電力変換器２１～２３の各々の直流正母線Ｌ１および直流負母線Ｌ２にそれぞれ接続される。端子Ｔ３は、配線ＬＮを介して中性点ＮＰに接続される。中性点ＮＰは、電力変換器２１～２３の各々の直流中性点母線Ｌ３に接続されるとともに、出力端子ＴＯｄに接続される。端子Ｔ４は、スイッチＳ７およびバッテリ端子ＴＢＰを介してバッテリ３の正極に接続される。端子Ｔ５は、スイッチＳ８およびバッテリ端子ＴＢＮを介してバッテリ３の負極に接続される。
　コンデンサＣ１１は、端子Ｔ１，Ｔ３間に接続され、端子Ｔ１，Ｔ３間の電圧を平滑化および安定化させる。コンデンサＣ１２は、端子Ｔ３，Ｔ２間に接続され、端子Ｔ３，Ｔ２間の電圧を平滑化および安定化させる。コンデンサＣ１１，Ｃ１２は、電力変換器２１～２３のコンデンサＣ１，Ｃ２とそれぞれ同じ電圧に充電される。
　トランジスタＱ１１～Ｑ１４の各々は、たとえばＩＧＢＴである。トランジスタＱ１１，Ｑ１２は端子Ｔ１，Ｔ３間に直列接続され、トランジスタＱ１３，Ｑ１４は端子Ｔ３，Ｔ２間に直列接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、それぞれトランジスタＱ１１～Ｑ１４に逆並列に接続される。
　コイル５１の一方端子はトランジスタＱ１１，Ｑ１２間のノードＮ１に接続され、その他方端子はヒューズＦ１１を介して端子Ｔ４に接続される。コイル５２の一方端子はヒューズＦ１２を介して端子Ｔ５に接続され、その他方端子はトランジスタＱ１３，Ｑ１４間のノードＮ２に接続される。ヒューズＦ１１，Ｆ１２は、過電流が流れた場合にブローされ、バッテリ３、双方向チョッパ２４などを保護する。
　商用交流電源１から三相交流電力が供給されている通常時は、コンデンサＣ１，Ｃ２から双方向チョッパ２４を介してバッテリ３に直流電力が供給され、バッテリ３が充電される。この場合、トランジスタＱ１２，Ｑ１３はオフ状態に固定され、トランジスタＱ１１，Ｑ１４が交互にオンにされる。
　その際、バッテリ３の端子間電圧ＶＢが所定の目標電圧ＶＢＴになるように、ＰＷＭ信号φ１１，φ１４のデューティ比が制御される。ＰＷＭ信号φ１１，φ１４のデューティ比を大きくするとコンデンサＣ１１，Ｃ１２からバッテリ３に流れる電流が増大し、ＰＷＭ信号φ１１，φ１４のデューティ比を小さくするとコンデンサＣ１１，Ｃ１２からバッテリ３に流れる電流が減少する。
　すなわち、第１バッテリ充電モードでは、ＰＷＭ信号φ１２～φ１４が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１２～Ｑ１４がオフされるとともに、ＰＷＭ信号φ１１が「Ｈ」レベルにされてトランジスタＱ１１がオンされる。これにより、端子Ｔ１からトランジスタＱ１１、コイル５１、ヒューズＦ１１、スイッチＳ７、バッテリ３、スイッチＳ８、ヒューズＦ１２、コイル５２、およびダイオードＤ１３を介して端子Ｔ３に電流が流れ、コンデンサＣ１，Ｃ１１が放電されてバッテリ３が充電される。
　また、第２バッテリ充電モードでは、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１２，Ｑ１３がオフするとともに、ＰＷＭ信号φ１１，φ１４が「Ｈ」レベルにされてトランジスタＱ１１，Ｑ１４がオンする。これにより、端子Ｔ１からトランジスタＱ１１、コイル５１、ヒューズＦ１１、スイッチＳ７、バッテリ３、スイッチＳ８、ヒューズＦ１２、コイル５２、およびトランジスタＱ１４を介して端子Ｔ２に電流が流れ、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２が放電されてバッテリ３が充電される。
　第３バッテリ充電モードでは、ＰＷＭ信号φ１１～φ１３が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１１～Ｑ１３がオフするとともに、ＰＷＭ信号φ１４が「Ｈ」レベルにされてトランジスタＱ１４がオンする。これにより、端子Ｔ３からダイオードＤ１２、コイル５１、ヒューズＦ１１、スイッチＳ７、バッテリ３、スイッチＳ８、ヒューズＦ１２、コイル５２、およびトランジスタＱ１４を介して端子Ｔ２に電流が流れ、コンデンサＣ２，Ｃ１２が放電されてバッテリ３が充電される。
　第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードは、交互に行なわれる。第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードの間の期間では、ＰＷＭ信号φ１１～φ１４が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１１～Ｑ１４がオフされ、コイル５１，５２に蓄えられた電磁エネルギーが放出されて、ダイオードＤ１２、コイル５１、ヒューズＦ１１、スイッチＳ７、バッテリ３、スイッチＳ８、ヒューズＦ１２、コイル５２、およびダイオードＤ１３の経路に電流が流れ、バッテリ３が充電される。第２バッテリ充電モードは、第１バッテリ充電モードと第３バッテリ充電モードが重なっているモードである。
　商用交流電源１からの三相交流電力の供給が停止されている場合、バッテリ３から双方向チョッパ２４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２に直流電力が供給され、バッテリ３が放電されてコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２が充電される。この場合、トランジスタＱ１１，Ｑ１４はオフ状態に固定され、トランジスタＱ１２，Ｑ１３が交互にオンにされる。
　その際、端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧ＶＤＣ（＝Ｖ１－Ｖ２）が所定の目標電圧ＶＤＣＴになるように、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比が制御される。ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比を大きくするとバッテリ３からコンデンサＣ１１，Ｃ１２に流れる電流が増大し、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比を小さくするとバッテリ３からコンデンサＣ１１，Ｃ１２に流れる電流が減少する。
　すなわち、第１バッテリ放電モードでは、ＰＷＭ信号φ１１，φ１３，φ１４が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１１，Ｑ１３，Ｑ１４がオフされるとともに、ＰＷＭ信号φ１２が「Ｈ」レベルにされてトランジスタＱ１２がオンされる。これにより、バッテリ３の正極からスイッチＳ７、ヒューズＦ１１、コイル５１、トランジスタＱ１２、コンデンサＣ２，Ｃ１２、ダイオードＤ１４、コイル５２、ヒューズＦ１２、およびスイッチＳ８を介してバッテリ３の負極に電流が流れ、バッテリ３が放電されてコンデンサＣ２，Ｃ１２が充電される。
　第２バッテリ放電モードでは、ＰＷＭ信号φ１１～φ１４が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１１～Ｑ１４がオフされる。これにより、バッテリ３の正極からスイッチＳ７、ヒューズＦ１１、コイル５１、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２、ダイオードＤ１４、コイル５２、ヒューズＦ１２、およびスイッチＳ８を介してバッテリ３の負極に電流が流れ、コイル５１，５２に蓄えられた電磁エネルギーが放出されるとともにバッテリ３が放電されてコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２が充電される。
　第３バッテリ放電モードでは、ＰＷＭ信号φ１１，φ１２，φ１４が「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１４がオフされるとともに、ＰＷＭ信号φ１３が「Ｈ」レベルにされてトランジスタＱ１３がオンされる。これにより、バッテリ３の正電極からスイッチＳ７、ヒューズＦ１１、コイル５１、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１，Ｃ１１、トランジスタＱ１３、コイル５２、ヒューズＦ１２、およびスイッチＳ８を介してバッテリ３の負電極に電流が流れ、バッテリ３が放電されてコンデンサＣ１，Ｃ１１が充電される。
　第１バッテリ放電モードと第３バッテリ放電モードは、交互に行なわれる。第１バッテリ放電モードと第３バッテリ放電モードの間の期間において、端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧Ｖ１－Ｖ２がバッテリ３の端子間電圧ＶＢよりも低下している場合は、第２バッテリ放電モードが行なわれる。
　次に、図１～図５で示した無停電電源装置Ｕ１の動作について説明する。商用交流電源１から三相交流電力が正常に供給されている通常時は、商用交流電源１からの三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷがスイッチＳ１～Ｓ３および入力フィルタ１０を介して電力変換器２１～２３に供給される。三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、電力変換器２１～２３のコンバータ４０によって直流電圧Ｖ１～Ｖ３に変換される。
　電力変換器２１～２３の各々において、コンバータ４０で生成された直流電力は、双方向チョッパ２４およびスイッチＳ７，Ｓ８を介してバッテリ３に蓄えられるとともにインバータ４１に供給され、インバータ４１によって商用周波数の交流電力に変換される。電力変換器２１～２３のインバータ４１で生成された三相交流電圧Ｖ４ａ～Ｖ４ｃは、出力フィルタ３０によって正弦波状の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換され、スイッチＳ４～Ｓ６を介して負荷２に供給される。さらに、電力変換器２１～２３で生成された直流電圧Ｖ３は、中性点電圧ＶＮとして負荷２に供給される。負荷２は、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷおよび中性点電圧ＶＮ、すなわち三相４線式で供給された交流電力によって駆動される。
　商用交流電源１からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、電力変換器２１～２３のコンバータ４０の運転が停止されるとともに、バッテリ３の直流電力がスイッチＳ７，Ｓ８および双方向チョッパ２４を介して電力変換器２１～２３のインバータ４１に供給され、電力変換器２１～２３のインバータ４１によって商用周波数の三相交流電力に変換される。
　電力変換器２１～２３のインバータ４１で生成された三相交流電圧Ｖ４ａ～Ｖ４ｃは、出力フィルタ３０によって正弦波状の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換され、スイッチＳ４～Ｓ６を介して負荷２に供給される。さらに、電力変換器２１～２３の直流中性点母線Ｌ３の直流電圧Ｖ３は、中性点電圧ＶＮとして負荷２に供給される。負荷２は、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴおよび中性点電圧ＶＮ、すなわち三相４線式で供給された交流電力によって駆動される。
　したがって、停電が発生した場合でも、バッテリ３に直流電力が蓄えられている限りは負荷２の運転が継続される。商用交流電源１からの交流電力の供給が再開された場合は、電力変換器２１～２３のコンバータ４０の運転が再開される。電力変換器２１～２３の各々において、コンバータ４０で生成された直流電力が双方向チョッパ２４およびスイッチＳ７，Ｓ８を介してバッテリ３に供給されるとともにインバータ４１に供給され、元の状態に戻る。他の無停電電源装置Ｕ２～ＵＮの各々の構成および動作は、無停電電源装置Ｕ１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
　ここで、比較例の無停電電源システムの問題点について説明する。たとえば無停電電源装置Ｕ１の双方向チョッパ２４のトランジスタＱ１２が故障して短絡状態になったものとする。この場合、バッテリ３の正極からスイッチＳ７、ヒューズＦ１１、コイル５１、トランジスタＱ１２、配線ＬＮ、中性点ＮＰ、および出力端子ＴＯｄを介して負荷２および他の無停電電源装置Ｕ２～ＵＮの各々に電流が流れてしまう。
　たとえば、無停電電源装置Ｕ２の出力端子ＴＯｄに流入した電流は、中性点ＮＰ、配線ＬＮ、双方向チョッパ２４のコンデンサＣ１２、ダイオードＤ１４、コイル５２、ヒューズＦ１２、およびスイッチＳ８を介してバッテリ３の負極に流れる。したがって、バッテリ３の直流電力が放電され、負荷２および他の無停電電源装置Ｕ２～ＵＮが故障する恐れがある。本願発明では、この問題の解決が図られる。
　[実施の形態]
　図６は、この発明の一実施の形態による無停電電源システムに含まれる無停電電源装置６０の構成を示す回路図であって、図２と対比される図である。本実施の形態の無停電電源システムは、図１に示した無停電電源装置Ｕ１～ＵＮの各々を無停電電源装置６０で置換したものである。
　比較例の無停電電源装置Ｕ１では中性点ＮＰと双方向チョッパ２４の端子Ｔ３との間は配線ＬＮによって接続されているが（図２参照）、本実施の形態の無停電電源装置６０では中性点ＮＰと双方向チョッパ２４の端子Ｔ３との間を接続する配線はない（図６参照）。したがって、双方向チョッパ２４のトランジスタＱ１２が故障して短絡状態になった場合でも、バッテリ３から故障したトランジスタＱ１２を介して負荷２および他の無停電電源装置６０に電流が流れることはない。
　ただし、単に双方向チョッパ２４の端子Ｔ３と中性点ＮＰとの間の配線ＬＮを除去しただけでは、バッテリ３の直流電力を放電するときにコンデンサＣ１１，Ｃ１２が均等に充電されず、一方のコンデンサＣ１１またはＣ１２の端子間電圧が過大になり、コンデンサＣ１１またはＣ１２が破損する恐れがある。そこで、本実施の形態では、放電時にはコンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖ１１とコンデンサＣ１２の端子間電圧Ｖ１２とが一致するように、トランジスタＱ１２，Ｑ１３のオン時間を制御する。
　図７は、双方向チョッパ２４およびその制御に関連する部分を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図７において、双方向チョッパ２４を制御するために制御装置６３と電圧検出器６１，６２が設けられる。電圧検出器６１は、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖ１１の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置６３に与える。電圧検出器６２は、コンデンサＣ１２の端子間電圧Ｖ１２の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置６３に与える。
　制御装置６３は、比較例の制御装置５３と同様に、バッテリ３に直流電力を充電する充電モード時にはＰＷＭ信号φ１１，φ１４を交互に「Ｈ」レベルにしてトランジスタＱ１１，Ｑ１４を交互にオンさせ、バッテリ３の直流電力を放電させる放電モード時にはＰＷＭ信号φ１２，φ１３を交互に「Ｈ」レベルにしてトランジスタＱ１２，１３を交互にオンさせる。
　ただし、制御装置６３は、次の点で比較例の制御装置５３と異なる。すなわち、比較例の制御装置５３は、放電モード時に、端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧ＶＤＣが目標電圧ＶＤＣＴになるようにＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比を制御する。比較例では、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比は同じ値になる。
　これに対して本実施の形態の制御装置６３は、放電モード時に、端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧ＶＤＣが目標電圧ＶＤＣＴになり、かつコンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖ１１とコンデンサＣ１２の端子間電圧Ｖ１２とが一致するようにＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比を制御する。本実施の形態では、Ｖ１１＝Ｖ１２である場合はＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比は同じ値になるが、Ｖ１１≠Ｖ１２である場合はＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比は同じ値にならない。
　図８は、制御装置６３のうちのバッテリ３の放電に関連する部分の構成を示すブロック図である。図８において、制御装置６３は、減算器７０，７１，７５、制御器（ＰＩ）７２，７３、加算器７４、三角波発生器７６，７７、および比較器７８，７９を含む。
　減算器７０は、端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧ＶＤＣの目標値ＶＤＣＴから直流電圧ＶＤＣ＝Ｖ１１＋Ｖ１２の検出値を減算して電流指令値ＩＣ１を生成する。制御器７２は、電流指令値ＩＣ１にたとえばＰＩ制御（比例および積分制御）を施して電圧指令値ＶＣ１を生成する。
　減算器７１は、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖ１１の検出値からコンデンサＣ１２の端子間電圧Ｖ１２の検出値を減算して電流指令値ＩＣ２を生成する。制御器７３は、電流指令値ＩＣ２にたとえばＰＩ制御（比例および積分制御）を施して電圧指令値ＶＣ２を生成する。
　加算器７４は、電圧指令値ＶＣ１と電圧指令値ＶＣ２を加算して電圧指令値ＶＣ１１を生成する。加算器７５は、電圧指令値ＶＣ１から電圧指令値ＶＣ２を減算して電圧指令値ＶＣ１２を生成する。
　三角波発生器７６は、商用周波数よりも十分に高い周波数の三角波信号ＣＡ１１を生成する。三角波発生器７７は、三角波信号ＣＡ１１と同じ周波数の三角波信号ＣＡ１２を生成する。三角波信号ＣＡ１１，ＣＡ１２の位相は互いに１８０度ずれている。
　比較器７８は、電圧指令値ＶＣ１１と三角波信号ＣＡ１１のレベルとの高低を比較し、ＶＣ１１＞ＣＡ１１である場合はＰＷＭ信号φ１２を「Ｈ」レベルにし、ＶＣ１１＜ＣＡ１１である場合はＰＷＭ信号φ１２を「Ｌ」レベルにする。
　比較器７９は、電圧指令値ＶＣ１２と三角波信号ＣＡ１２のレベルとの高低を比較し、ＶＣ１２＞ＣＡ１２である場合はＰＷＭ信号φ１３を「Ｈ」レベルにし、ＶＣ１２＜ＣＡ１２である場合はＰＷＭ信号φ１３を「Ｌ」レベルにする。
　したがって、コンデンサＣ１１，Ｃ１２が均等に充電されてＶ１１＝Ｖ１２である場合は、ＩＣ２＝０，ＶＣ２＝０、ＶＣ１＝ＶＣ１１＝ＶＣ１２となり、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比は同じ値になる。この場合、トランジスタＱ１２の１周期当たりのオン時間とトランジスタＱ１３の１周期当たりのオン時間とは同じ時間となる。
　コンデンサＣ１１，Ｃ１２が均等に充電されずにＶ１１＞Ｖ１２となった場合は、ＶＣ２＞０，ＶＣ１１＞ＶＣ１２となり、ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比はＰＷＭ信号φ１３のデューティ比よりも大きくなる。したがって、トランジスタＱ１２の１周期当たりのオン時間がトランジスタＱ１３の１周期当たりのオン時間よりも長くなり、Ｖ１１が減少するとともにＶ１２が増大するようにトランジスタＱ１２，Ｑ１３が制御され、Ｖ１１とＶ１２の差が低減される。
　コンデンサＣ１１，Ｃ１２が均等に充電されずにＶ１１＜Ｖ１２となった場合は、ＶＣ２＜０，ＶＣ１１＜ＶＣ１２となり、ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比はＰＷＭ信号φ１３のデューティ比よりも小さくなる。したがって、トランジスタＱ１２の１周期当たりのオン時間がトランジスタＱ１３の１周期当たりのオン時間よりも短くなり、Ｖ１１が増大するとともにＶ１２が減少するようにトランジスタＱ１２，Ｑ１３が制御され、Ｖ１１とＶ１２の差が低減される。
　Ｖ１１＝Ｖ１２となり、かつ直流電圧ＶＤＣ＝Ｖ１１＋Ｖ１２の検出値が目標電圧ＶＤＣＴに到達した場合はＶＣ１＝０，ＶＣ２＝０，ＶＣ１１＝０，ＶＣ１２＝０となり、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比が０となり、バッテリ３の放電は停止される。
　図９は、図７および図８に示した制御装置６３の放電モード時の動作を示すフローチャートである。図９において、制御装置６３は、ステップＳＴ１において電圧検出器６１，６２を用いてコンデンサＣ１１，Ｃ１２の端子間電圧Ｖ１１，Ｖ１２を検出する。次に制御装置６３は、ステップＳＴ２において目標電圧ＶＤＣＴと直流電圧ＶＤＣ＝Ｖ１１＋Ｖ１２の検出値の差の絶対値｜ＶＤＣＴ－ＶＤＣ｜がしきい値Ｖαよりも大きいか否かを判別し、｜ＶＤＣＴ－ＶＤＣ｜＞Ｖαでない場合（すなわちＶＤＣ≒ＶＤＣＴである場合）はステップＳＴ１に戻り、｜ＶＤＣＴ－ＶＤＣ｜＞Ｖαである場合（すなわちＶＤＣ≠ＶＤＣＴである場合）はステップＳＴ３に進む。Ｖαは、ＶＤＣＴ，ＶＤＣと比べて十分に小さな値に設定される。
　制御装置６３は、ステップＳＴ３においてＶＤＣ＜ＶＤＣＴであるか否かを判別し、ＶＤＣ＜ＶＤＣＴである場合はステップＳＴ４に進み、ＶＤＣ＜ＶＤＣＴでない場合はステップＳＴ５に進む。ステップＳＴ４では、制御装置６３はＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を増大させる。これにより、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の１周期当たりのオン時間が増大され、直流電圧ＶＤＣが上昇して目標電圧ＶＤＣＴに近付く。ステップＳＴ５では、制御装置６３は、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を減少させる。これにより、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の１周期当たりのオン時間が減少され、直流電圧ＶＤＣが下降して目標電圧ＶＤＣＴに近付く。
　次に制御装置６３は、ステップＳＴ６において電圧Ｖ１１，Ｖ１２の検出値の差の絶対値｜Ｖ１１－Ｖ１２｜がしきい値Ｖβよりも大きいか否かを判別し、｜Ｖ１１－Ｖ１２｜＞Ｖβでない場合（すなわちＶ１１≒Ｖ１２である場合）はステップＳＴ１に戻り、｜Ｖ１１－Ｖ１２｜＞Ｖβである場合（すなわちＶ１１≠Ｖ１２である場合）はステップＳＴ７に進む。Ｖβは、Ｖ１１，Ｖ１２と比べて十分に小さな値に設定される。
　制御装置６３は、ステップＳＴ７においてＶ１１＜Ｖ１２であるか否かを判別し、Ｖ１１＜Ｖ１２である場合はステップＳＴ８に進み、Ｖ１１＜Ｖ１２である場合はステップＳＴ９に進む。ステップＳＴ８では制御装置６３は、ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比Ｄ（φ１２）を減少させるとともにＰＷＭ信号φ１３のデューティ比Ｄ（φ１３）を増大させ、ステップＳＴ１に戻る。これにより、トランジスタＱ１２の１周期当たりのオン時間が減少するとともにトランジスタＱ１３の１周期当たりのオン時間が増大し、電圧Ｖ１１が増大するとともに電圧Ｖ１２が減少し、電圧Ｖ１１とＶ１２の差が低減される。
　ステップＳＴ９では制御装置６３は、ＰＷＭ信号φ１２のデューティ比Ｄ（φ１２）を増大させるとともにＰＷＭ信号φ１３のデューティ比Ｄ（φ１３）を減少させ、ステップＳＴ１に戻る。これにより、トランジスタＱ１２の１周期当たりのオン時間が増大するとともにトランジスタＱ１３の１周期当たりのオン時間が減少し、電圧Ｖ１１が減少するとともに電圧Ｖ１２が増大し、電圧Ｖ１１とＶ１２の差が低減される。ステップＳＴ１～ＳＴ５を繰り返すことにより、ＶＤＣ≒ＶＤＣＴ，Ｖ１１≒Ｖ１２とすることができる。
　なお、ステップＳＴ４，ＳＴ５においては、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を一定値だけ増大または減少させてもよいし、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を増大または減少させる値をＶＤＣＴとＶＤＣの差に応じて変更しても構わない。
　同様に、ステップＳＴ８，ＳＴ９においては、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を一定値だけ増大または減少させてもよいし、ＰＷＭ信号φ１２，φ１３のデューティ比Ｄ（φ１２），Ｄ（φ１３）を増大または減少させる値をＶ１１とＶ１２の差に応じて変更しても構わない。
　この実施の形態では、各無停電電源装置６０において中性点ＮＰと双方向チョッパ２４の端子Ｔ３との間を接続する配線ＬＮはないので、双方向チョッパ２４のトランジスタＱ１２が故障して短絡状態になった場合でも、バッテリ３から故障したトランジスタＱ１２を介して負荷２および他の無停電電源装置６０に電流が流れることはない。したがって、双方向チョッパ２４のトランジスタＱ１２が故障して短絡状態になった場合でも、バッテリ３の電流によって負荷２および他の無停電電源装置６０が故障することがない。
　さらに、停電時にバッテリ３の直流電力を放電する場合には、コンデンサＣ１１の端子間電圧Ｖ１１とコンデンサＣ１２の端子間電圧Ｖ１２とが一致するように、トランジスタＱ１２，Ｑ１３の各々のオン時間を制御する。したがって、コンデンサＣ１１，Ｃ１２を均等に充電することができ、一方のコンデンサＣ１１またはＣ１２の端子間電圧Ｖ１１またはＶ１２が過大になり、コンデンサＣ１１またはＣ１２が破損することを防止することができる。
　なお、この実施の形態では、Ｖ１１≠Ｖ１２である場合にＶ１１＝Ｖ１２になるように双方向チョッパ２４のトランジスタＱ１２，Ｑ１３のうちの一方のトランジスタのオン時間を増大させるとともに他方のトランジスタのオン時間を減少させたが、これに限るものではなく、Ｖ１１＝Ｖ１２になるようにトランジスタＱ１２，Ｑ１３のうちの一方のトランジスタのオン時間を増大または減少させるとともに他方のトランジスタのオン時間を維持しても構わない。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　商用交流電源、２　負荷、３　バッテリ、Ｕ１～ＵＮ　無停電電源装置、ＴＩａ～ＴＩｃ　入力端子、ＴＯａ～ＴＯｄ　出力端子、ＴＢＰ，ＴＢＮ　バッテリ端子、Ｓ１～Ｓ８　スイッチ、１０　入力フィルタ、１１～１３，３１～３３　リアクトル、１４～１５，３４～３６，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２　コンデンサ、ＣＤ１～ＣＤ６　電流検出器、２１～２３　電力変換器、２４　双方向チョッパ、３０　出力フィルタ、４０　コンバータ、４１　インバータ、４２，５３，６３　制御装置、Ｑ１～Ｑ８，Ｑ１１～Ｑ１４　トランジスタ、Ｄ１～Ｄ８，Ｄ１１～Ｄ１４　ダイオード、Ｌ１　直流正母線、Ｌ２　直流負母線、Ｌ３　直流中性点母線、Ｆ１～Ｆ３，Ｆ１１，Ｆ１２　ヒューズ、５０　ノーマルモードリアクトル、５１，５２　コイル、Ｔ１～Ｔ５　端子、６１，６２　電圧検出器、７０，７１，７５　減算器、７２，７３　制御器、７４　加算器、７６，７７　三角波発生器、７８，７９　比較器。

Claims (4)

  1. 　三相交流電圧および中性点電圧を負荷に供給する三相４線式の無停電電源装置であって、
    　商用交流電源から供給される三相交流電圧を第１、第２および第３の直流電圧に変換してそれぞれ第１、第２および第３の直流母線に出力するコンバータと、
    　前記第１および第３の直流母線間に接続された第１のコンデンサと、
    　前記第３および第２の直流母線間に接続された第２のコンデンサと、
    　前記第１、第２および第３の直流母線を介して供給される前記第１、第２および第３の直流電圧を三相交流電圧に変換して前記負荷に供給するインバータと、
    　前記第１および第２の直流母線と電力貯蔵装置との間に接続された双方向チョッパとを備え、
    　前記第１の直流電圧は前記第２の直流電圧よりも高く、前記第３の直流電圧は前記第１および第２の直流電圧の中間電圧であって前記中性点電圧として前記負荷に供給され、
    　前記双方向チョッパは、
    　前記第１および第２の直流母線間に直列接続された第３および第４のコンデンサと、
    　前記第１の直流母線と前記第３および第４のコンデンサ間の第１のノードとの間に直列接続された第１および第２のトランジスタと、
    　前記第１のノードと前記第２の直流母線との間に直列接続された第３および第４のトランジスタと、
    　それぞれ前記第１～第４のトランジスタに逆並列に接続された第１～第４のダイオードと、
    　前記第１および第２のトランジスタ間の第２のノードと前記電力貯蔵装置の正極との間に接続される第１のコイルと、前記電力貯蔵装置の負極と前記第３および第４のトランジスタ間の第３のノードとの間に接続される第２のコイルとを有するノーマルモードリアクトルとを含み、
    　前記無停電電源装置は、さらに、前記商用交流電源から三相交流電圧が供給されている通常時は前記第１および第４のトランジスタを交互にオンさせて前記電力貯蔵装置を充電する充電モードを実行し、前記商用交流電源からの三相交流電力の供給が停止された停電時は前記第２および第３のトランジスタを交互にオンさせて前記電力貯蔵装置を放電させる放電モードを実行する制御装置を備え、
    　前記制御装置は、前記放電モード時は、前記第３および第４のコンデンサの端子間電圧が一致するように前記第２および第３のトランジスタのうちの少なくともいずれか一方のトランジスタのオン時間を制御する、無停電電源装置。
  2. 　さらに、前記第３のコンデンサの端子間電圧を検出する第１の電圧検出器と、
    　前記第４のコンデンサの端子間電圧を検出する第２の電圧検出器とを備え、
    　前記制御装置は、前記放電モード時は、前記第１および第２の電圧検出器の検出値が一致するように前記第２および第３のトランジスタのうちの少なくともいずれか一方のトランジスタのオン時間を制御する、請求項１に記載の無停電電源装置。
  3. 　前記制御装置は、前記第１および第２の電圧検出器の検出値を比較し、前記第１の電圧検出器の検出値が前記第２の電圧検出器の検出値よりも小さい場合は前記第２のトランジスタのオン時間を減少させるとともに前記第３のトランジスタのオン時間を増大させ、前記第１の電圧検出器の検出値が前記第２の電圧検出器の検出値よりも大きい場合は前記第２のトランジスタのオン時間を増大させるとともに前記第３のトランジスタのオン時間を減少させる、請求項２に記載の無停電電源装置。
  4. 　請求項１に記載の無停電電源装置を複数備え、
    　複数の前記無停電電源装置は、負荷に対して並列接続されるとともに、前記電力貯蔵装置を共用する、無停電電源システム。
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