WO2016147530A1 - 受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法 - Google Patents

受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法 Download PDF

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憲明 田和
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日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2575—Radio-over-fibre, e.g. radio frequency signal modulated onto an optical carrier
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation

Definitions

  • the present invention relates to a receiving circuit, a receiving apparatus and a receiving method, and a receiving apparatus and a receiving method for a radio base station.
  • the receiving circuit, the receiving apparatus and the receiving method suitable for suppressing an increase in circuit scale, and
  • the present invention relates to a radio base station receiving apparatus and a receiving method thereof.
  • optical communication is used for signal transmission between a slave unit and a master unit constituting a wireless unit of a base station.
  • the received signal is orthogonally demodulated, converted into a digital signal, further converted into CPRI, etc., and then optically transmitted. Therefore, the general optical transmission method has a problem that the function is complicated and the circuit scale and power consumption increase.
  • RoF Radio over Fiber
  • RoF technology includes analog RoF and digital RoF.
  • Non-Patent Document 1 a radio frequency received radio signal is converted into an optical signal as an analog signal and transmitted to the master unit via an optical cable (Non-Patent Document 1). Therefore, there is a problem that the signal is easily deteriorated during transmission and the signal quality is deteriorated.
  • Non-Patent Document 2 a radio received radio frequency signal is converted into a digital signal, then converted into an optical signal, and transmitted to the master unit via an optical cable.
  • Non-Patent Document 2 the signal quality is unlikely to deteriorate.
  • Patent Document 1 discloses a level detection unit that detects a level of input digital data, a carrier generation unit that generates a carrier signal that sequentially increases in frequency corresponding to a detection result of the level detection unit, and digital data.
  • a pulse width modulation amplifier comprising conversion means for converting into a pulse width modulation signal based on a carrier signal.
  • Patent Document 2 discloses a receiver including a mixer that mixes an oscillator signal and a carrier signal modulated by an information signal, and an A / D converter that converts the information signal into a digital signal. Is disclosed.
  • Patent Document 3 an input signal is input, an envelope of the received signal is detected, an envelope detection means for outputting the detection signal, an input comparison between the detection signal and the reference voltage, and a data signal is obtained.
  • a data communication demodulator circuit comprising a comparator means for demodulating and outputting is disclosed.
  • Patent Document 4 discloses a configuration in which a transmission circuit is provided with a phase-synchronous ⁇ modulator.
  • JP 2006-2111647 A Special Table 2002-519926 Japanese Patent Laid-Open No. 08-204762 International Publication No. 2011/078120
  • the present invention has been made to solve such a problem, and a receiving circuit, a receiving apparatus and a receiving method capable of suppressing an increase in circuit scale, and a receiving apparatus for a radio base station and the same
  • An object is to provide a receiving method.
  • the receiving circuit includes a detector that outputs an envelope signal of a radio frequency signal received wirelessly, a phase signal generation unit that generates a phase signal of a pulse waveform of the radio frequency signal, the envelope signal, and the envelope signal A ⁇ modulator that outputs a ⁇ modulation signal based on the phase signal, and a high-frequency pulse signal generator that generates a high-frequency pulse signal based on the ⁇ modulation signal and the phase signal.
  • the receiving method detects the amplitude of a radio frequency received radio frequency signal and outputs an envelope signal, and detects the phase of the radio frequency signal to generate a phase signal of a pulse waveform.
  • a receiving device of a radio base station detects a radio reception signal and converts a high-frequency pulse signal generated using phase-synchronous ⁇ modulation into an optical signal;
  • a baseband signal processing circuit that receives the optical signal via an optical cable and generates a baseband signal corresponding to the high-frequency pulse signal.
  • a radio base station reception method detects a radio reception signal, converts a high-frequency pulse signal generated using phase-synchronous ⁇ modulation into an optical signal, and converts the optical signal to an optical cable. And a baseband signal corresponding to the high-frequency pulse signal is generated.
  • the embodiment it is possible to provide a receiving circuit, a receiving apparatus and a receiving method that can suppress an increase in circuit scale, and a receiving apparatus and a receiving method for a radio base station.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving circuit according to a first exemplary embodiment; It is a block diagram which shows the structure of the receiver with which the receiver circuit shown in FIG. 1 is mounted.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a receiving circuit according to a second exemplary embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a modified example of the receiving circuit illustrated in FIG. 3.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a receiving circuit according to a third exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a receiving circuit according to a fourth exemplary embodiment.
  • the constituent elements are not necessarily essential unless otherwise specified or apparently essential in principle.
  • the shapes when referring to the shapes, positional relationships, etc. of the components, etc., the shapes are substantially the same unless otherwise specified, or otherwise apparent in principle. And the like are included. The same applies to the above numbers and the like (including the number, numerical value, quantity, range, etc.).
  • FIG. 1 is a block diagram of a configuration of the receiving circuit 11 according to the first embodiment.
  • the receiving circuit 11 shown in FIG. 1 is, for example, a slave unit that constitutes a radio unit of a radio base station, and is binarized by performing phase-synchronous delta-sigma modulation on a radio-received analog high-frequency signal.
  • a digital high frequency pulse signal is suitable for serial communication such as RoF.
  • the high-frequency pulse signal is converted into an optical signal and then transmitted to an external master unit via an optical cable.
  • the receiving circuit according to the present embodiment does not need to include a down-conversion oscillator and a phase shifter, and also needs to include a quadrature demodulator, a high-speed FPGA for conversion into a CPRI signal, and the like. Therefore, an increase in circuit scale can be suppressed. This will be specifically described below.
  • the receiving circuit 11 includes a detector 111, a phase signal generator 112, a ⁇ modulator 113, and a multiplier (high frequency pulse signal generator) 114.
  • the phase signal generation unit 112, the ⁇ modulator 113, and the multiplier 114 constitute a phase-locked ⁇ modulator.
  • Detector 111 detects the amplitude of the high frequency signal S IN that is wirelessly received from the outside and outputs the envelope signal r.
  • the response speed of the detector 111 may be about twice as fast as the main signal bandwidth.
  • Phase signal generator 112 generates a phase signal S theta pulse waveform by detecting the phase of the high frequency signal S IN.
  • the phase signal generation unit 112 is a comparator, compares the high frequency signal SIN and the reference voltage Vref, and outputs a comparison result indicating a binary value of 0 or 1 as the phase signal S ⁇ .
  • the reference voltage Vref is, for example, 0V.
  • the ⁇ modulator 113 modulates the envelope signal r in synchronization with the phase signal S ⁇ used as a clock signal, and outputs a binarized ⁇ modulation signal.
  • the multiplier 114 multiplies the ⁇ modulation signal and the phase signal S ⁇ to generate a high frequency pulse signal S O.
  • .DELTA..SIGMA modulation signal corresponds to the amplitude component of the high-frequency signal S IN, the phase signal S theta, corresponding to a phase component of the RF signal S IN. Therefore, it can be said that the high-frequency pulse signal S O is a binarized digital high-frequency signal holding information on the analog high-frequency signal S IN .
  • the high-frequency pulse signal S0 is converted into an optical signal, for example, and then transmitted to an external master unit via an optical cable.
  • the radio-frequency received high-frequency signal SIN is expressed as follows, where x is the in-phase component of the baseband signal, y is the quadrature component of the baseband signal, ⁇ is the angular velocity of the carrier wave, t is time, and i is an imaginary unit. It is expressed as equation (1).
  • the envelope signal r representing the amplitude component of the high-frequency signal S IN is expressed by the following equation (2).
  • phase signal S ⁇ representing the phase component of the high-frequency signal S IN is expressed as the following Expression (3).
  • Equation (4) As is apparent from the high frequency pulse signal S O digital generated by the receiving circuit 11 includes information of the high frequency signal S IN of the analog wirelessly received by the receiving circuit 11.
  • the receiving circuit 11 by performing a phase synchronization type ⁇ modulation to an analog high-frequency signal S IN that is wirelessly received, and generates a binarized digital RF pulse signal S O.
  • the high-frequency pulse signal S O is suitable for serial communication such as RoF, for example, after being converted into an optical signal, through the optical cable, it is transmitted to the outside.
  • the receiving circuit 11 does not need to include an oscillator and a phase shifter for down-conversion, and does not need to include a quadrature demodulator, a high-speed FPGA for conversion into a CPRI signal, etc. An increase in scale can be suppressed. Along with this, an increase in power consumption can be suppressed.
  • the optical transmission of the high frequency pulse signal S O of the binarized digital compared with the case of optical transmission of analog high-frequency signal, for resistance to noise is strong, the deterioration of the signal quality is suppressed.
  • the ⁇ modulator 113 outputs a binarized ⁇ modulation signal
  • the present invention is not limited to this.
  • the ⁇ modulator can be appropriately changed to a configuration that outputs a multi-valued ⁇ modulation signal such as ternarization.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the receiving device 1 in which the receiving circuit 11 is mounted.
  • a receiving circuit 11 b is shown as a specific configuration example of the receiving circuit 11.
  • the receiving apparatus 1 is used as a radio unit of a base station apparatus, for example, and includes a receiving circuit 11b, a baseband signal processing circuit 12, an optical cable 13, and an antenna 14.
  • the receiving circuit 11b corresponds to a slave unit in the radio unit
  • the baseband signal processing circuit 12 corresponds to a master unit in the radio unit.
  • the reception circuit 11b further includes a band pass filter 116, a low noise amplifier (LNA) 117, and an E / O conversion unit 118, as compared with the reception circuit 11.
  • LNA low noise amplifier
  • Bandpass filter 116 of the high frequency signal S IN that is wirelessly received via the antenna 14 from the outside, passing only a desired frequency band.
  • Low noise amplifier 117 amplifies the high frequency signal S IN that has passed through the bandpass filter 116.
  • Detector 111 detects the amplitude of the amplified radio frequency signal S IN by the low noise amplifier 117, and outputs the envelope signal r.
  • Phase signal generating unit 112 detects the phase of the high frequency signal S IN amplified by the low noise amplifier 117 generates a phase signal S theta pulse waveform.
  • ⁇ modulator 113 ⁇ modulation in synchronization with the envelope signal r to the phase signal S theta, and outputs it as ⁇ modulation signal.
  • the multiplier 114 multiplies the ⁇ modulation signal and the phase signal S ⁇ to generate a digital high-frequency pulse signal S O.
  • .DELTA..SIGMA modulation signal corresponds to the amplitude component of the high-frequency signal S IN, the phase signal S theta, corresponding to a phase component of the RF signal S IN. Therefore, it can be said that the high-frequency pulse signal S O is a digital high-frequency signal including information on the analog high-frequency signal SIN .
  • the E / O converter 118 converts the digital high-frequency pulse signal S O (electric signal) into an optical signal.
  • the optical cable 13 connects the receiving circuit 11b and the baseband signal processing circuit 12.
  • the optical signal generated by the receiving circuit 11b is transmitted to the baseband signal processing circuit 12 via the optical cable 13.
  • the baseband signal processing circuit 12 includes an O / E converter 121, multipliers 122 and 123, AD converters 124 and 125, an oscillator 126, and a phase shifter 127.
  • the O / E converter 121 converts the optical signal supplied from the receiving circuit 11b via the optical cable 13 into a digital high-frequency pulse signal S O (electric signal).
  • Bandpass filter 128 removes the added out-of-band noise in the high-frequency pulse signal S O phase synchronous ⁇ modulator, passes only a desired frequency band. As a result, the high frequency pulse signal S O becomes a high frequency analog signal SOA .
  • the oscillator 126 generates an oscillation signal having a predetermined frequency.
  • the phase shifter 127 outputs an oscillation signal f1 that is in phase with the oscillation signal of the oscillator 126, and outputs an oscillation signal f2 that is 90 degrees out of phase with the oscillation signal f1.
  • the multiplier 122 multiplies the high frequency analog signal SOA and the oscillation signal f1 to obtain an in-phase component signal of the baseband signal from the high frequency analog signal SOA .
  • the multiplier 123 multiplies the high frequency analog signal SOA and the oscillation signal f2 to obtain a quadrature phase component signal of the baseband signal from the high frequency analog signal SOA .
  • the in-phase component signal and the quadrature component signal of the baseband signal are AD-converted by AD converters 123 and 124, respectively. Then, the baseband signal processing circuit 12 executes predetermined processing based on this baseband signal.
  • the receiving circuit 11b is suitable for IC.
  • the low-noise amplifier 117 to the multiplier 114 can be integrated into one chip.
  • the low-noise amplifier 117 to the E / O conversion unit 118 can be integrated into one chip.
  • FIG. 3 is a block diagram of a configuration example of the receiving circuit 21 according to the second embodiment.
  • the reception circuit 21 further includes a saturation amplifier 211 in the subsequent stage of the phase signal generation unit 112, as compared with the reception circuit 11b.
  • the phase signal generator 112 can easily compare the high-frequency signal SIN and the reference voltage Vref, and can accurately detect the phase.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a modification example of the receiving circuit 21 as a receiving circuit 21a.
  • the reception circuit 21 a includes a variable gain amplifier 211 a in place of the saturation amplifier 211 as compared with the reception circuit 21.
  • Variable gain amplifier 211a is envelope signal r output from the detector 111 (i.e., the amplitude of the high frequency signal S IN) is a variable gain amplifier gain is changed according to.
  • the variable gain amplifier 211a even if the amplitude of the high frequency signal S IN is small, it is possible to increase the voltage variation of the high frequency signal S IN. Therefore, the phase signal generation unit 112, even if the amplitude of the high frequency signal S IN is small, the phase of the high frequency signal S IN can be easily detected.
  • FIG. 5 is a block diagram of a configuration example of the receiving circuit 31 according to the third embodiment.
  • the reception circuit 31 includes a phase signal generation unit 312 instead of the phase signal generation unit 112, as compared with the reception circuit 11b.
  • the comparator has a hysteresis characteristic. For example, when the determination by the comparator shifts from Low to High, the reference voltage Vref + is used. On the other hand, when the determination by the comparator shifts from High to Low, the reference voltage Vref ⁇ is used. At this time, the value of the reference voltage Vref + is higher than the reference voltage Vref ⁇ .
  • the reference voltage Vref + and the reference voltage Vref- are envelope signal outputted from the detector 111 r (i.e., the amplitude of the high frequency signal S IN) value corresponding to is set. Comparator compares the reference voltage Vref + or reference voltage Vref- and the high frequency signal S IN, and outputs the comparison result as the phase signal S theta.
  • the reference voltage Vref + the absolute value of Vref- increases. That is, the absolute value of the threshold value for determining the positive and negative of the high frequency signal SIN is increased.
  • the reference voltage Vref + the absolute value of Vref- decreases. That is, the absolute value of the threshold value for determining the positive and negative high-frequency signal S IN is reduced.
  • FIG. 6 is a block diagram of a configuration of the receiving circuit 41 according to the fourth embodiment.
  • the reception circuit 41 further includes a level adjustment unit 411 as compared with the reception circuit 11b.
  • the level adjustment unit 411 scales the level of the envelope signal r output from the detector 111 to a level corresponding to the dynamic range of the ⁇ modulator 113.
  • the gain in the level adjustment unit 411 is changed stepwise to adjust to satisfy the required dynamic range.
  • the amplitude distortion in the generation and transmission of high-frequency pulse signal S O occurs, it adds an inverse distortion component to the envelope signal r. Accordingly, the receiving circuit 41 can maintain the signal quality at a high quality.
  • Patent Document 1 assumes input of a digital signal, and aims to remove noise from the digital signal.
  • the receiving circuits according to the first to fourth embodiments assume an analog signal input, and perform a phase-synchronous ⁇ modulation on the analog high-frequency signal to generate a digital high-frequency pulse signal.
  • the purpose is that.
  • Patent Document 1 and the present invention have different configurations and purposes.
  • Patent Document 2 includes a quadrature modulation demodulator, and each of the in-phase signal and the quadrature signal is individually ⁇ modulated and digitized.
  • the receiving circuits according to the first to fourth embodiments do not include a quadrature modulation demodulator and further perform phase modulation.
  • the configuration disclosed in Patent Document 2 performs AD conversion on a baseband signal.
  • the receiving circuit according to the first to fourth embodiments performs AD conversion or ⁇ modulation on the high frequency signal.
  • Patent Document 2 and the present invention have different configurations and purposes.
  • Patent Document 3 uses only the envelope signal obtained by detecting the amplitude of the input signal as the reference voltage of the comparator.
  • the configuration is fundamentally different.
  • the configuration disclosed in Patent Document 4 includes a phase-synchronous ⁇ modulator in the transmission circuit.
  • the configurations of the first to fourth embodiments include a phase-synchronous ⁇ modulator in the receiving circuit.
  • phase-synchronous ⁇ modulator provided in the transmission circuit and the phase-synchronous ⁇ modulator provided in the reception circuit have the following differences in configuration and purpose.
  • the input signal is a digital signal and the level of the input signal is predetermined.
  • the input signal is an analog signal, and the signal level of the input signal is not constant.
  • the high frequency signal S IN that is wirelessly received, the envelope signal r representing the amplitude, and the phase signal S theta representing the phase is generated.
  • the phase-locked ⁇ modulator pushes the quantization noise out of the signal band, thereby reducing the quantization noise in the signal band and reducing the influence on the modulation accuracy.
  • the leakage power outside the signal band is severely limited so as not to affect the adjacent communication environment in the frequency domain.
  • the receiving apparatus targeted by the present invention there is no limit on the leakage power outside the signal band, so that it is not necessary to consider the quantization noise pushed out of the signal band as long as the standards such as throughput are satisfied.
  • the PAPR Peak to Average Power Ratio
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access

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Abstract

　一実施の形態によれば、受信回路（１１）は、無線受信した高周波信号（ＳＩＮ）の振幅を検波してエンベロープ信号（ｒ）を出力する検波器（１１１）と、高周波信号（ＳＩＮ）の位相を検出してパルス波形の位相信号（Ｓθ）を生成する比較器（１１２）と、エンベロープ信号（ｒ）を位相信号（Ｓθ）に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力するΔΣ変調器（１１３）と、ΔΣ変調信号と位相信号（Ｓθ）とを乗算して高周波パルス信号（ＳＯ）を生成する乗算器（１１４）と、を備える。

Description

受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法
　本発明は、受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法に関し、例えば、回路規模の増大を抑制するのに適した受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法に関する。
　近年、無線通信システムでは、基地局の無線部を構成する子機と親機との間の信号伝送に光通信が使用されている。子機で受信した信号の一般的な光伝送の方法は、受信信号を直交復調し、デジタル信号に変換し、さらにＣＰＲＩ等に変換した後、光伝送する。そのため、一般的な光伝送の方法では、機能が複雑化し、回路規模や消費電力が増大してしまうという問題があった。
　この問題を解決するため、ＲｏＦ（Radio over Fiber）技術を用いた光通信が行われている。ＲｏＦ技術には、アナログＲｏＦ及びデジタルＲｏＦがある。
　アナログＲｏＦでは、無線受信した高周波信号をアナログ信号のまま光信号に変換し、光ケーブルを介して、親機に伝送する（非特許文献１）。そのため、伝送中に信号が劣化しやすく、信号品質が低下してしまうという問題があった。
　それに対し、デジタルＲｏＦでは、無線受信した高周波信号をデジタル信号に変換した後、光信号に変換して、光ケーブルを介して、親機に伝送する（非特許文献２）。この場合、アナログＲｏＦの場合とは異なり、信号品質は低下しにくい。
　その他、特許文献１には、入力されるデジタルデータのレベルを検出するレベル検出手段と、レベル検出手段の検出結果に対応する周波数の逐次増加するキャリア信号を作成するキャリア作成手段と、デジタルデータをキャリア信号に基づいてパルス幅変調信号に変換する変換手段と、を備えたパルス幅変調増幅器が開示されている。
　また、特許文献２には、発振器信号と、情報信号により変調された搬送信号と、を混合する混合器と、前記情報信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、を備えた受信器が開示されている。
　また、特許文献３には、受信信号を入力し、この受信信号の包絡線を検波して、検波信号を出力するエンベロープ検波手段と、検波信号と基準電圧とをそれぞれ入力比較し、データ信号を復調して出力するコンパレータ手段と、を備えたデータ通信用復調回路が開示されている。
　さらに、特許文献４には、送信回路に位相同期型のΔΣ変調器が設けられた構成が開示されている。
特開２００６－２１１６４７号公報 特表２００２－５１９９２６号公報 特開平０８－２０４７６２号公報 国際公開第２０１１／０７８１２０号
福家　裕　他、"Ｗ－ＣＤＭＡ／ＬＴＥシステム共用ＲｏＦシステムの開発"、ＮＴＴ　ＤＯＣＯＭＯ　テクニカル・ジャーナル　Ｖｏｌ．１８　Ｎｏ．４、ｐｐ．２５－２９ 伊東　悌　他、"小規模な弱電界エリア対策用ＲｏＦ装置の開発実用化"、ＮＴＴ　ＤＯＣＯＭＯ　テクニカル・ジャーナル　Ｖｏｌ．２１　Ｎｏ．２、ｐｐ．４６－５１
　デジタルＲｏＦでは、信号品質は低下しないものの、デジタル処理や光変換におけるビットレートの制限により、高周波信号を中間周波数帯の信号に変換したうえで光伝送する必要がある。そのため、この関連技術では、ダウンコンバート用の周波数変換部や、高速なＡＤ変換器が必要となり、回路規模が増大するという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
　本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、回路規模の増大を抑制することが可能な受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法を提供することを目的とする。
　一実施の形態によれば、受信回路は、無線受信した高周波信号のエンベロープ信号を出力する検波器と、前記高周波信号のパルス波形の位相信号を生成する位相信号生成部と、前記エンベロープ信号と前記位相信号とに基づいてΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調信号と前記位相信号とに基づいて高周波パルス信号を生成する高周波パルス信号生成器と、を備える。
　また、一実施の形態によれば、受信方法は、無線受信した高周波信号の振幅を検波してエンベロープ信号を出力するステップと、前記高周波信号の位相を検出してパルス波形の位相信号を生成するステップと、前記エンベロープ信号を前記位相信号に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力するステップと、前記ΔΣ変調信号と前記位相信号とを乗算して高周波パルス信号を生成するステップと、を備える。
　また、一実施の形態によれば、無線基地局の受信装置は、無線受信信号を検波し位相同期型ΔΣ変調を用いて生成した高周波パルス信号を光信号に変換する受信回路と、
　前記光信号を光ケーブルを介して受信し前記高周波パルス信号に対応するベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理回路と、を有する。
　また、一実施の形態によれば、無線基地局の受信方法は、無線受信信号を検波し位相同期型ΔΣ変調を用いて生成した高周波パルス信号を光信号に変換し、前記光信号を光ケーブルを介して受信し前記高周波パルス信号に対応するベースバンド信号を生成する。
　前記一実施の形態によれば、回路規模の増大を抑制することが可能な受信回路、受信装置及び受信方法、並びに、無線基地局の受信装置及びその受信方法を提供することができる。
実施の形態１にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。 図１に示す受信回路が搭載された受信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。 図３に示す受信回路の変形例を示すブロック図である。 実施の形態３にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。 実施の形態４にかかる受信回路の構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
　以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
　さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。
＜実施の形態１＞
　図１は、実施の形態１にかかる受信回路１１の構成を示すブロック図である。
　図１に示す受信回路１１は、例えば無線基地局の無線部を構成する子機であって、無線受信したアナログの高周波信号に対して位相同期型のΔΣ変調を行うことにより、２値化されたデジタルの高周波パルス信号を生成する。この高周波パルス信号は、ＲｏＦ等のシリアル通信に適しており、例えば、光信号に変換された後、光ケーブルを介して、外部の親機に伝送される。ここで、本実施の形態にかかる受信回路は、ダウンコンバート用の発振器及び移相器を備える必要が無く、また、直交復調器や、ＣＰＲＩ信号に変換するための高速なＦＰＧＡ等、を備える必要も無いため、回路規模の増大を抑制することができる。以下、具体的に説明する。
　図１に示すように、受信回路１１は、検波器１１１と、位相信号生成部１１２と、ΔΣ変調器１１３と、乗算器（高周波パルス信号生成器）１１４と、を備える。位相信号生成部１１２、ΔΣ変調器１１３及び乗算器１１４により、位相同期型ΔΣ変調器が構成される。
　検波器１１１は、外部から無線受信した高周波信号ＳＩＮの振幅を検波して、エンベロープ信号ｒとして出力する。検波器１１１の応答速度は、主信号帯域幅の２倍程度の速度であればよい。
　位相信号生成部１１２は、高周波信号ＳＩＮの位相を検出してパルス波形の位相信号Ｓθを生成する。具体的には、位相信号生成部１１２は、比較器であって、高周波信号ＳＩＮと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、０又は１の２値を示す比較結果を位相信号Ｓθとして出力する。基準電圧Ｖｒｅｆは、例えば０Ｖである。
　ΔΣ変調器１１３は、クロック信号として用いられる位相信号Ｓθに同期してエンベロープ信号ｒをΔΣ変調し、２値化されたΔΣ変調信号を出力する。
　乗算器１１４は、ΔΣ変調信号と位相信号Ｓθとを乗算して高周波パルス信号ＳＯを生成する。ここで、ΔΣ変調信号は、高周波信号ＳＩＮの振幅成分に相当し、位相信号Ｓθは、高周波信号ＳＩＮの位相成分に相当する。そのため、高周波パルス信号ＳＯは、アナログの高周波信号ＳＩＮの情報を保持した２値化されたデジタルの高周波信号であるということができる。
　高周波パルス信号ＳＯは、例えば、光信号に変換された後、光ケーブルを介して、外部の親機に伝送される。
（計算式）
　続いて、受信回路１１により生成される高周波パルス信号ＳＯについて計算式を用いて説明する。
　まず、無線受信される高周波信号ＳＩＮは、ｘをベースバンド信号の同相成分、ｙをベースバンド信号の直交位相成分、ωを搬送波の角速度、ｔを時間、ｉを虚数単位とすると、以下の式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に、高周波信号ＳＩＮの振幅成分を表すエンベロープ信号ｒは、以下の式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、高周波信号ＳＩＮの位相成分を表す位相信号Ｓθは、以下の式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（２）及び式（３）より、エンベロープ信号ｒをΔΣ変調した信号と、位相信号Ｓθと、の乗算結果である高周波パルス信号ＳＯは、２値化の影響を省略すると、以下の式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）からも明らかなように、受信回路１１により生成されるデジタルの高周波パルス信号ＳＯは、受信回路１１により無線受信されたアナログの高周波信号ＳＩＮの情報を含んでいる。
　このように、受信回路１１は、無線受信したアナログの高周波信号ＳＩＮに対して位相同期型のΔΣ変調を行うことにより、２値化されたデジタルの高周波パルス信号ＳＯを生成する。この高周波パルス信号ＳＯは、ＲｏＦ等のシリアル通信に適しており、例えば、光信号に変換された後、光ケーブルを介して、外部に伝送される。ここで、受信回路１１は、ダウンコンバート用の発振器及び移相器を備える必要が無く、また、直交復調器や、ＣＰＲＩ信号に変換するための高速なＦＰＧＡ等、を備える必要も無いため、回路規模の増大を抑制することができる。また、それに伴って、消費電力の増大を抑制することができる。
　さらに、２値化されたデジタルの高周波パルス信号ＳＯの光伝送は、アナログの高周波信号を光伝送する場合と比較して、雑音に対する耐力が強いため、信号品質の劣化が抑制される。
　本実施の形態では、ΔΣ変調器１１３が２値化されたΔΣ変調信号を出力する場合を例に説明したが、これに限られない。ΔΣ変調器は、３値化等の多値化されたΔΣ変調信号を出力する構成に適宜変更可能である。
（受信回路１１の適用事例）
　図２は、受信回路１１が搭載された受信装置１の構成を示すブロック図である。なお、図２には、受信回路１１の具体的構成例として受信回路１１ｂが示されている。
　受信装置１は、例えば基地局装置の無線部として用いられ、受信回路１１ｂと、ベースバンド信号処理回路１２と、光ケーブル１３と、アンテナ１４と、を備える。ここで、受信回路１１ｂは、無線部における子機に相当し、ベースバンド信号処理回路１２は、無線部における親機に相当する。
　受信回路１１ｂは、受信回路１１と比較して、バンドパスフィルタ１１６と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１７と、Ｅ／Ｏ変換部１１８と、をさらに備える。
　バンドパスフィルタ１１６は、外部からアンテナ１４を介して無線受信した高周波信号ＳＩＮのうち、所望の周波数帯域のみを通過させる。低雑音増幅器１１７は、バンドパスフィルタ１１６を通過した高周波信号ＳＩＮを増幅する。
　検波器１１１は、低雑音増幅器１１７により増幅された高周波信号ＳＩＮの振幅を検波して、エンベロープ信号ｒとして出力する。位相信号生成部１１２は、低雑音増幅器１１７により増幅された高周波信号ＳＩＮの位相を検出して、パルス波形の位相信号Ｓθを生成する。ΔΣ変調器１１３は、エンベロープ信号ｒを位相信号Ｓθに同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力する。乗算器１１４は、ΔΣ変調信号と位相信号Ｓθとを乗算して、デジタルの高周波パルス信号ＳＯを生成する。ここで、ΔΣ変調信号は、高周波信号ＳＩＮの振幅成分に相当し、位相信号Ｓθは、高周波信号ＳＩＮの位相成分に相当する。そのため、高周波パルス信号ＳＯは、アナログの高周波信号ＳＩＮの情報を含んだデジタルの高周波信号であるということができる。
　Ｅ／Ｏ変換部１１８は、デジタルの高周波パルス信号ＳＯ（電気信号）を光信号に変換する。
　光ケーブル１３は、受信回路１１ｂとベースバンド信号処理回路１２とを接続する。受信回路１１ｂにより生成された光信号は、光ケーブル１３を介して、ベースバンド信号処理回路１２に伝送される。
　ベースバンド信号処理回路１２は、Ｏ／Ｅ変換部１２１と、乗算器１２２，１２３と、ＡＤコンバータ１２４，１２５と、発振器１２６と、移相器１２７と、を備える。
　Ｏ／Ｅ変換部１２１は、受信回路１１ｂから光ケーブル１３を介して供給された光信号をデジタルの高周波パルス信号ＳＯ（電気信号）に変換する。
　バンドパスフィルタ１２８は、高周波パルス信号ＳＯに位相同期型ΔΣ変調で付加された帯域外雑音を除去し、所望の周波数帯域のみを通過させる。これにより、高周波パルス信号ＳＯは高周波アナログ信号ＳＯＡとなる。
　発振器１２６は、所定周波数の発振信号を生成する。移相器１２７は、発振器１２６の発振信号と同相の発振信号ｆ１を出力するとともに、発振信号ｆ１と９０度位相の異なる発振信号ｆ２を出力する。
　乗算器１２２は、高周波アナログ信号ＳＯＡと発振信号ｆ１とを乗算することで、高周波アナログ信号ＳＯＡからベースバンド信号の同相成分信号を得る。乗算器１２３は、高周波アナログ信号ＳＯＡと発振信号ｆ２とを乗算することで、高周波アナログ信号ＳＯＡからベースバンド信号の直交位相成分信号を得る。ベースバンド信号の同相成分信号及び直交位相成分信号は、それぞれＡＤ変換器１２３，１２４によってＡＤ変換される。そして、ベースバンド信号処理回路１２は、このベースバンド信号に基づいて所定の処理を実行する。
　なお、受信回路１１ｂは、ＩＣ化に向いている。例えば、ＳｉＧｅを用いて受信回路１１ｂを製造することで、低雑音増幅器１１７から乗算器１１４までを１チップ化することが可能となる。さらに、ＳｉＧｅ　ＢｉＣＭＯＳを用いて受信回路１１ｂを製造ことで、低雑音増幅器１１７からＥ／Ｏ変換部１１８までを１チップ化することが可能となる。
＜実施の形態２＞
　図３は、実施の形態２にかかる受信回路２１の構成例を示すブロック図である。
　受信回路２１は、受信回路１１ｂと比較して、位相信号生成部１１２の後段に飽和アンプ２１１をさらに備える。
　飽和アンプ２１１は、バンドパスフィルタ１１６を通過して低雑音増幅器１１７により増幅された高周波信号ＳＩＮを、飽和電力まで増幅して出力する。それにより、高周波信号ＳＩＮは、矩形状又はそれに近い形状に波形整形される。そのため、位相信号生成部１１２は、高周波信号ＳＩＮと基準電圧Ｖｒｅｆを比較しやすくなり、位相を正確に検出できる。
　受信回路２１のその他の構成及び動作については、受信回路１１ｂと同様であるため、その説明を省略する。
（受信回路２１の変形例）
　図４は、受信回路２１の変形例を受信回路２１ａとして示すブロック図である。
　受信回路２１ａは、受信回路２１と比較して、飽和アンプ２１１に代えて可変利得アンプ２１１ａを備える。
　可変利得アンプ２１１ａは、検波器１１１から出力されたエンベロープ信号ｒ（即ち、高周波信号ＳＩＮの振幅）に応じてゲインが変化する可変利得アンプである。
　例えば、高周波信号ＳＩＮの振幅が大きい場合、可変利得アンプ２１１ａのゲインは小さくなり、高周波信号ＳＩＮの振幅が小さい場合、可変利得アンプ２１１ａのゲインは大きくなる。それにより、可変利得アンプ２１１ａは、高周波信号ＳＩＮの振幅が小さい場合でも、高周波信号ＳＩＮの電圧変動を大きくすることが可能となる。そのため、位相信号生成部１１２は、高周波信号ＳＩＮの振幅が小さい場合でも、高周波信号ＳＩＮの位相を容易に検出することができる。
　受信回路２１ａのその他の構成及び動作については、受信回路２１と同様であるため、その説明を省略する。
＜実施の形態３＞
　図５は、実施の形態３にかかる受信回路３１の構成例を示すブロック図である。
　受信回路３１は、受信回路１１ｂと比較して、位相信号生成部１１２に代えて位相信号生成部３１２を備える。
　位相信号生成部３１２では、比較器が、ヒステリシス特性を有する。例えば、比較器による判定がＬｏｗからＨｉｇｈに移る場合、基準電圧Ｖｒｅｆ＋が使用される。逆に、比較器による判定がＨｉｇｈからＬｏｗに移る場合、基準電圧Ｖｒｅｆ－が使用される。このとき、基準電圧Ｖｒｅｆ＋の値は基準電圧Ｖｒｅｆ－よりも高い。基準電圧Ｖｒｅｆ＋及び基準電圧Ｖｒｅｆ－には、検波器１１１から出力されたエンベロープ信号ｒ（即ち、高周波信号ＳＩＮの振幅）に応じた値が設定される。比較器は、基準電圧Ｖｒｅｆ＋又は基準電圧Ｖｒｅｆ－と高周波信号ＳＩＮとを比較して、比較結果を位相信号Ｓθとして出力する。
　例えば、高周波信号ＳＩＮの振幅が大きい場合、基準電圧Ｖｒｅｆ＋，Ｖｒｅｆ－の絶対値は大きくなる。即ち、高周波信号ＳＩＮの正及び負を判定する閾値の絶対値が大きくなる。他方、高周波信号ＳＩＮの振幅が小さい場合、基準電圧Ｖｒｅｆ＋，Ｖｒｅｆ－の絶対値は小さくなる。即ち、高周波信号ＳＩＮの正及び負を判定する閾値の絶対値が小さくなる。それにより、高周波信号ＳＩＮの振幅に適したヒステリシスの設定が可能となる。
　受信回路３１のその他の構成及び動作については、受信回路１１ｂと同様であるため、その説明を省略する。
＜実施の形態４＞
　図６は、実施の形態４にかかる受信回路４１の構成を示すブロック図である。
　受信回路４１は、受信回路１１ｂと比較して、レベル調整部４１１をさらに備える。
　レベル調整部４１１は、例えば、検波器１１１から出力されたエンベロープ信号ｒのレベルをΔΣ変調器１１３のダイナミックレンジに対応するレベルにスケーリングする。受信機として要求されるダイナミックレンジにΔΣ変調器１１３が足りなかった場合、レベル調整部４１１でのゲインを段階的に変化させ、要求されるダイナミックレンジを満たすように調整する。また、高周波パルス信号ＳＯの生成や伝送において振幅歪みが生じる場合、逆歪成分をエンベロープ信号ｒに付加する。それらにより、受信回路４１は、信号品質を高品質に保つことができる。
　なお、上記実施の形態１～４にかかる受信回路の特徴部分は組み合わせて用いられてもよい。
（引用文献と本願発明との差異）
　まず、特許文献１に開示された構成は、デジタル信号の入力を想定しており、このデジタル信号からノイズを除去することを目的としている。それに対し、実施の形態１～４にかかる受信回路は、アナログ信号の入力を想定しており、このアナログの高周波信号に対して位相同期型のΔΣ変調を行い、デジタルの高周波パルス信号を生成することを目的としている。このように、特許文献１と本願発明とでは、構成も目的も異なる。
　また、特許文献２に開示された構成は、直交変調型の復調器を備え、同相信号及び直交位相信号をそれぞれ個別にΔΣ変調してデジタル化している。それに対し、実施の形態１～４にかかる受信回路は、直交変調型の復調器を備えておらず、さらに位相変調も行っている。また、特許文献２に開示された構成は、ベースバンド信号に対してＡＤ変換を行っている。それに対し、実施の形態１～４にかかる受信回路は、高周波信号に対してＡＤ変換又はΔΣ変調を行っている。このように、特許文献２と本願発明とでは、構成も目的も異なる。
　また、特許文献３に開示された構成は、入力信号の振幅を検波して得たエンベロープ信号を比較器の基準電圧に使用しているに過ぎす、実施の形態１～４にかかる受信回路の構成とは根本的に異なる。
　また、特許文献４に開示された構成は、送信回路に位相同期型のΔΣ変調器を備えている。それに対し、実施の形態１～４の構成は、受信回路に位相同期型のΔΣ変調器を備えている。
　さらに、送信回路に設けられる位相同期型ΔΣ変調器と、受信回路に設けられる位相同期型ΔΣ変調器とでは、さらに以下のような構成上及び目的の違いがある。
　まず、送信回路に設けられた位相同期型ΔΣ変調器では、入力信号がデジタル信号であり、かつ、入力信号のレベルが予め決まっている。それに対し、本発明の受信回路に設けられた位相同期型ΔΣ変調器では、入力信号がアナログ信号であり、かつ、入力信号の信号レベルが一定ではない。なお、本発明の受信回路では、無線受信した高周波信号ＳＩＮから、振幅を表すエンベロープ信号ｒ、及び、位相を表す位相信号Ｓθが生成されている。
　また、位相同期型ΔΣ変調器は、量子化雑音を信号帯域外に押し出すことで、信号帯域内の量子化雑音を小さくし、変調精度に与える影響を小さくしている。送信装置では、周波数領域で隣接する通信環境に影響を与えないように、信号帯域外への漏えい電力が厳しく制限されている。それに対し、本発明で対象とした受信装置では、信号帯域外への漏えい電力に制限はないため、スループット等の規格を満たす限り、信号帯域外に押し出した量子化雑音を考慮する必要はない。
　さらに、ＬＴＥの場合、送信信号にはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が採用されるためＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。それに対し、受信信号にはＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）方式が採用されるため、ＰＡＰＲが比較的小さい。そのため、受信回路に設けられた位相同期型ΔΣ変調器では、エンベロープ信号のΔΣ変調精度を向上させることができ、量子化雑音を主信号に対して相対的に小さく抑えることができる。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１５年３月１９日に出願された日本出願特願２０１５－０５６１３５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　受信装置
　１１，１１ａ　受信回路
　２１，２１ａ　受信回路
　３１　受信回路
　４１　受信回路
　１２　ベースバンド信号処理回路
　１３　光ケーブル
　１４　アンテナ
　１１１　検波器
　１１２　位相信号生成部
　１１３　ΔΣ変調器
　１１４　乗算器
　１１５　ＡＤコンバータ
　１１６　バンドパスフィルタ
　１１７　低雑音増幅器
　１１８　Ｅ／Ｏ変換部
　１２１　Ｏ／Ｅ変換部
　１２２，１２３　乗算器
　１２４，１２５　ＡＤコンバータ
　１２６　発振器
　１２７　移相器
　１２８　バンドパスフィルタ
　２１１　飽和アンプ
　２１１ａ　可変利得アンプ
　３１２　位相信号生成部
　４１１　レベル調整部

Claims (14)

  1. 　無線受信した高周波信号のエンベロープ信号を出力する検波器と、
    　前記高周波信号のパルス波形の位相信号を生成する位相信号生成手段と、
    　前記エンベロープ信号と前記位相信号とに基づいてΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、
    　前記ΔΣ変調信号と前記位相信号とに基づいて高周波パルス信号を生成する高周波パルス信号生成器と、
    　を備えた、受信回路。
  2. 　前記高周波信号を飽和電力まで増幅する飽和アンプをさらに備え、
    　前記位相信号生成手段は、前記飽和アンプの出力信号から前記高周波信号の位相を検出して前記位相信号を生成する、
    　請求項１に記載の受信回路。
  3. 　前記飽和アンプは、前記検波器により検波された前記高周波信号の振幅に応じてゲインが変化する可変ゲインアンプである、
    　請求項２に記載の受信回路。
  4. 　前記位相信号生成手段は、前記高周波信号と基準電圧信号とを比較し、比較結果を前記位相信号として出力する比較器である、
    　請求項１～３の何れか一項に記載の受信回路。
  5. 　前記比較器は、前記検波器により検波された前記高周波信号の振幅に応じた前記基準電圧信号と、前記高周波信号と、を比較し、比較結果を前記位相信号として出力する、
    　請求項４に記載の受信回路。
  6. 　前記エンベロープ信号のレベルを調整するレベル調整手段をさらに備えた、
    　請求項１～５の何れか一項に記載の受信回路。
  7. 　前記レベル調整手段は、前記エンベロープ信号のレベルを前記ΔΣ変調器のダイナミックレンジに対応するレベルにスケーリングする、
    　請求項６に記載の受信回路。
  8. 　前記レベル調整手段は、前記高周波パルス信号に生じる歪の逆歪成分を前記エンベロープ信号に付加して出力する、
    　請求項６又は７に記載の受信回路。
  9. 　アナログの前記エンベロープ信号をデジタルに変換して出力するＡＤ変換器をさらに備えた、請求項１～８の何れか一項に記載の受信回路。
  10. 　前記高周波パルス信号を光信号に変換し、光ケーブルを介して外部に伝送するＥ／Ｏ変換手段をさらに備えた、請求項１～９の何れか一項に記載の受信回路。
  11. 　無線受信した前記高周波信号から前記高周波パルス信号を生成し、前記光信号に変換して出力する請求項１０に記載の受信回路と、
    　前記光信号を伝送する前記光ケーブルと、
    　前記光ケーブルを介して伝送された前記光信号から前記高周波信号に対応するベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理回路と、
    　を備えた、受信装置。
  12. 　無線受信した高周波信号の振幅を検波してエンベロープ信号を出力するステップと、
    　前記高周波信号の位相を検出してパルス波形の位相信号を生成するステップと、
    　前記エンベロープ信号を前記位相信号に同期してΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力するステップと、
    　前記ΔΣ変調信号と前記位相信号とを乗算して高周波パルス信号を生成するステップと、
    　を備えた、受信方法。
  13. 　無線受信信号を検波し位相同期型ΔΣ変調を用いて生成した高周波パルス信号を光信号に変換する受信回路と、
    　前記光信号を光ケーブルを介して受信し前記高周波パルス信号に対応するベースバンド信号を生成するベースバンド信号処理回路と、
    　を有する無線基地局の受信装置。
  14. 　無線受信信号を検波し位相同期型ΔΣ変調を用いて生成した高周波パルス信号を光信号に変換し、
    　前記光信号を光ケーブルを介して受信し前記高周波パルス信号に対応するベースバンド信号を生成する、
    　無線基地局の受信方法。
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