WO2016139812A1

WO2016139812A1 - 駅舎電源装置

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Publication number: WO2016139812A1
Application number: PCT/JP2015/056568
Authority: WO
Inventors: 寧松村
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2015-03-05
Filing date: 2015-03-05
Publication date: 2016-09-09
Also published as: JP6001795B1; JPWO2016139812A1

Abstract

　高圧側に配置され直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ１１と、単相インバータ１１の出力電圧を降圧するトランス１２と、低圧側に配置されトランス１２が印加する交流電圧を直流電圧に変換する単相コンバータ１３と、低圧側に配置され余剰回生電力を蓄えるバッテリ１６と、余剰回生電力を受け入れて駅負荷４に供給する交流電力を生成し、またはバッテリ１６の出力を交流電力に変換して駅負荷４に供給する三相インバータ１７とを備える。バッテリ１６に対する充放電制御は、単相インバータ１１および単相コンバータ１３のうちの何れかの電力変換部が行う。

Description

駅舎電源装置

　本発明は、交流系統から供給される交流電力と列車の走行によって発生する余剰回生電力とを併用して駅構内の空調装置、照明装置および昇降機を含む電気設備（以下「駅負荷」と称する）に電力を供給する駅舎電源装置に関する。

　近年、直流き電系統では、列車の回生ブレーキによって発生した回生電力は、き電線を介して他の列車の力行電力として利用されている。このような直流き電系統では、同一の変電区間内において、回生電力が力行電力を上回った場合には、き電電圧が上昇し、回生電力が力行電力を下回った場合には、き電電圧が低下する。

　上記のような技術的背景の下、下記特許文献１には、回生電力が力行電力を上回る場合に生じる余剰回生電力を交流電力に変換して交流系統を介して駅負荷に供給し、駅負荷の消費電力を上回る電力を二次電池に蓄電して、き電電圧低下時に二次電池を放電してき電線に直流電力を供給することにより、き電電圧の安定化を図りつつ、交流系統に逆潮流しない範囲で、余剰回生電力を有効活用する技術が開示されている。

　しかしながら、上記特許文献１の技術では、余剰回生電力が発生した時点で、駅負荷に接続された交流系統に電力を回生しているため、交流系統の電力量が間欠的に変動して不安定となる、という問題があった。

　上記の問題を解決するため、下記特許文献２では、き電線側で発生する回生電力を直流電力に変換する第１の電力変換部と、第１の電力変換部が変換した直流電力を交流電力に変換する第２の電力変換部との間に蓄電装置を設け、蓄電装置の充電状態、き電線側の条件および駅舎交流系統側の条件により、第１の電力変換部および第２の電力変換部を制御することで、交流系統の電力量の変動を抑制しつつ、余剰回生電力を有効活用する技術を開示している。

特許第４４３２６７５号公報特開２０１４－４０１２７号公報

　上記特許文献２の技術の場合、第１の電力変換部は、チョッパ装置等が用いられ非絶縁方式となる。このため、き電線側の高圧系統と、交流系統側の低圧系統との絶縁は、第２の電力変換部の駅舎側に設けられた変圧器で行っている。その結果、蓄電装置を含む第１の変換器部から第２の変換器部までは耐圧仕様が高圧仕様となり、絶縁処理が大掛かりとなる。また、蓄電装置の仕様が特殊仕様で高価となるほか、絶縁距離確保の観点から、構造も大型化するという問題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、蓄電装置および交流系統側の変換器部の仕様が高圧仕様となるのを回避して、小型で且つ低コストに構成できる駅舎電源装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流系統から供給される交流電力と、列車の走行によって発生する余剰回生電力とを併用して駅負荷に電力を供給する駅舎電源装置であって、交流系統から供給される交流電力と、列車の走行によって発生する余剰回生電力とを併用して駅負荷に電力を供給する駅舎電源装置であって、高圧側に配置され、直流電圧を交流電圧に変換する第１の高圧側電力変換部と、前記第１の高圧側電力変換部の出力電圧を降圧するトランスと、低圧側に配置され、前記トランスが印加する交流電圧を直流電圧に変換する第１の低圧側電力変換部と、前記低圧側に配置され、前記余剰回生電力を蓄える蓄電装置と、前記余剰回生電力を受け入れて前記駅負荷に供給する交流電力を生成し、または、前記蓄電装置の出力を交流電力に変換して前記駅負荷に供給する三相インバータと、を備え、前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記第１の高圧側電力変換部および前記第１の低圧側電力変換部のうちの何れかの電力変換部によって実現され得ることを特徴とする。

　本発明によれば、蓄電装置および交流系統側の変換器部の仕様が高圧仕様となるのを回避して、小型で且つ低コストに構成できるという効果を奏する。

実施の形態１に係る駅舎電源装置の構成例を示すブロック図実施の形態１に係る単相インバータに用いて好適な共振インバータ回路の回路構成を示す図スイッチング素子Ａ１がオンのときに流れる共振電流の経路を示す図スイッチング素子Ｂ１がオンのときに流れる共振電流の経路を示す図実施の形態１の駅舎電源装置における充放電回路の構成を示す要部回路図実施の形態１の充放電回路による充電動作を説明するタイムチャート実施の形態１の充放電回路による放電動作を説明するタイムチャート実施の形態２の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図実施の形態３の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図実施の形態３に係る単相インバータ回路の動作を説明するタイムチャート実施の形態４の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図実施の形態４に係るチョッパ回路の動作を説明するタイムチャート実施の形態５の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図実施の形態５に係る単相コンバータ回路の動作を説明するタイムチャート

　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る駅舎電源装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る駅舎電源装置の構成例を示すブロック図である。図１において、駅舎２には、交流系統１から供給された高圧の交流電力（ここでは「ＡＣ６６００Ｖ系」とする）を低圧の交流電力（ここでは「ＡＣ２１０Ｖ系」とする）に変換する変圧器３が設置され、駅構内の空調装置、照明装置、昇降機を含む各電気設備４－１，４－２，…，４－ｎ（以下「駅負荷４」と総称する）に電力が供給されている。実施の形態１に係る駅舎電源装置１００は、列車５が走行する変電区間内で消費しきれなかった余剰回生電力を、低圧の交流電力に変換して駅負荷４に供給するように構成される。つまり、駅負荷４には、交流系統１から供給される交流電力と変電区間内の余剰回生電力とが並行して供給される。

　図１に示すように、実施の形態１に係る駅舎電源装置１００は、き電線６とレール７との間に生じている、き電電圧が印加され、直流電力を交流電力に変換する単相インバータ１１と、単相インバータ１１の出力電圧を降圧するトランス１２と、トランス１２の出力電圧が印加され、交流電圧を直流電圧に変換する単相コンバータ１３と、列車５の走行によって発生する余剰回生電力を蓄える蓄電装置としてのバッテリ１６と、単相コンバータ１３が生成する直流電圧が印加され、リアクトル１５を介してバッテリ１６に対する充電および放電（以下「充放電」と称する）を行うＤＣＤＣコンバータである充放電回路１４と、余剰回生電力を受け入れて駅負荷４に供給する交流電力を生成し、または、バッテリ１６の出力を交流電力に変換して駅負荷４に供給する三相インバータ１７と、必要に応じて、単相インバータ１１、単相コンバータ１３および充放電回路１４を制御する制御部１８と、を備えて構成される。

　なお、図１の構成において、トランス１２は絶縁用のトランスである。トランス１２は、単相インバータ１１が生成する数ｋＨｚから十数ｋＨｚの周波数の交流電圧が印加されるため、高周波トランスとも称されている。高周波トランスであるトランス１２を介して単相インバータ１１と単相コンバータ１３とが接続される構成は、高周波リンク方式とも称され、また、単相インバータ１１、トランス１２および単相コンバータ１３を備える構成部は、高周波コンバータとも称される。

　図２は、実施の形態１に係る単相インバータ１１に用いて好適な共振インバータ回路１１Ａの回路構成を示す図である。図２において、共振インバータ回路１１Ａの交流端にはトランス１２の一次側が接続され、トランス１２の二次側には負荷回路５０が接続されている。なお、負荷回路５０は、図１の構成において、単相コンバータ１３と、単相コンバータ１３よりも後段の回路部とを含む総称である。

　共振インバータ回路１１Ａは、図１に示すように、直流（ＤＣ）入力に対し、フィルタコンデンサ２２の後段に直列接続された共振コンデンサ２１ａ，２１ｂが設けられ、さらにその後段に直列接続されたスイッチング素子Ａ１，Ｂ１が設けられる構成である。スイッチング素子Ａ１，Ｂ１としては、図示のように、ＩＧＢＴとダイオードとが逆並列に接続されたものが一般的である。なお、ＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。

　共振コンデンサ２１ａ，２１ｂによる直列回路およびスイッチング素子Ａ１，Ｂ１による直列回路は、共にフィルタコンデンサ２２に対して並列に接続される。また、スイッチング素子Ａ１とスイッチング素子Ｂ１との接続端ａ１と、共振コンデンサ２１ａと共振コンデンサ２１ｂの接続端ｂ１は、共に共振インバータ回路１１Ａの交流端を成してトランス１２に接続される。さらに、共振インバータ回路１１Ａとトランス１２との間には、共振インバータ回路１１Ａの出力電流を検出するための電流検出器ＣＴ１が設けられている。

　つぎに、共振インバータ回路１１Ａの動作について説明する。共振インバータ回路１１Ａでは、共振コンデンサ２１ａ，２１ｂのうちの何れかと、トランス１２の漏れインダクタンスおよび共振インバータ回路１１Ａの電流経路に存在するインダクタンスとによる直列共振（「電流共振」とも称される）によって共振電流が流れる。一方、スイッチング素子Ａ１，Ｂ１に対するＯＮまたはＯＦＦの切替制御は、共振電流が零となる時点を利用して行われる。このため、この共振インバータ回路１１Ａでは、スイッチング損失を略零にできるという特徴がある。

　図３は、スイッチング素子Ａ１がオンのときに流れる共振電流の経路を示す図であり、図４は、スイッチング素子Ｂ１がオンのときに流れる共振電流の経路を示す図である。

　スイッチング素子Ａ１がオンのときは、図３に示すような２つの電流ループ（実線：電流ループ１、破線：電流ループ２）が回路上に生ずる。電流ループ１では、共振コンデンサ２１ａ→スイッチング素子Ａ１→トランス１２→共振コンデンサ２１ａという経路の電流が流れ、電流ループ２では、フィルタコンデンサ２２→スイッチング素子Ａ１→トランス１２→共振コンデンサ２１ｂ→フィルタコンデンサ２２という経路の電流が流れる。

　また、スイッチング素子Ｂ１がオンのときは、図４に示すような２つの電流ループ（実線：電流ループ１、破線：電流ループ２）が生ずる。電流ループ１では、共振コンデンサ２１ｂ→トランス１２→スイッチング素子Ｂ１→共振コンデンサ２１ｂという経路の電流が流れ、電流ループ２では、フィルタコンデンサ２２→共振コンデンサ２１ａ→トランス１２→スイッチング素子Ｂ１→フィルタコンデンサ２２という経路の電流が流れる。

　図３および図４に示すように、スイッチング素子Ａ１，Ｂ１が切り替わるタイミングでは、トランス１２に流れる電流の向きが変化する。つまり、スイッチング素子Ａ１，Ｂ１のターンオフは、共振電流が零になる時点を利用して行われる。また、図３において流れる電流と、図４において流れる電流とは逆向きの電流であり、これらの電流が交流電流としてトランス１２の一次巻線に流れることにより、二次巻線の両端には交流電圧が生起し、単相コンバータ１３に印加される。

　図５は、実施の形態１の駅舎電源装置における充放電回路１４の構成を示す要部回路図である。図５では、充放電回路１４を中心とし、充放電回路１４の動作に関係する前後の回路部分を含めて示している。充放電回路１４は、チョッパ回路であり、単相コンバータ１３の後段もしくは単相コンバータ１３内に設けられるコンデンサ１３ａに対して、直列接続されたスイッチング素子Ａ２，Ｂ２が並列に設けられる構成である。スイッチング素子Ａ２，Ｂ２としては、図示のように、ＩＧＢＴとダイオードとが逆並列に接続されたものが一般的である。なお、ＩＧＢＴに代えてＭＯＳＦＥＴなどを用いてもよい。

　充放電回路１４の後段には、負荷回路５０Ｂが接続されている。負荷回路５０Ｂは、三相インバータ１７と、三相インバータ１７よりも後段の回路部とを含む総称である。

　バッテリ１６の正極端は、リアクトル１５を介し、スイッチング素子Ａ２とスイッチング素子Ｂ２との接続端ｂ２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ａ２およびスイッチング素子Ｂ２のうちの少なくとも一つが動作することにより、バッテリ１６からの電力が充放電回路１４を介して負荷回路５０Ｂに供給され、あるいは、単相コンバータ１３からの電力が充放電回路１４を介してバッテリ１６に供給され、バッテリ１６は充電される。

　つぎに、図５および図６の図面を参照し、充放電回路１４がバッテリ１６を充電するときの動作について説明する。図６は、実施の形態１の充放電回路１４による充電動作を説明するタイムチャートである。

　まず、図６に示すタイムチャートでは、上側から、スイッチング素子Ａ２を制御する際のスイッチングパルス（図６では「ＯＮ／ＯＦＦ」と表記）、接続端ｂ２の電圧（図６では「ｂ点電圧」と表記）および、リアクトル１５に流れる電流（図６では「Ｌ電流」と表記）をそれぞれ示している。

　負荷回路５０Ｂの要求により、コンデンサ１３ａ側から負荷回路５０Ｂに向けて（１）の電流が流れるが、負荷回路５０Ｂが要求する電力を超える余剰電力があると、コンデンサ１３ａの電圧Ｅ_０が上昇してしまう。そこで、電圧Ｅ_０を適正な値に制御するため、余剰電力をバッテリ１６に吸収させる制御を行う。具体的には、図６に示すようにスイッチング素子Ａ２をＯＮまたはＯＦＦさせる制御を行う。

　スイッチング素子Ａ２をＯＮにすると、スイッチング素子Ａ２には（２）の電流が流れ、この電流がリアクトル１５に流れる（３）の電流となり、リアクトル１５にエネルギーが蓄積される。なお、（２）の電流は、スイッチング素子Ａ２をＯＮにする時間と、スイッチング素子Ａ２をＯＦＦにする時間との比である通流率を可変することにより、制御することができる。

　スイッチング素子Ａ２をＯＮにした後、スイッチング素子Ａ２をＯＦＦにすると、リアクトル１５に蓄積されたエネルギーによって、バッテリ１６が充電される。このとき、スイッチング素子Ｂ２のダイオードには、（７）の電流が流れ、この電流がリアクトル１５に流れる（３）の電流となる。

　なお、バッテリ１６を充電するときの動作では、コンデンサ１３ａの電圧Ｅ_０とバッテリ１６の電圧Ｅ_BATとの間には、Ｅ_０＞Ｅ_BATの関係がある。すなわち、充放電回路１４において、バッテリ１６を充電するときの動作は、降圧動作となる。

　つぎに、図５および図７の図面を参照し、充放電回路１４がバッテリ１６の電力を放電させるときの動作について説明する。図７は、実施の形態１の充放電回路１４による放電動作を説明するタイムチャートである。

　図７に示すタイムチャートでは、上側から、スイッチング素子Ｂ２を制御する際のスイッチングパルス（図７では「ＯＮ／ＯＦＦ」と表記）、接続端ｂ２の電圧（図７では「ｂ点電圧」と表記）および、リアクトル１５に流れる電流（図７では「Ｌ電流」と表記）をそれぞれ示している。

　負荷回路５０Ｂの要求に対し、コンデンサ１３ａ側に余剰電力がない場合であり、且つ、バッテリ１６に蓄電電力がある場合、充放電回路１４は、バッテリ１６の電力を放電させて負荷回路５０Ｂに供給する動作を行う。具体的には、図７に示すように、スイッチング素子Ｂ２をＯＮ／ＯＦＦさせる制御を行う。

　スイッチング素子Ｂ２をＯＮにすると、バッテリ１６からの電流がリアクトル１５およびスイッチング素子Ｂ２に流れる。このとき、スイッチング素子Ｂ２には（６）の電流が流れ、この電流がリアクトル１５に流れる（４）の電流となり、リアクトル１５にエネルギーが蓄積される。なお、（４）の電流は、スイッチング素子Ｂ２をＯＮにする時間と、スイッチング素子Ｂ２をＯＦＦにする時間との比である通流率を可変することにより、制御することができる。

　スイッチング素子Ｂ２をＯＮにした後、スイッチング素子Ｂ２をＯＦＦにすると、リアクトル１５に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子Ｂ２のダイオードを介して負荷回路５０Ｂに供給される。このとき、スイッチング素子Ａ２のダイオードには、（５）の電流が流れ、この電流がリアクトル１５に流れる（４）の電流となる。

　なお、バッテリ１６を放電させるときの動作では、コンデンサ１３ａの電圧Ｅ_０と接続端ｂ２の電圧Ｅ_ｂとの間には、Ｅ_０＜Ｅ_ｂの関係がある。すなわち、充放電回路１４において、バッテリ１６を放電させるときの動作は、昇圧動作となる。

　以上説明したように、実施の形態１に係る駅舎電源装置では、高圧側に配置する単相インバータと低圧側に配置する単相コンバータとを高周波トランスで接続し、蓄電装置を低圧側に配置し、同じく低圧側に配置した充放電回路で蓄電装置の充放電を制御する構成としたので、蓄電装置および交流系統側の変換器部の仕様が高圧仕様となるのを回避できるという効果が得られる。

　また、上記特許文献２の駅舎電源装置では、変圧器部は交流３相用で構成する必要があるのに対し、実施の形態１に係る駅舎電源装置では、単相用の変圧器で構成できるので、装置を小型化できるという効果が得られる。

実施の形態２．
　図８は、実施の形態２の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図である。図８では、高周波リンク部を構成する共振インバータ回路１１Ａ、トランス１２および、単相コンバータ１３の一例である全波整流回路１３Ａを中心とし、高周波リンク部の動作に関係する回路部を加えて示している。

　つぎに、実施の形態２に係る駅舎電源装置の動作について説明する。まず、図８と図１とを比較すると、図８では、充放電回路１４が省略されている。実施の形態２の駅舎電源装置において、充放電回路１４が担任していた機能は、制御部１８によって制御される共振インバータ回路１１Ａが代替する。

　共振インバータ回路１１Ａの入力側に余剰電力がある場合、負荷回路５０Ｂに向けて電力を供給するか、あるいは、バッテリ１６に対する充電を行う。これらの電力制御に際し、実施の形態１では、充放電回路１４のスイッチング素子Ａ２，Ｂ２をＯＮ／ＯＦＦ制御していたが、実施の形態２では、共振インバータ回路１１Ａのスイッチング素子Ａ１，Ｂ１に対するスイッチングパルスの一部を間引くことで実施する。スイッチング素子Ａ１，Ｂ１に対するスイッチングパルスの一部を間引くことにより、トランス１２の一次巻線に印加される電圧Ｖ_ａは、図示のような間欠的な正弦波となる。このような間引き制御を行う際に、スイッチングパルスを間引く時間、すなわちスイッチング素子をＯＮさせる時間と、スイッチング素子をＯＦＦさせる時間との比率である通流率を可変することにより、トランス１２の二次巻線を通じて全波整流回路１３Ａに供給する電力を制御することができる。

　実施の形態２に係る駅舎電源装置によれば、実施の形態１の効果が得られると共に、実施の形態１では必要であった充放電回路を省略できるので、駅舎電源装置を小型且つ低コストに構成できるという効果が得られる。

実施の形態３．
　図９は、実施の形態３の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図である。実施の形態３では、図９に示すように、図８に示した実施の形態２の構成において、共振インバータ回路１１Ａをフルブリッジの単相インバータ回路１１Ｂに変更して高周波リンク部を構成している。また、単相インバータ回路１１Ｂの入力端側には、共振インバータ回路１１Ａ内のフィルタコンデンサ２２に相当するフィルタコンデンサ２３を図示している。なお、その他の構成については、実施の形態２と同一もしくは同等であり、それらの共通の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。

　つぎに、実施の形態３に係る駅舎電源装置の動作について、図９および図１０の図面を参照して説明する。図１０は、実施の形態３に係る単相インバータ回路１１Ｂの動作を説明するタイムチャートである。実施の形態３の駅舎電源装置において、共振インバータ回路１１Ａが担任していた機能は、制御部１８によって制御される単相インバータ回路１１Ｂが代替する。

　単相インバータ回路１１Ｂの入力側に余剰電力がある場合、負荷回路５０Ｂに向けて電力を供給するか、あるいは、バッテリ１６に対する充電を行う。これらの電力制御に際し、実施の形態２では、共振インバータ回路１１Ａのスイッチング素子Ａ１，Ｂ１に対するスイッチングパルスの一部を間引く制御を行っていたが、実施の形態３では、フルブリッジ構成の単相インバータ回路１１Ｂに具備されるスイッチング素子Ａ２，Ｂ２，Ｃ２，Ｄ２をＰＷＭ制御することで実施する。

　図１０に示すタイムチャートでは、上側から、対角の位置に配置されるスイッチング素子Ａ２，Ｄ２を制御する際のスイッチングパルス（図１０では「Ａ２－Ｄ２」と表記）、同じく対角の位置に配置されるスイッチング素子Ｂ２，Ｃ２を制御する際のスイッチングパルス（図１０では「Ｂ２－Ｃ２」と表記）、トランス１２の一次巻線に印加される電圧Ｖ_ａおよび、全波整流回路１３Ａの出力端に生ずる電圧Ｅ_１をそれぞれ示している。

　スイッチング素子Ａ２，Ｄ２の組と、スイッチング素子Ｂ２，Ｃ２の組を交互にＰＷＭ制御することにより、トランス１２の一次巻線には、上から３段目において、二点鎖線で示すような正弦波状の電圧が印加される。なお、ＰＷＭ制御については、公知の技術であり、ここでの詳細な説明は省略する。

　トランス１２の一次巻線に生じた正弦波状の電圧は、トランス１２の二次巻線を通じて全波整流回路１３Ａに印加され、全波整流回路１３Ａで全波整流された後に、バッテリ１６および負荷回路５０Ｂに印加される。全波整流回路１３Ａの出力電圧波形は、最下段において、二点鎖線で示すような波形であるが、実際には、後段の回路に存在するキャパシタンス要素によって平滑化されるため、バッテリ１６および負荷回路５０Ｂに印加される際の等価的な電圧は、最下段において実線で図示するような、平滑化された電圧となる。なお、平滑化された電圧の高さは、ＰＷＭ制御における時比率、すなわちスイッチング素子Ａ２－Ｄ２をＯＮする時間と、スイッチング素子Ａ２－Ｄ２をＯＦＦする時間との比率を可変することにより、バッテリ１６および負荷回路５０Ｂに供給する電力を制御することができる。

　実施の形態３に係る駅舎電源装置によれば、実施の形態１の効果が得られると共に、実施の形態１では必要であった充放電回路を省略できるので、実施の形態２と同様に、駅舎電源装置を小型且つ低コストに構成できるという効果が得られる。

実施の形態４．
　図１１は、実施の形態４の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図である。実施の形態４では、図１１に示すように、図８に示した実施の形態２の構成において、共振インバータ回路１１Ａの直流端側に、ＤＣＤＣコンバータとしてのチョッパ回路２５が設けられ、チョッパ回路２５と共振インバータ回路１１Ａとの間には直流リアクトル２４が設けられている。なお、その他の構成については、実施の形態２と同一もしくは同等であり、それらの共通の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。

　つぎに、実施の形態４に係る駅舎電源装置の動作について、図１１および図１２の図面を参照して説明する。図１２は、実施の形態４に係るチョッパ回路２５の動作を説明するタイムチャートである。

　チョッパ回路２５の入力側に余剰電力がある場合、チョッパ回路２５は、共振インバータ回路１１Ａに向けて電力を供給する。実施の形態４では、チョッパ回路２５に具備されるスイッチング素子Ａ３，Ｂ３を交互に駆動する制御を行う。

　図１２に示すタイムチャートでは、上側から、スイッチング素子Ａ３を制御する際のスイッチングパルス（図１０では「Ａ３」と表記）、スイッチング素子Ｂ３を制御する際のスイッチングパルス（図１０では「Ｂ３」と表記）、直流リアクトル２４に流れる電流Ｉ_Ｌ、スイッチング素子Ａ３に流れる電流Ｉ_ａ、ダイオードＤａに流れる電流Ｉ_Ｄａおよび、共振インバータ回路１１Ａの入力端に印加される電圧Ｅ_２をそれぞれ示している。

　スイッチング素子Ａ３と、スイッチング素子Ｂ３とを交互に駆動することにより、スイッチング素子Ａ３がＯＮの期間（スイッチング素子Ｂ３のＯＦＦの期間でもある）では、上から４段目に図示するような電流Ｉ_ａが流れ、スイッチング素子Ａ３がＯＦＦの期間（スイッチング素子Ｂ３のＯＮの期間でもある）では、下から２段目に図示するような電流Ｉ_Ｄａが流れる。このとき、直流リアクトル２４には、上から３段目に図示するような電流Ｉ_Ｌが流れ、直流リアクトル２４に蓄えられたエネルギーが共振インバータ回路１１Ａに放出され、共振インバータ回路１１Ａのフィルタコンデンサ２２に蓄電される。フィルタコンデンサ２２に蓄電される電圧Ｅ_２は、スイッチング素子Ａ３をＯＮする時間と、スイッチング素子Ｂ３をＯＮする時間との比率を可変することにより、電圧Ｅ_２のレベルを制御することができる。フィルタコンデンサ２２にエネルギーを蓄電した後の動作は、実施の形態２で説明した通りであり、ここでの詳細な説明は省略する。

　実施の形態４に係る駅舎電源装置によれば、実施の形態１では必要であった充放電回路を省略できるので、実施の形態２と同様に、駅舎電源装置を小型且つ低コストに構成できるという効果が得られる。

実施の形態５．
　図１３は、実施の形態５の駅舎電源装置における高周波リンク部の構成を示す要部回路図である。実施の形態５では、図１３に示すように、図８に示した実施の形態２の構成において、全波整流回路１３Ａをフルブリッジの単相コンバータ回路１３Ｂに変更して高周波リンク部を構成している。なお、その他の構成については、実施の形態２と同一もしくは同等であり、それらの共通の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。

　つぎに、実施の形態５に係る駅舎電源装置の動作について、図１３および図１４の図面を参照して説明する。図１４は、実施の形態５に係る単相コンバータ回路１３Ｂの動作を説明するタイムチャートである。なお、実施の形態５に係る図１３の構成と、実施の形態１に係る図１とを比較すると、図１３では、充放電回路１４が省略されている。実施の形態５の駅舎電源装置において、充放電回路１４が担任していた機能は、制御部１８によって制御される単相コンバータ回路１３Ｂによって代替することができる。

　共振インバータ回路１１Ａの入力側に余剰電力がある場合、負荷回路５０Ｂに向けて電力を供給するか、あるいは、バッテリ１６に対する充電を行う。これらの電力制御に際し、実施の形態１では、充放電回路１４のスイッチング素子Ａ２，Ｂ２をＯＮ／ＯＦＦ制御し、実施の形態２では、共振インバータ回路１１Ａのスイッチング素子Ａ１，Ｂ１に対するスイッチングパルスの一部を間引くことで実施し、実施の形態３では、フルブリッジ構成の単相インバータ回路１１Ｂに具備されるスイッチング素子Ａ２，Ｂ２，Ｃ２，Ｄ２をＰＷＭ制御することで実施していたが、実施の形態５では、フルブリッジ構成の単相コンバータ回路１３Ｂに具備されるスイッチング素子Ａ４，Ｂ４，Ｃ４，Ｄ４をＰＷＭ制御することで実施する。

　図１４に示すタイムチャートでは、上側から、トランス１２の一次巻線に印加される電圧Ｖ_ａ、対角の位置に配置されるスイッチング素子Ａ４，Ｄ４を制御する際のスイッチングパルス（図１４では「Ａ４－Ｄ４」と表記）、同じく対角の位置に配置されるスイッチング素子Ｂ４，Ｃ４を制御する際のスイッチングパルス（図１４では「Ｂ４－Ｃ４」と表記）および、単相コンバータ回路１３Ｂの出力端に生ずる電圧Ｅ_１をそれぞれ示している。

　実施の形態３では、直流電圧を交流電圧に変換する際にＰＷＭ制御を行う形態であったが、実施の形態５では、交流電圧を直流電圧に変換する際にＰＷＭ制御を行う形態となる。図１０の最下段の波形と、図１４の最下段の波形とを参照すれば明らかなように、最終的に生成される電圧の波形は同等であり、得られる効果も同等である。

　以上説明したように、実施の形態５に係る駅舎電源装置によれば、実施の形態１の効果が得られると共に、実施の形態１では必要であった充放電回路を省略できるので、駅舎電源装置を小型且つ低コストに構成できるという効果が得られる。

　上述したように、実施の形態１では充放電回路１４を必要とするが、実施の形態２から５では充放電回路１４は不要である。実施の形態１に係る充放電回路１４の機能は、実施の形態２では単相インバータとしての共振インバータ回路１１Ａが担任し、実施の形態３では単相インバータ回路１１Ｂが担任し、実施の形態４ではチョッパ回路２５が担任し、実施の形態５では単相コンバータ回路１３Ｂが担任する。すなわち、本実施の形態に係る駅舎電源装置では、低圧側に配置された蓄電装置に対する充放電制御は、高圧側に配置され直流から交流への電力変換を行う第１の高圧側電力変換部、低圧側に配置され交流から直流への電力変換を行う第１の低圧側電力変換部、低圧側に配置され直流から直流への電力変換を行う第２の低圧側電力変換部、および、高圧側に配置され直流から直流への電力変換を行う第２の高圧側電力変換部のうちの少なくとも１つの電力変換部によって実現することが可能である。

　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　交流系統、２　駅舎、３　変圧器、４　駅負荷、４－１，４－２，…，４－ｎ　電気設備、５　列車、６　き電線、７　レール、１１　単相インバータ、１１Ａ　共振インバータ回路、１１Ｂ　単相インバータ回路、１２　トランス、１３　単相コンバータ、１３Ａ　全波整流回路、１３Ｂ　単相コンバータ回路、１３ａ　コンデンサ、１４　充放電回路、１５　リアクトル、１６　バッテリ、１７　三相インバータ、１８　制御部、２１ａ，２１ｂ　共振コンデンサ、２２，２３　フィルタコンデンサ、２４　直流リアクトル、２５　チョッパ回路、５０，５０Ｂ　負荷回路、１００　駅舎電源装置。

Claims

　交流系統から供給される交流電力と、列車の走行によって発生する余剰回生電力とを併用して駅負荷に電力を供給する駅舎電源装置であって、
　高圧側に配置され、直流電圧を交流電圧に変換する第１の高圧側電力変換部と、
　前記第１の高圧側電力変換部の出力電圧を降圧するトランスと、
　低圧側に配置され、前記トランスが印加する交流電圧を直流電圧に変換する第１の低圧側電力変換部と、
　前記低圧側に配置され、前記余剰回生電力を蓄える蓄電装置と、
　前記余剰回生電力を受け入れて前記駅負荷に供給する交流電力を生成し、または、前記蓄電装置の出力を交流電力に変換して前記駅負荷に供給する三相インバータと、
　を備え、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記第１の高圧側電力変換部および前記第１の低圧側電力変換部のうちの何れかの電力変換部によって実現され得ることを特徴とする駅舎電源装置。
　低圧側に配置され、前記第１の低圧側電力変換部が印加する電圧を直流電圧に変換して前記蓄電装置に印加する第２の低圧側電力変換部をさらに備え、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記第２の低圧側電力変換部が行うことを特徴とする請求項１に記載の駅舎電源装置。
　高圧側に配置され、き電電圧を直流電圧に変換して前記第１の高圧側電力変換部に印加する第２の高圧側電力変換部をさらに備え、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記第２の高圧側電力変換部が行うことを特徴とする請求項１に記載の駅舎電源装置。
　前記第１の高圧側電力変換部は共振インバータ回路であり、
　前記第２の低圧側電力変換部はチョッパ回路である
　ことを特徴とする請求項２に記載の駅舎電源装置。
　前記第１の高圧側電力変換部は共振インバータ回路であり、
　前記第１の低圧側電力変換部は全波整流回路であり、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記共振インバータ回路が前記トランスに間欠的な正弦波を印加することによって行われることを特徴とする請求項１に記載の駅舎電源装置。
　前記第１の高圧側電力変換部は単相インバータ回路であり、
　前記第１の低圧側電力変換部は全波整流回路であり、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記単相インバータ回路をＰＷＭ制御することによって行われることを特徴とする請求項１に記載の駅舎電源装置。
　前記第１の高圧側電力変換部は共振インバータ回路であり、
　前記第１の低圧側電力変換部は全波整流回路であり、
　前記第２の高圧側電力変換部はチョッパ回路であり、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記チョッパ回路が前記共振インバータ回路に印加する電圧レベルを変更することによって行われることを特徴とする請求項３に記載の駅舎電源装置。
　前記第１の高圧側電力変換部は共振インバータ回路であり、
　前記第１の低圧側電力変換部は単相コンバータ回路であり、
　前記蓄電装置に対する充放電制御は、前記単相コンバータ回路をＰＷＭ制御することによって行われることを特徴とする請求項１に記載の駅舎電源装置。