WO2016032104A1 - 무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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강지원
이길봄
김희진
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Definitions

  • the present invention relates to a method for determining a weight for performing hybrid beamforming in a wireless communication system, and an apparatus therefor.
  • MIMC Mul t i pie—Input Mul t i pie-Output which is used in wireless communication systems, is a technique that increases channel capacity and improves transmission and reception efficiency by using multiple transmission antennas and / or multiple reception antennas.
  • MIM0 may be referred to as multiple antennas.
  • data may not necessarily be transmitted through a single antenna path.
  • a receiver may reconstruct data by merging data fragments each received from multiple receive antennas.
  • the cell area size may be maintained while the data transmission rate may be improved, or the coverage may be increased while the data transmission rate is maintained.
  • the beamforming technique in the MIM0 environment is widely used in a base station, a terminal, or a repeater.
  • the panforming technique can be classified into a digital beamforming technique and an analog bumpforming technique according to whether the weighted vector / matrix (or precoding vector / matrix) is used in the base band or the RF band.
  • the technique is applied to the precoding procedure of 3G and 4G mobile communication systems. For example, in the current mobile communication system, the terminal feeds back a precoding matrix index (PMI) to the base station for closed loop based digital beamforming, and the base station performs beamforming based on the PMI.
  • PMI precoding matrix index
  • An object of the present invention is to provide a method for efficiently and quickly determining weights for bump forming in a wireless communication system and an apparatus for performing the same.
  • the base station determines a weight for hybrid bump forming, the first omni-directional range is formed evenly in all directions; signaling a setting for repetitive transmission of a di rect ional beam to a terminal; Receiving the first omni range from the terminal by forming a second omni range; Repeatedly receiving the first omni-directional beam from the terminal by sequentially forming a plurality of rectal beams corresponding to a plurality of directions; And weights for hybrid bump forming based on a gain difference between the first non-directional beam received through the second non-directional beam and the first non-directional beam received through the first directional beam among the plurality of directional beams. Determining.
  • a base station for determining a weight for hybrid bump forming in a wireless communication system for achieving the above technical problem, the first omni-di range evenly formed in all directions; a transmitter signaling a setting for repetitive transmission of a rect ional beam to a terminal; Receive the first omni-directional range from the terminal by forming a second omni-directional beam, and sequentially forming a plurality of rect ional beams that span a plurality of directions, thereby forming the first non-directional beam from the terminal.
  • a receiver for repeatedly receiving a directional beam; And weights for hybrid bump forming based on a gain difference between the first non-directional beam received through the second non-directional beam and the first non-directional beam received through the first directional beam among the plurality of directional beams.
  • the processor to determine.
  • a method for transmitting a signal for determining a weight of a hybrid beamforming by a terminal is formed equally in all directions from a base station.
  • Receiving the first omni-directional category a plurality of times according to the received setting, wherein the first transmission of the first omni-directional category repeatedly transmitted a plurality of times comprises performing a second omni-directional range formed by the base station.
  • the transmission of the system 1 omni-directional band after the initial transmission is measured through a plurality of rectal beams formed by the base station.
  • a terminal for transmitting a signal for determining a weight of a hybrid beamforming is equally formed in all directions from a base station.
  • a receiver receiving a setting for repetitive transmission of an omni -di rect ional beam;
  • a transmitter for repeatedly transmitting the first omni-directional beam a plurality of times according to the received setting;
  • a processor controlling the receiver and the transmitter, wherein the first transmission of the first omni-directional range repeated repeatedly a plurality of times is measured through the second omni-directional range formed by the base station, and after the first transmission. Transmissions of one omni-directional beam are measured through a number of di rect ional beams formed by the base station.
  • the setting for repetitive transmission of the first omni-directional beam may include setting the number of repetitive transmissions of the nearly 11 omni-directional beams, the transmission period of the first omni-directional beam, and transmitting the first non-directional beam. It may include at least one of information about the size of the frequency band.
  • the first omni-directional range can be applied to a quasi-omni range transmitted through a sounding reference signal (SRS).
  • SRS sounding reference signal
  • the number of repetitive transmissions of the first omni-directional beam may be determined based on the number of search spaces by the plurality of directional beams or the beam width of the plurality of directional beams.
  • the first directional range may have a maximum gain for reception of the first non-directional beam among the plurality of directional beams.
  • the base station may select a PMI corresponding to a combination of the index of the first directional beam and the gain difference from a codebook. More preferably, the base station may obtain the coefficient of the phase shifter and the coefficient of the power amplifier for analog beamforming included in the hybrid beamforming based on the selected PMI.
  • the base station may perform the hybrid beamforming hierarchically combined with analog bump forming and digital beamforming using the determined weight.
  • analog pan scanning is required for hybrid beamforming, and the base station efficiently and quickly performs PMI without feedback of a terminal. You can decide.
  • Figure 1 shows a typical MIM0 environment.
  • Figure 2 shows a Massive MIM0 environment.
  • 3 is a diagram illustrating an analog beamforming technique.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a digital beamforming technique.
  • FIG. 5 is a view for explaining the concept of a hybrid beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a structure of a transmitter for performing hybrid beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a 16 ULA antenna structure composed of four RF chains according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 illustrates a bum pattern of a bum-bound vector and a beam steering vector according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 illustrates a range pattern of a final antenna array answering vector according to an analog range transition according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a method of calculating a gain difference between a reference range and a bound range according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a pan estimation section in a time domain required for analog beam tracking (t racking).
  • FIG. 13 illustrates a scanning method of a sector category according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining a method for obtaining analog coefficients according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 illustrates PMI of an analog beam derived based on a pan gain difference according to an embodiment of the present invention.
  • 16 shows beam scanning of a base station and a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates a flow of a weight determination method according to an embodiment of the present invention.
  • a base station may be used as a generic term including an RRH remote radio head (RRH), an eNB, a transmission point ( ⁇ ), a receptor ion point (RP), a relay, and the like.
  • RRH remote radio head
  • eNB transmission point
  • RP receptor ion point
  • CC component carrier
  • Bumpforming covers the concept of precoding, and the weight vector / matrix for bumpforming encompasses the concept of precoding vector / matrix.
  • a general MIM0 (mul t i-input-mul t i ouput) environment is described with reference to FIG. 1.
  • the transmitting end is provided with N t antennas
  • the receiving end is provided with N R antennas.
  • N t antennas When a plurality of antennas are used at both the transmitting end and the receiving end, the theoretical channel transmission capacity is increased than when the plurality of antennas are used at either the transmitting end or the receiving end.
  • the increase in channel transmission capacity is proportional to the number of antennas. Therefore, the transmission rate is improved and the frequency efficiency is improved. If the maximum transmission rate when using one antenna is R 0 , the transmission rate when using multiple antennas is theoretically the maximum transmission as shown in Equation 1 below.
  • the rate Ro can be increased by multiplying the rate increase rate Ri. Where Ri is the smaller of N t and N R.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained. Since the theoretical capacity increase of the multi-antenna system was proved in the mid-90s, various techniques for substantially improving the data rate have been actively studied to date, and some of these techniques have already been developed for 3G mobile communication and next generation WLAN. It is reflected in various wireless communication standards.
  • the mathematical modeling may be expressed as follows. As shown in FIG. 1, it is assumed that there are N ⁇ transmit antennas and N R receive antennas. First, referring to the transmission signal, when there are ⁇ ⁇ transmit antennas, the maximum transmittable information is ⁇ ⁇ , and thus, the transmission information may be represented by a vector shown in Equation 2 below.
  • the transmission power can be different for each transmission information ⁇ , and if each transmission power is 3 '', the transmission information adjusted to the transmission power represented by a vector as shown in Equation 3 below. .
  • the weight matrix W is applied to the information vector s whose transmission power is adjusted.
  • the weight matrix plays a role of properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Equation 5 means the weight between the th transmit antenna and the th information. It is called w weight matrix (ix weight ix) or precoding matrix (precoding matrix).
  • the physical meaning of the tank of the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • the size 111 of the channel matrix is defined as the minimum number of independent rows or columns, so that the tank of the matrix can be larger than the number of rows or columns. There will be no.
  • the tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited as in Equation 6.
  • each of the different information transmitted using the multi-antenna technique will be defined as a 'stream' or simply 'stream'.
  • a 'stream' may be referred to as a 'layer'.
  • the number of transport streams can then, of course, not be larger than the tank of the channel, which is the maximum number of different information that can be sent. Therefore, the channel matrix H can be expressed as Equation 7 below. [56] [Math Formula
  • FIG. 2 illustrates one embodiment of a large scale MIM0 environment.
  • FIG. 2 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of 3D beamforming based on an active antenna system.
  • the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna in order to enjoy the interference effect.
  • the analog bumpforming technique is a representative beamforming technique applied to the initial multi-antenna structure. After the digital signal processing is completed, the analog signal is branched into multiple paths, and phase-shi ft (PS) and power ampl if ier (PA) settings are performed for each branched path. Perform bump forming.
  • PS phase-shi ft
  • PA power ampl if ier
  • analog beamforming is performed by processing an analog signal output from a single digital signal by a power amplifier and a phase shifter connected to each antenna.
  • the phase shifter and power amplifier apply a complex weight to the analog signal.
  • a radio frequency (RF) chain refers to a processing block in which a single digital signal is converted into an analog signal.
  • the analog bumpforming technique determines the accuracy of the beam according to the characteristics of the phase shifter and the power amplifier, and is suitable for narrowband transmission in terms of controlling the phase shifter and the power amplifier.
  • the analog beamforming scheme when the multi-stream transmission is implemented, the complexity of the hardware structure is greatly increased. Therefore, it is difficult to improve the transmission rate through multiplexing gain, and it is difficult to perform beamforming for each user based on orthogonal resource allocation.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a digital beamforming technique.
  • the digital beamforming technique beamforming is performed at the digital stage using a baseband process. Therefore, unlike the analog bumpforming technique, the digital beamforming technique is suitable for maximizing diversity and multiplexing gain in the MIM0 environment.
  • a weighting matrix (or precoding matrix), eg, precoding, is performed in a baseband process.
  • the RF chain includes a power amplifier. This is because complex weights for bump forming are directly applied to the transmission data.
  • different bands may be formed for each user. For example, beams for multiple users may be simultaneously formed. Independent digital beamforming is possible for each user to which orthogonal resources are allocated, so scheduling is relatively free and operation of a transmission stage according to a system purpose is easy.
  • MIM0-0FDM (0thogonal Frequency Division Multiplexing) ⁇ technology is applied in a broadband transmission environment, an independent range may be formed for each subcarrier ( ⁇ 1 ⁇ 3 ⁇ ). As such, in the digital beamforming scheme, the system capacity and beam gain are improved, and thus the transmission rate for each user can be maximized.
  • the baseband processor In order to apply digital bumpforming technology in a massive MIM0 environment, the baseband processor must perform all precoding processes for hundreds of antennas. Digital signal processing complexity becomes very large. In addition, since the number of 0 J: tenna RF chains is required, the hardware implementation complexity becomes very large. In particular, in the case of the frequency diversity duplex (FDD) system, since feedback information on a huge MIM0 channel for all antennas is required, a reference signal (or pilot signal) transmission and feedback overhead thereof are very large.
  • FDD frequency diversity duplex
  • the hardware complexity of the transmitter is relatively low, while the performance increase using the multiple antennas is insignificant, and the flexibility of resource allocation is low.
  • the flexibility of resource allocation is low.
  • Table 1 shows the performance gain and complexity relationship between the analog bump forming technique and the digital bump forming technique.
  • the hybrid beam forming in which the analog bump forming and the digital beam forming structures are fused is applied. Can be. There is a need for a hybrid type transmission stage structure design capable of reducing the hardware implementation complexity of the transmitter and maximizing beamforming gain using the massive MIM0.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the concept of hybrid beamforming.
  • the baseband digital signal to which the digital bumpforming technique is applied is first converted into the analog signal of the RF band, and the analog beamforming technique is applied to the analog signal. Therefore, for the hybrid beamforming technique, the transmitting end must support both the digital beamforming technique and the analog technique.
  • the conventional orthogonal pilot allocation scheme may be used as it is in the digital beamforming technique.
  • the analog beamforming technique requires a predetermined number of durat ions as many as the number of beam candidates.
  • the time delay for channel estimation of the analog beam is relatively large.
  • Closed loop-based beamforming (or precoding) is easy to perform in conventional mobile communication systems that use only one technique.
  • the terminal receives a reference signal transmitted from the base station, and determines a PMKprecoding materix index (RTK), an RKRank Indicator), and a CQ I (Channel Qual Inty Cat).
  • the terminal feeds back a CSKChannel State Informat ion (CMI) including PMI, CQI, and / or RI to the base station.
  • CMI CSKChannel State Informat ion
  • the base station performs beamforming using the PMI transmitted by the terminal or performs the bumpforming using another PMI without being constrained by the PMI transmitted by the terminal.
  • the terminal PMI for analog bumpforming and PMI for digital beamforming should be measured and reported respectively.
  • the overhead for measurement and reporting doubles.
  • the PMI for analogue bumping and the PMI for digital bumping are different from each other. For example, assuming that the optimal PMI for analogue bumping represents the 0 degree direction and the optimal PMI for the digital beamforming represents the 30 degree direction, the gain of the hybrid bumping is increased because the directions of the analogue bumps and the digital beam are different. May appear significantly lower.
  • the PMI for digital beamforming may be determined based on the measurement on the analog beam. For example, the terminal may feed back only the measurement result for the analog range and may not feed back the PMI for digital beamforming. As another example, the terminal may determine the PMI for digital bump forming using the measurement result for the analog range. The measurement result of the analog range and the PMI for digital bump forming may be fed back to the base station.
  • N 'independent antennas are provided for each RF chain, but the present invention is not limited thereto.
  • the number of antennas provided for each RF chain may be configured differently.
  • the system model may be defined as Equation (8).
  • [87] * is a subcarrier index.
  • the subcarrier index * has a value from 0 to ⁇ 1 .
  • N FFT is the maximum FFT (Fast Fourier Transform) size supported by the system, and the total number of subcarriers can be limited within the FFT size.
  • y * is the received signal vector of size ⁇ ⁇ ⁇ in subcarrier *, 1 ⁇ is the subcarrier
  • F RF refers to an RF precoder (weight matrix for analog bump forming) that is three magnitudes across the entire subcarrier.
  • the precoder analog bump forming
  • the precoder can be equally applied to the entire subcarrier.
  • ⁇ Denotes a baseband precoder (weight matrix for digital bump forming) having a size of N RF x N s in subcarrier *.
  • the baseband precoder may be individually set for each subcarrier.
  • S k denotes a transmission signal vector of size N S in subcarrier k, and> denotes a noise signal vector of size in subcarrier *.
  • N XF indicates the total number of RF chains.
  • the number of transmit antennas provided for each RF chain. ⁇ Denotes the total number of antennas at the receiving end, and denotes the number of transmit data streams.
  • Equation 9 each term of Equation 8 is expressed by Equation 9.
  • Equation 10 The N 'X NRF code 7 precoding matrix F rf of the analog beamforming performed by the phase shifter and the power amplifier after the RF chain is expressed by Equation 10 below.
  • Equation (11) a vector representing a weight for each of the t antennas belonging to the RF chain i in the precoding matrix F RF is defined as in Equation (11).
  • the hybrid bump forming technique of the present invention is, for example, one-dimensional array, two-dimensional array o It could be performed based on various types of antennas such as annular arrays.
  • the beam radiation pattern of the hybrid beamforming will be described based on a ULA Jni form l inear array antenna for convenience of description.
  • an ULA antenna is illustrated, the scope of the present invention is not limited to the ULA antenna.
  • a plurality of antenna elements are arranged linearly at a distance of equal distance d.
  • the array response vector of the ULA antenna is expressed by Equation 12 below.
  • Equation 12 the wavelength (wave-l ength), d represents the distance between the antenna.
  • NRF Number of RF Chains for Convenience to Show Antenna Radiation Patterns of Hybrid Transformers
  • Equation 13 shows a 16 ULA antenna structure composed of four RF chains.
  • the total number of transmitting antennas N t is 16 and ⁇ ⁇ 2.
  • the precoding matrix for analog beamforming is defined as in Equation 13.
  • the steering angle of the beam is set to o ° so as to form a bore in the direction of the boresight, ie, the main lobe center of the radio waves radiated from the antenna.
  • the values of the elements of the weighted vectors of the analog precoding matrix are all ones.
  • the weight vector which is an arbitrary tank 1 to be applied in the digital bump forming stage, is defined as in Equation 14 below. Rank 1 is assumed for convenience of description, and the present invention is not limited thereto.
  • the array response vector may be expressed as in Equation 15.
  • the distance d between antennas is assumed to be 2
  • Equation 15 is arranged as in Equation 16.
  • Equation 16 s is expressed as Equation 17, and will be referred to as a bem bound vector.
  • Equation 18 is expressed as Equation 18 and will be referred to as a beam gain and steering vector or a beam gain and steering vector.
  • the pan bound vector s represents a pattern of analog beams in hybrid bump forming.
  • the bump steering vector t represents the gain value of the hybrid bump and the pattern of the digital bump in the hybrid bump forming.
  • the pan-bound vector s determines the range and boundary within which the hybrid beam can be effectively formed by a hybrid beamforming technique.
  • the range of analog beamforming as well as the range of digital beamforming is limited within the beam bound vector. for example, Since analog bumps beyond the range of the beam bound vector cannot be effectively formed, hybrid bump forming beyond the range of the beam bound vector cannot be performed. As a result, hybrid panforming may be performed only when digital panforming is performed within the range of the beam bound vector.
  • FIG. 8 shows, in two dimensions, a pattern of an analog bump and a digital beam by a bump bound vector and a bump steering vector in a predetermined plane.
  • the analog pan and digital beams may be shown in a three-dimensional pattern, but it is understood by those skilled in the art that the analog pan and digital beams are shown in a horizontal cross section for convenience of description.
  • N in Figure 8 Assume 4 ⁇ , the beam pattern of the beam bound vector is indicated by the thick solid line, and the pattern of the bum steering vector is indicated by the thin solid line.
  • the bore site of the bum-bound vector's main lobe is 0 degrees (or 180 degrees).
  • each bum represents the maximum gain at the beam steering angle (bore sight of the main lobe), and the bum gain decreases as the deviation of the bum steering angle occurs.
  • the pan gain is represented by the distance from the circle center of FIG. 8.
  • the steering angle of the rim is represented by an increase in the counterclockwise direction with respect to zero degrees.
  • the beam steering vector can form a range at 0, 30, 90, 150, 180, 210, 270 or 330 degrees.
  • Hybrid beamforming may be performed in an area where the beam pattern of the beam bound vector and the beam steering vector cross each other. For example, when the steering angle is 0 (or 180), both the gain due to the beam bound vector and the gain due to the beam steering vector are maximized. It is appropriate to be performed. On the other hand, since the gain of the beam bound vector is 0 when the steering angle is 30 degrees, hybrid bump forming cannot be performed for the steering angle 30.
  • FIG. 9 shows the antenna array response when the steering angle of the analog range is shifted by 0, 30, 60 degrees.
  • ⁇ ' 16
  • v' is the result of applying a [v, V2 ⁇ 3 ⁇ 4 ⁇ is shown.
  • the range of effective beams is constrained to the pan bound vector s .
  • a reference beam is proposed in accordance with an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10, the reference beam has the same beam gain in all directions. Can be designed.
  • the base station may form a reference range through an omni-directional antenna.
  • the base station may form an omnidirectional beam having an OdB beam gain using a single antenna.
  • the base station generates a directional range by using a plurality of antennas, but can form an omnidirectional range approximately for a predetermined area.
  • the base station may periodically transmit a reference beam, and the transmission period of the reference range may be set in the terminal through RRC signaling or broadcast as part of system information.
  • the reference beam may be generated based on the reference signal, but is not limited thereto.
  • the gain of the reference beam is the same for all steering angles. For all directions in which the straight line distance between the base station and the terminal is the same, the gain values of the reference beams are the same.
  • the transmission power of the base station for forming the reference beam may be fixed constantly or may be fixed to a specific value.
  • the gain of the reference beam may vary depending on the distance from the base station. As the distance from the base station increases, the gain of the reference beam decreases. Therefore, the gain of the reference beam may be used as an indicator of the linear distance between the base station and the terminal.
  • the range of hybrid bumps that can be finally formed is limited within the range of the bump bound vector.
  • the beam of the beam bound vector is called a bounded beam. Since bound bumps exclude digital bump forming components, bound bumps in hybrid bump forming may be formed through equivalent analog beamforming.
  • the direction in which the terminal is located from the base station may be estimated based on the difference between the gain of the reference beam measured by the terminal and the gain of the bounded band measured by the terminal.
  • the steering angles of the bound beam may be variously changed. More than 30 when increasing resolution Bump forming may be performed in small units.
  • the base station may form a bounded beam sequentially for each steering angle or form a bounded band in a plurality of directions simultaneously through different analog elements.
  • the base station forms a bounded beam may be defined in advance, broadcast through system information, or configured in the terminal through RRC signaling.
  • the UE is located on the est imated UE direct ion straight line.
  • the gain G ref of the reference band appears at a point where a straight line indicating the direction in which the terminal is located and a circle representing the reference band intersect.
  • the gain G mea of the bounded beam appears on the point where the straight line indicating the direction in which the UE is located and the bounded range (0 degrees) intersect.
  • the bounded beams formed at other steering angles for example, 30 and 60 degrees, cannot be measured at the terminal, the gain of the beam does not appear.
  • Equation 19 The difference between the gain G ref of the reference beam and the gain G mea of the bounded beam is defined as shown in Equation 19.
  • G diff G m ea - G ref ( dB )
  • the terminal transmits feedback information to the base station based on the difference G di ff between the gain G ref of the reference beam and the gain G raea of the bounded beam.
  • the terminal may transmit a difference G di fi to the base station.
  • the terminal may measure the gain (G ref ) of the reference range and the gain 1 ⁇ 2 ′ ⁇ of the bounded beam, respectively, and may simultaneously feed back or separately.
  • Analog bumpforming is a pure analog beamforming transceiver or It may be performed through the hybrid beamforming transceiver.
  • one analog beam can be scanned per one analog beamforming.
  • the training time required for full analog scan is proportional to the total number of candidate analog beams.
  • the analog beam estimation requires a time of ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , which is the product of the numbers of the transmitting and receiving units .
  • the terminal may feed back a beam identifier (ID) having the highest signal strength to the base station when the analog range estimation process is completed.
  • ID beam identifier
  • the time ⁇ required for scanning the entire transmit / receive analog beams may be expressed by Equation 20 below.
  • Equation 20 is the number of transmit analog bands and the number of received analog blocks, the total number of candidate analog blocks is total. Therefore, two time intervals are required in the time domain for the entire beam scanning.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a pan estimation interval in a time domain required for analog bump tracking.
  • the tuning interval for the individual bands must be guaranteed unlike digital beamforming. . As the tuning interval becomes longer, the throughput loss of the system increases, and the throughput loss of the system may increase when additional beam scanning is performed for the movement of the terminal and the channel change.
  • Tuning time increases in proportion to the number of search spaces in the category.
  • the transmission and reception beam width and the antenna structure from the existing 2D channel to the 3D channel are as shown in Table 2 below.
  • the beam search space is further increased.
  • the approximate tuning time according to the increase of the search space that is, the searching time is estimated as follows.
  • Table 3 below is limited to the 2D channel for convenience of description. Referring to Table 3 below, when the width of the range is 10 ° and 1 ° , the search time is increased by 100 times when the number of search spaces is increased by 10 times.
  • analog beam scanning necessarily requires a tuning section of a given time domain, and thus data transmission is impossible in the tuning section, resulting in a loss in system transmission rate.
  • the receiving end needs to feed back information on the optimum range selection to the transmitting end, thus delaying data transmission by the time required for the feedback procedure.
  • an analog receiver-wide scanning method capable of omitting feedback of beam scanning information and reducing beam scanning delay.
  • the transmitter acquires the weight (or coefficient) of the analog and digital bums by receiving pan scanning based on the reciprocity of the channel, and performs analog bump forming or digital bump forming using them.
  • the beam tuning interval is reduced by reducing the number of search spaces.
  • feedback on the estimated pan information is omitted.
  • FIG. 12 illustrates a method for measuring a reference width according to an embodiment of the present invention.
  • the receiving end is a base station and the transmitting end is a terminal, but is not limited thereto.
  • the terminal transmits the omni-directional omni-directional or quasi-omni ranged by the first one or only a relatively long period through the transmission bump forming.
  • the omnidirectional omni-directional or pseudo-omni-directional range transmitted by the terminal is referred to the reference range (reference signal).
  • the base station forms an omni-directional omni-directional or quasi-omni beam through reception beamforming, and measures signal strength of a reference beam received from the terminal.
  • the base station acquires the signal strength Gref of the reference band. Radiation of the pseudo-directional pattern only needs to be performed once during the pan-scanning process.
  • the pseudo-directional pattern is transmitted when the RSRPCreference signal received power (SIRP) or SINR value of the UE changes beyond the reference value or is transmitted intermittently at a relatively long period.
  • SIRP RSRPCreference signal received power
  • FIG. 13 illustrates a scanning method of a sector category according to an embodiment of the present invention.
  • the receiving end is a base station and the transmitting end is a terminal, but is not limited thereto.
  • the sector beam of FIG. 13 corresponds to the target beam shown in FIG. 10.
  • the sector beam may be called a target beam, a coarse beam, or a directional beam.
  • the terminal transmits the pseudo-omni range to the base station.
  • the base station forms a sector beam through the receiving bandwidth forming.
  • Omnidirectional can be covered via a limited number of sector beams.
  • the base station identifies the sectors having the largest gain of receive beamforming among the sector categories. Detect.
  • the base station calculates the difference G di fi between the signal strength G mea received through the sector beam having the largest gain of the receiving bandwidth and the signal strength G rei of the reference beam obtained in FIG. 12. Through this, beam scanning is terminated without any feedback.
  • the base station obtains a coefficient of beamforming based on the gain difference, and applies it to the next bump forming.
  • Analog coefficients such as phase shi fter (PS) and power amp (PA) values for analog beam control can be obtained based on the calculated gain difference.
  • the obtained analog beam coefficients are applied directly to the PS and PA.
  • the analog beam coefficient may be expressed by an equivalent precoding weight, which is expressed by Equation 21 below.
  • Equation 21 ⁇ 'is ⁇ representing an analog precoding weight.
  • the final analog precoding weight is derived using the sector ID and the gain gain difference, which are the maximum gains of the receive bump forming.
  • the base station selects a PMI or an analog beamforming vector corresponding to the detected gain difference G directly.
  • the base station may estimate the exact position of the terminal in the selected analog range based on the gain difference. Accordingly, the base station selects the analog bumpforming coefficients so that the final beam direction through the hybrid beamforming all matches the estimated position of the terminal.
  • Table 6 illustrates a codebook for obtaining PMI of analog beamforming according to the gain difference.
  • the base station sets the values of PS and PA through PMI for analog beamforming.
  • the table of the gain difference (Gdi ff) is mapped to multiple PMIs. Codebooks such as 5 may be used.
  • the terminal repeatedly forms a pseudo-directional beam of the terminal through transmit beamforming, and the base station performs reception of the base station through receive beamforming.
  • the pseudo-directional beam i.e. reference range measurement
  • each sector beam is formed sequentially (i.e. sector range measurement).
  • the base station performs pan scanning only on each of the sector beams, and the fine final count coefficient can be estimated based on the difference described above. This is because too many symbols are required for analog pan scanning of the finest final bins.
  • the SRS used for uplink channel state measurement or frequency selective scheduling may be used to measure the signal strength or received signal received power (RSRP) of an analog beam in receiving bump forming.
  • RSRP received signal received power
  • the UE may transmit N + 1 pseudo-directional beams using N + 1 sounding reference signal (SRS) symbols.
  • N means the number of sector beams.
  • the SRS used for channel state measurement or frequency selective scheduling is transmitted over the entire band through frequency hopping, the SRS is not necessarily transmitted over the entire band because it is not suitable for radio resource management efficiency in the omni-directional beam transmission. no. .
  • 16 illustrates beam scanning of a base station and a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal transmits the SRS through 'N + 1' symbols allotted periodically.
  • the SRS transmission period is 2 subframes. For example, subframes # 0, # 2, # 4, # 6, # 8. .
  • SRS is transmitted on the last 0FDMA symbol of a subframe.
  • the base station performs receive beamforming on N sectors.
  • the base station does not perform beamforming on the first SRS symbol transmitted through subframe # 0, or performs pseudo-directional reception bumpforming.
  • beam scanning is performed on the remaining N SRS symbols by forming sector beams in a predefined direction through analog bump forming.
  • the base station forms a sector range in each of the SRS symbols of four subframes # 2, # 4, # 6, and # 8, and scans the range.
  • the base station may set an SRS for analog beam scanning to the terminal through higher layer signaling.
  • Table 6 illustrates the parameters included in the SRS configuration.
  • the MCS table of the LTE / LTE-A system may be used for PMI acquisition.
  • the base station obtains an MCS ( MCS ) corresponding to the signal strength of the omni-directional beam in the MCS table.
  • MCS MCS value
  • MCS "f MCS value
  • the base station acquires the PMI to Daewoong the difference MGS « / and through the codebook as shown in Table 7.
  • the analog beam and the digital pan can be configured in various combinations, so the analog tuning time and the number of digital pan candidates cause a large complexity.
  • the base station performs reception beamforming, feedback of analog beamforming is omitted, and PMI for digital bumpforming may be implicitly estimated. Since the feedback of the terminal is omitted, the operation procedure of the transmitting and receiving end is simplified, and the complexity of beam control is reduced.
  • FIG. 17 illustrates a flow of an analog pan scanning method according to an embodiment of the present invention. Illustrated. Descriptions overlapping with the above are omitted.
  • the base station signals to the terminal a setting for repetitive transmission of the omni ⁇ di rect ional beam uniformly formed in all directions (S1705).
  • the first omnidirectional range may be a quasi-directional range transmitted through a sounding reference signal (SRS).
  • SRS sounding reference signal
  • the first omni-directional killer may serve as the above-described reference bum.
  • the setting for repetitive transmission of the first omni-directional range may include: information on the number of times of repeated transmission of the first non-directional range, a transmission period of the first non-directional beam, and a size of a frequency band for transmitting the first non-directional beam. It may include at least one of.
  • the number of repetitive transmissions of the first omnidirectional range may be determined based on the number of search spaces by the plurality of directional ranges formed by the base station or the beam width of the plurality of directional ranges. In this embodiment, it is assumed that the number of repetitive transmissions of the first omni-directional ranges is N + 1 and the number of search spaces by the plurality of directional ranges is N.
  • the terminal transmits the first omni-directional category by repeating N + 1 times according to the configuration of the first omni-directional beam (S1710, S1715, S1720).
  • the base station forms a crab 2 omni-directional band, and receives and measures the crab 1 omni-directional beam first transmitted by the terminal through a second omni-directional beam (S1711).
  • the base station forms N directional bands through receive beamforming, thereby receiving and measuring first non-directional beams transmitted N times after initial transmission (S1716 and S1721).
  • the N directional beams may be sector beams (target pulses or coarse beams) formed in different directions. In the present embodiment, for convenience of description, it is assumed that the reception gain of the system 1 non-directional beam received through the first directional beam among the plurality of directional beams is maximized.
  • the base station performs hybrid bumpforming based on a gain difference between the first omnidirectional beam received through the second omnidirectional beam and the first omnidirectional beam received through the first one of the plurality of directional beams.
  • the base station may select a PMI corresponding to the combination of the index and gain difference of the first directivity range from the codebook.
  • the base station may obtain the coefficients of the phase shifter (PS) and the coefficients of the power amplifier (PA) for analog bumpforming included in the hybrid beamforming based on the selected PMI.
  • PS phase shifter
  • PA power amplifier
  • the base station uses analog beamforming and digital by using the determined weight. Bumping is hierarchically coupled to perform hybrid hybridization to transmit downlink data to the UE (S1730).
  • the application range of the above embodiments is not necessarily limited to hybrid beam forming.
  • the embodiments may be applied to a form in which an analog bump forming stage is replaced with a digital beamforming stage.
  • the digital beamfor 3 ⁇ 4 may be sequentially and serially performed for each antenna subgroup.
  • the embodiments may be applied to a digital beamforming technique having a hierarchical structure.
  • the downlink reference is described, but the present invention is not limited thereto.
  • the embodiments may be applied to various types of transmitter and receiver combinations.
  • the present invention may be applied to an uplink transmission scenario transmitted by a terminal to a base station, a signal transmission between terminals (D2D, V2V, etc.) scenario, or a signal transmission between relay stations (Relay, Wi reless Backhaul, etc.) scenario.
  • FIG. 18 illustrates a structure of a terminal and a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 10 and the terminal 20 of FIG. 18 may perform the above-described methods, and overlapping descriptions will be omitted.
  • the base station 10 may include a receiver 11, a transmitter 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15.
  • the plurality of antennas 15 means a base station supporting MIM0 transmission and reception.
  • the receiver 11 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal.
  • the transmitter 12 may transmit various signals, data, and information on downlink to the terminal.
  • the processor 13 may control the operation of the base station 10 in general.
  • the processor 13 of the base station 10 performs a function of processing the information received by the base station 10, the information to be transmitted to the outside, and the memory 14, and the memory 14 receives a predetermined time for calculating the calculated information. Can be stored and replaced with components such as buffers (not shown).
  • the transmitter of the base station signals to the terminal a setting for repetitive transmission of a first omni-direct ional beam uniformly formed in all directions.
  • the receiver receives the first non-directional range from the terminal by forming a second non-directional range.
  • the receiver can form a plurality of direct ional beams in multiple directions in order, thereby making it totally non-directional from the terminal.
  • Receive the beam repeatedly.
  • the processor determines weights for hybrid bump forming based on a gain difference between the first non-directional range received via the second non-directional beam and the first non-directional range received via the first directional beam of the plurality of directional beams.
  • the terminal 20 may include a receiver 21, a transmitter 22, a processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas 25.
  • a plurality of antennas 25 means a terminal that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receiver 21 can receive various signals, data, and information on downlink from the base station.
  • the transmitter 22 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 23 may control operations of the entire terminal 20.
  • the processor 23 of the terminal 20 performs a function of processing the information received by the terminal 20, information to be transmitted to the outside, and the like, and the memory 24 determines the calculated information and the like. It can be stored for a time and can be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • a receiver of a terminal receives a configuration for repetitive transmission of an omni-di rect ional beam uniformly formed in all directions from a base station.
  • the transmitter repeatedly transmits the first omni-directional beam a plurality of times according to the received setting.
  • the first transmission of the first omni-directional beam transmitted a plurality of times repeatedly is measured through a second omni-directional band formed by the base station.
  • the transmissions of the first omni-directional range after the first transmission are measured through a plurality of rectal beams formed by the base station.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (f i nnware), software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more ASICs (Digital Signal Processors), DSPs (Digital Digital) It can be implemented by Signal Processing Devices (PLCs), Programmable Logic Devices (PLDs), Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Digital Signal Processors
  • DSPs Digital Digital
  • PLCs Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field Programmable Gate Arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include a module, a procedure or a function for performing the functions or operations described above. It may be implemented in the form.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • embodiments of the present invention may be applied to various mobile communication systems.

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법은, 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계; 제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하는 단계; 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및 상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함한다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야 I
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍 (beamforming)을 수행하기 위하여 가중치를 결정하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] 무선 통신 시스템에서 활용되는 MIMC Mul t i pie— Input Mul t i pie-Output )는 다중의 송신 안테나들 및 /또는 다중의 수신안테나들을 사용하여 채널 용량을 증가시키고 송수신 효율을 향상시키는 기법이다. MIM0는 다중 안테나라 지칭될 수 있다.
[3] MIM0 환경에서 데이터는 반드시 단일 안테나 경로로 전송되지 않을 수도 있다. 예컨대， MIM0 환경에서， 수신기는 다수의 수신 안테나들로부터 각각 수신된 데이터 조각 (fragment )들을 병합하여 데이터를 재구성할 수 있다. 단일 안테나 환경과 MIM0 환경을 비교 할 때， MIM0 환경에서는 셀 영역 크기는 유지되면서 데이터 전송 속도가 향상되거나， 또는 데이터 전송 속도가 유지되면서 커버리지 (coverage)가 증가될 수 있다.
[4] MIM0 환경에서의 빔포밍 기법이 기지국， 단말 또는 중계기 등에 폭넓게 사용되고 있다. 범 포밍 기법은 가중치 백터 /행렬 (또는 프리코딩 백터 /행렬)이 베이스 밴드쎄서 사용되는지 아니면 RF 밴드에서 사용되는지에 따라서 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 범포밍 기법으로 분류될 수 있으며, 그 증 디지털 빔포밍 기법이 3G , 4G 이동통신시스템의 프리코딩 절차에 적용되어 있다. 예컨대， 현재 이동통신시스템에서 단말은 폐루프 기반의 디지털 빔포밍을 위하여 기지국에 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI : precoding Matr ix Index)를 피드백하고, 기지국은 PMI에 기반하여 빔포밍을 수행한다ᅳ
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[5] 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 범포밍을 위한 가중치를 효율적이고 신속하게 결정하는 방법 및 이를 수행하는 장치를 제공하는데 있다.
[6] 본 발명의 기술적 과제는 이에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예들로부터 다른 기술적 과제들이 유추될 수 있다.
【기술적 해결방법】
[7] 상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법은， 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni-di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계; 제 2 무지향성 범을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 범을 수신하는 단계; 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들 (di rect ional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및 상기 제 2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 범과 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함한다.
[8] 상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 기지국은， 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni-di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 송신기; 제 2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 범을 수신하고， 다수의 방향들에 대웅하는 다수의 지향성 빔들 (di rect ional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 빔을 반복 수신하는 수신기; 및 상기 제 2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 범과 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 프로세서를 포함한다.
[9] 상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 또 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정올 위한 신호를 전송하는 방법은， 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni¬ di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 단계; 및 상기 수신된 설정에 따라서 상기 제 1 무지향성 범을 다수 회 반복 전송하는 단계를 포함하고， 상기 다수 회 반복 전송된 상기 제 1 무지향성 범의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제 2 무지향성 범을 통해 측정되고， 상기 최초 전송 이후의 상기 계 1 무지향성 범의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 범들 (di rect ional beams)을 통해 측정된다. [10] 상술된 기술적 과제를 아루기 위한 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 단말은， 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 계 1 무지향성 빔 (omni -di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 수신기; 상기 수신된 설정에 따라서 상기 제 1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송하는 송신기; 및 상기 수신기 및 송신기를 제어하는 프로세서를 포함하고， 상기 다수 회 반복 전송된 상기 제 1 무지향성 범의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 계 2 무지향성 범을 통해 측정되고， 상기 최초 전송 이후의 상기 게 1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 범들 (di rect ional beams)올 통해 측정된다.
[11] 바람직하게는， 상기 제 1 무지향성 빔의 반복 전송을 위한 설정은, 상기 거 11 무지향성 빔의 반복 전송의 회수, 상기 제 1 무지향성 범의 전송 주기， 제 1 무지향성 범의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
[12] 바람직하게는, 상기 제 1 무지향성 범은 SRS(sounding reference signal )을 통해서 전송되는 의사-무지향성 (Quasi -omni ) 범에 대웅할 수 있다.
[13] 바람직하게는, 상기 제 1 무지향성 빔의 반복 전송 회수는， 상기 다수의 지향성 범들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 범들의 빔 너비에 기초하여 결정될 수 있다.
[14] 바람직하게는, 상기 제 1 지향성 범은， 상기 다수의 지향성 빔들 중 상기 제 1 무지향성 빔의 수신에 대한 이득이 최대인 것일 수 있다.
[15] 바람직하게는, 상기 기지국은 코드북으로부터 상기 제 1 지향성 빔의 인텍스 및 상기 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택할 수 있다. 보다 바람직하게는， 상기 기지국은 상기 선택된 PMI에 기초하여， 상기 하이브리드 빔포밍에 포함된 아날로그 빔포밍을 위한 위상 천이기의 계수 및 파워 증폭기의 계수를 획득할 수 있다.
[16] 바람직하게는, 상기 기지국은 상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 범포밍 및 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된 (coupl ed) 상기 하이브리드 빔포밍을 수행할 수 있다.
【유리한 효과】
[17] 본 발명의 실시예에 따르면 하이브리드 빔포밍에 필요한 아날로그 범 스캐닝을 수행하고, 기지국은 단말의 피드백 없이도 PMI를 효율적이고 신속하게 결정할 수 있다.
[18] 본 발명의 효과는 이에 한정되지 않으며， 다른 기술적 효과들이 본 발명의 실시예들로부터 유추될 수 있다.
【도면의 간단한 설명】
[19] 도 1은 일반적인 MIM0 환경을 도시한다.
[20] 도 2는 매시브 MIM0환경을 도시한다.
[21] 도 3은 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
[22] 도 4는 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
[23] 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[24] 도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 빔포밍을 수행하는 송신단의 구조를 도시한다.
[25] 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다.
[26] 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 범 바운드 백터와 빔 스티어링 백터의 범 패턴을 도시한다.
[27] 도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 범 천이에 따른 최종 안테나 어레이 웅답 벡터의 범 패턴을 도시한다.
[28] 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따론 레퍼런스 범과 바운디드 범간의 이득 차이를 산출하는 방법을 예시한다.
[29] 도 11는 아날로그 빔 트랙킹 (t racking)을 위해 요구되는 시간 영역에서의 범 추정 구간을 예시하는 도면이다.
[30] 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 범 측정 방법을 도시한다.
[31] 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 섹터 범의 스캐닝 방법을 도시한다.
[32] 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 범 계수를 획득하는 방법을 설명하는 도면이다.
[33] 도 15는 본 발명의 실시예에 따라 범 이득차를 기반으로 도출된 아날로그 빔의 PMI를 예시한다.
[34] 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말의 빔 스캐닝을 도시한다.
[35] 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 가중치 결정 방법의 흐름을 도시한다.
[36] 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말을 도시한 도면이다. 【발명의 실시를 위한 형태】:
[37] 이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성， 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있올 것이다.
[38] 본 명세서에서 기지국의 명칭은 RRH remote radio head) , eNB, ΤΡ( transmi ssion point ) , RP(recept ion point ) , 중계기 (relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다. 또한， 반송파 병합이 적용되는 경우에는, 본원 발명에서 설명하는 기지국의 동작은 콤포넌트 캐리어 (CC) 또는 샐에 대해서 적용될 수도 있다. 범포밍은 프리코딩 개념을 포괄 하고, 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬은프리코딩 백터 /행렬의 개념을 포괄한다.
[39] MIM0환경
[40] 도 1을 참조하여 일반적인 MIM0(mul t i-input-mul t iᅳ ouput ) 환경을 살펴본다.
[41] 송신단에는 송신 안테나가 Nt개 설치되어 있고， 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는， 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서， 전송 레이트가 향상되고， 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R0라고 한다면， 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는， 이론적으로， 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 Nt와 NR 중 작은 값이다.
[42] 【수학식 1】
Rt 二 ιηίη^ , Λ^ )
[43] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는， 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후， 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며， 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[44] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다증접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구， 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
[45] 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이 Ντ개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저， 송신 신호에 대해 살펴보면， Ντ개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ντ개이므로， 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 백터로 나타낼 수 있다.
[46] 【수학식 2】
Figure imgf000008_0001
S
[47] 한편， 각각의 전송 정보 τ 에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 3 ' ' 라 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
[
Figure imgf000008_0002
[49] 또한， S 를 전송 전력의 대각행렬 P를 이용하여 나타내면 하기의 수학식
4와 같다.
[50] 【수학식 4】
二 Ps
Figure imgf000008_0003
[51] 한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 s에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 Ντ 개의 송신신호 (transmi t ted signal ) ] ' 2' ， ^가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
，
Figure imgf000009_0001
를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다 여기서 는 번째 송신 안테나와 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. w 가중치 행렬 (Weight Matr ix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)이라고 불린다.
[52] 【수학식 5】
X =
Figure imgf000009_0003
[53] 일반적으로, 채널 행렬의 탱크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 ¾크 111 는 서로 독립인 ( independent ) 행 (row) 또는 열 (column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로， 행렬의 탱크는 행 (row) 또는 열 (column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면， 채널 행렬 H의 탱크 (rank(H) )는 수학식 6과 같이 제한된다.
[54 【수학식 6】
Figure imgf000009_0002
[55] 또한， 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림 (Stream) ' 또는 간단하게 '스트림 ' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer) ' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 탱크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서， 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. [56] 【수학식
# of streams < rank ¥i) < min( Vr， NR )
[57] 여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편， 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
[58] 한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대웅시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고， 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 증간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 흔합 (하이브리드)된 형태도 가능하다.
[59] 일반적인 MIM0 환경에 최대 송수신 안테나는 8개로 가정한다. 그러나， 매시브 MIM0로 진화하면서 안테나의 개수는 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다.
[60] 도 2는 대규모 MIM0 환경의 일 실시예를 도시한다. 특히， 도 2는 기지국 또는 단말이 능동 안테나 시스템 기반의 3D 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 도식화한 것이다.
[61] 도 2를 참조하면, 송신 안테나 관점에서 3-차원 범 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며， 수직 방향의 섹터 형성 등의 웅용을 고려할 수 있다. 또한 수신 안테나 관점에서는, 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때， 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서 상향링크의 경우， 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며 이때 단말은 간섭 영향을 즐이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
[62] 아날로그빔포밍 및 디지털 범포밍
[63] 도 3은 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다. 아날로그 범포밍 기법은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 빔포밍 기법이다. 디지털 신호 처리가 완료된 이후 아날로그 신호를 다수의 경로들로 분기하여 분기된 각 경로들 마다 위상 천이 (phase-shi ft ; PS)와 전력 증폭 (Power ampl i f ier ; PA) 설정을 통해서 범포밍을 수행한다.
[64] 도 3을 참조하면， 단일 디지털 신호로부터 출력된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 전력 증폭기와 위상 천이기가 프로세싱함으로써 아날로그 빔포밍이 수행된다. 아날로그 단에서 위상 천이기와 전력 증폭기는 복소 가중치 (complex weight )를 아날로그 신호에 적용한다. 도 1에서 RF(Radio Frequency) 체인 (chain)은 단일 디지털 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다.
[65] 그러나 아날로그 범포밍 기법은 위상 천이기와 전력 증폭기의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되는데, 위상 천이기와 전력 증폭기 소자를 제어하는 측면에서는 협대역 전송에 적합하다. 아날로그 빔포밍 기법에서는 다중 스트림 전송을 구현하는 경우 하드웨어 구조의 복잡성이 크게 증가하기 때문에 다증화 이득을 통해서 전송률을 향상시키기 어렵고， 직교 자원할당 기반으로 사용자별로 빔포밍을 수행하기 어렵다.
[66] 도 4는 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다. 디지털 빔포밍 기법에서는 베이스밴드 (Baseband) 프로세스를 이용하여 디지털 단에서 빔포밍이 수행된다. 따라서, 아날로그 범포밍 기법과 달리 디지털 빔포밍 기법은 MIM0 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화하는데 적합하다.
[67] 도 4를 참조하면， 가중치 행렬 (또는 프리코딩 행렬)의 적용, 예컨대 프리코딩을 베이스밴드 프로세스에서 수행된다. 디지털 범포밍의 경우， 도 1의 아날로그 빔포밍과 달리 RF 체인이 전력 증폭기를 포함한다. 이는 범포밍을 위한 복소의 가중치가 송신 데이터에 직접 적용되기 때문이다.
[68] 또한， 디지털 범포밍 기법에 따를 때 사용자별 상이한 범이 형성 가능한데， 예컨대 다중 사용자에 대한 빔들이 동시에 형성될 수 있다. 직교 자원이 할당된 사용자별로 독립적인 디지털 빔포밍이 가능하므로 스케줄링이 상대적으로 자유롭고， 시스템 목적에 따른 전송단의 운용이 용이하다. 또한, 광대역 전송 환경에서 MIM0- 0FDM(0thogonal Frequency Divi sion Mul t iplexing)^ 기술이 적용되면， 부반송파(^1^3 ^ ^ ) 별로 독립적인 범이 형성될 수 있다. 이와 같이 디지털 빔포밍 기법에서는 시스템 용량과 빔 이득이 향상되기 때문에 각 사용자에 대한 전송률이 극대화 될 수 있다.
[69] 매시브 MIM0 환경에서 디지털 범포밍 기술을 적용하기 위해서는， 베이스밴드 프로세서가 수백 개의 안테나에 대한 프리코딩 처리를 모두 수행해야 하므로 디지털 신호 처리 복잡도가 매우 커진다. 또한， 0J:테나 수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현 복잡도가 매우 커진다. 특히 FDD(Frequency Divi sion Duplex) 시스템의 경우 전체의 안테나들에 대한 거대한 MIM0 채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로, 레퍼런스 신호 (또는 파일럿 신호) 전송 및 그에 대한 피드백 오버헤드가 매우 커지는 단점 있다.
[70] 매시브 MIM0 환경에서 아날로그 범포밍 기술이 적용된다면， 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고， 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히, 광대역 전송 시에는 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다.
[71] 표 1은 아날로그 범포밍 기법과 디지털 범포밍 기법의 성능 이득과 복잡도 관계를 나타낸다.
[72] 【표 1】
Figure imgf000012_0001
[73] 하이브리드 범포밍의 모델링
[74] 본 발명의 일 실시예에 따른 매시브 MIM0 환경에서는， 아날로그 범포밍과 디지털 빔포밍 기법 중 한 개만을 선택적으로 적용하는 대신, 아날로그 범포밍과 디지털 빔포밍 구조가 융합된 하이브리드 빔포밍이 적용될 수 있다. 송신단의 하드웨어 구현 복잡도를 낮추고, 매시브 MIM0를 이용한 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있는 하이브리드 타입의 송신단 구조 설계가 필요하게 된다.
[75] 도 5는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다. 하이브리드 빔포밍에 따르면 1차적으로 디지털 범포밍 기법이 적용된 기저대역의 디지털 신호가 RF 대역의 아날로그 신호로 변환되고, 아날로그 신호에 2차적으로 아날로그 빔포밍 기법이 적용된다. 따라서, 하이브리드 빔포밍 기법을 위해서는 송신단이 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 기법을 모두 지원할 수 있어야 한다.
[76] 하이브리드 빔포밍을 위해서 고려되어야 할 사항들은 다음과 같다. [77] - 아날로그와 디지털 범포밍이 동시에 최적화되는 어렵다. 기본적으로 다지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자별 독립적인 밤포밍 기법 적용이 가능하다. 반면， 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자들에 공통적인 범포밍 기법이 적용되야 하는 제약이 있다. 이러한 아날로그 빔포밍의 제약은 하이브리드 범포밍에서 지원 가능한 탱크 수， 범 제어 유연성， 범포밍 분해능을 최적화하는데 어려움올 야기한다.
[78] - 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 범을 형성하는 아날로그 빔포밍 기법은 동시에 모든 단말 방향으로의 다수 빔들의 형성이 어렵다. 따라서， 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 상 /하향 제어 채널, 참조 신호， 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제점이 있다.
[79] - 아날로그 /디지털 빔에 대한 채널 추정올 수행할 경우， 디지털 빔 포밍 기법에서는 기존의 직교 파일럿 할당 방식이 그대로 이용될 수 있다. 하지만， 아날로그 빔 포밍 기법에서는 빔 후보 (candidate) 수만큼의 소정의 시간 간격 (t ime— durat ion)이 요구된다. 아날로그 빔의 채널 추정에 소요되는 시간 지연이 상대적으로 크다. 디지털 빔과 아날로그 빔을 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증가한다.
[80] - 디지털 범포밍 기법이 다중 사용자 /스트림을 위한 범포밍이 자유로운 반면， 아날로그 범포밍 기법은 전체 전송 대역에 대해 동일한 가중치 백터 /행렬에 의한 빔포밍이 수행되므로 사용자별 또는 스트림별 독립적인 범포밍이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA (예: 0FDMA) 지원이 어렵기 때문에， 주파수 자원의 최적화가 어렵다.
[81] 이하에서는 이상의 특성들을 고려하여 하이브리드 범포밍을 위한 피드백 방법들을 살펴본다. 아날로그 또는 디지털 범포밍 기법 증 어느 하나의 기법만을 사용하던 기존의 이동통신시스템에서는 폐루프 기반의 빔포밍 (또는 프리코딩)이 수행되기 용이하였다. 예컨대， 단말은 기지국이 전송하는 참조 신호를 수신하여， PMKprecoding matr ix index) , RKRank Indicator) , CQ I (Channel Qual i ty Indi cator )를 결정한다. 단말은 PMI , CQI 및 /또는 RI를 포함하는 CSKChannel State Informat ion)을 기지국에 피드백한다. 기지국은 단말이 전송한 PMI 사용하여 빔포밍을 수행하거나 또는 단말이 전송한 PMI에 구속되지 않고 다른 PMI를 사용하여 범포밍을 수행한다.
[82] 이와 같은 기존의 방식을 하이브리드 범포밍에 그대로 적용할 경우， 단말은 아날로그 범포밍을 위한 PMI와 디지털 빔포밍을 위한 PMI를 각각 측정 및 보고해야한다. 따라서， 측정 및 보고에 대한 오버헤드가 두 배로 증가한다. 뿐만 아니라， 아날로그 범포밍을 위한 PMI와 디지털 범포밍을 위한 PMI가 서로 다른 값올 나타내는 경우도 문제가 된다. 예컨대, 아날로그 범포밍을 위한 최적의 PMI가 0도 방향을 나타내고, 디지털 빔포밍을 위한 최적의 PMI가 30도 방향을 나타낸다고 가정할 때， 아날로그 범과 디지털 빔의 방향이 다르므로 하이브리드 범포밍의 이득이 현저하게 낮게 나타날 수 있다.
[83] 본 발명의 일 실시예에 따르면 아날로그 빔에 대한 측정에 기반하여 디지털 빔포밍을 위한 PMI가 결정될 수 있다. 예컨대， 단말은 아날로그 범에 대한 측정 결과만올 기지국에 피드백하고 디지털 빔포밍을 위한 PMI를 피드백하지 않을 수도 있다. 다른 예시로, 단말은 아날로그 범에 대한 측정 결과를 이용하여 디지털 범포밍을 위한 PMI를 결정할 수 있다. 아날로그 범의 측정 결과와 디지털 범포밍을 위한 PMI가 기지국으로 피드백될 수 있다.
[84] 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라서 하이브리드 범포밍을 수행하는 송신단의 구조를 예시한다. 본 실시예에서는 RF 체인 별로 N' 개의 독립적인 안테나를 구비하는 것으로 가정하나, 이에 한정되지 않는다. 예컨대, RF 체인 마다 구비된 안테나의 개수가 서로 다르게 구성될 수도 있다.
[85] 본 실시예에서, 전체 안테나 수 (Nt) , RF 체인의 수 (NRF) 및 RF 체인별 안테나 수 ) 사이에는 Ν' = Ν^ χ Ν< ] 관계가 있다. 각 RF 체인 별로 위상 천이기 및 전력 증폭기를 통과한 신호가 독립적으로 송신 안테나로 보내지므로， 시스템 모델은 수학식 8과 같이 정의될 수 있다.
[86] 【수학식 8】
Figure imgf000014_0001
[87] *는 부반송파 인덱스이다. 부반송파 인덱스 *는 0부터 ᅳ1의 값을 갖는다. NFFT는 시스템이 지원하는 최대 FFT (Fast Fourier Transform) 사이즈로서 전체 부반송파 개수는 FFT사이즈내로 제한될 수 있다.
[88] y*는 부반송파 *에서 크기가 ^ χΐ인 수신 신호 백터, 1^는 부반송파
*에서 크기가 인 채널 행렬을 의미한다. FRF는 전체 부반송파에서 세 크기인 RF 프리코더 (아날로그 범포밍을 위한 가중치 행렬)를 의미하는데， RF 프리코더 (아날로그 범포밍 )는 전체 부반송파에 대하여 동일하게 적용될 수 있다.
^ 는 부반송파 *에서 NRF x Ns 크기의 베이스밴드 프리코더 (디지털 범포밍을 위한 가중치 행렬)을 의미하는데， 베이스밴드 프리코더 (다지털 범포밍)는 부반송파 별로 개별적으로 설정될 수 있다. Sk는 부반송파 k에서 크기가 NS 인 송신 신호 백터를， >는 부반송파 *에서 크기가 인 잡음 신호 백터를 나타낸다.
[89] NXF는 전체 RF 체인의 개수를 지시하고, 는 송신단 전체 안테나 수를，
RF
RF 체인 별로 구비된 송신 안테나 수를 의미한다. ^은 수신단 전체 안테나 수를 지시하고， 는 송신 데이터 스트림 수를 지시한다.
[90] 수학식 8의 각 팀 (term)을 상세화하면 수학식 9와 같다.
[91
Figure imgf000015_0001
[92] RF 체인 이후 위상 천이기와 전력 증폭기에 의해 수행되는 아날로그 빔포밍의 N' X NRF크 7 프리코딩 행렬 F rf는 아래 수학식 10과 같다.
[93 【수학식 10】
Figure imgf000015_0002
[94] 또한， 프리코딩 행렬 FRF 내에서 RF 체인 i에 속하는 t개의 안테나들 각각에 대한 가중치를 나타내는 백터는 수학식 11과 같이 정의된다.
식 11】
Figure imgf000015_0003
[96] 하이브리드빔포밍의 범 방사패턴
[97] 본 발명의 하이브리드 범 포밍 기법은 예컨대， 1차원 어레이， 2차원 어레 o 환형 어레이 등 다양한 형태의 안테나에 기초하여 수행될 수 았다. 이하, 설명의 편의를 위하여 ULA Jni form l inear array) 안테나에 기초하여 하이브리드 빔포밍의 빔 방사 패턴을 살펴본다. ULA 안테나가 예시되나, 본 발명의 권리범위는 ULA 안테나에 한정되지 않는다. ULA 안테나에는 다수의 안테나 소자들이 등 간격 d의 거리로 선형으로 배치되어 있다.
[98] ULA 안테나의 어레이 웅답 백터 (array response vector )는 아래 수학식 12와 같다.
[99] 【수학식 12】
Figure imgf000016_0001
[100] 수학식 12에서 는 파장 (wave-l ength)을, d는 안테나간 거리를 나타낸다. 하이브리드 범포머의 안테나 방사 패턴을 나타내기 위해 편의 상 RF 체인의 수 NRF
RF
4이고， 각 RF 체인별 아날로그 안테나 수 N.
4로 가정한다.
[101] 도 7은 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다. 특히， 도 7에서 총 송신 안테나 수 Nt는 16이고, λ Ι2 이 된다. 도 7의 실시예에서 아날로그 빔포밍을 위한 프리코딩 행렬은 수학식 13과 같이 정의된다.
[102] 【수학식 13】
Figure imgf000016_0002
[103] 보어사이트 (Bores ight ) , 즉 안테나로부터 방사되는 전파의 메인 로브 ( lobe) 중심 방향으로 범을 형성하기 위하여 빔의 스티어링 각도는 o°로 설정한다. 따라서， 아날로그 프리코딩 행렬의 가중치 백터들의 엘리먼트들의 값은 모두 1이 된다. 이때 디지털 범포밍 단에서 적용할 임의의 탱크 1인 가중치 백터를 아래 수학식 14와 같이 정의한다. 설명의 편의를 위하여 랭크 1을 가정하였고， 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
[104] 【수학식 14】
Figure imgf000016_0003
[105] 보어사이트 ( ^ = 0' )에서 수학식 14의 디지털 범포밍이 적용된 전체 안테나 어레이 응답 백터 (antenna array response vector)는 수학식 15와 같이 표현할 수 있다. 이때 안테나 간 거리 d는 /2로 가정한다ᅳ
[106] 【수학식 151
^ a(^) = ^ ai (θ)= (1 + exp(y x sin(^))+ exp(y r2 x sin(^))+ exp(y^3 x sin(^)))x Vj +
(exp(y 4 x sin( )) + exp( r5 x sin(^))+ exp(yVr6 sin(^))+ exp( r7 x sin(^)))x v2 +
(exp(y 8 x sin(^)) + exp(y 9x sin(^))+ exp(y 10 x sin(^)) + exp(y^l 1 x sin(^))) v3 +
(exp(y 12 x sin(^))+ exp(y 13 sin(^))+ exp(y l4x sin(^))+exp(y rl 5 x sin(^)))x v4
[107] 수학식 15는 수학식 16과 같이 정리된다.
[108] 【수학식 161
ᅳ a(^) =(l + exp( ¾- sin( )) + exp(y 2 sin(6>)) + exp(y 3 sin(^))) x
(v, + exp(yVr4 sin(^)) - v + exp(y r8 sin(^)) - v3 + exp(y 12 sin(^))- v4 )
Figure imgf000017_0001
[109] 수학식 16에서 s는 수학식 17과 같이 표현되며， 범 바운드 백터 (Beam bound vector)라고 명칭하기로 한다. 또한, 수학식 16에서 t는 수학식 18과 같이 표현되고， 빔 이득 및 스티어링 백터 (Beam gain and steering vector) 또는 빔 스티어링 백터 (Beam gain and steering vector)라고 명칭하기로 한다.
[110] 【수학식 17】
1
[1111 【수학식 18]
l o 0 0
0 e^4sin(^)
0 0
0 0 0
0 0 0
[112] 범 바운드 백터 s 는， 하이브리드 범포밍에서 아날로그 빔의 패턴을 나타낸다. 범 스티어링 백터 t는 하이브리드 범포밍에서의 하이브리드 범의 이득 값과 디지털 범의 패턴을 나타낸다.
[113] 범 바운드 백터 s는 하이브리드 빔포밍 기법에 의해서 하이브리드 빔이 유효하게 형성될 수 있는 범위 및 경계를 결정한다. 따라서， 아날로그 범 포밍의 범위뿐 아니라 디지털 빔 포밍의 범위도 빔 바운드 백터 내로 제한된다. 예컨대， 빔 바운드 백터의 범위를 넘어서는 아날로그 범이 유효하게 형성될 수 없기 때문에， 빔 바운드 백터의 범위를 넘어서는 하이브리드 범포밍이 수행될 수 없다. 결국, 디지털 범 포밍도 빔 바운드 백터의 범위 내에서 수행되어야 하이브리드 범 포밍이 수행될 수 있다.
[114] 도 8은 소정의 평면에서 범 바운드 백터와 범 스티어링 백터에 의한 아날로그 범과 디지털 빔의 패턴을 2차원으로 도시한다. 아날로그 범과 디지털 빔은 3차원 패턴으로 도시될 수 있으나， 설명의 편의를 위하여 수평 방향 단면으로 도시되었음을 당업자라면 이해할 수 있다. 도 8에서 N,
Figure imgf000018_0001
4 οΛ 것으로 가정하며, 빔 바운드 백터의 빔 패턴은 굵은 실선으로， 범 스티어링 백터의 범 패턴은 가는 실선으로 표시하였다. 범 바운드 백터의 메인 로브의 보어 사이트가 0도 (또는 180도)이다.
[115] 각 범의 패턴은 빔 스티어링 각 (메인 로브의 보어사이트)에서 최대 이득을 나타내고， 범 스티어링 각을 이탈함에 따라서 범 이득이 감소한다. 범 이득은 도 8의 원 중심으로부터의 거리로 표현된다. 범의 스티어링 각은 0도를 기준으로 반시계 방향으로 증가하는 것으로 표현된다.
[116] 빔 스티어링 백터는 0， 30 , 90， 150 , 180， 210 , 270 또는 330도에서 범을 형성 할 수 있다. 빔 바운드 백터와 빔 스티어링 백터의 빔 패턴이 교차하는 영역에서 하이브리드 빔 포밍이 수행될 수 있다. 예컨대， 스티어링 각이 0(또는 180)일 때， 빔 바운드 백터에 의한 이득과 빔 스티어링 백터에 의한 이득이 모두 최대로 나타나므로， 스티어링 각이 0(또는 180)인 지.점에서 하이브리드 범포밍이 수행되기 적절하다. 반면， 스티어링 각이 30도 일 때 빔 바운드 백터의 이득이 0이므로， 스티어링 각 30에 대해서는 하이브리드 범포밍이 수행될 수 없다.
[117] 도 9는 아날로그 범의 스티어링 각이 0， 30 , 60도로 쉬프트할 때 안테나 어레이 응답을 도시한다. 도 8에서도 ^' = 16，^ = 4，^^ = 4 라고 가정하였고, 디지털 v' = [v' V2 ν3 ν4Γ 을 적용한 결과가 도시되어 있다. 도 8 및 도 9에서 설명된 바와 같이 유효 빔의 범위가 범 바운드 백터 s 에 제약된다.
[118] 레퍼런스 범 (reference beam)의 형성
[119] 본 발명의 일 실시예에 따라서 레퍼런스 범 (reference beam)이 제안된다. 도 10에 도시된 바와 같이 레퍼런스 빔은 전방향에 대하여 동일한 빔 이득을 갖도록 설계될 수 있다. 예컨대， 기지국은 무지향성 (Omni ) 안테나를 통해서 레퍼런스 범을 형성할 수 있다. 다른 실시예에서 기지국은 단일 안테나를 이용하여 빔 이득이 OdB인 전방향 빔을 형성할 수 있다. 또 다른 실시예에서 기지국은 다수의 안테나들을 사용하여 지향성 범을 생성하되， 소정의 영역에 대해서는 근사적으로 전방향의 범올 형성할 수 있다.
[120] 기지국은 레퍼런스 빔을 주기적으로 전송할 수 있으며， 레퍼런스 범의 전송 주기는 RRC 시그널링을 통해서 단말에 설정되거나 또는 시스템 정보의 일부로서 브로드캐스팅 될 수 있다. 레퍼런스 빔은 참조 신호에 기반하여 생성될 수 있으나， 이에 한정되는 것은 아니다.
[121] 인접 셀들 또는 다른 단말로부터의 간섭， 노이즈， 전파 장애를 초래하는 환경을 무시하는 경우， 레퍼런스 빔의 이득은 모든 스티어링 각에 대해서 동일하다. 기지국과 단말 간의 직선 거리가 동일한 모든 방향에 대하여， 레퍼런스 빔의 이득값들은 동일하다. 레퍼런스 빔을 형성하기 위한 기지국의 전송 전력은 일정하게 고정되거나， 또는 샐특정 값으로 고정될 수 있다. 레퍼런스 빔의 이득은 기지국으로부터의 거리에 따라서 변화될 수 있는데， 기지국으로부터의 거리가 멀어 질수록 레퍼런스 빔의 이득은 감소한다. 따라서， 레퍼런스 빔의 이득은 기지국과 단말간의 직선 거리에 대한 지표로 사용될 수도 있다.
[122] 레퍼런스 범과 바운디드 범 간의 이득 차이
[123] 상술된 바와 같이 아날로그 빔포밍 방향을 고정하고 (e .g. , 고정)， 모든 방향에 대하여 디지털 범포밍을 수행하더라도, 결국 형성 가능한 하이브리드 범의 범위는 범 바운드 백터의 범위 내로 제약된다. 이하， 빔 바운드 백터의 빔을 바운디드 범 (bounded beam)이라고 명칭 한다. 바운디드 범은 디지털 범포밍 성분이 제외되어 있으므로， 하이브리드 범 포밍에서의 바운디드 범은 등가적인 아날로그 빔포밍을 통해서 형성될 수 있다.
[124] 본 발명의 일 실시예에 따르면， 단말에 의해 측정된 레퍼런스 빔의 이득과 단말에 의해 측정된 바운디드 범의 이득의 차이를 통해서， 기지국으로부터 단말이 위치한 방향이 추정될 수 있다. 예컨대, 기지국은 아날로그 빔포밍올 통해서 바운디드 빔 F«f = 0° , ±30° ， ± 60° 을 형성한다. 여기서, 바운디드 빔의 스티어링 각들은 다양하게 변경될 수 있다. 해상도를 증가시키는 경우 30보다 더 작은 단위로 범포밍이 수행될 수도 있다.
[125] 기지국은 각 스티어링 각들에 대해서 순차적으로 바운다드 빔을 형성하거나 또는 서로 다른 아날로그 소자들을 통해서 동시에 다수의 방향으로 바운디드 범을 형성할 수 있다. 예컨대， 기지국이 어느 시점에 어느 각으로 바운디드 빔을 형성하는지는 사전에 정의되거나， 시스템 정보를 통해서 브로드 캐스팅되거나 또는 RRC 시그널링을 통해서 단말에 설정될 수 있다.
[126] 도 10은 레퍼런스 빔과 바운디드 빔간의 이득 차이를 산출하는 방법을 예시한다. UE는 est imated UE direct ion 직선 상에 위치한다. 단말 위치하는 방향을 나타내는 직선, 레퍼런스 범을 나타내는 원이 교차하는 지점에서 레퍼런스 범의 이득 (Gref)이 나타난다. 이와 유사하게， UE가 위치하는 방향올 나타내는 직선과 바운디드 범 (0도)이 교차하는 지점 상에서， 바운디드 빔의 이득 (Gmea)이 나타난다. 한편, 다른 스티어링 각도들 예컨대， 30, 60 도 등에서 형성되는 바운디드 빔들은 단말에서 측정될 수 없으므로， 빔의 이득이 나타나지 않는다.
[127] 레퍼런스 빔의 이득 (Gref )과 바운디드 빔의 이득 (Gmea) 간의 차이는 수학식 19와 같이 정의된다.
[128] 【수학식 19】
Gdiff = Gmea - Gref (dB)
[129] 본 발명의 일 실시예에 따르면, 단말은 레퍼런스 빔의 이득 (Gref)과 바운디드 빔의 이득 (Graea) 간의 차이 (Gdi ff)에 기반하여 기지국에 피드백 정보를 전송한다. 예컨대， 단말은 차이 (Gdi fi)를 기지국에 전송할 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면， 단말은 레퍼런스 범의 이득 (Gref)과 바운디드 빔의 이득 ½„^)을 각각 측정하여 동시에 또는 별개로 피드백 할 수도 있다.
[130] 고속 아날로그 범 스캐닝 (Fast analog beam scanning)
[131] 송신단과 수신단의 위치 및 무선 채널 환경에 최적화된 아날로그 범포밍의 가중치를 획득하기 위해서는 이를 위하여 송신단과 수신단 간에는 여러 개의 후보 아날로그 범들을 시험적으로 전송하고 측정 (또는 추정)하는 과정이 필요하다. 이와 같은 과정을 아날로그 빔 스캐닝 또는 아날로그 범 조율 (training)이라 한다.
[132] 본 발명의 일 실시예에 따라서 아날로그 범포밍을 위한 범 스캐닝 복잡도와 검색 시간을 줄일 수 있는 고속 아날로그 범 스캐닝 (Fast analog beam scanning) 방안이 제안된다. 아날로그 범포밍은 순수한 아날로그 빔포밍 송수신단 또는 하이브리드 빔포밍 송수신단을 통해서 수행될 수 있다. 일반적으로 한번의 아날로그 빔포밍 마다 하나의 아날로그 빔을 스캐닝 할 수 있다. 따라서 전체 아날로그 범 스캐닝에 필요한 조율 (training) 시간은 전체 후보 아날로그 빔 수에 비례한다.
[133] 상술한 바와 같이 순수 아날로그 범포밍은 송수신단에서의 빔 추정을 위해서도 시간 영역에서 범 스캐닝 과정이 반드시 필요하다. 즉， 아날로그 빔 추정을 위해서는 송신 범 및 수신 범 각각의 개수의 곱인 Κτ χ Κκ 의 시간이 필요하다. 단말은 아날로그 범 추정 프로세스가 종료되면 가장 높은 신호 세기를 갖는 빔 식별자 ( ID)를 기지국에 피드백할 수 있다. [134] 하나의 아날로그 빔을 스캐닝 하는데 소요되는 시간이 라고 할 때 전체 송수신 아날로그 빔들을 스캐닝하는데 소요되는 시간 ^은 아래 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
[135] 【수학식 20】
Ts = ts x {KT x KR ) [136] 수학식 20에서 송신 아날로그 범의 개수 띠이고， 수신 아날로그 범의 개수 라고 가정하면， 전체 후보 아날로그 범 개수는 총 개가 된다. 따라서， 전체 빔 스캐닝을 위하여 시간 영역에서 개의 시간 구간이 필요하다.
[137] 도 11는 아날로그 범 트랙킹 (tracking)을 위해 요구되는 시간 영역에서의 범 추정 구간을 예시하는 도면이다.
[138] 도 11를 참조하면, 아날로그 빔 추정을 위해서는 단일 시간 구간에서 1개의 빔 추정만이 가능하며， 전체 개 빔 추정을 위해서는 개 시간 구간이 필요함을 알 수 있다. 다시 말해， 송수신 안테나 수 증가로 인한 개별 범 수가 증가할수록 보다 긴 조율 시간이 필요함을 알 수 있다.
[139] 아날로그 범포밍은 디지털-아날로그 컨버팅 (DAC)된 아날로그 연속 파형 (Cont inuous waveform)의 크기와 위상각을 시간 영역에서 변화시키는 것이므로 디지털 빔포밍과 달리 개별 범에 대한 조율 구간이 보장되어야 한다. 이 조율 구간이 길어질수록 시스템의 쓰루풋 손실이 증가하며， 단말의 이동 및 채널 변화를 추가 빔 스캐닝 시 시스템의 쓰루풋 손실은 더욱 증가할 수 있다.
[140] 하이브리드 범포머 중 범 조율 구간이 반드시 필요한 아날로그 빔포밍 단은 범의 검색 공간 (Search space)의 수에 비례하여 조율 시간이 증가한다. 향후 송수신단의 물리 안테나 증가로 인해 보다 더 세밀한 (Sharp) 빔의 생성이 예상되기 때문에 송수신 빔 폭 (beam width)과 기존의 2D 채널에서 3D 채널로의 안테나 구조를 고려하면， 아래 표 2와 같이 빔 검색 공간이 더욱 증가하게 된다.
[141] 【표 2】
Figure imgf000022_0001
[142] 또한， 검색 공간 증가에 따른 대략적인 범 조율 시간， 즉 검색 시간을 추정하면 아래와 같다. 단， 아래 표 3은 설명의 편의를 위하여 2D 채널에 한정한 것이다. 아래 표 3을 참조하여 범의 너비가 10° 인 경우와 1° 인 경우를 비교하면， 검색 공간의 개수가 10배 증가하면， 검색 시간은 100배 증가함을 알수 있다.
[143] 【표 31
Figure imgf000022_0002
[144] 앞서 언급한 바와 같이 아날로그 빔 스캐닝은 주어진 시간 영역의 조율 구간을 반드시 필요로 하여, 범 조율 구간에서는 데이터 전송이 불가능하기 때문에 시스템 전송률 상의 손실이 발생하게 된다. 또한 송신단 기반의 범 스캐닝은 수신단이 최적 범 선택에 대한 정보를 송신단으로 피드백 해야 하므로， 피드백 절차에 소요되는 시간만큼 데이터 전송의 지연이 발생된다.
[145] 기본적으로 물리 안테나 수 M이 증가하면， M에 비례하여 1010 。^배 범 이득이 있지만 빔의 해상도 (reso lut ion)도 같이 증가하게 된다. 다시 말해, 빔의 해상도 증가에 따라서 범폭이 좁아지면, 송수신 양단의 빔포머에서는 아날로그 범 조율에 많은 시간이 소요된다. 이와 같이 디지털 단의 프로세싱에 앞서 아날로그 빔 조율로 인해 많은 오버헤드가 발생하고， 추정된 빔 정보의 피드백으로 인해 데이터 전송의 지연이 발생하면 하이브리드 빔포밍의 최종 이득이 급격이 감소하게 된다.
[146] 이하의 실시예에서는 빔 스캐닝 정보의 피드백올 생략하고, 빔 스캐닝 지연을 감소시킬 수 있는 아날로그 수신 범 스캐닝 방법에 대해서 제안된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 송신단은 채널의 상호성 (reciproci ty)에 기초한 수신 범 스캐닝을 통해서 아날로그 범과 디지털 범의 가중치 (또는 계수)를 획득하고， 이를 이용해 아날로그 범포밍 또는 디지털 범포밍을 수행한다. 제안하는 방법에서는 범 검색 공간의 개수를 감소시킴으로써 빔 조율 사간이 감소된다. 또한 추정된 범 정보에 대한 피드백은 생략된다.
[147] 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 범 측정 방법을 도시한다. 도 12에서 수신단은 기지국이고 송신단은 단말이라고 가정하나, 이에 한정되지 않는다.
[148] 단말은 송신 범포밍을 통해서 최초 1희만 또는 상대적을 긴 주기로 전방향 무지향성 범 또는 의사-무지향성 (Quasi -omni ) 범을 전송한다. 단말이 전송한 전방향 무지향성 범 또는 의사-무지향성 범은 레퍼런스 범 (레퍼런스 신호)에 대웅한다.
[149] 기지국은 수신 빔포밍을 통해서 전방향 무지향성 범 또는 의사- 무지향성 (Quasi -omni ) 빔을 형성하여， 단말로부터 수신된 레퍼런스 빔의 신호 세기를 측정한다.
[150] 일반적인 아날로그 범 스캐닝 방법과 달리 의사-무지향성 패턴을 방사함으로써， 기지국은 레퍼런스 범의 신호 세기 (Gref )를 획득한다. 의사- 무지향성 패턴의 방사는 범 스캐닝 과정 중 최초 1회만 수행하면 된다. 또한， 의사-무지향성 패턴은 단말의 RSRPCreference signal received power)나 SINR 값이 기준값 이상으로 변화하는 경우에 전송되거나 또는 상대적으로 긴 주기로 간헐적으로 전송된다.
[151] 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 섹터 범의 스캐닝 방법을 도시한다. 도 13에서 수신단은 기지국이고 송신단은 단말이라고 가정하나， 이에 한정되지 않는다. 도 13의 섹터 빔은 도 10에 도시된 목표 범 (target beam)에 대응된다. 섹터 빔은 목표 범， 코어스 범 (coarse beam) , 또는 지향성 빔으로 명칭 될 수 있다.
[152] 단말은 의사-무지향성 범을 기지국으로 전송한다. 이때， 기지국은 수신 범 포밍을 통해서 섹터 빔을 형성한다. 한정된 개수의 섹터 빔들을 통해서 전방향이 커버될 수 있다. 기지국은 각 섹터 범들 중 수신 빔포밍의 이득이 가장 큰 섹터를 검출한다. 기지국은 수신 범포밍의 이득이 가장큰 섹터 빔을 통해서 수신된 신호 세기 (Gmea)와 도 12에서 획득된 레퍼런스 빔의 신호 세기 (Grei)간의 차이 (Gdi fi)를 계산한다. 이를 통해서 별도의 피드백 없이 빔 스캐닝이 종료된다. 기지국은 이득차에 기초하여 빔 포밍의 계수를 획득하고， 이를 다음번 범포밍에 적용한다.
[153] 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 빔 계수를 획득하는 방법을 설명하는 도면이다. 아날로그 빔 제어를 위한 PS(phase shi fter)와 PA(power amp) 값과 같은 아날로그 계수가 계산된 이득차를 기초로 획득될 수 있다. 획득된 아날로그 빔 계수는 PS 및 PA에 직접 적용된다.
[154] 아날로그 빔 계수는 등가의 프리코딩 가중치로 표현할 수 있으며， 이는 아래 수학식 21과 같다.
[155] 【수학 21】
Figure imgf000024_0001
[156] 수학식 21에서 , Ρ'는 아날로그 프리코딩 가중치를 나타내는 ΡΜΙ이다. 수신 범포밍의 이득이 최대가되는 섹터 ID와 범 이득차 를 이용해서 최종 아날로그 프리코딩 가중치를 도출한다.
[157] 기지국은 직접 검출한 이득차 G 에 대응하는 PMI 또는 아날로그 빔포밍 백터를 선택한다. 또한, 기지국은 이득차를 기반으로 선택된 아날로그 범 내 단말의 정확한 위치를 추정할 수 있다. 따라서 기지국은 하이브리드 빔포밍올 통한 최종적인 빔의 방향이 추정된 단말의 위치와 일치되도록 아날로그 범포밍 계수를 선택한다. 표 6은 이득차 에 따라 아날로그 빔포밍의 PMI를 획득하기 위한 코드북을 예시한다.
[158] 【표 4】
Figure imgf000024_0002
GL Pi.
G2 PL +2
Beam ID #2
GL
[159] 도 15는 본 발명의 실시예에 따라 빔 이득차를 기반으로 도출된 아날로그 범의 PMI를 예시한다. 상술된 과정은 섹터 범을 통해서 획득된 이득 차를 기반으로 최종적인 아날로그 빔의 PMI를 선택한 것을 의미한다. 따라서 기지국은 아날로그 빔포밍을 위한 PMI를 통해서 PS와 PA의 값을 설정한다.
[160] 한편 이득 차이 (Gdi ff ) 만으로 정확한 PMI판단이 어려운 경우 (e .g. NL0S환경， High Doppler환경， 낮은 레퍼런스 빔 밀도 등)에는 이득 차이 (Gdi f f )를 다수의 PMI에 맵핑한 표 5와 같은 코드북이 이용될 수 있다.
[161] 【표 5】
Figure imgf000025_0001
[162] 이상의 내용을 요약하면， 단말은 송신 빔포밍을 통해서 단말의 의사ᅳ 무지향성 빔을 반복적으로 형성하고, 기지국은 수신 빔포밍을 통해서 기지국의 의사-무지향성 빔을 형성한 뒤 ( i . e . 레퍼런스 범 측정) 각각의 섹터 빔을 순차적으로 형성한다 ( i . e . 섹터 범 측정) . 기지국은 섹터 빔 각각에 대해서만 범 스캐닝을 수행하고， 세밀한 최종 범의 계수는 전술한 이 차를 기반으로 추정할 수 있다. 이는 세밀한 최종 범들에 대한 아날로그 범 스캐닝을 위해서는 너무 많은 심볼들이 필요하기 때문이다.
[163] 본 발명의 일 실시예에 따르면 상향링크의 채널 상태 측정이나 주파수 선택적 스케줄링에 이용되던 SRS가 수신 범포밍에서의 아날로그 빔의 신호 세기 또는 Received signal received power(RSRP)를 측정하는데 사용될 수 있다. 예컨대， 단말은 N+1개의 SRS(sounding reference signal ) 심볼을 이용하여 N+1개 의사- 무지향성 빔을 전송할 수 있다. N은 섹터 빔의 개수를 의미한다.
[164] 채널 상태 측정이나 주파수 선택적 스케줄링에 사용되던 SRS가 주파수 호핑을 통해서 전대역에 전송되었지만， 이는 의 무지향성 빔 전송시에는 무선 자원관리 효율성 측면에서 적합하지 않기 때문에 SRS가 반드시 전대역에 전송되는 것은 아니다. .
[165] 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말의 빔 스캐닝을 도시한다.
[166] 단말은 주기적으로 배치된 'N+1' 개의 심볼올 통해서 SRS를 전송한다. 도 16에서 SRS 전송 주기는 2 서브프레임이다. 예컨대, 서브프레임 #0， #2， #4 , #6， #8. . 서브프레임의 마지막 0FDMA 심볼을 통해서 SRS를 전송한다.
[167] 기지국은 N개의 섹터범에 대해서 수신 빔포밍을 수행한다. 기지국은 서브프레임 #0을 통해 전송되는 최초의 SRS 심볼에 대해서는 빔포밍을 수행하지 않거나， 의사-무지향성 수신 범포밍을 수행한다. 이후， 나머지 N개 SRS 심볼에 대해서는 아날로그 범포밍을 통해 미리 정의된 방향으로 섹터 빔을 형성함으로써 빔 스캐닝을 수행한다. 도 16에서 기지국은 4개의 서브프레임 #2 , #4， #6， #8 각각의 SRS 심볼에서 섹터 범을 형성하여， 범을 스캐닝한다.
[168] 기지국은 상위 계층 시그널링을 통해서, 아날로그 빔 스캐닝 용도의 SRS를 단말에 설정할 수 있다. 표 6은 SRS 설정에 포함되는 파라미터를 예시한다.
[169] 【표 6】
1. Number of SRS
Predef ine 된 아날로그 범 수 N+1의 수를 정의하는 파라미터
2. SRS durat ion
아날로그 빔 스캐닝용 SRS심볼간주기 또는 간격 Ex) 2ms, 5ms, 10ms , ···
3. SRS bandwidth
단말별 SRS점유주파수대역 크기
Ex) 4RBs, 8RBs, 12RBs, 16RBs, 20RBs , 24RBs, 32RBs, 36RBs, 40RBs, 48RBs,
4. SRS frequency position
5. SRS transmission Comb
[170] 한편 PMI 획득에 LTE/LTE-A 시스템의 MCS 테이블이 이용될 수 있다. 예컨대， 기지국은 MCS 테이블에서 무지향성 빔의 신호 세기에 대응하는 MCS (MCS )를 획득한다. 또한 기지국은 MCS 테이블에서 각 아날로그 섹터 빔의 신호 세기에 대응하는 MCS 값( MCS"f )를 획득한다. 기지국은 표 7과 같은 코드북을 통해서 MGS«/과 의 차이에 대웅하는 PMI를 획득한다.
[171] 【표 71
Figure imgf000027_0001
[172] 하이브리드 빔포밍에서 아날로그 빔과 디지털 범은 다양한 조합의 구성이 가능하기 때문에 아날로그 범 조율 시간과 디지털 범 후보 수는 큰 복잡도를 유발한다. 본 발명에서는 기지국이 수신 빔포밍을 수행 아날로그 빔포밍의 피드백이 생략되며， 또한 디지털 범포밍을 위한 PMI가 암묵적으로 추정될 수 있다. 단말의 피드백이 생략되므로 송수신 단의 운용 프로시져가 단순해지고， 빔 제어의 복잡도가 낮아진다.
[173] 도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 범 스캐닝 방법의 흐름을 도시한다. 상술된 내용과 중복하는 설명은 생략된다.
[174] 먼저 , 기지국은 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni ¬ di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링 한다 (S1705) . 제 1 무지향성 범은 SRS(sounding reference signal )를 통해서 전송되는 의사 (Quasi )- 무지향성 범에 대웅할 수 있다. 예컨대， 제 1 무지향성 범은 상술된 레퍼런스 범의 역할을 수행할 수 있다.
[175] 제 1 무지향성 범의 반복 전송을 위한 설정은， 제 1 무지향성 범의 반복 전송의 회수， 제 1 무지향성 빔의 전송 주기， 제 1 무지향성 빔의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 제 1 무지향성 범의 반복 전송 회수는， 기지국이 형성하는 다수의 지향성 범들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 범들의 빔 너비에 기초하여 결정될 수 있다. 본 실시예에서 제 1 무지향성 범들의 반복 전송회수는 총 N+1이고， 다수의 지향성 범들에 의한 검색 공간 개수는 N이라고 가정한다.
[176] 단말은 제 1 무지향성 빔의 설정에 따라서 N+1번 반복하여 제 1 무지향성 범을 전송한다 (S1710, S1715 , S1720) .
[177] 기지국은 게 2 무지향성 범을 형성하고， 제 2 무지향성 빔을 통해서 단말이 최초 전송한 게 1 무지향성 빔을 수신 및 측정한다 (S1711) .
[178] 기지국은 수신 빔포밍을 통해서 N개의 지향성 범들을 형성함으로써， 최초 전송 이후 N번 전송되는 제 1 무지향성 빔들을 수신 및 측정한다 (S1716 , S1721) . N개의 지향성 빔들은 서로 다른 방향으로 형성된 섹터 빔 (목표 범 또는 코어스 빔)일 수 있다. 본 실시예의 경우 설명의 편의상 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 빔을 통해서 수신된 계 1 무지향성 범의 수신 이득이 최대가 된다고 가정한다.
[179] 기지국은 제 2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 범과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정한다 (S1725) . 예컨대， 기지국은 코드북으로부터 제 1 지향성 범의 인덱스 및 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택할 수 있다. 기지국은 선택된 PMI에 기초하여, 하이브리드 빔포밍에 포함된 아날로그 범포밍을 위한 위상 천이기 (PS)의 계수 및 파워 증폭기 (PA)의 계수를 획득할 수 있다.
[180] 기지국은 상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 빔포밍 및 디지털 범포밍이 계층적으로 결합된 (coupled) 상기 하이브리드 범포밍을 수행하여 단말에 하향링크 데이터를 전송한다 (S1730) .
[181] 한편, 이상의 실시예들의 적용 범위는 반드시 하이브리드 빔 포밍에 한정되는 것은 아니다. 예컨대, 아날로그 범포밍 단이 디지털 빔포밍 단으로 대체되는 형태에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다. 안테나 서브 그룹핑 (sub- grouping)을 통해 각 안테나 서브 그룹별로 디지털 빔포 ¾이 순차적， 직렬적으로 수행될 수 있다. 이와 같이 계층적 (hierarchical ) 구조를 갖는 디지털 빔포밍 기법에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다.
[182] 이상에서 설명의 편의를 위하여 하향링크 기준으로 기술하였으나， 이에 한정되지 않는다. 본 실시예들은 다양한 형태의 송신기와 수신기 조합에 적용될 수 있다. 예를 들어， 단말이 기지국으로 전송하는 상향링크 전송 시나리오， 단말간 신호 전송 (D2D, V2V, etc . ) 시나리오， 혹은 기지국 간 신호 전송 (Relay, Wi reless Backhaul , etc . ) 시나리오에서도 적용될 수 있다.
[183] 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말과 기지국의 구조를 도시한 도면이다. 도 18의 기지국 ( 10) 및 단말 (20)은 전술한 방법들을 수행할 수 있으며， 중복되는 내용은 설명을 생략한다.
[184] 기지국 (10)은， 수신기 ( 11)， 송신기 ( 12)， 프로세서 ( 13)， 메모리 ( 14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 MIM0 송수신을 지원하는 기지국을 의미한다. 수신기 ( 11)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기 ( 12)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 ( 13)는 기지국 (10) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[185] 기지국 (10)의 프로세서 ( 13)는 그 외에도 기지국 (10)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (14)는 연산 처리된 정보 등올 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[186] 일 실시예에 따른 기지국의 송신기는 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni -direct ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링한다. 수신기는 제 2 무지향성 범을 형성함으로써 단말로부터 제 1 무지향성 범을 수신한다. 또한 수신기는 다수의 방향들에 대웅하는 다수의 지향성 범들 (di rect ional beams)을 순차적으로 형성함으로써 단말로부터 계 1 무지향성 빔을 반복 수신한다. 프로세서는 제 2 무지향성 빔을 통해서 수신된 제 1 무지향성 범과 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 빔을 통해서 수신된 제 1 무지향성 범 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정한다.
[187] 단말 (20)은， 수신기 (21)， 송신기 (22)， 프로세서 (23)， 메모리 (24) 및 복수개의 안테나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말을 의미한다. 수신기 (21)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기 (22)는 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[188] 단말 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 (20)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[189] 일 실시예에 따른 단말의 수신기는， 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni-di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정올 수신한다. 송신기는 수신된 설정에 따라서 제 1 무지향성 범을 다수 회 반복 전송한다ᅳ 다수 회 반복 전송된 상기 제 1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제 2 무지향성 범을 통해 측정된다. 최초 전송 이후의 제 1 무지향성 범의 전송들은 기지국이 형성한 다수의 지향성 범들 (di rect ional beams)을 통해 측정된다.
[190] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 ( f i nnware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[191] 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나또는 그 이상의 ASICs (Appl i cat ion Speci f i c Integrated Ci rcui ts) , DSPs(Digi tal Signal Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devi ces) , PLDs (Programmable Logi c Devi ces) , FPGAs (Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서， 컨트를러, 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[192] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[193] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[194] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】:
[195] 상술된 바와 같이 본 발명의 실시예들은 다양한 이동 통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 II
무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법에 있어서，
전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 빔 (omni-di rect ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계;
제 2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 빔을 수신하는 단계 ;
다수의 방향들에 대웅하는 다수의 지향성 빔들 (direct ional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 계 1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및
상기 계 2 무지향성 범을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 범과 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제 1 무지향성 범 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함하는， 방법 .
【청구항 2]
제 1 항에 있어서， 상기 제 1 무지향성 범의 반복 전송을 위한 설정은， 상기 제 1 무지향성 범의 반복 전송의 회수， 상기 제 1 무지향성 빔의 전송 주기， 제 1 무지향성 범의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함하는， 방법 .
【청구항 3】
제 1 항에 있어서， 상기 제 1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference signal )를 통해서 전송되는 의사-무지향성 (Quasi -omni ) 빔에 대웅하는， 방법.
【청구항 4】
제 1 항에 있어서， 상기 제 1 무지향성 빔의 반복 전송 회수는，
상기 다수의 지향성 범들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 빔들의 범 너비에 기초하여 결정되는， 방법.
【청구항 5]
제 1 항에 있어서， 상기 제 1 지향성 빔은，
상기 다수의 지향성 범들 중 상기 계 1 무지향성 범의 수신에 대한 이득이 최대인 것인， 방법.
【청구항 6】
제 1 항에 있어서， 상기 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계는，
코드북으로부터 상기 제 1 지향성 범의 인텍스 및 상기 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택하는， 방법 .
【청구항 7】
제 6 항에 있어서， 상기 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계는，
상기 선택된 PMI에 기초하여， 상기 하이브리드 범포밍에 포함된 아날로그 빔포밍올 위한 위상 천이기의 계수 및 파워 증폭기의 계수를 획득하는， 방법.
【청구항 8】
제 1 항에 있어서,
상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된 (coupl ed) 상기 하이브리드 빔포밍을 수행하는 단계를 더 포함하는， 방법 .
【청구항 9】
무선 통신 시스템에서 단말이 하이브리므 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 방법에 있어서，
기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni- di rect i onal beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 단계; 및
상기 수신된 설정에 따라서 상기 제 1 무지향성 범을 다수 회 반복 전송하는 단계를 포함하고，
상기 다수 회 반복 전송된 상기 제 1 무지향성 범의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제 2 무지향성 빔을 통해 측정되고， 상기 최초 전송 이후의 상기 제 1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들 (di rect ional beams )을 통해 측정되는， 방법.
【청구항 10】
제 9 항에 있어서，
아날로그 빔포밍과 디지털 범포밍이 계층적으로 결합된 하이브리드 빔포밍을 통해서 하향링크 데이터를 수신하는 단계를 더 포함하고，
상기 하이브리드 빔포밍의 가중치는， 상기 제 2 무지향성 빔을 통해서 측정된 상기 제 1 무지향성 범과 상기 다수의 자향성 빔들 중 제 1 지향성 범을 통해서 측정된 상기 제 1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 결정된 것인， 방법 .
【청구항 111
제 10 항에 있어서, 상기 제 1 지향성 빔은，
상기 다수의 지향성 범들 중 상기 제 1 무지향성 범의 수신에 대한 이득이 최대인 것인， 방법.
【청구항 12】
제 9 항에 있어서，
상기 제 1 무지향성 범의 반복 전송을 위한 설정은， 상기 제 1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수， 상기 제 1 무지향성 범의 전송 주기， 제 1 무지향성 빔의 전송을 위한주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함하고，
상기 제 1 무지향성 범의 반복 전송의 회수는， 상기 다수의 지향성 범들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 범들의 빔 너비에 기초하여 결정된 것인, 방법.
【청구항 131
제 9 항에 있어서， 상기 제 1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference s ignal )를 통해서 전송되는 의사-무지향성 (Quas i -omni ) 빔에 대웅하는， 방법.
【청구항 14]
무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 기지국에 있어서,
전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni -di rect i onal beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 송신기;
제 2 무지향성 범을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 범을 수신하고, 다수의 방향들에 대웅하는 다수의 지향성 빔들 (di rect ional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제 1 무지향성 범을 반복 수신하는 수신기; 및
상기 제 2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 계 1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 계 1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제]_ 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 범포밍을 위한 가중치를 결정하는 프로세서를 포함하는， 기지국. 【청구항 15】
무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 단말에 있어서，
기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제 1 무지향성 범 (omni¬ direct ional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 수신기;
상기 수신된 설정에 따라서 상기 계 1 무지향성 범을 다수 회 반복 전송하는 송신기 ; 및
상기 수신기 및 송신기를 제어하는 프로세서를 포함하고，
상기 다수 회 반복 전송된 상기 계 1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제 2 무지향성 범을 통해 측정되고， 상기 최초 전송 이후의 상기 제 1 무지향성 범의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 범들 (direct ional beams)을 통해 측정되는， 단말.
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