CN106575990B - 在无线通信系统中确定波束成形的权重的方法及其设备 - Google Patents

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Abstract

根据本发明的实施方式的在无线通信系统中由基站确定混合波束成形的权重的方法包括以下步骤：用信号向终端通知用于重复地发送在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的配置；通过形成第二全方向波束来从所述终端接收第一全方向波束；通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来从所述终端重复地接收第一全方向波束；以及基于通过第二全方向波束接收的第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束之间的增益差来确定混合波束成形的权重。

Description

在无线通信系统中确定波束成形的权重的方法及其设备
技术领域
本发明涉及一种在无线通信系统中确定权重以便执行混合波束成形的方法及其设备。
背景技术
无线通信系统中所使用的MIMO(多输入多输出)是利用多个发送天线和/或多个接收天线来增加信道容量并且增强收发效率的方案。MIMO可被称为多天线。
在MIMO环境中，数据可能没有必要在单个天线路径上发送。例如，在MIMO环境中，接收器可通过将通过多个接收天线分别接收的数据片段聚合来重新配置数据。将单天线环境和MIMO环境彼此比较，在MIMO环境中可通过维持小区区域大小来改进数据速率或者可通过维持数据速率来增加覆盖范围。
MIMO环境中的波束成形方案被广泛用于基站、用户设备、中继器等。根据权重向量/矩阵(或者预编码向量/矩阵)是否用于基带或RF频带，波束成形方案可被分成数字波束成形方案或模拟波束成形方案。并且，数字波束成形方案被应用于3G/4G移动通信系统的预编码过程。例如，在当前的移动通信系统中，用户设备向基站反馈预编码矩阵索引(PMI)以用于基于闭环的数字波束成形，并且基站基于PMI来执行波束成形。
发明内容
技术问题
为了解决所述问题而设计出的本发明的目的在于一种在无线通信系统中有效地和快速地确定波束成形的权重的方法及其设备。
本发明的附加目的可从本发明的实施方式推导出。
技术方案
本发明的目的可通过提供一种在无线通信系统中由基站确定混合波束成形的权重的方法来实现，该方法包括以下步骤：用信号向用户设备通知在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；通过形成第二全方向波束来从用户设备接收第一全方向波束；通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来从用户设备重复地接收第一全方向波束；以及基于通过第二全方向波束接收的第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束之间的增益差来确定混合波束成形的权重。
在本发明的另一方面，本文提供了一种在无线通信系统中确定混合波束成形的权重的基站，该基站包括：发送器，其被配置为用信号向用户设备通知在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；接收器，其被配置为通过形成第二全方向波束来从用户设备接收第一全方向波束，并且通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来从用户设备重复地接收第一全方向波束；以及处理器，其被配置为基于通过第二全方向波束接收的第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束之间的增益差来确定混合波束成形的权重。
在本发明的另一方面，本文提供了一种在无线通信系统中由用户设备发送用于确定混合波束成形的权重的信号的方法，该方法包括以下步骤：从基站接收在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；以及根据所接收到的配置将第一全方向波束重复地发送多次，其中，重复地发送的第一全方向波束的初始传输通过由基站形成的第二全方向波束来测量，所述初始传输之后的第一全方向波束的传输通过由基站形成的多个定向波束来测量。
在本发明的另一方面，本文提供了一种在无线通信系统中发送用于确定混合波束成形的权重的信号的用户设备，该用户设备包括：接收器，其被配置为从基站接收在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；发送器，其被配置为根据所接收到的配置将第一全方向波束重复地发送多次；以及处理器，其被配置为控制所述接收器和所述发送器，其中，重复地发送的第一全方向波束的初始传输通过由基站形成的第二全方向波束来测量，所述初始传输之后的第一全方向波束的传输通过由基站形成的多个定向波束来测量。
优选地，所述第一全方向波束的重复传输的配置可包括第一全方向波束的重复传输的次数、第一全方向波束的传输周期性以及关于用于第一全方向波束的传输的频带的大小的信息中的至少一个。
优选地，所述第一全方向波束可对应于通过探测参考信号(SRS)发送的准全方向波束。
优选地，所述第一全方向波束的重复传输的次数可基于所述多个定向波束的搜索空间的数量或者所述多个定向波束的波束宽度来确定。
优选地，所述第一定向波束可以是所述多个定向波束当中的具有用于接收第一全方向波束的最大增益的定向波束。
优选地，基站可从码本选择与第一定向波束的索引和所述增益差的组合对应的预编码矩阵指示符(PMI)。更优选地，基站可基于所选择的PMI来获取用于包括在混合波束成形中的模拟波束成形的移相器的系数和功率放大器的系数。
优选地，基站可利用所确定的权重来执行模拟波束成形和数字波束成形彼此分层次地耦合的混合波束成形。
有益效果
根据本发明的实施方式，可执行混合波束成形所需的模拟波束扫描，并且基站可有效地和快速地确定PMI而无需来自用户设备的反馈。
本发明的效果不限于此，其它技术效果可从本发明的实施方式推导出。
附图说明
图1是一般MIMO环境的示图。
图2是大规模MIMO环境的示图。
图3是模拟波束成形方案的一个示例的示图。
图4是数字波束成形方案的一个示例的示图。
图5是描述根据本发明的一个实施方式的混合波束成形的概念的示图。
图6是根据本发明的一个实施方式的用于执行混合波束成形的发送级的结构的示图。
图7是根据本发明的一个实施方式的利用4个RF链配置的16-ULA天线结构的示图。
图8是波束束缚向量和波束转向向量的波束图案的示图。
图9是根据本发明的一个实施方式的响应于模拟波束转变，最终天线阵列响应向量的波束图案的示图。
图10是根据本发明的一个实施方式的计算参考波束与束缚波束之间的增益差的方法的一个示例的示图。
图11是示出模拟波束跟踪所需的时域中的波束估计间隔的示图。
图12示出根据本发明的实施方式的测量参考波束的方法。
图13示出根据本发明的实施方式的扫描扇形波束的方法。
图14示出根据本发明的实施方式的获取模拟波束系数的方法。
图15示出根据本发明的实施方式的基于波束增益差推导的模拟波束的PMI。
图16示出根据本发明的实施方式的eNB和UE的波束扫描。
图17示出根据本发明的实施方式的权重确定方法的流程。
图18是示出根据本发明的实施方式的eNB和UE的示图。
具体实施方式
现在将详细参照本发明的优选实施方式，其示例示出于附图中。本发明的配置、功能和其它特征可通过本发明的实施方式容易地理解。
在本说明书中，基站的名称可被用作RRH(远程控制头端)、eNB、TP(传输点)、RP(接收点)、RN(中继器)等的包含性术语。此外，在应用载波聚合的情况下，本发明所描述的基站的操作可适用于分量载波(CC)或小区。波束成形涵盖预编码概念，波束成形的权重向量/矩阵涵盖预编码向量/矩阵的概念。
MIMO环境
如下参照图1描述一般MIMO(多输入多输出)环境。
NT个发送天线被安装在发送级，而NR个接收天线被安装在接收级。在发送级和接收级中的每一个均使用多个天线的情况下，与发送级或接收级使用多个天线的情况相比理论信道传输容量增加更多。信道传输容量的增加与天线的数量成比例。因此，传输速率增强，并且频率效率可提升。假设使用单个天线的情况下的最大传输速率被设定为R0，则使用多个天线的情况下的传输速率可理论上提升最大传输速率R0乘以速率增加率Ri所得结果那么多，如式1所示。在这种情况下，Ri是NT和NR中的较小者。
[式1]
Ri＝min(NT,NR)
例如，在使用4个发送天线和4个接收天线的MIMO通信系统中，可获得比单天线系统高4倍的传输速率。在90年代中已证明了MIMO系统的这一理论容量增加之后，正在对各种技术进行许多尝试以显著改进数据传输速率。并且，这些技术已经被部分地采用作为3G移动通信以及诸如下一代无线LAN等的各种无线通信的标准。
如下说明MIMO相关研究的趋势。首先，正在各种方面进行许多尝试以开发和研究与各种信道配置和多址环境中的MIMO通信容量计算等有关的信息理论研究、对MIMO系统的无线电信道测量和模型衍生研究、用于传输可靠性增强和传输速率改进的空时信号处理技术研究等。
为了详细说明MIMO系统中的通信方法，可将数学建模表示如下。参照图1，假设存在NT个发送天线和NR个接收天线。首先，关于传输信号，如果存在NT个发送天线，则存在NT个最大可发送信息。因此，传输信息可由式2所示的向量表示。
[式2]
Figure BDA0001229145120000051
此外，可分别针对传输信息s1，s2，…，
Figure BDA0001229145120000052
彼此不同地设定传输功率。如果传输功率分别被设定为P1,P2,…,
Figure BDA0001229145120000053
则调节了传输功率的传输信息可被表示为式3。
[式3]
Figure BDA0001229145120000054
并且，
Figure BDA0001229145120000055
可利用传输功率的对角矩阵P被表示为式4。
[式4]
Figure BDA0001229145120000056
考虑通过将权重矩阵W应用于调节了传输功率的信息向量
Figure BDA0001229145120000057
来配置实际发送的NT个发送信号x1，x2，…，
Figure BDA0001229145120000058
的情况。在这种情况下，权重矩阵起到根据传输信道状态等将各个传输信息适当地分配给各个天线的作用。被设定为x1，x2，…，
Figure BDA0001229145120000059
的发送信号可利用向量X被表示为式5。在这种情况下，Wij表示第i发送天线和第j信息之间的权重。并且，W可被称为权重矩阵或预编码矩阵。
[式5]
Figure BDA0001229145120000061
通常，信道矩阵的秩的物理含义可指示用于在许可信道上承载不同的信息的最大数量。由于信道矩阵的秩被定义为独立行数或列数中的最小数量，所以信道的秩不大于行数或列数。例如通过等式，信道H的秩(即，rank(H))由式6限制。
[式6]
rank(H)≤min(NT，NR)
此外，由MIMO技术发送的各个不同的信息可被定义为“传输流”或简称为“流”。该“流”可被称为层。如果是这样，则传输流的数量不能大于信道秩(用于发送不同信息的最大数量)。因此，信道矩阵H可被表示为式7。
[式7]
#of streams≤rank(H)≤min(NT，NR)
在这种情况下，“#of streams”可指示流的数量。此外，应该注意的是，一个流可经由至少一个天线来发送。
可存在使得至少一个流对应于多个天线的各种方法。这些方法可根据MIMO技术的类型描述如下。首先，如果一个流经由多个天线发送，则它可被视为空间分集。如果多个流经由多个天线发送，则它可被视为空间复用。当然，空间分集和空间复用之间的中间类型(例如，空间分集和空间复用的混合类型)也是可能的。
在一般MIMO环境中，收发天线的最大数量被假设为8个。然而，随着MIMO环境演进为大规模MIMO，天线的数量可增加超过几十或几百个。
图2示出大规模MIMO环境的一个实施方式。具体地讲，图2示出了基站或用户设备具有能够进行基于主动天线系统的3D波束成形的多个发送/接收天线的系统。
参照图2，如果在发送天线方面使用3D(3维)波束图案，则可在波束的垂直方向上以及波束的水平方向上执行准静态或动态波束成形。并且，还可考虑诸如垂直方向上的扇区成形等的应用。此外，在接收天线方面，当使用大规模接收天线形成接收波束时，可预期根据天线阵列增益的信号功率增加效果。因此，在上行链路的情况下，基站可通过多个天线来接收从用户设备发送的信号。在这样做时，有利的是用户设备可考虑大规模接收天线的增益将其传输功率设定为非常低的功率以便减小干扰影响。
模拟波束成形和数字波束成形
图3是模拟波束成形方案的一个示例的示图。模拟波束成形方案是应用于初始多天线结构的代表性波束成形方案。以如下方式执行波束成形。首先，在数字信号处理完成之后，使模拟信号分散到多个路径。其次，在各个分散路径上设置相移(PS)和功率放大(功率放大器：PA)。
参照图3，按照连接至天线的功率放大器和移相器处理从单个数字信号输出的模拟信号的方式来执行模拟波束成形。在模拟级中，移相器和功率放大器对模拟信号应用复权重。在图1中，RF(射频)链表示将数字信号转换为模拟信号的处理块。
然而，根据模拟波束成形方案，波束的准确度根据移相器和功率放大器的装置的特性来确定。因此，在控制移相器和功率放大器的装置方面，模拟波束成形方案适合于窄带传输。根据模拟波束成形方案，由于在实现多流传输的情况下硬件结构的复杂度显著增加，难以通过复用增益来改进传输速率并且也难以基于正交资源分配执行每用户的波束成形。
图4是数字波束成形方案的一个示例的示图。根据数字波束成形方案，在数字级中利用基带处理执行波束成形。因此，与模拟波束成形方案不同，数字波束成形方案适合于使MIMO环境中的分集和复用增益最大化。
参照图4，在基带处理中执行权重矩阵(或预编码矩阵)的应用，例如预编码。在数字波束成形的情况下，与图1所示的模拟波束成形的情况不同，RF链包括功率放大器。其原因在于，用于波束成形的复权重被直接应用于所发送的数据。
此外，根据数字波束成形方案，可针对各个用户形成不同的波束。例如，用于多个用户的波束可同时形成。由于可实现对于分配有正交资源的各个用户独立的数字波束成形，所以调度相对自由并且方便了发送级根据系统目的的操作。此外，如果MIMO-OFDM(正交频分复用)和技术应用于宽带传输环境中，则可形成每子载波独立的波束。因此，根据数字波束成形方案，由于系统容量和波束增益得以改进，可使各个用户的传输速率最大化。
为了在大规模MIMO环境中应用数字波束成形技术，由于基带处理器应该针对数以百计的天线执行预编码处理，所以数字信号处理复杂度显著增加。此外，由于需要与天线的数量一样多的RF链，所以硬件实现复杂度显著增加。具体地讲，在FDD(频分双工)系统的情况下，由于需要用于整个天线的大规模MIMO信道上的反馈信息，不利的是参考信号(或导频信号)传输以及针对对应传输的反馈开销显著增加。
如果在大规模MIMO环境中应用模拟波束成形技术，则发送级的硬件复杂度相对低，使用多个天线的性能增加程度微不足道，并且资源分配的灵活性降低。具体地讲，在宽带传输的情况下，按频率控制波束非常困难。
表1示出模拟波束成形方案和数字波束成形方案之间的性能增益和复杂度关系。
[表1]
Figure BDA0001229145120000081
混合波束成形的建模
在根据本发明的一个实施方式的大规模MIMO环境中，代替选择性地应用模拟波束成形方案和数字波束成形方案中的一个，可应用将模拟波束成形结构和数字波束成形结构组合在一起而得到的混合波束成形。因此，为了降低发送级的硬件实现复杂度并且利用大规模MIMO获得最大波束成形增益，有必要设计混合型的发送级结构。
图5是描述根据本发明的一个实施方式的混合波束成形的概念的示图。根据混合波束成形，首先将应用了数字波束成形方案的基带的数字信号转换为RF频带的模拟信号，其次将模拟波束成形方案应用于模拟信号。因此，对于混合波束成形方案，发送级应该能够支持数字波束成形方案和模拟波束成形方案二者。
针对混合波束成形考虑的事项描述如下。
–难以同时优化模拟波束成形和数字波束成形。基本上，数字波束成形可利用相同的时间-频率资源应用每用户独立的波束成形方案。另一方面，模拟波束成形具有这样的限制：应该利用相同的时间-频率资源应用用户共用的波束成形方案。模拟波束成形的限制使得难以在混合波束成形中优化可支持秩数、波束控制灵活性和波束成形分辨率。
–仅在相同的时间-频率资源中在特定方向上形成波束的模拟波束成形方案难以同时在所有用户设备方向上形成多个波束。因此，模拟波束成形方案导致无法向分布于小区中的所有区域中的所有用户设备同时发送UL/DL控制信道、参考信号、同步信号等的问题。
–在对模拟/数字波束执行信道估计的情况下，数字波束成形方案可按原样使用现有正交导频指派。然而，在模拟波束成形方案中，需要相当于波束候选的数量的持续时间。模拟波束的信道估计所花费的时间延迟相对长。在同时估计数字波束和模拟波束的情况下，复杂度显著增加。
–根据数字波束成形方案，多个用户/流的波束成形是自由的。然而，根据模拟波束成形方案，由于在完整传输频带上执行相同权重向量/矩阵的波束成形，所以难以执行每用户或流独立的波束成形。具体地讲，由于FDMA(例如，OFDMA)支持正交频率资源分配，难以优化频率资源。
在以下描述中，考虑以上描述中提及的特征或性质来说明混合波束成形的反馈方法。首先，在使用模拟波束成形方案和数字波束成形方案中的一个的现有移动通信系统中，方便执行基于闭环的波束成形(或预编码)。例如，用户设备接收基站所发送的参考信号，然后确定预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)和信道指令指示符(CQI)。用户设备向基站反馈包含PMI、CQI和/或RI的信道状态信息(CSI)。随后，基站利用用户设备所发送的PMI来执行波束成形。另选地，基站可利用不同的PMI来执行波束成形，而不限于用户设备所发送的PMI。
因此，在现有方法被不变地应用于混合波束成形的情况下，用户设备应该分别测量并报告模拟波束成形的PMI和数字波束成形的PMI。因此，测量和报告的开销增加两倍。此外，如果模拟波束成形的PMI和数字波束成形的PMI彼此不同，则导致另一问题。例如，假设模拟波束成形的最优PMI和数字波束成形的最优PMI分别指示零度方向和30度方向，则由于模拟波束的方向和数字波束的方向彼此不同，所以混合波束成形的增益可被表示为显著低。
根据本发明的一个实施方式，可基于模拟波束的测量来确定数字波束成形的PMI。例如，用户设备仅向基站反馈模拟波束的测量结果并且可不反馈数字波束成形的PMI。又如，用户设备可利用模拟波束的测量结果来确定数字波束成形的PMI。模拟波束的测量结果和数字波束成形的PMI可被反馈给基站。
图6是根据本发明的一个实施方式的执行混合波束成形的发送级的结构的示图。根据本实施方式，假设各个RF链包括
Figure BDA0001229145120000101
个独立天线，本实施方式不限于此。例如，提供给各个RF链的天线的数量可被不同地配置。
根据本实施方式，在总天线数量Nt、RF链数量NRF和每RF链天线数量
Figure BDA0001229145120000102
之间存在关系
Figure BDA0001229145120000103
由于已经过每RF链的移相器和功率放大器的信号被发送至发送天线，系统模型可如式8定义。
[式8]
Figure BDA0001229145120000104
在式8中，k指示子载波索引。子载波索引k具有0至(NFFT–1)的值。NFFT指示系统所支持的最大FFT(快速傅立叶变换)大小。并且，总子载波数量可被限制为FFT大小内的范围。
yk表示子载波k中大小为“Nr×1”的接收信号向量。Hk表示子载波k中大小为“Nr×Nt”的信道矩阵。FRF表示整个子载波中大小为“Nt×Nt”的RF预编码器(即，模拟波束成形的权重矩阵)。并且，RF预编码器(模拟波束成形)可相同地适用于整个子载波。
Figure BDA0001229145120000105
表示子载波k中大小为“NRF×NS”的基带预编码器(即，数字波束成形的权重矩阵)。并且，基带预编码器(数字波束成形)可每子载波单独地配置。sk指示子载波k中大小为“NS×1”的发送信号向量，zk指示子载波k中大小为“Nr×1”的噪声信号向量。
NRF指示RF链的总数，Nt表示发送级天线的总数，
Figure BDA0001229145120000106
表示每RF链提供的发送天线的数量。Nr指示接收级天线的总数，Ns指示所发送的数据流的数量。
式8中的各项如式9详细表示。
[式9]
Figure BDA0001229145120000107
在通过移相器和功率放大器的RF链之后执行的模拟波束成形的“Nt×NRF”预编码矩阵FRF可如下式10表示。
[式10]
Figure BDA0001229145120000111
此外，预编码矩阵FRF中指示属于RF链I的t个天线中的每一个的权重的向量可如下式11定义。
[式11]
Figure BDA0001229145120000112
混合波束成形的波束辐射图案
本发明的混合波束成形方案可基于包括1D阵列、2D阵列、环形阵列等的各种类型的天线之一来执行。为了以下描述清晰，基于ULA(均匀线性阵列)天线来描述混合波束成形的波束辐射图案。示例性地示出ULA天线，所附权利要求书及其等同物的范围不限于此。在ULA天线中，多个天线元件按照彼此间隔开相等空间d的方式线性地排列。
ULA天线的阵列响应向量如下式12表示。
[式12]
Figure BDA0001229145120000113
在式12中，λ指示波长，d指示天线间距离。为了清晰，为了表示混合波束成形器的天线辐射图案，RF链数量NRF被假设为4并且每RF链模拟天线数量
Figure BDA0001229145120000114
被假设为4。
图7是根据本发明的一个实施方式的利用4个RF链配置的16-ULA天线结构的示图。具体地讲，在图7中，总发送天线数量Nt为16并且d＝λ/2。根据图7所示的示例，模拟波束成形的预编码矩阵如式13定义。
[式13]
Figure BDA0001229145120000115
为了朝着视轴(即，从天线辐射的无线电波的主瓣的中心的方向)形成波束，波束的转向角被设定为0°。因此，模拟预编码矩阵的权重向量的各个元素的值变为1。在这种情况下，要应用于数字波束成形级的秩1的随机权重向量如下式14定义。为了清晰，假设秩1，本发明不限于此。
[式14]
FBB＝v1＝[v1 v2 v3 v4]T
在视轴(θ＝0°)处应用了式14的数字波束成形的天线阵列响应向量可被表示为式15。在这种情况下，天线间距离d被假设为λ/2。
[式15]
Figure BDA0001229145120000121
式15可被归纳为式16。
[式16]
Figure BDA0001229145120000122
式16中的s如式17表示并且将被称为波束束缚向量。并且，式16中的t如式18表示并且将被称为波束增益和转向向量或者波束转向向量。
[式17]
Figure BDA0001229145120000123
[式18]
Figure BDA0001229145120000124
波束束缚向量s指示混合波束成形中的模拟波束的图案。波束转向向量t指示混合波束成形中的混合波束的增益和数字波束的图案。
波束束缚向量s确定通过混合波束成形方案有效地形成混合波束的范围和边界。因此，除了模拟波束成形的范围之外，数字波束成形的范围也被限制在波束束缚向量内。例如，由于超过波束束缚向量的范围无法有效地形成模拟波束，所以超过波束束缚向量的范围无法执行混合波束成形。最终，由于应该在波束束缚向量的范围内执行数字波束成形，可执行混合波束成形。
图8以2维方式示出在规定平面内根据波束束缚向量和波束转向向量的模拟波束和数字波束的图案。尽管模拟波束和数字波束可在3D图案中示出，对于本领域技术人员而言显而易见的是，为了以下描述清晰，它们在水平横截面中示出。在图8中，假设Nt＝16,
Figure BDA0001229145120000131
NRF＝4。波束束缚向量的波束图案由粗线表示，而波束转向向量的波束图案由细线表示。波束束缚向量的主瓣的视轴为0度(或180度)。
各个波束的图案在波束转向角(即，主瓣的视轴)处具有最大增益。随着图案偏离于波束转向角，波束增益减小。波束增益被表示为距图8所示的圆心的距离。波束的转向角被表示为关于零度逆时针增加。
波束转向向量可在0度、30度、90度、150度、180度、210度、270度或330度形成波束。可在波束束缚向量的波束图案和波束转向向量的波束图案彼此交叉的区域中执行混合波束成形。例如，当转向角为0度(或180度)时，由于通过波束束缚向量的增益和通过波束转向向量的增益分别变为最大值，适合于在转向角为0度(或180度)的点处执行混合波束成形。另一方面，当转向角为30度时，由于波束束缚向量的增益为0，无法对转向角“30度”执行混合波束成形。
图9示出当模拟波束的转向角按照0度、30度或60度移位时的天线阵列响应。在图8中，假设Nt＝16,
Figure BDA0001229145120000132
NRF＝4。并且，通过应用数字v1＝[v1 v2 v3 v4]T而得到的结果示出于图9中。如上面参照图8和图9的描述中提及的，有效波束的范围由向量s限制。
参考波束成形
根据本实施方式的一个实施方式，提出一种参考波束。如图10所示，参考波束可被设计为在全方向上具有相同波束增益。例如，基站可通过全方向天线来形成参考波束。根据另一实施方式，基站可利用单个天线形成波束增益为0 dB的全方向波束。根据本实施方式的另一实施方式，基站可利用多个天线生成定向波束并且还可针对规定的区域近似形成全方向波束。
基站能够周期性地发送参考波束。并且，参考波束的传输周期性可针对用户设备通过RRC信令来设定，或者可作为系统信息的一部分来广播。参考波束可基于参考信号来生成，本发明不限于此。
在忽略由邻居小区或其它用户设备导致干扰、噪声、传播障碍的环境的情况下，对于所有转向角，参考波束的增益相同。对于基站与用户设备之间的直线距离相同的所有方向，参考波束的增益彼此相等。基站用于形成参考波束的传输功率被均匀地固定，或者可被固定为小区特定值。参考波束的增益可根据距基站的距离而变化。具体地讲，距基站的距离越远，参考波束的增益变得越小。因此，参考波束的增益可用作基站与用户设备之间的直线距离的指标。
参考波束与束缚波束之间的增益差
如以上描述中提及的，尽管通过固定模拟波束成形的方向(例如，FRF固定)在所有方向上执行数字波束成形，可形成的混合波束的范围被限制为波束束缚向量内的范围。下文中，波束束缚向量的波束将被称为束缚波束。由于数字波束成形分量被排除在束缚波束之外，所以混合波束成形中的束缚波束可通过等效的模拟波束成形来形成。
根据本实施方式的一个实施方式，通过用户设备所测量的参考波束的增益与用户设备所测量的束缚波束的增益之差，可估计从基站到用户设备所在的方向。例如，基站通过模拟波束成形形成束缚波束(FRF＝0°，±30°，±60°)。在这种情况下，束缚波束的转向角可不同地改变。在增加分辨率的情况下，可按照小于30的单位来执行波束成形。
基站针对各个转向角依次形成束缚波束，或者可通过不同的模拟装置同时在多个方向上形成束缚波束。例如，基站形成束缚波束的具体定时和角度被预先限定，通过系统信息来广播，或者在用户设备处通过RRC信令来设定。
图10是根据本发明的一个实施方式的计算参考波束和束缚波束之间的增益差的方法的一个示例的示图。参照图10，用户设备(UE)位于估计的UE方向上的直线上。参考波束的增益(Gref)出现在指示UE所在方向的直线与指示参考波束的圆彼此交叉的点处。类似地，束缚波束的增益(Gmea)出现在指示UE所在方向的直线与束缚波束(0°)彼此交叉的点处。此外，由于用户设备无法测量以不同转向角(例如，30°、60°等)形成的束缚波束，波束的增益没有出现。
参考波束的增益(Gref)与束缚波束的增益(Gmea)之差如式19定义。
[式19]
Gdiff＝Gmea-Gref(dB)
根据本发明的一个实施方式，用户设备基于参考波束的增益(Gref)与束缚波束的增益(Gmea)之差(Gdiff)来向基站发送反馈信息。例如，用户设备可将所述差(Gdiff)发送给基站。根据本发明的另一实施方式，用户设备分别测量参考波束的增益(Gref)和束缚波束的增益(Gmea)，然后可同时或单独地反馈所测量的增益。
快速模拟波束扫描
为了获取发送端和接收端的位置以及在无线电信道环境中优化的模拟波束成形的权重，需要发送端与接收端之间的多个候选模拟波束的试传输和测量(或估计)的处理。该处理被称作模拟波束扫描或模拟波束训练。
根据本发明的实施方式，提出了一种能够降低波束扫描复杂度以及模拟波束成形的搜索时间的快速模拟波束扫描的方法。模拟波束成形可通过纯模拟波束成形发送端/接收端或者混合波束成形发送端/接收端来执行。通常，可每模拟波束成形操作扫描一个模拟波束。因此，完整模拟波束扫描所需的训练时间与候选模拟波束的总数成比例。
如上所述，正常模拟波束成形需要时域中的波束扫描处理以用于发送端和接收端中的波束估计。即，为了执行模拟波束估计，需要时间KT×KR(发送波束的数量与接收波束的数量的乘积)。当模拟波束估计的处理完成时，UE可向eNB反馈具有最高信号强度的波束标识符(ID)。
当扫描一个模拟波束所花的时间为ts时，扫描所有发送/接收模拟波束所花的时间Ts可由下式20表示。
[式20]
TS＝ts×(KT×KR)
在式20中，当发送模拟波束的数量为KT＝L，并且接收模拟波束的数量为KT＝1时，候选模拟波束的总数为L。因此，在时域中需要L时间间隔以用于完整波束扫描。
图11是示出模拟波束跟踪所需的时域中的波束估计间隔的示图。
参照图11，关于模拟波束估计，在单个时间间隔中仅可进行一个波束估计，并且需要L个时间间隔以执行L个波束估计。换言之，随着由于发送/接收天线的数量增加，各个波束的数量增加，需要更长的训练时间。
模拟波束成形引起时域中的数模转换(DAC)模拟连续波形的大小和相位角的改变。因此，与数字波束成形不同，在模拟波束成形中应该保证各个波束的训练间隔。随着训练间隔变长，系统的吞吐量损失增加并且附加波束扫描系统的吞吐量损失可由于UE的移动和信道变化而进一步增加。
对于混合波束成形器当中的模拟波束成形端，训练间隔与波束的搜索空间的数量成比例地增加。预期由于发送端/接收端的物理天线的数量增加，将生成更尖锐的波束。因此，考虑到发送/接收波束宽度以及天线结构从传统2D信道到3D信道的变化，波束搜索空间如下表2所示进一步增加。
[表2]
Figure BDA0001229145120000161
另外，根据搜索空间的增加的近似波束训练时间(即，搜索时间)可如下估计。为了简化，表3被限制为2D信道。参照表3，可从10°和1°的波束宽度之间的比较看出，当搜索空间的数量增加10倍时，搜索时间增加了100倍。
[表3]
Figure BDA0001229145120000162
如上所述，模拟波束扫描需要给定时域中的训练间隔，并且由于在波束训练间隔中无法进行数据传输而发生系统的传送速率的损失。另外，由于基于发送端的波束成形需要接收端向发送端反馈关于最优波束选择的信息，所以由于反馈过程所花费的时间而发生数据传输的延迟。
基本上，当物理天线的数量M增加时，波束增益与M成比例地增加10log10M，并且波束的分辨率也增加。换言之，如果波束宽度随着波束分辨率增加而变窄，则在发送端和接收端二者的波束成形器中需要大量时间来执行模拟波束训练。因此，在数字端的处理之前由于模拟波束训练而发生显著开销，并且当由于所估计的波束信息的反馈而发生数据传输的延迟时，混合波束成形的最终增益显著减小。
在以下实施方式中，提出了一种用于减小波束扫描中的延迟的模拟接收波束扫描方法，其中没有包括波束扫描信息的反馈。根据本发明的实施方式，发送端通过基于信道的互易性的接收波束扫描来获取模拟波束和数字波束的权重(或系数)，并且利用所述权重来执行模拟波束成形或数字波束成形。在所提出的方法中，通过减少波束搜索空间的数量来减少波束训练时间。所估计的波束信息的反馈被省略。
图12示出根据本发明的实施方式的测量参考波束的方法。在图12中，假设接收端是eNB并且发送端是UE，但是本发明不限于此。
UE通过发送波束成形来首次仅发送一次或者按照相对长的周期发送全方向波束或准全方向波束。由UE发送的全方向波束或准全方向波束对应于参考波束(参考信号)。
eNB通过接收波束成形来形成全方向波束或准全方向波束并且测量从UE接收的参考波束的信号强度。
与典型的模拟波束扫描方法不同，通过辐射准全方向图案，eNB获取参考波束的信号强度(Gref)。准全方向图案的辐射仅需要在波束扫描处理期间首次执行一次。另外，当UE的参考信号接收功率(RSRP)或SINR值改变超过参考值时发送准全方向图案，或者按照相对长的周期间歇地发送准全方向图案。
图13示出根据本发明的实施方式的扫描扇形波束的方法。在图13中，假设接收端是eNB并且发送端是UE，但是本发明不限于此。图13的扇形波束对应于图10所示的目标波束。扇形波束可被称作目标波束、粗略波束或定向波束。
UE向eNB发送准全方向波束。此时，eNB通过接收波束成形来形成扇形波束。可通过有限数量的扇形波束覆盖所有方向。eNB检测扇形波束当中具有接收波束成形的最大增益的扇形。eNB计算通过具有接收波束成形的最大增益的扇形波束接收的信号强度Gmea与在图12中获取的参考波束的信号强度Gref之差Gdiff。由此，终止波束扫描，而无需附加反馈。eNB基于增益差来获取波束成形的系数并且将其应用于下一波束成形。
图14示出根据本发明的实施方式的获取模拟波束系数的方法。用于模拟波束控制的诸如移相器(PS)值和功率放大器(PA)值的模拟系数可基于所计算的增益差来获取。所获取的模拟波束系数被直接应用于PS和PA。
模拟波束系数可被表示为下式21中所示的等效预编码权重。
[式21]
Figure BDA0001229145120000181
在式21中，Pi表示PMI(表示模拟预编码权重)。利用获得接收波束成形的最大增益的扇形ID和波束增益差Gdiff来推导最终模拟预编码权重。
eNB选择与直接检测的增益差Gdiff对应的PMI或模拟波束成形向量。另外，eNB可基于增益差来估计UE在所选择的模拟波束内的确切位置。因此，eNB选择模拟波束成形系数，使得通过混合波束成形的最终波束的方向与所估计的UE的位置一致。表6示出用于根据增益差Gdiff获取模拟波束成形的PMI的码本。
[表4]
Figure BDA0001229145120000182
图15示出根据本发明的实施方式的基于波束增益差推导的模拟波束的PMI。上述过程表示基于通过扇形波束获取的增益差来选择最终模拟波束的PMI。因此，eNB通过模拟波束成形的PMI来设定PS和PA的值。
在难以仅利用增益差Gdiff确定正确的PMI(例如，NLOS环境、高多普勒环境、低参考波束密度等)的情况下，可使用表5所示的增益差Gdiff被映射至多个PMI的码本。
[表5]
Figure BDA0001229145120000191
总之，UE通过发送波束成形来重复地形成UE的准全方向波束，eNB通过接收波束成形来形成eNB的准全方向波束(即，参考波束测量)并且依次形成各个扇形波束(即，扇形波束测量)。eNB可仅针对各个扇形波束执行波束扫描，并且可基于上述差来估计最终精细波束系数。这是因为最终精细波束的模拟波束扫描需要过大量的符号。
根据本发明的实施方式，用于UL信道状态测量或频率选择性调度的SRS可用于在接收波束成形中测量模拟波束的信号强度或接收信号接收功率(RSRP)。例如，UE可利用N+1个探测参考信号(SRS)符号来发送N+1个准全方向波束。N表示扇形波束的数量。
尽管在全频带中通过跳频发送用于信道状态测量或频率选择性调度的SRS，此操作在无线电资源管理的效率方面不适合于准全方向波束传输，因此不必在全频带中发送SRS。
图16示出根据本发明的实施方式的eNB和UE的波束扫描。
UE通过“N+1”个周期性地布置的符号来发送SRS。在图16中，SRS传输周期为2个子帧。例如，通过子帧#0、#2、#4、#6和#8的最后OFDMA符号来发送SRS。
eNB针对N个扇形波束执行接收波束成形。eNB针对通过子帧#0发送的第一SRS符号不执行波束成形，或者执行准全方向接收波束成形。然后，eNB通过经由模拟波束成形在预定义的方向上形成扇形波束来针对剩余N个SRS符号执行波束扫描。在图16中，eNB在四个子帧#2、#4、#6和#8中的每一个的SRS符号中形成扇形波束以扫描波束。
eNB可通过高层信令来为UE配置用于模拟波束扫描的SRS。表6示出包括在SRS配置中的参数。
[表6]
Figure BDA0001229145120000201
此外，LTE/LTE-A系统的MCS表可用于获取PMI。例如，eNB从MCS表获取与全方向波束的信号强度对应的MCS值MCSref。另外，eNB从MCS表获取与各个模拟扇形波束的信号强度对应的MCS值MCSref。eNB从如表7所示的码本获取与MCSref和MCSref之差对应的PMI。
[表7]
Figure BDA0001229145120000202
在混合波束成形中，由于模拟波束和数字波束可按照各种组合来配置，模拟波束训练时间和数字波束候选的数量导致复杂度非常大。在本发明中，eNB可执行接收波束成形并且模拟波束成形的反馈可被省略。另外，可隐含地估计数字波束成形的PMI。由于UE的反馈操作被省略，所以发送端/接收端的操作过程简化，并且波束控制的复杂度降低。
图17示出根据本发明的实施方式的模拟波束扫描方法的流程。上述元件的冗余描述被省略。
首先，eNB用信号向UE通知在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置(S1705)。第一全方向波束可对应于通过探测参考信号(SRS)发送的准全方向波束。例如，第一全方向波束可用作上述参考波束。
第一全方向波束的重复传输的配置可包括第一全方向波束的重复传输的次数、第一全方向波束的传输周期性以及关于用于第一全方向波束的传输的频带的大小的信息中的至少一个。第一全方向波束的重复传输的次数可基于根据由eNB形成的多个定向波束或者所述多个定向波束的波束宽度的搜索空间的数量来确定。在此实施方式中，假设第一全方向波束的重复传输的次数为N+1并且所述多个定向波束的搜索空间的数量为N。
UE根据第一全方向波束的配置将第一全方向波束的传输重复N+1次(S1710、S1715、S1720)。
eNB形成第二全方向波束并且通过第二全方向波束来接收和测量UE初始发送的第一全方向波束(S1711)。
eNB通过经由接收波束成形形成N个定向波束来接收和测量在初始传输之后发送N次的第一全方向波束(S1716、S1721)。N个定向波束可以是在不同方向上形成的扇形波束(目标波束或粗略波束)。在此实施方式中，为了简化，假设通过多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束的接收增益为最大增益。
eNB基于通过第二全方向波束接收的第一全方向波束与通过多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束之间的增益差来确定混合波束成形的权重(S1725)。例如，eNB可从码本选择与第一定向波束的索引和增益差的组合对应的PMI。eNB可基于所选择的PMI来获取用于包括在混合波束成形中的模拟波束成形的PS和PA的系数。
eNB执行模拟波束成形和数字波束成形利用所确定的权重分层次耦合的混合波束成形，并且将下行链路数据发送至UE(S1730)。
此外，上述实施方式不限于混合波束成形。例如，本实施方式可被应用于模拟波束成形端被数字波束成形端代替的配置。可通过天线再分组针对各个天线子组依次和连续地执行数字波束成形。实施方式也可被应用于如上所述具有层次结构的数字波束成形技术。
尽管为了说明方便，基于下行链路进行了描述，本发明不限于此。实施方式可被应用于各种类型的发送器和接收器组合。例如，实施方式可被应用于从UE向eNB的上行链路传输的场景、UE间信号传输(D2D、V2V等)的场景或者eNB之间的信号传输(中继、无线回程等)的场景。
图18是示出根据本发明的实施方式的eNB和UE的示图。图18的eNB 10和UE 20可实现上述方法，冗余描述将被省略。
eNB 10可包括接收器11、发送器12、处理器13、存储器14和多个天线15。多个天线15表示支持MIMO发送/接收的eNB。接收器11可在上行链路上从UE接收各种信号、数据和信息。发送器12可在下行链路上向UE发送各种信号、数据和信息。处理器13可控制eNB 10的总体操作。
eNB 10的处理器13还执行在操作上处理由eNB 10接收的信息以及要发送至外部的信息的功能，存储器14将在操作上处理的信息存储预定时间，并且可由诸如缓冲器(未示出)的组件代替。
根据实施方式的eNB的发送器用信号向UE通知在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置。接收器通过形成第二全方向波束来从UE接收第一全方向波束。接收器还通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来重复地从UE接收第一全方向波束。处理器基于通过第二全方向波束接收的第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的第一全方向波束之间的增益差来确定混合波束成形的权重。
UE 20可包括接收器21、发送器22、处理器23、存储器24和多个天线25。多个天线25表示支持MIMO发送/接收的UE。接收器21可在下行链路上从eNB接收各种信号、数据和信息。发送器22可在上行链路上向eNB发送各种信号、数据和信息。处理器23可控制UE 20的总体操作。
UE 20的处理器23还执行在操作上处理由UE 20接收的信息以及要发送至外部的信息的功能，存储器24可将在操作上处理的信息存储预定时间，并且可由诸如缓冲器(未示出)的组件代替。
根据实施方式的UE的接收器从eNB接收在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置。发送器根据所接收到的配置将第一全方向波束重复地发送多次。通过由eNB形成的第二全方向波束来测量重复地发送的第一全方向波束的初始传输。通过由eNB形成的多个定向波束来测量初始传输之后的第一全方向波束的传输。
本发明的实施方式可利用各种手段来实现。例如，本发明的实施方式可利用硬件、固件、软件和/或其任何组合来实现。
在通过硬件实现的情况下，根据本发明的各个实施方式的方法可通过选自ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等中的至少一个来实现。
在通过固件或软件实现的情况下，根据本发明的各个实施方式的方法可通过执行上述功能或操作的模块、过程和/或函数来实现。软件代码被存储在存储器单元中然后可由处理器驱动。存储器单元被设置在处理器内或者处理器外部以通过公知的各种手段与处理器交换数据。
如以上描述中提及的，本发明的优选实施方式的详细描述被提供以由本领域技术人员来实现。尽管本文中参照其优选实施方式描述和示出了本发明，对于本领域技术人员而言将显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可对其进行各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求书及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。因此，本发明不由本文所公开的实施方式限制，而是旨在给出与本文所公开的原理和新特征匹配的宽范围。
尽管本文中参照其优选实施方式描述并示出了本发明，对于本领域技术人员而言将显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可对其进行各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求书及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。并且，显而易见可理解，实施方式通过将所附权利要求书中不具有明确引用关系的权利要求组合在一起来配置，或者可在提交申请之后通过修改作为新的权利要求而被包括。
工业实用性
如以上描述中提及的，本发明的实施方式适用于各种类型的移动通信系统。

Claims (7)

1.一种在无线通信系统中由基站确定混合波束成形的权重的方法，该方法包括以下步骤：
用信号向用户设备通知针对在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；
通过形成第二全方向波束来从所述用户设备接收所述第一全方向波束；
通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来从所述用户设备重复地接收所述第一全方向波束；以及
确定混合波束成形的权重,
其中，确定混合波束成形的所述权重的步骤包括以下步骤：
获得通过所述第二全方向波束接收的所述第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的所述第一全方向波束之间的增益差；
基于所述第一定向波束的索引和所述增益差的组合来从码本选择预编码矩阵指示符PMI；以及
基于所选择的PMI来获取用于所述混合波束成形中的模拟波束成形的移相器的系数和功率放大器的系数。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，针对所述第一全方向波束的重复传输的所述配置包括所述第一全方向波束的重复传输的次数、所述第一全方向波束的传输周期性以及关于用于所述第一全方向波束的传输的频带的大小的信息中的至少一个。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一全方向波束对应于通过探测参考信号SRS发送的准全方向波束。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一全方向波束的重复传输的次数是基于所述多个定向波束的搜索空间的数量或者所述多个定向波束的波束宽度来确定的。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一定向波束是所述多个定向波束当中的具有用于接收所述第一全方向波束的最大增益的定向波束。
6.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：
利用所确定的权重来执行模拟波束成形和数字波束成形彼此分层次地耦合的所述混合波束成形。
7.一种在无线通信系统中确定混合波束成形的权重的基站，该基站包括：
发送器，该发送器被配置为用信号向用户设备通知针对在所有方向上相等地形成的第一全方向波束的重复传输的配置；
接收器，该接收器被配置为通过形成第二全方向波束来从所述用户设备接收所述第一全方向波束，并且通过依次形成与多个方向对应的多个定向波束来从所述用户设备重复地接收所述第一全方向波束；以及
处理器，该处理器被配置为确定混合波束成形的权重，
其中，所述处理器被配置为通过以下操作来确定混合波束成形的所述权重：获得通过所述第二全方向波束接收的所述第一全方向波束与通过所述多个定向波束当中的第一定向波束接收的所述第一全方向波束之间的增益差，基于所述第一定向波束的索引和所述增益差的组合来从码本选择预编码矩阵指示符PMI，并且基于所选择的PMI来获取用于所述混合波束成形中的模拟波束成形的移相器的系数和功率放大器的系数。
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