KR20170044645A - 무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법은, 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계; 제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하는 단계; 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및 상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치 결정 방법 및 이를 위한 장치{METHOD FOR DETERMINING WEIGHT FOR BEAMFORMING IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND APPARATUS THEREFOR}
본 발명은 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍(beamforming)을 수행하기 위하여 가중치를 결정하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서 활용되는 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 다중의 송신 안테나들 및/또는 다중의 수신안테나들을 사용하여 채널 용량을 증가시키고 송수신 효율을 향상시키는 기법이다. MIMO는 다중 안테나라 지칭될 수 있다.
MIMO 환경에서 데이터는 반드시 단일 안테나 경로로 전송되지 않을 수도 있다. 예컨대, MIMO 환경에서, 수신기는 다수의 수신 안테나들로부터 각각 수신된 데이터 조각(fragment)들을 병합하여 데이터를 재구성할 수 있다. 단일 안테나 환경과 MIMO 환경을 비교 할 때, MIMO 환경에서는 셀 영역 크기는 유지되면서 데이터 전송 속도가 향상되거나, 또는 데이터 전송 속도가 유지되면서 커버리지(coverage)가 증가될 수 있다.
MIMO 환경에서의 빔포밍 기법이 기지국, 단말 또는 중계기 등에 폭넓게 사용되고 있다. 빔 포밍 기법은 가중치 벡터/행렬(또는 프리코딩 벡터/행렬)이 베이스 밴드에서 사용되는지 아니면 RF 밴드에서 사용되는지에 따라서 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 빔포밍 기법으로 분류될 수 있으며, 그 중 디지털 빔포밍 기법이 3G, 4G 이동통신시스템의 프리코딩 절차에 적용되어 있다. 예컨대, 현재 이동통신시스템에서 단말은 폐루프 기반의 디지털 빔포밍을 위하여 기지국에 프리코딩 행렬 인덱스(PMI: precoding Matrix Index)를 피드백하고, 기지국은 PMI에 기반하여 빔포밍을 수행한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 가중치를 효율적이고 신속하게 결정하는 방법 및 이를 수행하는 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 기술적 과제는 이에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예들로부터 다른 기술적 과제들이 유추될 수 있다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법은, 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계; 제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하는 단계; 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및 상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함한다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 기지국은, 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 송신기; 제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하고, 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 수신기; 및 상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 프로세서를 포함한다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 또 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 방법은, 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 단계; 및 상기 수신된 설정에 따라서 상기 제1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송하는 단계를 포함하고, 상기 다수 회 반복 전송된 상기 제1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제2 무지향성 빔을 통해 측정되고, 상기 최초 전송 이후의 상기 제1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 통해 측정된다.
상술된 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 단말은, 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 수신기; 상기 수신된 설정에 따라서 상기 제1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송하는 송신기; 및 상기 수신기 및 송신기를 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 다수 회 반복 전송된 상기 제1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제2 무지향성 빔을 통해 측정되고, 상기 최초 전송 이후의 상기 제1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 통해 측정된다.
바람직하게는, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송을 위한 설정은, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수, 상기 제1 무지향성 빔의 전송 주기, 제1 무지향성 빔의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference signal)을 통해서 전송되는 의사-무지향성(Quasi-omni) 빔에 대응할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송 회수는, 상기 다수의 지향성 빔들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 빔들의 빔 너비에 기초하여 결정될 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 지향성 빔은, 상기 다수의 지향성 빔들 중 상기 제1 무지향성 빔의 수신에 대한 이득이 최대인 것일 수 있다.
바람직하게는, 상기 기지국은 코드북으로부터 상기 제1 지향성 빔의 인덱스 및 상기 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택할 수 있다. 보다 바람직하게는, 상기 기지국은 상기 선택된 PMI에 기초하여, 상기 하이브리드 빔포밍에 포함된 아날로그 빔포밍을 위한 위상 천이기의 계수 및 파워 증폭기의 계수를 획득할 수 있다.
바람직하게는, 상기 기지국은 상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된(coupled) 상기 하이브리드 빔포밍을 수행할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 하이브리드 빔포밍에 필요한 아날로그 빔 스캐닝을 수행하고, 기지국은 단말의 피드백 없이도 PMI를 효율적이고 신속하게 결정할 수 있다.
본 발명의 효과는 이에 한정되지 않으며, 다른 기술적 효과들이 본 발명의 실시예들로부터 유추될 수 있다.
도 1은 일반적인 MIMO 환경을 도시한다.
도 2는 매시브 MIMO 환경을 도시한다.
도 3은 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
도 4는 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 빔포밍을 수행하는 송신단의 구조를 도시한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 바운드 벡터와 빔 스티어링 벡터의 빔 패턴을 도시한다.
도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 빔 천이에 따른 최종 안테나 어레이 응답 벡터의 빔 패턴을 도시한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 빔과 바운디드 빔간의 이득 차이를 산출하는 방법을 예시한다.
도 11는 아날로그 빔 트랙킹(tracking)을 위해 요구되는 시간 영역에서의 빔 추정 구간을 예시하는 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 빔 측정 방법을 도시한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 섹터 빔의 스캐닝 방법을 도시한다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 빔 계수를 획득하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따라 빔 이득차를 기반으로 도출된 아날로그 빔의 PMI를 예시한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말의 빔 스캐닝을 도시한다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 가중치 결정 방법의 흐름을 도시한다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말을 도시한 도면이다.
이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서에서 기지국의 명칭은 RRH(remote radio head), eNB, TP(transmission point), RP(reception point), 중계기(relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다. 또한, 반송파 병합이 적용되는 경우에는, 본원 발명에서 설명하는 기지국의 동작은 콤포넌트 캐리어(CC) 또는 셀에 대해서 적용될 수도 있다. 빔포밍은 프리코딩 개념을 포괄 하고, 빔포밍을 위한 가중치 벡터/행렬은 프리코딩 벡터/행렬의 개념을 포괄한다.
MIMO 환경
도 1을 참조하여 일반적인 MIMO(multi-input-multi-ouput) 환경을 살펴본다.
송신단에는 송신 안테나가 Nt개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 Ro라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 Nt와 NR 중 작은 값이다.
Figure pct00001
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure pct00002
한편, 각각의 전송 정보
Figure pct00003
에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure pct00004
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
Figure pct00005
또한,
Figure pct00006
를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
Figure pct00007
한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure pct00008
에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 송신신호(transmitted signal)
Figure pct00009
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
Figure pct00010
는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 W ij 는 i 번째 송신 안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.
Figure pct00011
일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 수학식 6과 같이 제한된다.
Figure pct00012
또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서, 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00013
여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(하이브리드)된 형태도 가능하다.
일반적인 MIMO 환경에 최대 송수신 안테나는 8개로 가정한다. 그러나, 매시브 MIMO로 진화하면서 안테나의 개수는 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다.
도 2는 대규모 MIMO 환경의 일 실시예를 도시한다. 특히, 도 2는 기지국 또는 단말이 능동 안테나 시스템 기반의 3D 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 도식화한 것이다.
도 2를 참조하면, 송신 안테나 관점에서 3-차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준-정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며, 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다. 또한 수신 안테나 관점에서는, 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때, 안테나 배열 이득(antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍
도 3은 아날로그 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다. 아날로그 빔포밍 기법은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 빔포밍 기법이다. 디지털 신호 처리가 완료된 이후 아날로그 신호를 다수의 경로들로 분기하여 분기된 각 경로들 마다 위상 천이(phase-shift; PS)와 전력 증폭(Power amplifier; PA) 설정을 통해서 빔포밍을 수행한다.
도 3을 참조하면, 단일 디지털 신호로부터 출력된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 전력 증폭기와 위상 천이기가 프로세싱함으로써 아날로그 빔포밍이 수행된다. 아날로그 단에서 위상 천이기와 전력 증폭기는 복소 가중치(complex weight)를 아날로그 신호에 적용한다. 도 1에서 RF(Radio Frequency) 체인(chain)은 단일 디지털 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다.
그러나 아날로그 빔포밍 기법은 위상 천이기와 전력 증폭기의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되는데, 위상 천이기와 전력 증폭기 소자를 제어하는 측면에서는 협대역 전송에 적합하다. 아날로그 빔포밍 기법에서는 다중 스트림 전송을 구현하는 경우 하드웨어 구조의 복잡성이 크게 증가하기 때문에 다중화 이득을 통해서 전송률을 향상시키기 어렵고, 직교 자원할당 기반으로 사용자별로 빔포밍을 수행하기 어렵다.
도 4는 디지털 빔포밍 기법을 예시하는 도면이다. 디지털 빔포밍 기법에서는 베이스밴드(Baseband) 프로세스를 이용하여 디지털 단에서 빔포밍이 수행된다. 따라서, 아날로그 빔포밍 기법과 달리 디지털 빔포밍 기법은 MIMO 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화하는데 적합하다.
도 4를 참조하면, 가중치 행렬(또는 프리코딩 행렬)의 적용, 예컨대 프리코딩을 베이스밴드 프로세스에서 수행된다. 디지털 빔포밍의 경우, 도 1의 아날로그 빔포밍과 달리 RF 체인이 전력 증폭기를 포함한다. 이는 빔포밍을 위한 복소의 가중치가 송신 데이터에 직접 적용되기 때문이다.
또한, 디지털 빔포밍 기법에 따를 때 사용자별 상이한 빔이 형성 가능한데, 예컨대 다중 사용자에 대한 빔들이 동시에 형성될 수 있다. 직교 자원이 할당된 사용자별로 독립적인 디지털 빔포밍이 가능하므로 스케줄링이 상대적으로 자유롭고, 시스템 목적에 따른 전송단의 운용이 용이하다. 또한, 광대역 전송 환경에서 MIMO-OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing)과 기술이 적용되면, 부반송파(subcarrier) 별로 독립적인 빔이 형성될 수 있다. 이와 같이 디지털 빔포밍 기법에서는 시스템 용량과 빔 이득이 향상되기 때문에 각 사용자에 대한 전송률이 극대화 될 수 있다.
매시브 MIMO 환경에서 디지털 빔포밍 기술을 적용하기 위해서는, 베이스밴드 프로세서가 수백 개의 안테나에 대한 프리코딩 처리를 모두 수행해야 하므로 디지털 신호 처리 복잡도가 매우 커진다. 또한, 안테나 수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현 복잡도가 매우 커진다. 특히 FDD(Frequency Division Duplex) 시스템의 경우 전체의 안테나들에 대한 거대한 MIMO 채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로, 레퍼런스 신호(또는 파일럿 신호) 전송 및 그에 대한 피드백 오버헤드가 매우 커지는 단점 있다.
매시브 MIMO 환경에서 아날로그 빔포밍 기술이 적용된다면, 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고, 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히, 광대역 전송 시에는 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다.
표 1은 아날로그 빔포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법의 성능 이득과 복잡도 관계를 나타낸다.
Figure pct00014
하이브리드 빔포밍의 모델링
본 발명의 일 실시예에 따른 매시브 MIMO 환경에서는, 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 기법 중 한 개만을 선택적으로 적용하는 대신, 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 구조가 융합된 하이브리드 빔포밍이 적용될 수 있다. 송신단의 하드웨어 구현 복잡도를 낮추고, 매시브 MIMO를 이용한 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있는 하이브리드 타입의 송신단 구조 설계가 필요하게 된다.
도 5는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다. 하이브리드 빔포밍에 따르면 1차적으로 디지털 빔포밍 기법이 적용된 기저대역의 디지털 신호가 RF 대역의 아날로그 신호로 변환되고, 아날로그 신호에 2차적으로 아날로그 빔포밍 기법이 적용된다. 따라서, 하이브리드 빔포밍 기법을 위해서는 송신단이 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 기법을 모두 지원할 수 있어야 한다.
하이브리드 빔포밍을 위해서 고려되어야 할 사항들은 다음과 같다.
- 아날로그와 디지털 빔포밍이 동시에 최적화되는 어렵다. 기본적으로 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자별 독립적인 빔포밍 기법 적용이 가능하다. 반면, 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자들에 공통적인 빔포밍 기법이 적용되야 하는 제약이 있다. 이러한 아날로그 빔포밍의 제약은 하이브리드 빔포밍에서 지원 가능한 랭크 수, 빔 제어 유연성, 빔포밍 분해능을 최적화하는데 어려움을 야기한다.
- 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍 기법은 동시에 모든 단말 방향으로의 다수 빔들의 형성이 어렵다. 따라서, 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 상/하향 제어 채널, 참조 신호, 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제점이 있다.
- 아날로그/디지털 빔에 대한 채널 추정을 수행할 경우, 디지털 빔포밍 기법에서는 기존의 직교 파일럿 할당 방식이 그대로 이용될 수 있다. 하지만, 아날로그 빔 포밍 기법에서는 빔 후보(candidate) 수만큼의 소정의 시간 간격(time-duration)이 요구된다. 아날로그 빔의 채널 추정에 소요되는 시간 지연이 상대적으로 크다. 디지털 빔과 아날로그 빔을 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증가한다.
- 디지털 빔포밍 기법이 다중 사용자/스트림을 위한 빔포밍이 자유로운 반면, 아날로그 빔포밍 기법은 전체 전송 대역에 대해 동일한 가중치 벡터/행렬에 의한 빔포밍이 수행되므로 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔포밍이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA(예: OFDMA) 지원이 어렵기 때문에, 주파수 자원의 최적화가 어렵다.
이하에서는 이상의 특성들을 고려하여 하이브리드 빔포밍을 위한 피드백 방법들을 살펴본다. 아날로그 또는 디지털 빔포밍 기법 중 어느 하나의 기법만을 사용하던 기존의 이동통신시스템에서는 폐루프 기반의 빔포밍(또는 프리코딩)이 수행되기 용이하였다. 예컨대, 단말은 기지국이 전송하는 참조 신호를 수신하여, PMI(precoding matrix index), RI(Rank Indicator), CQI(Channel Quality Indicator)를 결정한다. 단말은 PMI, CQI 및/또는 RI를 포함하는 CSI(Channel State Information)을 기지국에 피드백한다. 기지국은 단말이 전송한 PMI 사용하여 빔포밍을 수행하거나 또는, 단말이 전송한 PMI에 구속되지 않고 다른 PMI를 사용하여 빔포밍을 수행한다.
이와 같은 기존의 방식을 하이브리드 빔포밍에 그대로 적용할 경우, 단말은 아날로그 빔포밍을 위한 PMI와 디지털 빔포밍을 위한 PMI를 각각 측정 및 보고해야한다. 따라서, 측정 및 보고에 대한 오버헤드가 두 배로 증가한다. 뿐만 아니라, 아날로그 빔포밍을 위한 PMI와 디지털 빔포밍을 위한 PMI가 서로 다른 값을 나타내는 경우도 문제가 된다. 예컨대, 아날로그 빔포밍을 위한 최적의 PMI가 0도 방향을 나타내고, 디지털 빔포밍을 위한 최적의 PMI가 30도 방향을 나타낸다고 가정할 때, 아날로그 빔과 디지털 빔의 방향이 다르므로 하이브리드 빔포밍의 이득이 현저하게 낮게 나타날 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 아날로그 빔에 대한 측정에 기반하여 디지털 빔포밍을 위한 PMI가 결정될 수 있다. 예컨대, 단말은 아날로그 빔에 대한 측정 결과만을 기지국에 피드백하고 디지털 빔포밍을 위한 PMI를 피드백하지 않을 수도 있다. 다른 예시로, 단말은 아날로그 빔에 대한 측정 결과를 이용하여 디지털 빔포밍을 위한 PMI를 결정할 수 있다. 아날로그 빔의 측정 결과와 디지털 빔포밍을 위한 PMI가 기지국으로 피드백될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라서 하이브리드 빔포밍을 수행하는 송신단의 구조를 예시한다. 본 실시예에서는 RF 체인 별로
Figure pct00015
개의 독립적인 안테나를 구비하는 것으로 가정하나, 이에 한정되지 않는다. 예컨대, RF 체인 마다 구비된 안테나의 개수가 서로 다르게 구성될 수도 있다.
본 실시예에서, 전체 안테나 수(Nt), RF 체인의 수(NRF) 및 RF 체인별 안테나 수(
Figure pct00016
) 사이에는
Figure pct00017
의 관계가 있다. 각 RF 체인 별로 위상 천이기 및 전력 증폭기를 통과한 신호가 독립적으로 송신 안테나로 보내지므로, 시스템 모델은 수학식 8과 같이 정의될 수 있다.
Figure pct00018
k 는 부반송파 인덱스이다. 부반송파 인덱스 k 는 0부터 N FFT-1 의 값을 갖는다. N FFT 는 시스템이 지원하는 최대 FFT (Fast Fourier Transform) 사이즈로서, 전체 부반송파 개수는 FFT 사이즈내로 제한될 수 있다.
yk 는 부반송파 k 에서 크기가 N r×1 인 수신 신호 벡터, Hk 는 부반송파 k 에서 크기가 N r×N t 인 채널 행렬을 의미한다. FRF 는 전체 부반송파에서 N t×N t 크기인 RF 프리코더(아날로그 빔포밍을 위한 가중치 행렬)를 의미하는데, RF 프리코더(아날로그 빔포밍)는 전체 부반송파에 대하여 동일하게 적용될 수 있다.
Figure pct00019
는 부반송파 k 에서 N RF×N S 크기의 베이스밴드 프리코더(디지털 빔포밍을 위한 가중치 행렬)을 의미하는데, 베이스밴드 프리코더(디지털 빔포밍)는 부반송파 별로 개별적으로 설정될 수 있다. sk 는 부반송파 k 에서 크기가 N S×1 인 송신 신호 벡터를, zk 는 부반송파 k 에서 크기가 N r×1 인 잡음 신호 벡터를 나타낸다.
N RF 는 전체 RF 체인의 개수를 지시하고, N t 는 송신단 전체 안테나 수를,
Figure pct00020
는 RF 체인 별로 구비된 송신 안테나 수를 의미한다. N r 은 수신단 전체 안테나 수를 지시하고, N s 는 송신 데이터 스트림 수를 지시한다.
수학식 8의 각 텀(term)을 상세화하면 수학식 9와 같다.
Figure pct00021
RF 체인 이후 위상 천이기와 전력 증폭기에 의해 수행되는 아날로그 빔포밍의 N t×N RF 크기 프리코딩 행렬 FRF 는 아래 수학식 10과 같다.
Figure pct00022
또한, 프리코딩 행렬 FRF 내에서 RF 체인 i에 속하는 t개의 안테나들 각각에 대한 가중치를 나타내는 벡터는 수학식 11과 같이 정의된다.
Figure pct00023
하이브리드 빔포밍의 빔 방사 패턴
본 발명의 하이브리드 빔 포밍 기법은 예컨대, 1차원 어레이, 2차원 어레이, 환형 어레이 등 다양한 형태의 안테나에 기초하여 수행될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위하여 ULA(Uniform linear array) 안테나에 기초하여 하이브리드 빔포밍의 빔 방사 패턴을 살펴본다. ULA 안테나가 예시되나, 본 발명의 권리범위는 ULA 안테나에 한정되지 않는다. ULA 안테나에는 다수의 안테나 소자들이 등 간격 d의 거리로 선형으로 배치되어 있다.
ULA 안테나의 어레이 응답 벡터(array response vector)는 아래 수학식 12와 같다.
Figure pct00024
수학식 12에서 λ 는 파장(wave-length)을, d 는 안테나간 거리를 나타낸다. 하이브리드 빔포머의 안테나 방사 패턴을 나타내기 위해 편의 상 RF 체인의 수 NRF는 4이고, 각 RF 체인별 아날로그 안테나 수
Figure pct00025
는 4로 가정한다.
도 7은 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다. 특히, 도 7에서 총 송신 안테나 수 Nt는 16이고, d = λ/2 이 된다. 도 7의 실시예에서 아날로그 빔포밍을 위한 프리코딩 행렬은 수학식 13과 같이 정의된다.
Figure pct00026
보어사이트(Boresight), 즉 안테나로부터 방사되는 전파의 메인 로브(lobe) 중심 방향으로 빔을 형성하기 위하여 빔의 스티어링 각도는 0°로 설정한다. 따라서, 아날로그 프리코딩 행렬의 가중치 벡터들의 엘리먼트들의 값은 모두 1이 된다. 이때 디지털 빔포밍 단에서 적용할 임의의 랭크 1인 가중치 벡터를 아래 수학식 14와 같이 정의한다. 설명의 편의를 위하여 랭크 1을 가정하였고, 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
Figure pct00027
보어사이트(θ = 0°)에서 수학식 14의 디지털 빔포밍이 적용된 전체 안테나 어레이 응답 벡터(antenna array response vector)는 수학식 15와 같이 표현할 수 있다. 이때 안테나 간 거리 d 는 λ/2 로 가정한다.
Figure pct00028
수학식 15는 수학식 16과 같이 정리된다.
Figure pct00029
수학식 16에서 s 는 수학식 17과 같이 표현되며, 빔 바운드 벡터(Beam bound vector)라고 명칭하기로 한다. 또한, 수학식 16에서 t는 수학식 18과 같이 표현되고, 빔 이득 및 스티어링 벡터(Beam gain and steering vector) 또는 빔 스티어링 벡터(Beam gain and steering vector)라고 명칭하기로 한다.
Figure pct00030
Figure pct00031
빔 바운드 벡터 s 는, 하이브리드 빔포밍에서 아날로그 빔의 패턴을 나타낸다. 빔 스티어링 벡터 t는 하이브리드 빔포밍에서의 하이브리드 빔의 이득 값과 디지털 빔의 패턴을 나타낸다.
빔 바운드 벡터 s는 하이브리드 빔포밍 기법에 의해서 하이브리드 빔이 유효하게 형성될 수 있는 범위 및 경계를 결정한다. 따라서, 아날로그 빔 포밍의 범위뿐 아니라 디지털 빔 포밍의 범위도 빔 바운드 벡터 내로 제한된다. 예컨대, 빔 바운드 벡터의 범위를 넘어서는 아날로그 빔이 유효하게 형성될 수 없기 때문에, 빔 바운드 벡터의 범위를 넘어서는 하이브리드 빔포밍이 수행될 수 없다. 결국, 디지털 빔 포밍도 빔 바운드 벡터의 범위 내에서 수행되어야 하이브리드 빔 포밍이 수행될 수 있다.
도 8은 소정의 평면에서 빔 바운드 벡터와 빔 스티어링 벡터에 의한 아날로그 빔과 디지털 빔의 패턴을 2차원으로 도시한다. 아날로그 빔과 디지털 빔은 3차원 패턴으로 도시될 수 있으나, 설명의 편의를 위하여 수평 방향 단면으로 도시되었음을 당업자라면 이해할 수 있다. 도 8에서 N t = 16,
Figure pct00032
,N RF = 4 인 것으로 가정하며, 빔 바운드 벡터의 빔 패턴은 굵은 실선으로, 빔 스티어링 벡터의 빔 패턴은 가는 실선으로 표시하였다. 빔 바운드 벡터의 메인 로브의 보어 사이트가 0도(또는 180도)이다.
각 빔의 패턴은 빔 스티어링 각(메인 로브의 보어사이트)에서 최대 이득을 나타내고, 빔 스티어링 각을 이탈함에 따라서 빔 이득이 감소한다. 빔 이득은 도 8의 원 중심으로부터의 거리로 표현된다. 빔의 스티어링 각은 0도를 기준으로 반시계 방향으로 증가하는 것으로 표현된다.
빔 스티어링 벡터는 0, 30, 90, 150, 180, 210, 270 또는 330도에서 빔을 형성 할 수 있다. 빔 바운드 벡터와 빔 스티어링 벡터의 빔 패턴이 교차하는 영역에서 하이브리드 빔 포밍이 수행될 수 있다. 예컨대, 스티어링 각이 0(또는 180)일 때, 빔 바운드 벡터에 의한 이득과 빔 스티어링 벡터에 의한 이득이 모두 최대로 나타나므로, 스티어링 각이 0(또는 180)인 지점에서 하이브리드 빔포밍이 수행되기 적절하다. 반면, 스티어링 각이 30도 일 때 빔 바운드 벡터의 이득이 0이므로, 스티어링 각 30에 대해서는 하이브리드 빔포밍이 수행될 수 없다.
도 9는 아날로그 빔의 스티어링 각이 0, 30, 60도로 쉬프트할 때 안테나 어레이 응답을 도시한다. 도 8에서도 N t = 16,
Figure pct00033
,N RF = 4 라고 가정하였고, 디지털 v1 = [v 1 v 2 v 3 v 4]T 을 적용한 결과가 도시되어 있다. 도 8 및 도 9에서 설명된 바와 같이 유효 빔의 범위가 빔 바운드 벡터 s 에 제약된다.
레퍼런스 빔(reference beam)의 형성
본 발명의 일 실시예에 따라서 레퍼런스 빔(reference beam)이 제안된다. 도 10에 도시된 바와 같이 레퍼런스 빔은 전방향에 대하여 동일한 빔 이득을 갖도록 설계될 수 있다. 예컨대, 기지국은 무지향성(Omni) 안테나를 통해서 레퍼런스 빔을 형성할 수 있다. 다른 실시예에서 기지국은 단일 안테나를 이용하여 빔 이득이 0dB인 전방향 빔을 형성할 수 있다. 또 다른 실시예에서 기지국은 다수의 안테나들을 사용하여 지향성 빔을 생성하되, 소정의 영역에 대해서는 근사적으로 전방향의 빔을 형성할 수 있다.
기지국은 레퍼런스 빔을 주기적으로 전송할 수 있으며, 레퍼런스 빔의 전송 주기는 RRC 시그널링을 통해서 단말에 설정되거나 또는 시스템 정보의 일부로서 브로드캐스팅 될 수 있다. 레퍼런스 빔은 참조 신호에 기반하여 생성될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
인접 셀들 또는 다른 단말로부터의 간섭, 노이즈, 전파 장애를 초래하는 환경을 무시하는 경우, 레퍼런스 빔의 이득은 모든 스티어링 각에 대해서 동일하다. 기지국과 단말 간의 직선 거리가 동일한 모든 방향에 대하여, 레퍼런스 빔의 이득값들은 동일하다. 레퍼런스 빔을 형성하기 위한 기지국의 전송 전력은 일정하게 고정되거나, 또는 셀특정 값으로 고정될 수 있다. 레퍼런스 빔의 이득은 기지국으로부터의 거리에 따라서 변화될 수 있는데, 기지국으로부터의 거리가 멀어질수록 레퍼런스 빔의 이득은 감소한다. 따라서, 레퍼런스 빔의 이득은 기지국과 단말간의 직선 거리에 대한 지표로 사용될 수도 있다.
레퍼런스 빔과 바운디드 빔 간의 이득 차이
상술된 바와 같이 아날로그 빔포밍 방향을 고정하고(e.g., FRF 고정), 모든 방향에 대하여 디지털 빔포밍을 수행하더라도, 결국 형성 가능한 하이브리드 빔의 범위는 빔 바운드 벡터의 범위 내로 제약된다. 이하, 빔 바운드 벡터의 빔을 바운디드 빔(bounded beam)이라고 명칭 한다. 바운디드 빔은 디지털 빔포밍 성분이 제외되어 있으므로, 하이브리드 빔 포밍에서의 바운디드 빔은 등가적인 아날로그 빔포밍을 통해서 형성될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 단말에 의해 측정된 레퍼런스 빔의 이득과 단말에 의해 측정된 바운디드 빔의 이득의 차이를 통해서, 기지국으로부터 단말이 위치한 방향이 추정될 수 있다. 예컨대, 기지국은 아날로그 빔포밍을 통해서 바운디드 빔 FRF = 0°, ±30°, ±60°을 형성한다. 여기서, 바운디드 빔의 스티어링 각들은 다양하게 변경될 수 있다. 해상도를 증가시키는 경우 30보다 더 작은 단위로 빔포밍이 수행될 수도 있다.
기지국은 각 스티어링 각들에 대해서 순차적으로 바운디드 빔을 형성하거나 또는 서로 다른 아날로그 소자들을 통해서 동시에 다수의 방향으로 바운디드 빔을 형성할 수 있다. 예컨대, 기지국이 어느 시점에 어느 각으로 바운디드 빔을 형성하는지는 사전에 정의되거나, 시스템 정보를 통해서 브로드 캐스팅되거나 또는 RRC 시그널링을 통해서 단말에 설정될 수 있다.
도 10은 레퍼런스 빔과 바운디드 빔간의 이득 차이를 산출하는 방법을 예시한다. UE는 estimated UE direction 직선 상에 위치한다. 단말 위치하는 방향을 나타내는 직선, 레퍼런스 빔을 나타내는 원이 교차하는 지점에서 레퍼런스 빔의 이득(Gref)이 나타난다. 이와 유사하게, UE가 위치하는 방향을 나타내는 직선과 바운디드 빔(0도)이 교차하는 지점 상에서, 바운디드 빔의 이득(Gmea)이 나타난다. 한편, 다른 스티어링 각도들, 예컨대, 30, 60 도 등에서 형성되는 바운디드 빔들은 단말에서 측정될 수 없으므로, 빔의 이득이 나타나지 않는다.
레퍼런스 빔의 이득(Gref)과 바운디드 빔의 이득(Gmea) 간의 차이는 수학식 19와 같이 정의된다.
Figure pct00034
본 발명의 일 실시예에 따르면, 단말은 레퍼런스 빔의 이득(Gref)과 바운디드 빔의 이득(Gmea) 간의 차이(Gdiff)에 기반하여 기지국에 피드백 정보를 전송한다. 예컨대, 단말은 차이(Gdiff)를 기지국에 전송할 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 단말은 레퍼런스 빔의 이득(Gref)과 바운디드 빔의 이득(Gmea)을 각각 측정하여 동시에 또는 별개로 피드백 할 수도 있다.
고속 아날로그 빔 스캐닝 (Fast analog beam scanning)
송신단과 수신단의 위치 및 무선 채널 환경에 최적화된 아날로그 빔포밍의 가중치를 획득하기 위해서는 이를 위하여 송신단과 수신단 간에는 여러 개의 후보 아날로그 빔들을 시험적으로 전송하고 측정(또는 추정)하는 과정이 필요하다. 이와 같은 과정을 아날로그 빔 스캐닝 또는 아날로그 빔 조율(training)이라 한다.
본 발명의 일 실시예에 따라서 아날로그 빔포밍을 위한 빔 스캐닝 복잡도와 검색 시간을 줄일 수 있는 고속 아날로그 빔 스캐닝 (Fast analog beam scanning) 방안이 제안된다. 아날로그 빔포밍은 순수한 아날로그 빔포밍 송수신단 또는 하이브리드 빔포밍 송수신단을 통해서 수행될 수 있다. 일반적으로 한번의 아날로그 빔포밍 마다 하나의 아날로그 빔을 스캐닝 할 수 있다. 따라서 전체 아날로그 빔 스캐닝에 필요한 조율(training) 시간은 전체 후보 아날로그 빔 수에 비례한다.
상술한 바와 같이 순수 아날로그 빔포밍은 송수신단에서의 빔 추정을 위해서도 시간 영역에서 빔 스캐닝 과정이 반드시 필요하다. 즉, 아날로그 빔 추정을 위해서는 송신 빔 및 수신 빔 각각의 개수의 곱인 K T×K R 의 시간이 필요하다. 단말은 아날로그 빔 추정 프로세스가 종료되면 가장 높은 신호 세기를 갖는 빔 식별자(ID)를 기지국에 피드백할 수 있다.
하나의 아날로그 빔을 스캐닝 하는데 소요되는 시간이 t s 라고 할 때 전체 송수신 아날로그 빔들을 스캐닝하는데 소요되는 시간 Ts 은 아래 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00035
수학식 20에서 송신 아날로그 빔의 개수 K T = L 이고, 수신 아날로그 빔의 개수 K T = 1 라고 가정하면, 전체 후보 아날로그 빔 개수는 총 L 개가 된다. 따라서, 전체 빔 스캐닝을 위하여 시간 영역에서 L 개의 시간 구간이 필요하다.
도 11는 아날로그 빔 트랙킹(tracking)을 위해 요구되는 시간 영역에서의 빔 추정 구간을 예시하는 도면이다.
도 11를 참조하면, 아날로그 빔 추정을 위해서는 단일 시간 구간에서 1개의 빔 추정만이 가능하며, 전체 L 개 빔 추정을 위해서는 L 개 시간 구간이 필요함을 알 수 있다. 다시 말해, 송수신 안테나 수 증가로 인한 개별 빔 수가 증가할수록 보다 긴 조율 시간이 필요함을 알 수 있다.
아날로그 빔포밍은 디지털-아날로그 컨버팅(DAC)된 아날로그 연속 파형(Continuous waveform)의 크기와 위상각을 시간 영역에서 변화시키는 것이므로 디지털 빔포밍과 달리 개별 빔에 대한 조율 구간이 보장되어야 한다. 이 조율 구간이 길어질수록 시스템의 쓰루풋 손실이 증가하며, 단말의 이동 및 채널 변화를 추가 빔 스캐닝 시 시스템의 쓰루풋 손실은 더욱 증가할 수 있다.
하이브리드 빔포머 중 빔 조율 구간이 반드시 필요한 아날로그 빔포밍 단은 빔의 검색 공간(Search space)의 수에 비례하여 조율 시간이 증가한다. 향후 송수신단의 물리 안테나 증가로 인해 보다 더 세밀한(Sharp) 빔의 생성이 예상되기 때문에 송수신 빔 폭(beam width)과 기존의 2D 채널에서 3D 채널로의 안테나 구조를 고려하면, 아래 표 2와 같이 빔 검색 공간이 더욱 증가하게 된다.
Figure pct00036
또한, 검색 공간 증가에 따른 대략적인 빔 조율 시간, 즉 검색 시간을 추정하면 아래와 같다. 단, 아래 표 3은 설명의 편의를 위하여 2D 채널에 한정한 것이다. 아래 표 3을 참조하여 빔의 너비가 10°인 경우와 1°인 경우를 비교하면, 검색 공간의 개수가 10배 증가하면, 검색 시간은 100배 증가함을 알 수 있다.
Figure pct00037
앞서 언급한 바와 같이 아날로그 빔 스캐닝은 주어진 시간 영역의 조율 구간을 반드시 필요로 하여, 빔 조율 구간에서는 데이터 전송이 불가능하기 때문에 시스템 전송률 상의 손실이 발생하게 된다. 또한 송신단 기반의 빔 스캐닝은 수신단이 최적 빔 선택에 대한 정보를 송신단으로 피드백 해야 하므로, 피드백 절차에 소요되는 시간만큼 데이터 전송의 지연이 발생된다.
기본적으로 물리 안테나 수 M이 증가하면, M에 비례하여 10log10 M 배 빔 이득이 있지만 빔의 해상도(resolution)도 같이 증가하게 된다. 다시 말해, 빔의 해상도 증가에 따라서 빔폭이 좁아지면, 송수신 양단의 빔포머에서는 아날로그 빔 조율에 많은 시간이 소요된다. 이와 같이 디지털 단의 프로세싱에 앞서 아날로그 빔 조율로 인해 많은 오버헤드가 발생하고, 추정된 빔 정보의 피드백으로 인해 데이터 전송의 지연이 발생하면 하이브리드 빔포밍의 최종 이득이 급격이 감소하게 된다.
이하의 실시예에서는 빔 스캐닝 정보의 피드백을 생략하고, 빔 스캐닝 지연을 감소시킬 수 있는 아날로그 수신 빔 스캐닝 방법에 대해서 제안된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 송신단은 채널의 상호성(reciprocity)에 기초한 수신 빔 스캐닝을 통해서 아날로그 빔과 디지털 빔의 가중치(또는 계수)를 획득하고, 이를 이용해 아날로그 빔포밍 또는 디지털 빔포밍을 수행한다. 제안하는 방법에서는 빔 검색 공간의 개수를 감소시킴으로써 빔 조율 시간이 감소된다. 또한 추정된 빔 정보에 대한 피드백은 생략된다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 빔 측정 방법을 도시한다. 도 12에서 수신단은 기지국이고 송신단은 단말이라고 가정하나, 이에 한정되지 않는다.
단말은 송신 빔포밍을 통해서 최초 1회만 또는 상대적을 긴 주기로 전방향 무지향성 빔 또는 의사-무지향성(Quasi-omni) 빔을 전송한다. 단말이 전송한 전방향 무지향성 빔 또는 의사-무지향성 빔은 레퍼런스 빔(레퍼런스 신호)에 대응한다.
기지국은 수신 빔포밍을 통해서 전방향 무지향성 빔 또는 의사-무지향성(Quasi-omni) 빔을 형성하여, 단말로부터 수신된 레퍼런스 빔의 신호 세기를 측정한다.
일반적인 아날로그 빔 스캐닝 방법과 달리 의사-무지향성 패턴을 방사함으로써, 기지국은 레퍼런스 빔의 신호 세기(Gref)를 획득한다. 의사-무지향성 패턴의 방사는 빔 스캐닝 과정 중 최초 1회만 수행하면 된다. 또한, 의사-무지향성 패턴은 단말의 RSRP(reference signal received power)나 SINR 값이 기준값 이상으로 변화하는 경우에 전송되거나 또는 상대적으로 긴 주기로 간헐적으로 전송된다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 섹터 빔의 스캐닝 방법을 도시한다. 도 13에서 수신단은 기지국이고 송신단은 단말이라고 가정하나, 이에 한정되지 않는다. 도 13의 섹터 빔은 도 10에 도시된 목표 빔(target beam)에 대응된다. 섹터 빔은 목표 빔, 코어스 빔(coarse beam), 또는 지향성 빔으로 명칭 될 수 있다.
단말은 의사-무지향성 빔을 기지국으로 전송한다. 이때, 기지국은 수신 빔포밍을 통해서 섹터 빔을 형성한다. 한정된 개수의 섹터 빔들을 통해서 전방향이 커버될 수 있다. 기지국은 각 섹터 빔들 중 수신 빔포밍의 이득이 가장 큰 섹터를 검출한다. 기지국은 수신 빔포밍의 이득이 가장큰 섹터 빔을 통해서 수신된 신호 세기(Gmea)와 도 12에서 획득된 레퍼런스 빔의 신호 세기(Gref)간의 차이(Gdiff)를 계산한다. 이를 통해서 별도의 피드백 없이 빔 스캐닝이 종료된다. 기지국은 이득차에 기초하여 빔 포밍의 계수를 획득하고, 이를 다음번 빔포밍에 적용한다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 아날로그 빔 계수를 획득하는 방법을 설명하는 도면이다. 아날로그 빔 제어를 위한 PS(phase shifter)와 PA(power amp) 값과 같은 아날로그 계수가 계산된 이득차를 기초로 획득될 수 있다. 획득된 아날로그 빔 계수는 PS 및 PA에 직접 적용된다.
아날로그 빔 계수는 등가의 프리코딩 가중치로 표현할 수 있으며, 이는 아래 수학식 21과 같다.
Figure pct00038
수학식 21에서, Pi 는 아날로그 프리코딩 가중치를 나타내는 PMI이다. 수신 빔포밍의 이득이 최대가되는 섹터 ID와 빔 이득차 G diff 를 이용해서 최종 아날로그 프리코딩 가중치를 도출한다.
기지국은 직접 검출한 이득차 G diff 에 대응하는 PMI 또는 아날로그 빔포밍 벡터를 선택한다. 또한, 기지국은 이득차를 기반으로 선택된 아날로그 빔 내 단말의 정확한 위치를 추정할 수 있다. 따라서 기지국은 하이브리드 빔포밍을 통한 최종적인 빔의 방향이 추정된 단말의 위치와 일치되도록 아날로그 빔포밍 계수를 선택한다. 표 6은 이득차 G diff 에 따라 아날로그 빔포밍의 PMI를 획득하기 위한 코드북을 예시한다.
Figure pct00039
도 15는 본 발명의 실시예에 따라 빔 이득차를 기반으로 도출된 아날로그 빔의 PMI를 예시한다. 상술된 과정은 섹터 빔을 통해서 획득된 이득 차를 기반으로 최종적인 아날로그 빔의 PMI를 선택한 것을 의미한다. 따라서 기지국은 아날로그 빔포밍을 위한 PMI를 통해서 PS와 PA의 값을 설정한다.
한편 이득 차이(Gdiff) 만으로 정확한 PMI판단이 어려운 경우(e.g. NLOS환경, High Doppler환경, 낮은 레퍼런스 빔 밀도 등)에는 이득 차이(Gdiff)를 다수의 PMI에 맵핑한 표 5와 같은 코드북이 이용될 수 있다.
Figure pct00040
이상의 내용을 요약하면, 단말은 송신 빔포밍을 통해서 단말의 의사-무지향성 빔을 반복적으로 형성하고, 기지국은 수신 빔포밍을 통해서 기지국의 의사-무지향성 빔을 형성한 뒤(i.e. 레퍼런스 빔 측정) 각각의 섹터 빔을 순차적으로 형성한다(i.e. 섹터 빔 측정). 기지국은 섹터 빔 각각에 대해서만 빔 스캐닝을 수행하고, 세밀한 최종 빔의 계수는 전술한 이 차를 기반으로 추정할 수 있다. 이는 세밀한 최종 빔들에 대한 아날로그 빔 스캐닝을 위해서는 너무 많은 심볼들이 필요하기 때문이다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 상향링크의 채널 상태 측정이나 주파수 선택적 스케줄링에 이용되던 SRS가 수신 빔포밍에서의 아날로그 빔의 신호 세기 또는 Received signal received power(RSRP)를 측정하는데 사용될 수 있다. 예컨대, 단말은 N+1개의 SRS(sounding reference signal) 심볼을 이용하여 N+1개 의사-무지향성 빔을 전송할 수 있다. N은 섹터 빔의 개수를 의미한다.
채널 상태 측정이나 주파수 선택적 스케줄링에 사용되던 SRS가 주파수 호핑을 통해서 전대역에 전송되었지만, 이는 의사-무지향성 빔 전송시에는 무선 자원관리 효율성 측면에서 적합하지 않기 때문에 SRS가 반드시 전대역에 전송되는 것은 아니다..
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국과 단말의 빔 스캐닝을 도시한다.
단말은 주기적으로 배치된 'N+1' 개의 심볼을 통해서 SRS를 전송한다. 도 16에서 SRS 전송 주기는 2 서브프레임이다. 예컨대, 서브프레임 #0, #2, #4, #6, #8.. 서브프레임의 마지막 OFDMA 심볼을 통해서 SRS를 전송한다.
기지국은 N개의 섹터빔에 대해서 수신 빔포밍을 수행한다. 기지국은 서브프레임 #0을 통해 전송되는 최초의 SRS 심볼에 대해서는 빔포밍을 수행하지 않거나, 의사-무지향성 수신 빔포밍을 수행한다. 이후, 나머지 N개 SRS 심볼에 대해서는 아날로그 빔포밍을 통해 미리 정의된 방향으로 섹터 빔을 형성함으로써 빔 스캐닝을 수행한다. 도 16에서 기지국은 4개의 서브프레임 #2, #4, #6, #8 각각의 SRS 심볼에서 섹터 빔을 형성하여, 빔을 스캐닝한다.
기지국은 상위 계층 시그널링을 통해서, 아날로그 빔 스캐닝 용도의 SRS를 단말에 설정할 수 있다. 표 6은 SRS 설정에 포함되는 파라미터를 예시한다.
Figure pct00041
한편 PMI 획득에 LTE/LTE-A 시스템의 MCS 테이블이 이용될 수 있다. 예컨대, 기지국은 MCS 테이블에서 무지향성 빔의 신호 세기에 대응하는 MCS 값(MCS ref)를 획득한다. 또한 기지국은 MCS 테이블에서 각 아날로그 섹터 빔의 신호 세기에 대응하는 MCS 값(MCS ref)를 획득한다. 기지국은 표 7과 같은 코드북을 통해서 MCS ref 과 MCS ref 의 차이에 대응하는 PMI를 획득한다.
Figure pct00042
하이브리드 빔포밍에서 아날로그 빔과 디지털 빔은 다양한 조합의 구성이 가능하기 때문에 아날로그 빔 조율 시간과 디지털 빔 후보 수는 큰 복잡도를 유발한다. 본 발명에서는 기지국이 수신 빔포밍을 수행 아날로그 빔포밍의 피드백이 생략되며, 또한 디지털 빔포밍을 위한 PMI가 암묵적으로 추정될 수 있다. 단말의 피드백이 생략되므로 송수신 단의 운용 프로시져가 단순해지고, 빔 제어의 복잡도가 낮아진다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 빔 스캐닝 방법의 흐름을 도시한다. 상술된 내용과 중복하는 설명은 생략된다.
먼저, 기지국은 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링 한다(S1705). 제 1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference signal)를 통해서 전송되는 의사(Quasi)- 무지향성 빔에 대응할 수 있다. 예컨대, 제1 무지향성 빔은 상술된 레퍼런스 빔의 역할을 수행할 수 있다.
제1 무지향성 빔의 반복 전송을 위한 설정은, 제1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수, 제1 무지향성 빔의 전송 주기, 제1 무지향성 빔의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 제1 무지향성 빔의 반복 전송 회수는, 기지국이 형성하는 다수의 지향성 빔들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 빔들의 빔 너비에 기초하여 결정될 수 있다. 본 실시예에서 제1 무지향성 빔들의 반복 전송회수는 총 N+1이고, 다수의 지향성 빔들에 의한 검색 공간 개수는 N이라고 가정한다.
단말은 제1 무지향성 빔의 설정에 따라서 N+1번 반복하여 제1 무지향성 빔을 전송한다(S1710, S1715, S1720).
기지국은 제2 무지향성 빔을 형성하고, 제2 무지향성 빔을 통해서 단말이 최초 전송한 제1 무지향성 빔을 수신 및 측정한다(S1711).
기지국은 수신 빔포밍을 통해서 N개의 지향성 빔들을 형성함으로써, 최초 전송 이후 N번 전송되는 제1 무지향성 빔들을 수신 및 측정한다(S1716, S1721). N개의 지향성 빔들은 서로 다른 방향으로 형성된 섹터 빔(목표 빔 또는 코어스 빔)일 수 있다. 본 실시예의 경우 설명의 편의상 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 제1 무지향성 빔의 수신 이득이 최대가 된다고 가정한다.
기지국은 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정한다(S1725). 예컨대, 기지국은 코드북으로부터 제1 지향성 빔의 인덱스 및 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택할 수 있다. 기지국은 선택된 PMI에 기초하여, 하이브리드 빔포밍에 포함된 아날로그 빔포밍을 위한 위상 천이기(PS)의 계수 및 파워 증폭기(PA)의 계수를 획득할 수 있다.
기지국은 상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된(coupled) 상기 하이브리드 빔포밍을 수행하여 단말에 하향링크 데이터를 전송한다(S1730).
한편, 이상의 실시예들의 적용 범위는 반드시 하이브리드 빔 포밍에 한정되는 것은 아니다. 예컨대, 아날로그 빔포밍 단이 디지털 빔포밍 단으로 대체되는 형태에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다. 안테나 서브 그룹핑(sub-grouping)을 통해 각 안테나 서브 그룹별로 디지털 빔포밍이 순차적, 직렬적으로 수행될 수 있다. 이와 같이 계층적(hierarchical) 구조를 갖는 디지털 빔포밍 기법에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다.
이상에서 설명의 편의를 위하여 하향링크 기준으로 기술하였으나, 이에 한정되지 않는다. 본 실시예들은 다양한 형태의 송신기와 수신기 조합에 적용될 수 있다. 예를 들어, 단말이 기지국으로 전송하는 상향링크 전송 시나리오, 단말간 신호 전송(D2D, V2V, etc.) 시나리오, 혹은 기지국 간 신호 전송(Relay, Wireless Backhaul, etc.) 시나리오에서도 적용될 수 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말과 기지국의 구조를 도시한 도면이다. 도 18의 기지국(10) 및 단말(20)은 전술한 방법들을 수행할 수 있으며, 중복되는 내용은 설명을 생략한다.
기지국(10)은, 수신기(11), 송신기(12), 프로세서(13), 메모리(14) 및 복수개의 안테나(15)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(15)는 MIMO 송수신을 지원하는 기지국을 의미한다. 수신기(11)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기(12)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(13)는 기지국(10) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
기지국(10)의 프로세서(13)는 그 외에도 기지국(10)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
일 실시예에 따른 기지국의 송신기는 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링한다. 수신기는 제2 무지향성 빔을 형성함으로써 단말로부터 제1 무지향성 빔을 수신한다. 또한 수신기는 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 단말로부터 제1 무지향성 빔을 반복 수신한다. 프로세서는 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 제1 무지향성 빔과 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정한다.
단말(20)은, 수신기(21), 송신기(22), 프로세서(23), 메모리(24) 및 복수개의 안테나(25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(25)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말을 의미한다. 수신기(21)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기(22)는 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(23)는 단말(20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
단말(20)의 프로세서(23)는 그 외에도 단말(20)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
일 실시예에 따른 단말의 수신기는, 기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신한다. 송신기는 수신된 설정에 따라서 제1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송한다. 다수 회 반복 전송된 상기 제1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제2 무지향성 빔을 통해 측정된다. 최초 전송 이후의 제1 무지향성 빔의 전송들은 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 통해 측정된다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
상술된 바와 같이 본 발명의 실시예들은 다양한 이동 통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 기지국이 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 방법에 있어서,
    전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 단계;
    제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하는 단계;
    다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 단계; 및
    상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송을 위한 설정은,
    상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수, 상기 제1 무지향성 빔의 전송 주기, 제1 무지향성 빔의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함하는, 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference signal)를 통해서 전송되는 의사-무지향성(Quasi-omni) 빔에 대응하는, 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송 회수는,
    상기 다수의 지향성 빔들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 빔들의 빔 너비에 기초하여 결정되는, 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 지향성 빔은,
    상기 다수의 지향성 빔들 중 상기 제1 무지향성 빔의 수신에 대한 이득이 최대인 것인, 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계는,
    코드북으로부터 상기 제1 지향성 빔의 인덱스 및 상기 이득 차이의 조합에 대응하는 PMI를 선택하는, 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 단계는,
    상기 선택된 PMI에 기초하여, 상기 하이브리드 빔포밍에 포함된 아날로그 빔포밍을 위한 위상 천이기의 계수 및 파워 증폭기의 계수를 획득하는, 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 결정된 가중치를 이용하여 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된(coupled) 상기 하이브리드 빔포밍을 수행하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  9. 무선 통신 시스템에서 단말이 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 방법에 있어서,
    기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 단계; 및
    상기 수신된 설정에 따라서 상기 제1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 다수 회 반복 전송된 상기 제1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제2 무지향성 빔을 통해 측정되고, 상기 최초 전송 이후의 상기 제1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 통해 측정되는, 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍이 계층적으로 결합된 하이브리드 빔포밍을 통해서 하향링크 데이터를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 하이브리드 빔포밍의 가중치는, 상기 제2 무지향성 빔을 통해서 측정된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 측정된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 결정된 것인, 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제1 지향성 빔은,
    상기 다수의 지향성 빔들 중 상기 제1 무지향성 빔의 수신에 대한 이득이 최대인 것인, 방법.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송을 위한 설정은, 상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수, 상기 제1 무지향성 빔의 전송 주기, 제1 무지향성 빔의 전송을 위한 주파수 대역의 크기에 대한 정보 중 적어도 하나를 포함하고,
    상기 제1 무지향성 빔의 반복 전송의 회수는, 상기 다수의 지향성 빔들에 의한 검색 공간 개수 또는 상기 다수의 지향성 빔들의 빔 너비에 기초하여 결정된 것인, 방법.
  13. 제 9 항에 있어서, 상기 제1 무지향성 빔은 SRS(sounding reference signal)를 통해서 전송되는 의사-무지향성(Quasi-omni) 빔에 대응하는, 방법.
  14. 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 기지국에 있어서,
    전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 단말에 시그널링하는 송신기;
    제2 무지향성 빔을 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 수신하고, 다수의 방향들에 대응하는 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 순차적으로 형성함으로써 상기 단말로부터 상기 제1 무지향성 빔을 반복 수신하는 수신기; 및
    상기 제2 무지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔과 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔을 통해서 수신된 상기 제1 무지향성 빔 간의 이득 차이에 기초하여 하이브리드 빔포밍을 위한 가중치를 결정하는 프로세서를 포함하는, 기지국.
  15. 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍의 가중치 결정을 위한 신호를 전송하는 단말에 있어서,
    기지국으로부터 전 방향으로 균등하게 형성되는 제1 무지향성 빔(omni-directional beam)의 반복 전송을 위한 설정을 수신하는 수신기;
    상기 수신된 설정에 따라서 상기 제1 무지향성 빔을 다수 회 반복 전송하는 송신기; 및
    상기 수신기 및 송신기를 제어하는 프로세서를 포함하고,
    상기 다수 회 반복 전송된 상기 제1 무지향성 빔의 최초 전송은 상기 기지국이 형성한 제2 무지향성 빔을 통해 측정되고, 상기 최초 전송 이후의 상기 제1 무지향성 빔의 전송들은 상기 기지국이 형성한 다수의 지향성 빔들(directional beams)을 통해 측정되는, 단말.
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