WO2016076504A1 - 무선 통신 시스템에서 피드백 정보를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 피드백 정보를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2016076504A1
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directional
range
feedback information
base station
precoded
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김기태
강지원
이길봄
김희진
김동규
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엘지전자 주식회사
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    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for transmitting and receiving feedback information for performing beamfon ng in a wireless communication system.
  • MULT iple-Input Mul-I-Output which is used in a wireless communication system, is a technique for increasing channel capacity and improving transmission / reception efficiency by using multiple transmission antennas and / or multiple reception antennas.
  • MIM0 may be referred to as multiple antennas.
  • data may not necessarily be transmitted through a single antenna path.
  • a receiver may reconstruct data by merging data fragments each received from multiple receive antennas.
  • the coverage area may be increased while the cell area size is maintained, or the coverage may be increased while the data transmission speed is maintained.
  • Beamforming techniques in ⁇ 0 environments are widely used in base stations, terminals or repeaters.
  • the panforming technique can be classified into a digital beamforming technique and an analog beamforming technique according to whether the weighted vector / matrix (or precoding vector / matrix) is used in the base band or the RF band, and among them, the digital bump forming technique.
  • the technique is applied to the precoding procedure of 3G and 4G mobile communication systems. For example, in the current mobile communication system, the terminal feeds back a precoding matrix index (PMI) to the base station for closed loop-based digital bumping, and the base station performs beamforming based on the PMI.
  • PMI precoding matrix index
  • An object of the present invention is to provide a method for accurately and efficiently determining and transmitting and receiving feedback information for beamforming in a wireless communication system.
  • a method for receiving a feedback information by a base station includes an omni-directional range uniformly formed in all directions based on a non-precoded first signal. transmitting an omni-di rect ional beam; Transmitting a plurality of rect ional beams through a plurality of antenna ports based on second signals precoded in different directions; And receiving feedback information from a terminal, wherein the feedback information transmits a gain difference between a first directional range and the non-directional range among the plurality of directional beams and the first directional range among the plurality of antenna ports. It includes the index of the first antenna port used to.
  • a base station for receiving feedback information on beamforming is formed evenly in all directions based on a non-precoded crab signal.
  • a transmitter for transmitting an omni-di rect ional beam and for transmitting a plurality of rectal ional beams through a plurality of antenna ports based on second signals precoded in different directions;
  • a receiver for receiving feedback information from a terminal;
  • a processor controlling the transmitter and the receiver, wherein the feedback information is configured to obtain a gain difference between the first directional beam and the omni-directional beam of the plurality of directional beams and the first directional beam of the plurality of antenna ports.
  • a method for transmitting, by a terminal, feedback information about a panforming is equalized in all directions based on a non-precoded first signal. Measuring an omni-di rect i onal beam; Measuring a first directional beam of a plurality of rect ional beams based on second signals precoded in different directions; And transmitting feedback information to a base station, wherein the feedback information includes a gain difference between a first directional range among the plurality of directional ranges and the omni-directional beam and the first directional range among the plurality of antenna ports of the base station. It includes an index of the first antenna port used to transmit the.
  • a terminal for transmitting feedback information for beamforming in a wireless communication system may include a non-precoded first signal. Measure an omni-directional beam evenly formed in all directions based on the measurement, and measure a first directional beam of a plurality of directional beams based on second signals precoded in different directions. Processor; And a transmitter for transmitting feedback information to a station under control of the processor, wherein the feedback information includes a gain difference between a first directional range and the non-directional range among the plurality of directional ranges and a plurality of antenna ports of the base station. It includes an index of the first antenna port used to transmit the first directional range.
  • each of the plurality of antenna ports may transmit the respective directional beams in different directions.
  • the plurality of directional beams precode at least one of a Demodulation Reference Signal (DMRS), a Channel State Informat ion-Reference Signal (CS I-RS), and an Enhanced PDCCH (ePDCCH) in different directions. Can be formed.
  • DMRS Demodulation Reference Signal
  • CS I-RS Channel State Informat ion-Reference Signal
  • ePDCCH Enhanced PDCCH
  • the non-directional range includes a cell-specific reference signal (CRS), a primary synchronization signal (PSS), a secondary synchronization signal (SSS), a positioning reference signal (PRS), and a physical broadcast ing (PBCH).
  • CRS cell-specific reference signal
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • PRS positioning reference signal
  • PBCH physical broadcast ing
  • PHY Physical Multicast Channel
  • PMCH Physical Control Format Indication Channel
  • PCFICH Physical Downlink Control Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • the base station may obtain the PMI based on the index of the first antenna port and the gain difference. More preferably, the base station identifies a direction of the first directional range based on an index of the first antenna port, and selects a PMI mapped to the identified difference in direction and the gain of the first directional range from a codebook. can do.
  • feedback information required to perform the bump forming can be accurately and efficiently transmitted and received.
  • FIG. 1 illustrates a typical MIM0 environment.
  • Figure 2 shows a Massive MIM0 environment.
  • 3 is a diagram illustrating an analog bump forming technique.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a digital bump forming technique.
  • 5 is a view for explaining the concept of hybrid bump forming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a structure of a transmitter for performing hybrid bump forming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a 16 ULA antenna structure composed of four RF chains according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 illustrates beam patterns of a beam bound vector and a beam steering vector according to an embodiment of the present invention. .
  • FIG 9 illustrates a beam pattern of a final antenna array woofer vector according to an analog transition according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a final antenna array woofer vector as fine in-tuning digital bump forming is performed based on a fixed analog beamforming angle.
  • FIG. 11 illustrates a reference frame and a target frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 illustrates a case in which a precoded DMRS group is used for measuring a target beam according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a case where a precoded CSI-RS group is used for a target beam measurement according to an embodiment of the present invention.
  • 15 is a flowchart illustrating a method of transmitting / receiving feedback information according to an embodiment of the present invention.
  • a base station may be used as a generic term including an RRH remote radio head, an eNB, a TPCtrans ion point (RP), a receptor ion point (RP), a relay, and the like.
  • RP TPCtrans ion point
  • RP receptor ion point
  • the operation of the base station described in the present invention may be applied to a component carrier (CC) or a cell. It may be.
  • Bumpforming covers the concept of precoding, and the weight vector / matrix for bumpforming encompasses the concept of precoding vector / matrix.
  • N t antennas are provided, and in the receiving end, N R antennas are provided.
  • the theoretical channel transmission capacity is increased than when the plurality of antennas are used at either the transmitting end or the receiving end.
  • the increase in channel transmission capacity is proportional to the number of antennas. Therefore, the transmission rate is improved and the frequency efficiency is improved. If the maximum transmission rate when using one antenna is R 0 , the transmission rate when using multiple antennas is theoretically the maximum transmission as shown in Equation 1 below.
  • the rate Ro can be increased by multiplying the rate increase rate Ri. Where Ri is the smaller of N t and N R.
  • the current trends of multi-antenna researches include information theory aspects related to multi-antenna communication capacity calculation in various channel and multi-access environments, wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, and improved transmission reliability.
  • Active research is being conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology for improving data rate.
  • the mathematical modeling may be expressed as follows. As shown in FIG. 1, it is assumed that there are N ⁇ transmit antennas and N R receive antennas. First, the transmission signal is described, with ⁇ ⁇ transmission antennas In this case, the maximum transmittable information may be N ⁇ dogs ⁇ ⁇ , and the transmission information may be represented by a vector such as Equation 2 below.
  • Equation 4 when s is represented using a diagonal matrix of transmission power, Equation 4 below.
  • the weighting matrix W is applied to the transmit power adjustment information vector consider a case where ⁇ ⁇ of the transmission signal (transmitted signal) 'r is the actual transport configuration.
  • the weight matrix plays a role of properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Equation 5 ⁇ denotes the weight between ⁇ 'th transmit antenna and the second information.
  • W is It is called the weight matrix ix or the precoding matrix ix.
  • the physical meaning of the rank of the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • the rank of a channel matrix is defined as the minimum number of rows or columns independent of each other, so that the tanks of the matrix are less than the number of rows or columns. It cannot be big.
  • the tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited as in Equation 6.
  • each of the different information transmitted using the multi-antenna technology will be defined as a 'stream' or simply 'stream'.
  • a 'stream' may be referred to as a 'layer'.
  • the number of transport streams can then, of course, not be larger than the tank of the channel, which is the maximum number of different information that can be sent. Therefore, the channel channel matrix H can be expressed as Equation 7 below.
  • FIG. 2 shows one embodiment of a large scale MIM0 environment.
  • FIG. 2 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of 3D beamforming based on an active antenna system.
  • the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, in which the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect. There is this.
  • the analog bump forming technique is a representative bump forming technique applied to the initial multi-antenna structure.
  • the analog signal is branched into a plurality of paths, and beamforming is performed by setting a phase-shi ft (PS) and power ampl if ier (PA) for each branched path. do.
  • PS phase-shi ft
  • PA power ampl if ier
  • analog beamforming is performed by processing an analog signal output from a single digital signal by a power amplifier and a phase shifter connected to each antenna.
  • the phase shifter and power amplifier apply a complex weight to the analog signal.
  • a RKRadio Frequency chain refers to a processing block in which a single digital signal is converted into an analog signal.
  • the analog beamforming technique determines the accuracy of the beam according to the characteristics of the phase shifter and the power amplifier, and is suitable for narrowband transmission in terms of controlling the phase shifter and the power amplifier.
  • the complexity of the hardware structure is greatly increased. Therefore, it is difficult to improve the transmission rate through the multiplexing gain, and it is difficult to perform beamforming for each user based on orthogonal resource allocation.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a digital bump forming technique.
  • the bumping is performed at the digital stage using a baseband process. Therefore, unlike analog bumpforming, digital bumpforming is suitable for maximizing diversity and multiplexing gain in MIM0 environment.
  • a weighting matrix for example, precoding is performed in a baseband process.
  • the RF chain includes a power amplifier. This is because complex weights for beamforming are applied directly to the transmission data.
  • different bands may be formed for each user. For example, beams for multiple users may be formed at the same time. Independent digital beamforming is possible for each user to which orthogonal resources are allocated, so scheduling is relatively free and operation of a transmission stage according to a system purpose is easy.
  • MIM0-0FDM orthogonal Frequency Diversity Multitude
  • an independent range may be formed for each subcarrier. In this way, the system can be maximized because the system capacity and the beam gain are improved in the digital bump forming technique.
  • the digital signal processing complexity becomes very large because the baseband processor must perform all the precoding processing for hundreds of antennas.
  • the hardware implementation complexity becomes very large.
  • a reference signal (or pilot signal) transmission and feedback overhead thereof are very large.
  • Table 1 shows the performance gain and complexity relationship between the analog beamforming technique and the digital beamforming technique.
  • the hybrid bump forming in which the analog beamforming and the digital bump forming structures are fused is applied. Can be. It is necessary to design a hybrid structure of a transmitter type that reduces the hardware implementation complexity of the transmitter and maximizes the beamforming gain using the massive M0.
  • the hybrid bump forming is a view for explaining the concept of a hybrid beamforming.
  • the baseband digital signal to which the digital bump forming technique is applied is first converted into the analog signal of the RF band, and the analog bump forming technique is applied to the analog signal. Therefore, for the hybrid bump forming technique, the transmitter must support both the digital beamforming technique and the analog technique.
  • [73]-Analog and digital bumpforming are difficult to optimize at the same time.
  • digital beamforming has the same time-frequency resource and can be applied to the independent pan-forming technique for each user.
  • analog bumpforming has a limitation in that a beamforming technique common to users with the same time-frequency resources should be applied. This limitation of analog bump forming causes difficulties in optimizing the number of rams, pan control flexibility, and bump forming resolution that can be supported in hybrid beamforming.
  • the conventional orthogonal pilot allocation scheme may be used as it is in the digital beamforming technique.
  • the analog panforming technique requires a predetermined time interval (t ime-durat ion) by the number of candidates.
  • the time delay for analog channel estimation is relatively large.
  • the complexity increases significantly.
  • the digital beamforming technique is free for beamforming for multiple users / streams, while the analog bumpforming technique is independent for each user or stream because beamforming is performed by the same weight vector / matrix for the entire transmission band. Beamforming is difficult In particular, it is difficult to optimize frequency resources because FDMA (eg 0FDMA) support through orthogonal frequency resource allocation is difficult.
  • FDMA eg 0FDMA
  • the terminal receives a reference signal transmitted by the base station, and determines a PMKprecoding materix index (RTK), an RKRank Indicator), and a channel quality indicator (CQ I).
  • the terminal feeds back a CSKChannel State Informat ion (CMI) including PMI, CQI, and / or RI to the base station.
  • CMI CSKChannel State Informat ion
  • the base station performs beamforming using the PMI transmitted by the terminal, or performs beamforming using another PMI without being constrained by the PMI transmitted by the terminal.
  • the UE should measure and report PMI for analog beamforming and PMI for digital bumpforming, respectively.
  • the overhead for measurement and reporting doubles.
  • the PMI for analog bump forming and the PMI for digital bump forming show different values. For example, assuming that the optimal PMI for analogue bumping represents a 0 degree direction and the optimal PMI for digital beamforming represents a 30 degree direction, the gains of the hybrid beamforming are different because the directions of the analog beam and the digital beam are different. This may appear significantly lower.
  • the PMI for digital bump forming may be determined based on the measurement for the analog range.
  • the terminal may feed back only the measurement result of the analog range to the base station and may not feed back the PMI for digital bump forming.
  • the terminal may determine the PMI for digital bump forming using the measurement result for the analog range. The measurement result of the analog range and the PMI for digital bump forming may be fed back to the base station.
  • N 'independent antennas are provided for each RF chain, but the present invention is not limited thereto.
  • the number of antennas provided for each RF chain may be configured differently.
  • Equation (8) ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ between the total number of antennas (N T ), the number of RF chains (NRF), and the number of antennas per RF chain (). Since the signal passing through the phase shifter and the power amplifier for each RF chain is independently sent to the transmitting antenna, the system model may be defined as Equation (8).
  • the K is a subcarrier index.
  • the subcarrier index k has a value from 0 to ' ⁇ 1 '.
  • the N FFT is a maximum FFT (Fast Fourier Transform) size supported by the system, and the total number of subcarriers may be limited within the FFT size.
  • [84] is a received signal vector of size subcarrier *, and subcarrier
  • F RF refers to an RF precoder (weight matrix for analog beamforming) having a size of N t x N in all subcarriers, and RF precoder (analog beamforming) may be equally applied to all subcarriers.
  • “* Means a baseband precoder (weight matrix for digital bump forming) of size x N s in the subcarrier *.
  • the baseband precoder (digital beamforming) can be set individually for each subcarrier.
  • x we denote a transmission signal vector of size ⁇ ⁇ ⁇ , and z * denotes a noise signal vector of size ⁇ xl in subcarrier *.
  • N denotes the total number of antennas at the transmitter
  • Equation 9 each term of Equation 8 is expressed as Equation 9.
  • Equation 10 The magnitude precoding matrix F rf of analog beamforming performed by the phase shifter and the power amplifier after the RF chain is expressed by Equation 10 below.
  • Equation (11) a vector representing a weight for each of t antennas belonging to the RF chain i in the ⁇ precoding matrix F RF is defined as shown in Equation (11).
  • the hybrid beamforming technique of the present invention may be performed based on various types of antennas, such as a one-dimensional array, a two-dimensional array, and an annular array.
  • antennas such as a one-dimensional array, a two-dimensional array, and an annular array.
  • the radiation pattern of the hybrid bump forming will be described based on the ULAOJni form l inear array antenna for convenience of description.
  • an ULA antenna is illustrated, the scope of the present invention is not limited to the ULA antenna.
  • a plurality of antenna elements are arranged linearly at a distance of equal distance d.
  • Equation 12 The array response vector of the ULA antenna is expressed by Equation 12 below. same.
  • Equation 12 the wavelength (wave-length), d represents the distance between the antenna.
  • NRF the number of RF chains NRF is 4 and the number of analog antennas for each RF chain is 4.
  • FIG. 7 shows a 16 ULA antenna structure composed of four RF chains.
  • the precoding matrix for analog beamforming is defined as in Equation 13.
  • Tank 1 is assumed for convenience of description, and the present invention is not limited thereto.
  • Equation 15 the entire antenna array response vector to which digital beamforming of Equation 14 is applied may be expressed as Equation 15.
  • the distance d between antennas is assumed to be / 2 .
  • the antenna array answer can be expressed as the sum of the whole vector elements.
  • the analog bump forming weight may be set as in Equation 16. [Equation 16]
  • Equation 17 is obtained by simply arranging Equation 15 using Equation 16.
  • Equation 17 When generalized to Equation 16, it is expressed as Equation 17.
  • Equation 17 ⁇ denotes a steering angle of analog bump forming.
  • ⁇ denotes a steering angle of analog bump forming.
  • setting 30 ° or 6
  • s is referred to as the beam bound vector.
  • t is expressed as shown in Equation 18, and will be referred to as a beam gain and steering vector or a beam gain and steering vector.
  • the beam bound vector s represents a pattern of analog beams in hybrid beamforming.
  • the pan steering vector t represents the gain value of the hybrid bump and the pattern of the digital beam in the hybrid beamforming.
  • the bump bound vector s determines the range and boundary within which the hybrid beam can be effectively formed by a hybrid bump forming technique. Therefore, analogue
  • the digital range is also limited within the beam bound vector. For example, since an analog bump beyond the range of the beam bound vector cannot be effectively formed, hybrid bump forming beyond the range of the bump bound vector cannot be performed. As a result, hybrid beamforming may be performed only when digital beamforming is performed within the range of the beam bound vector.
  • FIG. 8 illustrates two-dimensional patterns of analog bumps and digital bumps by a bump bound vector and a beam steering vector in a predetermined plane.
  • the analog and digital bums may be shown in a three-dimensional pattern, but those skilled in the art may understand that the analog bums and the digital bums are shown in a horizontal cross section for convenience of description.
  • the bum pattern of the bum-bound vector is represented by a thick solid line
  • the beam pattern of the bum steering vector is represented by a thin solid line.
  • the bore site of the bum-bound vector's main lobe is 0 degrees (or 180 degrees).
  • each bum represents the maximum gain at the bum steering angle (bore sight of the main lobe) and the bum gain decreases as the bum steering angle is deviated.
  • the pan gain is represented by the distance from the circle center of FIG. 8.
  • the steering angle of the rim is represented by an increase in the counterclockwise direction with respect to zero degrees.
  • Pan steering vectors can form pans at 0, 30, 90, 150, 180, 210, 270 or 330 degrees.
  • Hybrid beamforming may be performed in an area where the beam patterns of the beam bound vector and the pan steering vector cross each other. For example, when the steering angle is 0 (or 180), the gain by the pan-bound vector and the gain by the pan-steering vector are both maximum, so that hybrid beamforming is performed at the point where the steering angle is 0 (or 180). proper.
  • the gain of the bump-bound vector is 0 when the steering angle is 30 degrees, hybrid bump forming cannot be performed for the steering angle 30.
  • FIG. 9 shows antenna array response when the steering angle of the analog range is shifted by 0, 30, and 60 degrees. ⁇ , even in FIG.
  • the range of the effective beam is constrained to the pan-bound vector s as described in FIGS. 8 and 9.
  • Hybrid beams are the total number of RF chains) and the number of analog antennas per RF chain.
  • the weight vector of digital bump forming has a length of 1 ⁇ ⁇ .
  • the direction of the hybrid vehicle that is, the steering angle, is determined by a combination of the weights of the analog beams and the weights of the digital beams. If digital bump forming is performed without prior compensation for analog bump forming, an error may occur at a steering angle of the hybrid beam.
  • the weight of the digital beamforming is expressed as in Equation 19.
  • Equation 20 The final array quench answer vector determined by considering the steering angle ⁇ of the digital bump forming is expressed by Equation 20 below.
  • hybrid bump forming can be accurately controlled by performing precompensation for analog beamforming in performing digital bump forming.
  • the weight (or steering angle) of the digital bumpforming may be determined based on Equation 22.
  • Equation 22 the left term of the Hadamard product is a component for an analog beam, and the right term is a digital beam component finally formed. That is, finally The digital beam is formed at the V angle.
  • the digital range becomes a hybrid range.
  • a hybrid range may be formed at ⁇ + ⁇ .
  • the left team is determined according to the steering angle ⁇ of the analog beam.
  • the right team is determined according to the angle ⁇ + ⁇ where the digital beam is to be finally formed.
  • the coefficients for determining the weight V of the digital beamforming are the steering angle ( ⁇ ) of the analog beam, and the number of antennas per RF chain (N) at which the digital band should finally be formed.
  • ⁇ the steering angle
  • N the number of antennas per RF chain
  • N RF the number of RF chains
  • Equation 24 The final antenna array quench answer vector obtained by reflecting the weight of the digital beamforming of Equation 22 in Equation 16 is expressed as Equation 24.
  • equation (24) is expressed as shown in equation (25).
  • the gain of the hybrid range is maximized when ⁇ is 35 degrees.
  • FIG. 10 illustrates a final antenna array woofer vector as digital beamforming is performed for 0 ° ⁇ 5 °, ⁇ 10 °, ⁇ 1 ° based on 30 ° .
  • the hybrid beam is accurately controlled in units of 5 degrees through the demonstration of analog bump forming.
  • the reference band may be designed to have the same bump gain in all directions.
  • the base station may form a reference range through an omni-directional antenna.
  • the base station may form an omni-directional range with a gain of OdB using a single antenna.
  • the base station generates a directional range by using a plurality of antennas, but may form an approximately omni-directional beam for a predetermined area.
  • the base station may periodically transmit a reference beam, and the transmission period of the reference range may be set in the terminal through RRC signaling or broadcast as part of system information.
  • the reference range may be generated based on the reference signal, but is not limited thereto.
  • the gain of the reference range is the same for all steering angles. For all directions in which the straight line distance between the base station and the terminal is the same, the gain values of the reference beams are the same.
  • the transmit power of the base station for forming the reference beam may be fixed constantly or may be fixed to a specific value.
  • the gain of the reference range can be varied according to the distance from the base station. As the distance from the base station increases, the gain of the reference beam decreases. Therefore, the gain of the reference range may be used as an index for the linear distance between the base station and the terminal.
  • the target beam is illustrated as an analog target beam formed by analog bumpforming in FIG. 11, the target beam is not necessarily limited thereto and according to another embodiment, the target beam is formed by digital beamforming. May be The target range may be called a sector beam.
  • Embodiments described below are not limited to antenna structures for hybrid beamforming.
  • two digital precodings may be performed hierarchically.
  • Two digital precoders one for coarse beamforming (eg for sector izat ion use) and the other for precoder fine beamforming (eg, UE-specific range).
  • the coarse beam may be a target pan or a sector pan.
  • the final narrow beam is formed in the region where the coarse canvas beam and the fine beam intersect.
  • the UE may measure a reference range using a physical layer signal and / or a channel having a non-precoded characteristic. That is, a physical layer signal or a signal that is not precoded in the channel enhancement can be used to form and measure the reference beam.
  • physical layer signals and channels that are not precoded among a plurality of physical layer signals and channels defined by TS 36.211 of 3GPP LTE / LTE—A are as follows.
  • CRS Cell—specific Reference Signal
  • PCFICH Physical Control Format Indication Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • At least one of the signals or channels described above forms a reference range and It can be used to measure, but is not limited thereto.
  • the measurement of the reference range should be performed first.
  • the measurement of the reference beam may be a measure of the quality of the reference range.
  • the quality of the measured reference beam may be, for example, the received signal power.
  • the reference range should have substantially the same or similar gain values in all directions regardless of the direction in which the terminal is located from the base station. Therefore, a reference signal or channel to which a precoding or beamforming to which a weight is applied in a specific direction is not applied may be used for the reference range.
  • the terminal may estimate the final gain of the reference beam through the non-precoded signal / channel.
  • FIG. 12 illustrates a pattern of a CRS transmitted through antenna port # 0 of a base station.
  • the shaded portions indicate patterns of CRSs transmitted through other antenna ports (e.g., antenna port # 1).
  • 3 ⁇ 4 represents the pattern of CRS transmitted through antenna port # 0.
  • a sequence of CRSs allocated to each antenna port # 0 is defined as in Equation 26.
  • Equation 26 ' s is a pseudo-random sequence, and a (P)
  • k ' 1 is a complex modulation symbol mapped to a CRS resource.
  • Equation 27 A mapping pattern between the CRS sequence and the resources for each antenna port # 0, 1, 2, or 3 is defined as in Equation 27.
  • P is an index of an antenna port, and is an index of a slot in a subframe.
  • RB is the number of resource blocks on the downlink system bandwidth
  • ⁇ symb ⁇ . ⁇ » 1 * represents the number of OFDM symbols in one downlink slot.
  • the size of the RB depends on the downlink transmission bandwidth configured in the cell. 3 ⁇ 4 , max, Z ) i
  • N RB ⁇ N RB ⁇ N RB must be satisfied.
  • N ⁇ RB is the wireless communication
  • the smallest downlink bandwidth supported by the system and RB is the
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may vary depending on the length of a cyclic prefix (CP) and the spacing of subcarriers.
  • CP cyclic prefix
  • one resource grid may be defined per one antenna port.
  • Each element in a resource grid for each antenna port is called a resource element (RE) and is uniquely identified by an index pair (k, l) in a slot.
  • k is an index in the frequency domain
  • 1 is an index in the time domain.
  • N ID Ce11 is the physical cell ID of the base station
  • V shi ft is a Sal-specific frequency shifting.
  • the CRS symbols received at the receiver become ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , ⁇ .
  • a reference signal or a physical channel precoded (or beamforming) to have directivity in a specific direction may be used to measure a target range.
  • the target beam may be a coarse beam or a sector range. That is, a precoded reference signal or physical channel may be used to measure the target range (or sector range).
  • the base station may transmit a group index of the precoded reference signal to the terminal to measure the target range. For example error!
  • 4 DMRS (Demodulat ion Reference Signal) ports or 4 precoded CSI-RS ports are set as a group and the information is transmitted to the terminal. do.
  • the terminal acquires the quality of the target category by using the DMRS or CSI-RSs set in groups. For example, if the number of target beams is 4, the DMRS ports # 7, 8, 9, and 10 respectively fail as shown in FIG. You can assign a digital PMI to the analog target beam, such as No reference source found.
  • each DMRS port or each CSI-RS port.
  • the first antenna port transmits DMRS (or CSI-RS) in the first direction (beamforming in the first direction)
  • the second antenna port transmits DMRS (or CSI-RS) in the second direction ( Beamforming in the second direction).
  • the PMI and the beamforming directions may be set differently for each antenna portable. Beamforming of each antenna port may be simultaneously performed in different directions.
  • the (i) DMRS group is used as the precoded RS or (ii) the precoded CSI-RS group is used, but the present invention is not limited thereto.
  • a precoded physical channel e.g., EPDCCH
  • a new type of RS may be defined and used.
  • the base station may allocate the precoded CSI-RS group to the terminals by signaling the CSI-RS configuration individually for each terminal and transmit the target beam-all by transmitting the precoded CSI-RS for each terminal.
  • the terminal measures the target beam through the received CSI-RS.
  • the base station fails on CSI-RS ports # 15, 16, 17 and 18 respectively! You can assign a digital PMI to the analog target beam, such as No reference source found.
  • the direction in which the terminal is located from the base station may be estimated based on a difference in gain between the reference range measured by the terminal and the target beam measured by the terminal.
  • the base station forms a target range of 0 ° , 30 °, and 60 ° .
  • the target ranges 0 ° , ⁇ 30 ° , ⁇ 60 ° may be formed by precoded RS or channel, and different antenna ports may be used in each direction as described above.
  • the first antenna port may transmit a precoded RS in the 0 degree direction
  • the second antenna port may transmit a precoded RS in the 30 degree direction.
  • the UE is located on the est imated UE direct ion straight line.
  • the gain G ref of the reference beam appears at a point where a straight line indicating the direction in which the terminal is located and a circle representing the reference beam intersect.
  • the gain G mea of the target beam appears.
  • the target beams formed at other steering angles for example, 30, 60 degrees can not be measured at the terminal, so the gain of the range does not appear.
  • a difference between the gain G rei of the reference range and the gain G raea of the target beam may be defined as shown in Equation 29.
  • G diff G mea- G ref ( dB )
  • the UE transmits feedback information to the base station based on the difference Gdi f f between the gain Gref of the reference beam and the gain Gmea of the target beam.
  • the terminal may transmit a difference Gdi f f to the base station.
  • the feedback information may include an index of the antenna port that transmitted the target range.
  • the terminal when the terminal measures the target beam through precoded DMRS or CSI-RS transmitted by the first antenna port of the base station in the 0 degree direction, the terminal may transmit the index of the first antenna port as feedback information.
  • the feedback information may include gain difference between the reference beam and the target range and index information of the antenna port used to transmit the target range.
  • the base station may determine which direction the feedback information relates to the target range formed through the index information of the antenna port received from the terminal.
  • the base station may determine the PMI for beamforming using the antenna port index and pan gain difference information fed back by the terminal. According to an embodiment, the base station may determine the final narrow bump forming PMI through a predefined lookup table (or codebook). Table 3 shows a lookup table according to one embodiment.
  • the target range ⁇ ( ⁇ ′) is set to the analog beamformer using the feedback antenna port index, and the gain difference information is used to set 1 1 ( Derive and set [184] [Table 3]
  • the scope of application of the above embodiments is not necessarily limited to hybrid bump forming.
  • the embodiments may be applied to a form in which an analog bump forming stage is replaced with a digital bump forming stage.
  • Digital beamforming may be sequentially and serially performed for each antenna subgroup through antenna subgrouping.
  • the embodiments may be applied to a digital beamforming technique having a hierarchical structure.
  • the above description is described as a downlink reference, but is not limited thereto.
  • the embodiments may be applied to various types of transmitter and receiver combinations.
  • the present invention may be applied to an uplink transmission scenario transmitted by a terminal to a base station, a signal transmission between terminals (D2D, V2V, etc.), or a signal transmission between relay stations (Relay Wireless Backhaul, etc.).
  • 15 is a flowchart illustrating a method of transmitting / receiving feedback information according to an embodiment of the present invention. The description overlapping with the above description is omitted.
  • the base station transmits an omni directional beam uniformly formed in all directions based on the non-precoded signal to the terminal (S1510).
  • the omnidirectional range may be the reference beam described above.
  • the non-precoded signal may be a Cell-specific Reference Signal (CRS), a Primary Synchronization Signal (PSS), a Secondary Synchronization Signal (SSS), a Positioning Reference Signal (PRS), At least one of a physical broadcasting channel (PBCH), a physical multicast channel (PMCH), a physical control format indication channel (PCFICH), and a physical downlink control channel (PDCCH) may be applied.
  • CRS Cell-specific Reference Signal
  • PSS Primary Synchronization Signal
  • SSS Secondary Synchronization Signal
  • PRS Positioning Reference Signal
  • PBCH physical broadcasting channel
  • PMCH physical multicast channel
  • PCFICH physical control format indication channel
  • PDCCH physical downlink control channel
  • the UE measures the non-directional range (S1515).
  • the base station transmits a plurality of directional beams based on the signals precoded in different directions for each of the plurality of antenna ports (S1520).
  • the directional beam may be the target beam described above.
  • the precoded signals may be applied to at least one of a Demodulation Reference Signal (DMRS), a Channel State Informat Ion Reference Signal (CS I -RS), and an Enhanced PDCCH (ePDCCH).
  • DMRS Demodulation Reference Signal
  • CS I -RS Channel State Informat Ion Reference Signal
  • ePDCCH Enhanced PDCCH
  • the UE measures the directional beam all (S1525). It is assumed that a terminal can measure a first directional range among a plurality of directional ranges.
  • the terminal calculates a gain difference between the non-directional range and the range-oriented range (S1530).
  • the gain difference between the first directional range and the omni-directional beam indicates the direction in which the terminal is located within the first directional range.
  • the terminal transmits feedback information to the base station (S1535).
  • the feedback information may include the gain difference between the first directional beam and the omni-directional beam and the index of the first antenna port used to transmit the first directional beam of the plurality of antenna ports.
  • the base station determines the PMI based on the feedback information (S1540).
  • the base station may identify the direction of the first directional beam based on the index of the first antenna port.
  • the base station selects the PMI mapped to the direction and gain difference of the one-directional beam identified from the codebook.
  • the base station precodes downlink data (S1545) and transmits the precoded downlink data to the terminal (S1550). For example, the base station precodes downlink data through the determined PMI.
  • FIG. 16 is a diagram showing the structure of a terminal and a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 10 and the terminal 20 of FIG. 16 may perform the above-described methods, and overlapping descriptions will be omitted.
  • the base station 10 may include a receiver 11, a transmitter 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15.
  • the plurality of antennas 15 means a base station supporting MIM0 transmission and reception.
  • the receiver 11 may receive various signals, data, and information on uplink from the terminal.
  • Transmitter 12 is a variety of downlink to the terminal It can transmit signals, data, and information.
  • the processor 13 may control the operation of the base station 10 in general.
  • the processor 13 of the base station 10 performs a function of processing the information received by the base station 10, the information to be transmitted to the outside, and the like, and the memory 14 selects the processed information and the like. It can be stored for time and can be replaced by components such as buffers (not shown).
  • a transmitter of a base station transmits an omni ⁇ di rect ional beam uniformly formed in all directions based on a non-precoded first signal. And transmit multiple rect ional beams based on the second signals precoded in different directions per multiple antenna ports.
  • the receiver receives feedback information from the terminal.
  • the feedback information may include a gain difference between a first directional range of the plurality of directional beams and the non-directional beam and an index of the first antenna port used to transmit the first directional range of the plurality of antenna ports.
  • the terminal 20 may include a receiver 21, a transmitter 22, a processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas 25.
  • a plurality of antennas 25 means a terminal that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receiver 21 can receive various signals, data, and information on downlink from the base station.
  • the transmitter 22 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 23 may control operations of the entire terminal 20.
  • the processor 23 of the terminal 20 performs a function of processing the information received by the terminal 20, information to be transmitted to the outside, and the memory 24 to determine the calculated information and the like. It can be stored for time and can be replaced by components such as buffers (not shown).
  • the processor of the terminal includes an omni ⁇ di rect ional beam uniformly formed in all directions based on the non-precoded first signal. Measure the first directional beam of the plurality of rect ional beams based on the second signals precoded in different directions per multiple antenna ports of the base station.
  • the transmitter transmits feedback information to the base station under the control of the processor. Feedback information includes a gain difference between a first directional range of the plurality of directional beams and the omni-directional beam and one of the plurality of antenna ports. An index of the first antenna port used to transmit the first directional beam.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (f i rmware), software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more ASICs (Digital Signal Processors), DSPs, and DSPDs (Digi). It can be implemented by a tal signal processing device (FID), a program logic program (FIDs), a program controller array (FPGAs), a processor, a controller, a microcontroller, a microprocessor, or the like.
  • ASICs Digital Signal Processors
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digi
  • FPGAs program controller array
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • embodiments of the present invention may be applied to various mobile communication systems.

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 빔포밍에 대한 피드백 정보를 수신하는 방법은, 비-프리코딩된(non-precoded) 제1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔(omni-directional beam)을 전송하는 단계; 상이한 방향들로 프리코딩된 제2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 빔(directional beam)들을 다수의 안테나 포트들을 통해서 전송하는 단계; 및 단말로부터 피드백 정보를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 피드백 정보는, 상기 다수의 지향성 빔들 중 제1 지향성 빔과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 상기 제1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제1 안테나 포트의 인덱스를 포함한다.

Description

[명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 피드백 정보를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에서 범포밍 (beamfon ng)을 수행하기 위하여 피드백 정보를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] 무선 통신 시스템에서 활용되는 MIMO(Mul t iple-Input Mul t iple-Output )는 다중의 송신 안테나들 및 /또는 다중의 수신안테나들을 사용하여 채널 용량을 증가시키고 송수신 효율을 향상시키는 기법이다. MIM0는 다중 안테나라 지칭될 수 있다.
[3] MIM0 환경에서 데이터는 반드시 단일 안테나 경로로 전송되지 않을 수도 있다. 예컨대, MIM0 환경에서， 수신기는 다수의 수신 안테나들로부터 각각 수신된 데이터 조각 (fragment )들을 병합하여 데이터를 재구성할 수 있다. 단일 안테나 환경과 MIM0 환경을 비교 할 때， MIM0 환경에서는 샐 영역 크기는 유지되면서 데이터 전송 속도가 향상되거나 또는 데이터 전송 속도가 유지되면서 커버리지 (coverage)가 증가될 수 있다.
[4] ΜΓΜ0 환경에서의 빔포밍 기법이 기지국， 단말 또는 중계기 등에 폭넓게 사용되고 있다. 범 포밍 기법은 가중치 백터 /행렬 (또는 프리코딩 벡터 /행렬)이 베이스 밴드에서 사용되는지 아니면 RF 밴드에서 사용되는지에 따라서 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 빔포밍 기법으로 분류될 수 있으며， 그 중 디지털 범포밍 기법이 3G, 4G 이동통신시스템의 프리코딩 절차에 적용되어 있다. 예컨대, 현재 이동통신시스템에서 단말은 폐루프 기반의 디지털 범포밍을 위하여 기지국에 프리코딩 행렬 인텍스 (PMI : precoding Matrix Index)를 피드백하고， 기지국은 PMI에 기반하여 빔포밍을 수행한다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[5] 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 빔포밍을 위한 피드백 정보를 정확하고 효율적으로 결정하고 송수신하는 방법을 제공하는데 있다.
[6] 본 발명의 기술적 과제는 이에 한정되지 않으며， 본 발명의 실시예들로부터 다른 기술적 과제들이 유추될 수 있다.
【기술적 해결방법】
[7] 본 발명의 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 기지국이 피드백 정보를 수신하는 방법은， 비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 범 (omni-di rect ional beam)을 전송하는 단계; 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (di rect ional beam)들을 다수의 안테나 포트들을 통해서 전송하는 단계; 및 단말로부터 피드백 정보를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 상기 계 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인텍스를 포함한다.
[8] 본 발명의 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 빔포밍에 대한 피드백 정보를 수신하는 기지국은， 비 -프리코딩된 (non-precoded) 게 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni-di rect ional beam)을 전송하고， 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (di rect ional beam)들을 다수의 안테나 포트들을 통해서 전송하는 송신기; 단말로부터 피드백 정보를 수신하는 수신기; 및 상기 송신기 및 수신기를 제어하는 프로세서를 포함하고， 상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 빔과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인덱스를 포함한다.
[9] 본 발명의 또 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 범포밍에 대한 피드백 정보를 송신하는 방법은， 비—프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni-di rect i onal beam)을 측정하는 단계; 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초한 다수의 지향성 범 (di rect ional beam)들 중 제 1 지향성 빔을 측정하는 단계 ; 및 기지국으로 피드백 정보를 송신하는 단계를 포함하고， 상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 기지국의 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인덱스를 포함한다.
[10] 본 발명의 또 다른 일 측면에 따른 무선 통신 시스템에서 빔포밍에 대한 피드백 정보를 송신하는 단말은， 비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni-directional beam)을 측정하고， 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초한 다수의 지향성 범 (directional beam)들 중 제 1 지향성 빔을 측정하는 프로세서 ; 및 상기 프로세서의 제어에 따라서 지국으로 피드백 정보를 송신하는 송신기를 포함하고， 상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이 및 상기 기지국의 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인덱스를 포함한다.
[11] 바람직하게는, 상기 다수의 안테나 포트들 각각이 서로 다른 방향들로 상기 각각의 지향성 빔들을 전송할 수 있다.
[12] 바람직하게는, 상기 다수의 지향성 빔들은， DMRS( Demodulation Reference Signal ) , CS I -RS( Channel State Informat ion-Reference Signal) 및 ePDCCH( enhanced PDCCH) 중 적어도 하나를 상이한 방향들로 프리코딩하여 형성될 수 있다.
[13] 바람직하게는， 상기 무지향성 범은， CRS (Cell-specific Reference Signal), PSS(Primary Synchronizat ion Signal ) , SSS( Secondary Synchr nization Signal ) , PRS (Positioning Reference Signal ) , PBCH (Physical Broadcast ing Channel), PMCH (Physical Multicast Channel ) , PCFICH (Physical Control Format Indication Channel) 및 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) 중 적어도 하나에 기초하여 형성될 수 있다.
[14] 바람직하게는， 기지국은， 상기 제 1 안테나 포트의 인텍스 및 상기 이득 차이에 기초하여 PMI를 획득할 수 있다. 보다 바람직하게는， 상기 기지국은, 상기 제 1 안테나 포트의 인덱스에 기초하여 상기 제 1 지향성 범의 방향을 식별하고， 코드북으로부터 상기 식별된 상기 제 1 지향성 범의 방향 및 상기 이득 차이에 맵핑된 PMI를 선택 할 수 있다.
【유리한 효과】
[15] 본 발명의 실시예에 따르면 범포밍을 수행하는데 필요한 피드백 정보가 정확하고 효율적으로 송수신 될 수 있다.
[16] 본 발명의 효과는 이에 한정되지 않으며， 다른 기술적 효과들이 본 발명의 실시예들로부터 유추될 수 있다.
【도면의 간단한 설명】
[17] 도 1은 일반적인 MIM0환경을 도시한다. [18] 도 2는 매시브 MIM0환경을 도시한다.
[19] 도 3은 아날로그 범포밍 기법을 예시하는 도면이다.
[20] 도 4는 디지털 범포밍 기법을 예시하는 도면이다.
[21] 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 범포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[22] 도 6는 본 발명의 일 실시예에 따른 하이브리드 범포밍을 수행하는 송신단의 구조를 도시한다.
[23] 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다.
[24] 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 바운드 백터와 빔 스티어링 백터의 빔 패턴을 도시한다. .
[25] 도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 범 천이에 따른 최종 안테나 어레이 웅답 백터의 빔 패턴을 도시한다.
[26] 도 10은 고정된 아날로그 빔포밍 각을 기준으로 미세 조절 ( f ine-tuning) 디지털 범포밍이 수행됨에 따른 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터를 도시한다.
[27] 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 레퍼런스 범과 목표 범을 도시한다.
[28] 도 12는 CRS의 패턴을 도시한다.
[29] 도 13는 본 발명의 일 실시예에 따른 목표 빔 측정을 위하여 프리코딩된 DMRS 그룹이 사용되는 경우를 예시한 도면이다.
[30] 도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 목표 빔 측정올 위하여 프리코딩된 CSI-RS 그룹이 사용되는 경우를 예시한 도면이다.
[31] 도 15은 본 발명의 일 실시예에 따른 피드백 정보의 송수신 방법의 흐름을 도시한 도면이다.
[32] 도 16는 본 발명의 일 실시예에 따론 기지국과 단말을 도시한 도면이다. 【발명의 실시를 위한 형태】
[33] 이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성， 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.
[34] 본 명세서에서 기지국의 명칭은 RRH remote radio head) , eNB, TPCtransmi ss ion point ) , RP(recept ion point ) , 중계기 (relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다. 또한， 반송파 병합이 적용되는 경우에는， 본원 발명에서 설명하는 기지국의 동작은 콤포넌트 캐리어 (CC) 또는 셀에 대해서 적용될 수도 있다. 범포밍은 프리코딩 개념을 포괄 하고， 범포밍을 위한 가중치 백터 /행렬은 프리코딩 백터 /행렬의 개념을 포괄한다.
[35] MIMQ 환경
[36] 도 1을 참조하여 일반적인 MIMOOnult i-input— mul t i— ouput ) 환경을 살펴본다.
[37] 송신단에는 송신 안테나가 Nt개 설치되어 있고， 수신단에서는 수신 안테나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는， 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서， 전송 레이트가 향상되고， 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R0라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는， 이론적으로， 아래 수학식 1과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 Nt와 NR 중 작은 값이다.
[38] 【수학식 1】 ^ = min(7Vr ? Vj
[39] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후， 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며， 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[40] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구， 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
[41] 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이 Ντ개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것올 가정한다. 먼저， 송신 신호에 대해 살펴보면, Ντ개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ντ개 ο ᅵ로， 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 백터로 나타낼 수 있다.
[42] 【수학식 2】
Figure imgf000008_0001
^1,^2: S N
[43] 한편， 각각의 전송 정보 τ 에 있어 전송 전력을 다르게 할 ρ ρ ρ
수 있으며， 이때 각각의 전송 전력을 2' "' 라 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
[44] 【수학식 3】
S S1, , So , · · · , S1
N P\S\， PlS2， · · ·， ΝΤ S^ΝΤ J
[45] 또한， s 를 전송 전력의 대각행렬 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
[46] 【수학식 4】
Figure imgf000008_0002
한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 Ντ 개의 송신신호 (transmitted signal) 'r가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
V
Χ^Χ2'· "'ΧΝΤ는 백터 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 ^ ^는 ζ'번째 송신 안테나와 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. w는 가중치 행렬 (Weight Matr ix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matr ix)이라고 불린다.
[48] 【 5】
X =二 WPs
Figure imgf000009_0001
[49] 일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는， 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 ( i ndependent ) 행 (row) 또는 열 (column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로， 행렬의 탱크는 행 (row) 또는 열 (column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면， 채널 행렬 H의 탱크 (rank(H) )는 수학식 6과 같이 제한된다.
[50] 【수학식 6】 rank(R)≤ min^ , NR )
[51] 또한， 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림 (Stream) ' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer) ' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 탱크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서ᅳ 채널 행렬이 H는 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[52] 【수학식 7】
# of streams≤ rc k H)≤ min(NT , NR )
[53] 여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편， 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
[54] 한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대웅시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합 (하이브리드)된 형태도 가능하다.
[55] 일반적인 MIM0 환경에 최대 송수신 안테나는 8개로 가정한다. 그러나， 매시브 MIM0로 진화하면서 안테나의 개수는 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다.
[56] 도 2는 대규모 MIM0 환경의 일 실시예를 도시한다. 특히， 도 2는 기지국 또는 단말이 능동 안테나 시스템 기반의 3D 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 도식화한 것이다.
[57] 도 2를 참조하면， 송신 안테나 관점에서 3-차원 빔 패턴을 활용할 경우， 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며， 수직 방향의 섹터 형성 둥의 웅용을 고려할 수 있다. 또한 수신 안테나 관점에서는, 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 범을 형성할 때， 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서 상향링크의 경우， 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
[58] 아날로그 범포밍 및 디지털 범포밍
[59] 도 3은 아날로그 범포밍 기법을 예시하는 도면이다. 아날로그 범포밍 기법은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 범포밍 기법이다. 디지털 신호 처리가 완료된 이후 아날로그 신호를 다수의 경로들로 분기하여 분기된 각 경로들 마다 위상 천이 (phase-shi ft ; PS)와 전력 증폭 (Power ampl i f ier ; PA) 설정을 통해서 빔포밍을 수행한다.
[60] 도 3을 참조하면， 단일 디지털 신호로부터 출력된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 전력 증폭기와 위상 천이기가 프로세싱함으로써 아날로그 빔포밍이 수행된다. 아날로그 단에서 위상 천이기와 전력 증폭기는 복소 가중치 (complex weight )를 아날로그 신호에 적용한다. 도 1에서 RKRadio Frequency) 체인 (chain)은 단일 디지털 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다. [61] 그러나 아날로그 빔포밍 기법은 위상 천이기와 전력 증폭기의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되는데， 위상 천이기와 전력 증폭기 소자를 제어하는 측면에서는 협대역 전송에 적합하다. 아날로그 빔포밍 기법에서는 다중 스트림 전송을 구현하는 경우 하드웨어 구조의 복잡성이 크게 증가하기 때문에 다중화 이득을 통해서 전송률을 향상시키기 어렵고， 직교 자원할당 기반으로 사용자별로 빔포밍을 수행하기 어렵다.
[62] 도 4는 디지털 범포밍 기법을 예시하는 도면이다. 디지털 빔포밍 기법에서는 베이스밴드 (Baseband) 프로세스를 이용하여 디지털 단에서 범포밍이 수행된다. 따라서， 아날로그 범포밍 기법과 달리 디지털 범포밍 기법은 MIM0 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화하는데 적합하다.
[63] 도 4를 참조하면， 가중치 행렬 (또는 프리코딩 행렬)의 적용 예컨대 프리코딩을 베이스밴드 프로세스에서 수행된다. 디지털 범포밍의 경우, 도 1의 아날로그 범포밍과 달리 RF 체인이 전력 증폭기를 포함한다. 이는 빔포밍올 위한 복소의 가중치가 송신 데이터에 직접 적용되기 때문이다.
[64] 또한， 디지털 범포밍 기법에 따를 때 사용자별 상이한 범이 형성 가능한데， 예컨대 다중 사용자에 대한 빔들이 동시에 형성될 수 있다. 직교 자원이 할당된 사용자별로 독립적인 디지털 빔포밍이 가능하므로 스케줄링이 상대적으로 자유롭고， 시스템 목적에 따른 전송단의 운용이 용이하다. 또한， 광대역 전송 환경에서 MIM0- 0FDM(0thogonal Frequency Divi s ion Mul t iplexing)과 기술이 적용되면， 부반송파 (subcarr ier ) 별로 독립적인 범이 형성될 수 있다. 이와 같이 디지털 범포밍 기법에서는 시스템 용량과 빔 이득이 향상되기 때문에 각 사용자에 대한 전송률이 극대화 될 수 있다.
[65] 매시브 MIM0 환경에서 디지털 범포밍 기술을 적용하기 위해서는, 베이스밴드 프로세서가 수백 개의 안테나에 대한 프리코딩 처리를 모두 수행해야 하므로 디지털 신호 처리 복잡도가 매우 커진다. 또한， 안테나 수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현 복잡도가 매우 커진다. 특히 FDD(Frequency Divi sion Duplex) 시스템의 경우 전체의 안테나들에 대한 거대한 MIM0 채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로， 레퍼런스 신호 (또는 파일럿 신호) 전송 및 그에 대한 피드백 오버헤드가 매우 커지는 단점 있다.
[66] 매시브 MIM0 환경에서 아날로그 빔포밍 기술이 적용된다면， 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면， 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고， 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히， 광대역 전송 시에는 주파수 별로 범을 제어하기가 매우 어렵다.
[67] 표 1은 아날로그 빔포밍 기법과 디지털 빔포밍 기법의 성능 이득과 복잡도 관계를 나타낸다.
[68] 【표 1】
Figure imgf000012_0001
[69] 하이브리드 범포밍의 모델링
[70] 본 발명의 일 실시예에 따른 매시브 ΜΙΜ0 환경에서는， 아날로그 범포밍과 디지털 범포밍 기법 중 한 개만을 선택적으로 적용하는 대신， 아날로그 빔포밍과 디지털 범포밍 구조가 융합된 하이브리드 범포밍이 적용될 수 있다. 송신단의 하드웨어 구현 복잡도를 낮추고， 매시브 ΜΙΜ0를 이용한 빔포밍 이득을 최대로 얻을 수 있는 하이브리드 타입의 송신단 구조 설계가 필요하게 된다.
[71] 도 5는 하이브리드 빔포밍의 개념을 설명하기 위한 도면이다. 하이브리드 범포밍에 따르면 1차적으로 디지털 범포밍 기법이 적용된 기저대역의 디지털 신호가 RF 대역의 아날로그 신호로 변환되고， 아날로그 신호에 2차적으로 아날로그 범포밍 기법이 적용된다. 따라서， 하이브리드 범포밍 기법을 위해서는 송신단이 디지털 빔포밍 기법과 아날로그 기법을 모두 지원할 수 있어야 한다.
[72] 하이브리드 범포밍을 위해서 고려되어야 할 사항들은 다음과 같다.
[73] - 아날로그와 디지털 범포밍이 동시에 최적화되는 어렵다. 기본적으로 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원올 가지고 사용자별 독립적인 범포밍 기법 적용이 가능하다. 반면， 아날로그 범포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자들에 공통적인 빔포밍 기법이 적용되야 하는 제약이 있다. 이러한 아날로그 범포밍의 제약은 하이브리드 빔포밍에서 지원 가능한 램크 수， 범 제어 유연성， 범포밍 분해능을 최적화하는데 어려움을 야기한다.
[74] - 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 범을 형성하는 아날로그 빔포밍 기법은 동시에 모든 단말 방향으로의 다수 범들의 형성이 어렵다. 따라세 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 상 /하향 제어 채널, 참조 신호， 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제점이 있다.
[75] - 아날로그 /디지털 빔에 대한 채널 추정을 수행할 경우， 디지털 빔 포밍 기법에서는 기존의 직교 파일럿 할당 방식이 그대로 이용될 수 있다. 하지만， 아날로그 범 포밍 기법에서는 범 후보 (candidate) 수만큼의 소정의 시간 간격 (t ime-durat ion)이 요구된다. 아날로그 범의 채널 추정에 소요되는 시간 지연이 상대적으로 크다. 디지털 빔과 아날로그 범을 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증가한다.
[76] - 디지털 빔포밍 기법이 다중 사용자 /스트림을 위한 빔포밍이 자유로운 반면， 아날로그 범포밍 기법은 전체 전송 대역에 대해 동일한 가중치 벡터 /행렬에 의한 빔포밍이 수행되므로 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔포밍이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA (예: 0FDMA) 지원이 어렵기 때문에, 주파수 자원의 최적화가 어렵다.
[77] 이하에서는 이상의 특성들을 고려하여 하이브리드 범포밍을 위한 피드백 방법들을 살펴본다. 아날로그 또는 디지털 범포밍 기법 중 어느 하나의 기법만을 사용하던 기존의 이동통신시스템에서는 폐루프 기반의 빔포밍 (또는 프리코딩 )이 수행되기 용이하였다. 예컨대, 단말은 기지국이 전송하는 참조 신호를 수신하여， PMKprecoding matr ix index) , RKRank Indicator) , CQ I (Channel Qual i ty Indicator)를 결정한다. 단말은 PMI , CQI 및 /또는 RI를 포함하는 CSKChannel State Informat ion)을 기지국에 피드백한다. 기지국은 단말이 전송한 PMI 사용하여 빔포밍을 수행하거나 또는， 단말이 전송한 PMI에 구속되지 않고 다른 PMI를 사용하여 빔포밍을 수행한다.
[78] 이와 같은 기존의 방식을 하이브리드 빔포밍에 그대로 적용할 경우， 단말은 아날로그 빔포밍을 위한 PMI와 디지털 범포밍을 위한 PMI를 각각 측정 및 보고해야한다. 따라서， 측정 및 보고에 대한 오버헤드가 두 배로 증가한다. 뿐만 아니라， 아날로그 범포밍을 위한 PMI와 디지털 범포밍을 위한 PMI가 서로 다른 값을 나타내는 경우도 문제가 된다. 예컨대， 아날로그 범포밍을 위한 최적의 PMI가 0도 방향을 나타내고， 디지털 빔포밍을 위한 최적의 PMI가 30도 방향을 나타낸다고 가정할 때, 아날로그 빔과 디지털 빔의 방향이 다르므로 하이브리드 빔포밍의 이득이 현저하게 낮게 나타날 수 있다. [79] 본 발명의 일 실시예에 따르면 아날로그 범에 대한 측정에 기반하여 디지털 범포밍을 위한 PMI가 결정될 수 있다. 예컨대, 단말은 아날로그 범에 대한 측정 결과만을 기지국에 피드백하고 디지털 범포밍을 위한 PMI를 피드백하지 않을 수도 있다. 다른 예시로， 단말은 아날로그 범에 대한 측정 결과를 이용하여 디지털 범포밍을 위한 PMI를 결정할 수 있다. 아날로그 범의 측정 결과와 디지털 범포밍을 위한 PMI가 기지국으로 피드백될 수 있다.
[80] 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라서 하이브리드 범포밍을 수행하는 송신단의 구조를 예시한다. 본 실시예에서는 RF 체인 별로 N' 개의 독립적인 안테나를 구비하는 것으로 가정하나 이에 한정되지 않는다. 예컨대， RF 체인 마다 구비된 안테나의 개수가 서로 다르게 구성될 수도 있다.
[81] 본 실시예에서， 전체 안테나 수 (NT ) , RF 체인의 수 (NRF) 및 RF 체인별 안테나 수( ) 사이에는 ' = Λ^ χ Λ ^의 관계가 있다. 각 RF 체인 별로 위상 천이기 및 전력 증폭기를 통과한 신호가 독립적으로 송신 안테나로 보내지므로, 시스템 모델은 수학식 8과 같이 정의될 수 있다.
[82] 【수학식 8】
[83] k는 부반송파 인덱스이다. 부반송파 인텍스 k 는 0부터 ' - 1의 값을 갖는다ᅳ NFFT는 시스템이 지원하는 최대 FFT (Fast Four ier Transform) 사이즈로서， 전체 부반송파 개수는 FFT사이즈내로 제한될 수 있다.
[84] 는 부반송파 * 에서 크기가 인 수신 신호 백터， 는 부반송파
*에서 크기가 Nr x N'인 채널 행렬을 의미한다. FRF는 전체 부반송파에서 Nt x N, 크기인 RF 프리코더 (아날로그 빔포밍을 위한 가중치 행렬)를 의미하는데， RF 프리코더 (아날로그 빔포밍 )는 전체 부반송파에 대하여 동일하게 적용될 수 있다. "*는 부반송파 *에서 x Ns 크기의 베이스밴드 프리코더 (디지털 범포밍을 위한 가중치 행렬)을 의미하는데， 베이스밴드 프리코더 (디지털 빔포밍)는 부반송파 별로 개별적으로 설정될 수 있다. 는 부반송파 * 에서 크기가 ^ χ ΐ 인 송신 신호 백터를， z*는 부반송파 *에서 크기가 ^ x l인 잡음 신호 백터를 나타낸다.
[85] 는 전체 RF 체인의 개수를 지시하고， N,는 송신단 전체 안테나 수를， RF
RF 체인 별로 구비된 송신 안테나 수를 의미한다. ^은 수신단 전체 안테나 수를 지시하고 ^는 송신 데이터 스트림 수를 지시한다.
[86] 수학식 8의 각 텀 (term)을 상세화하면 수학식 9와 같다
[87] 【수학식 9】
Figure imgf000015_0001
VNRF,NS
Figure imgf000015_0004
[88] RF 체인 이후 위상 천이기와 전력 증폭기에 의해 수행되는 아날로그 빔포밍의 크기 프리코딩 행렬 Frf는 아래 수학식 10과 같다.
[89] 【수학식 10】
Figure imgf000015_0002
[90] 또한ᅳ 프리코딩 행렬 FRF 내에서 RF 체인 i에 속하는 t개의 안테나들 각각에 대한 가중치를 나타내는 백터는 수학식 11과 같이 정의된다.
[91] 학식 11】
Figure imgf000015_0003
[92] 하이브리드 범포밍의 범 방사 패턴
[93] 본 발명의 하이브리드 빔 포밍 기법은 예컨대， 1차원 어레이 , 2차원 어레이 , 환형 어레이 등 다양한 형태의 안테나에 기초하여 수행될 수 있다. 이하， 설명의 편의를 위하여 ULAOJni form l inear array) 안테나에 기초하여 하이브리드 범포밍의 범 방사 패턴을 살펴본다. ULA 안테나가 예시되나， 본 발명의 권리범위는 ULA 안테나에 한정되지 않는다. ULA 안테나에는 다수의 안테나 소자들이 등 간격 d의 거리로 선형으로 배치되어 있다.
[94] ULA 안테나의 어레이 웅답 백터 (array response vector )는 아래 수학식 12와 같다.
[95] 【수학식 12】 ᅳ /'27Γ: exp j2 x(N,— l)x— sin(6>)
Figure imgf000016_0001
[96] 수학식 12에서 는 파장 (wave-length)을， d는 안테나간 거리를 나타낸다. 하이브리드 빔포머의 안테나 방사 패턴을 나타내기 위해 편의 상 RF 체인의 수 NRF 는 4이고， 각 RF 체인별 아날로그 안테나 수 는 4로 가정한다.
[97] 도 7은 4개 RF 체인으로 구성된 16 ULA 안테나 구조를 도시한다. 특히 , 도
7에서 총 송신 안테나 수 Nt는 16이고， λΐ2 이 된다. 도 7의 실시예에서 아날로그 빔포밍을 위한 프리코딩 행렬은 수학식 13과 같이 정의된다.
[98] 【수 13】
Figure imgf000016_0002
[99] 디지털 범포밍 단에서 적용할 임의의 ¾크 1인 가중치 백터를 아래 수학식
14와 같이 정의한다. 설명의 편의를 위하여 탱크 1을 가정하였고， 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
[100] [수학식 14】
F = Vj = , v2 v3 v4J
[101] 보어사이트에서 수학식 14의 디지털 빔포밍이 적용된 전체 안테나 어레이 웅답 백터 (antenna array response vector)는 수학식 15와 같이 표현할 수 있다. 이때 안테나 간 거리 d는 /2로 가정한다. 안테나 어레이 웅답은 전체 백터 엘리먼트의 합으로 표현될 수 있다.
[102] 【수학식 15】
Figure imgf000016_0003
- )x v2 + lxsir(^)' ^ jxv3 +
Figure imgf000016_0004
|xv4
[103] 이때 아날로그 범포밍 가중치가 수학식 16과 같이 설정될 수 있다. [104] 【수학식 16】
Figure imgf000017_0001
Figure imgf000017_0003
[105] 수학식 16를 이용하여 수학식 15를 간단히 정리하면 수학식 17이 획득된다.
[106] 【수학식 16】
{θ) =(l + exp(y^[sin(^)- sin(^)]) + exp(y^2[sin(^)- sin(^)]) + exp(7 r3[sin(^)- sin(^)]))x
(v, + exp(yVr4[sin(^) - sin(^)]) - v, + exp(y^8[sin(^)- sin(^)])- v3 +exp /rl2[sin( )-sin((i)])' v4)
[107] 수학식 16을 일반화하면 수학식 17과 같이 표현된다.
1)]· [si )- sin VNRF
Figure imgf000017_0002
[109] 수학식 17에서 ^는 아날로그 범포밍의 스티어링 각을 의미한다 . 예를 들어 = 3O°or 6로 설정하면， 빔 이득은 e = 30° or r/6에서 최대가 된다. s는 빔 바운드 백터 (Beam bound vector)라고 명칭하기로 한다. t는 수학식 18과 같이 표현되고, 범 이득 및 스티어링 백터 (Beam gain and steering vector) 또는 범 스티어링 백터 (Beam gain and steering vector)라고 명칭하기로 한다.
[110] 빔 바운드 백터 s 는, 하이브리드 빔포밍에서 아날로그 빔의 패턴을 나타낸다. 범 스티어링 백터 t는 하이브리드 빔포밍에서의 하이브리드 범의 이득 값과 디지털 빔의 패턴을 나타낸다.
[111] 범 바운드 벡터 s는 하이브리드 범포밍 기법에 의해서 하이브리드 빔이 유효하게 형성될 수 있는 범위 및 경계를 결정한다. 따라서， 아날로그 범 포밍의 범위뿐 아니라 디지털 범 포밍의 범위도 빔 바운드 백터 내로 제한된다. 예컨대, 빔 바운드 백터의 범위를 넘어서는 아날로그 범이 유효하게 형성될 수 없기 때문에， 범 바운드 백터의 범위를 넘어서는 하이브리드 범포밍이 수행될 수 없다. 결국, 디지털 빔 포밍도 빔 바운드 백터의 범위 내에서 수행되어야 하이브리드 빔 포밍이 수행될 수 있다.
[ 112] 도 8은 소정의 평면에서 범 바운드 백터와 빔 스티어링 백터에 의한 아날로그 범과 디지털 범의 패턴을 2차원으로 도시한다. 아날로그 범과 디지털 범은 3차원 패턴으로 도시될 수 있으나, 설명의 편의를 위하여 수평 방향 단면으로 도시되었음을 당업자라면 이해할 수 있다. 도 8에서
Figure imgf000018_0001
인 것으로 가정하며, 범 바운드 백터의 범 패턴은 굵은 실선으로, 범 스티어링 백터의 빔 패턴은 가는 실선으로 표시하였다. 범 바운드 백터의 메인 로브의 보어 사이트가 0도 (또는 180도)이다.
[ 113] 각 범의 패턴은 범 스티어링 각 (메인 로브의 보어사이트)에서 최대 이득을 나타내고, 범 스티어링 각을 이탈함에 따라서 범 이득이 감소한다. 범 이득은 도 8의 원 중심으로부터의 거리로 표현된다. 범의 스티어링 각은 0도를 기준으로 반시계 방향으로 증가하는 것으로 표현된다.
[ 114] 범 스티어링 백터는 0， 30， 90 , 150 , 180 , 210 , 270 또는 330도에서 범을 형성 할 수 있다. 빔 바운드 백터와 범 스티어링 백터의 빔 패턴이 교차하는 영역에서 하이브리드 빔 포밍이 수행될 수 있다. 예컨대, 스티어링 각이 0(또는 180)일 때， 범 바운드 백터에 의한 이득과 범 스티어링 백터에 의한 이득이 모두 최대로 나타나므로， 스티어링 각이 0(또는 180)인 지점에서 하이브리드 빔포밍이 수행되기 적절하다. 반면， 스티어링 각이 30도 일 때 범 바운드 백터의 이득이 0이므로， 스티어링 각 30에 대해서는 하이브리드 범포밍이 수행될 수 없다.
[ 115] 도 9는 아날로그 범의 스티어링 각이 0 , 30， 60도로 쉬프트할 때 안테나 어레이 웅답을 도시한다. 도 8에서도 Ν,
Figure imgf000018_0002
라고 가정하였고， 디지털 v' = h v2 v3 vJr 을 적용한 결과가 도시되어 있다ᅳ 도 8 및 도 9에서 설명된 바와 같이 유효 빔의 범위가 범 바운드 백터 s 에 제약된다.
[ 116] 아날로그 범포밍에 대한 선보상을 고려한 디지털 범포밍
[ 117] 수학식 17을 통해 설명된 바와 같이 하이브리드 빔포밍에 의해 형성된 하이브리드 빔은 전체 RF 체인의 개수 ) 및 RF 체인 별 아날로그 안테나 수
( )에 기초하여 결정된다. 디지털 범포밍의 가중치 백터는 1χΛ^길이를 갖는다.
[118] 하이브리드 범의 방향， 즉 스티어링 각은 아날로그 빔의 가중치와 디지털 빔의 가중치의 조합으로 결정된다. 만약， 아날로그 범포밍에 대한 사전 보상 없이 디지털 범포밍을 수행하는 경우 하이브리드 빔의 스티어링 각에서 오차가 발생될 수 있다.
[119] 수학식 16과 같이 ^ ι6^^ 4^^-4)이라고 가정하면, 디지털 범포밍의 가중치 ν = [ν' ν2 ν3 ν4Γ는 수학식 18과 같이 표현된다.
[120] 【수학식 18】
Figure imgf000019_0001
[121] 보다 일반적인 조건하에서 디지털 빔포밍의 가중치는 수학식 19와 같이 표현된다.
[122] 【수학식 19】
Figure imgf000019_0002
[123] 디지털 범포밍의 스티어링 각 ^를 고려하여 결정된 최종적인 어레이 웅답 백터는 수학식 20과 같이 표현된다.
[124] 【수학식 20】
&{θ) =(l + exp(y r[sin(^)- sin(<i)])+ exp(y r2[sin(^)-sin(^)]) + exp(^'3[sin(^)-sin(^)]))x
(1 + exp('^4[sin(^)-sin(^)-sin(¾i/)])+exp(yr8[sin(^)-sin((i)- sin (에) + exp( rl2[sin()- sin((i)- sin(^)])) [125] 수학식 20에서 밑줄 친 항에 공통적으로 들어간 [sin(에 in -si ]부분이 최종 하이브리드 범의 각을 결정한다. 즉 아날로그 빔포밍을 통해 sin (^가 결정 되고 디지털 범포밍을 통해 sin (^가 결정되면, 최종적으로 하이브리드 빔의 이득이 최대가 되는 Sin ( 가 결정된다. 이때 아날로그 범포밍을 통해서 아날로그 빔의 보어사이트 (bores ight )를 = 30°으로 설정하고， 디지털 빔에 기반한 미세 조절 ( f ine tuning)을 위해 예 설정하면 수학식 20은 수학식 21과 같이 표현된다. 예컨대， 하이브리드 범을 35°에 형성하려는 목적으로， 아날로그 범포밍으로 30°만큼 빔을 이동시키고， 디지털 범포밍으로 5°만큼 범을 이동한 것이라고 가정한다.
[126] 【수학식 21】
( =(l + exp(/ r[sin ( 一 sin(30o )])+ exp(/;r
(1 + exp(/ r4[sin( )— sin(3( )ᅳ sin(50 )])+ exp(/ 8[sin(^)一 sin(30o )一 sin(5° )])+ exp( ;rl2[sin( )一 sin(30° )ᅳ sin(5°
[127] 따라서 Θ 가
Figure imgf000020_0001
을 만족하는 경우 하이브리드 빔의 이득이 최대가 된다. 그러나 sin(e)- sin(30° )— sin(5° )= 0을 만족하는 Θ는 정확히 35° 가 아니다. 아날로그 범포밍의 스티어링 각과 디지털 범포밍의 스티어링 각이 매우 작다면 근사적으로 에 를 만족하지만, 아날로그 /디지털 범포밍의 스티어링 각이 커지면 θ≠φ + ψ 만족하지 못한다. 따라서， 의도한 하이브리드 빔의 각도와 실제 하이브리드 범이 형성된 각도 간에 오차가 발생되고, 하이브리드 빔포밍의 제어가 부정확해진다.
[128] 따라서 본 발명의 실시예들에서는 디지털 범포밍을 수행함에 있어 아날로그 빔포밍에 대한 사전 보상을 수행함으로써 정확하게 하이브리드 범포밍을 제어할 수 있다.
[129] 보다 구체적으로 아날로그 빔포밍에 대한 선보상을 위하여 디지털 범포밍의 가중치 (또는 스티어링 각)은 수학식 22에 기초하여 결정될 수 있다.
[130] 【수학식 22】
Figure imgf000020_0002
θ： Hadamard product
[131] 수학식 22에서 하다마드 곱의 좌측 텀은 아날로그 빔에 대한 선보상올 위한 성분이며， 우측 텀은 최종적으로 형성되는 디지털 빔 성분이다. 즉， 최종적으로 디지털 빔은 V 각에서 형성된다. 또한， 디지털 빔이 아날로그 범에 완전히 포함되는 경우 디지털 범의 영역이 곧 하이브리드 범의 영역이 된다. 따라서 최종적으로 하이브리드 범이 ^ + ^에 형성됨올 의미할 수 있다.
[132] 좌측팀은 아날로그 빔의 스티어링 각 Φ에 따라서 결정된다. 우측 팀은 최종적으로 디지털 빔이 형성되어야 하는 각 ^ + ^에 따라서 결정된다.
[133] 수학식 22를 참조할 때， 디지털 빔포밍의 가중치 V를 결정하는 계수들은， 아날로그 빔의 스티어링 각 (Φ), 최종적으로 디지털 범이 형성되어야 하는 각 에 , RF 체인 당 안테나 수 (Nt RF), RF 체인의 수 (NRF)를 포함한다.
[134] 디지털 범의 최종적인 스티어링 각을 설정하는 예시를 살펴본다. 예를 들어 ^ =1 ,^ = ,^ =4 환경에서 아날로그 범포밍을 통해서 하이브리드 범을 = 30° 회전시키고, 디지털 빔포밍으로 추가적으로 ^ = 5° 회전함으로써 최종적인 하이브리드 범의 스티어링 각을 35°로 설정하고자 한다고 가정한다. 이 때 아날로그 빔포밍에 대한 선보상을 통해서 결정된 디지털 범포밍의 가중치는 수학식 23과 같이 정의된다.
[135] 【수학식 23】
Figure imgf000021_0001
[136] 수학식 22의 디지털 빔포밍의 가중치를 수학식 16에 반영함으로써 획득된 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터는 수학식 24와 같이 표현된다.
137] 【수학식 24】
Figure imgf000021_0002
(v( + exp(yVr4[sin(^) - sin(^)]) - v2 + exp(y ^8[sin (θ) - sin (^)]) - v3 + exp(y 2[sin (θ) - sin(^)]) - v4 ) = (1 + exp(y^[sin(^)- sin(^)]) + exp(y^2[sin(^)- sin(^)])+ exp(y r3[sin(^)- sin(^)]))x
+ exp(.r4[sin ( ᅳ sin ( ) + sin ( )一 sin ^
、+ exp /rl 2[sin(0)一 sm' (φ) + sin ( )ᅳ sin(^ + ψ)) J - (l-f exp(y^[sin(^)- sin(^)])+ exp(y r2[sin(^)- sin(^)]) - exp(yVr3[sin(^)-sin(^)]))x
(1 + exp(y r4[sin(^)-sin φ十 (^)]) + exp(y r8[sin(^)- sin(^ +에)+ exp(y'^12[sin(^)-sin(^ + ψ)))
[138] 수학식 24에서 = 30° ， ^ = +5° 를 적용하여 최종 하이브리드 빔포밍의 스티어링 각을 35°로 설정한 경우， 수학식 24는 수학식 25와 같이 표현된다.
[139] 【수학식 25】
^ (6>) =(l + exp(/Vr[sin(6>)- sin(30° )])+ exp 2 sin(6>)- sin(30° )])+ exp(/ 3 sin((9)- sin(30° ) ))x
(1 + exp(/ 4 sin((9)— sin(35° ) )+ exp(; r8 sin(6>)— sin(35° ) )+ exp(y 12 sin(0)— sin(35° ).))
[140] 수학식 25를 살펴보면 의도한 바와 같이 하이브리드 범의 이득은 Θ가 35도 일 때 최대가 된다.
[141] 도 10은 30°을 기준으로 = 0,±5°，±1 0°,±1 5°에 대해서 디지털 빔포밍이 수행됨에 따른 최종적인 안테나 어레이 웅답 백터를 도시한다. 도 10에 나타나듯이 아날로그 범포밍에 대한 선보상을 통해서 하이브리드 빔이 5도 단위로 정확하게 제어되는 것을 확인할 수 있다.
[142] 레퍼런스 빔 (reference beam)의 형성
[143] 본 발명의 일 실시예에 따라서 레퍼런스 범 (reference beam)이 제안된다. 도 11에 도시된 바와 같이 레퍼런스 범은 전방향에 대하여 동일한 범 이득을 갖도록 설계될 수 있다. 예컨대， 기지국은 무지향성 (Omni ) 안테나를 통해서 레퍼런스 범을 형성할 수 있다. 다른 실시예에서 기지국은 단일 안테나를 이용하여 범 이득이 OdB인 전방향 범을 형성할 수 있다. 또 다른 실시예에서 기지국은 다수의 안테나들을 사용하여 지향성 범을 생성하되, 소정의 영역에 대해서는 근사적으로 전방향의 빔을 형성할 수 있다.
[144] 기지국은 레퍼런스 빔을 주기적으로 전송할 수 있으며， 레퍼런스 범의 전송 주기는 RRC 시그널링을 통해서 단말에 설정되거나 또는 시스템 정보의 일부로서 브로드캐스팅 될 수 있다. 레퍼런스 범은 참조 신호에 기반하여 생성될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
[145] 인접 셀들 또는 다른 단말로부터의 간섭, 노이즈, 전파 장애를 초래하는 환경을 무시하는 경우， 레퍼런스 범의 이득은 모든 스티어링 각에 대해서 동일하다. 기지국과 단말 간의 직선 거리가 동일한 모든 방향에 대하여， 레퍼런스 빔의 이득값들은 동일하다. 레퍼런스 빔을 형성하기 위한 기지국의 전송 전력은 일정하게 고정되거나 또는 샐특정 값으로 고정될 수 있다. 레퍼런스 범의 이득은 기지국으로부터의 거리에 따라서 변화될 수 있는데, 기지국으로부터의 거리가 멀어 질수록 레퍼런스 빔의 이득은 감소한다. 따라서, 레퍼런스 범의 이득은 기지국과 단말간의 직선 거리에 대한 지표로 사용될 수도 있다. [146] 한편， 도 11에서 목표 범 (target beam)은 아날로그 범포밍에 의해 형성된 아날로그 목표 빔으로 (analog target beam) 예시하였으나， 반드시 이에 한정되는 것은 아니며 다른 실시예에 따르면 디지털 빔포밍에 의해 형성될 수도 있다. 목표 범은 섹터 빔으로 명칭 될 수도 있다.
[147] 레퍼런스 범의 측정
[148] 기지국의 안테나 구성에 관계 없이 레퍼런스 범과 목표 빔의 품질 값의 차이를 이용하여 최종적인 범을 추정하는 방법을 살펴본다. 이하에 기술되는 실시예들은 하이브리드 빔포밍을 위한 안테나 구조에 한정되지 않는다. 예컨대, 도 7에서의 아날로그 프리코더를 디지털 프리코더로 대체하는 경우， 두 번의 디지털 프리코딩이 계층적으로 수행될 수 있다. 두 개의 디지털 프리코더들 증 하나는 코어스 범포밍 (coarse beamforming) (e.g. , sector izat ion 용도)， 다른 하나의 프리코더는 코어스 범 내에서의 미세 범포밍 (fine beamforming) (e.g., UE- specific 범포밍 용도)의 역할을 수행할 수 있다. 코어스 빔은 목표 범 또는 섹터 범일 수 있다. 코어스 범포빔과 미세 빔이 교차하는 영역에서 최종적인 내로우 빔이 형성된다.
[149] 단말은 비-프리코딩 (Non-precoded) 특성을 갖는 물리 계층 신호 그리고 /또는 채널을 이용하여 레퍼런스 범을 측정할 수 있다. 즉, 물리 계층 신호 또는 채널 증에서 프리코딩되지 않은 신호가 레퍼런스 빔을 형성 및 측정하는데 이용될 수 있다.
[150] 예컨대， 3GPP LTE/LTE— A의 TS 36.211가 정의하는 다수의 물리 계층 신호들 및 채널들 중에서 프리코딩 되지 않는 물리계층 신호 및 채널은 다음과 같다.
一 CRS (Cell—specific Reference Signal)
- CSI-RS (Channel State Information Reference Signal)
~ Synchronization Signal (PSS: Primary Synchronizat ion Signal I SSS: Secondary Synchronizat ion Signal )
ᅳ PRS (Positioning Reference Signal )
一 PBCH (Physical Broadcasting Channel)
- PMCH (Physical Multicast Channel)
- PCFICH (Physical Control Format Indication Channel)
- PDCCH (Physical Downlink Control Channel)
[151] 상술된 신호들 또는 채널들 중 적어도 하나가 레퍼런스 범을 형성 및 측정하는데 이용될 수 있으며， 이에 한정되지 않는다.
[152] 레퍼런스 빔과 목표 빔을 측정한 결과를 이용하여 최종 범 산출 (e .g. , 최종 범의 PMI 산출)을 산출하기 위해서는 우선적으로 레퍼런스 범의 측정이 수행되어야 한다. 레퍼런스 빔의 측정은 레퍼런스 범의 품질을 측정한 것 일 수 있다. 측정된 레퍼런스 빔의 품질은 예컨대, 수신된 신호 전력일 수 있다.
[153] 상술된 바와 같이 레퍼런스 범은 단말이 기지국으로부터 위치하는 방향에 관계 없이 전방향에서 실질적으로 동일하거나 유사한 이득 값을 가져야 한다. 따라서， 특정 방향으로 가중치를 적용하는 프리코딩 또는 빔포밍이 적용되지 않는 참조 신호 또는 채널이 레퍼런스 범을 위해 이용될 수 있다. 단말은 이와 같이 비 프리코딩된 신호 /채널을 통해서 레퍼런스 빔의 최종 이득을 추정할 수 있다.
[154] 도 12는 기지국의 안테나 포트 #0을 통해서 전송되는 CRS의 패턴을 도시한다. 도 12에서 격자를 통해 음영 표시된 부분은 다른 안테나 포트 (e .g. , 안테나 포트 #1)을 통해서 전송되는 CRS의 패턴을 나타낸다. ¾는안테나 포트 #0을 통해서 전송되는 CRS의 패턴을 나타낸다.
[155] 각 안테나 포트 #0에 할당되는 CRS의 시퀀스는 수학식 26과 같이 정의된다.
[156] 【수학식 26】
Figure imgf000024_0001
[157] 수학식 26에서， ' s 는 의사 랜덤 (Pseudo-random) 시뭔스이며, a (P)
k'1 는 CRS 자원에 맵핑 되는 복소 변조 심볼이다. '
[158] 각 안테나 포트 #0 , 1，2，3에 대한 CRS 시뭔스와 자원 간의 맵핑 패턴은 수학식 27과 같이 정의된다. 수학식 27에서 P 는 안테나 포트의 인덱스이고, 는 서브프레임 내에서의 슬롯의 인텍스이다.
[159] 【수학식 27】 k = 6m + (y + vshift )mod 6
Figure imgf000025_0001
ifp 2,3
Figure imgf000025_0002
^n x,DL ArDL
Figure imgf000025_0003
shift m'11 mod 6
0 if = 0and/ = 0
3 if = 0and/≠0
3 if p = \ and 1 = 0
V =
0 if p = \ and /≠ 0
3(ns mod 2)
3 + 3(ns mod 2) if p = 3
DL
N
[160] RB 는 하향링크 시스템 대역폭 상에서의 리소스 블록의 개수이고
DL
^ symb^. ^»1*는 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.
DL
N
RB 의 크기는 셀 내에서 구성된 하향링크 전송 대역폭에 따라 달라지며 , min,DL DL . ¾ , max,Z)i
N RB <N RB<N RB 을 만족해야 한다. 여기서， N ^ RB 는 무선 통신
N
시스템이 지원하는 가장 작은 하향링크 대역폭이며 RB 는 무선 통신 시스템이
-. r xi,DL max.,RB
N N
지원하는 가장 큰 하향링크 대역폭이다. =6이고 =110일 수 있지만 이에 한정되는 것은 아니다. 하나의 슬롯 내에 포함된 0FDM 심볼의 개수는 순환 전치 (CP: Cyclic Prefix)의 길이 및 부반송파의 간격에 따라 다를 수 있다. 다중안테나 전송의 경우에 , 하나의 안테나 포트 당 하나의 자원 격자가 정의될 수 있다.
[161] 각 안테나 포트에 대한 자원 격자 내의 각 요소는 자원 요소 (RE: Resource Element)라고 불리우며， 슬롯 내의 인덱스 쌍 (k,l)에 의해 유일하게 식별된다. 여기서， k는 주파수 영역에서의 인덱스이고， 1는 시간 영역에서의 인덱스이다. [162] NID Ce11은 기지국의 물리 샐 아이디이고， Vshi ft는 샐-특정의 주파수 쉬프팅을 의미한다.
[163] 첫 번째 OFDM 심볼 ( ^ = 0 )에서 CRS 포트 #0만을 이용하여 레퍼런스 범의 이득을 측정한 결과는 수학식 28과 같다. 전송된 CRS 심볼
Figure imgf000026_0001
는 무선 채널을 거쳐 수신되므로， 수신단에서 수신된 CRS 심볼은 Κ Κ,ί Κ, ί 가 된다.
[164] 【수학식 28】
Figure imgf000026_0002
[165] 목표 빔의 측정
[166] 일 실시예에 따르면 목표 범을 측정하기 위하여 특정 방향으로 지향성을 갖도록 프리코딩된 (또는 빔포밍) 참조신호나 물리 채널이 이용될 수 있다. 목표 빔은 코어스 빔 또는 섹터 범일 수 있다. 즉 목표 범 (또는 섹터 범)을 측정하기 위하여 프리코딩된 참조 신호나 물리 채널이 이용될 수 있다.
[167] 기지국은 목표 범을 측정하기 위하여 프리코딩된 참조신호의 그룹 인텍스를 단말에 전송할 수 있다. 예를 들어 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같이 총 4개의 목표 범에 대한 측정을 위해 DMRS( Demodulat ion Reference Signal ) 포트 4개 또는 프리코딩 된 CSI-RS 포트 4개를 그룹으로 설정하여 단말에게 해당 정보를 전송한다. 단말은 그룹으로 설정된 DMRS 또는 CSI-RS들을 이용하여 목표 범의 품질을 획득한다. 예컨대 목표 빔의 개수가 4라면 도 13과 같이 DMRS 포트 #7，8，9，10에 각각 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같이 아날로그 목표 빔에 대웅되는 디지털 PMI를 할당할 수 있다. 즉, 본 실시예에 따르면 각 DMRS 포트마다 (또는 각 CSI-RS 포트) 서로 다른 PMI가 할당된다. 예컨대， 제 1 안테나 포트는 제 1 방향으로 DMRS (또는 CSI-RS)를 전송하고 (제 1 방향의 빔포밍)， 제 2 안테나 포트는 제 2 방향으로 DMRS (또는 CSI-RS)를 전송한다 (제 2 방향의 빔포밍) . 이와 같이， 각 안테나 포트블 마다 PMI 및 빔포밍 방향이 서로 상이하게 설정될 수 있다. 각 안테나 포트들의 빔포밍은 서로 다른 방향으로 동시에 수행될 수 있다. [
Figure imgf000027_0001
Figure imgf000027_0002
[169] 상술된 예시에서는 프리코딩된 RS로서 ( i ) DMRS 그룹이 사용되거나， ( i i ) 프리코딩된 CSI-RS 그룹이 사용되는 것을 예시하였으나, 이에 한정되지 않는다. 다른 실시예에 따르면， ( i i i ) 프리코딩된 물리 채널 (e .g. , EPDCCH)가 사용되거나 또는 ( iv) 새로운 타입의 RS가 정의 및 사용될 수 있다.
[170] 도 14는 목표 범 측정을 위하여 프리코딩된 CSI-RS 그룹이 사용되는 경우를 예시한 도면이다. 기지국은 단말별로 개별적으로 CSI-RS 설정을 시그널링함으로써 단말들에게 프리코딩된 CSI-RS 그룹을 할당하고， 단말별로 프리코딩된 CSI-RS를 전송함으로써 목표 빔올 전송할 수 있다. 단말은 수신한 CSI-RS를 통해서 목표 빔을 측정한다. 기지국은 CSI-RS 포트 #15 , 16 , 17 , 18에 각각 오류! 참조 원본을 찾을 수 없습니다.와 같이 아날로그 목표 빔에 대웅되는 디지털 PMI를 할당할 수 있다.
[171] 단말의 피드백
[172]
[173] 본 발명의 일 실시예에 따르면, 단말에 의해 측정된 레퍼런스 범과 단말에 의해 측정된 목표 빔 간의 이득의 차이를 통해서， 기지국으로부터 단말이 위치한 방향이 추정될 수 있다.
[174] 예컨대， 도 11을 참조하면 기지국은 목표 범 0° ， 土 30° ， 士 60° 을 형성한다. 목표 범 0° ， ±30° ， 土 60° 은 프리코딩된 RS 또는 채널에 의해서 형성될 수 있으며， 각 방향마다 서로 다른 안테나 포트가 사용될 수 있음은 상술한바 와 같다. 예컨대， 제 1 안테나 포트는 0도 방향으로 프리코딩된 RS를 전송하고， 제 2 안테나 포트는 30도 방향으로 프리코딩된 RS를 전송할 수 있다. [175] UE는 est imated UE direct ion 직선 상에 위치한다. 단말 위치하는 방향을 나타내는 직선， 레퍼런스 빔을 나타내는 원이 교차하는 지점에서 레퍼런스 빔의 이득 (Gref)이 나타난다. 이와 유사하게, UE가 위치하는 방향을 나타내는 직선과 목표 빔 (0도)이 교차하는 지점 상에서， 목표 빔의 이득 (Gmea)이 나타난다. 한편， 다른 스티어링 각도들， 예컨대， 30， 60 도 둥에서 형성되는 목표 빔들은 단말에서 측정될 수 없으므로， 범의 이득이 나타나지 않는다.
[176] 레퍼런스 범의 이득 (Grei)과 목표 빔의 이득 (Graea) 간의 차이를 수학식 29와 같이 정의할 수 있다.
[177] [수학식 29】
Gdiff = Gmea - Gref (dB)
[178] 본 발명의 일 실시예에 따르면ᅳ 단말은 레퍼런스 빔의 이득 (Gref )과 목표 빔의 이득 (Gmea) 간의 차이 (Gdi f f )에 기반하여 기지국에 피드백 정보를 전송한다. 예컨대， 단말은 차이 (Gdi f f )를 기지국에 전송할 수 있다.
[179] 한편， 피드백 정보에는 목표 범을 전송한 안테나 포트의 인덱스가 포함될 수 있다. 예컨대， 기지국의 제 1 안테나 포트가 0도 방향으로 전송한 프리코딩된 DMRS 또는 CSI-RS를 통해서 단말이 목표 빔을 측정한 경우， 단말은 제 1 안테나 포트의 인덱스를 피드백 정보로서 전송할 수 있다.
[180] 따라서， 피드백 정보는 레퍼런스 빔과 목표 범 간의 이득 차이 및 목표 범을 송신하는데 사용된 안테나 포트의 인덱스 정보를 포함할 수 있다. 기지국은 단말로부터 수신한 안테나 포트의 인덱스 정보를 통해서, 피드백 정보가 어느 방향으로 형성된 목표 범에 관한 것인지를 파악할 수 있다.
[181] 최종 PMI 결정
[182] 기지국은 앞서 단말이 피드백한 안테나 포트 인덱스와 범 이득차 정보를 이용하여 빔포밍을 위한 PMI를 결정할 수 있다. 일 실시예에 따르면 기지국은 사전에 정의된 룩업 테이블 (또는 코드북)을 통해서 최종적인 내로우 (Narrow) 범포밍의 PMI를 결정할 수 있다. 표 3은 일 실시예에 따른 룩업 테이블을 도시한다.
[183] 예를 들어 기지국이 하이브리드 범포밍을 수행하는 경우에는 피드백 받은 안테나 포트 인덱스로 아날로그 빔포머에 목표 범 ΡΜΙ ( Ρ' )를 설정하고 이득 차 정보를 이용하여 최종 디지털 빔포머의 1 1 ( )를 도출 및 설정한다. [184] 【표 3】
Figure imgf000029_0001
[185] 한편, 이상의 실시예들의 적용 범위는 반드시 하이브리드 범 포밍에 한정되는 것은 아니다. 예컨대， 아날로그 범포밍 단이 디지털 범포밍 단으로 대체되는 형태에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다. 안테나 서브 그룹핑 (sub- grouping)을 통해 각 안테나 서브 그룹별로 디지털 빔포밍이 순차적， 직렬적으로 수행될 수 있다. 이와 같이 계층적 (hierarchical) 구조를 갖는 디지털 빔포밍 기법에서도 본 실시예들이 적용될 수 있다.
[186] 이상에서 설명의 편의를 위하여 하향링크 기준으로 기술하 ¾으나， 이에 한정되지 않는다. 본 실시예들은 다양한 형태의 송신기와 수신기 조합에 적용될 수 있다. 예를 들어， 단말이 기지국으로 전송하는 상향링크 전송 시나리오， 단말간 신호 전송 (D2D, V2V, etc.) 시나리오， 혹은 기지국 간 신호 전송 (Relay Wireless Backhaul , etc.) 시나리오에서도 적용될 수 있다.
[187] 도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 피드백 정보의 송수신 방법의 흐름을 도시한 도면이다. 상술한 내용과 중복되는 설명은 생략된다.
[188] 기지국은 비 -프리코딩된 (non-precoded) 신호를 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 범 (omni— directional beam)을 단말에 전송한다 (S1510). 무지향성 범은 전술한 레퍼런스 빔일 수 있다. 비-프리코딩 된 신호는, CRS (Cell- specific Reference Signal ) , PSS(Pr imary Synchronization Signal ) , SSS( Secondary Synchronization Signal) , PRS (Positioning Reference Signal ) , PBCH (Physical Broadcasting Channel), PMCH (Physical Multicast Channel), PCFICH (Physical Control Format Indication Channel) 및 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) 중 적어도 하나에 대웅할 수 있다.
[189] 단말은 무 지향성 범을 측정한다 (S1515).
[190] 기지국은 다수의 안테나 포트들 마다 상이한 방향들로 프리코딩된 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (directional beam)들을 전송한다 (S1520). 지향성 빔은 전술한 목표 빔일 수 있다. 프리코딩된 신호들은 DMRS(Demodulation Reference Signal ) , CS I -RS( Channel State Informat ionᅳ Reference Signal ) 및 ePDCCH( enhanced PDCCH) 중 적어도 하나에 대웅할 수 있다.
[191] 단말은 지향성 빔올 측정한다 (S1525). 단말은 다수의 지향성 범들 중에서 제 1 지향성 범을 측정할 수 있다고 가정한다.
[192] 단말은 무 지향성 범과 지향성 범 간의 이득 차를 계산한다 (S1530). 제 1 지향성 범과 무지향성 빔 간의 이득 차이는， 제 1 지향성 범 내에서 단말이 위치한 방향을 나타낸다.
[193] 단말은 피드백 정보를 기지국에 전송한다 (S1535). 피드백 정보는， 제 1 지향성 빔과 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 다수의 안테나 포트들 중 제 1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인텍스를 포함할 수 있다.
[194] 기지국은 피드백 정보에 기초하여 PMI를 결정한다 (S1540). 기지국은 제 1 안테나 포트의 인텍스에 기초하여 제 1 지향성 빔의 방향을 식별할 수 있다. 기지국은 코드북으로부터 식별된 게 1 지향성 빔의 방향 및 이득 차이에 맵핑된 PMI를 선택한다.
[195] 기지국은 하향링크 데이터를 프리코딩 하고 (S1545), 프리코딩된 하향링크 데이터를 단말에 전송한다 (S1550). 예컨대， 기지국은 결정된 PMI를 통해 하향링크 데이터를 프리코딩한다.
[196] 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말과 기지국의 구조를 도시한 도면이다. 도 16의 기지국 (10) 및 단말 (20)은 전술한 방법들을 수행할 수 있으며, 중복되는 내용은 설명을 생략한다.
[197] 기지국 (10)은, 수신기 (11)， 송신기 (12) 프로세서 (13), 메모리 (14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 MIM0 송수신을 지원하는 기지국을 의미한다. 수신기 (11)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기 (12)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 ( 13)는 기지국 ( 10) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[198] 기지국 ( 10)의 프로세서 ( 13)는 그 외에도 기지국 ( 10)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 ( 14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며 , 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[199] 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국의 송신기는 비 -프리코딩된 (non- precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni ¬ di rect ional beam)을 전송하고 다수의 안테나 포트들 마다 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (di rect ional beam)들을 전송한다. 수신기는 단말로부터 피드백 정보를 수신한다. 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 다수의 안테나 포트들 중 제 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인덱스를 포함할 수 있다.
[200] 단말 (20)은， 수신기 (21)， 송신기 (22)， 프로세서 (23) , 메모리 (24) 및 복수개의 안테나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말을 의미한다. 수신기 (21)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 송신기 (22)는 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[201] 단말 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 (20)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며 , 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며 , 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[202] 본 발명의 일 실시예에 따르면 단말의 프로세서는， 비 -프리코딩된 (non- precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 범 (omni¬ di rect ional beam)을 측정하고， 기지국의 다수의 안테나 포트들 마다 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초한 다수의 지향성 빔 (di rect ional beam)들 중 제 1 지향성 빔을 측정한다. 송신기는 프로세서의 제어에 따라서 상기 기지국으로 피드백 정보를 송신한다. 피드백 정보는， 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 제 1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인텍스를 포함한다.
[203] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 ( f i rmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[204] 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs (App 1 i cat ion Speci f i c Integrated Ci rcui ts) , DSPs(Digi tal Signal Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devi ces ) , FIDs (Programmabl e Logi c Devi ces) , FPGAs(Fi eld Programmabl e Gate Arrays) , 프로세서， 컨트를러， 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[205] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[206] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[207] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다. W 【산업상 이용가능성】
[208] 상술된 바와 같이 본 발명의 실시예들은 다양한 이동 통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 기지국이 범포밍에 대한 피드백 정보를 수신하는 방법에 있어서，
비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni-directional beam)을 전송하는 단계 ;
상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (directional beam)들을 다수의 안테나 포트들을 통해서 전송하는 단계 ; 및
단말로부터 피드백 정보를 수신하는 단계를 포함하고，
상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인텍스를 포함하는, 방법.
【청구항 2】
제 1 항에 있어서， 상기 다수의 지향성 빔들을 전송하는 단계는， 상기 다수의 안테나 포트들 각각이 서로 다른 방향들로 상기 각각의 지향성 빔들을 전송하는， 방법 .
【청구항 3】
제 1 항에 있어서, 상기 다수의 지향성 빔들은，
DMRS(Demodulat ion Reference Signal) , CS I -RS( Channel State Information-Reference Signal) 및 ePDCCH( enhanced PDCCH) 중 적어도 하나를 상이한 방향들로 프리코딩하여 형성되는, 방법.
【청구항 4]
제 1 항에 있어서, 상기 무지향성 범은，
CRS (Cell—specific Reference Signal ) , PSS( Primary Synchronization Signal) , SSS( Secondary Synchronization Signal) , PRS (Positioning Reference Signal) , PBCH (Physical Broadcast ing Channel) , PMCH (Physical Multicast Channel), PCFICH (Physical Control Format Indication Channel) 및 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) 중 적어도 하나에 기초하여 형성되는， 방법 . 【청구항 5]
제 1 항에 있어서， .
상기 제 1 안테나 포트의 인덱스 및 상기 이득 차이에 기초하여 PMI를 획득하는 단계를 더 포함하는， 방법 .
【청구항 6]
제 5 항에 있어서, 상기 PMI를 획득하는 단계는,
상기 제 1 안테나 포트의 인덱스에 기초하여 상기 제 1 지향성 범의 방향을 식별하는 단계 ; 및 '
코드북으로부터 상기 식별된 상기 제 1 지향성 범의 방향 및 상기 이득 차이에 맵핑된 PMI를 선택하는 단계를 포함하는， 방법.
【청구항 7]
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 지향성 빔과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이는, 상기 제 1 지향성 빔 내에서 상기 단말이 위치한 방향을 나타내는， 방법.
【청구항 8】
무선 통신 시스템에서 단말이 빔포밍에 대한 피드백 정보를 송신하는 방법에 있어서，
비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 빔 (omni-di rect ional beam)을 측정하는 단계;
상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초한 다수의 지향성 빔 (di rect ional beam)들 중 제 1 지향성 빔을 측정하는 단계; 및
기지국으로 피드백 정보를 송신하는 단계를 포함하고，
상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 기지국의 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안테나 포트의 인덱스를 포함하는， 방법 .
【청구항 9】
제 8 항에 있어서，
상기 기지국의 다수의 안테나 포트들 각각은 서로 다른 방향들로 상기 각각의 지향성 범들을 전송하는， 방법 .
【청구항 10]
제 8 항에 있어세 상기 다수의 지향성 빔들은，
DMRS(Demodu 1 at i on Reference Signal ) , CS I -RS( Channel State Informat ion-Reference Signal ) 및 ePDCCH( enhanced PDCCH) 중 적어도 하나를 상이한 방향들로 프리코딩하여 형성되는， 방법. 【청구항 111
제 8항에 있어서, 상기 무지향성 범은，
CRS (Cell-specific Reference Signal) , PSS(Primary Synchronization Signal), SSS( Secondary Synchronization Signal) , PRS (Positioning Reference Signal), PBCH (Physical Broadcasting Channel), PMCH (Physical Multicast Channel), PCFICH (Physical Control Format Indication Channel) 및 PDCCH (Physical Downlink Control Channel) 중 적어도 하나에 기초하여 형성되는, 방법. 【청구항 12】
제 8항에 있어서 ,
상기 제 1 안테나 포트의 인덱스 및 상기 이득 차이에 기초하여 결정된
PMI를통해서 프리코딩된 하향링크 데이터를수신하는 단계를 더 포함하는, 방법 . 【청구항 13】
제 8항에 있어서 ,
상기 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이는， 상기 제 1 지향성 범 내에서 상기 단말이 위치한방향을 나타내는， 방법 .
【청구항 14】
무선 통신 시스템에서 범포밍에 대한 피드백 정보를 수신하는 기지국에 있어서,
비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게 형성된 무지향성 범 (omni-directional beam)을 전송하고, 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초하여 다수의 지향성 범 (directional beam)들을 다수의 안테나포트들을통해 전송하는송신기 ;
단말로부터 피드백 정보를수신하는수신기 ; 및
상기 송신기 및 수신기를 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 피드백 정보는, 상기 다수의 지향성 범들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 범 간의 이득 차이 및 상기 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 빔을 전송하는데 사용된 제 1 안테나포트의 인덱스를포함하는, 기지국.
[청구항 15】
무선 통신 시스템에서 범포밍에 대한 피드백 정보를 송신하는 단말에 있어서，
비 -프리코딩된 (non-precoded) 제 1 신호에 기초하여 전 방향으로 균등하게
34
정정용지 (규칙제 91조) ISA/KR 형성된 무지향성 빔 (omni-di rect ional beam)을 측정하고， 상이한 방향들로 프리코딩된 제 2 신호들에 기초한 다수의 지향성 범 (di rect ional beam)들 중 저 U 지향성 범을 측정하는 프로세서; 및
상기 프로세서의 제어에 따라서 기지국으로 피드백 정보를 송신하는 송신기를 포함하고，
상기 피드백 정보는， 상기 다수의 지향성 빔들 중 제 1 지향성 범과 상기 무지향성 빔 간의 이득 차이 및 상기 기지국의 다수의 안테나 포트들 중 상기 제 1 지향성 범을 전송하는데 사용된 제 1 안쩨나 포트의 인덱스를 포함하는， 단말.
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