WO2016013084A1 - Ｄｃモータ駆動装置及びｄｃモータ駆動方法 - Google Patents

Ｄｃモータ駆動装置及びｄｃモータ駆動方法 Download PDF

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淳 前島
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サンケン電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting

Definitions

  • the present invention relates to a DC motor driving apparatus that drives a motor, and more particularly to a DC motor driving apparatus and a DC motor driving method that can be driven in a sine wave from the time of startup.
  • Patent Documents 1 and 2 are known as conventional DC motor drive devices.
  • the DC motor driving device described in Patent Document 1 instructs an address counter on a frequency value that gradually increases as time passes, and an AC command value for each phase of the motor based on data on an address output by the address counter. And the motor is driven by exciting with a sine wave drive system.
  • the DC motor driving device described in Patent Document 2 estimates the rotor position by analyzing the output of the magnetic sensor in an analog manner using an A / D converter, and excites the motor by exciting it using a sine wave driving method. To drive.
  • Patent Document 2 describes that a motor can be easily driven by an A / D converter.
  • a one-chip microcomputer generally has only one A / D converter, a multiplexer is used. Switch between the three magnetic sensors. Considerable time is required to measure the outputs of the three magnetic sensors.
  • Patent Document 1 a start-up failure occurs when the load is large or the rotor position at start-up is not assumed by only performing excitation that gradually increases the frequency by the sine wave drive method.
  • the conventional sine wave driving device drives the motor with a rectangular wave at the time of starting, and when the rotational speed reaches a predetermined rotational speed, We switched to wave drive.
  • FIG. 8 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform in rectangular wave driving of a conventional DC motor driving device.
  • FIG. 8 shows changes in the Hall sensor output and the corresponding PWM duty when rotating at a constant speed during rectangular wave driving.
  • An object of the present invention is to provide a DC motor driving device and a DC motor driving method capable of starting a motor while maintaining quietness without causing a starting failure by sine wave driving.
  • a DC motor driving apparatus includes a magnetic flux detection unit that detects magnetic flux of a rotor of a motor and outputs a magnetic flux detection signal, and a rotor that detects a sector of the rotor based on the magnetic flux detection signal.
  • a position detection circuit, and a control circuit that outputs an angle signal from a start point to an end point of the rotor sector and restarts output of the angle signal of the same sector when there is no movement of the rotor sector based on the magnetic flux detection signal;
  • a sine wave generating circuit for generating a sine wave signal for driving the motor in a sine wave based on the angle signal, a drive duty is created based on the sine wave signal, and a switching element is turned on / off by the drive duty to A motor driving unit for driving the motor.
  • the control circuit outputs the angle signal of the same sector again when there is no movement of the rotor sector based on the magnetic flux detection signal.
  • excitation corresponding to a sine wave is performed from the start point to the end point of the current sector, and when the magnetic flux detection signal does not change in that sector, that is, when the rotor does not rotate, the angle signal of the same sector is again obtained by the angle signal of the same sector.
  • sinusoidal wave driving can be performed.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the DC motor driving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart showing a three-phase hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the motor is rotating at a constant speed in the DC motor driving apparatus of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart showing a three-phase hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus according to the first embodiment is started.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the DC motor driving apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart showing a three-phase hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus according to the second embodiment is started.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the DC motor driving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart showing a three-phase hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the motor is rotating at a constant speed in the DC motor driving apparatus of the
  • FIG. 6 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus of Example 3 is started.
  • FIG. 7 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus of Example 4 is started.
  • FIG. 8 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform in rectangular wave driving of a conventional DC motor driving device.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the DC motor driving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a timing chart showing a three-phase hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the motor is rotating at a constant speed in the DC motor driving apparatus of the first embodiment. As shown in FIG. 2, in order to drive the motor in a sine wave, various duties are required even in the same sector, and sector information alone is insufficient, and more detailed rotor position information is required.
  • 1 includes Hall sensors 1, 2, and 3, a rotor position detection circuit 13, a controller 14, a sine wave generation circuit 15, a PWM circuit 16, and an output circuit 17.
  • the motor 11 is a DC brushless motor having a permanent magnet in the rotor and a U-phase motor coil 4, a V-phase motor coil 5, and a W-phase motor coil 6 in the stator.
  • the rotor is driven to rotate when current flows through the U-phase motor coil 4, the V-phase motor coil 5, and the W-phase motor coil 6 according to the output of the output circuit 17.
  • the three Hall sensors 1 to 3 correspond to the magnetic flux detection unit of the present invention, are provided corresponding to the permanent magnets of the rotor, and detect three-phase magnetic fluxes having a phase difference of about 120 ° between the rotors.
  • Each of the hall sensors 1 to 3 outputs an H level or L level magnetic flux detection signal as shown in FIG. 2 (indicated as hole 1, hole 2, and hole 3 in FIG. 2).
  • the rotor position detection circuit 13 detects the current sector of the rotor by a combination of H level or L level magnetic flux detection signals detected by the three Hall sensors 1 to 3.
  • the current sector of the rotor means the sector in which the rotor is currently located among six sectors (one sector is an electrical angle of 60 °).
  • the controller 14 corresponds to the control circuit of the present invention, and sequentially outputs an angle signal from the start point to the end point of the current sector of the rotor detected by the rotor position detection circuit 13 to the sine wave generation circuit 15 based on the rotation command.
  • the angle signal is a signal indicating a detailed angle included in the current sector.
  • the start point and the end point are angles included in the current sector, and are arbitrarily set, for example, a minimum angle and a maximum angle included in the current sector.
  • the rotation command is a signal for switching the rotation permission and the rotation prohibition of the motor 11.
  • the sine wave generation circuit 15 is based on the angle signal output from the controller 14 and the H level or L level magnetic flux detection signals detected by the three Hall sensors 1, 2, 3 for each phase of the UVW phase. Then, a sine wave signal for driving the motor 11 in a sine wave is generated. As shown in FIG. 2, this sine wave signal is a sine wave duty signal U, duty V, and duty W each having a phase difference of approximately 120 °. In the example shown in FIG. 2, each signal of duty U, duty V, and duty W is on-duty.
  • the PWM circuit 16 compares the duty with a triangular wave signal if it is an analog circuit, and compares it with a numerical value of an up / down counter if it is a digital circuit. Then, the PWM duty signal for the upper arm and the PWM duty signal for the lower arm are created.
  • the output circuit 17 is configured by switching an upper arm power transistor (corresponding to the switching element of the present invention) and a lower arm power transistor (corresponding to the switching element of the present invention) in series for each phase of the UVW phase.
  • a circuit (not shown).
  • the PWM duty signal for the upper arm created by the PWM circuit 16 is applied to the base of the power transistor of the upper arm, and the created PWM duty for the lower arm is applied to the base of the power transistor of the lower arm.
  • the output circuit 17 corresponds to the motor drive unit of the present invention, performs PWM processing on the duty U, duty V, and duty W generated by the sine wave generation circuit 15, and drives the motor 11 by controlling power output.
  • a power transistor is used, but a switching element such as an FET or IGBT may be used.
  • the controller 14 determines that the rotor is currently based on the magnetic flux detection signals of the Hall sensors 1 to 3 from the rotor position detection circuit 13. It is determined whether or not the sector has moved to the next sector.
  • the controller 14 determines that the current sector has not moved to the next sector, the controller 14 again outputs an angle signal from the start point to the end point of the same sector to the sine wave generation circuit 15.
  • the controller 14 When the controller 14 determines that the current sector has moved to the next sector, the controller 14 outputs an angle signal corresponding to the next sector to the sine wave generation circuit 15.
  • the rotor position detection circuit 13 detects the presence of a rotor in the sector (1) in FIG. 2 by a combination of H level or L level magnetic flux detection signals detected by the three Hall sensors 1 to 3. .
  • the controller 14 sequentially outputs an angle signal from the start point to the end point of the sector (1) in FIG. Based on the angle signal from the controller 14, the sine wave generating circuit 15 generates the same waveform as the duty U in the sector of (1) in FIG. 2 from time t0 to t11. Similarly to the duty U, the waveforms of the duty V and the duty W are the same as the waveforms of (1) in FIG. Time t0 is the time when the duty corresponding to the start point of the sector is generated, and time t11 is the time when the duty corresponding to the end point of the sector is generated.
  • the output of the hall sensor 1 does not change from H to L. That is, the rotor has not moved from the current sector to the next sector.
  • the controller 14 determines that the rotor has not moved from the current sector to the next sector based on the magnetic flux detection signal from the rotor position detection circuit 13, the angle from the start point to the end point of the same sector again.
  • the signal is output to the sine wave generation circuit 15.
  • the duty U is increased linearly from time t11 to t12 (time for one sector).
  • the output of the Hall sensor 1 does not change from H to L also at time t12, the same waveform duty as that at times t0 to t11 is generated also at times t12 to t13.
  • the output of the hall sensor 1 changes from H to L.
  • the sector of the rotor is switched by four retries, and the rotation of the motor 11 is detected.
  • the controller 14 outputs an angle signal from the start point to the end point corresponding to the next sector to the sine wave generation circuit 15.
  • the controller 14 may be configured to immediately start outputting an angle signal corresponding to the next sector.
  • the controller 14 outputs an angle signal corresponding to the same sector again when there is no movement of the rotor sector based on the magnetic flux detection signal from the rotor position detection circuit 13. To resume.
  • the DC motor driving apparatus can drive the motor 11 in a sine wave without using hardware such as an A / D converter for detecting detailed rotor position information. Therefore, it is possible to provide a DC motor driving device that can start a motor while maintaining quietness without causing a start failure due to sine wave driving with a simple configuration.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the DC motor driving apparatus according to the second embodiment.
  • the DC motor driving apparatus according to the second embodiment shown in FIG. 4 further includes a rotational speed detection circuit 18, an adder 19, a proportional computing unit 20a, an integration, with respect to the configuration of the DC motor driving apparatus according to the first embodiment shown in FIG.
  • a calculator 20b, a differential calculator 20c, and an adder 21 are provided.
  • Rotational speed detection circuit 18 detects the current rotational speed of the rotor based on H level or L level magnetic flux detection signals detected by the three Hall sensors 1 to 3.
  • the adder 19 outputs the difference between the current rotational speed of the rotor detected by the rotational speed detection circuit 18 and the speed command to the proportional calculator 20a, the integral calculator 20b, and the differential calculator 20c.
  • the proportional calculator 20a, the integral calculator 20b, and the differential calculator 20c correspond to the automatic control circuit of the present invention.
  • the proportional calculator 20 a performs a proportional calculation (P calculation) on the difference between the rotation speed from the adder 19 and the speed command, and outputs a proportional calculation output to the adder 21.
  • the integral calculator 20 b performs an integral calculation (I calculation) on the difference between the rotation speed from the adder 19 and the speed command, and outputs an integral calculation output to the adder 21.
  • the differential calculator 20 c performs a differential calculation (D calculation) on the difference between the rotation speed from the adder 19 and the speed command, and outputs a differential calculation output to the adder 21. That is, PID calculation is performed.
  • the adder 21 adds the proportional calculation output from the proportional calculation unit 20a, the integration calculation output from the integration calculation unit 20b, and the differential calculation output from the differentiation calculation unit 20c, and outputs the result to the controller 14 as a control output.
  • the controller 14 determines the amplitude of the angle signal according to the control output from the adder 21.
  • the control output becomes larger than the previous control output by the PID calculation. For this reason, since the amplitude of the angle signal is also larger than the amplitude of the previous angle signal by the PID calculation, the duty of each phase is also larger than the previous duty.
  • FIG. 5 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus of Example 2 is started.
  • the start sequence shown in FIG. 5 is the second time that the amplitudes of the duties U, V, and W of each phase are higher than those of the first sequence (time t0 to t21) by the PID calculation with respect to the start sequence shown in FIG. Sequence (time t21 to t22) is larger, and the third sequence (time t22 to t23) is larger than the second sequence (time t21 to t22).
  • the PID arithmetic circuit in the second embodiment is an example of the automatic control circuit of the present invention.
  • a control operation circuit such as a PI operation circuit or an advanced control circuit for bringing the rotational speed of the rotor closer to the speed command can be applied to the automatic control circuit of the present invention.
  • FIG. 6 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus of Example 3 is started.
  • the duty U, V, W of each phase from time t0 to time t31 is the same as each duty from time t0 to time t11 in FIG. 3, but the duty of each phase from time t31 to time t32.
  • U, V, and W hold predetermined values.
  • the duty U, V, W of each phase is held at a predetermined value for a predetermined time from the end point of the sector, and waits for the output of the Hall sensor to be switched. For this reason, the controller 14 sets the duty U, V, W of each phase to a predetermined value at the end point of the sector, and generates an angle signal for holding the predetermined value for a predetermined time from the end point of the sector.
  • FIG. 7 is a timing chart showing a three-phase Hall sensor output waveform and a three-phase duty waveform when the DC motor driving apparatus of Example 4 is started.
  • the DC motor drive device of the fourth embodiment shown in FIG. 7 combines the PID rotation speed control process shown in FIG. 5 and the process of inserting a standby operation for waiting for the change of the output of the hall sensor as shown in FIG. It is a thing.
  • the effects of the DC motor driving apparatus of the second embodiment and the effects of the DC motor driving apparatus of the third embodiment can be obtained.
  • this invention is not limited to the DC motor drive device of Examples 1 thru
  • the sinusoidal wave drive by PWM has been described as an example. However, for example, a linear amplifier system or a sinusoidal wave drive by another system can be realized.
  • the present invention is applicable to a DC brushless motor.

Abstract

　本発明は、モータ11のロータの磁束を検出し磁束検出信号を出力する磁束検出部1～3と、磁束検出信号に基づきロータのセクタを検出するロータ位置検出回路13と、ロータのセクタの始点から終点までの角度信号を出力し磁束検出信号に基づきロータのセクタの移動がない場合、同一セクタの角度信号の出力を再開する制御回路14と、制御回路からの角度信号に基づきモータを正弦波駆動するための正弦波信号を生成する正弦波生成回路15と、正弦波信号に基づき駆動デューティを作成し駆動デューティによりスイッチング素子をオン／オフさせてモータを駆動させるモータ駆動部16を備える。

Description

ＤＣモータ駆動装置及びＤＣモータ駆動方法
　本発明は、モータを駆動するＤＣモータ駆動装置に関し、起動時から正弦波駆動することができるＤＣモータ駆動装置及びＤＣモータ駆動方法に関する。
　従来のＤＣモータ駆動装置としては、特許文献１、特許文献２が知られている。特許文献１に記載されたＤＣモータ駆動装置は、時間の経過に伴い徐々に上昇する周波数値をアドレスカウンタに指示し、アドレスカウンタが出力するアドレス上のデータに基づきモータの各相の交流指令値を作成し、正弦波駆動方式で励磁することによりモータを駆動する。
　特許文献２に記載されたＤＣモータ駆動装置は、磁気センサの出力をＡ／Ｄ変換器によりアナログ的に解析することにより、ロータの位置を推定し、正弦波駆動方式で励磁することによりモータを駆動する。
特開平１０－２２５１６４号公報 特開２０１３－６６３２４号公報
　特許文献２には、Ａ／Ｄ変換器により簡単にモータを駆動できることが記載されているが、ワンチップマイコンは、一般的にＡ／Ｄ変換器は１つしか搭載していないため、マルチプレクサで３つの磁気センサを切り替えて行う。３つの磁気センサの出力を計測するためには、相当な時間が必要となる。
　さらに、逆三角関数の演算が必要である場合には、実際に必要な励磁パターンを確定するために長時間がかかる。モータ起動開始時には前記演算を行うことができるが、モータの回転速度が増すに連れて励磁パターンの確定が遅れて、モータの回転が破綻する。また、モータ起動時でも起動不良となる場合もある。例えば、風に煽られ逆回転している扇風機の羽根を正転起動させるのは不可能である。なぜならば、励磁パターンが確定した時には、既に計測されたロータ位置とは違う位置にロータが移動しているからである。
　特許文献１においては、正弦波駆動方式で周波数を徐々に上昇させる励磁を行うのみでは、負荷が大きい時や起動時のロータ位置が想定外の場合には、起動不良が発生する。
　そこで、従来の正弦波駆動装置は、起動不良なく確実にモータを起動させるために、起動時には矩形波でモータを駆動させ、回転速度が所定の回転速度に達した時点で、矩形波駆動から正弦波駆動に切り替えていた。
　図８は従来のＤＣモータ駆動装置の矩形波駆動における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。図８は、矩形波駆動時に一定速度で回転している時のホールセンサ出力とこれに対応するＰＷＭデューティの変化を示している。
　従来の磁気センサ付きのＤＣブラシレスモータは、UVW相に対応して３個のホールセンサを有しており、そのホールセンサの出力は、ハイ（Ｈ）・ロー（Ｌ）の組み合わせにより、２３－２=６通りとなる。なぜならば、ＨＨＨ及びＬＬＬはないからである。このため、ロータの位置がどの電気角３６０°／６=６０°（この電気角６０°の範囲をセクタと呼ぶ）に存在するのかどうかを判別することができる。ロータの位置がどのセクタに有るかがわかれば矩形波駆動が可能であり、即ち、セクタ情報だけで矩形波駆動も可能である。
　しかし、正弦波駆動するためには、更に細かいロータ位置情報が必要となる。回転速度がある程度以上になれば、現在の回転速度で次のセクタも同様に進むと仮定してロータの詳細な位置を推定できる。しかし、ロータが止まっている状態から起動する場合には、この推定方法は使用できない。
　また、最近、商品化され注目されているＤＣブラシレスモータ扇風機等に従来の正弦波駆動装置を使用すると、起動時の矩形波駆動時にノイズが発生し、静音性が損なわれるという問題があった。
　本発明の課題は、正弦波駆動で起動不良することなく、静音性を保持しながらモータを起動させることができるＤＣモータ駆動装置及びＤＣモータ駆動方法を提供することである。
　前記課題を解決するために、本発明のＤＣモータ駆動装置は、モータのロータの磁束を検出し磁束検出信号を出力する磁束検出部と、前記磁束検出信号に基づき前記ロータのセクタを検出するロータ位置検出回路と、前記ロータのセクタの始点から終点までの角度信号を出力し前記磁束検出信号に基づき前記ロータのセクタの移動がない場合、同一セクタの角度信号の出力を再開する制御回路と、前記角度信号に基づき前記モータを正弦波駆動するための正弦波信号を生成する正弦波生成回路と、前記正弦波信号に基づき駆動デューティを作成し前記駆動デューティによりスイッチング素子をオン／オフさせて前記モータを駆動させるモータ駆動部とを備える。
　本発明のＤＣモータ駆動装置によれば、制御回路は、磁束検出信号に基づきロータのセクタの移動がない場合、再び同一セクタの角度信号を出力する。
　即ち、現在のセクタの始点から終点にかけて、正弦波に対応する励磁を行い、そのセクタで磁束検出信号が変化しない場合、つまりロータが回転しない場合に、再び同一セクタの角度信号により、同一セクタの励磁を再開することによって正弦波駆動することができる。
　従って、正弦波駆動で起動不良することなく、静音性を保持しながらモータを起動させることができるＤＣモータ駆動装置を提供することができる。
図１は実施例１のＤＣモータ駆動装置の回路構成図である。 図２は実施例１のＤＣモータ駆動装置においてモータが一定速度で回転している時の３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。 図３は実施例１のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。 図４は実施例２のＤＣモータ駆動装置の回路構成図である。 図５は実施例２のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。 図６は実施例３のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。 図７は実施例４のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。 図８は従来のＤＣモータ駆動装置の矩形波駆動における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。
　以下、本発明のＤＣモータ駆動装置及びＤＣモータ駆動方法の実施の形態が図面を参照しながら詳細に説明される。
（実施例１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　図１は実施例１のＤＣモータ駆動装置の回路構成図である。図２は実施例１のＤＣモータ駆動装置においてモータが一定速度で回転している時の３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。図２に示すように、モータを正弦波駆動させるためには、同一セクタでも様々なデューティが必要であり、セクタ情報のみでは不足し、より詳細なロータ位置情報が必要であることがわかる。
　図１に示すＤＣモータ駆動装置は、ホールセンサ１，２，３、ロータ位置検出回路１３、コントローラ１４、正弦波生成回路１５、ＰＷＭ回路１６、出力回路１７を備えている。
　モータ１１は、ロータに永久磁石を有し、ステータにＵ相モータコイル４、Ｖ相モータコイル５、Ｗ相モータコイル６を有するＤＣブラシレスモータからなる。モータ１１は、出力回路１７の出力によりＵ相モータコイル４、Ｖ相モータコイル５、Ｗ相モータコイル６に電流が流れることによりロータが回転駆動する。
　３個のホールセンサ１～３は、本発明の磁束検出部に対応し、ロータの永久磁石に対応して設けられ、ロータの互いに位相差が略１２０°である３相の磁束を検出する。各々のホールセンサ１～３は、図２に示すようなＨレベル又はＬレベルの磁束検出信号を出力する（図２では、ホール１、ホール２、ホール３として示す。）。
　ロータ位置検出回路１３は、３個のホールセンサ１～３で検出されたＨレベル又はＬレベルの磁束検出信号の組み合わせにより、ロータの現在のセクタを検出する。ロータの現在のセクタとは、６セクタ（１セクタは電気角６０°）の内、ロータが現在何番目のセクタに位置しているのかを意味する。
　コントローラ１４は、本発明の制御回路に対応し、回転指令に基づき、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータの現在のセクタの始点から終点までの角度信号を順次、正弦波生成回路１５に出力する。角度信号は、現在のセクタに含まれる詳細な角度を示す信号である。始点及び終点は、現在のセクタに含まれる角度であり、例えば現在のセクタに含まれる最小の角度及び最大の角度というように、それぞれ任意に設定される。また、回転指令は、モータ１１の回転許可及び回転禁止を切り替える信号である。
　正弦波生成回路１５は、コントローラ１４から出力される角度信号と３個のホールセンサ１，２，３で検出されたＨレベル又はＬレベルの磁束検出信号とに基づき、ＵＶＷ相の各相毎に、モータ１１を正弦波駆動するための正弦波信号を生成する。この正弦波信号は、図２に示すように、互いに位相差が略１２０°異なる正弦波状のデューティＵ、デューティＶ、デューティＷの各々の信号である。図２に示す例では、デューティＵ、デューティＶ、デューティＷの各々の信号は、オンデューティである。
　ＰＷＭ回路１６は、正弦波生成回路１５で生成されたデューティＵ、デューティＶ、デューティＷ毎に、デューティとアナログ回路ならば三角波信号とを大小比較して、デジタル回路ならアップダウンカウンタの数値と比較して、上アーム用のＰＷＭデューティ信号と下アーム用のＰＷＭデューティ信号とを作成する。
　出力回路１７は、ＵＶＷ相の相毎に上アームのパワートランジスタ（本発明のスイッチング素子に対応）と下アームのパワートランジスタ（本発明のスイッチング素子に対応）とを直列に接続して構成したスイッチング回路（図示せず）を有する。ＰＷＭ回路１６により作成された上アーム用のＰＷＭデューティ信号を上アームのパワートランジスタのベースに印加して、作成された下アーム用のＰＷＭデューティを下アームのパワートランジスタのベースに印加する。これにより、上アームのパワートランジスタと下アームのパワートランジスタとが交互にオン／オフされる。即ち、出力回路１７は、本発明のモータ駆動部に対応し、正弦波生成回路１５で生成されたデューティＵ、デューティＶ、デューティＷをＰＷＭ処理して、電力を出力制御してモータ１１を駆動させる。尚、説明ではパワートランジスタとしたが、ＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子を利用しても良い。
　コントローラ１４は、セクタの始点から終点までの角度信号の正弦波生成回路１５への送信が終了した時点において、ロータ位置検出回路１３からのホールセンサ１～３の磁束検出信号に基づきロータが現在のセクタから次のセクタに移動したかどうかを判定する。
　コントローラ１４は、現在のセクタから次のセクタに移動していないと判定した場合には、再び同じセクタの始点から終点までの角度信号を正弦波生成回路１５に出力する。
　コントローラ１４は、現在のセクタから次のセクタに移動していると判定した場合には、次のセクタに対応する角度信号を正弦波生成回路１５に出力する。
　次にこのように構成された実施例１のＤＣモータ駆動装置の動作を図３を参照しながら詳細に説明する。図３に示す例では、ホールセンサ１～３の出力がそれぞれＨ，Ｈ，Ｌ（図２の(1)のセクタ）にロータが有るときの実施例１の起動機序が示されている。
　まず、ロータ位置検出回路１３は、３個のホールセンサ１～３で検出されたＨレベル又はＬレベルの磁束検出信号の組み合わせにより、図２の(1)のセクタにロータが有ることを検出する。
　コントローラ１４は、図２の(1)のセクタの始点から終点までの角度信号を順次、正弦波生成回路１５に出力する。正弦波生成回路１５は、コントローラ１４からの角度信号に基づき、時刻ｔ０～ｔ１１において、図２の(1)のセクタにおけるデューティＵと同じ波形を生成する。デューティＶ、デューティＷの各々の波形も、デューティＵと同様に図２の(1)の各々の波形と同じである。時刻ｔ０は、セクタの始点に対応するデューティが生成された時刻であり、時刻ｔ１１は、セクタの終点に対応するデューティが生成された時刻である。
　しかし、時刻ｔ１１において、ホールセンサ1の出力は、ＨからＬに変化していない。即ち、ロータが現在のセクタから次のセクタに移動していない。このとき、コントローラ１４は、ロータ位置検出回路１３からの磁束検出信号に基づきロータが現在のセクタから次のセクタに移動していないと判定した場合には、再び同じセクタの始点から終点までの角度信号を正弦波生成回路１５に出力する。
　即ち、時刻ｔ１１～ｔ１２（1セクタ分の時間）において、デューティＵを直線的に上昇させる。次に、時刻ｔ１２においても、ホールセンサ1の出力は、ＨからＬに変化していないため、時刻ｔ１２～ｔ１３においても、時刻ｔ０～ｔ１１と同じ波形のデューティが生成される。
　さらに、時刻ｔ１３においても、ホールセンサ1の出力は、ＨからＬに変化していないため、時刻ｔ１３～においても、時刻ｔ０～ｔ１１と同じ波形のデューティが生成される。
　そして、時刻ｔ１において、ホールセンサ1の出力は、ＨからＬに変化する。即ち、４度のリトライにより、ロータのセクタが切り替わり、モータ１１の回転が検出される。コントローラ１４は、次のセクタに対応する始点から終点までの角度信号を正弦波生成回路１５に出力する。
　なお、例えば、時刻ｔ１１に至る前の時刻にモータ１１の回転が検出される場合、コントローラ１４は、次のセクタに対応する角度信号の出力を即時開始するように構成されても良い。
　このように実施例１のＤＣモータ駆動装置によれば、コントローラ１４は、ロータ位置検出回路１３からの磁束検出信号に基づきロータのセクタの移動がない場合、再び同一セクタに対応する角度信号の出力を再開する。
　即ち、現在のセクタの始点から終点にかけて、正弦波に対応する励磁を行い、そのセクタで磁束検出信号が変化しない場合、つまりロータの回転が検出されない場合に、再び同一セクタの角度信号により、同じ励磁を繰り返すことによって正弦波駆動することができる。
　実施例１のＤＣモータ駆動装置は、詳細なロータ位置情報を検知するためのＡ／Ｄ変換器等のハードウェアを用いることなく、モータ１１を正弦波駆動することができる。従って、正弦波駆動で起動不良することなく、静音性を保持しながらモータを起動させることができるＤＣモータ駆動装置を簡易な構成により提供することができる。
（実施例２）
　図４は実施例２のＤＣモータ駆動装置の回路構成図である。図４に示す実施例２のＤＣモータ駆動装置は、図１に示す実施例１のＤＣモータ駆動装置の構成に対して、さらに、回転速度検出回路１８、加算器１９、比例演算器２０ａ、積分演算器２０ｂ、微分演算器２０ｃ、加算器２１を備える。
　回転速度検出回路１８は、３個のホールセンサ１～３で検出されたＨレベル又はＬレベルの磁束検出信号に基づきロータの現在の回転速度を検出する。
　加算器１９は、回転速度検出回路１８で検出されたロータの現在の回転速度と速度指令との差を比例演算器２０ａ、積分演算器２０ｂ及び微分演算器２０ｃに出力する。
　比例演算器２０ａ、積分演算器２０ｂ及び微分演算器２０ｃは、本発明の自動制御回路に対応する。比例演算器２０ａは、加算器１９からの回転速度と速度指令との差に対して比例演算（Ｐ演算）を行い、比例演算出力を加算器２１に出力する。積分演算器２０ｂは、加算器１９からの回転速度と速度指令との差に対して積分演算（Ｉ演算）を行い、積分演算出力を加算器２１に出力する。微分演算器２０ｃは、加算器１９からの回転速度と速度指令との差に対して微分演算（Ｄ演算）を行い、微分演算出力を加算器２１に出力する。即ち、ＰＩＤ演算が行われる。
　加算器２１は、比例演算器２０ａからの比例演算出力と積分演算器２０ｂからの積分演算出力と微分演算器２０ｃからの微分演算出力とを加算して制御出力としてコントローラ１４に出力する。コントローラ１４は、加算器２１からの制御出力に応じて角度信号の振幅を決定する。
　前記制御出力は、ＰＩＤ演算により、前回の制御出力よりも大きくなる。このため、角度信号の振幅もＰＩＤ演算により前回の角度信号の振幅よりも大きくなるので、各相のデューティも前回のデューティよりも大きくなる。
　図５は実施例２のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。図５に示す起動シーケンスは、図３に示す起動シーケンスに対して、ＰＩＤ演算により、各相のデューティＵ、Ｖ、Ｗの振幅が第１回目のシーケンス（時刻ｔ０～ｔ２１）よりも第２回目のシーケンス（時刻ｔ２１～ｔ２２）が大きくなり、第２回目のシーケンス（時刻ｔ２１～ｔ２２）よりも第３回目のシーケンス（時刻ｔ２２～ｔ２３）が大きくなっている。
　従って、より大きなトルクを発生するようなＰＷＭデューティを得ることができ、より滑らかにモータ１１を正弦波駆動できる。
　なお、実施例２におけるＰＩＤ演算回路は、本発明の自動制御回路の一例である。ロータの回転速度を速度指令に近づけるためのＰＩ演算回路やアドバンスト制御回路等の制御演算回路は、本発明の自動制御回路に適用可能である。
（実施例３）
　セクタの始点から終点にかけて、モータコイルにそれぞれのＰＷＭデューティを印加しても、すぐにホールセンサの出力が切り替わらない場合がある。なぜなら、ホールセンサの出力が切り替わるには、ロータが最大電気角６０°回転しなくてはならないからである。このような場合に、途中にホールセンサの出力の切り替わりを所定時間待つ待機動作を挿入しても良い。実施例３のＤＣモータ駆動装置は、途中にホールセンサの出力の切り替わりを待つ待機動作を挿入している。
　図６は実施例３のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。図６に示す例では、時刻ｔ０～時刻ｔ３１において各相のデューティＵ、Ｖ、Ｗは図３の時刻ｔ０～時刻ｔ１１の各デューティと同じであるが、時刻ｔ３１～時刻ｔ３２において各相のデューティＵ、Ｖ、Ｗは所定値を保持する。
　即ち、セクタの終点から所定時間、各相のデューティＵ、Ｖ、Ｗは所定値を保持することで、ホールセンサの出力が切り替わるのを待つ。このため、コントローラ１４は、各相のデューティＵ、Ｖ、Ｗをセクタの終点で所定値にし、セクタの終点から所定時間、所定値を保持するための角度信号を生成する。
　このようにセクタの終点から所定時間、各デューティは所定値を保持することで、待機動作中にホールセンサの出力が切り替わった場合には、再び同一セクタの角度信号により、同じ励磁を繰り返すことがなくなる。
（実施例４）
　図７は実施例４のＤＣモータ駆動装置の起動時における３相のホールセンサ出力波形と３相のデューティ波形を示すタイミングチャートである。図７に示す実施例４のＤＣモータ駆動装置は、図５に示すＰＩＤ回転速度制御処理と、図６に示すような途中にホールセンサの出力の切り替わりを待つ待機動作を挿入する処理とを組み合わせたものである。
　このように実施例４のＤＣモータ駆動装置によれば、実施例２のＤＣモータ駆動装置の効果と、実施例３のＤＣモータ駆動装置の効果とが得られる。
　なお、本発明は、前述した実施例１乃至４のＤＣモータ駆動装置に限定されるものではない。実施例１乃至４では、ＰＷＭによる正弦波駆動を例として説明したが、例えば、リニアアンプ方式、他の方式による正弦波駆動でも実現可能である。
　本発明は、ＤＣブラシレスモータに適用可能である。
１～３　ホールセンサ
４　Ｕ相モータコイル
５　Ｖ相モータコイル
６　Ｗ相モータコイル
１１　モータ
１３　ロータ位置検出回路
１４　コントローラ
１５　正弦波生成回路
１６　ＰＷＭ回路
１７　出力回路
１８　回転速度検出回路
１９　加算器
２０ａ　比例演算器
２０ｂ　積分演算器
２０ｃ　微分演算器
２１　加算器

Claims (7)

  1. 　モータのロータの磁束を検出し磁束検出信号を出力する磁束検出部と、
    　前記磁束検出信号に基づき前記ロータのセクタを検出するロータ位置検出回路と、
    　前記ロータのセクタの始点から終点までの角度信号を出力し前記磁束検出信号に基づき前記ロータのセクタの移動がない場合、同一セクタの角度信号の出力を再開する制御回路と、
    　前記角度信号に基づき前記モータを正弦波駆動するための正弦波信号を生成する正弦波生成回路と、
    　前記正弦波信号に基づき駆動デューティを作成し前記駆動デューティによりスイッチング素子をオン／オフさせて前記モータを駆動させるモータ駆動部と、
    を備えるＤＣモータ駆動装置。
  2. 　前記磁束検出信号に基づき前記ロータの回転速度を検出する回転速度検出回路と、
    　前記回転速度検出回路で検出された前記ロータの回転速度と速度指令とに基づき演算を行い、制御出力を前記制御回路に出力する自動制御回路とを有し、
    　前記制御回路は、前記自動制御回路からの前記制御出力に応じて前記角度信号の振幅を決定する請求項１記載のＤＣモータ駆動装置。
  3. 　前記制御回路は、前記デューティを前記セクタの終点で所定値にし前記セクタの終点から所定時間前記所定値を保持するための角度信号を生成する請求項１又は請求項２記載のＤＣモータ駆動装置。
  4. 　前記ロータのセクタは、所定の電気角の範囲であり、
    　前記ロータのセクタの始点は、前記所定の電気角の範囲に含まれる最小の角度であり、
    　前記ロータのセクタの終点は、前記所定の電気角の範囲に含まれる最大の角度である請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣモータ駆動装置。
  5. 　前記制御回路は、前記ロータのセクタの移動が検出されると、次のセクタに対応する角度信号を出力する請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のＤＣモータ駆動装置。
  6. 　前記制御回路は、前記ロータのセクタの移動が検出されると、次のセクタに対応する角度信号の出力を即時開始する請求項５記載のＤＣモータ駆動装置。
  7. 　モータのロータの磁束に基づき前記ロータのセクタを検出するステップと、
    　前記ロータのセクタの始点から終点までの角度信号を出力するステップと、
    　前記角度信号に基づき正弦波信号を生成するステップと、
    　前記正弦波信号に基づき前記モータを駆動させるステップとを備え、
    　前記角度信号を出力するステップの後、前記ロータのセクタの移動がない場合、同一セクタの角度信号の出力を再開するＤＣモータ駆動方法。
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