WO2016006468A1 - 無線センサ装置 - Google Patents

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WO2016006468A1
WO2016006468A1 PCT/JP2015/068379 JP2015068379W WO2016006468A1 WO 2016006468 A1 WO2016006468 A1 WO 2016006468A1 JP 2015068379 W JP2015068379 W JP 2015068379W WO 2016006468 A1 WO2016006468 A1 WO 2016006468A1
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signal
phase
detection
numerical information
detection signal
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PCT/JP2015/068379
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大滝　幸夫
▲貞▼旬 金
Original Assignee
アルプス電気株式会社
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    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
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    • A61B5/103—Detecting, measuring or recording devices for testing the shape, pattern, colour, size or movement of the body or parts thereof, for diagnostic purposes
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    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/35—Details of non-pulse systems
    • G01S7/352—Receivers
    • G01S7/358—Receivers using I/Q processing

Definitions

  • the present invention relates to a wireless sensor device, and more particularly, to a wireless sensor device that detects movement of a detection target based on a transmission signal radiated to the detection target and a reflected signal from the detection target of the transmission signal.
  • a wireless sensor device that includes a sensor unit and a signal processing unit and detects a movement of a detection target based on a transmission signal radiated to the detection target and a reflected signal from the detection target of the transmission signal has been put into practical use.
  • Such a wireless sensor device is used as a biosensor for detecting an operation related to biometric information such as a person's breathing and heartbeat motion.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing the configuration of the radio frequency sensor 410 according to Patent Document 1. As shown in FIG.
  • the radio frequency sensor 410 includes a local oscillator 411, an RF transmitter 412, an RF receiver 413, an amplifier 414, a mixer 415, and a low-pass filter 416.
  • the radio frequency sensor 410 further includes an arithmetic control circuit (not shown).
  • the local oscillator 411 generates a high frequency signal.
  • the RF transmitter 412 radiates a high-frequency signal generated by the local oscillator 411 toward a subject (detection target) such as a human using an antenna of the RF transmitter 412.
  • the RF receiver 413 receives a reflection signal from the subject (detection target) of the transmission signal radiated by the RF transmitter 412 using the antenna of the RF receiver 413.
  • the amplifier 414 amplifies the reflected signal received by the RF receiver 413.
  • the mixer 415 mixes a part of the transmission signal and the amplified reflected signal.
  • the low-pass filter 416 removes noise components from the output signal of the mixer 415.
  • the output signal of the low-pass filter 416 becomes an unprocessed sensor signal including information related to the subject's breathing, heartbeat motion, and the like.
  • the unprocessed sensor signal is a signal corresponding to the phase difference between the transmission signal and the reflected signal.
  • the radio frequency sensor 410 further includes an arithmetic control circuit (not shown).
  • the arithmetic control circuit controls various circuits such as the local oscillator 411, the RF transmitter 412, the RF receiver 413, the amplifier 414, the mixer 415, and the low-pass filter 416. Further, the arithmetic control circuit obtains an unprocessed sensor signal from the low-pass filter 416, and calculates operation information related to operations such as breathing and heartbeat motion of the subject based on the acquired unprocessed sensor signal. In this way, the radio frequency sensor 410 detects the movement of the subject.
  • the detection target moves while the movement of the detection target is detected and the distance between the wireless sensor device and the detection target changes, the level of the transmission signal and the reflection signal is correspondingly changed.
  • the phase difference changes.
  • the signal for detecting the motion of the detection target is generated using the phase difference between the transmission signal and the reflection signal, and therefore, the phase difference between the transmission signal and the reflection signal is used.
  • the detection sensitivity when detecting the motion of the detection target is greatly reduced, making it difficult to detect the motion of the detection target.
  • the detection sensitivity does not drop significantly, if the distance between the wireless sensor device and the detection target changes frequently and the phase difference between the transmitted signal and the reflected signal fluctuates accordingly, the detection target The phase and potential of the signal for detecting the movement of the movement also fluctuated, and the analysis of the operation of the detection target may be complicated. Even in such a case, the detection sensitivity when detecting the motion of the detection target is lowered.
  • the present invention has been made in view of such a state of the art, and an object of the present invention is to provide a wireless sensor device that can suppress a decrease in detection sensitivity even if the distance between the wireless sensor device and a detection target changes. There is to do.
  • the wireless sensor device generates a detection signal based on a transmission signal radiated to a detection target and a reflection signal of the transmission signal from the detection target.
  • a signal processing unit that performs signal processing of the detection signal generated by the sensor unit, wherein the sensor unit is a phase state of the transmission signal or the reflected signal.
  • the sensor unit corresponds to the first detection signal corresponding to the predetermined first phase state and the second phase state in which the phase of the transmission signal or the reflected signal is different from the first phase state. And a second detection signal. Therefore, even if the distance between the wireless sensor device and the detection target is changed and the detection sensitivity in one phase state of the first phase state and the second phase state is lowered, the phase is switched to the other phase state. Therefore, it is possible to create a state with good detection sensitivity.
  • the signal is suitable for detecting phase information.
  • the signal processing unit detects phase information based on the first detection signal and the second detection signal, and performs predetermined signal processing based on the detected phase information. Therefore, even when the distance between the wireless sensor device and the detection target frequently changes and the phase difference between the transmission signal and the reflected signal fluctuates, phase information is detected based on the first detection signal and the second detection signal. The signal can be corrected based on the detected phase information. As a result, it is possible to suppress a decrease in detection sensitivity accompanying a change in the distance between the wireless sensor device and the detection target.
  • the second phase state is a phase state in which a phase of the reflected signal is different from the first phase state by ⁇ / 2 (radian), and the signal processing unit is A phase angle in orthogonal coordinates is calculated based on the first detection signal and the second detection signal, and signal phase correction is performed based on the calculated phase angle.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is different from the first phase state by ⁇ / 2 (radian). Therefore, the first detection signal and the second detection signal corresponding to the two phase states are set as two coordinate components in the orthogonal coordinates, and the phase angle in the orthogonal coordinates is based on the first detection signal and the second detection signal. Can be easily calculated.
  • the signal processing unit calculates the phase angle in the orthogonal coordinates based on the first detection signal and the second detection signal, and corrects the phase of the signal based on the calculated phase angle. Therefore, by performing phase correction of the signal, the signal before correction can be converted into a signal that is hardly affected by fluctuations in the phase angle. As a result, it is possible to further reduce the influence of the signal fluctuation accompanying the fluctuation of the phase difference between the transmission signal and the reflected signal, and further suppress the decrease in detection sensitivity.
  • the second phase state is a phase state in which a phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state
  • the signal processing unit is First numerical information corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the second detection signal, and second numerical information corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the first detection signal
  • the phase angle is calculated as an arctangent function with respect to a value obtained by dividing the first numerical information by the second numerical information.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radians) with respect to the first phase state
  • the first detection signal corresponding to the first phase state is obtained.
  • the second detection signal corresponding to the second phase state can be used as the sine component in the orthogonal coordinates.
  • the first numerical information is a signal corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the second detection signal
  • the first numerical information is a value proportional to the product of the first detection signal and the second detection signal, That is, the value is proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle.
  • the second numerical information is a signal corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the first detection signal
  • the second numerical information is a value proportional to the square of the first detection signal, that is, the phase angle.
  • the value is proportional to the square of the cosine function. Therefore, the phase angle can be calculated using a simple calculation formula called an arc tangent function with respect to a value obtained by dividing the first numerical information by the second numerical information. As a result, the phase angle can be easily calculated.
  • the second phase state is a phase state in which a phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state
  • the signal processing unit is First numerical information corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the second detection signal, and third numerical information corresponding to a mixed signal of the second detection signal and the second detection signal
  • the phase angle is calculated as an arctangent function with respect to a value obtained by dividing the third numerical information by the first numerical information.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radians) with respect to the first phase state
  • the first detection signal corresponding to the first phase state is obtained.
  • the second detection signal corresponding to the second phase state can be used as the sine component in the orthogonal coordinates.
  • the first numerical information is a signal corresponding to a mixed signal of the first detection signal and the second detection signal
  • the first numerical information is a value proportional to the product of the first detection signal and the second detection signal, That is, the value is proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle.
  • the third numerical information is a signal corresponding to a mixed signal of the second detection signal and the second detection signal
  • the third numerical information is a value proportional to the square of the second detection signal, that is, the phase angle.
  • the value is proportional to the square of the sine function. Therefore, the phase angle can be calculated using a simple calculation formula called an arc tangent function with respect to a value obtained by dividing the third numerical information by the first numerical information. As a result, the phase angle can be easily calculated.
  • the second phase state is a phase state in which a phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state
  • the signal processing unit is , First numerical information corresponding to a mixed signal of the first output signal and the second output signal, second numerical information corresponding to a mixed signal of the first output signal and the first output signal, and And the third numerical information corresponding to the mixed signal of the second output signal and the second output signal, and the phase angle as an arctangent function with respect to a value obtained by dividing the first numerical information by the second numerical information.
  • a first calculated value is calculated
  • a second calculated value of the phase angle is calculated as an arctangent function with respect to a value obtained by dividing the third numerical information by the first numerical information
  • the first calculated value and the second calculated value A value that selects one of the calculated values, or The average value of the first calculation value and said second calculated value, characterized in that the calculated value of the phase angle.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radians) with respect to the first phase state
  • the first detection signal corresponding to the first phase state is obtained.
  • the second detection signal corresponding to the second phase state can be used as the sine component in the orthogonal coordinates.
  • the phase angle is calculated by calculating the phase angle as an arc tangent function for the value obtained by dividing the first numerical information by the second numerical information, and the arc tangent function for the value obtained by dividing the third numerical information by the first numerical information.
  • the phase angle can be calculated using a simple mathematical formula, and the phase angle can be easily calculated.
  • the first calculated value of the phase angle is calculated as an arctangent function with respect to the value obtained by dividing the first numerical information by the second numerical information, and the third numerical information is used as the first numerical information.
  • a second calculated value of the phase angle is calculated as an arctangent function with respect to the divided value, and one of the first calculated value and the second calculated value is selected, or the first calculated value and the second calculated value The average value of the values is used as the calculated value of the phase angle.
  • the other is used as the calculated value of the phase angle, or the first calculated value and the second calculated value
  • the average value By using the average value as the calculated value of the phase angle, it is possible to suppress a decrease in detection sensitivity.
  • the wireless sensor device wherein the sensor unit radiates the transmission signal and receives the reflected signal, a signal generation circuit that generates the transmission signal, and the first phase state. And a phase shifter that generates the second phase state, a first detection circuit to which a part of the transmission signal and the reflected signal corresponding to the first phase state are input, and a part of the transmission signal And a second detection circuit to which the reflected signal corresponding to the second phase state is input, and the signal processing unit is configured to input the first detection signal and the second detection signal.
  • the sensor unit uses the phase shifter, the first detection circuit, and the second detection circuit, and corresponds to the first detection signal corresponding to the first phase state and the second phase state.
  • the second detection signal can be easily generated.
  • the signal processing unit can easily detect the phase information and perform signal processing using the phase detection circuit and the signal processing circuit. As a result, in the wireless sensor device having this configuration, the detection target operation can be easily detected.
  • the wireless sensor device includes a plurality of the signal processing units, the signal processing unit having a predetermined pass band, and the first filter to which the first detection signal is input; And a second filter to which the second detection signal is input, wherein the predetermined pass band is different for each of the signal processing units.
  • the wireless sensor device having this configuration it is possible to detect a plurality of different pieces of operation information from the detection target operations using a plurality of signal processing units. Moreover, when detecting a plurality of motion information, the frequency suitable for detection may differ for each motion information. In the wireless sensor device having this configuration, the pass band of the first filter and the pass band of the second filter are different. The signal processing unit has a different band. Therefore, it is possible to extract a frequency component suitable for detecting the operation for each signal processing unit from the detection signal output by the sensor unit. As a result, the wireless sensor device having this configuration can efficiently detect a plurality of operations with different detection targets.
  • the present invention it is possible to provide a wireless sensor device that can suppress a decrease in detection sensitivity even if the distance between the wireless sensor device and a detection target changes.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram showing the configuration of the wireless sensor device 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1A is an explanatory diagram illustrating the overall configuration of the wireless sensor device 1
  • FIG. 1B is an explanatory diagram illustrating the configuration of the wireless sensor device 1 in more detail.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing the configuration of the sensor unit 10 shown in FIG. 1 in more detail.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the configuration of the signal processing unit 20 shown in FIG. 1 in more detail.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the phase state of the reflected signal according to the first embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the phase of the reflected signal RX.
  • the wireless sensor device 1 includes a sensor unit 10 and a signal processing unit 20 as shown in FIG.
  • the wireless sensor device 1 detects the movement of the detection target 30 based on the transmission signal TX radiated to the detection target 30 and the reflection signal RX from the detection target 30 of the transmission signal.
  • a wireless sensor device 10 is used as a biosensor or the like that detects an operation related to biometric information such as a person's breathing or heartbeat motion.
  • the sensor unit 10 includes a transmission / reception antenna 11, a signal generation circuit 12, a phase shifter 13, a first detection circuit 14, a second detection circuit 15, and a control circuit 16.
  • the transmission / reception antenna 11 is an antenna for radiating the transmission signal TX and receiving the reflection signal RX.
  • the sensor unit 10 radiates the transmission signal TX as an electromagnetic wave signal to the detection target 30 using the transmission / reception antenna 11, and receives the reflection signal RX using the transmission / reception antenna 11.
  • the signal generation circuit 12 includes an oscillator 12a and an amplifier 12b as shown in FIG.
  • the oscillator 12a generates a high frequency signal having a predetermined frequency.
  • the amplifier 12b amplifies the power of the high frequency signal generated by the oscillator 12a to a predetermined level.
  • the output signal of the amplifier 12b is fed to the transmission / reception antenna 11 as the transmission signal TX.
  • the signal generation circuit 12 generates the transmission signal TX when the oscillator 12a generates a high-frequency signal that becomes the transmission signal TX and amplifies the power of the high-frequency signal generated by the amplifier 12b.
  • As the frequency of the transmission signal TX generated by the signal generation circuit 12 a 2.4 GHz band frequency or the like is used.
  • the phase shifter 13 includes two transmission lines having different line lengths and two switch elements, and is disposed between the transmission / reception antenna 11 and the signal generation circuit 12.
  • the two transmission lines are a first transmission line 13a and a second transmission line 13b.
  • the two switch elements are a first switch element 13c and a second switch element 13d.
  • the line length of the second transmission line 13b is set to be longer by 1/8 wavelength than the line length of the first transmission line 13a at the frequency of the transmission signal TX.
  • the first switch element 13c and the second switch element 13d are switched in conjunction with each other, and the transmission / reception antenna 11 and the signal generation circuit 12 are either the first transmission line 13a or the second transmission line 13b. They are connected via one side.
  • the state in which the transmission / reception antenna 11 and the signal generation circuit 12 are connected via the first transmission line 13a is referred to as a first phase state, and the transmission / reception antenna 11 and the signal generation circuit 12 are connected via the second transmission line 13b. The description will proceed with the state thus made as the second phase state.
  • the transmission signal TX generated by the signal generation circuit 12 passes through the phase shifter 13 and is radiated to the detection target 30, and then passes through the phase shifter 13 again as the reflected signal RX. Therefore, the second phase state is a state where the phase of the reflected signal RX is delayed by an amount corresponding to a quarter wavelength with respect to the first phase state, that is, the phase of the reflected signal RX is ⁇ with respect to the first phase state.
  • the phase is delayed by / 2 (radians).
  • the first detection circuit 14 includes a mixer circuit 14a, a low-pass filter 14b, and a signal conversion circuit 14c.
  • the mixer circuit 14a is connected to the signal generation circuit 12 side of the first transmission line 13a.
  • the mixer circuit 14a receives a part of the transmission signal TX and the reflection signal RX corresponding to the first phase state, and outputs a mixed signal of the transmission signal TX and the reflection signal RX.
  • the low-pass filter 14b receives the output signal of the mixer circuit 14a and outputs a low-frequency component of the mixed signal of the transmission signal TX and the reflection signal RX.
  • the signal conversion circuit 14c receives the output signal of the low-pass filter 14b and outputs a digital signal obtained by quantizing the potential of the output signal of the low-pass filter 14b.
  • the output signal of the signal conversion circuit 14c is the first detection signal Sa1 output from the first detection circuit 14. Since the first detection circuit 14 receives a part of the transmission signal TX and the reflected signal RX corresponding to the first phase state, the first detection signal Sa1 becomes a detection signal corresponding to the first phase state. .
  • the potential A1 of the first detection signal Sa1 is a quantized value whose magnitude and sign change from moment to moment in response to the operation of the detection target 30 such as respiration and heartbeat.
  • the second detection circuit 15 includes a mixer circuit 15a, a low-pass filter 15b, and a signal conversion circuit 15c.
  • the mixer circuit 15a is connected to the signal generation circuit 12 side of the second transmission line 13b.
  • the mixer circuit 15a receives a part of the transmission signal TX and the reflection signal RX corresponding to the second phase state, and outputs a mixed signal of the transmission signal TX and the reflection signal RX.
  • the low-pass filter 15b receives the output signal of the mixer circuit 15a and outputs a low-frequency component of the mixed signal of the transmission signal TX and the reflection signal RX.
  • the signal conversion circuit 15c receives the output signal of the low-pass filter 15b and outputs a digital signal obtained by quantizing the potential of the output signal of the low-pass filter 15b.
  • the output signal of the signal conversion circuit 15c is the second detection signal Sa2 output from the second detection circuit 15. Since the second detection circuit 15 receives a part of the transmission signal TX and the reflected signal RX corresponding to the second phase state, the second detection signal Sa2 becomes a detection signal corresponding to the second phase state. .
  • the potential A2 of the second detection signal Sa2 is a quantized value whose magnitude and sign change from moment to moment in response to the operation of the detection target 30 such as respiration and heartbeat.
  • the control circuit 16 controls the switching timing of the phase state of the phase shifter 13. As shown in FIG. 4, when the period in which the first phase state is set is the first period t1, and the period in which the second phase state is set is the second period t2, the control circuit 16 performs the first period t1 and the second period t2.
  • the sensor unit 10 is controlled so that and are alternately repeated.
  • the switching cycle t0 which is the time obtained by adding the first period t1 and the second period t2, does not affect the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and the first detection signal Sa1 and the second detection period Sa2. 2 is set to be sufficiently shorter than the period of the signal included in the detection signal Sa2.
  • the signal processing unit 20 includes a phase detection circuit 21 and a signal processing circuit 22 as shown in FIG.
  • the phase detection circuit 21 has two mixer circuits, two low-pass filters, and an arithmetic circuit 21g.
  • the two mixer circuits are a mixer circuit 21a and a mixer circuit 21c.
  • the two low-pass filters are a low-pass filter 21b and a low-pass filter 21d.
  • the mixer circuit 21a has two input terminals and one output terminal.
  • the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 are input to the two input terminals of the mixer circuit 21a, respectively, and the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 from the output terminal of the mixer circuit 21a. Is output. Since the principle of the mixed signal generation by the mixer circuit is known, a detailed description is omitted, but when two signals are input to the mixer circuit, a mixed signal proportional to the product of the two input signals is output from the mixer circuit. .
  • the low pass filter 21b levels the output signal of the mixer circuit 21a. Then, the potential of the output signal of the low-pass filter 21b becomes the first numerical information B1. Since the first numerical information B1 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, the potential A1 of the first detection signal Sa1 and the potential A2 of the second detection signal Sa2 The product is a value proportional to the leveled value.
  • the mixer circuit 21c has two input terminals and one output terminal.
  • the first detection signal Sa1 is input to the two input terminals of the mixer circuit 21c, and a mixed signal of the first detection signal Sa1 and the first detection signal Sa1 is output from the output terminal of the mixer circuit 21c.
  • the low-pass filter 21d levels the output signal of the mixer circuit 21c. Then, the potential of the output signal of the low-pass filter 21d becomes the second numerical information B2. Since the second numerical information B2 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the first detection signal Sa1, the square of the potential A1 of the first detection signal Sa1 is proportional to the leveled value. The value to be
  • the arithmetic circuit 21g is a circuit having a semiconductor for calculation. First numerical information B1 and second numerical information B2 are input to the arithmetic circuit 21g. Then, the arithmetic circuit 21g calculates a phase angle in orthogonal coordinates called IQ coordinates based on the first numerical information B1 and the second numerical information B2, and transmits the phase information regarding the calculated phase angle to the signal processing circuit 22. is doing.
  • the IQ coordinates are orthogonal coordinates generally used in a digital modulation method called IQ modulation, but the orthogonal coordinates used in this embodiment are also referred to as IQ coordinates for convenience.
  • the signal processing circuit 22 is a circuit having a signal processing semiconductor.
  • the signal processing circuit 22 receives the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2. Further, the phase information described above is transmitted from the phase detection circuit 21 to the signal processing circuit 22.
  • the signal processing circuit 22 generates a pre-correction signal Sc for motion analysis based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and corrects the pre-correction signal Sc based on the transmitted phase information. Is added to generate the correction signal Sd. Then, the signal processing circuit 22 analyzes the operation of the detection target 30 using the correction signal Sd, and outputs operation information Sout corresponding to the analysis result.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram relating to the phase correction method according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5A is an explanatory diagram showing the state of the pre-correction signal Sc
  • FIG. 5B is an explanatory diagram showing the state of the correction signal Sd.
  • the horizontal axis is the I coordinate axis in the IQ coordinate
  • the vertical axis is the Q coordinate axis in the IQ coordinate.
  • the first detection signal Sa1 is a signal corresponding to the first phase state
  • the second detection signal Sa2 is delayed in phase of the reflected signal by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state. It is a signal corresponding to the second phase state. Therefore, the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 can be used as an I coordinate component (cosine component) and a Q coordinate component (sine component) in orthogonal coordinates called IQ coordinates.
  • the potential A1 of the first detection signal Sa1 is the I coordinate component of the pre-correction signal Sc and the potential A2 of the second detection signal Sa2 is the Q coordinate component of the pre-correction signal Sc.
  • a signal Sc is generated.
  • the pre-correction signal Sc generated in this way is a signal whose amplitude and phase change from moment to moment in response to the operation of the detection target 30 such as respiration and heartbeat. Then, when there is no disturbance noise or movement of the detection target 30, as shown in FIG. 5A, the pre-correction signal Sc passes through the origin and is a line segment L1 on the IQ coordinate where the angle with respect to the I coordinate axis is ⁇ . Fluctuates along.
  • the I coordinate component of the pre-correction signal Sc at a certain moment is the instantaneous I coordinate component Ci
  • the Q coordinate component is the instantaneous Q coordinate component Cq
  • the amplitude (distance from the origin) is the instantaneous amplitude C. Further, the description will be made assuming that the angle ⁇ of the line segment L1 with respect to the I coordinate axis is the phase angle ⁇ of the signal Sc before correction.
  • the potential A1 of the first detection signal Sa1 has a value proportional to the cosine function with respect to the phase angle ⁇
  • the potential A2 of the second detection signal Sa2 has a value proportional to the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • phase angle ⁇ is an angle determined by the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30, and when the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30 changes, the wireless sensor device 1 and the detection target 30.
  • the phase angle ⁇ also fluctuates in accordance with the change in the distance between and.
  • the first numerical information B1 that is the output signal of the low-pass filter 21b is the product ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ (C ⁇ ) of the potential A1 of the first detection signal Sa1 and the potential A2 of the second detection signal Sa2.
  • sin ⁇ ) is a value proportional to the leveled value, that is, a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the second numerical information B2 that is the output signal of the low-pass filter 21d is a value proportional to the leveled value of the square of the potential A1 of the first detection signal Sa1 ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ 2), that is, The value is proportional to the square of the cosine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the first numerical information B1 is a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇
  • the second numerical information B2 is a value proportional to the square of the cosine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the phase angle ⁇ can be calculated as an arctangent function (tan-1 (B1 / B2)) obtained by dividing the first numerical information B1 by the second numerical information B2.
  • the phase detection circuit 21 calculates the phase angle ⁇ using the first numerical information B1 and the second numerical information B2 using such a relational expression, and outputs the phase angle ⁇ to the signal processing circuit 22 as phase information. .
  • the signal processing circuit 22 corrects the pre-correction signal Sc based on the phase angle ⁇ to generate a correction signal Sd.
  • the correction applied based on the phase information is performed by shifting the phase of the pre-correction signal Sc by an angle ⁇ obtained by inverting the sign of the phase angle ⁇ , as shown in FIG. 5B. is there. This is equivalent to converting the pre-correction signal Sc into a signal having the same instantaneous amplitude as the pre-correction signal Sc and a phase angle of zero.
  • the I coordinate component of the correction signal Sd at a certain moment is the instantaneous I coordinate component Di
  • the Q coordinate component is the instantaneous Q coordinate component Dq
  • the amplitude (distance from the origin) is the instantaneous amplitude D
  • the instantaneous I of the correction signal Sd The coordinate component Di has a value equal to the instantaneous amplitude D of the correction signal Sd, that is, a value equal to the instantaneous amplitude C of the pre-correction signal Sc.
  • the instantaneous Q coordinate component Dq of the correction signal Sd is zero.
  • the correction signal Sd is a signal that changes along the I coordinate axis in accordance with the change in the pre-correction signal Sc.
  • the correction signal Sd converted into the phase angle 0 is affected by the fluctuation of the phase angle ⁇ even if the phase angle ⁇ varies due to the change in the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30. It becomes a difficult signal.
  • the signal processing circuit 22 analyzes the operation of the detection target 30 based on the time change of the correction signal Sd, and outputs operation information Sout corresponding to the analysis result. Since a method for analyzing the operation of the detection target 30 using such a correction signal Sd is known, a detailed description is omitted.
  • the detection target 30 moves while the movement of the detection target 30 is detected and the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30 changes, it responds accordingly. As a result, the phase difference between the transmission signal TX and the reflection signal RX changes. And in such an apparatus, since the detection signal for detecting the motion of the detection target 30 is generated using the phase difference between the transmission signal TX and the reflection signal RX, the transmission signal TX and the reflection signal RX are generated. When the phase difference becomes a specific condition called a null point, the detection sensitivity when detecting the movement of the detection target 30 is greatly reduced, and it may be difficult to detect the movement of the detection target 30.
  • the detection sensitivity is greatly reduced, That is, the detection sensitivity is good when the phase difference between the transmission signal TX and the reflected signal RX is near ⁇ / 2 (radian) or near ⁇ / 2 (radian).
  • the detection sensitivity does not greatly decrease, if the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30 changes frequently and the phase difference between the transmission signal TX and the reflection signal RX fluctuates accordingly, Due to the influence, the amplitude and phase of the signal for analyzing the operation of the detection target 30 may also fluctuate, and the analysis of the operation of the detection target 30 may be complicated. Even in such a case, the detection sensitivity when detecting the movement of the detection target 30 is lowered.
  • the sensor unit 10 includes the first detection signal Sa1 corresponding to the first phase state that is the phase state of the reflected signal RX, and the reflected signal for the first phase state.
  • the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state in which the phase of RX is different is generated. Therefore, even if the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30 changes and the detection sensitivity in one phase state of the first phase state and the second phase state decreases, the phase state changes to the other phase state. By switching, a state with good detection sensitivity can be created.
  • the detection sensitivity in the first detection signal Sa1 corresponding to the first phase state is large.
  • the phase difference between the transmission signal TX and the reflection signal RX in the second phase state becomes ⁇ / 2 (radian), and the detection sensitivity in the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state becomes good.
  • the signal is suitable for detecting phase information.
  • the signal processing unit 20 detects phase information based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and performs predetermined signal processing based on the detected phase information. Therefore, even when the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30 frequently changes and the phase difference between the transmission signal TX and the reflected signal RX varies, it is based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2. Thus, the phase information can be detected, and the signal can be corrected based on the detected phase information. As a result, it is possible to suppress a decrease in detection sensitivity due to a change in the distance between the wireless sensor device 1 and the detection target 30.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal RX is different from the first phase state by ⁇ / 2 (radian). Therefore, the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 corresponding to such two phase states are used as two coordinate components in orthogonal coordinates called IQ coordinates, and the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2
  • the phase angle ⁇ in the IQ coordinate can be easily calculated using the first numerical information B1 and the second numerical information B2 based on the above.
  • the signal processing unit 20 calculates the phase angle ⁇ in the IQ coordinates using the first numerical information B1 and the second numerical information B2 based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and is calculated.
  • the phase of the pre-correction signal Sc is corrected based on the phase angle ⁇ . Then, by performing phase correction of the pre-correction signal Sc, it is possible to convert the pre-correction signal Sc into a correction signal Sd that is hardly affected by fluctuations in the phase angle ⁇ . As a result, it is possible to further reduce the influence of the signal fluctuation accompanying the fluctuation of the phase difference between the transmission signal TX and the reflected signal RX, and further suppress the decrease in detection sensitivity.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radians) with respect to the first phase state, and therefore the second phase state corresponds to the first phase state.
  • the 1 detection signal Sa1 can be used as an I coordinate component (cosine component) in the IQ coordinate
  • the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state can be used as a Q coordinate component (sine component) in the IQ coordinate. .
  • the first numerical information B1 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, the first numerical information B1 is equal to the potential A1 of the first detection signal Sa1.
  • the product ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ (C ⁇ sin ⁇ )) of the detection signal Sa2 with the potential A2 is proportional to the leveled value, that is, proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the second numerical information B2 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the first detection signal Sa1
  • the second numerical information B2 is 2 of the potential A1 of the first detection signal Sa1.
  • the power ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ 2) is a value proportional to the leveled value, that is, a value proportional to the square of the cosine function with respect to the phase angle ⁇ . Therefore, the phase angle ⁇ can be calculated by using a simple calculation formula called an arctangent function (tan-1 (B1 / B2)) with respect to a value obtained by dividing the first numerical information B1 by the second numerical information B2. As a result, the phase angle ⁇ can be easily calculated.
  • the phase angle ⁇ is calculated using the first numerical information B1 and the second numerical information B2 that are leveled by the low-pass filter 21b and the low-pass filter 21d, and based on the calculated phase angle ⁇ . Correction is applied to the signal Sc before correction.
  • the phase angle is calculated using the first numerical information B1 and the second numerical information B2 leveled by the low-pass filter 21b and the low-pass filter 21d as described above. By calculating ⁇ , the influence of external noise can be reduced.
  • the sensor unit 10 uses the phase shifter 13, the first detection circuit 14, and the second detection circuit 15, and the first detection signal Sa1 corresponding to the first phase state. And the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state can be easily generated.
  • the signal processing unit 20 can easily perform detection of phase information such as the phase angle ⁇ and signal processing such as phase correction using the phase detection circuit 21 and the signal processing circuit 22. As a result, in the wireless sensor device 1 of the present embodiment, it is easy to detect the operation of the detection target 30.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing the configuration of the wireless sensor device 101 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing the configuration of the signal processing unit 120 shown in FIG. 6 in more detail.
  • the wireless sensor device 101 includes a sensor unit 10 and a signal processing unit 120 as shown in FIG. As illustrated in FIG. 6, the signal processing unit 120 includes a phase detection circuit 121 and a signal processing circuit 22. As described above, the wireless sensor device 101 is obtained by replacing the signal processing unit 20 of the wireless sensor device 1 according to the first embodiment with the signal processing unit 120. Further, the signal processing unit 120 is obtained by replacing the phase detection circuit 21 of the signal processing unit 20 with a phase detection circuit 121.
  • the phase detection circuit 121 includes two mixer circuits, two low-pass filters, and an arithmetic circuit 21g.
  • the two mixer circuits are a mixer circuit 21a and a mixer circuit 21e.
  • the two low-pass filters are a low-pass filter 21b and a low-pass filter 21f.
  • the phase detection circuit 121 is obtained by replacing the mixer circuit 21c and the low-pass filter 21d of the phase detection circuit 21 with the mixer circuit 21e and the low-pass filter 21f.
  • the mixer circuit 21e has two input terminals and one output terminal.
  • the second detection signal Sa2 is input to the two input terminals of the mixer circuit 21e, and a mixed signal of the second detection signal Sa2 and the second detection signal Sa2 is output from the output terminal of the mixer circuit 21e.
  • the low-pass filter 21f levels the output signal of the mixer circuit 21e. Then, the potential of the output signal of the low-pass filter 21f becomes the third numerical information B3. Since the third numerical information B3 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the second detection signal Sa2 and the second detection signal Sa2, the square of the potential A2 of the second detection signal Sa2 ((C ⁇ sin ⁇ ) ⁇ 2 ) Becomes a value proportional to the leveled value.
  • the configuration of the arithmetic circuit 21g is the same as that of the first embodiment, but the first numerical information B1 and the third numerical information B3 are input to the arithmetic circuit 21g. Then, the arithmetic circuit 21g uses the first numerical information B1 and the third numerical information B3 to calculate a phase angle ⁇ in orthogonal coordinates called IQ coordinates.
  • the product ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ (C ⁇ sin ⁇ )) of the potential A1 of the first detection signal Sa1 and the potential A2 of the second detection signal Sa2 is leveled.
  • a value proportional to the converted value that is, a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the third numerical information B3 is a value proportional to a value obtained by leveling the square of the potential A2 of the second detection signal Sa2 ((C ⁇ sin ⁇ ) ⁇ 2), that is, the phase angle ⁇ . It is a value proportional to the square of the sine function for.
  • the first numerical information B1 is a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇
  • the third numerical information B3 is a value proportional to the square of the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the phase angle ⁇ can be calculated as an arctangent function (tan ⁇ 1 (B3 / B1)) obtained by dividing the third numerical information B3 by the first numerical information B1.
  • the phase detection circuit 121 uses this relational expression as a phase tangent function (tan-1 (B3 / B1)) for a value obtained by dividing the third numerical information B3 by the first numerical information B1.
  • the angle ⁇ is calculated and output to the signal processing circuit 22 as phase information.
  • the signal processing circuit 22 generates the pre-correction signal Sc based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and corrects the pre-correction signal Sc based on the phase angle ⁇ . Is added to generate the correction signal Sd. Then, the signal processing circuit 22 analyzes the operation of the detection target 30 using the correction signal Sd, and outputs operation information Sout corresponding to the analysis result.
  • the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state, and therefore the first detection corresponding to the first phase state.
  • the signal Sa1 can be used as the I coordinate component (cosine component) in the IQ coordinate
  • the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state can be used as the Q coordinate component (sine component) in the IQ coordinate.
  • the first numerical information B1 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, the first numerical information B1 is equal to the potential A1 of the first detection signal Sa1.
  • the product ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ (C ⁇ sin ⁇ )) of the detection signal Sa2 with the potential A2 is proportional to the leveled value, that is, proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the third numerical information B3 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the second detection signal Sa2 and the second detection signal Sa2, the third numerical information B3 is 2 of the potential A2 of the second detection signal Sa2.
  • the power ((C ⁇ sin ⁇ ) ⁇ 2) is a value proportional to the leveled value, that is, a value proportional to the square of the sine function with respect to the phase angle ⁇ . Therefore, the phase angle ⁇ can be calculated by using a simple calculation formula called an arctangent function (tan-1 (B3 / B1)) with respect to a value obtained by dividing the third numerical information B3 by the first numerical information B1. As a result, the phase angle ⁇ can be easily calculated as in the first embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing the configuration of the wireless sensor device 201 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing the configuration of the signal processing unit 220 shown in FIG. 8 in more detail.
  • the wireless sensor device 201 includes a sensor unit 10, a signal processing unit 220, and a control circuit 16, as shown in FIG. As illustrated in FIG. 8, the signal processing unit 220 includes a phase detection circuit 221 and a signal processing circuit 22. As described above, the wireless sensor device 201 is obtained by replacing the signal processing unit 20 of the wireless sensor device 1 according to the first embodiment with the signal processing unit 220. Further, the signal processing unit 220 is obtained by replacing the phase detection circuit 21 of the signal processing unit 20 with a phase detection circuit 221.
  • the phase detection circuit 221 includes three mixer circuits, three low-pass filters, and an arithmetic circuit 21g as shown in FIG.
  • the three mixer circuits are a mixer circuit 21a, a mixer circuit 21c, and a mixer circuit 21e.
  • the three low-pass filters are a low-pass filter 21b, a low-pass filter 21d, and a low-pass filter 21f.
  • the phase detection circuit 221 is obtained by adding the mixer circuit 21e and the low-pass filter 21f to the phase detection circuit 21.
  • the mixer circuit 21e has two input terminals and one output terminal.
  • the second detection signal Sa2 is input to the two input terminals of the mixer circuit 21e, and a mixed signal of the second detection signal Sa2 and the second detection signal Sa2 is output from the output terminal of the mixer circuit 21e.
  • the low-pass filter 21f levels the output signal of the mixer circuit 21e. Then, the potential of the output signal of the low-pass filter 21f becomes the third numerical information B3. Since the third numerical information B3 is numerical information obtained by leveling the mixed signal of the second detection signal Sa2 and the second detection signal Sa2, the square of the potential A2 of the second detection signal Sa2 ((C ⁇ sin ⁇ ) ⁇ 2 ) Becomes a value proportional to the leveled value.
  • the configuration of the arithmetic circuit 21g is the same as that of the first embodiment, but the first numerical information B1, the second numerical information B2, and the third numerical information B3 are input to the arithmetic circuit 21g. Then, the arithmetic circuit 21g calculates the phase angle ⁇ in orthogonal coordinates called IQ coordinates using the first numerical information B1, the second numerical information B2, and the third numerical information B3.
  • the product ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ (C ⁇ sin ⁇ )) of the potential A1 of the first detection signal Sa1 and the potential A2 of the second detection signal Sa2 is leveled.
  • a value proportional to the converted value that is, a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the second numerical information B2 is a value proportional to a leveled value of the square of the potential A1 of the first detection signal Sa1 ((C ⁇ cos ⁇ ) ⁇ 2), that is, The value is proportional to the square of the cosine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the third numerical information B3 is a value proportional to the leveled value of the square of the potential A2 of the second detection signal Sa2 ((C ⁇ sin ⁇ ) ⁇ 2), that is, The value is proportional to the square of the sine function with respect to the phase angle ⁇ .
  • the first numerical information B1 is a value proportional to the product of the cosine function and the sine function with respect to the phase angle ⁇
  • the second numerical information B2 is a value proportional to the square of the cosine function with respect to the phase angle ⁇
  • the phase detection circuit 221 uses these relational expressions as an arctangent function (tan ⁇ 1 (B1 / B2)) for a value obtained by dividing the first numerical information B1 by the second numerical information B2.
  • the first calculation value of the phase angle ⁇ is calculated, and the second calculation of the phase angle ⁇ is performed as an arctangent function (tan ⁇ 1 (B3 / B1)) with respect to a value obtained by dividing the third numerical information B3 by the first numerical information B1.
  • a value is calculated, and the first calculated value and the second calculated value are output to the signal processing circuit 22 as phase information.
  • the signal processing circuit 22 generates the pre-correction signal Sc based on the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2, and the phase of the pre-correction signal Sc based on the phase angle ⁇ .
  • Correction signal Sd is generated by applying correction.
  • the signal processing circuit 22 analyzes the operation of the detection target 30 using the correction signal Sd, and outputs operation information Sout corresponding to the analysis result.
  • the signal processing circuit 22 selects one of the first calculated value and the second calculated value of the phase angle ⁇ according to a predetermined standard, and corrects using the calculated value on the selected side. The phase of the previous signal Sc is corrected.
  • the signal processing circuit 22 determines the magnitude of the potential A1 (absolute Value) and the magnitude (absolute value) of the potential A2, the phase angle ⁇ is selected.
  • the phase angle ⁇ is calculated by using the third numerical information B3 proportional to the square of A2. It is easier to increase the calculation accuracy of the phase angle ⁇ by calculating the phase angle ⁇ using the second numerical information B2 proportional to the square of A1. Therefore, in such a case, the first calculated value is selected as the phase angle ⁇ .
  • the phase angle ⁇ is calculated using the second numerical information B2 proportional to the square of A1. It is easier to increase the calculation accuracy of the phase angle ⁇ by calculating the phase angle ⁇ using the third numerical information B3 proportional to the square of A2. Therefore, in such a case, the second calculated value is selected as the phase angle ⁇ .
  • the wireless sensor device 201 of the present embodiment since the second phase state is a phase state in which the phase of the reflected signal is delayed by ⁇ / 2 (radian) with respect to the first phase state, the first detection corresponding to the first phase state
  • the signal Sa1 can be used as the I coordinate component (cosine component) in the IQ coordinate
  • the second detection signal Sa2 corresponding to the second phase state can be used as the Q coordinate component (sine component) in the IQ coordinate.
  • the phase angle ⁇ is calculated by calculating the phase angle ⁇ as an arctangent function (tan ⁇ 1 (B1 / B2)) with respect to a value obtained by dividing the first numerical information B1 by the second numerical information B2, and a third numerical value.
  • the calculation can be performed using two calculation methods, that is, a calculation method of calculating the phase angle ⁇ as an arctangent function (tan-1 (B3 / B1)) with respect to a value obtained by dividing the information B3 by the first numerical information B1.
  • the phase angle ⁇ can be calculated using a simple mathematical formula, and the phase angle ⁇ can be easily calculated as in the first and second embodiments.
  • the first calculated value of the phase angle ⁇ as an arctangent function (tan ⁇ 1 (B1 / B2)) with respect to a value obtained by dividing the first numerical information B1 by the second numerical information B2.
  • a second calculated value of the phase angle ⁇ is calculated as an arctangent function (tan-1 (B3 / B1)) with respect to a value obtained by dividing the third numerical information B3 by the first numerical information B1.
  • One of the value and the second calculated value is selected as the calculated value of the phase angle ⁇ . Therefore, even when the calculation accuracy of one of the first calculated value and the second calculated value is decreased, the decrease in detection sensitivity can be suppressed by using the other as the calculated value of the phase angle ⁇ .
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing the configuration of the wireless sensor device 301 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the wireless sensor device 301 includes a sensor unit 10 and two signal processing units 320 as shown in FIG. As shown in FIG. 11, the signal processing unit 320 includes a phase detection circuit 21, a signal processing circuit 22, a first filter 23, and a second filter 24. Thus, the wireless sensor device 301 is a wireless sensor device having a plurality of signal processing units. And the signal processing part 320 becomes the structure by which the 1st filter 23 and the 2nd filter 24 were added to the signal processing part 20 of 1st Embodiment.
  • the first filter 23 is a band pass filter having a predetermined pass band at a low frequency.
  • the first filter 23 receives the first detection signal Sa1 and extracts a predetermined frequency component suitable for the operation of the detection target 30 to be detected from the first detection signal Sa1.
  • the output signal of the first filter 23 is input to the phase detection circuit 21 and the signal processing circuit 22 instead of the first detection signal Sa1.
  • the second filter 24 is a bandpass filter having the same passband as the first filter 23.
  • the second detection signal Sa2 is input to the second filter 24, and a predetermined frequency component suitable for the operation of the detection target 30 to be detected is extracted from the second detection signal Sa2.
  • the output signal of the second filter 24 is input to the phase detection circuit 21 and the signal processing circuit 22 instead of the second detection signal Sa2.
  • the pass band of the first filter 23 and the pass band of the second filter 24 are different for each signal processing unit 320.
  • the pass band of the first filter 23 and the pass band of the second filter 24 are pass bands corresponding to human breathing (about 0.7 Hz to 1 Hz). It has become.
  • the pass band of the first filter 23 and the pass band of the second filter 24 become a pass band (about 1 Hz to 2 Hz) corresponding to a human heartbeat operation. Yes.
  • one of the two signal processing units 320 performs an operation analysis related to human breathing and outputs motion information related to human breathing.
  • the other of the two signal processing units 320 performs an operation analysis related to a person's heartbeat motion, and outputs operation information related to the person's heartbeat motion.
  • the wireless sensor device 301 of the present embodiment a plurality of different pieces of operation information can be detected from the operation of the detection target 30 using a plurality of signal processing units 320.
  • the frequency suitable for detection may differ for each motion information.
  • the passband of the first filter 23 and the frequency of the second filter 24 are different.
  • the pass band is a band different for each signal processing unit 320. Therefore, a frequency component suitable for detecting the operation can be extracted for each signal processing unit 320 from the detection signal output from the sensor unit 10.
  • the wireless sensor device 301 of the present embodiment can efficiently detect a plurality of operations with different detection targets 30.
  • the operation detected in the embodiment of the present invention may be an operation other than that described above.
  • the detected operation may be an operation other than breathing such as a human pulsation or a heartbeat operation.
  • the detected operation may be a periodic operation of an object other than a person.
  • the transmission / reception antenna 11 may be an antenna in which a transmission antenna and a reception antenna are combined.
  • a circuit such as a filter or an amplifier may be connected to the transmission antenna and the reception antenna.
  • the frequency of the transmission signal TX generated by the signal generation circuit 12 may be a frequency other than those described above.
  • the frequency of the transmission signal TX may be a frequency of several hundred MHz band or 5 GHz band.
  • the configuration of the phase shifter 13 may be a configuration other than that described above as long as it can be switched to two phase states.
  • the phase shifter 13 may have a configuration in which a variable capacitance element or the like is connected to an end of a transmission line having a predetermined line length.
  • the first detection circuit 14 and the second detection circuit 15 may be input with transmission signals TX in two different phase states.
  • the first detection circuit 14 and the second detection circuit 15 may receive the reflection signal RX having the same phase state.
  • the reduction in detection sensitivity occurs due to the phase difference between the transmission signal TX and the reflection signal RX.
  • the reflection signal RX having two different phase states is used. The same effects as when used can be obtained.
  • the first detection circuit 14 of the sensor unit 10 does not have the signal conversion circuit 14c, and the second detection circuit 15 may not have the signal conversion circuit 15c.
  • the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 are analog detection signals. Even if the first detection signal Sa1 and the second detection signal Sa2 are analog detection signals, the same effect is obtained. Can be obtained.
  • the phase detection circuit 221 determines on the phase detection circuit 221 side which phase angle ⁇ calculated by the two calculation methods is to be transmitted to the signal processing circuit 22. Only phase information relating to one of the phase angles ⁇ calculated by the two calculation methods may be transmitted to the signal processing circuit 22.
  • the signal processing circuit 22 selects one of the first calculated value and the second calculated value of the phase angle ⁇ , and uses the calculated value on the selected side as the phase angle ⁇ .
  • the signal processing circuit 22 may use the average value of the first calculated value and the second calculated value as the calculated value of the phase angle ⁇ . Even in such a case, when the calculation accuracy of one of the first calculated value and the second calculated value is reduced, the influence of the calculated value on the side where the calculation accuracy is reduced is reduced, and the decrease in detection sensitivity is suppressed. be able to.
  • the number of signal processing units 20 included in the wireless sensor device 301 may be three or more.
  • the signal processing unit included in the wireless sensor device 301 is not the signal processing unit 20 shown in the first embodiment, but the signal processing unit 120 shown in the second embodiment and the signal processing unit 220 shown in the third embodiment. It doesn't matter.

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Abstract

【課題】無線センサ装置と検知対象との距離が変化しても、検出感度の低下を抑制できる無線センサ装置を提供する。 【解決手段】検知対象３０に放射される送信信号と送信信号の検知対象からの反射信号とに基づいて検知信号を生成するセンサ部１０と、センサ部１０が生成した検知信号の信号処理を行う信号処理部２０と、を備えた無線センサ装置１であって、センサ部１０は、送信信号又は反射信号の位相状態である第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１と、第１位相状態に対して送信信号又は反射信号の位相が異なる第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２と、を生成し、信号処理部２０は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて位相情報を検出すると共に、検出した位相情報に基づいて所定の信号処理を行う。

Description

無線センサ装置
　本発明は、無線センサ装置に関し、特に、検知対象に放射される送信信号と送信信号の検知対象からの反射信号とに基づいて検知対象の動きを検出する無線センサ装置に関する。
　センサ部と信号処理部とを備え、検知対象に放射される送信信号と送信信号の検知対象からの反射信号とに基づいて検知対象の動きを検出する無線センサ装置が実用化されている。このような無線センサ装置は、人の呼吸や心拍動作等の生体情報に関する動作を検出する生体センサ等として利用されている。
　従来の無線センサ装置としては、特許文献１に係る無線周波数センサ（無線センサ装置）等が提案されている。図１２は、特許文献１に係る無線周波数センサ４１０の構成を示す説明図である。
　図１２に示すように、無線周波数センサ４１０は、局部発振器４１１とＲＦ送信機４１２とＲＦ受信機４１３と増幅器４１４とミキサ４１５とローパスフィルタ４１６とを備えている。無線周波数センサ４１０は、更に、図示しない演算制御回路も備えている。
　局部発振器４１１は、高周波信号を生成している。ＲＦ送信機４１２は、自身が有するアンテナを用いて、局部発振器４１１が生成した高周波信号を人間などの被験者（検知対象）に向けて放射している。ＲＦ受信機４１３は、自身が有するアンテナを用いて、ＲＦ送信機４１２が放射した送信信号の、被験者（検知対象）からの反射信号を受信している。増幅器４１４は、ＲＦ受信機４１３が受信した反射信号を増幅している。
　ミキサ４１５は、送信信号の一部と増幅された反射信号とを混合している。ローパスフィルタ４１６は、ミキサ４１５の出力信号のノイズ成分を除去している。ローパスフィルタ４１６の出力信号は、被験者の呼吸や心拍動作等の動作に関する情報を含む未処理センサ信号となる。未処理センサ信号は、送信信号と反射信号との位相差に対応した信号である。
　無線周波数センサ４１０は、図示しない演算制御回路を更に備えている。そして、演算制御回路は、局部発振器４１１とＲＦ送信機４１２とＲＦ受信機４１３と増幅器４１４とミキサ４１５とローパスフィルタ４１６等の各種回路を制御している。また、演算制御回路は、ローパスフィルタ４１６から未処理センサ信号を入手し、入手した未処理センサ信号に基づいて、被験者の呼吸や心拍動作等の動作に関する動作情報を演算している。無線周波数センサ４１０は、このようにして、被験者の動きを検出している。
特表２００９－５３８７２０
　このような無線センサ装置では、検知対象の動きを検出している間に検知対象が移動して無線センサ装置と検知対象との距離が変化すると、それに対応して送信信号と反射信号との位相差が変化する。そして、このような無線センサ装置では、送信信号と反射信号との位相差を利用して検知対象の動きの検出するための信号を生成しているので、送信信号と反射信号との位相差によっては、検知対象の動きを検出する際の検出感度が大きく低下し、検知対象の動きの検出が困難になる場合があった。
　また、検出感度が大きく低下しない場合でも、無線センサ装置と検知対象との距離が頻繁に変化し、それに対応して送信信号と反射信号との位相差が変動したのでは、その影響で検知対象の動きの検出するための信号の位相や電位も変動し、検知対象の動作の解析が複雑になってしまう可能性が有った。このような場合にも、やはり、検知対象の動きを検出する際の検出感度が低下してしまう。
　本発明は、このような従来技術の実情に鑑みてなされたもので、その目的は、無線センサ装置と検知対象との距離が変化しても、検出感度の低下を抑制できる無線センサ装置を提供することにある。
　この課題を解決するために、請求項１に記載の無線センサ装置は、検知対象に放射される送信信号と前記送信信号の前記検知対象からの反射信号とに基づいて検知信号を生成するセンサ部と、前記センサ部が生成した前記検知信号の信号処理を行う信号処理部と、を備えた無線センサ装置であって、前記センサ部は、前記送信信号又は前記反射信号の位相状態である第１位相状態に対応した第１検知信号と、前記第１位相状態に対して前記送信信号又は前記反射信号の位相が異なる第２位相状態に対応した第２検知信号と、を生成し、前記信号処理部は、前記第１検知信号と前記第２検知信号とに基づいて位相情報を検出すると共に、検出した前記位相情報に基づいて所定の信号処理を行うことを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、センサ部は、所定の第１位相状態に対応した第１検知信号と、第１位相状態に対して送信信号又は反射信号の位相が異なる第２位相状態に対応した第２検知信号と、を生成している。そのため、無線センサ装置と検知対象との距離が変化して、第１位相状態と第２位相状態とのうちの一方の位相状態での検出感度が低下しても、他方の位相状態に切り替えることによって、検出感度の良好な状態を作り出すことができる。
　しかも、第１検知信号と第２検知信号とは異なる２つの位相状態に対応した信号なので、位相情報を検出するのに適した信号となる。そして、信号処理部は、第１検知信号と第２検知信号とに基づいて位相情報を検出すると共に、検出した位相情報に基づいて所定の信号処理を行っている。そのため、無線センサ装置と検知対象との距離が頻繁に変化し、送信信号と反射信号との位相差が変動した場合でも、第１検知信号と第２検知信号とに基づいて位相情報を検出し、検出した位相情報に基づいて信号に補正を加えることができる。その結果、無線センサ装置と検知対象との距離の変化に伴う、検出感度の低下を抑制することができる。
　請求項２に記載の無線センサ装置では、前記第２位相状態は、前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ異なる位相状態であり、前記信号処理部は、前記第１検知信号と前記第２検知信号とに基づいて、直交座標における位相角を算出し、算出された前記位相角に基づいて、信号の位相補正を行うことを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ異なる位相状態である。そのため、このような２つの位相状態に対応した第１検知信号と第２検知信号とを直交座標における２つの座標成分とし、第１検知信号と第２検知信号とに基づいて直交座標における位相角を容易に算出することができる。しかも、信号処理部は、第１検知信号と第２検知信号とに基づいて、直交座標における位相角を算出し、算出された位相角に基づいて、信号の位相補正を行っている。そのため、信号の位相補正を行うことによって、補正前の信号を位相角の変動に影響され難い信号に変換することができる。その結果、送信信号と反射信号との位相差の変動に伴う信号の変動の影響を更に低減し、検出感度の低下を更に抑制することができる。
　請求項３に記載の無線センサ装置では、前記第２位相状態は、前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、前記信号処理部は、前記第１検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第１数値情報と、前記第１検知信号と前記第１検知信号との混合信号に対応する第２数値情報と、を用い、前記第１数値情報を前記第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角を算出することを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号を、直交座標における余弦成分として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号を、直交座標における正弦成分として使用することができる。
　そして、第１数値情報は、第１検知信号と第２検知信号との混合信号に対応する信号なので、第１数値情報は、第１検知信号と第２検知信号との積と比例する値、すなわち、位相角に対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、第２数値情報は、第１検知信号と第１検知信号との混合信号に対応する信号なので、第２数値情報は、第１検知信号の２乗と比例する値、すなわち、位相角に対する余弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、位相角は、第１数値情報を第２数値情報で除した値に対する逆正接関数という簡単な計算式を用いて算出することができる。その結果、位相角の算出が容易となる。
　請求項４に記載の無線センサ装置では、前記第２位相状態は、前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、前記信号処理部は、前記第１検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第１数値情報と、前記第２検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第３数値情報と、を用い、前記第３数値情報を前記第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角を算出することを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号を、直交座標における余弦成分として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号を、直交座標における正弦成分として使用することができる。
　そして、第１数値情報は、第１検知信号と第２検知信号との混合信号に対応する信号なので、第１数値情報は、第１検知信号と第２検知信号との積と比例する値、すなわち、位相角に対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、第３数値情報は、第２検知信号と第２検知信号との混合信号に対応する信号なので、第３数値情報は、第２検知信号の２乗と比例する値、すなわち、位相角に対する正弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、位相角は、第３数値情報を第１数値情報で除した値に対する逆正接関数という簡単な計算式を用いて算出することができる。その結果、位相角の算出が容易となる。
　請求項５に記載の無線センサ装置では、前記第２位相状態は、前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、前記信号処理部は、前記第１出力信号と前記第２出力信号との混合信号に対応する第１数値情報と、前記第１出力信号と前記第１出力信号との混合信号に対応する第２数値情報と、前記第２出力信号と前記第２出力信号との混合信号に対応する第３数値情報と、を用い、前記第１数値情報を前記第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角の第１算出値を算出すると共に、前記第３数値情報を前記第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角の第２算出値を算出し、前記第１算出値と前記第２算出値とのうちの一方を選択した値か、又は、前記第１算出値と前記第２算出値との平均値を前記位相角の算出値とすることを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号を、直交座標における余弦成分として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号を、直交座標における正弦成分として使用することができる。
　そして、位相角は、第１数値情報を第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として位相角を算出する算出方法と、第３数値情報を第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として位相角を算出する算出方法という、２つの算出方法を用いて算出することができる。その結果、位相角を簡単な数式を用いて算出することができ、位相角の算出が容易となる。
　しかも、この構成の無線センサ装置では、第１数値情報を第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として位相角の第１算出値を算出すると共に、第３数値情報を第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として位相角の第２算出値を算出し、第１算出値と第２算出値とのうちの一方を選択した値か、又は、第１算出値と第２算出値との平均値を位相角の算出値としている。そのため、第１算出値と第２算出値とのうちの一方の算出精度が低下した場合でも、他方を位相角の算出値として使用するか、又は、第１算出値と第２算出値との平均値を位相角の算出値として使用することによって、検出感度の低下を抑制することができる。
　請求項６に記載の無線センサ装置では、前記センサ部は、前記送信信号を放射し前記反射信号を受信するための送受信アンテナと、前記送信信号を生成する信号発生回路と、前記第１位相状態と前記第２位相状態とを発生させる移相器と、前記送信信号の一部と前記第１位相状態に対応した前記反射信号とが入力される第１検波回路と、前記送信信号の一部と前記第２位相状態に対応した前記反射信号とが入力される第２検波回路と、を有し、前記信号処理部は、前記第１検知信号と前記第２検知信号とが入力される位相検出回路と、前記第１検知信号と前記第２検知信号と前記位相情報とが入力される信号処理回路と、を有することを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、センサ部は、移相器と第１検波回路と第２検波回路とを用いて、第１位相状態に対応した第１検知信号と、第２位相状態に対応した第２検知信号と、を容易に生成することができる。しかも、信号処理部は、信号処理部は、位相検出回路と信号処理回路とを用いて、位相情報の検出と信号処理とを容易に行うことができる。その結果、この構成の無線センサ装置では、検知対象の動作の検出が容易となる。
　請求項７に記載の無線センサ装置は、複数の前記信号処理部を備え、前記信号処理部は、所定の通過帯域を有し、前記第１検知信号が入力される第１フィルタと、前記所定の通過帯域を有し、前記第２検知信号が入力される第２フィルタと、を有し、前記所定の通過帯域は、前記信号処理部毎に異なる帯域となっていることを特徴とする。
　この構成の無線センサ装置では、複数の信号処理部を用いて、検知対象の動作から異なる複数の動作情報を検出することができる。しかも、複数の動作情報を検出する場合、動作情報毎に検出に適した周波数が異なる場合があるが、この構成の無線センサ装置では、第１フィルタの通過帯域と第２フィルタの通過帯域とは、信号処理部毎に異なる帯域となっている。そのため、センサ部が出力した検知信号から、信号処理部毎に動作の検出に適した周波数成分を取り出すことができる。その結果、この構成の無線センサ装置では、検知対象の異なる複数の動作を効率よく検出することができる。
　本発明によれば、無線センサ装置と検知対象との距離が変化しても、検出感度の低下を抑制できる無線センサ装置を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る無線センサ装置１の構成を示す説明図である。 図１に示すセンサ部１０の構成をより詳しく示す説明図である。 図１に示す信号処理部２０の構成をより詳しく示す説明図である。 本発明の第１実施形態に係る反射信号の位相状態を示す説明図である。 本発明の第１実施形態に係る位相補正方法に関する説明図である。 本発明の第２実施形態に係る無線センサ装置１０１の構成を示す説明図である。 図６に示す信号処理部１２０の構成をより詳しく示す説明図である。 本発明の第３実施形態に係る無線センサ装置２０１の構成を示す説明図である。 図８に示す信号処理部２２０の構成をより詳しく示す説明図である。 本発明の第４実施形態に係る無線センサ装置３０１の構成を示す説明図である。 図１０に示す信号処理部３２０の構成をより詳しく示す説明図である。 特許文献１に係る無線周波数センサ４１０の構成を示す説明図である。
　［第１実施形態］
　以下、本考案の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。まず、本発明の第１実施形態に係る無線センサ装置の構成について、図１ないし図４を用いて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る無線センサ装置１の構成を示す説明図である。図１（ａ）は、無線センサ装置１の全体構成を示す説明図であり、図１（ｂ）は、無線センサ装置１の構成をより詳しく示す説明図である。図２は、図１に示すセンサ部１０の構成をより詳しく示す説明図である。図３は、図１に示す信号処理部２０の構成をより詳しく示す説明図である。図４は、本発明の第１実施形態に係る反射信号の位相状態を示す説明図である。図４において、横軸は時間であり、縦軸は反射信号ＲＸの位相である。
　無線センサ装置１は、図１に示すように、センサ部１０と信号処理部２０とを備えている。そして、無線センサ装置１は、検知対象３０に放射される送信信号ＴＸと、送信信号の検知対象３０からの反射信号ＲＸと、に基づいて検知対象３０の動きを検出している。このような無線センサ装置１０は、人の呼吸や心拍動作等の生体情報に関する動作を検出する生体センサ等として利用される。
　センサ部１０は、図１に示すように、送受信アンテナ１１と信号発生回路１２と移相器１３と第１検波回路１４と第２検波回路１５と制御回路１６とを有している。
　送受信アンテナ１１は、送信信号ＴＸを放射し反射信号ＲＸを受信するためのアンテナである。センサ部１０は、送受信アンテナ１１を用いて検知対象３０に送信信号ＴＸを電磁波信号として放射すると共に、反射信号ＲＸを送受信アンテナ１１を用いて受信している。
　信号発生回路１２は、図２に示すように、発振器１２ａと増幅器１２ｂとを有している。発振器１２ａは、所定の周波数の高周波信号を生成している。増幅器１２ｂは、発振器１２ａが生成した高周波信号の電力を所定のレベルに増幅している。そして、増幅器１２ｂの出力信号が送信信号ＴＸとして送受信アンテナ１１に給電される。以下、発振器１２ａが送信信号ＴＸとなる高周波信号を生成し、増幅器１２ｂが生成した高周波信号の電力を増幅することを、信号発生回路１２が送信信号ＴＸを生成すると略称する。信号発生回路１２が生成する送信信号ＴＸの周波数としては、２．４ＧＨｚ帯の周波数等が使用される。
　移相器１３は、図２に示すように、線路長の異なる２つの伝送線路と２つのスイッチ素子とで構成され、送受信アンテナ１１と信号発生回路１２との間に配置されている。２つの伝送線路は、第１伝送線路１３ａと第２伝送線路１３ｂとである。２つのスイッチ素子は、第１スイッチ素子１３ｃと第２スイッチ素子１３ｄとである。
　第２伝送線路１３ｂの線路長は、送信信号ＴＸの周波数において、第１伝送線路１３ａの線路長よりも１／８波長だけ長くなるように設定されている。第１スイッチ素子１３ｃと第２スイッチ素子１３ｄとは連動して接続の切り替えを行い、送受信アンテナ１１と信号発生回路１２とが、第１伝送線路１３ａと第２伝送線路１３ｂとのうちのどちらか一方を介して接続されるようになっている。以下、送受信アンテナ１１と信号発生回路１２とが第１伝送線路１３ａを介して接続された状態を第１位相状態とし、送受信アンテナ１１と信号発生回路１２とが第２伝送線路１３ｂを介して接続された状態を第２位相状態として説明を進める。
　信号発生回路１２が生成した送信信号ＴＸは、移相器１３を通過して検知対象３０に放射された後に、反射信号ＲＸとして再び移相器１３を通過する。そのため、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号ＲＸの位相が１／４波長に相当する分だけ遅れた状態、すなわち、第１位相状態に対して反射信号ＲＸの位相がπ／２（ラジアン）だけ位相が遅れた状態となる。
　第１検波回路１４は、図２に示すように、ミキサ回路１４ａとローパスフィルタ１４ｂと信号変換回路１４ｃとを有している。ミキサ回路１４ａは、第１伝送線路１３ａの信号発生回路１２側に接続されている。そして、ミキサ回路１４ａには、送信信号ＴＸの一部と第１位相状態に対応した反射信号ＲＸとが入力され、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの混合信号が出力される。ローパスフィルタ１４ｂには、ミキサ回路１４ａの出力信号が入力され、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの混合信号の低周波成分が出力される。信号変換回路１４ｃには、ローパスフィルタ１４ｂの出力信号が入力され、ローパスフィルタ１４ｂの出力信号の電位を量子化したデジタル信号が出力される。
　そして、本実施形態では、信号変換回路１４ｃの出力信号が、第１検波回路１４が出力する第１検知信号Ｓａ１となる。第１検波回路１４には、送信信号ＴＸの一部と第１位相状態に対応した反射信号ＲＸとが入力されるので、第１検知信号Ｓａ１は、第１位相状態に対応した検知信号となる。そして、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１は、呼吸や心拍動作等の検知対象３０の動作に対応して、その大きさと符号とが時々刻々に変化する量子化された値となる。
　第２検波回路１５は、図２に示すように、ミキサ回路１５ａとローパスフィルタ１５ｂと信号変換回路１５ｃとを有している。ミキサ回路１５ａは、第２伝送線路１３ｂの信号発生回路１２側に接続されている。そして、ミキサ回路１５ａには、送信信号ＴＸの一部と第２位相状態に対応した反射信号ＲＸとが入力され、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの混合信号が出力される。ローパスフィルタ１５ｂには、ミキサ回路１５ａの出力信号が入力され、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの混合信号の低周波成分が出力される。信号変換回路１５ｃには、ローパスフィルタ１５ｂの出力信号が入力され、ローパスフィルタ１５ｂの出力信号の電位を量子化したデジタル信号が出力される。
　そして、本実施形態では、信号変換回路１５ｃの出力信号が、第２検波回路１５が出力する第２検知信号Ｓａ２となる。第２検波回路１５には、送信信号ＴＸの一部と第２位相状態に対応した反射信号ＲＸとが入力されるので、第２検知信号Ｓａ２は、第２位相状態に対応した検知信号となる。そして、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２は、呼吸や心拍動作等の検知対象３０の動作に対応して、その大きさと符号とが時々刻々に変化する量子化された値となる。
　制御回路１６は、移相器１３の位相状態の切り替えタイミングを制御している。図４に示すように、第１位相状態となる期間を第１期間ｔ１とし、第２位相状態となる期間を第２期間ｔ２とすると、制御回路１６は、第１期間ｔ１と第２期間ｔ２とが交互に繰り返されるように、センサ部１０を制御している。
　尚、第１期間ｔ１と第２期間ｔ２とを足し合わせた時間である切り替え周期ｔ０は、第１検知信号Ｓａ１や第２検知信号Ｓａ２に影響を及ぼさないように、第１検知信号Ｓａ１や第２検知信号Ｓａ２に含まれる信号の周期と比較して十分短く設定されている。
　信号処理部２０は、図１に示すように、位相検出回路２１と信号処理回路２２とを有している。位相検出回路２１は、図３に示すように、２つのミキサ回路と２つのローパスフィルタと演算回路２１ｇとを有している。２つのミキサ回路は、ミキサ回路２１ａとミキサ回路２１ｃとである。２つのローパスフィルタは、ローパスフィルタ２１ｂとローパスフィルタ２１ｄとである。
　ミキサ回路２１ａは、２つの入力端子と１つの出力端子とを有している。ミキサ回路２１ａの２つの入力端子には、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とがそれぞれ入力され、ミキサ回路２１ａの出力端子から第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が出力される。ミキサ回路による混合信号生成の原理は公知なので、詳細な説明は省略するが、ミキサ回路に２つの信号が入力された場合、２つの入力信号の積と比例する混合信号がミキサ回路から出力される。
　ローパスフィルタ２１ｂは、ミキサ回路２１ａの出力信号を平準化している。そして、ローパスフィルタ２１ｂの出力信号の電位が第１数値情報Ｂ１となる。第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積が平準化された値と比例する値となる。
　ミキサ回路２１ｃは、２つの入力端子と１つの出力端子とを有している。ミキサ回路２１ｃの２つの入力端子には、共に第１検知信号Ｓａ１が入力され、ミキサ回路２１ｃの出力端子から第１検知信号Ｓａ１と第１検知信号Ｓａ１との混合信号が出力される。ローパスフィルタ２１ｄは、ミキサ回路２１ｃの出力信号を平準化している。そして、ローパスフィルタ２１ｄの出力信号の電位が第２数値情報Ｂ２となる。第２数値情報Ｂ２は、第１検知信号Ｓａ１と第１検知信号Ｓａ１との混合信号が平準化された数値情報なので、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１の２乗が平準化された値と比例する値となる。
　演算回路２１ｇは、演算用の半導体を有した回路である。演算回路２１ｇには、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とが入力される。そして、演算回路２１ｇは、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とに基づいて、ＩＱ座標と呼ばれる直交座標における位相角を算出し、算出した位相角に関する位相情報を信号処理回路２２に伝達している。尚、ＩＱ座標はＩＱ変調と呼ばれるデジタル変調方式で一般的に用いられる直交座標であるが、本実施形態で使用される直交座標も便宜的にＩＱ座標と呼ぶこととする。
　信号処理回路２２は、信号処理用の半導体を有した回路である。信号処理回路２２には、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とが入力される。また、信号処理回路２２には、前述した位相情報が位相検出回路２１から伝達される。そして、信号処理回路２２は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて動作解析用の補正前信号Ｓｃを生成すると共に、伝達された位相情報に基づいて補正前信号Ｓｃに補正を加えて補正信号Ｓｄを生成している。そして、信号処理回路２２は、補正信号Ｓｄを用いて検知対象３０の動作を解析し、解析結果に対応した動作情報Ｓｏｕｔを出力している。
　次に、動作解析用の補正前信号Ｓｃの生成方法とその補正方法について、図５を用いて説明する。図５は、本発明の第１実施形態に係る位相補正方法に関する説明図である。図５（ａ）は、補正前信号Ｓｃの状態を示す説明図であり、図５（ｂ）は、補正信号Ｓｄの状態を示す説明図である。図５において、横軸はＩＱ座標におけるＩ座標軸であり、縦軸はＩＱ座標におけるＱ座標軸である。
　まず、補正前信号Ｓｃの生成方法について説明する。前述したように、第１検知信号Ｓａ１は第１位相状態に対応した信号であり、第２検知信号Ｓａ２は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れた第２位相状態に対応した信号である。そのため、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とを、ＩＱ座標と呼ばれる直交座標におけるＩ座標成分（余弦成分）とＱ座標成分（正弦成分）として利用することができる。そして、本実施形態では、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１が補正前信号ＳｃのＩ座標成分となり、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２が補正前信号ＳｃのＱ座標成分となるように、補正前信号Ｓｃを生成している。
　このようにして生成された補正前信号Ｓｃは、呼吸や心拍動作等の検知対象３０の動作に対応して、その振幅と位相とが時々刻々に変化する信号となる。そして、外乱ノイズや検知対象３０の移動が無い場合には、補正前信号Ｓｃは、図５（ａ）に示すように、原点を通りＩ座標軸に対する角度がφとなるＩＱ座標上の線分Ｌ１に沿って変動する。以下、ある瞬間における補正前信号Ｓｃの、Ｉ座標成分を瞬時Ｉ座標成分Ｃｉとし、Ｑ座標成分を瞬時Ｑ座標成分Ｃｑとし、振幅（原点からの距離）を瞬時振幅Ｃとして説明を進める。また、線分Ｌ１のＩ座標軸に対する角度φを補正前信号Ｓｃの位相角φとして説明を進める。
　補正前信号Ｓｃが前述した信号である場合、瞬時Ｉ座標成分Ｃｉと瞬時振幅Ｃと位相角φと電位Ａ１との間には、Ｃｉ＝Ｃ・ｃｏｓφ＝Ａ１、という関係式が成立する。また、瞬時Ｑ座標成分Ｃｑと瞬時振幅Ｃと位相角φと電位Ａ２との間には、Ｃｑ＝Ｃ・ｓｉｎφ＝Ａ２、という関係式が成立する。このように、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１は、位相角φに対する余弦関数と比例する値となり、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２は、位相角φに対する正弦関数と比例する値となる。
　尚、位相角φは、無線センサ装置１と検知対象３０との距離によって決まる角度であり、無線センサ装置１と検知対象３０との距離が変化した場合には、無線センサ装置１と検知対象３０との距離の変化に合わせて位相角φも変動する。
　次に、位相角φの算出方法について説明する。前述したように、ローパスフィルタ２１ｂの出力信号である第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積（（Ｃ・ｃｏｓφ）・（Ｃ・ｓｉｎφ））が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、ローパスフィルタ２１ｄの出力信号である第２数値情報Ｂ２は、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１の２乗（（Ｃ・ｃｏｓφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数の２乗と比例する値となる。
　このように、第１数値情報Ｂ１は、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となり、第２数値情報Ｂ２は、位相角φに対する余弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２と位相角φとの間には、Ｂ１／Ｂ２＝ｓｉｎφ／ｃｏｓφ＝ｔａｎφ、という関係式が成立する。そして、この関係式を利用して、第１数値情報Ｂ１を第２数値情報Ｂ２で除した値の逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ１／Ｂ２））として位相角φを算出することができる。
　位相検出回路２１は、このような関係式を利用して、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とを用いて位相角φを算出し、位相情報として信号処理回路２２に出力している。
　次に、補正前信号Ｓｃの補正方法について説明する。信号処理回路２２は、補正前信号Ｓｃを生成した後に、位相角φに基づいて補正前信号Ｓｃに補正を加えて補正信号Ｓｄを生成している。本実施形態では、位相情報に基づいて加えられる補正は、図５（ｂ）に示すように、補正前信号Ｓｃの位相を、位相角φの符号を反転した－φという角度だけシフトさせることである。このことは、すなわち、補正前信号Ｓｃを、補正前信号Ｓｃと瞬時振幅が同じで位相角が０の状態の信号に変換することと等価である。
　ある瞬間における補正信号Ｓｄの、Ｉ座標成分を瞬時Ｉ座標成分Ｄｉとし、Ｑ座標成分を瞬時Ｑ座標成分Ｄｑとし、振幅（原点からの距離）を瞬時振幅Ｄとすると、補正信号Ｓｄの瞬時Ｉ座標成分Ｄｉは、補正信号Ｓｄの瞬時振幅Ｄと等しい値、すなわち補正前信号Ｓｃの瞬時振幅Ｃと等しい値となる。補正信号Ｓｄの瞬時Ｑ座標成分Ｄｑは０となる。そして、補正信号Ｓｄは、補正前信号Ｓｃの変化に伴い、Ｉ座標軸に沿って変化する信号となる。
　このように、位相角が０の状態に変換された補正信号Ｓｄは、無線センサ装置１と検知対象３０との距離の変化によって位相角φが変動しても、位相角φの変動に影響され難い信号となる。そして、信号処理回路２２は、補正信号Ｓｄの時間変化に基づいて検知対象３０の動作を解析し、解析結果に対応した動作情報Ｓｏｕｔを出力している。このような補正信号Ｓｄを用いて検知対象３０の動作を解析する方法は公知なので、詳細な説明は省略する。
　次に、本実施形態の効果について説明する。本実施形態の無線センサ装置１のような装置では、検知対象３０の動きを検出している間に検知対象３０が移動して無線センサ装置１と検知対象３０との距離が変化すると、それに対応して送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差が変化する。そして、このような装置では、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差を利用して検知対象３０の動きの検出するための検知信号を生成しているので、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差がヌルポイントと呼ばれる特定の条件となった時には、検知対象３０の動きを検出する際の検出感度が大きく低下し、検知対象３０の動きの検出が困難になる場合があった。
　ヌルポイントの発生原理については公知なので詳細な説明は省略するが、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差が０又はπ（ラジアン）のときに検出感度が大きく低下し、その中間の状態、すなわち、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差がπ／２（ラジアン）付近又は－π／２（ラジアン）付近のときに検出感度が良好となる。
　また、検出感度が大きく低下しない場合でも、無線センサ装置１と検知対象３０との距離が頻繁に変化し、それに対応して送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差が変動したのでは、その影響で検知対象３０の動作を解析するための信号の振幅や位相も変動し、検知対象３０の動作の解析が複雑になってしまう可能性が有った。このような場合にも、やはり、検知対象３０の動きを検出する際の検出感度が低下してしまう。
　それに対して、本実施形態の無線センサ装置１では、センサ部１０は、反射信号ＲＸの位相状態である第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１と、第１位相状態に対して反射信号ＲＸの位相が異なる第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２と、を生成している。そのため、無線センサ装置１と検知対象３０との距離が変化して、第１位相状態と第２位相状態とのうちの一方の位相状態での検出感度が低下しても、他方の位相状態に切り替えることによって、検出感度の良好な状態を作り出すことができる。
　例えば、第１位相状態における送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差が０（ヌルポイント状態）となった場合には、第１位相状態に対応する第１検知信号Ｓａ１での検知感度が大きく低下するが、第２位相状態における送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差は－π／２（ラジアン）となり、第２位相状態に対応する第２検知信号Ｓａ２での検知感度は良好となる。
　しかも、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とは異なる２つの位相状態に対応した信号なので、位相情報を検出するのに適した信号となる。そして、信号処理部２０は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて位相情報を検出すると共に、検出した位相情報に基づいて所定の信号処理を行っている。そのため、無線センサ装置１と検知対象３０との距離が頻繁に変化し、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差が変動した場合でも、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて位相情報を検出し、検出した位相情報に基づいて信号に補正を加えることができる。その結果、無線センサ装置１と検知対象３０との距離の変化に伴う、検出感度の低下を抑制することができる。
　また、本実施形態の無線センサ装置１では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号ＲＸの位相がπ／２（ラジアン）だけ異なる位相状態である。そのため、このような２つの位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とをＩＱ座標と呼ばれる直交座標における２つの座標成分とし、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づく第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とを用いてＩＱ座標における位相角φを容易に算出することができる。しかも、信号処理部２０は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づく第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とを用いてＩＱ座標における位相角φを算出し、算出された位相角φに基づいて補正前信号Ｓｃの位相補正を行っている。そして、補正前信号Ｓｃの位相補正を行うことによって、補正前信号Ｓｃを位相角φの変動に影響され難い補正信号Ｓｄに変換することができる。その結果、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差の変動に伴う信号の変動の影響を更に低減し、検出感度の低下を更に抑制することができる。
　また、本実施形態の無線センサ装置１では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１を、ＩＱ座標におけるＩ座標成分（余弦成分）として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２を、ＩＱ座標におけるＱ座標成分（正弦成分）として使用することができる。
　そして、第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積（（Ｃ・ｃｏｓφ）・（Ｃ・ｓｉｎφ））が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、第２数値情報Ｂ２は、第１検知信号Ｓａ１と第１検知信号Ｓａ１との混合信号が平準化された数値情報なので、第２数値情報Ｂ２は、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１の２乗（（Ｃ・ｃｏｓφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、位相角φは、第１数値情報Ｂ１を第２数値情報Ｂ２で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ１／Ｂ２））という簡単な計算式を用いて算出することができる。その結果、位相角φの算出が容易となる。
　尚、本実施形態では、ローパスフィルタ２１ｂやローパスフィルタ２１ｄによって平準化された第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とを用いて位相角φを算出し、算出された位相角φに基づいて補正前信号Ｓｃに補正を加えている。無線センサ装置１の周辺にノイズ発生源が存在する場合には、このように、ローパスフィルタ２１ｂやローパスフィルタ２１ｄによって平準化された第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２とを用いて位相角φを算出することによって、外来ノイズの影響を軽減することができる。
　また、本実施形態の無線センサ装置１では、センサ部１０は、移相器１３と第１検波回路１４と第２検波回路１５とを用いて、第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１と、第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２と、を容易に生成することができる。しかも、信号処理部２０は、位相検出回路２１と信号処理回路２２とを用いて、位相角φ等の位相情報の検出と位相補正等の信号処理とを容易に行うことができる。その結果、本実施形態の無線センサ装置１では、検知対象３０の動作の検出が容易となる。
　［第２実施形態］
　以下、本発明の第２実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、本実施形態において、前述した第１実施形態と同一の構成である場合、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
　まず、本発明の第２実施形態に係る無線センサ装置１０１の構成について、図６及び図７を用いて説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る無線センサ装置１０１の構成を示す説明図である。図７は、図６に示す信号処理部１２０の構成をより詳しく示す説明図である。
　無線センサ装置１０１は、図６に示すように、センサ部１０と信号処理部１２０とを備えている。信号処理部１２０は、図６に示すように、位相検出回路１２１と信号処理回路２２とを有している。このように、無線センサ装置１０１は、第１実施形態に係る無線センサ装置１の信号処理部２０が信号処理部１２０に置き換わったものである。また、信号処理部１２０は、信号処理部２０の位相検出回路２１が位相検出回路１２１に置き換わったものである。
　位相検出回路１２１は、図７に示すように、２つのミキサ回路と２つのローパスフィルタと演算回路２１ｇとを有している。２つのミキサ回路は、ミキサ回路２１ａとミキサ回路２１ｅとである。２つのローパスフィルタは、ローパスフィルタ２１ｂとローパスフィルタ２１ｆとである。このように、位相検出回路１２１は、位相検出回路２１のミキサ回路２１ｃとローパスフィルタ２１ｄとが、ミキサ回路２１ｅとローパスフィルタ２１ｆとに置き換わったものである。
　ミキサ回路２１ｅは、２つの入力端子と１つの出力端子とを有している。ミキサ回路２１ｅの２つの入力端子には、共に第２検知信号Ｓａ２が入力され、ミキサ回路２１ｅの出力端子から第２検知信号Ｓａ２と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が出力される。ローパスフィルタ２１ｆは、ミキサ回路２１ｅの出力信号を平準化している。そして、ローパスフィルタ２１ｆの出力信号の電位が第３数値情報Ｂ３となる。第３数値情報Ｂ３は、第２検知信号Ｓａ２と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２の２乗（（Ｃ・ｓｉｎφ）＾２）が平準化された値と比例する値となる。
　演算回路２１ｇの構成は、第１実施形態と同じであるが、演算回路２１ｇには、第１数値情報Ｂ１と第３数値情報Ｂ３とが入力される。そして、演算回路２１ｇは、第１数値情報Ｂ１と第３数値情報Ｂ３とを用いて、ＩＱ座標と呼ばれる直交座標における位相角φを算出している。
　第１数値情報Ｂ１は、第１実施形態と同様に、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積（（Ｃ・ｃｏｓφ）・（Ｃ・ｓｉｎφ））が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。一方、第３数値情報Ｂ３は、前述したように、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２の２乗（（Ｃ・ｓｉｎφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する正弦関数の２乗と比例する値となる。
　このように、第１数値情報Ｂ１は、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となり、第３数値情報Ｂ３は、位相角φに対する正弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、第１数値情報Ｂ１と第３数値情報Ｂ３と位相角φとの間には、Ｂ３／Ｂ１＝ｓｉｎφ／ｃｏｓφ＝ｔａｎφ、という関係式が成立する。そして、この関係式を利用して、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値の逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））として位相角φを算出することができる。
　本実施形態では、位相検出回路１２１は、この関係式を利用して、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））として位相角φを算出し、位相情報として信号処理回路２２に出力している。
　信号処理回路２２は、第１実施形態と同様に、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて補正前信号Ｓｃを生成すると共に、位相角φに基づいて補正前信号Ｓｃに補正を加えて補正信号Ｓｄを生成している。そして、信号処理回路２２は、補正信号Ｓｄを用いて検知対象３０の動作を解析し、解析結果に対応した動作情報Ｓｏｕｔを出力している。
　次に、本実施形態の効果について説明する。尚、本実施形態では、第１実施形態と異なる効果についてのみ説明する。本実施形態の無線センサ装置１０１では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１を、ＩＱ座標におけるＩ座標成分（余弦成分）として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２を、ＩＱ座標におけるＱ座標成分（正弦成分）として使用することができる。
　そして、第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第１数値情報Ｂ１は、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積（（Ｃ・ｃｏｓφ）・（Ｃ・ｓｉｎφ））が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、第３数値情報Ｂ３は、第２検知信号Ｓａ２と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第３数値情報Ｂ３は、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２の２乗（（Ｃ・ｓｉｎφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する正弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、位相角φは、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））という簡単な計算式を用いて算出することができる。その結果、第１実施形態と同様に、位相角φの算出が容易となる。
　［第３実施形態］
　以下、本発明の第３実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、本実施形態において、前述した第１実施形態や第２実施形態と同一の構成である場合、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
　まず、本発明の第３実施形態に係る無線センサ装置２０１の構成について、図８及び図９を用いて説明する。図８は、本発明の第３実施形態に係る無線センサ装置２０１の構成を示す説明図である。図９は、図８に示す信号処理部２２０の構成をより詳しく示す説明図である。
　無線センサ装置２０１は、図８に示すように、センサ部１０と信号処理部２２０と制御回路１６とを備えている。信号処理部２２０は、図８に示すように、位相検出回路２２１と信号処理回路２２とを有している。このように、無線センサ装置２０１は、第１実施形態に係る無線センサ装置１の信号処理部２０が信号処理部２２０に置き換わったものである。また、信号処理部２２０は、信号処理部２０の位相検出回路２１が位相検出回路２２１に置き換わったものである。
　位相検出回路２２１は、図９に示すように、３つのミキサ回路と３つのローパスフィルタと演算回路２１ｇとを有している。３つのミキサ回路は、ミキサ回路２１ａとミキサ回路２１ｃとミキサ回路２１ｅとである。３つのローパスフィルタは、ローパスフィルタ２１ｂとローパスフィルタ２１ｄとローパスフィルタ２１ｆとである。このように、位相検出回路２２１は、位相検出回路２１にミキサ回路２１ｅとローパスフィルタ２１ｆとが追加されたものである。
　ミキサ回路２１ｅは、２つの入力端子と１つの出力端子とを有している。ミキサ回路２１ｅの２つの入力端子には、共に第２検知信号Ｓａ２が入力され、ミキサ回路２１ｅの出力端子から第２検知信号Ｓａ２と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が出力される。ローパスフィルタ２１ｆは、ミキサ回路２１ｅの出力信号を平準化している。そして、ローパスフィルタ２１ｆの出力信号の電位が第３数値情報Ｂ３となる。第３数値情報Ｂ３は、第２検知信号Ｓａ２と第２検知信号Ｓａ２との混合信号が平準化された数値情報なので、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２の２乗（（Ｃ・ｓｉｎφ）＾２）が平準化された値と比例する値となる。
　演算回路２１ｇの構成は、第１実施形態と同じであるが、演算回路２１ｇには、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２と第３数値情報Ｂ３とが入力される。そして、演算回路２１ｇは、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２と第３数値情報Ｂ３とを用いて、ＩＱ座標と呼ばれる直交座標における位相角φを算出している。
　第１数値情報Ｂ１は、第１実施形態と同様に、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１と第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２との積（（Ｃ・ｃｏｓφ）・（Ｃ・ｓｉｎφ））が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となる。また、第２数値情報Ｂ２は、第１実施形態と同様に、第１検知信号Ｓａ１の電位Ａ１の２乗（（Ｃ・ｃｏｓφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する余弦関数の２乗と比例する値となる。また、第３数値情報Ｂ３は、第２実施形態と同様に、第２検知信号Ｓａ２の電位Ａ２の２乗（（Ｃ・ｓｉｎφ）＾２）が平準化された値と比例する値、すなわち、位相角φに対する正弦関数の２乗と比例する値となる。
　このように、第１数値情報Ｂ１は、位相角φに対する余弦関数と正弦関数との積と比例する値となり、第２数値情報Ｂ２は、位相角φに対する余弦関数の２乗と比例する値となり、第３数値情報Ｂ３は、位相角φに対する正弦関数の２乗と比例する値となる。そのため、第１数値情報Ｂ１と第２数値情報Ｂ２と第３数値情報Ｂ３と位相角φとの間には、Ｂ１／Ｂ２＝ｓｉｎφ／ｃｏｓφ＝ｔａｎφ、Ｂ３／Ｂ１＝ｓｉｎφ／ｃｏｓφ＝ｔａｎφ、という２つの関係式が成立する。
　本実施形態では、位相検出回路２２１は、これらの関係式を利用して、第１数値情報Ｂ１を第２数値情報Ｂ２で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ１／Ｂ２））として位相角φの第１算出値を算出すると共に、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））として位相角φの第２算出値を算出し、第１算出値と第２算出値とを位相情報として信号処理回路２２に出力している。
　信号処理回路２２は、第１実施形態と同様に、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とに基づいて補正前信号Ｓｃを生成すると共に、位相角φに基づいて補正前信号Ｓｃに位相補正を加えて補正信号Ｓｄを生成している。そして、信号処理回路２２は、補正信号Ｓｄを用いて検知対象３０の動作を解析し、解析結果に対応した動作情報Ｓｏｕｔを出力している。但し、本実施形態では、信号処理回路２２は、所定の基準に従って、位相角φの第１算出値と第２算出値とのうちの一方を選択し、選択した側の算出値を用いて補正前信号Ｓｃの位相補正を行っている。
　第１算出値と第２算出値とのうちのどちらを位相角φとして選択するかについては様々な方法が考えられるが、本実施形態では、信号処理回路２２は、電位Ａ１の大きさ（絶対値）と電位Ａ２の大きさ（絶対値）とに基づいて位相角φの選択を行っている。
　例えば、電位Ａ１の大きさ（絶対値）が電位Ａ２の大きさ（絶対値）よりも大きい場合、Ａ２の２乗と比例する第３数値情報Ｂ３を用いて位相角φを算出するよりも、Ａ１の２乗と比例する第２数値情報Ｂ２を用いて位相角φを算出する方が位相角φの算出精度を高める易い。そのため、このような場合には、第１算出値が位相角φとして選択される。また、電位Ａ２の大きさ（絶対値）が電位Ａ１の大きさ（絶対値）よりも大きい場合、Ａ１の２乗と比例する第２数値情報Ｂ２を用いて位相角φを算出するよりも、Ａ２の２乗と比例する第３数値情報Ｂ３を用いて位相角φを算出する方が位相角φの算出精度を高め易い。そのため、このような場合には、第２算出値が位相角φとして選択される。
　次に、本実施形態の効果について説明する。尚、本実施形態では、第１実施形態と異なる効果についてのみ説明する。本実施形態の無線センサ装置２０１では、第２位相状態は、第１位相状態に対して反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態なので、第１位相状態に対応した第１検知信号Ｓａ１を、ＩＱ座標におけるＩ座標成分（余弦成分）として使用し、第２位相状態に対応した第２検知信号Ｓａ２を、ＩＱ座標におけるＱ座標成分（正弦成分）として使用することができる。
　そして、位相角φは、第１数値情報Ｂ１を第２数値情報Ｂ２で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ１／Ｂ２））として位相角φを算出する算出方法と、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））として位相角φを算出する算出方法という、２つの算出方法を用いて算出することができる。その結果、位相角φを簡単な数式を用いて算出することができ、第１実施形態や第２実施形態と同様に、位相角φの算出が容易となる。
　しかも、本実施形態の無線センサ装置２０１では、第１数値情報Ｂ１を第２数値情報Ｂ２で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ１／Ｂ２））として位相角φの第１算出値を算出すると共に、第３数値情報Ｂ３を第１数値情報Ｂ１で除した値に対する逆正接関数（ｔａｎ－１（Ｂ３／Ｂ１））として位相角φの第２算出値を算出し、第１算出値と第２算出値とのうちの一方を位相角φの算出値として選択している。そのため、第１算出値と第２算出値とのうちの一方の算出精度が低下した場合でも、他方を位相角φの算出値として使用することによって、検出感度の低下を抑制することができる。
　［第４実施形態］
　以下、本発明の第４実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、本実施形態において、前述した第１実施形態と同一の構成である場合、同一符号を付して詳細な説明は省略する。
　まず、本発明の第４実施形態に係る無線センサ装置３０１の構成について、図１０を用いて説明する。図１０は、本発明の第４実施形態に係る無線センサ装置３０１の構成を示す説明図である。
　無線センサ装置３０１は、図１０に示すように、センサ部１０と２つの信号処理部３２０とを備えている。信号処理部３２０は、図１１に示すように、位相検出回路２１と信号処理回路２２と第１フィルタ２３と第２フィルタ２４とを有している。このように、無線センサ装置３０１は、複数の信号処理部を有した無線センサ装置である。そして、信号処理部３２０は、第１実施形態の信号処理部２０に第１フィルタ２３と第２フィルタ２４とが追加された構成となっている。
　第１フィルタ２３は、低周波における所定の通過帯域を有したバンドパスフィルタである。第１フィルタ２３には、第１検知信号Ｓａ１が入力され、第１検知信号Ｓａ１から検出したい検知対象３０の動作に適した所定の周波数成分を取り出している。そして、本実施形態では、第１検知信号Ｓａ１の代わりに第１フィルタ２３の出力信号が位相検出回路２１と信号処理回路２２とに入力される。
　第２フィルタ２４は、第１フィルタ２３と同じ通過帯域を有したバンドパスフィルタである。第２フィルタ２４には、第２検知信号Ｓａ２が入力され、第２検知信号Ｓａ２から検出したい検知対象３０の動作に適した所定の周波数成分を取り出している。そして、本実施形態では、第２検知信号Ｓａ２の代わりに第２フィルタ２４の出力信号が位相検出回路２１と信号処理回路２２とに入力される。
　尚、第１フィルタ２３の通過帯域と第２フィルタ２４の通過帯域とは、信号処理部３２０毎に異なる帯域となっている。ずなわち、２つの信号処理部３２０のうちの一方では、第１フィルタ２３の通過帯域と第２フィルタ２４の通過帯域とは、人の呼吸に対応した通過帯域（０．７Ｈｚ～１Ｈｚ程度）となっている。また、２つの信号処理部３２０のうちの他方では、第１フィルタ２３の通過帯域と第２フィルタ２４の通過帯域とは、人の心拍動作に対応した通過帯域（１Ｈｚ～２Ｈｚ程度）となっている。
　そして、本実施形態では、２つの信号処理部３２０のうちの一方が、人の呼吸に関する動作解析を行い、人の呼吸に関する動作情報を出力している。また、２つの信号処理部３２０のうちの他方が、人の心拍動作に関する動作解析を行い、人の心拍動作に関する動作情報を出力している。
　次に、本実施形態の効果について説明する。尚、本実施形態では、第１実施形態と異なる効果についてのみ説明する。本実施形態の無線センサ装置３０１では、複数の信号処理部３２０を用いて、検知対象３０の動作から異なる複数の動作情報を検出することができる。しかも、複数の動作情報を検出する場合、動作情報毎に検出に適した周波数が異なる場合があるが、本実施形態の無線センサ装置３０１では、第１フィルタ２３の通過帯域と第２フィルタ２４の通過帯域とは、信号処理部３２０毎に異なる帯域となっている。そのため、センサ部１０が出力した検知信号から、信号処理部３２０毎に動作の検出に適した周波数成分を取り出すことができる。その結果、本実施形態の無線センサ装置３０１では、検知対象３０の異なる複数の動作を効率よく検出することができる。
　以上、本発明の実施形態について説明してきたが、本発明は上記の実施形態に限定されず、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更することができる。
　例えば、本発明の実施形態において検出する動作は、前述した以外の動作であっても構わない。例えば、検出する動作は、人の脈動等の呼吸や心拍動作以外の動作であっても構わない。また、検出する動作は、人以外の物体の周期的な動作であっても構わない。
　また、本発明の実施形態において、送受信アンテナ１１は、送信アンテナと受信アンテナとを組み合わせたアンテナであっても構わない。そして、送信アンテナと受信アンテナとには、それぞれフィルタや増幅器等の回路が接続されていても構わない。
　また、本発明の実施形態において、信号発生回路１２が生成する送信信号ＴＸの周波数は、前述した以外の周波数であっても構わない。例えば、送信信号ＴＸの周波数は、数百ＭＨｚ帯や５ＧＨｚ帯の周波数であっても構わない。
　また、本発明の実施形態において、２つの位相状態に切り替えることできるのであれば、移相器１３の構成は前述した以外の構成であっても構わない。例えば、移相器１３は、所定の線路長の伝送線路の端部に可変容量素子等を接続したような構成であっても構わない。
　また、本発明の実施形態において、第１検波回路１４と第２検波回路１５とには、異なる２つの位相状態の送信信号ＴＸがそれぞれ入力されても構わない。そして、その場合、第１検波回路１４と第２検波回路１５とには、同じ位相状態の反射信号ＲＸが入力されても構わない。検出感度の低下は、送信信号ＴＸと反射信号ＲＸとの位相差によって生じるので、このように、異なる２つの位相状態の送信信号ＴＸを用いた場合でも、異なる２つの位相状態の反射信号ＲＸを用いた場合と同様の効果を得ることができる。
　また、本発明の実施形態において、センサ部１０の第１検波回路１４は信号変換回路１４ｃを有しておらず、第２検波回路１５は信号変換回路１５ｃを有していなくても構わない。その場合、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とは、アナログの検知信号となるが、第１検知信号Ｓａ１と第２検知信号Ｓａ２とがアナログの検知信号であっても、同様の効果を得ることができる。
　また、本発明の第３実施形態において、位相検出回路２２１は、２つの算出方法で算出した位相角φのうちのどちらを信号処理回路２２に伝達するかを位相検出回路２２１側で判断し、２つの算出方法で算出した位相角φのうちのどちらか一方に関する位相情報のみを信号処理回路２２に伝達しても構わない。
　また、本発明の第３実施形態において、信号処理回路２２は、位相角φの第１算出値と第２算出値とのうちの一方を選択し、選択した側の算出値を位相角φの算出値として使用しているが、信号処理回路２２は、第１算出値と第２算出値との平均値を位相角φの算出値として使用しても構わない。このような場合でも、第１算出値と第２算出値とのうちの一方の算出精度が低下した時に、算出精度が低下した側の算出値の影響を低減し、検出感度の低下を抑制することができる。
　また、本発明の第４実施形態において、無線センサ装置３０１が備える信号処理部２０の数は３つ以上であっても構わない。また、無線センサ装置３０１が備える信号処理部は、第１実施形態に示す信号処理部２０ではなく、第２実施形態に示す信号処理部１２０や第３実施形態に示す信号処理部２２０であっても構わない。
　１　無線センサ装置
　１０　センサ部
　１１　送受信アンテナ
　１２　信号発生回路
　１２ａ　発振器
　１２ｂ　増幅器
　１３　移相器
　１３ａ　第１伝送線路
　１３ｂ　第２伝送線路
　１３ｃ　第１スイッチ素子
　１３ｄ　第２スイッチ素子
　１４　第１検波回路
　１４ａ　ミキサ回路
　１４ｂ　ローパスフィルタ
　１４ｃ　信号変換回路
　１５　第２検波回路
　１５ａ　ミキサ回路
　１５ｂ　ローパスフィルタ
　１５ｃ　信号変換回路
　１６　制御回路
　２０　信号処理部
　２１　位相検出回路
　２１ａ　ミキサ回路
　２１ｂ　ローパスフィルタ
　２１ｃ　ミキサ回路
　２１ｄ　ローパスフィルタ
　２１ｅ　ミキサ回路
　２１ｆ　ローパスフィルタ
　２１ｇ　演算回路
　２２　信号処理回路
　２３　第１フィルタ
　２４　第２フィルタ
　３０　検知対象
　１０１　無線センサ装置
　１２０　信号処理部
　１２１　位相検出回路
　２０１　無線センサ装置
　２２０　信号処理部
　２２１　位相検出回路
　３０１　無線センサ装置
　３２０　信号処理部
 
                                                                                

Claims (7)

  1. 　検知対象に放射される送信信号と前記送信信号の前記検知対象からの反射信号とに基づいて検知信号を生成するセンサ部と、
    　前記センサ部が生成した前記検知信号の信号処理を行う信号処理部と、
    　を備えた無線センサ装置であって、
    　前記センサ部は、
    　前記送信信号又は前記反射信号の位相状態である第１位相状態に対応した第１検知信号と、
    　前記第１位相状態に対して前記送信信号又は前記反射信号の位相が異なる第２位相状態に対応した第２検知信号と、
    　を生成し、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号とに基づいて位相情報を検出すると共に、
    　検出した前記位相情報に基づいて所定の信号処理を行うことを特徴とする無線センサ装置。
  2. 　前記第２位相状態は、
    　前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ異なる位相状態であり、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号とに基づいて、
    　直交座標における位相角を算出し、
    　算出された前記位相角に基づいて、
    　信号の位相補正を行うことを特徴とする、
    　請求項１に記載の無線センサ装置。
  3. 　前記第２位相状態は、
    　前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第１数値情報と、
    　前記第１検知信号と前記第１検知信号との混合信号に対応する第２数値情報と、
    　を用い、
    　前記第１数値情報を前記第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角を算出することを特徴とする、
    　請求項２に記載の無線センサ装置。
  4. 　前記第２位相状態は、
    　前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第１数値情報と、
    　前記第２検知信号と前記第２検知信号との混合信号に対応する第３数値情報と、
    　を用い、
    　前記第３数値情報を前記第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角を算出することを特徴とする、
    　請求項２に記載の無線センサ装置。
  5. 　前記第２位相状態は、
    　前記第１位相状態に対して前記反射信号の位相がπ／２（ラジアン）だけ遅れる位相状態であり、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１出力信号と前記第２出力信号との混合信号に対応する第１数値情報と、
    　前記第１出力信号と前記第１出力信号との混合信号に対応する第２数値情報と、
    　前記第２出力信号と前記第２出力信号との混合信号に対応する第３数値情報と、
    　を用い、
    　前記第１数値情報を前記第２数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角の第１算出値を算出すると共に、
    　前記第３数値情報を前記第１数値情報で除した値に対する逆正接関数として前記位相角の第２算出値を算出し、
    　前記第１算出値と前記第２算出値とのうちの一方を選択した値か、又は、前記第１算出値と前記第２算出値との平均値を前記位相角の算出値とすることを特徴とする、
    　請求項２に記載の無線センサ装置。
  6. 　前記センサ部は、
    　前記送信信号を放射し前記反射信号を受信するための送受信アンテナと、
    　前記送信信号を生成する信号発生回路と、
    　前記第１位相状態と前記第２位相状態とを発生させる移相器と、
    　前記送信信号の一部と前記第１位相状態に対応した前記反射信号とが入力される第１検波回路と、
    　前記送信信号の一部と前記第２位相状態に対応した前記反射信号とが入力される第２検波回路と、
    　を有し、
    　前記信号処理部は、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号とが入力される位相検出回路と、
    　前記第１検知信号と前記第２検知信号と前記位相情報とが入力される信号処理回路と、
    　を有することを特徴とする、
    　請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の無線センサ装置。
  7. 　複数の前記信号処理部を備え、
    　前記信号処理部は、
    　所定の通過帯域を有し、前記第１検知信号が入力される第１フィルタと、
    　前記所定の通過帯域を有し、前記第２検知信号が入力される第２フィルタと、
    　を有し、
    　前記所定の通過帯域は、
    　前記信号処理部毎に異なる帯域となっていることを特徴とする、
    　請求項６に記載の無線センサ装置。
     
                                                                                    
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