WO2015145733A1 - 車載機器 - Google Patents

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WO2015145733A1
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battery
voltage
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秀一 置田
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an in-vehicle device having a function of preventing a current from flowing in a direction opposite to a normal direction when a battery is reversely connected.
  • Patent Document 1 discloses a power supply reverse connection protection function that prevents a vehicle-mounted device from being damaged when a positive terminal and a negative terminal of a vehicle-mounted battery are reversely connected and a current flows in a direction opposite to a normal connection.
  • 2 has been proposed.
  • an N-channel first FET field effect transistor
  • the anode of the parasitic diode of the first FET is provided on the power supply terminal side
  • the N-channel type second FET is further downstream of the first FET
  • the cathode of the parasitic diode of the second FET is on the first FET side.
  • a charge pump type booster circuit has many components such as a boost switching capacitor, a smoothing capacitor, a plurality of switching elements for charge / discharge control of the boost switching capacitor, and a control circuit for switching on / off of the switching elements. This necessitates an increase in device size and cost.
  • a charge pump dedicated IC Integrated Circuit
  • a high-performance FET in which a charge pump type booster circuit is built in the FET has been developed. Although this is a means to avoid an increase in size, an increase in cost is inevitable.
  • Patent Document 2 discloses a power supply reverse connection protection circuit using two N-channel FETs, but does not describe details of a gate driver power supply generation circuit that generates an operation power supply for the FETs.
  • Patent Document 3 proposes a configuration using multi-voltage and not using a charge pump circuit.
  • the power supply device according to Patent Document 3 includes a 12V system power supply and a 36V system power supply.
  • the 36V system power supply is applied to the gate of an N-channel FET and the FET is turned on, a load is supplied from the 12V system power supply.
  • the power supply to the is controlled. This method is based on the premise that the power supply is multi-voltage.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to realize downsizing and cost reduction of in-vehicle devices.
  • An in-vehicle device operates with an electronic device that operates using an in-vehicle battery as a power source, a first power source unit that includes a step-down DC / DC converter that steps down the voltage of the battery, and operates using the first power source unit as a power source.
  • a control unit that controls the electronic device and an FET connected between the battery and the electronic device, and the forward direction of the parasitic diode of the FET is a current when the battery and the electronic device are positively connected.
  • a power supply reverse connection protection unit that is connected in a direction in which the battery flows and the battery and the electronic device are connected in reverse polarity, and the FET is turned off and the parasitic diode is blocked from current flowing in the reverse direction from the positive connection, And a second power supply unit that generates a drive voltage for turning on the FET of the power supply reverse connection protection unit at the time of positive connection using a voltage generated in the step-down DC / DC converter of one power supply unit. It is intended.
  • the drive voltage for turning on the FET of the power supply reverse connection protection unit is generated using the voltage generated in the step-down DC / DC converter, the charge pump type booster circuit is used. Compared to the case, the in-vehicle device can be reduced in size and cost.
  • FIG. 10 is a schematic diagram illustrating a configuration in which two FETs of an in-vehicle device according to a sixth embodiment are integrated.
  • the in-vehicle device 1 supplies an electronic device 2 that operates using the in-vehicle battery 100 as a power source, a control unit 3 that controls the electronic device 2, and supplies power to the control unit 3.
  • Step-down DC / DC converter buck converter, step-down converter
  • a case where the battery 100 is connected to the in-vehicle device 1 with a positive polarity is referred to as a positive connection
  • a case where the battery 100 is connected to the in-vehicle device 1 with a reverse polarity is referred to as a reverse connection.
  • the in-vehicle device 1 is, for example, an ECU (Electronic Control Unit) mounted on the vehicle.
  • the control unit 3 is, for example, a CPU (Central Processing Unit), and operates with power supplied from the first power supply unit 4.
  • a specific example of the electronic device 2 will be described in a fourth embodiment.
  • the power supply reverse connection protection unit 6 includes a semiconductor switch connected between the battery 100 and the electronic device 2.
  • an N-channel FET 11 is used for the semiconductor switch.
  • the FET 11 is turned on when the battery 100 is positively connected and turned off when the battery 100 is reversely connected.
  • the FET 11 has a parasitic diode D1.
  • the positive terminal of the battery 100 and the anode terminal of the parasitic diode D1 are connected, and the cathode terminal of the parasitic diode D1 and the electronic device 2 are connected.
  • the parasitic diode D1 prevents current flowing in the reverse direction from that of the positive connection.
  • the first power supply unit 4 is a step-down DC circuit including a switching element (for example, a P-channel FET 12 having a parasitic diode D2), a primary winding L1 (first coil) of the transformer T1, and a free wheeling diode D3.
  • a / DC converter is included.
  • the input side of the step-down DC / DC converter is connected to the cathode terminal of the parasitic diode D1 of the FET 111, the control unit 3 is connected to the output side of the step-down DC / DC converter, and the FET 12 is switched by the step-down control IC5. Then, a switching voltage is generated in the primary winding L1, and electric power is supplied to the control unit 3.
  • a transformer T1 is used in a step-down DC / DC converter, where a choke coil is generally used.
  • the winding start of the secondary winding L2 (second coil) of the transformer T1 and the positive terminal of the battery 100 are connected, and the winding end of the secondary winding L2 of the transformer T1 and the anode terminal of the rectifier diode D4 are connected. ing.
  • the cathode terminal of the rectifier diode D4 is connected to the gate terminal of the N-channel FET 11.
  • the secondary power supply unit 7 is configured by the secondary winding L2 of the transformer T1, the rectifier diode D4, and the smoothing capacitor C1.
  • the second power supply unit 7 is a power supply unit that generates a drive voltage for driving the FET 11 by using a voltage generated in the primary winding L1 of the transformer T1.
  • the first purpose of using an N-channel FET for the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6 is to prevent a current flowing in the opposite direction to that when the battery 100 is reversely connected by the parasitic diode D1 of the FET 11, The purpose is to prevent failure of the in-vehicle device 2.
  • the second purpose is to reduce the power consumption of the N-channel FET 11 by supplying a drive voltage higher than the voltage of the battery 100 to the gate terminal of the FET 11 and turning on the FET 11 at the time of positive connection. .
  • FIG. 2 is a graph showing operation waveforms of each part of the in-vehicle device 1 according to Embodiment 1, where the horizontal axis of each graph is time and the vertical axis is voltage.
  • Part a is the terminal voltage at the beginning of the primary winding L1 of the transformer T1
  • part b is the terminal voltage at the end of the primary winding L1 of the transformer T1
  • (ab) is applied to the primary winding L1 of the transformer T1.
  • Voltage, c portion is the terminal voltage at the beginning of winding of the secondary winding L2 of the transformer T1
  • d portion is the terminal voltage at the end of winding of the secondary winding L2 of the transformer T1
  • e portion is the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • a drive voltage (ec) applied to the gate terminal of the power supply reverse connection protection unit 6 is a gate-source voltage of the FET 11.
  • the terminal voltage at the start of winding (a part) of the primary winding L1 of the transformer T1 is the voltage V B of the battery 100 and the forward voltage V F of the freewheeling diode D3 according to the on / off state of the FET 12. Switch between.
  • the terminal voltage of winding end of the primary winding L1 of the transformer T1 (b section) is a drive voltage V CPU of the control unit 3.
  • a switching voltage V L2 multiplied by N2 / number of turns N1 of the primary winding L1) is applied.
  • V L2 ⁇ (V F ⁇ V CPU ) ⁇ N2 / N1, -(+ V B -V CPU ) ⁇ N2 / N1 (1)
  • the maximum voltage generated at the winding end (d part) of the secondary winding L2 of the transformer T1 is smoothed by the rectifier diode D4 and the smoothing capacitor C1, and applied to the gate terminal of the FET 11 of the power supply reverse connection protection part 6, The FET 11 is turned on.
  • the forward voltage V F of the driving voltage V CPU and the reflux diode D3 of the control unit 3 is hardly fluctuates, even as the voltage V B of the battery 100 is changed, the primary winding L1 of the transformer T1 The low side of the applied switching voltage hardly fluctuates. Therefore, the high side of the switching voltage generated at the end of winding (second part d) of the secondary winding L2 hardly fluctuates. Further, the switching voltage generated at the winding end (d portion) of the secondary winding L2 can be freely set by the turn ratio of the transformer T1. For this reason, the winding end (d portion) of the secondary winding L2 is connected to the gate terminal of the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • the breakdown voltage between the gate and source of the FET 11 used for the power supply reverse connection protection unit 6 will be examined.
  • the voltage V B of the battery 100 12V, 5V driving voltage V CPU of the control unit 3, a 10-turn winding N1 of the primary winding L1 of the transformer T1, and the 0.7V forward voltage V F of the return diode D3 To do.
  • the gate-source voltage V GS of the FET 11 can be calculated from the equation (2) to 10.6 by setting the number of turns N2 of the secondary winding L2 of the transformer T1 to 20 turns. It becomes 7V, and a desired drive voltage can be generated.
  • the maximum value of the voltage V GS applied between the gate and the source is calculated.
  • the voltage V B of the battery 100 12V, 5V driving voltage V CPU of the control section 3, 10 turns turns N1 of the primary winding L1 of the transformer T1, the number of turns N2 of the secondary winding L2 20 turns, ambient temperature -40 ° C., 0.7 V forward voltage V F of the return diode D3 at a room temperature environment (25 ° C.), the temperature change rate to -2.2 mV / ° C..
  • the voltage V GS is 10.70 V as calculated by the above equation (2).
  • the voltage V GS becomes 10.98V.
  • the variation rate of the gate-source voltage V GS is about 0.3 V with respect to a temperature change from 25 degrees to ⁇ 40 degrees, which is sufficient as the accuracy of the voltage applied between the gate and the source. From the above calculation results, a 20V product is selected for the gate-source breakdown voltage of the FET 11 used in the power supply reverse connection protection unit 6.
  • the transformer T1 is used in the step-down DC / DC converter of the first power supply unit 4 where a choke coil is generally used.
  • the primary winding L1 of the transformer T1 is used as a voltage conversion element of the step-down DC / DC converter using the coil performance, and the drive voltage V CPU of the control unit 3 is generated.
  • the secondary winding L2 of the transformer T1 a power supply by multiplying the turns ratio of the transformer T1 to the voltage of the primary winding L1, and generates a voltage higher than the voltage V B of the battery 100, the voltage smoothing A drive voltage for the FET 11 of the reverse connection protection unit 6 is generated. Since the drive voltage of the FET 11 can be generated at three points of the transformer T1, the rectifier diode D4, and the smoothing capacitor C1, an inexpensive power supply reverse connection protection function can be realized with a simple configuration.
  • the N channel FET 11 used for the power supply reverse connection protection unit 6 since the N channel FET 11 used for the power supply reverse connection protection unit 6 has a very low current consumption, the power loss applied to the secondary winding L2 of the transformer T1 is the power loss of the primary winding L1. Is almost negligible. Therefore, the core used for the transformer T1 may be the same size as the core when the choke coil is used. Further, it is not necessary to increase the wire diameter of the primary winding L1. Therefore, replacement of the choke coil with the transformer T1 increases the size of the component and increases the cost, and a power supply reverse connection protection function can be realized with a small component area.
  • the first embodiment can realize the same function, reduce the number of parts, and simplify the configuration. In addition, downsizing and cost reduction of the in-vehicle device 1 can be realized.
  • the in-vehicle device 1 includes the electronic device 2 that operates using the battery 100 as a power source, the first power supply unit 4 that includes the step-down DC / DC converter that steps down the voltage of the battery 100, It has a control unit 3 that operates using the first power supply unit 4 as a power source to control the electronic device 2, and an FET 11 connected between the battery 100 and the electronic device 2, and the forward direction of the parasitic diode D 2 of the FET 11
  • a power supply reverse connection protection unit 6 configured to prevent current flowing in a direction opposite to that when the battery 100 is reversely connected, and the FET 11 is turned off when the battery 100 is reversely connected and the parasitic diode D1 is reversely connected to the positive connection; Using the voltage generated in the step-down DC / DC converter of the unit 4, a drive voltage for turning on the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6 at the time of positive connection is generated.
  • the inexpensive power supply reverse connection protection unit 6 can be realized with a simple configuration. Therefore, the vehicle-mounted device 1 can be reduced in size and cost as compared with the case where the FET drive voltage is generated using a charge pump type booster circuit.
  • FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the in-vehicle device 1 according to the second embodiment.
  • the N channel type FET 11 a of the power supply reverse connection protection unit 6 is arranged on the negative terminal side of the battery 100.
  • the N-channel FET 11 When the N-channel FET 11 is connected to the positive terminal side of the battery 100 (FIG. 1), the anode terminal of the parasitic diode D1 is connected to the battery 100 and the cathode terminal is connected to the electronic device 2, but the N-channel FET 11a is connected. Is connected to the negative terminal side (FIG. 3), the anode terminal of the parasitic diode D1 is connected to the electronic device 2 and the cathode terminal is connected to the negative terminal of the battery 100.
  • the winding end of the primary winding L1 of the transformer T1 is connected to the control unit 3, and the winding start of the secondary winding L2 is connected to the battery 100.
  • the same effect as the first embodiment can be obtained. Further, since the voltage of the primary winding L1 of the transformer T1 and the voltage of the secondary winding L2 are insulated, the N-channel FET 11a can be easily arranged on the negative terminal side of the battery 100.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the in-vehicle device 1 according to the third embodiment.
  • a P-channel FET 11 b is used for the semiconductor switch of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • the winding start of the secondary winding L2 of the transformer T1 is connected to the battery 100, and the winding end of the secondary winding L2 is connected to the rectifier diode D4.
  • the FET 11b is used (FIG. 4)
  • the winding direction of the secondary winding L2 of the transformer T1 is reversed, the winding end of the secondary winding L2 is directed to the battery 100, and the winding start of the secondary winding L2 is rectified.
  • the winding start of the primary winding L1 of the transformer T1 is connected to the control unit 3.
  • a negative driving voltage can be easily applied to the gate terminal of the P-channel FET 11b simply by reversing the winding direction of the secondary winding L2 of the transformer T1.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the in-vehicle device 1 according to the fourth embodiment.
  • a semiconductor switch that switches between power supply and interruption from the battery 100 to the electronic device is added to the in-vehicle device 1 of the first to third embodiments.
  • an N-channel FET 21 having a parasitic diode D21 is used, similar to the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • the drive voltage for driving the FET 21 the voltage generated by the second power supply unit 7 is used as in the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • an LED (light emitting diode) lighting device 2a and an LED 2b are illustrated as the electronic device 2 (FIG. 1) that supplies the power of the battery 100.
  • the LED lighting device 2a operates using the battery 100 as a power source, and lights the LED 2b.
  • the signal transmission unit 22 is a circuit that transmits the drive voltage generated by the second power supply unit 7 to the FET 21.
  • the signal transmission unit 22 operates in response to the on / off switching signal S1 output from the control unit 3, so that the FET 21 is turned on / off. Switches.
  • the emitter terminal of the transistor TR21 is connected to the second power supply unit 7, the collector terminal is connected to the resistor R21, and the base terminal is connected to the collector terminal of the transistor TR22 via the resistor R22.
  • the emitter terminal of the transistor TR22 is connected to the negative terminal side of the battery 100, and the base terminal is connected to the control unit 3 via the resistor R23.
  • the transistor TR22 When the high-level on / off switching signal S1 is output from the control unit 3 to the transistor TR22, the transistor TR22 is turned on, thereby turning on the transistor TR21. Then, a drive voltage is applied from the second power supply unit 7 to the FET 21, and the FET 21 is turned on to supply power to the LED lighting device 2a.
  • the transistor TR22 and the transistor TR21 are turned off, so that the FET 21 is turned off and the power supply to the LED lighting device 2a is cut off.
  • the control unit 3 switches the on / off switching signal S1 from high to low while power is being supplied from the battery 100 to the LED lighting device 2a, the FET 21 is quickly stopped. Conversely, the FET 21 can be activated quickly.
  • the control unit 3 acquires the voltage input from the battery 100 as the input voltage signal S2, and monitors the input voltage. Moreover, the control part 3 acquires the status signal S3 showing whether the LED lighting device 2a is normal or abnormal, and monitors the LED lighting device 2a. Further, the control unit 3 acquires a status signal S4 indicating whether the LED 2b is normal or abnormal, and monitors the LED 2b.
  • the control unit 3 monitors a plurality of signals, the control unit 3 detects that at least one of the input voltage signal S2, the state signal S3, and the state signal S4 has a value indicating an abnormality, and then switches the high-level on / off switching signal. S1 is output to turn off the FET 21, and the power supply from the battery 100 to the LED lighting device 2a is cut off.
  • the in-vehicle device 1 energizes and shuts off the battery 100 to the LED lighting device 2a between the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6 and the LED lighting device 2a (electronic device).
  • the FET 21 is configured to operate according to the drive voltage generated by the second power supply unit 7. For this reason, it becomes possible to switch supply / stop of a power supply according to a situation, and functionality improves.
  • the control unit 3 detects an abnormality in the battery 100, the LED lighting device 2a, the LED 2b, etc., the FET 21 can be operated to stop the power supply, thereby preventing a chain failure after a certain functional failure. Is possible.
  • the FET 21 is connected between the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6 and the LED lighting device 2a.
  • the FET 21 may be connected between the battery 100 and the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6.
  • FIG. FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of the in-vehicle device 1 according to the fifth embodiment.
  • an integrator 31 is added to the signal transmission unit 22 of the fourth embodiment to suppress the input inrush current at startup.
  • the integrator 31 includes, for example, a resistor R31 and a capacitor C31, and is connected to the gate terminal of the FET 21 for semiconductor switch that switches between supply and interruption of power from the battery 100 to the LED lighting device 2a.
  • FIG. 7 is a graph showing an operation waveform of each part of the in-vehicle device 1 according to the fifth embodiment, where the horizontal axis of the graph represents time and the vertical axis represents voltage or current.
  • the f part is the voltage of the battery 100
  • the g part is the driving voltage of the control part 3
  • the h part is the driving voltage of the FET 11 and the FET 21
  • the i part is an on / off switching signal (high active) of the FET 21 output from the control part 3
  • the j part is The gate terminal voltage of the FET 21,
  • the k part is the source terminal voltage of the FET 21,
  • the m part is the current of the large-capacitance capacitor C32 on the input side of the LED lighting device 2a, the n part is the current flowing through the LED 2b, and the p part is the current of the battery 100. .
  • the source terminal is similarly made the integral type rise (k portion in FIG. 7).
  • the integral type waveform is characterized in that the voltage change per unit time (dV / dt) is large at the start timing (time t0 in FIG. 7), and dV / dt decreases with the passage of time, reaching the vicinity of the desired voltage. At timing (time t1 in FIG. 7), dV / dt approaches zero.
  • the LED lighting device 2a activates the LED 2b in a state where the charging of the large-capacitance capacitor C32 is completed (time t1 in FIG. 7), the current of the LED 2b can rise stably (n portion in FIG. 7).
  • the FET 21 If the FET 21 is turned on under the condition that the integrator 31 does not have a current limiting function, the voltage of the LED lighting device 2a steeply rises to the voltage level of the battery 100, so that a large current flows from the battery 100 to the large-capacitance capacitor C32. Supplied. At this time, since the voltage of the power supply terminal (not shown) of the LED lighting device 2a sharply decreases due to the input impedance between the battery 100 and the LED lighting device 2a, when the LED 2b is activated in such a situation, There is a possibility that the LED 2b repeatedly starts and stops.
  • the in-vehicle device 1 includes the signal transmission unit 22 that transmits the drive voltage generated by the second power supply unit 7 to the FET 21 for semiconductor switch.
  • the integrator 31 is provided to slow down the switching operation. For this reason, the input inrush current at the time of starting can be suppressed.
  • FIG. 8 is a circuit diagram in which the FET 11 and the FET 21 of the in-vehicle device 1 according to Embodiment 6 are integrated.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing a configuration in which the FET 11 and the FET 21 are integrated.
  • the other circuit configuration of the in-vehicle device 1 is the same as that described in the first to fifth embodiments, and will not be described.
  • the FET 11 of the power supply reverse connection protection unit 6 and the semiconductor switch FET 21 for switching between energization and interruption from the battery 100 to the electronic device 2 are integrally configured.
  • a source electrode 42 that connects the source terminal 11 S and a gate electrode 43 that connects the gate terminal 11 G are formed on one surface of the semiconductor layer 41 of the FET 11.
  • a source electrode 52 that connects the source terminal 21 S and a gate electrode 53 that connects the gate terminal 21 G are formed on one surface of the semiconductor layer 51 of the FET 21.
  • a drain electrode 44 common to the FETs 11 and 21 is formed on the opposite surface of the semiconductor layers 41 and 51, and a drain terminal 11 D common to the FETs 11 and 21 is connected.
  • any combination of each embodiment, any component of each embodiment can be modified, or any component can be omitted in each embodiment. .
  • the vehicle-mounted device is configured to generate a voltage for driving the FET of the power supply reverse connection protection circuit using the DC / DC converter that supplies power to the CPU.
  • the cost can be reduced and it is suitable for use in an in-vehicle device or the like for controlling a lighting device of an in-vehicle light source (head lamp or the like).

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Abstract

　バッテリ１００と電子装置２との間に電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１を接続し、バッテリ１００の逆接続時にＦＥＴ１１がオフし、当ＦＥＴ１１の寄生ダイオードＤ１が正接続時とは逆方向に流れる電流を阻止する。制御部３に電力供給する第１電源部４のＤＣ／ＤＣコンバータにトランスＴ１を使用し、二次巻線Ｌ２に発生する電圧をＦＥＴ１１に印加する。

Description

車載機器
　この発明は、バッテリの逆接続時に、正常時とは逆方向に電流が流れることを防止する機能を有する車載機器に関するものである。
　車載バッテリのプラス端子とマイナス端子を逆接続した場合に、正常に接続した場合とは逆方向に電流が流れることによって車載機器が故障することを防止する電源逆接続保護機能が、例えば特許文献１，２で提案されている。
　特許文献１に係る電源逆接続保護回路は、バッテリのプラス端子に接続される電源端子と電源供給対象の制御回路とを結ぶ電源配線上に、Ｎチャネル型の第１ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が、当第１ＦＥＴの寄生ダイオードのアノードが電源端子側となるように設けられ、さらに第１ＦＥＴの下流側に、Ｎチャネル型の第２ＦＥＴが、当第２ＦＥＴの寄生ダイオードのカソードが第１ＦＥＴ側となるように設けられている。バッテリの逆接続時には、第１ＦＥＴと第２ＦＥＴとがオフして、第１ＦＥＴの寄生ダイオードにより逆電流が阻止される。
　従来の電源逆接続保護回路における第１ＦＥＴおよび第２ＦＥＴの各ゲートの操作電源の生成方法としては、バッテリから電源供給対象に電力を供給する給電用回路と並列に、チャージポンプ式の昇圧回路を設けて、この昇圧電源をゲートに印加する方法が主流であった（例えば、特許文献１参照）。
　チャージポンプ式の昇圧回路は、昇圧スイッチング用のコンデンサ、平滑用のコンデンサ、および昇圧スイッチング用のコンデンサを充放電制御するための複数のスイッチング素子、スイッチング素子のオンオフを切り替える制御回路など多くの部品を必要とするため、装置の大型化およびコスト増の要因となる。
　装置の大型化を避けるため、上記機能をワンパッケージ化したチャージポンプ専用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、あるいはＦＥＴにチャージポンプ式の昇圧回路を内蔵した高機能ＦＥＴが開発されているが、これらは装置の大型化を避ける手段となるものの、コスト増は避けられない。
　また、特許文献２にも２個のＮチャネル型ＦＥＴを使用した電源逆接続保護回路が開示されているが、ＦＥＴの操作電源を生成するゲートドライバ電源生成回路の詳細は記載されていない。
　他方、特許文献３には、多電圧化を利用し、チャージポンプ回路を使用しない構成が提案されている。特許文献３に係る電源供給装置は、１２Ｖ系電源と３６Ｖ系電源とを備え、３６Ｖ系電源をＮチャネル型のＦＥＴのゲートに印加して、当ＦＥＴがオンすることにより、１２Ｖ系電源から負荷への電力供給を制御している。この方法では電源が多電圧化されていることが前提であった。
特開２００７－８２３７４号公報 特開２０１３－５９１６７号公報 特開２０００－２６１３０１号公報
　上述したように、従来の電源逆接続保護回路はチャージポンプ式の昇圧回路を使用する必要があるため、装置の大型化およびコスト増の課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、車載機器の小型化および低コスト化を実現することを目的とする。
　この発明に係る車載機器は、車載のバッテリを電源として動作する電子装置と、バッテリの電圧を降圧するステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを有する第１電源部と、第１電源部を電源として動作して電子装置を制御する制御部と、バッテリと電子装置との間に接続されたＦＥＴを有し、当ＦＥＴの寄生ダイオードの順方向がバッテリと電子装置とが正極性で接続された正接続時に電流が流れる方向に接続され、バッテリと電子装置とが逆極性で接続された逆接続時にＦＥＴがオフし寄生ダイオードが正接続時とは逆方向に流れる電流を阻止する電源逆接続保護部と、第１電源部のステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータに発生する電圧を利用して、正接続時に電源逆接続保護部のＦＥＴをオンする駆動電圧を生成する第２電源部とを備えるものである。
　この発明によれば、電源逆接続保護部のＦＥＴをオンする駆動電圧を、ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータに発生する電圧を利用して生成するようにしたので、チャージポンプ式の昇圧回路を使用する場合に比べて、車載機器の小型化および低コスト化を実現することができる。
この発明の実施の形態１に係る車載機器の構成を示す回路図である。 実施の形態１に係る車載機器の各部の動作波形を示すグラフである。 この発明の実施の形態２に係る車載機器の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３に係る車載機器の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態４に係る車載機器の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態５に係る車載機器の構成を示す回路図である。 実施の形態５に係る車載機器の各部の動作波形を示すグラフである。 この発明の実施の形態６に係る車載機器の２個のＦＥＴを一体化した回路図である。 実施の形態６に係る車載機器の２個のＦＥＴを一体化した構成を示す模式図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１に示すように、実施の形態１に係る車載機器１は、車載のバッテリ１００を電源として動作する電子装置２と、電子装置２を制御する制御部３と、制御部３に電力を供給するステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータ（バックコンバータ、降圧コンバータ）式の第１電源部４と、バッテリ１００と電子装置２とが逆極性で接続された場合に流れる逆電流を阻止する電源逆接続保護部６と、電源逆接続保護部６を駆動する駆動電圧を生成する第２電源部７とを含んでいる。
　以下では、車載機器１に対してバッテリ１００が正極性で接続された場合を正接続と呼び、車載機器１に対してバッテリ１００が逆極性で接続された場合を逆接続と呼ぶ。
　車載機器１は、例えば車両に搭載されるＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）である。制御部３は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）であり、第１電源部４から供給される電力で動作する。電子装置２の具体例は、実施の形態４で説明する。
　電源逆接続保護部６は、バッテリ１００と電子装置２との間に接続された半導体スイッチを備えている。実施の形態１では半導体スイッチにＮチャネル型のＦＥＴ１１を使用する。ＦＥＴ１１は、バッテリ１００の正接続時にオンし、逆接続時にオフする。
　また、ＦＥＴ１１は寄生ダイオードＤ１を有する。バッテリ１００のプラス端子と寄生ダイオードＤ１のアノード端子とが接続され、寄生ダイオードＤ１のカソード端子と電子装置２とが接続されている。バッテリ１００の正接続時には寄生ダイオードＤ１の順方向に電流が流れるが、逆接続時には寄生ダイオードＤ１が正接続時とは逆方向に流れる電流を阻止する。
　第１電源部４は、スイッチング素子（例えば、寄生ダイオードＤ２を有するＰチャネル型のＦＥＴ１２）と、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１（第１コイル）と、還流ダイオードＤ３とで構成されるステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを有する。ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータの入力側をＦＥＴ１１１の寄生ダイオードＤ１のカソード端子に接続し、当ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に制御部３を接続し、ステップダウン制御ＩＣ５によりＦＥＴ１２をスイッチング操作して一次巻線Ｌ１にスイッチング電圧を発生させ、制御部３に電力を供給する。
　実施の形態１では、ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータの、一般的にはチョークコイルを使用するところにトランスＴ１が使用されている。このトランスＴ１の二次巻線Ｌ２（第２コイル）の巻き始めとバッテリ１００のプラス端子とが接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き終わりと整流ダイオードＤ４のアノード端子とが接続されている。整流ダイオードＤ４のカソード端子は、Ｎチャネル型のＦＥＴ１１のゲート端子に接続されている。トランスＴ１の二次巻線Ｌ２と、整流ダイオードＤ４と、平滑コンデンサＣ１とで、第２電源部７が構成されている。この第２電源部７は、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１に発生する電圧を利用して、ＦＥＴ１１を駆動するための駆動電圧を生成する電源部である。
　電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１にＮチャネル型のＦＥＴを使用する第１の目的は、バッテリ１００の逆接続時に、正接続時とは逆方向に流れる電流をＦＥＴ１１の寄生ダイオードＤ１により阻止し、車載機器２の故障を防止することにある。
　第２の目的は、正接続時に、バッテリ１００の電圧よりも高い駆動電圧をＦＥＴ１１のゲート端子に供給して当ＦＥＴ１１をオンすることにより、Ｎチャネル型のＦＥＴ１１の消費電力を軽減することにある。
　次に、Ｎチャネル型のＦＥＴ１１のゲート端子に、バッテリ１００の電圧よりも高い駆動電圧を供給する方法を説明する。
　図２は、実施の形態１に係る車載機器１の各部の動作波形を示すグラフであり、各グラフの横軸は時間、縦軸は電圧である。ａ部はトランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き始めの端子電圧、ｂ部はトランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き終わりの端子電圧、（ａ－ｂ）はトランスＴ１の一次巻線Ｌ１に印加される電圧、ｃ部はトランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き始めの端子電圧、ｄ部はトランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き終わりの端子電圧、ｅ部は電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１のゲート端子に印加される駆動電圧、（ｅ－ｃ）は電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１のゲート－ソース間電圧である。
　図２に示すように、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き始め（ａ部）の端子電圧は、ＦＥＴ１２のオンオフに応じて、バッテリ１００の電圧ＶＢと還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦとの間でスイッチングする。トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き終わり（ｂ部）の端子電圧は、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵである。従って、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１に印加される電圧（ａ－ｂ）は、バッテリ１００の電圧ＶＢから制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵを減算した電圧（＝＋ＶＢ－ＶＣＰＵ）と、還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦから制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵを電算した電圧（＝－ＶＦ－ＶＣＰＵ）との間で、スイッチングする。
　下式（１）のように、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２には、トランスＴ１の一次側のスイッチング電圧（ａ－ｂ）に対し、トランスＴ１の巻数比（＝二次巻線Ｌ２の巻数Ｎ２／一次巻線Ｌ１の巻数Ｎ１）を乗算したスイッチング電圧ＶＬ２が印加される。
　　ＶＬ２＝－（ＶＦ－ＶＣＰＵ）×Ｎ２／Ｎ１，
　　　　　　－（＋ＶＢ－ＶＣＰＵ）×Ｎ２／Ｎ１　　　（１）
　トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き始め（ｃ部）をバッテリ１００に接続することにより、二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）には、トランスＴ１の二次側に印加されるスイッチング電圧ＶＬ２に対しさらにバッテリ１００の電圧ＶＢを加算した電圧が発生する。
　つまり、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）に発生するスイッチング電圧の最大値は、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵと還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦとを加算した値に、トランスＴ１の巻数比を乗算し、この値にバッテリ１００の電圧ＶＢを加算した値となる。
　トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）に発生した最大電圧は、整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ１とで平滑され、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１のゲート端子に印加されて、ＦＥＴ１１がオンする。
　詳細は後述するが、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵと還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦはほとんど変動しないので、バッテリ１００の電圧ＶＢが変動したとしても、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１に印加されるスイッチング電圧のロー側はほとんど変動せず、従って二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）に発生するスイッチング電圧のハイ側もほとんど変動しない。また、二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）に発生するスイッチング電圧は、トランスＴ１の巻数比により自由に設定できる。そのため、二次巻線Ｌ２の巻き終わり（ｄ部）を、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１のゲート端子に接続している。
　次に、電源逆接続保護部６に使用するＦＥＴ１１のゲート－ソース間の耐圧を検討する。
　例えば、バッテリ１００の電圧ＶＢを１２Ｖ、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵを５Ｖ、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻数Ｎ１を１０ターン、還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦを０．７Ｖとする。ここで、ＦＥＴ１１の駆動電圧を１０Ｖに設定したい場合、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻数Ｎ２を２０ターンとすることにより、ＦＥＴ１１のゲート－ソース間電圧ＶＧＳは式（２）から１０．７Ｖとなり、所望の駆動電圧を生成することが可能である。
　　ＶＧＳ＝－（－ＶＦ－ＶＣＰＵ）×Ｎ２／Ｎ１－ＶＦ　　　（２）
　　　　　＝１０．７Ｖ
　ＦＥＴ１１の駆動電圧を決める重要パラメータとして、トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１と、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵとが支配的である。
　一方、トランスＴ１の巻数にばらつきが存在しないこと、および駆動電圧ＶＣＰＵは入力電圧および周辺温度の影響を加味しても高精度に設計することが一般的であることより、ＦＥＴ１１の駆動電圧の精度は、還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦによる影響が支配的となる。
　ここで、ＦＥＴ１１のゲート－ソース間の耐圧を決めるために、ゲート－ソース間に印加される電圧ＶＧＳの最大値を計算する。
　例えば、バッテリ１００の電圧ＶＢを１２Ｖ、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵを５Ｖ、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻数Ｎ１を１０ターン、二次巻線Ｌ２の巻数Ｎ２を２０ターン、周囲温度－４０℃、還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦを室温環境（２５℃）で０．７Ｖ、温度変化率を－２．２ｍＶ／℃とする。この場合、２５℃の室温環境では、上式（２）の計算の通り、電圧ＶＧＳは１０．７０Ｖとなる。これに対し、－４０℃の環境においては、式（３）より還流ダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦが０．８４Ｖになるので、電圧ＶＧＳは１０．９８Ｖになる。
　　ＶＦ＝（室温－周囲温度）×温度変化率＋０．７　　　（３）
　　　　＝０．８４Ｖ
　２５度から－４０度の温度変化に対して、ゲート－ソース間電圧ＶＧＳの変動率は０．３Ｖ程度であり、ゲート－ソース間に印加する電圧の精度としては十分である。
　上記計算結果より、電源逆接続保護部６に使用するＦＥＴ１１のゲート－ソース間の耐圧については、２０Ｖ品を選定する。
　実施の形態１では、第１電源部４のステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータの、一般的にはチョークコイルを使用するところに、トランスＴ１を使用している。当トランスＴ１の一次巻線Ｌ１を、そのコイル性能を利用して、ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換用素子として使用し、制御部３の駆動電圧ＶＣＰＵを生成する。他方、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２は、一次巻線Ｌ１の電圧にトランスＴ１の巻数比を乗じた、バッテリ１００の電圧ＶＢよりも高い電圧を生成し、この電圧を平滑することによって電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１の駆動電圧を生成する。ＦＥＴ１１の駆動電圧を、トランスＴ１、整流ダイオードＤ４、および平滑コンデンサＣ１の３点で生成できるため、簡素な構成で安価な電源逆接続保護機能を実現できる。
　また、電源逆接続保護部６に使用するＮチャネル型のＦＥＴ１１は、消費電流が非常に低いことより、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２に印加される損失電力は、一次巻線Ｌ１の損失電力と比較した場合、ほぼ無視できる。そのため、トランスＴ１に使用するコアは、チョークコイルを使用する場合のコアと同等のサイズでよい。また、一次巻線Ｌ１の線径のサイズアップも不要である。よって、チョークコイルをトランスＴ１に置き換えることによる部品のサイズアップおよびコスト増は小さく、小さな部品面積で電源逆接続保護機能を実現できる。
　従って、従来のチャージポンプ式の昇圧回路を使用した電源逆接続保護回路と比較して、実施の形態１は同等の機能を実現した上で、部品点数を削減でき、かつ構成を簡素にできるので、車載機器１の小型化および低コスト化を実現できる。
　さらに、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１のドレイン端子から第１電源部４のステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータへ電力を供給するようにしたので、バッテリ１００の逆接続時にバッテリ１００へ逆電流が流れることを防止できる。
　一方、ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータをバッテリ１００と接続した場合（不図示）、バッテリ１００の逆接続時に還流ダイオードＤ３およびＦＥＴ１２の寄生ダイオードＤ２を介して、バッテリ１００に逆電流が流れることにより、車載機器２が故障する可能性がある。
　以上より、実施の形態１によれば、車載機器１は、バッテリ１００を電源として動作する電子装置２と、バッテリ１００の電圧を降圧するステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを有する第１電源部４と、第１電源部４を電源として動作して電子装置２を制御する制御部３と、バッテリ１００と電子装置２との間に接続されたＦＥＴ１１を有し、当ＦＥＴ１１の寄生ダイオードＤ２の順方向をバッテリ１００の正接続時に電流が流れる方向にし、バッテリ１００の逆接続時にＦＥＴ１１がオフし寄生ダイオードＤ１が正接続時とは逆方向に流れる電流を阻止する電源逆接続保護部６と、第１電源部４のステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータに発生する電圧を利用して、正接続時に電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１をオンする駆動電圧を生成する第２電源部７とを備える構成にした。この第２電源部７は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２、整流ダイオードＤ４、および平滑コンデンサＣ１の３点で構成できるため、簡素な構成で安価な電源逆接続保護部６を実現できる。従って、チャージポンプ式の昇圧回路を使用してＦＥＴの駆動電圧を生成する場合に比べて、車載機器１の小型化および低コスト化を実現できる。
実施の形態２．
　図３は、実施の形態２に係る車載機器１の構成を示す回路図である。図３において図１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
　実施の形態２では、電源逆接続保護部６のＮチャネル型のＦＥＴ１１ａがバッテリ１００のマイナス端子側に配置されている。
　Ｎチャネル型のＦＥＴ１１をバッテリ１００のプラス端子側に接続する場合（図１）はその寄生ダイオードＤ１のアノード端子がバッテリ１００に、カソード端子が電子装置２に接続されたが、Ｎチャネル型のＦＥＴ１１ａをマイナス端子側に接続する場合（図３）はその寄生ダイオードＤ１のアノード端子が電子装置２に、カソード端子がバッテリ１００のマイナス端子に接続される。また、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き終わりが制御部３に接続され、二次巻線Ｌ２の巻き始めがバッテリ１００に接続される。
　実施の形態２の構成でも、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。また、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の電圧と二次巻線Ｌ２の電圧とが絶縁されているので、Ｎチャネル型のＦＥＴ１１ａをバッテリ１００のマイナス端子側に容易に配置できる。
実施の形態３．
　図４は、実施の形態３に係る車載機器１の構成を示す回路図である。図４において図１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
　実施の形態３では、電源逆接続保護部６の半導体スイッチに、Ｐチャネル型のＦＥＴ１１ｂを使用している。
　Ｎチャネル型のＦＥＴ１１を用いる場合（図１）はトランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻き始めがバッテリ１００に、二次巻線Ｌ２の巻き終わりが整流ダイオードＤ４に接続されたが、Ｐチャネル型のＦＥＴ１１ｂを用いる場合（図４）はトランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻回方向が逆になり、二次巻線Ｌ２の巻き終わりがバッテリ１００に、二次巻線Ｌ２の巻き始めが整流ダイオードＤ４に接続される。また、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻き始めが制御部３に接続される。
　実施の形態３の構成でも、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。また、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の巻回方向を逆にするだけで、容易に、Ｐチャネル型のＦＥＴ１１ｂのゲート端子に負電位の駆動電圧を与えることができる。
実施の形態４．
　図５は、実施の形態４に係る車載機器１の構成を示す回路図である。図５において図１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
　実施の形態４では、上記実施の形態１～３の車載機器１に、バッテリ１００から電子装置へ電力の供給と遮断とを切り替える半導体スイッチを追加している。この半導体スイッチには、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１と同じく、寄生ダイオードＤ２１を有するＮチャネル型のＦＥＴ２１を使用する。このＦＥＴ２１を駆動するための駆動電圧には、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１と同じく、第２電源部７が生成する電圧を使用する。
　また、実施の形態４では、バッテリ１００の電力を供給する電子装置２（図１）として、ＬＥＤ（発光ダイオード）点灯装置２ａとＬＥＤ２ｂとを例示している。ＬＥＤ点灯装置２ａは、バッテリ１００を電源として動作し、ＬＥＤ２ｂを点灯する。
　信号伝達部２２は、第２電源部７が生成する駆動電圧をＦＥＴ２１へ伝達する回路であり、制御部３が出力するオンオフ切り替え信号Ｓ１に応じて信号伝達部２２が動作することによってＦＥＴ２１のオンオフが切り替わる。信号伝達部２２において、トランジスタＴＲ２１のエミッタ端子が第２電源部７と接続され、コレクタ端子が抵抗Ｒ２１と接続され、ベース端子が抵抗Ｒ２２を介してトランジスタＴＲ２２のコレクタ端子と接続されている。トランジスタＴＲ２２のエミッタ端子はバッテリ１００のマイナス端子側に接続され、ベース端子は抵抗Ｒ２３を介して制御部３に接続されている。
　制御部３からトランジスタＴＲ２２へハイレベルのオンオフ切り替え信号Ｓ１が出力されると、トランジスタＴＲ２２がオンし、これによりトランジスタＴＲ２１がオンする。すると、第２電源部７からＦＥＴ２１へ駆動電圧が印加されて、ＦＥＴ２１がオンし、ＬＥＤ点灯装置２ａへ電力を供給する。一方、制御部３からトランジスタＴＲ２２へローレベルのオンオフ切り替え信号Ｓ１が出力されると、トランジスタＴＲ２２およびトランジスタＴＲ２１がオフするので、ＦＥＴ２１がオフし、ＬＥＤ点灯装置２ａへの電力供給が遮断される。バッテリ１００からＬＥＤ点灯装置２ａへ電力を供給している状態で、制御部３がオンオフ切り替え信号Ｓ１をハイからローに切り替えた場合、ＦＥＴ２１は速やかに停止する。逆に、ＦＥＴ２１を速やかに起動することも可能である。
　制御部３は、バッテリ１００から入力される電圧を入力電圧信号Ｓ２として取得して、入力電圧を監視する。また、制御部３は、ＬＥＤ点灯装置２ａが正常か異常かを表す状態信号Ｓ３を取得して、ＬＥＤ点灯装置２ａを監視する。さらに、制御部３は、ＬＥＤ２ｂが正常か異常かを表す状態信号Ｓ４を取得して、ＬＥＤ２ｂを監視する。制御部３は、複数の信号を監視する場合、入力電圧信号Ｓ２、状態信号Ｓ３、および状態信号Ｓ４のうちの少なくとも１つが異常を表す値になったことを検出すると、ハイレベルのオンオフ切り替え信号Ｓ１を出力してＦＥＴ２１をオフさせ、バッテリ１００からＬＥＤ点灯装置２ａへの電力供給を遮断する。
　以上より、実施の形態４によれば、車載機器１は、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１とＬＥＤ点灯装置２ａ（電子装置）との間に、バッテリ１００からＬＥＤ点灯装置２ａへの通電と遮断とを切り替えるＦＥＴ２１を備え、ＦＥＴ２１は、第２電源部７が生成する駆動電圧によって動作する構成にした。このため、状況に応じて電源の供給／停止を切り替えることが可能となり、機能性が向上する。また、制御部３がバッテリ１００、ＬＥＤ点灯装置２ａ、ＬＥＤ２ｂなどの異常を検出した場合にＦＥＴ２１を操作して電源供給を停止できるため、ある一つの機能故障後、連鎖の故障を防止することが可能である。
　なお、図示例では、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１とＬＥＤ点灯装置２ａとの間にＦＥＴ２１を接続したが、バッテリ１００と電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１との間に接続してもよい。
実施の形態５．
　図６は、実施の形態５に係る車載機器１の構成を示す回路図である。図６において図５と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
　実施の形態５では、上記実施の形態４の信号伝達部２２に積分器３１を追加して、起動時の入力インラッシュ電流を抑制する。積分器３１は、例えば抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１とから構成されており、バッテリ１００からＬＥＤ点灯装置２ａへの電力の供給と遮断とを切り替える半導体スイッチ用のＦＥＴ２１のゲート端子に接続されている。
　図７は、実施の形態５に係る車載機器１の各部の動作波形を示すグラフであり、グラフの横軸は時間、縦軸は電圧または電流を表す。ｆ部はバッテリ１００の電圧、ｇ部は制御部３の駆動電圧、ｈ部はＦＥＴ１１とＦＥＴ２１の駆動電圧、ｉ部は制御部３が出力するＦＥＴ２１のオンオフ切り替え信号（ハイアクティブ）、ｊ部はＦＥＴ２１のゲート端子電圧、ｋ部はＦＥＴ２１のソース端子電圧、ｍ部はＬＥＤ点灯装置２ａの入力側の大容量コンデンサＣ３２の電流、ｎ部はＬＥＤ２ｂに流れる電流、ｐ部はバッテリ１００の電流である。
　半導体スイッチ用のＮチャネル型のＦＥＴ２１のゲート端子を積分型の立ち上がりに制御することで（図７のｊ部）、ソース端子も同様に積分型の立ち上がりとなる（図７のｋ部）。積分型の波形の特徴は、起動開始のタイミング（図７の時刻ｔ０）では時間当たりの電圧変化（ｄＶ／ｄｔ）が大きく、時間の経過と共にｄＶ／ｄｔが小さくなり、所望電圧の付近に達するタイミング（図７の時刻ｔ１）ではｄＶ／ｄｔがゼロに近づくことである。
　半導体スイッチ用のＮチャネル型のＦＥＴ２１のソース端子、即ち、ＬＥＤ点灯装置２ａの大容量コンデンサＣ３２の両端電圧に、積分型の立ち上がり電圧を印加する場合、コンデンサの基本式（４）に従い、ｄＶ／ｄｔの大きい起動開始のタイミング（図７の時刻ｔ０）では大容量コンデンサＣ３２に比較的大きな電流が流れるものの、所望電圧の付近に達するタイミング（図７の時刻ｔ１）ではｄＶ／ｄｔがゼロに限りなく近づく、即ち、大容量コンデンサＣ３２への充電が完了した状態になる（図７のｍ部）。
　　ｉ（ｔ）＝Ｃ×ｄＶ（ｔ）／ｄｔ　　　（４）
　大容量コンデンサＣ３２の充電が完了した状態でＬＥＤ点灯装置２ａがＬＥＤ２ｂを起動することにより（図７の時刻ｔ１）、ＬＥＤ２ｂの電流の安定した立ち上がりが可能である（図７のｎ部）。
　仮に、積分器３１による電流制限機能が無い条件でＦＥＴ２１がオンした場合、ＬＥＤ点灯装置２ａの電圧が急峻にバッテリ１００の電圧レベルまで立ち上がるため、バッテリ１００から大容量コンデンサＣ３２に対して大電流が供給される。このとき、ＬＥＤ点灯装置２ａの電源供給端子（不図示）の電圧が、バッテリ１００とＬＥＤ点灯装置２ａとの間の入力インピーダンスにより急峻に低下するため、このような状況でＬＥＤ２ｂを起動させると、ＬＥＤ２ｂが起動と停止を繰り返す可能性がある。
　以上より、実施の形態５によれば、車載機器１は、第２電源部７が生成する駆動電圧を半導体スイッチ用のＦＥＴ２１へ伝達する信号伝達部２２を備え、信号伝達部２２は、ＦＥＴ２１の切り替え動作を緩慢にする積分器３１を有する構成にした。このため、起動時の入力インラッシュ電流を抑制することができる。
実施の形態６．
　図８は、実施の形態６に係る車載機器１のＦＥＴ１１とＦＥＴ２１とを一体化した回路図である。図９は、ＦＥＴ１１とＦＥＴ２１とを一体化した構成を示す模式図である。車載機器１のその他の回路構成は、上記実施の形態１～５で説明した通りであるので省略する。
　実施の形態６では、電源逆接続保護部６のＦＥＴ１１と、バッテリ１００から電子装置２への通電と遮断とを切り替える半導体スイッチ用のＦＥＴ２１とが一体に構成されている。図９に示すように、ＦＥＴ１１の半導体層４１の一方の面に、ソース端子１１Ｓを接続するソース電極４２と、ゲート端子１１Ｇを接続するゲート電極４３とが形成されている。同様に、ＦＥＴ２１の半導体層５１の一方の面にソース端子２１Ｓを接続するソース電極５２と、ゲート端子２１Ｇを接続するゲート電極５３とが形成されている。半導体層４１，５１の反対側の面には、ＦＥＴ１１，２１に共通のドレイン電極４４が形成され、ＦＥＴ１１，２１に共通のドレイン端子１１Ｄが接続されている。
　２個のＦＥＴ１１，２１を、各ドレイン端子を共通化してワンパッケージ化することにより、部品点数の削減と小型化が可能になる。
　なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る車載機器は、ＣＰＵに電力供給するＤＣ／ＤＣコンバータを利用して、電源逆接続保護回路のＦＥＴを駆動する電圧を生成する構成にしたので、小型化および低コスト化ができ、車載用光源（ヘッドランプ等）の点灯装置を制御する車載機器等に用いるのに適している。
　１　車載機器、２　電子装置、３　制御部、４　第１電源部、５　ステップダウン制御ＩＣ、６　電源逆接続保護部、７　第２電源部、１１，１１ａ，１１ｂ，１２，２１　ＦＥＴ、１１Ｇ，２１Ｇ　ゲート端子、１１Ｓ，２１Ｓ　ソース端子、１１Ｄ　ドレイン端子、２２　信号伝達部、３１　積分器、４１，５１　半導体層、４２，５２　ソース電極、４３，５３　ゲート電極、４４　ドレイン電極、１００　バッテリ、Ｃ１　平滑コンデンサ、Ｃ３１，Ｃ３２　コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ２１　寄生ダイオード、Ｄ３　還流ダイオード、Ｄ４　整流ダイオード、Ｌ１　一次巻線、Ｌ２　二次巻線、Ｔ１　トランス、ＴＲ２１，ＴＲ２２　トランジスタ、Ｒ２１～Ｒ２３，Ｒ３１　抵抗、Ｓ１　オンオフ切り替え信号、Ｓ２　入力電圧信号、Ｓ３，Ｓ４　状態信号。

Claims (6)

  1. 　車載のバッテリを電源として動作する電子装置と、
    　前記バッテリの電圧を降圧するステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを有する第１電源部と、
    　前記第１電源部を電源として動作して前記電子装置を制御する制御部と、
    　前記バッテリと前記電子装置との間に接続されたＦＥＴを有し、当ＦＥＴの寄生ダイオードの順方向が前記バッテリと前記電子装置とが正極性で接続された正接続時に電流が流れる方向に接続され、前記バッテリと前記電子装置とが逆極性で接続された逆接続時に前記ＦＥＴがオフし前記寄生ダイオードが前記正接続時とは逆方向に流れる電流を阻止する電源逆接続保護部と、
    　前記第１電源部の前記ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータに発生する電圧を利用して、前記正接続時に前記電源逆接続保護部の前記ＦＥＴをオンする駆動電圧を生成する第２電源部とを備える車載機器。
  2. 　前記第２電源部は、前記第１電源部の前記ステップダウンＤＣ／ＤＣコンバータを構成する第１コイルに対して追加された第２コイルを有し、当第２コイルに発生する電圧を前記駆動電圧として前記電源逆接続保護部の前記ＦＥＴに出力することを特徴とする請求項１記載の車載機器。
  3. 　前記電源逆接続保護部の前記ＦＥＴと前記電子装置との間、あるいは前記バッテリと前記電源逆接続保護部の前記ＦＥＴとの間に、前記バッテリから前記電子装置への通電と遮断とを切り替える半導体スイッチを備え、
    　前記半導体スイッチは、前記第２電源部が生成する前記駆動電圧によって動作することを特徴とする請求項１記載の車載機器。
  4. 　前記第２電源部が生成する前記駆動電圧を前記半導体スイッチへ伝達する信号伝達部を備え、
    　前記信号伝達部は、前記半導体スイッチの切り替え動作を緩慢にする積分器を有することを特徴とする請求項３記載の車載機器。
  5. 　前記電源逆接続保護部の前記ＦＥＴと、前記バッテリから前記電子装置への通電と遮断とを切り替える前記半導体スイッチとが一体に構成されていることを特徴とする請求項３記載の車載機器。
  6. 　前記電子装置は、ＬＥＤと、前記ＬＥＤを点灯するＬＥＤ点灯装置とで構成されていることを特徴とする請求項１記載の車載機器。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3054736A1 (fr) * 2016-07-29 2018-02-02 Continental Automotive France Unite de commande electronique et procede de gestion de l'alimentation d'une telle unite de commande electronique
WO2020217780A1 (ja) * 2019-04-25 2020-10-29 日立オートモティブシステムズ株式会社 負荷駆動装置

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6531695B2 (ja) * 2016-03-31 2019-06-19 株式会社デンソー 電源システム
KR102380893B1 (ko) * 2017-05-22 2022-04-01 주식회사 만도 역방향 전압 보호회로
KR20230011134A (ko) * 2021-07-13 2023-01-20 현대자동차주식회사 이중 전원 공급 장치 및 그 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004135478A (ja) * 2002-10-15 2004-04-30 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 昇降圧兼用ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005130664A (ja) * 2003-10-27 2005-05-19 Sony Corp 電池パック
JP2007082374A (ja) * 2005-09-16 2007-03-29 Denso Corp 電源逆接続保護回路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3087705B2 (ja) * 1997-11-10 2000-09-11 日本電気株式会社 バッテリー逆接続保護付きｉｐｄを備えた駆動装置
JP3578656B2 (ja) 1999-03-04 2004-10-20 矢崎総業株式会社 電源供給装置
JP2002095159A (ja) * 2000-09-13 2002-03-29 Keihin Corp 保護回路
JP2003037933A (ja) * 2001-07-24 2003-02-07 Koito Mfg Co Ltd 電子機器の保護装置
KR101076953B1 (ko) 2003-10-27 2011-10-26 소니 주식회사 전지팩
JP2006020414A (ja) * 2004-07-01 2006-01-19 Yazaki Corp 電源供給装置
JP5032378B2 (ja) * 2008-03-31 2012-09-26 セイコーインスツル株式会社 充放電制御回路及びバッテリ装置
US8945735B2 (en) * 2009-02-23 2015-02-03 Samsung Sdi Co., Ltd. Built-in charge circuit for secondary battery and secondary battery with the built-in charge circuit
JP5638488B2 (ja) 2011-09-07 2014-12-10 株式会社東芝 スイッチ駆動回路，インバータ装置及びパワーステアリング装置
JP6067443B2 (ja) * 2013-03-22 2017-01-25 三菱電機株式会社 電源保護回路
JP2015119555A (ja) * 2013-12-18 2015-06-25 株式会社オートネットワーク技術研究所 過電流保護回路及び回路装置
KR20150089270A (ko) * 2014-01-27 2015-08-05 엘에스산전 주식회사 배터리 역접속 방지 장치 및 그 동작 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004135478A (ja) * 2002-10-15 2004-04-30 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 昇降圧兼用ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005130664A (ja) * 2003-10-27 2005-05-19 Sony Corp 電池パック
JP2007082374A (ja) * 2005-09-16 2007-03-29 Denso Corp 電源逆接続保護回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3054736A1 (fr) * 2016-07-29 2018-02-02 Continental Automotive France Unite de commande electronique et procede de gestion de l'alimentation d'une telle unite de commande electronique
WO2020217780A1 (ja) * 2019-04-25 2020-10-29 日立オートモティブシステムズ株式会社 負荷駆動装置
JP2020182332A (ja) * 2019-04-25 2020-11-05 日立オートモティブシステムズ株式会社 負荷駆動装置

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