WO2015093072A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2015093072A1
WO2015093072A1 PCT/JP2014/061053 JP2014061053W WO2015093072A1 WO 2015093072 A1 WO2015093072 A1 WO 2015093072A1 JP 2014061053 W JP2014061053 W JP 2014061053W WO 2015093072 A1 WO2015093072 A1 WO 2015093072A1
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capacitor
converter
converter cell
voltage
power conversion
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亮太 大西
藤井　俊行
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三菱電機株式会社
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that performs power conversion between a plurality of phases of alternating current and direct current, and more particularly to a large-capacity power converter that multiplexes converters.
  • a plurality of converter cells are cascaded to form each arm.
  • a voltage converter connected to an AC voltage source such as a power system
  • the AC voltage output from the power converter is significantly different from the voltage of the AC voltage source.
  • Overcurrent flows through the voltage type power converter. Therefore, when connecting the MMC, which is a voltage type power converter, to an AC voltage source, it is necessary not only to charge the DC capacitor of each converter cell, but also to output a voltage substantially equal to the system voltage ( For example, see Patent Document 1).
  • initial charging to the DC capacitor of each converter cell is generally performed at the time of startup.
  • a method of initial charging to a DC capacitor there is a method of charging a DC capacitor from an AC system via a charging resistor (see, for example, Patent Document 2 and Patent Document 3).
  • the present invention has been made to solve the above problems, and it is an object of the present invention to obtain a power conversion device that can easily initially charge a DC capacitor of each converter cell to a required voltage level at the time of startup. Objective.
  • the power converter according to the present invention includes a plurality of leg circuits in which a positive arm and a negative arm are connected in series, and a connection point thereof is connected to an AC circuit via each phase AC line, between positive and negative DC buses. Are connected in parallel to perform power conversion between multiple-phase AC and DC.
  • Each of the positive arm and the negative arm of each leg circuit includes at least one first converter cell connected in series.
  • Each of the first converter cells has two series bodies composed of a plurality of semiconductor switching elements connected in series to each other in parallel, and further connected to the series body in parallel with a DC capacitor, One connection portion of the semiconductor switching element is defined as an output end.
  • Each of the first converter cells has an element driving unit that drives one semiconductor switching element as a starting element, and the element driving unit turns on the starting element when the DC capacitor is initially charged. is there.
  • the DC capacitor of each first converter cell can be easily initially charged to a required voltage level when the power converter is started. For this reason, when connecting a power converter device to an alternating current circuit, the voltage requested
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device 1 performs power conversion between a plurality of phases of alternating current, in this case, a three-phase alternating current and a direct current, and the alternating current side converts a plurality of phases via respective phase alternating current lines 8u to 8w. It is connected to an AC power supply 11 which is a system as an AC circuit.
  • the AC circuit breaker 12, the interconnection transformer 13, the charging resistor 14, and the charging resistor 14 are connected in parallel from the AC power source 11 side.
  • a charging circuit 16 comprising a connected bypass switch 15 is connected. That is, the power converter 1 is connected to the AC power supply 11 via the circuit breaker 12, the interconnection transformer 13, and the charging circuit 16.
  • the DC side of the power converter 1 is connected to a DC power source 18 through an impedance 17.
  • an interconnection reactor may be provided instead of the interconnection transformer 13.
  • the DC side of the power conversion device 1 may be connected to a DC load or may be connected to another power conversion device that performs DC output.
  • Each phase of the power conversion device 1 is a leg in which positive-side arms 4u to 4w and negative-side arms 5u to 5w are connected in series, and AC terminals 7u to 7w that are connection points thereof are connected to the respective phase AC lines 8u to 8w.
  • the three leg circuits are connected in parallel between the positive and negative DC buses 2 and 3.
  • Each of the positive side arms 4u to 4w and the negative side arms 5u to 5w of each leg circuit includes a cell group 10a in which one or more first converter cells (hereinafter referred to as converter cells 10) are connected in series.
  • the side reactor 6p and the negative side reactor 6n are respectively inserted in series.
  • the positive side reactor 6p and the negative side reactor 6n are inserted on the AC terminals 7u to 7w side from the cell group 10a, but may be located at any position within each arm 4u to 4w, 5u to 5w, and a plurality of them are provided. There may be.
  • each converter cell 10 has a full bridge configuration, that is, two series bodies 22a and 22b are connected in parallel, and further connected in parallel to the series bodies 22a and 22b. It is configured with.
  • the low-voltage series body 22a is configured by connecting in series a plurality (two in this case) of semiconductor switching elements (hereinafter referred to as switching elements) 20A and 21B to which diodes 21A and 21B are connected in antiparallel.
  • the high-voltage series body 22b is configured by connecting in series a plurality of (in this case, two) switching elements 20C and 20D to which diodes 21C and 21D are connected in antiparallel.
  • the switching elements 20A to 20D are composed of self-extinguishing switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and GCTs (Gate Commutated Turn-off thyristors), and diodes 21A to 21D are connected in antiparallel.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • GCTs Gate Commutated Turn-off thyristors
  • Each converter cell 10 has an intermediate connection point between the series bodies 22a and 22b as an output end, and when the power conversion device 1 is operated, the switching elements 20A to 20D are turned on and off, and from this output end, The positive voltage, negative voltage, and zero voltage across the DC capacitor 23 are output.
  • the output terminal of the low-voltage-side series body 22a is a connection portion between the switching elements 20A and 21B and is connected to the output line 24N.
  • the output terminal of the series body 22b on the high voltage side is a connection part of the switching elements 20C and 21D and is connected to the output line 24P.
  • each converter cell 10 includes an element driving unit 30 for initially charging the DC capacitor 23, and the element driving unit 30 constitutes a charge control unit.
  • the element drive unit 30 turns on one switching element 20B in the converter cell 10 as an activation element at the time of initial charging of the DC capacitor 23 of each converter cell 10, and from the DC capacitor 23 via the feeder line 31. Power is supplied.
  • the element driving unit 30 When the voltage of the DC capacitor 23 (hereinafter referred to as the capacitor voltage Vc) exceeds the starting voltage Vsh determined from the specifications of the element driving unit 30, the element driving unit 30 turns on the starting element (switching element 20B). can do.
  • the starting element may be another switching element 20A, 20C, or 20D, and can be arbitrarily determined. In this case, since the switching element 20B is used as a starting element, it is hereinafter referred to as a starting element 20B.
  • the element driving unit 30 detects the capacitor voltage Vc of the DC capacitor 23 as a power source. When the capacitor voltage Vc rises and exceeds the starting voltage Vsh set in the element driving unit 30 (s2), the element driving unit 30 Turns on the activation element 20B (s3).
  • the charging control operation for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is a two-stage operation in which the capacitor voltage Vc is equal to or lower than the starting voltage Vsh and the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh.
  • the path of the charging current i in each period is shown in FIGS.
  • the charging current i flows through the two-phase (UV, VW, WU) positive side arms 4u to 4w, or the two-phase (UV, VW, WU) negative side arms 5u to 5w.
  • FIG. 4 shows the charging current i flowing through the U-phase positive arm 4u and the V-phase positive arm 4v.
  • the number of converter cells 10 in each of the positive side arms 4u and 4v is 1.
  • the bypass switch 15 is in an off state, and the charging current i flows through the charging resistor 14.
  • the switching elements 20A to 20D in each converter cell 10 are all in the off state, and the charging current i flows as shown in FIG.
  • the charging current i from the AC power supply 11 is AC power supply 11 ⁇ V phase AC terminal 7v ⁇ V phase positive arm 4v ⁇ positive DC bus 2 ⁇ U phase positive arm 4u ⁇ U phase AC terminal 7u ⁇ AC power supply 11 And flow.
  • this charging current i is Diode 21A ⁇ DC capacitor 23 ⁇ Diode 21D To charge the DC capacitor 23 in the positive arm 4v.
  • the charging current i is within the converter cell 10 of the U-phase positive arm 4u.
  • Diode 21C ⁇ DC capacitor 23 ⁇ Diode 21B To charge the DC capacitor 23 in the positive arm 4u.
  • the charging current i flows through the path connecting the DC capacitors 23 in the two-phase positive arms 4u and 4v in series, and the DC capacitors 23 in the U-phase and V-phase positive arms 4u and 4v are charged simultaneously. To do. During this period, each DC capacitor 23 can be charged regardless of the power supply voltage polarity, and the capacitor voltage Vc gradually increases.
  • the charging current i from the AC power supply 11 is AC power supply 11 ⁇ V phase AC terminal 7v ⁇ V phase positive arm 4v ⁇ positive DC bus 2 ⁇ U phase positive arm 4u ⁇ U phase AC terminal 7u ⁇ AC power supply 11 And flow.
  • this charging current i is Starting element 20B ⁇ diode 21D To bypass the DC capacitor 23 in the positive arm 4v.
  • the charging current i is within the converter cell 10 of the U-phase positive arm 4u. Diode 21C ⁇ DC capacitor 23 ⁇ Diode 21B To charge the DC capacitor 23 in the positive arm 4u.
  • the DC capacitor 23 is charged through a path connecting the DC capacitors 23 in the two-phase positive arms 4u and 4v in series. For this reason, the power supply voltage is divided by the DC capacitors 23 in the two-phase positive arms 4u and 4v, and the capacitor voltage Vc cannot be increased further.
  • the capacitor voltage Vc can be charged only up to about half of the power supply voltage peak value. In this embodiment, when the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh set in the element driving unit 30, the element driving unit 30 turns on the starting element 20B.
  • the path of the charging current i is changed and only the DC capacitor 23 in the U-phase positive arm 4u is charged, so that the power supply voltage is not divided into two phases.
  • the capacitor voltage Vc can be charged to the same level as the power supply voltage peak value.
  • the DC capacitor 23 can be charged to a desired voltage when the power conversion device 1 is started, and the power conversion device 1 can quickly output a desired AC voltage. For this reason, troubles, such as generation
  • Embodiment 2 a power converter according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the main circuit configuration of the power converter 1 is the same as that shown in FIG. 1 of the first embodiment, and the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is initially set when the power converter 1 is started.
  • the charge control unit for charging is different.
  • N is the number of converter cells 10 in the power conversion device 1.
  • the charge control unit is configured for the element driving unit 30a provided for each converter cell 10 to initially charge the DC capacitor 23 of each converter cell 10, and for all (N) element driving units 30a.
  • a centralized control unit 32 is provided that outputs an ignition command 33 for instructing start-up of the start elements 20B all at once.
  • the element driving unit 30a turns on one switching element 20B in the converter cell 10 as an activation element when the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is initially charged. Power is supplied from the DC capacitor 23 via the feeder line 31. When the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh, the element driving unit 30a can turn on the starting element 20B.
  • the activation element may be another switching element 20A, 20C, or 20D.
  • the central control unit 32 may be either a power supply from the main circuit of the power conversion device 1 or a power supply from the outside.
  • the central control unit 32 measures the elapsed time Ta from the turning on of the circuit breaker 12, and when the elapsed time Ta exceeds a preset time (set time Tb) (S2), for all the element drive units 30a. Then, an ignition command 33 for instructing start of the on-controls of the activation elements 20B all at once is output (S3). Each element drive unit 30a turns on the activation element 20B when receiving the firing command 33 (S4).
  • the central control unit 32 holds, as the preset time Tb, a time that is the same as or slightly longer than the time required for the capacitor voltage Vc to exceed the starting voltage Vsh of the element driving unit 30a after the circuit breaker 12 is turned on. To do.
  • the set time Tb is variable.
  • the charging control operation for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is performed by setting the period when the switching elements 20A to 20D are all in the OFF state and the elapsed time Ta since the circuit breaker 12 is turned on. A two-stage operation is performed with the period when the activation element 20B is turned on beyond the time Tb.
  • the path of the charging current i in each period is the same as that shown in FIGS. 4 and 5 of the first embodiment.
  • the element driving unit 30a turns on the activation element 20B, the path of the charging current i is changed and the power supply voltage is not divided into two phases.
  • the DC capacitor 23 can be charged to a desired voltage when the power conversion device 1 is started, and the power conversion device 1 can quickly output a desired AC voltage.
  • troubles such as generation
  • the element driver 30a does not need to detect the capacitor voltage Vc, and the device configuration can be reduced in size and simplified.
  • the central control unit 32 outputs the firing command 33 only by comparing the elapsed time Ta from the turning on of the circuit breaker 12 and the set time Tb, a simple arithmetic process is sufficient, and the apparatus configuration can be reduced in size and simplified. Can be achieved.
  • the element driving unit 30a When the element driving unit 30a receives the firing command 33, if the capacitor voltage Vc of the DC capacitor 23 is equal to or lower than the starting voltage Vsh, the starting element 20B is turned on in the converter cell 10 having the DC capacitor 23. do not do. However, the charging current i flows through the diodes 21A to 21D, charges the DC capacitor 23, and the capacitor voltage Vc rises. There is no problem because the starting element 20B is turned on when the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh.
  • the charge control unit for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 at the time of starting the power conversion apparatus 1 includes, for each converter cell 10, an element driving unit 30 a and a voltage for detecting the capacitor voltage Vc. And a centralized control unit 32a that outputs an ignition command 33a that instructs all (N) element driving units 30a to simultaneously start the on-control of the activation elements 20B.
  • the element driving unit 30a is the same as that of the second embodiment, and turns on one switching element 20B in the converter cell 10 as a starting element when the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is initially charged. The power is supplied from the DC capacitor 23 via the feeder line 31. When the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh, the element driving unit 30a can turn on the starting element 20B. Also in this embodiment, the activation element may be another switching element 20A, 20C, or 20D.
  • the central control unit 32a and the voltage detection unit 34 may be either a power supply from the main circuit of the power conversion device 1 or a power supply from the outside.
  • the central control unit 32a acquires and monitors all (N) capacitor voltages Vc (SS2), and when the average value ( ⁇ Vc / N) exceeds the starting voltage Vsh (SS3), all the element driving units 30a. In response to this, an ignition command 33a for instructing start-up of the start-up elements 20B all at once is output (SS4). Each element drive unit 30a turns on the activation element 20B when receiving the firing command 33a (SS5).
  • the charge control operation for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is performed when the switching elements 20A to 20D are all in the OFF state and the average value of all the capacitor voltages Vc is the starting voltage Vsh. And a two-stage operation with a period during which the activation element 20B is turned on. The path of the charging current i in each period is the same as that shown in FIGS. 4 and 5 of the first embodiment.
  • the path of the charging current i is changed and the power supply voltage is not divided into two phases.
  • the DC capacitor 23 can be charged to a desired voltage when the power conversion device 1 is started, and the power conversion device 1 can quickly output a desired AC voltage.
  • troubles such as generation
  • the element driving unit 30a when the element driving unit 30a receives the ignition command 33a, there is a DC capacitor 23 whose capacitor voltage Vc is equal to or lower than the starting voltage Vsh.
  • the activation element 20B In the converter cell 10 having the DC capacitor 23, the activation element 20B is not turned on immediately after receiving the ignition command 33a. However, the charging current i flows through the diodes 21A to 21D, charges the DC capacitor 23, and the capacitor voltage Vc rises. And since the starting element 20B is turned on when the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh, there is no problem.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the central control unit 32a outputs the firing command 33a when the average value ( ⁇ Vc / N) of the capacitor voltage Vc exceeds the starting voltage Vsh, but in this embodiment, all the capacitor voltages When Vc exceeds the starting voltage Vsh, an ignition command 33a is output.
  • a charge control operation for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 when the power conversion device 1 is started will be described based on a flowchart shown in FIG. Before the power conversion device 1 is connected to the AC power source (system) 11, all the switching elements 20A to 20D in each converter cell 10 are in the off state.
  • the charging current i flows from the AC power supply 11 through the charging circuit 16 when the circuit breaker 12 is connected.
  • an operation of initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is started (SS1).
  • the capacitor voltage Vc of the DC capacitor 23 of each converter cell 10 is detected by the voltage detector 34.
  • the central control unit 32a acquires and monitors all (N) capacitor voltages Vc (SS2), and when the minimum capacitor voltage Min (Vc) among them exceeds the starting voltage Vsh (SS3a), all element drives
  • An ignition command 33a for instructing start-up of the start-up elements 20B all at once is output to the unit 30a (SS4).
  • Each element drive unit 30a turns on the activation element 20B when receiving the firing command 33a (SS5).
  • step SS3a only the operation of step SS3a is different from that of the third embodiment, but other configurations are the same as those of the third embodiment, and the same effects as those of the third embodiment are obtained.
  • the capacitor voltage Vc when the element driving unit 30a receives the ignition command 33a, the capacitor voltage Vc always exceeds the starting voltage Vsh. Can be charged. For this reason, generation
  • highly reliable initial charging can be realized while maintaining the uniformity of the capacitor voltage Vc.
  • Embodiment 5 a power conversion device according to embodiment 5 of the present invention will be described below.
  • the element driving units 30 and 30a for driving the activation elements 20B in each converter cell 10 are provided for all phases.
  • only two phases of the three-phase power conversion device 1 are provided with element drive units 30 and 30a that drive the activation elements 20B in each converter cell 10.
  • the power conversion apparatus 1 including the element driving unit 30 similar to that of the first embodiment will be described only for the V phase and the W phase. In this case, each U-phase converter cell 10 does not have the element driving unit 30.
  • the charge control operation for initially charging the DC capacitor 23 of each converter cell 10 when the power conversion device 1 is started is the same as that shown in the flowchart of FIG. 3 of the first embodiment for the V phase and the W phase. .
  • the switching elements 20A to 20D in all the converter cells 10 of all phases are all in the off state.
  • the current i flows (see FIG. 4).
  • the V-phase and W-phase element driving unit 30 detects the capacitor voltage Vc of the DC capacitor 23 that is a power source. When the capacitor voltage Vc rises and exceeds the starting voltage Vsh set in the element driving unit 30, the activation is started.
  • the device 20B is turned on. At this time, the activation element 20B in each of the V-phase and W-phase converter cells 10 is turned on, and the DC capacitor 23 in the U-phase is connected to another one phase, for example, the V-phase converter cell 10. A charging current i flows. Then, the V-phase DC capacitor 23 is bypassed in accordance with the power supply polarity, and only the DC capacitor 23 in the U-phase is charged without dividing the power supply voltage in two phases (see FIG. 5).
  • the charging current i flowing between the two phases of the V phase and the W phase bypasses one of the DC capacitors 23 according to the polarity of the power source, and the DC capacitor 23 in the V phase and the W phase supplies the power source voltage of 2 It is charged without dividing by phase.
  • the charging current i flows through the two-phase (UV, VW, WU) positive side arms 4u to 4w or the two-phase (UV, VW, WU) negative side arms 5u to 5w. Therefore, even if the switching elements 20A to 20D in the converter cell 10 are all turned off for one phase, as described above, the DC capacitor 23 of each phase can be charged to a desired voltage. The same effect as in the first embodiment can be obtained. Moreover, since the element drive unit 30 is provided for only two phases of the three-phase power conversion device 1, the device configuration can be reduced in size and simplified.
  • the device driving unit 30a may be provided for only two phases of the three-phase power conversion device 1 by applying the second to fourth embodiments. The same effect can be obtained.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of a power conversion device according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the power conversion device 1a performs power conversion between a multi-phase alternating current, in this case, a three-phase alternating current and a direct current.
  • each phase of the power conversion device 1a includes positive-side arms 40u to 40w and negative-side arms 50u to 50w connected in series, and AC terminals 7u to 7w that are connection points thereof are connected to the respective phase AC lines 8u.
  • Each of the positive side arms 40u to 40w and the negative side arms 50u to 50w of each leg circuit includes a cell group 10b in which one or more converter cells 10 and a second converter cell 100 are connected in series, and includes a positive side reactor 6p, Negative reactor 6n is inserted in series.
  • the positive side reactor 6p and the negative side reactor 6n are inserted on the AC terminals 7u to 7w side from the cell group 10a, but may be located at any position within the arms 40u to 40w and 50u to 50w, respectively. There may be.
  • the power conversion device 1a is connected to the AC power supply 11 through the circuit breaker 12, the interconnection transformer 13, and the charging circuit 16. .
  • the DC side of the power converter 1a is connected to a DC power source 18 through an impedance 17.
  • each converter cell 10 is the same as that of the first embodiment, and the configuration of each second converter cell 100 is shown in FIG.
  • Each second converter cell 100 has a half-bridge configuration, that is, a series body 27 of a plurality of (in this case, two) switching elements 25A and 25B each having diodes 26A and 26B connected in antiparallel, and A DC capacitor 28 is connected in parallel to smooth the DC voltage.
  • the switching elements 25A and 25B are self-extinguishing switching elements such as IGBTs and GCTs, and are configured by connecting diodes 26A and 26B in antiparallel.
  • the 2nd converter cell 100 makes both terminals of switching element 25B used as the connection part of switching elements 25A and 25B an output end, and makes switching elements 25A and 25B turn on and off at the time of operation of power converter 1.
  • the voltage across the DC capacitor 28 and the zero voltage are output from the output terminal via the output lines 29P and 29N.
  • Each of the positive side arms 40u to 40w and the negative side arms 50u to 50w of each leg circuit includes one or more converter cells 10 and a second converter cell 100 connected in series as described above.
  • the converter cell 10 and the second converter cell 100 may each be one or more.
  • the power converter device 1a is provided with the charge control part for carrying out initial charge of the DC capacitors 23 and 27 at the time of starting of the power converter device 1a.
  • the same element driving unit 30 as that of the first embodiment is provided for each converter cell 10, and this element driving unit 30 constitutes a charge control unit.
  • the element drive unit 30 turns on one switching element 20B in each converter cell 10 as a starting element when the DC capacitor 23 of the converter cell 10 and the DC capacitor 28 of the second converter cell 100 are initially charged. Thus, power is supplied from the DC capacitor 23 via the feeder line 31.
  • the charge control operation for initially charging the DC capacitors 23 and 27 when the power conversion device 1a is started is the same as that shown in the flowchart of FIG. 3 of the first embodiment. Also in this embodiment, the charge control operation is performed when the switching elements 20A to 20D in the converter cell 10 are all in the OFF state and the capacitor voltage Vc of the converter cell 10 exceeds the starting voltage Vsh, and the starting element This is a two-stage operation with a period for turning on 20B. Note that the switching elements 25A and 25B in the second converter cell 100 are all turned off throughout both periods.
  • the DC capacitor 23 of the converter cell 10 is initially charged as in the first embodiment.
  • the charging current i flowing through the converter cell 10 also flows through the second converter cell 100 connected in series with the converter cell 10.
  • the DC capacitor 28 is charged by the charging current i inputted from the output line 29P and outputted from the output line 29N, and the direct current is inputted by the charging current i inputted from the output line 29N and outputted from the output line 29P.
  • Capacitor 28 is bypassed.
  • charging and bypassing of the DC capacitor 28 are repeated according to the power supply polarity, that is, the operation is the same as that of each converter cell 10 during the period in which the activation element 20B is turned on. .
  • the DC capacitor 28 of the second converter cell 100 can also be charged to a desired voltage in the same manner as the DC capacitor 23 of the converter cell 10, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. Further, since the second converter cell 100 having a simple cell configuration is used in combination with the converter cell 10 and the element driving unit 30 is provided only in the converter cell 10, the device configuration can be reduced in size and simplified.
  • the present invention can be freely combined with each other, or can be modified or omitted as appropriate.

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Abstract

電力変換装置（１）の各相アーム（４ｕ－４ｗ，５ｕ－５ｗ）を、少なくても１つの変換器セル（１０）を直列接続して構成する。変換器セル（１０）内の１つのスイッチング素子（２０Ｂ）を起動用素子としてオンさせる素子駆動部（３０）が変換器セル（１０）毎に設けられる。素子駆動部（３０）は、直流コンデンサ（２３）から電源供給され、直流コンデンサ（２３）の電圧が起動電圧Ｖｓｈを超えると、起動用素子をオンする。これにより、電力変換装置（１）の起動時に、各変換器セル（１０）内の直流コンデンサ（２３）を所望の電圧まで初期充電する。

Description

電力変換装置
　この発明は、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に係り、特に変換器を多重化した大容量電力変換装置に関するものである。
　複数の変換器を直列または並列に多重化して大容量を実現したモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ）では、複数の変換器セルがカスケード接続されて各アームが構成される。
　電力系統など交流電圧源に接続する電圧型変換器は、該電圧型変換器を系統に連系する際に、該電力変換器の出力する交流電圧が交流電圧源の電圧と大きく異なると、該電圧型電力変換器に過電流が通流してしまう。したがって、電圧型電力変換器であるＭＭＣを交流電圧源に接続する際は、各変換器セルの直流コンデンサを充電するだけでなく、該ＭＭＣは系統電圧とほぼ等しい電圧を出力する必要がある（例えば、特許文献１参照）。
　このため、ＭＭＣを構成する従来の電力変換装置では、起動時に各変換器セルの直流コンデンサへの初期充電が一般的に行われる。直流コンデンサへの初期充電の方式として、交流系統から充電抵抗を介して直流コンデンサに充電するものがある（例えば、特許文献２、特許文献３参照）。
特開２０１１－２４３９２号公報 ＷＯ２０１２／１５９６６８号公報 ＷＯ２０１２／１４０００８号公報
　交流系統から充電抵抗を介して電力変換装置の各直流コンデンサを初期充電する際、充電電流は電力変換装置の２相のアームを介して流れる。このため、２相分の直流コンデンサを直列接続して交流系統の電圧で充電することになり、各直流コンデンサの電圧を必要な電圧レベルまで充電することが困難であった。
　この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、起動時に各変換器セルの直流コンデンサを必要な電圧レベルまで容易に初期充電できる電力変換装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線を介して交流回路に接続される複数のレグ回路を、正負の直流母線間に並列接続して備えて、複数相交流と直流との間で電力変換を行う。上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、少なくとも１つの第１変換器セルを直列接続して備える。上記各第１変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つの直列体が並列接続され、さらに該直列体に直流コンデンサが並列接続され、上記各直列体における上記複数の半導体スイッチング素子の１つの接続部を出力端とする。そして、上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する充電制御部を備え、上記充電制御部は、上記各第１変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子の内、１つの半導体スイッチング素子を起動用素子として駆動する素子駆動部を該各第１変換器セル毎に有し、該素子駆動部は、上記直流コンデンサの初期充電時に上記起動用素子をオンさせるものである。
　この発明に係る電力変換装置は、以上のように構成されるため、電力変換装置の起動時に、各第１変換器セルの直流コンデンサを必要な電圧レベルまで容易に初期充電できる。このため、電力変換装置を交流回路に接続する際、交流側に要求される電圧を速やかに出力できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による変換器セルの構成、および直流コンデンサの充電制御構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの充電制御動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの充電制御動作を説明する回路図である。 この発明の実施の形態１による直流コンデンサの充電制御動作を説明する回路図である。 この発明の実施の形態２による変換器セルの構成、および直流コンデンサの充電制御構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による直流コンデンサの充電制御動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３による変換器セルの構成、および直流コンデンサの充電制御構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による直流コンデンサの充電制御動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４による直流コンデンサの充電制御動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成例を示す回路図である。 この発明の実施の形態６による第２変換器セルの構成を示す回路図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
　図１に示すように、電力変換装置１は、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うもので、交流側は各相交流線８ｕ～８ｗを介して複数相を有する交流回路としての系統である交流電源１１に接続される。この場合、交流電源１１と電力変換装置１との間には、交流電源１１側から、系統連系用の遮断器１２と、連系変圧器１３と、充電抵抗１４およびこの充電抵抗１４に並列接続されたバイパススイッチ１５から成る充電回路１６とが接続される。即ち電力変換装置１は、遮断器１２、連系変圧器１３および充電回路１６を介して交流電源１１に接続される。また電力変換装置１の直流側はインピーダンス１７を介して直流電源１８に接続される。
　なお、連系変圧器１３の代わりに連系リアクトルを設けても良い。また、電力変換装置１の直流側は、直流負荷に接続されてもよいし、直流出力を行う他の電力変換装置に接続されても良い。
　電力変換装置１の各相は、正側アーム４ｕ～４ｗと負側アーム５ｕ～５ｗとが直列接続されその接続点である交流端７ｕ～７ｗが各相交流線８ｕ～８ｗに接続されるレグ回路で構成され、３つのレグ回路は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
　各レグ回路の正側アーム４ｕ～４ｗ、負側アーム５ｕ～５ｗのそれぞれは、１以上の第１変換器セル（以下、変換器セル１０と称す）を直列接続したセル群１０ａを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ～７ｗ側に挿入されるが、各アーム４ｕ～４ｗ、５ｕ～５ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
　各変換器セル１０は、図２に示すようにフルブリッジ構成、即ち、２つの直列体２２ａ、２２ｂを並列接続し、さらに直列体２２ａ、２２ｂに並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２３を備えて構成される。低電圧側の直列体２２ａは、それぞれダイオード２１Ａ、２１Ｂが逆並列に接続された複数（この場合２個）の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子と称す）２０Ａ、２１Ｂを直列接続して構成され、高電圧側の直列体２２ｂは、それぞれダイオード２１Ｃ、２１Ｄが逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子２０Ｃ、２０Ｄを直列接続して構成される。スイッチング素子２０Ａ～２０Ｄは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｕｒｎ－ｏｆｆ　ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２１Ａ～２１Ｄが逆並列に接続されて構成される。
　そして、各変換器セル１０は、それぞれの直列体２２ａ、２２ｂの中間接続点を出力端とし、電力変換装置１の運転時にスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄをオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ２３両端の正電圧、負電圧およびゼロ電圧を出力する。この場合、低電圧側の直列体２２ａの出力端はスイッチング素子２０Ａ、２１Ｂの接続部であり、出力線２４Ｎに接続される。また高電圧側の直列体２２ｂの出力端はスイッチング素子２０Ｃ、２１Ｄの接続部であり、出力線２４Ｐに接続される。
　また電力変換装置１は、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部を備える。この場合、各変換器セル１０は直流コンデンサ２３を初期充電するための素子駆動部３０を備え、この素子駆動部３０が充電制御部を構成する。素子駆動部３０は、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、直流コンデンサ２３の電圧（以下、コンデンサ電圧Ｖｃと称す）が、素子駆動部３０の仕様から決定される起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０は起動用素子（スイッチング素子２０Ｂ）をオンすることができる。
　なお、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄでも良く任意に決定できる。この場合、スイッチング素子２０Ｂを起動用素子とするため、以下、起動用素子２０Ｂと称す。
　次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図３に示すフローチャートに基づいて説明する。
　電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄはオフ状態である。
　電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れ、これにより各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される。この時、充電回路１６のバイパススイッチ１５はオフ状態で、充電電流ｉは充電抵抗１４を流れる（ｓ１）。
　素子駆動部３０では、電源である直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃを検出し、このコンデンサ電圧Ｖｃが上昇して素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると（ｓ２）、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする（ｓ３）。
　このように、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間と、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超える期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路を図４、図５に示す。充電電流ｉは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の正側アーム４ｕ～４ｗ、あるいは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の負側アーム５ｕ～５ｗを介して流れるもので、図４、図５では、Ｕ相の正側アーム４ｕとＶ相の正側アーム４ｖとを介して流れる充電電流ｉを示す。なお、便宜上、各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数は１とした。また、図示省略したが、バイパススイッチ１５はオフ状態であり、充電電流ｉは充電抵抗１４を流れる。
　コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間では、各変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄは全てオフ状態で、充電電流ｉは図４に示すように流れる。
　この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
　この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ａ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３を充電する。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
　このように２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を直列に接続する経路で充電電流ｉが流れ、Ｕ相、Ｖ相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を同時に充電する。
　この期間では電源電圧極性に拘わらず各直流コンデンサ２３を充電でき、コンデンサ電圧Ｖｃは徐々に上昇する。
　そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超える期間では、各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂのみがオンされ、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄはオフ状態を継続し、充電電流ｉは図５に示すように流れる。
　この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
　この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
起動用素子２０Ｂ→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３をバイパスする。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
　このように２相の正側アーム４ｕ、４ｖを流れる充電電流ｉにより、Ｕ相の正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３のみを充電する。
　この期間では、電源電圧極性が逆になると、Ｖ相の正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３のみを充電する。
　スイッチング素子２０Ａ～２０Ｄが全てオフ状態の時、上述したように、２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を直列に接続する経路で直流コンデンサ２３を充電する。このため、２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３で電源電圧が分圧され、コンデンサ電圧Ｖｃをそれ以上高くできない。各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数を１とすると、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧ピーク値の約半分までしか充電できない。
　この実施の形態では、コンデンサ電圧Ｖｃが素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする。これにより、充電電流ｉの経路が変更され、Ｕ相の正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３のみを充電するため、電源電圧が２相で分圧されることがない。各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数を１とすると、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧ピーク値と同程度まで充電できる。
　これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
　また、素子駆動部３０は自身に電源として供給されるコンデンサ電圧Ｖｃに基づいて起動用素子２０Ｂをオンするため、高速応答が可能で初期充電が速やかに行える。
実施の形態２．
　次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図６に基づいて以下に説明する。
　この実施の形態では、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様であり、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部が異なる。この場合、電力変換装置１内の変換器セル１０の個数をＮとする。充電制御部は、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するために各変換器セル１０毎に設けられた素子駆動部３０ａと、全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する集中制御部３２を備える。
　素子駆動部３０ａは、上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０ａは起動用素子２０Ｂをオンすることができる。なお、この実施の形態においても、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄであっても良い。
　集中制御部３２は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
　次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図７に示すフローチャートに基づいて説明する。
　電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄはオフ状態である。
　電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（Ｓ１）。
　直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは時間経過と共に上昇する。集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａを計測し、経過時間Ｔａが予め設定された時間（設定時間Ｔｂ）を超えると（Ｓ２）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する（Ｓ３）。
　各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３を受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（Ｓ４）。
　この場合、集中制御部３２では、遮断器１２の投入から、コンデンサ電圧Ｖｃが素子駆動部３０ａの起動電圧Ｖｓｈを超えるまでに要する時間と同程度あるいは若干長めの時間を、予め設定時間Ｔｂとして保持する。なお、この設定時間Ｔｂは可変とする。
　この実施の形態においても、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、スイッチング素子２０Ａ～２０Ｄが全てオフ状態の期間と、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａが設定時間Ｔｂを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路は、上記実施の形態１の図４、図５で示すものと同様である。
　また、上記実施の形態１と同様に、素子駆動部３０ａが起動用素子２０Ｂをオンすることにより、充電電流ｉの経路が変更され、電源電圧が２相で分圧されることがない。これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
　また、素子駆動部３０ａはコンデンサ電圧Ｖｃを検出する必要が無く、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
　さらに、集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａと設定時間Ｔｂとを比較するのみで点弧指令３３を出力するため、簡素な演算処理で良く装置構成の小型化、簡素化が図れる。
　なお、素子駆動部３０ａが点弧指令３３を受信したとき、直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃが仮に起動電圧Ｖｓｈ以下であると、その直流コンデンサ２３を有する変換器セル１０では起動用素子２０Ｂがオンしない。しかし充電電流ｉはダイオード２１Ａ～２１Ｄを介して流れて直流コンデンサ２３を充電しコンデンサ電圧Ｖｃは上昇する。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えた時点で起動用素子２０Ｂがオンするため問題ない。
実施の形態３．
　次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置を図８に基づいて以下に説明する。
　この実施の形態においても、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様である。
　また、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部は、各変換器セル１０毎に、素子駆動部３０ａと、コンデンサ電圧Ｖｃを検出する電圧検出部３４とを備え、さらに全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する集中制御部３２ａを備える。
　素子駆動部３０ａは、上記実施の形態２と同様であり、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０ａは起動用素子２０Ｂをオンすることができる。なお、この実施の形態においても、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄであっても良い。
　集中制御部３２ａおよび電圧検出部３４は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
　次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図９に示すフローチャートに基づいて説明する。
　電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄはオフ状態である。
　電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
　各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
　各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
　この実施の形態においても、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、スイッチング素子２０Ａ～２０Ｄが全てオフ状態の期間と、全てのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値が起動電圧Ｖｓｈを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路は、上記実施の形態１の図４、図５で示すものと同様である。
　また、上記実施の形態１と同様に、素子駆動部３０ａが起動用素子２０Ｂをオンすることにより、充電電流ｉの経路が変更され、電源電圧が２相で分圧されることがない。これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
　この実施の形態では、素子駆動部３０ａが点弧指令３３ａを受信したとき、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の直流コンデンサ２３が存在する。その直流コンデンサ２３を有する変換器セル１０では、点弧指令３３ａの受信直後では起動用素子２０Ｂがオンしない。しかし充電電流ｉはダイオード２１Ａ～２１Ｄを介して流れて直流コンデンサ２３を充電しコンデンサ電圧Ｖｃは上昇する。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えた時点で起動用素子２０Ｂはオンするため問題ない。
実施の形態４．
　上記実施の形態３では、集中制御部３２ａは、コンデンサ電圧Ｖｃの平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力したが、この実施の形態では、全てのコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力する。
　電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図１０に示すフローチャートに基づいて説明する。
　電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄはオフ状態である。
　電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
　各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その中の最小コンデンサ電圧Ｍｉｎ（Ｖｃ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３ａ）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
　各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
　この場合、ステップＳＳ３ａの動作のみ上記実施の形態３と異なるが、その他の構成は上記実施の形態３と同様であり、上記実施の形態３と同様の効果が得られる。
　またこの実施の形態では、素子駆動部３０ａが点弧指令３３ａを受信したとき、コンデンサ電圧Ｖｃは必ず起動電圧Ｖｓｈを超えているため、全ての起動用素子２０Ｂを確実にオンにして直流コンデンサ２３を充電できる。このため異なる変換器セル１０間でコンデンサ電圧Ｖｃのアンバランスの発生が抑えられ、変換器セル１０間の循環電流の発生も防止できる。このようにコンデンサ電圧Ｖｃの均一性を保ちつつ信頼性の高い初期充電が実現できる。
実施の形態５．
　次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置を以下に説明する。
　上記実施の形態１～４では、全相に対して各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備えた。この実施の形態では、三相の電力変換装置１の２相のみに対して、各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備える。
　例えば、Ｖ相、Ｗ相に対してのみ上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０を備える電力変換装置１について示す。この場合、Ｕ相の各変換器セル１０には素子駆動部３０がない。
　電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、Ｖ相、Ｗ相に対して上記実施の形態１の図３のフローチャートに示すものと同様である。
　Ｖ相、Ｗ相のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間では、全相の各変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄは全てオフ状態であるため、上記実施の形態１と同様に充電電流ｉは流れる（図４参照）。
　Ｖ相、Ｗ相の素子駆動部３０では、電源である直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃを検出し、このコンデンサ電圧Ｖｃが上昇して素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると、起動用素子２０Ｂをオンする。
　このとき、Ｖ相、Ｗ相の各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂがオンし、Ｕ相内の直流コンデンサ２３には、他の１相、例えばＶ相の変換器セル１０を介した充電電流ｉが流れる。そして電源極性に応じてＶ相の直流コンデンサ２３がバイパスされ、電源電圧を２相で分圧すること無く、Ｕ相内の直流コンデンサ２３のみが充電される（図５参照）。
　また、Ｖ相、Ｗ相の２相間を流れる充電電流ｉは、電源極性に応じていずれか１相の直流コンデンサ２３をバイパスし、Ｖ相、Ｗ相内の直流コンデンサ２３は、電源電圧を２相で分圧すること無く充電される。
　充電電流ｉは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の正側アーム４ｕ～４ｗ、あるいは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の負側アーム５ｕ～５ｗを介して流れるものである。このため１相に対して変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄが全てオフ状態であっても、上述したように各相の直流コンデンサ２３は所望の電圧まで充電することができ、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
　また、三相の電力変換装置１の２相のみに対して素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
　なお、上記実施の形態１を適用した例を説明したが、上記実施の形態２～４を適用して、三相の電力変換装置１の２相のみに対して素子駆動部３０ａを備えても良く、同様の効果が得られる。
実施の形態６．
　次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を以下に説明する。図１１は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
　電力変換装置１ａは、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うものである。図１１に示すように、電力変換装置１ａの各相は、正側アーム４０ｕ～４０ｗと負側アーム５０ｕ～５０ｗとが直列接続されその接続点である交流端７ｕ～７ｗが各相交流線８ｕ～８ｗに接続されるレグ回路で構成され、３つのレグ回路は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
　各レグ回路の正側アーム４０ｕ～４０ｗ、負側アーム５０ｕ～５０ｗのそれぞれは、１以上の変換器セル１０および第２変換器セル１００を直列接続したセル群１０ｂを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ～７ｗ側に挿入されるが、各アーム４０ｕ～４０ｗ、５０ｕ～５０ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
　その他の構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様であり、電力変換装置１ａは、遮断器１２、連系変圧器１３および充電回路１６を介して交流電源１１に接続される。また電力変換装置１ａの直流側はインピーダンス１７を介して直流電源１８に接続される。
　各変換器セル１０の構成は上記実施の形態１と同様であり、各第２変換器セル１００の構成を図１２に示す。
　各第２変換器セル１００はハーフブリッジ構成、即ち、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの直列体２７と、この直列体２７に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２８とから構成される。スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続されて構成される。
　そして、第２変換器セル１００は、スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの接続部となるスイッチング素子２５Ｂの両端子を出力端とし、電力変換装置１の運転時にスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂをオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ２８の両端電圧およびゼロ電圧を出力線２９Ｐ、２９Ｎを介して出力する。
　各レグ回路の正側アーム４０ｕ～４０ｗ、負側アーム５０ｕ～５０ｗのそれぞれは、上述したように１以上の変換器セル１０および第２変換器セル１００を直列接続して備える。変換器セル１０と第２変換器セル１００とは、それぞれ１以上であれば良い。
　また電力変換装置１ａは、電力変換装置１ａの起動時に直流コンデンサ２３、２７を初期充電するための充電制御部を備える。上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０が変換器セル１０毎に備えられ、この素子駆動部３０が充電制御部を構成する。
　素子駆動部３０は、変換器セル１０の直流コンデンサ２３および第２変換器セル１００の直流コンデンサ２８の初期充電時に、各変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。
　電力変換装置１ａの起動時に直流コンデンサ２３、２７を初期充電する充電制御動作は、上記実施の形態１の図３のフローチャートに示すものと同様である。
　この実施の形態においても、充電制御動作は、変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ～２０Ｄが全てオフ状態の期間と、変換器セル１０のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作である。なお、双方の期間を通じて、第２変換器セル１００内のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは全てオフ状態とする。
　変換器セル１０の直流コンデンサ２３は上記実施の形態１と同様に初期充電される。変換器セル１０に流れる充電電流ｉは、変換器セル１０に直列接続される第２変換器セル１００にも流れる。
　第２変換器セル１００では、出力線２９Ｐから入力して出力線２９Ｎから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８は充電され、出力線２９Ｎから入力して出力線２９Ｐから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８はバイパスされる。
　このように、第２変換器セル１００では、電源極性に応じて直流コンデンサ２８の充電とバイパスとを繰り返し、即ち、起動用素子２０Ｂをオンする期間の各変換器セル１０と同様の動作となる。
　このため、第２変換器セル１００の直流コンデンサ２８も、変換器セル１０の直流コンデンサ２３と同様に所望の電圧に充電することができ、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
　また、セル構成が簡略な第２変換器セル１００を変換器セル１０と組み合わせて用い、さらに変換器セル１０のみに素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
　なお、上記実施の形態１を適用した例を説明したが、上記実施の形態２～５を適用しても良く、それぞれ同様の効果が得られる。
　またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (8)

  1. それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線を介して交流回路に接続される複数のレグ回路を、正負の直流母線間に並列接続して備えて、複数相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置において、
    上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、少なくとも１つの第１変換器セルを直列接続して備え、
    上記各第１変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つの直列体が並列接続され、さらに該直列体に直流コンデンサが並列接続され、上記各直列体の上記複数の半導体スイッチング素子の１つの接続部を出力端とし、
    上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する充電制御部を備え、
    上記充電制御部は、上記各第１変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子の内、１つの半導体スイッチング素子を起動用素子として駆動する素子駆動部を該各第１変換器セル毎に有し、該素子駆動部は、上記直流コンデンサの初期充電時に上記起動用素子をオンさせる
    電力変換装置。
  2. 上記各正側アーム、上記各負側アームは、上記第１変換器セルに、さらに少なくとも１つの第２変換器セルを直列接続して備え、
    上記各第２変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る直列体に直流コンデンサが並列接続され、上記複数の半導体スイッチング素子の２つの接続部を出力端とし、
    上記充電制御部が上記第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する際に、上記各第２変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子は全てオフ状態で、上記各第２変換器セル内の上記直流コンデンサは初期充電される請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記複数相交流は三相交流であり、
    上記充電制御部は、三相の内、二相のみに対して、上記各第１変換器セル内の上記起動用素子を駆動する上記素子駆動部を備える請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 上記各素子駆動部は対応する上記第１変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給される請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 上記各素子駆動部は、上記各直流コンデンサの電圧に基づいて上記各起動用素子のオン制御を開始する請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 上記充電制御部は、全ての上記素子駆動部に対して、上記各起動用素子のオン制御開始を一斉に指令する点弧指令を出力する集中制御部を備える請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 上記集中制御部は、上記直流コンデンサの初期充電開始から設定時間経過後に、全ての上記素子駆動部に上記点弧指令を出力する請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 上記集中制御部は、上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの電圧を監視し、該各電圧に基づいて、全ての上記素子駆動部に上記点弧指令を出力する請求項６に記載の電力変換装置。
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