JP2014060853A - 電源変換用制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】バッテリ逆接続時に、ハーフブリッジ回路に均一に電流が流れるようにする。
【解決手段】発電機の六相の交流出力を直流に変換してバッテリBBに充電する構成で、整流をMOSFET4a、4bからなる6個のハーフブリッジ回路4を備え、制御ユニット6によりオンオフ制御をすることでダイオードの順方向電圧分のロスを低減している。バッテリBBの逆接時に、逆接時駆動回路9の低圧駆動回路11が動作して昇圧回路12を駆動する。昇圧回路12の出力によりMOSFET4aをオンさせる。これにより、6個のハーフブリッジ回路4のいずれかの電流が増大しても、温度上昇に伴うMOSFET4aのオン抵抗増大で電流を制限するようになり、全体として均一に電流を流すことができ、ハーフブリッジ回路4が過電流で破壊するのを抑制できる。
【選択図】図4
【解決手段】発電機の六相の交流出力を直流に変換してバッテリBBに充電する構成で、整流をMOSFET4a、4bからなる6個のハーフブリッジ回路4を備え、制御ユニット6によりオンオフ制御をすることでダイオードの順方向電圧分のロスを低減している。バッテリBBの逆接時に、逆接時駆動回路9の低圧駆動回路11が動作して昇圧回路12を駆動する。昇圧回路12の出力によりMOSFET4aをオンさせる。これにより、6個のハーフブリッジ回路4のいずれかの電流が増大しても、温度上昇に伴うMOSFET4aのオン抵抗増大で電流を制限するようになり、全体として均一に電流を流すことができ、ハーフブリッジ回路4が過電流で破壊するのを抑制できる。
【選択図】図4
Description
本発明は、電源変換用制御装置に関する。
電源変換用制御装置として、例えば車載発電機の交流出力を直流に変換する整流回路がある。従来このような整流回路としては、ダイオードをブリッジ接続した回路が用いられていたが、しかし、ダイオードブリッジによる整流回路は、ダイオードの順方向電圧分が損失要因となり、また、損失分は発熱要素となることから、ダイオードに代えてMOSFETを用いたいわゆるMOSレクチと呼ばれる整流回路が考えられている。
MOSFETによる整流回路では、交流入力に対応してバッテリへの充電経路に対応するMOSFETをオンさせることでMOSFETにおける分担電圧を低減して効率の良い充電を行うように制御するものである。
この場合、ハーフブリッジを構成するMOSFETは、構造的に出力端子間にダイオードが並列に接続されたものとなっているので、バッテリの放電を防止するため、内蔵ダイオードが放電を阻止するように接続されている。このため、整流動作においては、発電機の交流出力をバッテリに充電する際に、ソース/ドレインを逆方向に通電する構成である。
しかしながら、上記構成のMOSFETを用いた整流回路を利用する電源変換用制御装置において、バッテリの逆接続があった場合には、内蔵ダイオードを介してバッテリが放電する状態となる。このとき、内蔵ダイオードは本来充電経路として用いないので許容される電流容量が小さい。一方、ダイオードは通常温度特性が正特性であるから、電流が流れて温度が上昇すると順方向電圧が低下してさらに電流が流れ易くなる傾向にある。
このため、バッテリの放電により大電流が流れたときに、複数のハーフブリッジに均等に電流が分散して流れない事態が発生すると、内蔵ダイオードのうちで電流が流れ易いものに電流が集中することとなり、この結果、短時間で破壊に至る不具合がある。
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、バッテリが逆接続された場合でも、放電時にダイオードに電流が集中して破壊するのを防止することができるようにした電源変換用制御装置を提供することにある。
請求項1に記載の電源変換用制御装置は、一対のゲート制御型素子とそれぞれのゲート制御型素子に並列にダイオードを接続してなるハーフブリッジ回路を複数備えたものを対象としており、ハーフブリッジ回路の両端子間にバッテリの極性が逆に接続された場合に動作し、ハーフブリッジ回路を構成する一対のゲート制御型素子の少なくとも1つをオン動作させる駆動回路を備えている。
これにより、バッテリが逆接続されたときに、複数のハーフブリッジ回路を放電経路として電流が流れる際に、各ハーフブリッジ回路においてはダイオードとゲート制御型素子とを経由する通電経路となる。ゲート制御型素子は、電流が流れる際に抵抗体として機能するので、ハーフブリッジ回路の電流のばらつきにより、一つのハーフブリッジ回路のダイオードの電流が増える傾向になると、増えた電流でゲート制御型素子も温度上昇を来たすようになる。ゲート制御素子においては、電流の増大による温度上昇で抵抗が増大するので、これによって電流を制限するように機能する。
この結果、複数のハーフブリッジ回路のそれぞれにおいて、電流が一時的に増大する傾向が発生すると、ゲート制御型素子側で電流増大を抑制するように動作するので、全体として特定のハーフブリッジ回路に電流が集中することを回避でき、各ハーフブリッジ回路に均等に放電電流を流すことができ、ゲート制御型素子が短時間で破壊に至るのを抑制することができる。
(第1実施形態)
以下、本発明の電源変換用制御装置として、Y結線の三相デュアル巻線型でとして構成される6相の巻線を有するステータの車載発電機に用いられる車載用制御装置に適用した場合の第1実施形態について図1〜図7を参照して説明する。
以下、本発明の電源変換用制御装置として、Y結線の三相デュアル巻線型でとして構成される6相の巻線を有するステータの車載発電機に用いられる車載用制御装置に適用した場合の第1実施形態について図1〜図7を参照して説明する。
全体構成を示す図2において、交流発電機(オルタネータ)1は、Y結線の三相デュアル巻線タイプのステータ巻線2を有するもので、ステータ巻線2の相数としては6相備えるものである。各Y結線の巻線2u、2v、2wおよび2x、2y、2zは、それぞれ一端が共通に接続され、他端は車載用制御装置3に接続されている。車載用制御装置3は、巻線2u、2v、2wおよび2x、2y、2zのそれぞれに対応して整流モジュール3u、3v、3wおよび3x、3y、3zが設けられており、それぞれの入力端子に接続されている。
各整流モジュール3u、3v、3wおよび3x、3y、3zは、それぞれゲート制御型素子である整流用の2個のnチャンネル型のMOSFET4a、4bを直列に接続したハーフブリッジ回路4を備えている。各MOSFET4a、4bには並列に図示極性のダイオード5a、5bが接続(内蔵)されている。
各整流モジュール3u、3v、3w、3x、3y、3zの出力端子は、車両に搭載されるバッテリBBの端子間に共通に接続されている。バッテリBBには、図示しないレギュレータが接続されている。レギュレータは、周波数信号を出力するように構成され、各整流モジュール3u、3v、3w、3x、3y、3zおよび発電機1のロータ側に設けられる図示しない励磁用の巻線に周波数信号を与える。
次に、各整流モジュール3u、3v、3wおよび3x、3y、3zの詳細な構成について図1を参照して説明する。整流モジュール3u(他の整流モジュール3v、3w、3x、3y、3zも同様の構成であるので省略する)のMOSFET4a、4bのオンオフ制御を行う制御ユニット6は、制御回路7、上段駆動回路8a、下段駆動回路8b、逆接続時駆動回路9などを備えている。
制御ユニット6内においては、バッテリBBから給電を受けて図示しない電源回路により所定電圧の電源を生成して各部に給電をする。下段駆動回路8bは所定電圧が給電され、上段駆動回路8aはハイサイドのMOSFET4aを駆動するために昇圧された電圧が供給されるように構成されている。制御回路7は、MOSFET4a、4bの駆動制御を行う通電制御回路として機能する。
逆接時駆動回路9は、ハーフブリッジ回路4に対してバッテリBBの極性を誤って接続されたときに、これを検出してMOSFET4aを駆動制御するものである。この場合、ハーフブリッジ回路4の電源が接続される側の端子Bとグランドに接続される端子Eとが、それぞれバッテリBBの正極端子、負極端子に接続される状態が正しい接続状態である。これに対して、バッテリBBの負極端子が端子Bに接続され、正極端子が端子Eに接続された状態が誤った接続(逆接)状態である。
図3は、車載用制御装置3の6つのハーフブリッジ回路4を並べて示した図である。上記した制御ユニット6は、これらのハーフブリッジ回路4のそれぞれに設けられていて、MOSFET4a、4bを駆動制御する。ハーフブリッジ回路4の端子B、Eに対してバッテリBBの極性が逆に接続されると、後述するように、バッテリBBからMOSFET4b、4aのそれぞれに並列接続されたダイオード5b、5aが順方向に接続された状態となるため、これらのダイオード5b、5aを介して大電流が流れてしまうこととなる。逆接時駆動回路9は、このときハーフブリッジ回路4に大電流が流れることに起因して短時間で破壊に至る不具合を起こすのを防止するためのものである。
図4は、逆接時駆動回路9の構成を示すもので、ハーフブリッジ回路4との接続関係を示している。なお、ここでは、ハーフブリッジ回路4に対する上段駆動回路8a、下段駆動回路8bは省略して示している。逆接時駆動回路9は、MOSFET10、低圧駆動回路11および昇圧回路12などから構成されている。MOSFET10は、nチャンネル型のもので、並列にダイオード10aが接続(内蔵)された構成である。MOSFET10のドレインは、ハーフブリッジ回路4のバッテリ接続端子Bに接続され、ソースは低圧駆動回路11および昇圧回路12に接続されている。MOSFET10のゲートはMOSFET4aのゲートと共に昇圧回路12の出力端子に接続されている。
低圧駆動回路11は、バッテリBBがハーフブリッジ回路4に逆の極性で接続されたときに起動し、その逆接時の低電圧の状態で駆動電源を得て、昇圧回路12を動作させる構成である。昇圧回路12は、低圧駆動回路11からの駆動信号に基づいて昇圧動作を開始し、MOSFET4aをオンさせるのに必要な電圧を生成してゲートに与えるように構成されている。
次に、上記構成の作用について図5〜図7も参照して説明する。
上記構成において、車載用制御装置3に対して、図3に示すように、バッテリBBが正常に接続された場合には、発電機1の回転状態に応じて各ハーフブリッジ回路4に設けられた制御ユニット6によりMOSFET4a、4bのオンオフ制御が行われ、発電機1の交流出力が直流に変換されてバッテリBBに充電する動作が行われる。
上記構成において、車載用制御装置3に対して、図3に示すように、バッテリBBが正常に接続された場合には、発電機1の回転状態に応じて各ハーフブリッジ回路4に設けられた制御ユニット6によりMOSFET4a、4bのオンオフ制御が行われ、発電機1の交流出力が直流に変換されてバッテリBBに充電する動作が行われる。
この場合、発電の制御においては、発電機1が回転することにより各相の巻線2u、2v、2w、2x、2y、2zの端子U、V、W、X、Y、Zに発生している電圧が各整流モジュール3u、3v、3w、3x、3y、3zの入力端子に入力される。このとき、各整流モジュール3u、3v、3w、3x、3y、3zにおいては、端子U、V、W、X、Y、Zに発生している電圧が負でないときにはMOSFET4aをオン状態としてバッテリ8への充電を行い、負のときにはMOSFET4bをオン状態に制御することでアース側からの電流が流れるように制御している。
これにより、充電動作を行う際にはMOSFET4a、4bをオンさせることで逆方向の通電時にダイオード5a、5bに通電させるのではなくMOSFET4a、4bを流すようしてオン抵抗分の電圧降下を伴う通電動作を行わせることができる。通常MOSFETのオン抵抗は非常に小さく、通電による電圧降下はダイオードの順方向電圧降下よりも小さくすることができ、これによって電力の損失を低減し、且つ発熱を抑制することができる。
これに対して、図5に示すように、車載用制御装置3に対して、バッテリBBが誤った極性で接続(逆接)された場合には、制御モジュール6の逆接時駆動回路9が起動する。この場合、図示のように、バッテリBBが逆接続されたときには、各ハーフブリッジ回路4のMOSFET4a、4bに逆方向にバッテリBBの電圧が印加されることとなる。MOSFET4a、4bは、ゲートに信号が与えられないのでオフ状態となっているが、並列に接続されているダイオード5a、5bは順方向に電圧が印加されることになり、これらを介して大電流が流れることになる。この時の電流は、配線抵抗をR(例えば70〜100mΩ程度)とするとバッテリBBの端子電圧が殆ど配線抵抗Rに掛かるのでその電流値は大きくなる。
一方、バッテリBBが逆接続されると、図6に示すように、制御モジュール6の逆接時駆動回路9においては、逆接状態に応じてMOSFET10に並列接続されたダイオード10aを通じて通電経路が形成されることで検知され、低圧駆動回路11が動作電圧を与えられる。この場合、逆接時駆動回路9には、ハーフブリッジ回路4の端子E−B間にかかる電圧すなわち、ダイオード5b、5aの直列回路に印加される電圧がかかる。したがって、2個のダイオード5b、5aの順方向電圧分が印加される。このように低圧駆動回路11は、低い電圧が印加された状態でも動作するように構成されており、昇圧回路12に対して昇圧動作を行わせるように駆動信号を出力する。
逆接時駆動回路9の各部の電圧の推移は図7に示すとおりである。図7(a)に示すように、ハーフブリッジ回路4の端子間電圧(E−B間電圧)は、昇圧回路12の出力電圧が所定電圧に達するまでは、ダイオード5a、5bに流れる電流が徐々に増大して温度が上昇することで低下していく。このときダイオード5a、5bには大電流が流れるので、順方向電圧VFが0.7V以上でかかり、E−B端子間には2個分の順方向電圧として1.4V以上の電圧が発生している。
昇圧回路12の出力電圧が、図7(b)の破線で示すように所定電圧に達すると、MOSFET4aおよび10をオンさせるので、MOSFET4aの端子電圧はほぼゼロとなり、ハーフブリッジ回路4の端子電圧は、図7(a)に示すように1個のダイオード5bに掛かる端子電圧VFにほぼ等しい電圧となる。また、A点の電圧(A−B間の端子電圧)は、MOSFET10がオンすることで、図7(b)に示すようにほぼゼロとなる。
上記状態で、MOSFET4aは、オン状態ではチャンネル抵抗が低抗成分として機能するので、電流が流れることによる温度上昇があると、抵抗値が上昇するので電流を制限するように機能する。したがって、6個のハーフブリッジ回路4のそれぞれにおいて、電流が不均衡となって多くながれようとすると、その電流増大に伴う温度上昇で抵抗が増大して電流を制限する方向に働く。これによって、並列接続された6個のハーフブリッジ回路4の全てにおいて電流が増え始めると、それを減らす方向にフィードバックがかかるようになり、全体として自動的に均一な電流が流れる状態に保持され、MOSFET4a、4bが短時間で破壊に至る事態を回避することができる。
このような第1実施形態によれば、制御ユニット6に逆接時駆動回路9を設け、バッテリBBを逆接続したときに、各ハーフブリッジ回路4の上アームのMOSFET4aをオン動作させることで、ダイオード5aに流れる電流を、低抗体として機能するオン状態のMOSFET4aに流すようにしたので、バッテリBBの大電流を6個のハーフブリッジ回路4にほぼ均一に分散して流すことができる。そして、電流がばらつくことに起因して一部のハーフブリッジ回路4に電流が集中して流れることにより短時間で破壊に至るのを防止することができる。
また、これにより、MOSFET4a、4bに並列接続されるダイオード5a、5bの電流容量が比較的小さいものでもバッテリBBの逆接続に持ちこたえることができるようになり、特に大電流容量のダイオードを有するMOSFETを用いることなく対処することができる。
さらに、逆接時駆動回路9に、低圧駆動回路11および昇圧回路12を設け、バッテリBBの逆接時に、ハーフブリッジ回路4の端子電圧を電源としてMOSFET4aをオン動作させることができるので、別途に電源を設けることなく動作させることができる。
(第2実施形態)
図8、図9は第2実施形態を示すもので、第1実施形態における昇圧回路12として、具体的な昇圧回路としてチャージポンプ回路20を用いたところである。
すなわち、図8に示すように、チャージポンプ回路20は、4個のMOSFET21a〜21dと3個のコンデンサ22a、22bおよび3個のダイオード23a〜23cを備えている。また、出力電圧を保持するためのコンデンサ24を備えている。4個のMOSFET21a〜21dは低電圧で駆動可能な素子により構成されている。
図8、図9は第2実施形態を示すもので、第1実施形態における昇圧回路12として、具体的な昇圧回路としてチャージポンプ回路20を用いたところである。
すなわち、図8に示すように、チャージポンプ回路20は、4個のMOSFET21a〜21dと3個のコンデンサ22a、22bおよび3個のダイオード23a〜23cを備えている。また、出力電圧を保持するためのコンデンサ24を備えている。4個のMOSFET21a〜21dは低電圧で駆動可能な素子により構成されている。
4個のMOSFET21a〜21dは、2個ずつハーフブリッジ回路を構成しており、低電圧駆動回路11から所定周波数でゲート信号が与えられ、オンオフが交互に切り替えられる。ダイオード23a〜23cは直列に接続され、それらの間とハーフブリッジ回路との間にコンデンサ22a、22bが接続されている。
図9は、バッテリBBが逆接続された状態での逆接時駆動回路9の状態を示している。バッテリBBが逆接続されると、前述したように6個のハーフブリッジ回路4の各ダイオード5a、5bを通じて大電流が流れるようになる。このとき、低圧駆動回路11は、バッテリBBが逆接続状態になるとこれに応じて起動し、ハーフブリッジ回路4の端子間電圧を電源として動作を開始する。低圧駆動回路11においては、ハーフブリッジ回路のMOSFET21a〜21dを所定周期でオンオフ制御し、コンデンサ22a、22bに順次電荷が移動させながら蓄積し、コンデンサ22bの端子電圧を上昇させる。このようにしてチャージポンプ回路20において昇圧された電圧がコンデンサ24に蓄積され、MOSFET4aのゲート電圧に達すると、MOSFET4aはオン状態に移行し、ダイオード5aに流れていた電流がソース−ドレイン間を流れるようになる。
これにより、6個のハーフブリッジ回路4に流れる電流は、ダイオード5bとMOSFET4aとを直列に介して流れることになり、電流の不均衡が生じて電流が増大する場合でも、MOSFET4aのオン抵抗が増大して電流を制限するようにフィードバックがかかり、全体として6個のハーフブリッジ回路4に均等に電流が流れるように制御されることとなる。
このような第2実施形態によっても、第1実施形態と同様の作用効果を得る事ができるとともに、逆接時駆動回路9として昇圧回路にチャージポンプ回路20を設けたので、簡単な構成としながらハーフブリッジ回路4の端子電圧を電源として昇圧動作を行わせることができる。
(第3実施形態)
図10、図11、図12は第3実施形態を示すもので、以下、第1実施形態と異なる部分について説明する。
この実施形態では、図10に示すように、逆接時駆動回路30として、ハーフブリッジ回路4を構成する2個のMOSFET4a、4bを共に駆動する構成としている。この場合、図11に示すように、バッテリBBが逆接続されたときには、6個のハーフブリッジ回路4の各ダイオード5a、5bを通じて大電流が流れるようになる。
図10、図11、図12は第3実施形態を示すもので、以下、第1実施形態と異なる部分について説明する。
この実施形態では、図10に示すように、逆接時駆動回路30として、ハーフブリッジ回路4を構成する2個のMOSFET4a、4bを共に駆動する構成としている。この場合、図11に示すように、バッテリBBが逆接続されたときには、6個のハーフブリッジ回路4の各ダイオード5a、5bを通じて大電流が流れるようになる。
低圧駆動回路11は、バッテリBBが逆接続状態になって起動すると、ハーフブリッジ回路4のダイオード5a、5bの順方向電圧(2VF)に相当する端子間電圧を電源として動作を開始し、昇圧回路12に昇圧動作を行わせる。昇圧回路12の出力電圧が、MOSFET4a、4bのゲート電圧に達すると、MOSFET4a、4bは共にオン状態に移行し、ダイオード5a、5bに流れていた電流がMOSFET4a、4bのソース−ドレイン間を流れるようになる。
これにより、6個のハーフブリッジ回路4に流れる電流は、MOSFET4a、4bを直列に介して流れることになり、電流の不均衡が生じて電流が増大する場合でも、MOSFET4aのオン抵抗が増大して電流を制限するようにフィードバックがかかり、全体として6個のハーフブリッジ回路4に均等に電流が流れるように制御されることとなる。
なお、ハーフブリッジ回路4のMOSFET4a、4bが同時にオン動作されると、その端子E−B間の電圧は殆どゼロに近くなり、両端子間は逆接時駆動回路30の電源電圧に依存することになる。しかし、逆接時駆動回路30の電源電圧は、ハーフブリッジ回路4にも供給されるので、時間と共に低下していく。そして、ゲート電圧として十分な電圧が印加できなくなると、MOSFET4a、4bはオフ状態に戻ることになる。
このときの各部の電圧の推移は図12に示すとおりである。図12(a)、(b)に示すように、ハーフブリッジ回路4の端子間電圧(E−B間電圧)は、昇圧回路12の出力電圧が所定電圧に達するまでは、ダイオード5a、5bに流れる電流が徐々に増大することで低下していく。昇圧回路12の出力電圧が、図12(b)の破線で示すように所定電圧に達すると、MOSFET4a、4bおよび10をオンさせるので、ハーフブリッジ回路4の端子電圧はゲート電圧と共に低下していく。これによって、逆接時駆動回路30の電源電圧も消失するので、MOSFET4a、4bをオンさせておくことができなくなり、オフ状態に移行する。
すると、逆接時駆動回路30は、再び昇圧動作を開始して上記したと同様の作用を繰り返すようになる。この結果、6個のハーフブリッジ回路4は、ダイオード5a、5bに大電流が流れる状態と、MOSFET4a、4bに流れる状態とが交互に繰り返され、ダイオード5a、5bに流れ続ける状態を回避することができ、これによって電流の不均衡な状態が一時的に発生してもこれを解消させることができる。
このような第3実施形態によっても、第1実施形態と同様の効果を得る事ができる。また、ハーフブリッジ回路4の2個のMOSFET4a、4bを共にオンさせるので、そのオン期間中はダイオード5a、5bに電流を流さないことで順方向電圧を小さくして発熱を極力低減することができる。
(第4実施形態)
図13は第4実施形態を示すもので、第3実施形態と異なるところは、逆接時駆動回路30に、出力電圧保持用の大容量のコンデンサを電源用コンデンサ40として設けたところである。この場合、例えば昇圧回路12として第2実施形態で説明したようなチャージポンプ回路20を設ける場合では、出力段にコンデンサ24を備えるが、このコンデンサ24の容量では電源として不足するので、これに加えて電源用コンデンサ40を別途設ける構成である。
図13は第4実施形態を示すもので、第3実施形態と異なるところは、逆接時駆動回路30に、出力電圧保持用の大容量のコンデンサを電源用コンデンサ40として設けたところである。この場合、例えば昇圧回路12として第2実施形態で説明したようなチャージポンプ回路20を設ける場合では、出力段にコンデンサ24を備えるが、このコンデンサ24の容量では電源として不足するので、これに加えて電源用コンデンサ40を別途設ける構成である。
このような構成とすることで、バッテリBBの逆接続時に逆接時駆動回路30が動作してハーフブリッジ回路4のMOSFET4a、4bを共にオン動作させた場合でも、電源用コンデンサ40が電源として機能することにより、その端子電圧を長時間保持させた状態としてMOSFET4a、4bのオン状態を保持させることができる。
(第5実施形態)
図14は第5実施形態を示すもので、第1実施形態と異なるところは、逆接時駆動回路50として、逆接検知回路51、駆動回路52および逆接時の駆動用電池53を設ける構成としたところである。
図14は第5実施形態を示すもので、第1実施形態と異なるところは、逆接時駆動回路50として、逆接検知回路51、駆動回路52および逆接時の駆動用電池53を設ける構成としたところである。
逆接検知回路51は、バッテリBBが逆接続されるとこれを検知して駆動回路52を駆動してハーフブリッジ回路4のMOSFET4aをオン動作させる。逆接検知回路51および駆動回路52は駆動用電池53を電源として動作する構成であるから、6個のハーフブリッジ回路4に均等に電流を流すことができる。
このような第5実施形態によっても、第1実施形態とほぼ同様の作用効果を得ることができる。また、独自に駆動用電池53を備えるので、電源電圧をハーフブリッジ4の端子電圧に依存することなくMOSFET4aを駆動制御することができる。
なお、逆接時駆動回路50は、ハーフブリッジ回路4のMOSFET4a、4bを共にオンさせる構成の実施形態にも適用することができる。
なお、逆接時駆動回路50は、ハーフブリッジ回路4のMOSFET4a、4bを共にオンさせる構成の実施形態にも適用することができる。
(第6実施形態)
図15は第6実施形態を示すもので、第1実施形態と異なるところは、6個のハーフブリッジ回路4のそれぞれに逆接時駆動回路9を設けることに代えて、6個のハーフブリッジ回路4に共通の逆接時駆動回路60を設ける構成としたところである。
図15は第6実施形態を示すもので、第1実施形態と異なるところは、6個のハーフブリッジ回路4のそれぞれに逆接時駆動回路9を設けることに代えて、6個のハーフブリッジ回路4に共通の逆接時駆動回路60を設ける構成としたところである。
これにより、バッテリBBが逆接続されたときには、各ハーフブリッジ回路4のMOSFET4aを一括してオン動作させることができる。また、6個のハーフブリッジ回路4のMOSFET4aを同時にオンさせるので、電流の集中状態を極力回避してバランス良く電流を流すことができる。
なお、逆接時駆動回路60は、6個のハーフブリッジ回路4に共通に設けることに変えて、3個ずつあるいは2個ずつのハーフブリッジ回路4に共通に設ける構成とすることもできる。
なお、逆接時駆動回路60は、6個のハーフブリッジ回路4に共通に設けることに変えて、3個ずつあるいは2個ずつのハーフブリッジ回路4に共通に設ける構成とすることもできる。
(第7実施形態)
図16は第7実施形態を示すもので、この実施形態は、上記各実施形態のものが車載発電機の整流回路のハーフブリッジ回路4に設けたものを対象としていたのに対し、直流モータ70を駆動制御する駆動制御回路71を対象としたものである。
図16は第7実施形態を示すもので、この実施形態は、上記各実施形態のものが車載発電機の整流回路のハーフブリッジ回路4に設けたものを対象としていたのに対し、直流モータ70を駆動制御する駆動制御回路71を対象としたものである。
駆動制御回路71は、直流モータ70に通電するための2個のハーフブリッジ回路72a、72bが設けられている。ハーフブリッジ回路72a、72bは、それぞれ直列に接続した2個のMOSFET73a、73bと、これら各MOSFET73a、73bに並列に接続されたダイオード74a、74bからなる。各ハーフブリッジ回路72a、72bの出力端子は直流モータ70の2つの端子に接続される。
2個のハーフブリッジ回路72a、72bは、それぞれ制御ユニット75により駆動制御される。制御ユニット75は、第1実施形態で説明した制御ユニット6と同等の構成とされており、その内部には、制御回路7、上段駆動回路8a、下段駆動回路8bおよび逆接時駆動回路9が設けられている。逆接時駆動回路9は、第1実施形態で示したものと同様に、MOSFET10、低圧駆動回路11、昇圧回路12などから構成されている。
そして、駆動制御回路71に対してバッテリBBが逆接続されると、2個のハーフブリッジ回路72a、72bのダイオード73a、73bを通じて大電流が流れる。このとき、電流のばらつきによりハーフブリッジ回路72aあるいは72bの一方に電流が多く流れ出すと、ダイオード73a、73bの発熱で順方向電圧が低下し、さらに電流が増大する方向に変化し、電流の偏りが大きくなる。
一方、バッテリBBが駆動制御回路71に逆接続されたときには、低圧駆動回路11が起動し、昇圧回路12を駆動して各ハーフブリッジ回路72a、72bのMOSFET73aのゲートに駆動信号を与えてオンさせる。これにより、バッテリBBから2個のハーフブリッジ回路72a、72bのダイオード74bおよびMOSFET73aを介して電流が流れるようになる。これにより、2個のハーフブリッジ回路72a、72bの一方に電流が多く流れ出すと、MOSFET73aのオン抵抗が温度上昇に伴って増大し、電流を抑制するようにフィードバックがかかる。
この結果、2個のハーフブリッジ回路72a、72bにほぼ均等に電流が流れるようになり、過電流による破壊を回避することができる。そして、この間にバッテリBBを取り外して正常な極性で接続することができる。
このような第7実施形態によっても、第1実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
なお、直流モータ70以外にもハーフブリッジ回路72a、72bによる通電の切り替えを行う負荷全般に適用することができる。
また、2個のハーフブリッジ回路72a、72b以外に、3個のハーフブリッジ回路を設ける構成のものにも適用できるし、複数のハーフブリッジ回路を設ける構成の対象を制御する制御装置全般に適用することができる。
なお、直流モータ70以外にもハーフブリッジ回路72a、72bによる通電の切り替えを行う負荷全般に適用することができる。
また、2個のハーフブリッジ回路72a、72b以外に、3個のハーフブリッジ回路を設ける構成のものにも適用できるし、複数のハーフブリッジ回路を設ける構成の対象を制御する制御装置全般に適用することができる。
(他の実施形態)
なお、本発明は、上述した一実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
なお、本発明は、上述した一実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
ゲート制御型素子としてMOSFETを用いた例を示したが、IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)を用いる構成においても適用することができる。
電源用コンデンサ40の容量は電流容量に応じて適宜設定可能であるし、必要に応じて設ければ良い。
電源用コンデンサ40の容量は電流容量に応じて適宜設定可能であるし、必要に応じて設ければ良い。
逆接時駆動回路は、ハーフブリッジ回路のそれぞれに設けても良いし、全体に設けても良いし、2個単位などの適宜のハーフブリッジ回路に対応して設けることができる。
6相以外に、Y結線した3相の発電機に適用できる。また、単相のモータ以外に、3相のモータでも適用できるし、他の複数の相構成のものにも適用できる。
6相以外に、Y結線した3相の発電機に適用できる。また、単相のモータ以外に、3相のモータでも適用できるし、他の複数の相構成のものにも適用できる。
車載用発電機や直流モータの制御回路以外にも、バッテリの直流電源を交流電源を変換して使用する負荷を備えた装置全般に適用できる。
図面中、1は発電機、3u〜3w、3x〜3zは整流モジュール、4、72a、72bはハーフブリッジ回路、4a、4b、73a、73bはMOSFET(ゲート制御型素子)、5a、5b、74a、74bはダイオード、6、75は制御ユニット、7は制御回路、8aは上段駆動回路、8bは下段駆動回路、9、30、50、60は逆接時駆動回路(駆動回路)、10はMOSFET、11は低圧駆動回路、12は昇圧回路、20はチャージポンプ回路(昇圧回路)、21a〜21dはMOSFET、22a、22bはコンデンサ、23a〜23cはダイオード、24はコンデンサ、30は逆接時駆動回路、40は電源用コンデンサ、53は駆動用電池、BBはバッテリである。
Claims (9)
- 一対のゲート制御型素子(4a、4b)とそれぞれのゲート制御型素子に並列にダイオード(5a、5b)を接続してなるハーフブリッジ回路(4)を複数備えた電源変換用制御装置であって、
前記ハーフブリッジ回路の両端子間にバッテリ(BB)の極性が逆に接続された場合に動作し、前記ハーフブリッジ回路を構成する前記一対のゲート制御型素子の少なくとも1つをオン動作させる駆動回路(9、30、50、60、75)を備えたことを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1に記載の電源変換用制御装置において、
前記駆動回路(30)は、前記ハーフブリッジ回路を構成する前記一対のゲート制御型素子を共にオン動作させることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1または2に記載の電源変換用制御装置において、
前記駆動回路は、低電圧で駆動し且つ電源電圧を昇圧する昇圧回路(12)を備え、前記バッテリが逆接続されたときに、前記バッテリから前記ハーフブリッジ回路に印加される端子電圧を前記昇圧回路により昇圧して前記ゲート制御型素子を駆動することを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項3に記載の電源変換用制御装置において、
前記昇圧回路は、チャージポンプ回路(20)を用いた構成であることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項3または4に記載の電源変換用制御装置において、
前記駆動回路は、前記ハーフブリッジ回路を構成する一対のゲート制御型素子が共にオンした場合でも駆動可能な電源として電源用コンデンサ(40)を備えることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1ないし5のいずれか1項に記載の電源変換用制御装置において、
前記駆動回路は、複数の前記ハーフブリッジ回路のそれぞれに対応して設けられることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1ないし5のいずれか1項に記載の電源変換用制御装置において、
前記駆動回路(60)は、複数の前記ハーフブリッジ回路に対応して設けられることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1ないし7のいずれか1項に記載の電源変換用制御装置において、
前記複数のハーフブリッジ回路は、車載発電機(1)の交流出力が交流入力端子に入力され、これを直流電圧に変換して直流出力端子から前記バッテリに充電する車載用発電機の制御装置として設けられていることを特徴とする電源変換用制御装置。 - 請求項1ないし7のいずれか1項に記載の電源変換用制御装置において、
前記複数のハーフブリッジ回路(72a、72b)は、前記バッテリから負荷としてのモータ(70)に給電する経路に設けられることを特徴とする電源変換用制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2012204358A JP2014060853A (ja) | 2012-09-18 | 2012-09-18 | 電源変換用制御装置 |
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JP2014060853A true JP2014060853A (ja) | 2014-04-03 |
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-
2012
- 2012-09-18 JP JP2012204358A patent/JP2014060853A/ja active Pending
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