WO2015087488A1

WO2015087488A1 - 電源装置

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Publication number: WO2015087488A1
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Authority: WO
Inventors: 公彦古川
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2013-12-11
Filing date: 2014-11-18
Publication date: 2015-06-18
Anticipated expiration: 2016-06-11
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Abstract

　商用電源から車両内の二次電池に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制する。車両(１００)内に搭載されるべき電源装置(１０)において、二次電池(Ｅ１)は、走行用モータ(４０)に電力を供給する。電流検出素子は、二次電池(Ｅ１)に流れる電流を検出する。電流検出回路(１２)は、ローパスフィルタを介して、電流検出素子の信号電圧を取得し、取得した電圧値から二次電池(Ｅ１)に流れる電流の電流値を推定する。ローパスフィルタは、少なくとも第１の遮断周波数と、該第１の遮断周波数より低い第２の遮断周波数とを選択可能に構成されると共に、車両外の電源から二次電池(Ｅ１)が充電される際、第２の遮断周波数が選択される。

Description

電源装置

　本発明は、車両に搭載されるべき電源装置に関する。

　近年、プラグインハイブリッド車（ＰＨＶ）、電気自動車（ＥＶ）が普及してきている。ＰＨＶ及びＥＶでは、車外から専用の充電ケーブルによって車内の電池に充電する必要がある。充電器には大別すると普通充電器と急速充電器がある。普通充電器は急速充電器より充電時間がかかるが、フル充電が可能であり設備導入コストを低く抑えられる。住宅、事務所、時間貸駐車場など長時間駐車する場所への設置が想定される。一方、急速充電器は短時間で８０％充電が可能であるが、設備導入コストが高くなる。ショッピングセンター、ガソリンスタンド、高速道路ＳＡなど滞在時間が短い場所への設置が想定される。

　日本では普通充電器の電源に、家庭で一般に使用される単相交流２００Ｖまたは１００Ｖが使用されている。急速充電器の電源には、三相交流２００Ｖが使用されている。普通充電器は単相電源を使用するため低コストではあるが電力リプルが大きく発生する。一方、急速充電器は三相交流を使用するため電力の輸送効率が高く電力リプルも小さいが、一般家庭で使用する場合は専用線を敷く必要がある。

特開２０１３－９０４７３号公報

　商用電源から充電する場合、充電電流にリプルが発生する。特に単相交流を使用した場合、三相交流を使用した場合より、リプルが大きくなる。リプルの影響が大きくなると二次電池側で正確な電流を検出できなくなる。充電器の出力側に大規模な平滑フィルタを設ければ、リプルを低減できるがコスト増となる。

　本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、商用電源から車両内の二次電池に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制する技術を提供することにある。

　上記課題を解決するために、本発明のある態様の電源装置は、車両内に搭載されるべき電源装置であって、走行用モータに電力を供給するための二次電池と、前記二次電池に流れる電流を検出するための電流検出素子と、所定の遮断周波数特性を有し、遮断周波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタを介して、前記電流検出素子の信号電圧を取得し、取得した電圧値から前記二次電池に流れる電流の電流値を推定する電流検出回路と、を備える。前記ローパスフィルタは、少なくとも第１の遮断周波数特性と、該第１の遮断周波数特性より低い第２の遮断周波数特性とを選択可能に構成されると共に、車両外の電源から前記二次電池が充電される際、第２の遮断周波数が選択される。

　本発明によれば、商用電源から車両内の二次電池に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制できる。

本発明の実施の形態に係る電源装置を搭載した車両の構成を示す図である。車載充電器の構成例を示すブロック図である。普通充電器から単相交流１００Ｖで充電される場合の、電圧（ＡＣ）、電流（ＡＣ）、電力、充電電流の推移を示す図である。二次電池に流れる電流と、サンプリング周期を示す図である。実施の形態に係る電流検出回路の第１構成例を示す図である。実施の形態に係る電流検出回路の第２構成例を示す図である。

　図１は、本発明の実施の形態に係る電源装置１０を搭載した車両１００の構成を示す図である。本実施の形態では車両１００として、商用電源（系統電源）から充電可能なプラグインハイブリッド車（ＰＨＶ）又は電気自動車（ＥＶ）を想定する。

　車両１００は、電源装置１０、車載充電器２０、インバータ３０及び走行用モータ４０を備える。電源装置１０は、二次電池Ｅ１、シャント抵抗Ｒｓ、電圧検出回路１１、電流検出回路１２、制御回路１３を備える。二次電池Ｅ１は走行用モータ４０に電力を供給するためのエネルギーを蓄えるための二次電池である。二次電池Ｅ１には例えば、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池を用いることができる。二次電池Ｅ１は、複数の電池セルが直列接続または直並列接続されて構成される。

　二次電池Ｅ１は、車両１００の外に設置された電源から充電される。上述のように充電設備には大別すると普通充電器と急速充電器がある。車両１００内には、普通充電器から二次電池Ｅ１に充電するための普通充電経路と、急速充電器から二次電池Ｅ１に充電するための急速充電経路が別に設けられる。

　普通充電経路上には車載充電器２０、第１普通充電用スイッチＳ５、第２普通充電用スイッチＳ６が設けられる。車載充電器２０は、充電ケーブルで接続された外部の普通充電器から入力される交流電力を直流電力に変換して二次電池Ｅ１に出力する。車載充電器２０は、普通充電の開始および終了を制御回路１３に通知する。

　第１普通充電用スイッチＳ５は車載充電器２０のプラス端子と、二次電池Ｅ１のプラス端子間の配線に挿入され、第２普通充電用スイッチＳ６は車載充電器２０のマイナス端子と、二次電池Ｅ１のマイナス端子間の配線に挿入される。第１普通充電用スイッチＳ５及び第２普通充電用スイッチＳ６には、リレーを用いることができる。制御回路１３は、普通充電時に第１普通充電用スイッチＳ５及び第２普通充電用スイッチＳ６をオン状態に制御し、それ以外のときオフ状態に制御する。

　急速充電経路上には第１急速充電用スイッチＳ３及び第２急速充電用スイッチＳ４が設けられる。第１急速充電用スイッチＳ３は急速充電用差込口のプラス端子と、二次電池Ｅ１のプラス端子間の配線に挿入され、第２急速充電用スイッチＳ４は急速充電用差込口のマイナス端子と、二次電池Ｅ１のマイナス端子間の配線に挿入される。第１急速充電用スイッチＳ３及び第２急速充電用スイッチＳ４にも、リレーを用いることができる。制御回路１３は、急速充電時に第１急速充電用スイッチＳ３及び第２急速充電用スイッチＳ４をオン状態に制御し、それ以外のときオフ状態に制御する。

　図２は、車載充電器２０の構成例を示すブロック図である。車載充電器２０は、入力フィルタ２１、全波整流回路２２、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路２３、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４を備える。

　入力フィルタ２１は、普通充電器から供給される商用電源の交流電力から、商用電源周波数成分のみを帯域通過して全波整流回路２２に出力する。全波整流回路２２は、入力フィルタ２１から入力される交流電力を全波整流してＰＦＣ回路２３に出力する。全波整流回路２２は例えば、４つの整流ダイオードがブリッジ構成で接続されたダイオードブリッジ回路で構成される。全波整流回路２２により全波整流された直流電力には、リプルが含まれている。ＰＦＣ回路２３は、全波整流回路２２から入力される直流電力の力率を改善して絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４に出力する。

　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４は、ＰＦＣ回路２３から入力される直流電圧を、設定された直流電圧に変換して二次電池Ｅ１に供給する。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４は、二次電池Ｅ１への出力電圧および出力電流を監視して、定電流充電（ＣＣ充電）または定電圧充電（ＣＶ充電）を実行する。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４には、フライバックＤＣ－ＤＣコンバータ、フォワードＤＣ－ＤＣコンバータ(プッシュプルＤＣ－ＤＣコンバータ、ハーフブリッジＤＣ－ＤＣコンバータ、フルブリッジＤＣ－ＤＣコンバータ)等を用いることができる。

　図１に戻る。インバータ３０は力行時、二次電池Ｅ１から供給される直流電力を交流電力に変換して走行用モータ４０に供給する。回生時、走行用モータ４０から供給される交流電力を直流電力に変換して二次電池Ｅ１に供給する。

　走行用モータ４０は自走可能な大型モータであってもよいし、エンジン走行（主に始動時および加速時の走行）をアシストする小型モータであってもよい。ＥＶ及びストロングタイプのＰＨＶでは前者の大型モータが用いられ、小型のＰＨＶでは後者の小型モータが用いられる。走行用モータ４０は力行時、インバータ３０から供給される直流電力に応じて回転する。回生時、減速による回転エネルギーを直流電力に変換してインバータ３０に供給する。

　二次電池Ｅ１のプラス端子と、インバータ３０のプラス端子を繋ぐ経路の間に第１メインスイッチＳ１が挿入される。さらに第１メインスイッチＳ１と並列に、プリチャージスイッチＳｐとプリチャージ抵抗Ｒｐの直列回路が接続される。二次電池Ｅ１のマイナス端子と、インバータ３０のマイナス端子を繋ぐ経路の間に第２メインスイッチＳ２が挿入される。第１メインスイッチＳ１、第２メインスイッチＳ２、プリチャージスイッチＳｐには、リレーを用いることができる。

　制御回路１３は走行時、第１メインスイッチＳ１及び第２メインスイッチＳ２をオン状態に制御し、電源装置１０と動力系を電気的に接続する。制御回路１３は非走行時、原則として第１メインスイッチＳ１及び第２メインスイッチＳ２をオフ状態に制御し、電源装置１０と動力系を電気的に遮断する。制御回路１３は走行用モータ４０の始動時、第１メインスイッチＳ１及び第２メインスイッチＳ２をターンオンする前に、プリチャージスイッチＳｐをターンオンする。これにより、インバータ３０に並列接続された図示しないコンデンサにプリチャージでき、第１メインスイッチＳ１及び第２メインスイッチＳ２のターンオン時の突入電流を抑制できる。

　電圧検出回路１１は、二次電池Ｅ１を構成する各電池セルの電圧を検出する。電圧検出回路１１は検出した各電池セルの電圧値を制御回路１３に出力する。電圧検出回路１１は、専用のカスタムＩＣであるＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）により構成される。

　二次電池Ｅ１のマイナス端子にシャント抵抗Ｒｓが直列に接続される。シャント抵抗Ｒｓは、二次電池Ｅ１に流れる電流を検出するための電流検出素子である。なお電流検出素子として、シャント抵抗Ｒｓの代わりにホール素子を用いてもよい。なおシャント抵抗Ｒｓの挿入位置は、複数の電池セルが直列接続される経路上であれば、どの位置であってもよい。

　電流検出回路１２はシャント抵抗Ｒｓの両端電圧をもとに、二次電池Ｅ１に流れる電流の値を検出する。電流検出回路１２は検出した電流値を制御回路１３に出力する。制御回路１３はマイクロコンピュータで構成され、電源装置１０全体を制御する。電流検出回路１２及び制御回路１３の詳細は後述する。

　商用電源から充電する場合にて、充電器に十分なリプル除去能力がない場合、電力のリプルに合わせてリプル電流が発生する可能性がある。急速充電の場合、高仕様な急速充電器が用いられるため、十分なリプル除去能力を確保できる。具体的には絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの二次側に大きな平滑コンデンサを設置して、リプル除去能力を高めることができる。また日本では急速充電器の電源に三相交流が使用されているため、発生するリプルが小さくなる。

　一方、普通充電器の電源には単相交流が使用されているため、リプルが大きくなる。また車載充電器２０の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ２４の二次側に、大きな平滑コンデンサを設置することも考えられるが、コストアップになるとともに、回路規模も大きくなる。車載用途の充電器では、できるだけ低コストで小型の充電器が求められる。充電器のコストダウンを考慮すると、リプルをある程度、残したままで充電できることが望まれる。

　図３は、普通充電器から単相交流１００Ｖで充電される場合の、電圧（ＡＣ）、電流（ＡＣ）、電力、充電電流の推移を示す図である。充電電流（負荷電流）は固定値としている。商用電源の周波数は５０／６０Ｈｚであり、以下の説明では５０Ｈｚを想定する。電圧（ＡＣ）と電流（ＡＣ）が同じ周波数であるため、発生する電力のリプルの周波数は商用周波数の２倍となる。電力を電池電圧で除した充電電流にも、商用周波数の２倍の周波数のリプル電流が発生する。

　充電時に発生するリプル電流は、商用電源の周波数により決定されるため規則的に変化する。これに対して走行時に発生するリプル電流は、走行時の負荷に依存するため不規則に変化する傾向がある。従って商用電源から充電しないタイプのハイブリッド車（ＨＶ）ではリプル電流が、電圧検出や電流検出などに悪影響を与えることが少なかった。

　電圧検出回路１１及び電流検出回路１２のサンプリング周期を含む電源装置１０内の制御周期は、比較的低速に設定される。例えば１０ｍｓ（＝１００Ｈｚ）に設定される。車載用途の二次電池の制御周期としては１０ｍｓで十分であり、これより高い制御周期に設定してもオーバースペックになる。

　５０Ｈｚの商用電源から二次電池Ｅ１に充電し、二次電池Ｅ１の電圧値および電流値を１０ｍｓ（＝１００Ｈｚ）でサンプリングする場合、リプル周波数とサンプリング周波数が一致することになる。周波数が一致すると、リプル電流が電流検出に悪影響を与えることになる。

　図４は、二次電池Ｅ１に流れる電流と、サンプリング周期を示す図である。図４では１０ｍｓ周期で電流をサンプリングする例を描いており、平均値をサンプリングするケース（中段の矢印参照）、ワースト最大のみサンプルするケース（上段の矢印参照）、ワースト最小のみサンプルするケース（下段の矢印参照）を描いている。充電電流の平均値をサンプリングできれば、実際の電流値と検出した電流値に誤差が発生しないが、平均値以外でサンプリングするケースでは誤差が発生する。サンプリングポイントが平均値が離れるほど誤差が大きくなる。検出した電流値は積算しても使用される。例えば、二次電池Ｅ１のＳＯＣ（State Of Charge）は電流積算値にもとづき算出される。実際の電流値と検出した電流値の誤差が小さい場合でも積算値では大きな誤差となる場合がある。サンプリング周波数が１００Ｈｚの場合、ナイキスト周波数の５０Ｈｚ以上の成分が偽信号となるため、大きな誤差になりやすい。

　ナイキスト周波数以上の成分は、コンデンサ、コイル、抵抗などの受動素子のみで構成されたパッシブ型のアンチエイリアシングフィルタで除去することが一般的である。しかしながら、高域成分を十分に減衰させるアンチエイリアシングフィルタは、部品バラツキに起因する固体差が大きい。

　バッテリ走行時は商用電源から充電する時のように、特定の周波数においての大きなリプル電流が発生することは少なく、これによる電流検出誤差は小さい。そのため、商用電源から充電しないタイプのＨＶでは、アンチエイリアシングフィルタの遮断周波数をナイキスト周波数より若干低域に設定することが一般的である。電流検出の必要帯域は制御周波数に依存し、例えば１００Ｈｚ周期でサンプリングする場合、５０Ｈｚ付近以上から減衰するようにフィルタを設計する。電圧検出と電流検出の同期をそろえるためである。

　これに対して、商用電源から充電するタイプのＰＨＶ及びＥＶでは、商用電源からの充電時に大きなリプル電流が発生する。この場合にて、ナイキスト周波数より若干低い程度の遮断周波数のフィルタを使用すると、正確な電流値および電流積算値が得られなくなる可能性が高い。

　この問題はサンプリング周波数をリプル周波数より十分に高く（例えば、４倍以上)設定すれば解決できるが、より高速なマイクロコンピュータが必要となる。高速なマイクロコンピュータはコストアップにつながり、消費電力も大きくなる。

　ここまでリプル電流による電流検出誤差について説明した。電圧検出誤差については、電池の内部抵抗が小さいため、大きなリプル電流が発生してもリプル電圧の上昇は限定的である。そのため電圧検出誤差は、電流検出誤差ほど大きな問題にならない。以下、大きなパッシブ型のフィルタを用いずに電流検出誤差を低減する手法を説明する。

　図５は、実施の形態に係る電流検出回路１２の第１構成例を示す図である。第１構成例では電流検出回路１２は、増幅回路１２１ａ及びＡ／Ｄ変換器１２３を備える。増幅回路１２１ａは、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を所定のゲインで増幅してＡ／Ｄ変換器１２３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１２３は、増幅回路１２１ａから入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して制御回路１３に出力する。

　増幅回路１２１ａは、第１オペアンプＯＰ１、第１入力抵抗Ｒ１、第１帰還抵抗Ｒ２、第１帰還容量Ｃ１、追加容量Ｃａ、モード切替スイッチＭ１を含む。これらの素子でローパスフィルタを構成している。図５に示す当該ローパスフィルタは１次ローパスフィルタである。

　第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Ｒｓの両端にそれぞれ接続される。具体的には第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの高電位側端子が接続され、第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子が接続される。

　第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子とシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の間に第１入力抵抗Ｒ１が接続される。第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と第１オペアンプＯＰ１の出力端子間に第１帰還抵抗Ｒ２が接続される。第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と第１オペアンプＯＰ１の出力端子間に、第１帰還抵抗Ｒ２と並列に第１帰還容量Ｃ１が接続される。さらに第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と第１オペアンプＯＰ１の出力端子間に、第１帰還抵抗Ｒ２及び第１帰還容量Ｃ１と並列に追加容量Ｃａが接続される。第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と追加容量Ｃａ間にモード切替スイッチＭ１が挿入される。

　モード切替スイッチＭ１にはＭＯＳＦＥＴ、フォトリレー、フォトカプラ等を用いることができる。モード切替スイッチＭ１は、制御回路１３からの制御信号に応じてオン／オフする。なお増幅回路１２１ａと制御回路１３を絶縁するために、モード切替スイッチＭ１にはフォトリレー又はフォトカプラを使用することが望ましい。

　第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子が仮想接地しているとみなせるため、増幅回路１２１ａのゲインＡｖは下記式（１）に示すように、第１入力抵抗Ｒ１の抵抗値と第１帰還抵抗Ｒ２の抵抗値の比にもとづき設定される。また図５に示す増幅回路１２１ａの構成は、非反転増幅器の構成であるため、ゲインＡの符号は正である。なお反転増幅器の構成を採用した場合、ゲインＡの符号は負になる。

　Ａｖ＝（Ｒ２／Ｒ１）＋１　・・・式（１）
　制御回路１３は、モード切替スイッチＭ１のオン／オフを切り替えることにより、増幅回路１２１ａの伝達特性を変えることができる。車両外の交流電源から二次電池Ｅ１への充電中、制御回路１３はモード切替スイッチＭ１をオン状態に制御することにより、増幅回路１２１ａの高域遮断周波数を下げる。より具体的には、商用電源の交流電力が全波整流されて生成された直流電力が二次電池Ｅ１に充電されている間、制御回路１３は増幅回路１２１ａの高域遮断周波数を下げる。即ち制御回路１３は、充電モード時にモード切替スイッチＭ１をオン状態に制御し、それ以外のモード時にモード切替スイッチＭ１をオフ状態に制御する。

　充電モードに、急速充電モードを含めてもよいし除外してもよい。上述のように三相交流を使用した急速充電時のリプル電流は比較的小さいため、増幅回路１２１ａの高域遮断周波数を下げなくても、電流検出誤差を小さく抑えることができる。また充電モードに、回生充電モードを含めてもよいし除外してもよい。減速エネルギーをもとに走行用モータ４０により発電された電力のリプルは不規則に変化し、高域成分も比較的少ないため、増幅回路１２１ａの高域遮断周波数を下げなくても、電流検出誤差を小さく抑えることができる。これに対して普通充電時のリプル電流が大きいため、増幅回路１２１ａの高域遮断周波数を下げて、より多くの高域成分を減衰させる必要がある。

　１次ローパスフィルタとして機能する増幅回路１２１ａの第１の高域遮断周波数ｆｃ１、第２の高域遮断周波数ｆｃ２は、下記式（２）、式（３）により表される。式（２）がモード切替スイッチＭ１がオフ状態の高域遮断周波数ｆｃ１を示し、式（３）がモード切替スイッチＭ１がオン状態の高域遮断周波数ｆｃ２を示す。このように当該ローパスフィルタは、第１の遮断周波数ｆｃと、当該第１の遮断周波数より低い第２の遮断周波数ｆ２を選択可能な構成である。

　ｆｃ１＝１／（２π・Ｒ２／Ｃ１）　・・・式（２）
　ｆｃ１＝１／（２π・Ｒ２／（Ｃ１＋Ｃａ）　・・・式（３）
　仮にゲインＡｖ＝５０、走行時の高域遮断周波数ｆｃ１＝４８Ｈｚ、充電時の高域遮断周波数ｆｃ２＝１０Ｈｚと設定する場合、例えば回路定数をＲ１＝１ｋΩ、Ｒ２＝４９ｋΩ、Ｃ１＝６７ｎＦ、Ｃａ＝２５７ｎＦに設定すればよい。

　図６は、実施の形態に係る電流検出回路１２の第２構成例を示す図である。第２構成例では電流検出回路１２は、第１増幅回路１２１ｂ、第２増幅回路１２１ｃ、マルチプレクサ１２２及びＡ／Ｄ変換器１２３を備える。構成例２では、伝達特性の異なる２つの増幅回路を設ける。

　第１増幅回路１２１ｂは、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を所定のゲインで増幅してマルチプレクサ１２２に出力する。第２増幅回路１２１ｃは第１増幅回路１２１ｂと並列接続され、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を所定のゲインで増幅してマルチプレクサ１２２に出力する。マルチプレクサ１２２は、第１増幅回路１２１ｂの出力と第２増幅回路１２１ｃの出力を選択してＡ／Ｄ変換器１２３に出力する。Ａ／Ｄ変換器１２３は、マルチプレクサ１２２から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して制御回路１３に出力する。

　第１増幅回路１２１ｂは、第１オペアンプＯＰ１、第１入力抵抗Ｒ１、第１帰還抵抗Ｒ２、第１帰還容量Ｃ１を含み、これらの素子でローパスフィルタを構成している。第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Ｒｓの両端にそれぞれ接続される。具体的には第１オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの高電位側端子が接続され、第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子が接続される。

　第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子とシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の間に第１入力抵抗Ｒ１が接続される。第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と第１オペアンプＯＰ１の出力端子間に第１帰還抵抗Ｒ２が接続される。さらに第１オペアンプＯＰ１の反転入力端子と第１オペアンプＯＰ１の出力端子間に、第１帰還抵抗Ｒ２と並列に第１帰還容量Ｃ１が接続される。

　第２増幅回路１２１ｃは、第２オペアンプＯＰ２、第２入力抵抗Ｒ３、第２帰還抵抗Ｒ４、第２帰還容量Ｃ２を含み、これらの素子でローパスフィルタを構成している。第２オペアンプＯＰ２の非反転入力端子および反転入力端子は、シャント抵抗Ｒｓの両端にそれぞれ接続される。具体的には第２オペアンプＯＰ２の非反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの高電位側端子が接続され、第２オペアンプＯＰ２の反転入力端子にシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子が接続される。

　第２オペアンプＯＰ２の反転入力端子とシャント抵抗Ｒｓの低電位側端子の間に第２入力抵抗Ｒ３が接続される。第２オペアンプＯＰ２の反転入力端子と第２オペアンプＯＰ２の出力端子間に第２帰還抵抗Ｒ４が接続される。さらに第２オペアンプＯＰ２の反転入力端子と第２オペアンプＯＰ２の出力端子間に、第２帰還抵抗Ｒ４と並列に第２帰還容量Ｃ２が接続される。

　第１増幅回路１２１ｂは、図５に示した増幅回路１２１ａのモード切替スイッチＭ１がオフ状態の回路と等価に設計する。第２増幅回路１２１ｃは、図５に示した増幅回路１２１ａのモード切替スイッチＭ１がオフ状態の回路と等価に設計する。そのために、第２帰還容量Ｃ２の容量値を、第１帰還容量Ｃ１の容量値より大きく設定する。それ以外の回路定数およびオペアンプの仕様は、第１増幅回路１２１ｂと第２増幅回路１２１ｃで同じに設定する。

　制御回路１３は、マルチプレクサ１２２に切替信号を入力して、増幅回路の伝達特性を変えることができる。具体的には車両外の交流電源から二次電池Ｅ１への充電中、制御回路１３は、第２増幅回路１２１ｃの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ１２２に入力することにより、増幅回路の高域遮断周波数を下げる。即ち制御回路１３は、充電モード時に第２増幅回路１２１ｃの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ１２２に入力し、それ以外のモード時に第１増幅回路１２１ｂの出力を選択するための切替信号をマルチプレクサ１２２に入力する。充電モードに、急速充電モード及び／又は回生充電モードを含めるか否かは上述の通りである。

　以上説明したように本実施の形態によれば、電流検出回路１２内の増幅回路の伝達特性を、モードに応じて切り替えることにより、商用電源から車両内の二次電池Ｅ１に充電する場合にて、低コストでリプルの影響を抑制する。即ち、電流検出のサンプリング周波数と商用電源のリプル周波数が近いため、電流検出誤差が累積してしまう可能性がある。これに対して本実施の形態では商用電源からの充電時に、増幅回路の高域遮断周波数を下げて、より多くの高域成分をカットすることにより、電流検出誤差を低減できる。また商用電源から充電していないときは、増幅回路の高域遮断周波数を、サンプリング周波数のナイキスト周波数近辺に設定することにより、高精度な電流検出を実現できる。

　また充電時に電流検出回路１２内の増幅回路で、大きなローパスフィルタをかけることにより、充電器の平滑フィルタを大規模化する必要がなくなる。従って充電器のコストアップを抑えることができる。

　電流検出回路１２内の増幅回路を、図５のように構成すると部品点数の増加を最小限に抑えることができ回路面積の増加も最小限に抑えることができる。なお、モード切替スイッチＭ１に使用するフォトリレー等の価格によっては、図６に示したように同じ回路構成でフィルタ特性が異なる増幅回路を２つ設けたほうが安価に構成できる場合もある。

　以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。こられ実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

　例えば図６に示した構成例２ではマルチプレクサ１２２を設けて、モードに応じて第１増幅回路１２１ｂの出力と第２増幅回路１２１ｃの出力を選択した。構成例２の変形例では、マルチプレクサ１２２を設けずに、第１増幅回路１２１ｂ用と第２増幅回路１２１ｃ用の２つのＡ／Ｄ変換器をそれぞれ設ける。制御回路１３は、２つのＡＤ変換器からそれぞれ入力される第１増幅回路１２１ｂの出力デジタル値と、第２増幅回路１２１ｃの出力デジタル値を、モードに応じて選択する。

　上記の実施の形態では電流検出素子としてシャント抵抗Ｒｓを用いる例を示したが、シャント抵抗Ｒｓの代わりにホール素子を用いてもよい。その場合、ホール素子から直接、電流値に相当する電圧値が得られるため、上述のオペアンプを用いた増幅機能を有するアクティブフィルタでなく、パッシブ素子だけで構成されたパッシブフィルタを用いることができる。その場合も同様に、コンデンサの容量値を可変させることにより、第１の遮断周波数特性と、第２の遮断周波数特性を選択できる。

　１００　車両、　Ｅ１　二次電池、　Ｒｓ　シャント抵抗、　Ｓ１　第１メインスイッチ、　Ｓ２　第２メインスイッチ、　Ｓｐ　プリチャージスイッチ、　Ｒｐ　プリチャージ抵抗、　Ｓ３　第１急速充電用スイッチ、　Ｓ４　第２急速充電用スイッチ、　Ｓ５　第１普通充電用スイッチ、　Ｓ６　第２普通充電用スイッチ、　１０　電源装置、　１１　電圧検出回路、　１２　電流検出回路、　１２１ａ　増幅回路、　ＯＰ１　第１オペアンプ、　Ｒ１　第１入力抵抗、　Ｒ２　第１帰還抵抗、　Ｃ１　第１帰還容量、　Ｃａ　追加容量、　Ｍ１　モード切替スイッチ、　ＯＰ２　第２オペアンプ、　Ｒ３　第２入力抵抗、　Ｒ４　第２帰還抵抗、　Ｃ２　第２帰還容量、　１２１ｂ　第１増幅回路、　１２１ｃ　第２増幅回路、　１２２　マルチプレクサ、　１２３　Ａ／Ｄ変換器、　１３　制御回路、　２０　車載充電器、　２１　入力フィルタ、　２２　全波整流回路、　２３　ＰＦＣ回路、　２４　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ、　３０　インバータ、　４０　走行用モータ。

Claims

　車両内に搭載されるべき電源装置であって、
　走行用モータに電力を供給するための二次電池と、
　前記二次電池に流れる電流を検出するための電流検出素子と、
　所定の遮断周波数特性を有し、遮断周波数以下の信号を通過させるローパスフィルタと、
　前記ローパスフィルタを介して、前記電流検出素子の信号電圧を取得し、取得した電圧値から前記二次電池に流れる電流の電流値を推定する電流検出回路と、を備え、
　前記ローパスフィルタは、少なくとも第１の遮断周波数特性と、該第１の遮断周波数特性より低い第２の遮断周波数特性とを選択可能に構成されると共に、車両外の電源から前記二次電池が充電される際、第２の遮断周波数が選択されることを特徴とする電源装置。
　前記ローパスフィルタは、
　前記電流検出素子の両端に接続されるオペアンプと、
　前記電流検出素子の一端と前記オペアンプの一方の入力端子間に接続される入力抵抗と、
　前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に接続される帰還抵抗と、
　前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に前記帰還抵抗と並列に接続される第１帰還容量と、
　前記オペアンプの一方の入力端子と前記オペアンプの出力端子間に前記帰還抵抗および前記第１帰還容量と並列接続される追加容量と、
　前記オペアンプの一方の入力端子と前記追加容量の間に挿入されるスイッチと、を含み、
　前記スイッチは、充電モード時にオンし、非充電モード時にオフすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
　前記ローパスフィルタは第１増幅回路および第２増幅回路を含み、
　前記第１増幅回路は、
　前記電流検出素子の両端に接続される第１オペアンプと、
　前記電流検出素子の一端と前記第１オペアンプの一方の入力端子間に接続される第１入力抵抗と、
　前記第１オペアンプの一方の入力端子と前記第１オペアンプの出力端子間に接続される第１帰還抵抗と、
　前記第１オペアンプの一方の入力端子と前記第１オペアンプの出力端子間に前記第１帰還抵抗と並列接続される第１帰還容量と、を含み、
　前記第２増幅回路は、
　前記電流検出素子の両端に接続される第２オペアンプと、
　前記電流検出素子の一端と前記第２オペアンプの一方の入力端子間に接続される第２入力抵抗と、
　前記第２オペアンプの一方の入力端子と前記第２オペアンプの出力端子間に接続される第２帰還抵抗と、
　前記第２オペアンプの一方の入力端子と前記第２オペアンプの出力端子間に前記第２帰還抵抗と並列接続される第２帰還容量と、を含み、
　前記第２帰還容量の容量値が、前記第１帰還容量の容量値より大きく設定され、
　前記電流検出回路は、
　前記第１増幅回路の出力と前記第２増幅回路の出力を選択する選択回路をさらに備え、
　前記選択回路は、充電モード時に前記第２増幅回路の出力を選択し、非充電モード時に前記第１増幅回路の出力を選択することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
　前記ローパスフィルタは、商用電源の交流電力が全波整流されて生成された直流電力が、前記二次電池に充電されている間、前記第２の遮断周波数以下の信号を通過させることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電源装置。