WO2015060556A1 - 전력 증폭 장치 및 방법 - Google Patents

전력 증폭 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
WO2015060556A1
WO2015060556A1 PCT/KR2014/009094 KR2014009094W WO2015060556A1 WO 2015060556 A1 WO2015060556 A1 WO 2015060556A1 KR 2014009094 W KR2014009094 W KR 2014009094W WO 2015060556 A1 WO2015060556 A1 WO 2015060556A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
mode converter
signal
switch mode
switching frequency
reference voltage
Prior art date
Application number
PCT/KR2014/009094
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
양동일
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to US15/030,941 priority Critical patent/US9806675B2/en
Priority to EP14855915.6A priority patent/EP3062440A4/en
Priority to CN201480058288.6A priority patent/CN105659494B/zh
Publication of WO2015060556A1 publication Critical patent/WO2015060556A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/555—A voltage generating circuit being realised for biasing different circuit elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/78—A comparator being used in a controlling circuit of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45522—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more potentiometers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45528—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more passive resistors and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45591—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more potentiometers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45594—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more resistors, which are not biasing resistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
    • H03K3/037—Bistable circuits
    • H03K3/0377—Bistables with hysteresis, e.g. Schmitt trigger

Definitions

  • the present disclosure relates to a power amplification apparatus and method for reducing interference of a transmitting end power amplifier to a receiving end in a communication device.
  • Wireless communication systems mainly use digital modulation schemes to more efficiently use limited frequency resources.
  • the digitally modulated signal may be delivered to the antenna through amplification of a signal using an RF (Radio Frequency) power amplifier according to its purpose.
  • RF Radio Frequency
  • multi-carrier transmission schemes and multi-dimensional modulation schemes capable of transmitting a large amount of information at one time have been developed according to user demand for high-speed and large-capacity data processing.
  • the multi-dimensional modulation scheme and the multicarrier transmission scheme are transmitted through a high power amplifier (HPA)
  • signal distortion may occur due to the nonlinear characteristics of the high output amplifier.
  • the wireless communication system may improve transmission / reception performance by allowing the power amplifier of the transmitter to have a high linearity / high efficiency characteristic in various situations including the aforementioned cases.
  • the switching frequency when a DC-DC harmonic frequency due to a switching operation of a power modulator for controlling a bias voltage of a power amplifier is included in a reception band range, the switching frequency is set to be out of the reception band range. It is possible to provide a power amplification apparatus and method for offsetting.
  • Various embodiments of the present disclosure may provide a power amplification apparatus and method for improving reception sensitivity by offsetting a switching frequency such that a switching frequency or a harmonic of the switching frequency is not included in a reception band.
  • a power amplifier includes: a power amplifier; A switch mode converter for controlling the bias of the power amplifier; A comparator for providing a switching signal to the switch mode converter in accordance with an envelope signal; The controller may determine whether the switching frequency of the switch mode converter is included in a specific band, and when the switching frequency of the switch mode converter is included in the specific band, offset the offset so that the switching frequency deviates from the specific band. .
  • the controller may change the switching frequency of the switch mode converter by changing an input signal or a reference voltage of the comparator.
  • the apparatus may further include a variable resistor unit connected to an input of the comparator and distributing an input voltage.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, and the reference voltage of the comparator may be one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of an element controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a signal according to on and off, and the frequency characteristic of the switching signal may be controlled by changing the on / off time of the DC-DC output.
  • the controller is configured to determine whether the harmonic frequency component of the DC-DC output due to the switching operation of the power modulator for controlling the bias voltage of the power amplifier is induced in the reception band of the communication band.
  • the switching frequency of the switching frequency may be offset so as to deviate from the specific band.
  • the apparatus may further include a linear amplifier compensating for the error when the voltage difference between the envelope signal and the output signal of the switch mode converter acts as an error.
  • a power amplification method may include: determining whether a switching frequency of a switch mode converter is included in a specific band; And when the switching frequency of the switch mode converter is included in the specific band, offsetting the switching frequency to deviate from the specific band.
  • the switching frequency of the switch mode converter may be changed by changing an input signal or a reference voltage of a comparator for supplying a switching signal to the switch mode converter.
  • the input signal of the comparator may be distributed by the variable resistor of the input terminal.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, and the reference voltage of the comparator may be one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of an element controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a signal according to DC-DC on and off, and the frequency characteristic of the switching signal may be controlled by changing an on / off time of the DC-DC output.
  • the method may be used to determine whether the harmonic frequency component of the DC-DC output due to the switching operation of the power modulator for controlling the bias voltage of the power amplifier is induced in the reception band of the communication band. Detecting a switching frequency, further comprising: offsetting the switching frequency away from the specific band if the summing frequency of the switching frequency is in a state of degrading the sensitivity of the reception band. .
  • an electronic device may include: a power amplifier; A switch mode converter configured to control a bias voltage of the power amplifier; A comparator for providing a switching signal to the switch mode converter in accordance with an envelope signal; A control unit for determining whether the switching frequency of the switching mode converter of the switch mode converter is included in the reception band, and offsetting the switching frequency from the reception band when the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band. can do.
  • the controller may change the switching frequency of the switch mode converter by changing an input signal or a reference voltage of the comparator.
  • the electronic device may further include a variable resistor unit connected to an input of the comparator and distributing an input voltage.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, and the reference voltage of the comparator may be one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of an element controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a pulse signal having a frequency spectrum similar to that of an envelope signal, and the control of the switching frequency may be controlled by changing an on / off number of times for a predetermined time.
  • a shunt frequency of the switching frequency of the switch mode converter is included in a reception band. If the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band, the switching frequency may be offset to deviate from the reception band.
  • the controller may determine whether the baseband signal is a voice signal or determine whether a band of the baseband signal is smaller than a threshold value, thereby providing a bias voltage corresponding to the envelope signal using only the switch mode converter. It can be determined whether it can be provided to the power amplifier.
  • the electronic device may further include a linear amplifier compensating for the error when the voltage difference between the envelope signal and the output signal of the switch mode converter acts as an error.
  • the reception sensitivity can be improved by offsetting the switching frequency so that the switching frequency or the harmonics of the switching frequency are not included in the reception band.
  • sensitivity degradation can be prevented even when the antenna is adjacent to the power amplifier or the radiation shielding is incomplete and radiation noise is induced in the reception path through the antenna.
  • FIG. 1 illustrates a simplified envelope tracking (ET) power amplifier in accordance with various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 2 shows a linear amplifier of a simplified ET power amplifier.
  • FIG. 3 illustrates a diagram of a buck converter according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 4 illustrates a diagram of an ET power amplifier in accordance with various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 5 illustrates a diagram of a buck converter of an ET power amplifier according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 6 illustrates a Schmitt trigger circuit of an ET power amplifier according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a graph illustrating hysteresis characteristics of the Schmitt trigger circuit according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG 8 illustrates an example in which a pulse width or a duty cycle is changed when a first reference voltage is changed according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG 9 illustrates an example in which a pulse width or a duty cycle is changed when a second reference voltage is changed according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 10 illustrates an example in which a pulse width or duty cycle is changed when changing a first reference voltage and a second reference voltage according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 11 illustrates an example of generating a pulse width control signal using one reference voltage according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 12 illustrates an example of generating a pulse width control signal when reducing a reference voltage according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 13 illustrates an example of generating a pulse width control signal when an input voltage of a hysteresis comparator is increased according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 14 illustrates an example of generating a pulse width control signal when reducing an input voltage of a hysteresis comparator according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 15 illustrates an example of generating a pulse width control signal when reducing an input voltage of a hysteresis comparator according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 16 illustrates an example of generating a pulse width control signal when an input voltage of a hysteresis comparator is increased according to various embodiments of the present disclosure.
  • 17 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 18 illustrates a flowchart for changing a switching frequency of a switch mode converter according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 19 illustrates a flowchart for changing a switching frequency of a switch mode converter according to various embodiments of the present disclosure.
  • 20 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • 21 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 22 illustrates a lookup table according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 23 illustrates an example in which a harmonic component for a switching frequency is included in a reception band according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 24 illustrates a configuration for distributing an input voltage of a hysteresis comparator according to various embodiments of the present disclosure.
  • the power amplification device may be a device included in an electronic device.
  • the electronic device may be, for example, a smartphone, a tablet personal computer, a mobile phone, a video phone, an e-book reader, a desktop personal computer, a laptop.
  • MRA magnetic resonance angiography
  • MRI magnetic resonance imaging
  • CT computed tomography
  • camera ultrasound
  • Etc. Navigation Global positioning system receiver
  • EDR event data recorder
  • FDR flight data recorder
  • set-top box TV box (e.g.
  • the RF power amplifier can be used in a variety of applications.
  • the RF power amplifier may be operable to convert an RF input signal RFin with a small amount of energy into an amplified RF output signal RFout with a large amount of energy.
  • the energy required to complete the conversion process can be provided by a direct current (DC) voltage supply (Vsupply), ie generally battery power.
  • DC direct current
  • a fixed DC voltage supply (Vsupply) directly to the drain of the transistor typically, a field effect transistor (FET) having a gate, drain and source
  • Vsupply a fixed DC voltage supply directly to the drain of the transistor
  • FET field effect transistor
  • a connected "fixed drain bias" scheme may be applied, and the power amplifier driven by the fixed drain bias may be less efficient because the amplitude of the RF input signal RFin is smaller than the fixed DC voltage supply Vsupply.
  • the ET power amplifier 100 may be composed of an envelope modulator 102 and an RF power amplifier 104.
  • the envelope modulator 102 may operate to modulate the supply voltage Vsupply according to the envelope signal Venv.
  • the RF input signal RFin is provided to an input terminal of the RF power amplifier 104 and the envelope signal Venv may include envelope information of the RF input signal RFin.
  • An envelope modulated power supply signal (VOUT) resulting from the envelope modulator 102 may be coupled to the supply voltage input of the RF power amplifier 104. That is, the envelope modulated power supply signal VOUT resulting from the envelope modulator 202 may be used as a bias voltage or current of the RF power amplifier 104.
  • the RF power amplifier 104 may amplify an RF input signal RFin according to the envelope modulated power signal VOUT, and provide an RF output signal RFout. Since the envelope modulated power signal VOUT tracks an envelope of the RF input signal RFin, the RF power amplifier 104 can operate at higher power efficiency than an RF power amplifier using a fixed drain bias. have.
  • the envelope modulator 102 may be implemented in various ways.
  • One way is to use a linear regulator.
  • the linear amplifier may linearly process an input signal to generate an output signal.
  • the envelope signal Venv can be applied to the input of the linear amplifier, as shown in FIG.
  • the linear amplifier may provide an envelope modulated power supply signal VOUT that linearly tracks a change in amplitude of the linear envelope signal Venv.
  • the linear amplifier 200 may respond quickly to a sudden change in the envelope signal Venv.
  • the linear amplifier 200 is used to implement the envelope modulator 102 in the ET power amplifier 100 of FIG. 1, the ET power amplifier 100 provides the ability to operate over a wide bandwidth. I can do it. Broadband operation because modern communication systems such as orthogonal frequency-division multiplexing (OFDM) based systems and wideband code division multiple access (W-CDMA) cellular communication systems use wideband signals. Is preferred.
  • OFDM orthogonal frequency-division multiplexing
  • W-CDMA wideband code division multiple access
  • FIG. 3 is a diagram of a switch mode converter 300 (also a “step down” converter or “buck” converter may be used) in accordance with various embodiments of the present disclosure.
  • the switch mode converter 300 may include a power supply (or “switching”) transistor 302, an inductor 304, and a capacitor 306 configured to operate as a switch.
  • the switching transistor 302 may be controlled by a pulse width modulation switch control signal provided by a comparator 308 configured to operate as a pulse width modulator.
  • the pulse width modulation switch control signal is a square wave having a duty cycle D according to a change in the amplitude of the envelope signal Venv.
  • the duty cycle means displaying the ratio of the high part to the low part in the square wave in one period.
  • the pulse width modulation switch control signal is applied to the gate of the switching transistor 302, the switching transistor 302 is turned on / off, thereby connecting between the DC supply voltage (Vsupply) and the inductor 304 ) And disconnecting may be performed alternately.
  • the inductor 304 and the capacitor 306 may operate as a low-pass filter for filtering the inductor current before being transmitted to the load resistor 310.
  • the output voltage signal VOUT may appear in proportion to the product of the duty cycle D and the magnitude of the DC supply voltage Vsupply. In other words, the output voltage signal VOUT is an envelope modulated power supply signal that tracks the amplitude change of the envelope signal Venv.
  • the switch mode converter 300 may be slow due to the large gate capacitance exhibited by the large switching transistor. In order to generate and supply a large current, a transistor with a large gate area may be needed.
  • the large gate area can cause a large parasitic capacitance (approximately 1000 pF), which limits the switching speed of the switching transistor 402 to about 5 MHZ.
  • a switching frequency of 20 to 50 times higher than the required envelope bandwidth is required, and many signal types have signal envelope rental bandwidths of 1 MHz or more.
  • the ET power amplifier 400 may be composed of an envelope modulator 402 and an RF power amplifier 404.
  • the envelope modulator 402 may be composed of the linear amplifier 406, the hysteresis comparator 408, and the switch mode converter 410.
  • the hysteresis comparator 408 may be operable to provide a pulse width modulated switch control signal to the switching transistor 412 of the switch mode converter 410 based on the direction of current flow sensed by the current sense resistor 414. have.
  • the direction of the current may be determined by whether the linear amplifier 406 is sourcing the RF power amplifier 404 or reducing the excess supply current from the switch mode converter 410. have.
  • the switch mode converter 410 provides too much current to the bias input stage 405 of the RF power amplifier 404, excess current that is not needed in the RF power amplifier 404 is applied to the linear amplifier 406. By sinking.
  • the required instantaneous current required for the RF power amplifier 404 becomes greater than the instantaneous switch current supplied by the switch mode converter 410, the extra current required for the RF power amplifier 404 is a linear amplifier. 406 may be supplied to the RF power amplifier 404.
  • the switch mode converter 410 is a p-type MOSFET (metal oxide silicon field effect transistor) 412 having a gate, a source and a drain, It may include an inductor 417 and a diode 418.
  • the gate of the P-MOSFET 412 receives a pulse width switch control signal from the hysteresis comparator 408, the source is coupled to the system supply voltage Vsupply, and the drain is a first input of the inductor 417. It may be connected to the terminal and the cathode of the diode 418.
  • the second terminal of the inductor 418 may be connected to the supply voltage input of the RF power amplifier 404.
  • the current sense resistor 414 having a resistance value much lower than the load resistance value of the RF power amplifier 404 may be configured in the current supply path of the linear amplifier 406. Terminals of the current sense resistor 414 may be connected to an input of a hysteresis comparator 408 to control a value of a pulse width switch control signal applied to the P-MOSFET 12 of the switch mode converter 410. .
  • the instantaneous current supplied by the envelope modulator 412 to the RF power amplifier 404 when the instantaneous current supplied by the envelope modulator 412 to the RF power amplifier 404 is greater than the current required by the RF power amplifier 404, the current may be absorbed by the linear amplifier 406. have. When the instantaneous current supplied by the envelope modulator 412 to the RF power amplifier 404 is less than the current required by the RF power amplifier 404, the linear amplifier 406 may compensate for the insufficient current. .
  • the current sense resistor 414 senses the direction of the sense current flow
  • the hysteresis comparator 408 is the instantaneous current supplied by the envelope modulator 412 to the RF power amplifier 404 the RF power amplifier
  • the P-MOSFET 412 of the switch mode converter 410 may be turned off to respond.
  • the inductor 417 may discharge the charged energy to supply a current to the RF power amplifier 804.
  • the hysteresis comparator 408 causes the P-MOSFET 412 to be turned on.
  • the MOSFET 412 may respond by changing the pulse width switch control signal.
  • the current supplied by the switch mode converter 410 may be supplemented by the current supplied by the linear amplifier 408 until the current demand of the RF power amplifier 404 is met.
  • the envelope signal is amplified by the linear amplifier 406, and at this time, the switching of the P-MOSFET 412 of the switch mode converter 410 may be turned on / off according to the output current direction.
  • the switch mode converter 410 may supply power to the load through the inductor 417 and the load terminal voltage Vout may be negative feedback and feedback to the differential input of the linear amplifier 406. .
  • the difference between the original envelope signal and the load terminal voltage Vout acts as an error so that the error can be compensated by the linear amplifier 406 by operation by negative feedback.
  • the hysteresis comparator 408 provides a pulse width modulation control signal to the switch mode converter 410 as a control signal for switching the switch mode converter 410, wherein on / off of the switch mode converter 410 is performed. It may cause switching noise that repeats high and low due to off.
  • noise may affect the reception sensitivity and reception may occur.
  • radiated noise can be induced in the antenna.
  • the controller 416 may control the switching noise from being included in the reception band by offsetting the switching frequency of the switch mode converter 410.
  • the switching frequency can be changed by adjusting the parameters of the hysteresis comparator 408 generating the switching signal. For example, by changing the reference voltage of the first reference voltage 700 or the second reference voltage 710 of the hysteresis comparator 408 as shown in Figure 8 to 10 by adjusting the pulse width and the duty cycle (duty cycle) In the case of controlling the switching frequency or using one reference voltage as shown in FIGS. 11 to 12 below, the switching frequency is controlled by changing the reference voltage to adjust a pulse width or duty cycle for a predetermined time, or 13 to 16, the pulse width or the duty cycle may be changed for a predetermined time by changing the input signal of the hysteresis comparator 408.
  • the input signal of the hysteresis comparator 408 may be changed using the variable resistor unit 415 connected to the input terminal. That is, as shown in FIG. 24, the variable resistor unit 415 may be combined with the current sensing resistor 414 to distribute an input voltage and provide the input of the hysteresis comparator 408.
  • the switching mode converter 410 is composed of a p-type MOSFET 412 having a gate, a source, and a drain, a diode, and an inductor.
  • the p-type MOSFET 412 and the diode have an equivalent operation. Replaceable with a couple.
  • the n-type MOSFET 535 may be replaced instead of a diode, and the gate of the n-type MOSFET 535 may be a gate of the p-type MOSFET 525.
  • the n-type MOSFET 535 and the p-type MOSFET 525 may be turned on / off according to the pulse width control signal of the hysteresis comparator 408.
  • the p-type MOSFET 525 may be off when the n-type MOSFET 535 is on, and the p-type MOSFET 525 may be on when the n-type MOSFET 535 is off.
  • an n-type MOSFET having a drain connected to Vsupply and a source connected to an inductor 428 instead of the p-type MOSFET 525. 436).
  • the input terminal of the hysteresis comparator 408 may be changed. That is, the hysteresis comparator 408 may be configured to drive the n-type MOSFET 536 with an output signal nVcout which is in reverse with that of the P-type MOSFET 525.
  • the hysteresis comparator 408 may be configured as a Schmitt trigger circuit as shown in FIG. 6.
  • FIG. 6A illustrates two N-type bipolar transistors Q1 601 and Q2 602 and a plurality of resistors RC1 603, RC2 604, R1 607, RE 605, A Schmitt trigger circuit composed of R2 606 is shown, and FIG. 6B shows a Schmitt trigger circuit composed of one comparator and two resistors.
  • the output voltage can be output as a waveform having a rectangular pulse width.
  • the Schmitt trigger circuit operates when the output voltage rises when the input voltage (for example, Vin1 450) becomes higher than or equal to the first predefined value, and when the input waveform falls below or falls below the second predefined value, the output waveform falls. Can be performed. Therefore, when the input waveform comes in, the Schmitt trigger circuit can obtain a wave having a rectangular pulse width corresponding to the switching level.
  • the Schmitt trigger circuit is a circuit that operates sensitively to an input voltage value, and its output state is changed by two different trigger voltage values (that is, the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 of FIG. 7). Can be converted.
  • the hysteresis voltage is not a voltage defined as a constant value in a constant state but a voltage whose value changes according to a change in a previous voltage state.
  • a voltage characteristic has a hysteresis characteristic when the output voltage value determined as the input voltage value increases and the output voltage value determined as the input voltage value decreases.
  • This hysteresis characteristic can prevent the output voltage value from shaking with respect to the input value near the threshold value, when the output voltage is determined to be high or low for a certain threshold value for the input voltage value.
  • the hysteresis characteristic can be used to maintain high before falling below a certain value after becoming high above a certain value. Conversely, it can go low below a certain value and remain low until it rises above a certain value. That is, it is possible to prevent the output voltage value from changing with a small change near the threshold.
  • Two different trigger voltage values may be adjusted by resistor RC1 603 or resistor RC2 604. For example, as the resistance RC1 603 decreases, the first trigger voltage increases, and as the resistance RC1 603 increases, the first trigger voltage decreases, and as the resistance RC2 604 decreases, the second trigger voltage increases. As the voltage increases and the resistance RC2 604 increases, the second trigger voltage may decrease.
  • the output voltage Vout1 may be saturated regardless of the positive or negative direction due to a positive feedback amount with respect to the non-inverting input voltage (eg, Vin1 450). Assuming that the output voltage Vout1 is saturated to be positive, the positive voltage may be fed back to the non-inverting input voltage (eg, Vin1 450). The output voltage voltage Vout1 may remain positively saturated while the inverting input voltage voltage (eg, Vin2 451) is less than the first threshold. When the input voltage (for example, Vin1 450) increases, the first voltage becomes larger than the first threshold value. In this case, the error voltage may change polarity to drive the comparator 650 in a negative saturation state.
  • the negative voltage may be fed back toward the non-inverting input (+) by the feedback resistors R1 651 and R2 652.
  • This negative voltage is called the second threshold.
  • the input voltage eg, Vin1 450
  • the output voltage Vout1 maintains a negative saturation state.
  • the error voltage may change polarity and the output voltage voltage Vout1 may be changed back to a positive saturation state.
  • the feedback resistor R1 651 or the resistor R2 652 may be adjusted to adjust the first trigger voltage and the second trigger voltage. For example, as the resistance R1 decreases, the first trigger voltage increases, and as the resistance R1 increases, the first trigger voltage decreases, and as the resistance R2 decreases, the second trigger voltage increases and the resistance R2 increases. As a result, the second trigger voltage may decrease.
  • FIG. 7 is a graph illustrating a relationship between an input voltage and an output voltage for showing hysteresis characteristics in a Schmitt trigger circuit.
  • the output state is maintained at 0 or low until the input voltage rises to reach the second reference voltage 710.
  • the output state is 1 or high when the second reference voltage 710 is reached.
  • the output state remains 1 or high until the input voltage falls below the first reference voltage 700.
  • the output state changes to 0 or low. have.
  • the difference between the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 is referred to as the hysteresis of the Schmitt trigger.
  • 8 to 12 illustrate changes in the number of duty cycles of pulse widths when the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 are changed in the Schmitt trigger circuit.
  • the output signal of the Schmitt trigger circuit may be used as the pulse width control signal of the switch mode converter 420 in FIG. 4.
  • the pulse width control signal may be used as a control signal for turning on / off the p-type metal oxide silicon field effect transistors (MOSFETs) 412, 525, and 536 of the switch mode converter 410.
  • MOSFETs metal oxide silicon field effect transistors
  • FIG 8 illustrates an example in which a duty cycle of a pulse width when a first reference voltage is changed according to various embodiments of the present disclosure is changed.
  • the pulse width is changed when the first reference voltage 700 is decreased.
  • FIG. 8A illustrates an input voltage of the Schmitt trigger circuit, a first reference voltage 700, and a second reference voltage 710
  • FIG. 8B illustrates a first reference voltage
  • FIG. 8C shows the output signal of the Schmitt trigger circuit after the first reference voltage 700 decreases.
  • the pulse width may mean one period that is turned on / off
  • the duty cycle may mean a period that is turned on for one period of the pulse width.
  • the number of times turned on / off for a predetermined period may be defined as a switching frequency of the switch mode converter 420.
  • the switching frequency may be defined as the number of times p-type MOSFETs 412, 525, and 536 of the switch mode converter 410 are turned on / off in a predetermined time period 850.
  • changing the number of multiple pulse widths or duty cycles during a predetermined time interval 850 according to the change of the first reference voltage 700 may mean that the switching frequency of the switch mode converter 420 is changed.
  • FIG. 8C two pulses, that is, two on sections and two off sections exist for a predetermined time, and thus, if the predetermined time section 850 is one second, switching is performed.
  • the frequency can be 2 Hz.
  • FIG 9 illustrates an example in which a duty cycle of a pulse width when a second reference voltage is changed according to various embodiments of the present disclosure is changed.
  • the pulse width or the number of duty cycles is changed when the second reference voltage 710 is increased.
  • FIG. 9A illustrates an input voltage of the Schmitt trigger circuit, a first reference voltage 700, and a second reference voltage 710
  • FIG. 9B illustrates a second reference voltage
  • FIG. 9C shows the output signal of the Schmitt trigger circuit after the second reference voltage 710 increases (900).
  • the pulse width or the number of duty cycles changes during a predetermined time interval 950.
  • the switching frequency is 1 second. It may be 2 Hz
  • the switching frequency can be 1 Hz.
  • FIG. 10 illustrates an example in which a duty cycle of a pulse width when changing a first reference voltage and a second reference voltage according to various embodiments of the present disclosure is changed.
  • the pulse width is changed when both the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 are reduced.
  • FIG. 10A illustrates an input voltage of the Schmitt trigger circuit, a first reference voltage 700, and a second reference voltage 710
  • FIG. 10B illustrates a first reference voltage
  • the first reference voltage 700 decreases (1000) and the second reference voltage.
  • the output signal of the Schmitt trigger circuit is shown after the voltage 710 is increased 1010.
  • the number of pulse widths or duty cycles changes during a predetermined time interval 1050.
  • the switching frequency is 1 second if the predetermined time section 1050 is one second. 2C, and in FIG. 10C, since 1.5 pulses, that is, one on and two off periods exist during the predetermined time interval 1050, the predetermined time interval 1050 is 1 second.
  • the switching frequency can be 1.5 Hz.
  • a pulse width control signal may be generated using one reference voltage.
  • FIG. 11 illustrates an example of generating a pulse width control signal using one reference voltage according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 11A illustrates a comparison of the input voltage 1100 and one reference voltage 1110
  • FIG. 11B illustrates high when the input voltage 1100 is higher than the reference voltage 1110. It is a pulse width modulation signal that appears when the state becomes low and the input voltage 1100 is lower than the reference voltage 1110.
  • FIG. 12 illustrates an example of generating a pulse width control signal when reducing a reference voltage according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 12A is the same as FIG. 11A, and shows an input voltage 1100 and one reference voltage 1110, and FIG. 12B shows a reference voltage 1110. When lowering (1200) shows the output signal.
  • the number of duty cycles of the pulse width changes during the predetermined time intervals 1150 and 1250.
  • the switching frequency is 1 second.
  • the switching frequency can be 2 Hz.
  • the pulse width or the number of duty cycles may be changed for a given time interval, and the pulse width or It can be seen that the change in the number of duty cycles means that the switching frequency is changed.
  • the input voltage control of the power amplifier is controlled by changing the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 of the hysteresis comparator 408 to control the pulse width or duty cycle.
  • the pulse width may be changed by changing an input signal of the hysteresis comparator 408 instead of the first reference voltage 700 and the second reference voltage 710 as shown in FIGS. 13 to 16 below.
  • the duty cycle may be changed.
  • the input signal of the hysteresis comparator 408 may be changed by the variable resistor unit 415 connected to the input terminal. That is, the variable resistor unit 415 may divide the voltage applied to the current sense resistor 414 and provide it to the input of the hysteresis comparator 408.
  • FIG. 13 illustrates an example of generating a pulse width control signal by controlling an input voltage of the hysteresis comparator 408 according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 13A illustrates a comparison between the input voltage 1300 and the changed input voltage 1310 of the Schmitt trigger circuit.
  • the input voltage of the Schmitt trigger circuit may be changed by voltage distribution by the variable resistor unit 415 and the current sensing resistor 414.
  • FIG. 13B illustrates an output signal according to the input voltage 1300 of the Schmitt trigger circuit
  • FIG. 13C illustrates an output signal according to the changed input voltage 1310 of the Schmitt trigger circuit.
  • the number of pulse widths or duty cycles changes during a predetermined time interval 1350.
  • the switching frequency is 1 second.
  • the switching frequency is 0.5 when the predetermined time period 1350 is 1 second. Can be Hz.
  • FIG. 14 illustrates an example of generating a pulse width control signal by controlling an input voltage of the hysteresis comparator 408 according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 14A illustrates a comparison between the input voltage 1400 and the changed input voltage 1410 of the Schmitt trigger circuit.
  • the input voltage of the Schmitt trigger circuit may be changed by voltage distribution by the variable resistor unit 415 and the current sensing resistor 414.
  • FIG. 14B illustrates an output signal according to the input voltage 1400 of the Schmitt trigger circuit
  • FIG. 14C illustrates an output signal according to the changed input voltage 1410 of the Schmitt trigger circuit.
  • the number of pulse widths or duty cycles changes during a predetermined time interval 1450.
  • the switching frequency is 1 second.
  • the switching frequency may be 0.5 Hz.
  • FIG. 15 illustrates an example of generating a pulse width control signal by controlling an input voltage of the hysteresis comparator 408 according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 15B illustrates an output signal according to the input voltage 1500 of the Schmitt trigger circuit
  • FIG. 15C illustrates an output signal according to the changed input voltage 1510 of the Schmitt trigger circuit.
  • the input voltage of the Schmitt trigger circuit may be changed by voltage distribution by the variable resistor unit 415 and the current sensing resistor 414.
  • the number of pulse widths or duty cycles changes during a predetermined time interval 1550.
  • the switching frequency is 1 second.
  • the predetermined time section 1550 is 1 second.
  • the switching frequency can be 2.5 Hz.
  • 16 illustrates an example of generating a pulse width control signal by controlling an input voltage of the hysteresis comparator 408 according to various embodiments of the present disclosure.
  • FIG. 16B illustrates an output signal according to the input voltage 1600 of the Schmitt trigger circuit
  • FIG. 16C illustrates an output signal according to the changed input voltage 1510 of the Schmitt trigger circuit.
  • the input voltage of the Schmitt trigger circuit may be changed by voltage distribution by the variable resistor unit 415 and the current sensing resistor 414.
  • the number of duty cycles of the pulse width changes.
  • the switching frequency is 1 second.
  • two pulses, that is, two on sections and two off sections exist during the predetermined time section 1650, and thus, if the predetermined time section 1650 is one second.
  • the switching frequency can be 2 Hz.
  • 17 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • an envelope signal may be detected from a baseband signal, and in operation 1702, the switch mode converter 410 may control a bias of the power amplifier 404 according to the envelope signal.
  • the switch mode converter 410 may control the bias of the power amplifier 404 by modulating the voltage supply or the battery power according to the pulse width control signal supplied by the hysteresis comparator 408.
  • the hysteresis comparator 408 is operable to provide a pulse width modulated switch control signal to the switching transistor 412 of the switch mode converter 410 based on the direction of current flow sensed by the current sense resistor 414. can do.
  • the direction of the current can be determined by whether the linear amplifier 406 is sourcing the RF power amplifier 404 or reducing the excess supply current from the switch mode converter 410. have.
  • step 1704 the controller 416 determines whether the switching frequency of the switch mode converter 410 is included in the reception band, and when the switching frequency of the switch mode converter 410 is included in the corresponding band in step 1706, the hysteresis
  • the switching frequency of the switch mode converter 410 may be changed by changing the reference voltage of the comparator 408 or controlling the input voltage.
  • the switch mode converter 410 may provide a bias voltage to the power amplifier 404 by changing the voltage supply by turning on / off the switching transistor 412 according to the changed switching frequency.
  • FIG. 18 illustrates a flowchart for changing a switching frequency of a switch mode converter according to various embodiments of the present disclosure.
  • the controller 416 loads the lookup table of FIG. 23, which shows a relationship between an in-band channel and a reference voltage or variable resistance variation value, and refers to the lookup table in step 1802.
  • the reference voltage or variable resistance variation value corresponding to the channel in the corresponding band may be selected, and the parameter may be adjusted using the reference voltage or variable resistance variation value in step 1804.
  • the Rc1 or Rc2 value corresponding to the reference voltage change is adjusted, or in FIG. 6B, the R1 or R2 value corresponding to the reference voltage change is adjusted, or the variable resistor part of FIG. 5 is adjusted.
  • the variable resistance of 415 can be adjusted.
  • FIG. 19 illustrates a flowchart for changing a switching frequency of a switch mode converter according to various embodiments of the present disclosure.
  • the controller 416 offsets the switching frequency by ⁇ f in step 1900, calculates a reception sensitivity corresponding to the switching frequency offset by ⁇ f in step 1902, and calculates the received sensitivity.
  • the process proceeds to step 1906 and the parameter is adjusted so that the switching frequency is offset by a satisfying frequency separation distance.
  • the process returns to step 1900. That is, the controller 1900 may offset the switching frequency by ⁇ f until the reception sensitivity is satisfied.
  • the controller 416 calculates an offset value of how much to separate the current switching frequency from the corresponding band based on the current reception sensitivity.
  • the parameter may be adjusted to move the switching frequency by the offset value calculated in step 1910.
  • the Rc1 or Rc2 value corresponding to the reference voltage change is adjusted, or in FIG. 6B, the R1 or R2 value corresponding to the reference voltage change is adjusted, or the variable resistor part of FIG. 5 is adjusted.
  • the variable resistance of 415 can be adjusted.
  • the bias voltage may be supplied to the RF amplifier 404 using only the switch mode converter 410.
  • the bias voltage since the switching frequency of the switch mode converter 410 changes little over time, the harmonic component according to the fixed switching frequency may increase. Can be.
  • the switching frequency By determining whether the harmonic frequency component is invading the reception band of the communication band, the switching frequency may be offset with respect to the case where the harmonic frequency component causes actual reception sensitivity degradation.
  • 20 to 21 are power amplification methods for performing the switching frequency change operation on a voice signal or a low band signal.
  • 20 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • the controller 416 determines whether the baseband signal is a voice signal such as VoLTE. For example, the controller 416 may receive control information indicating that the baseband signal is a voice signal such as VoLTE or analyze the baseband signal to recognize whether it is a voice signal such as VoLTE.
  • the controller 416 determines in step 2004 whether the switching frequency of the switch mode converter 410 is included in the reception band.
  • the switching frequency of the switch mode converter 410 may be changed by changing the reference voltage of the hysteresis comparator 408 or controlling the input voltage.
  • the switch mode converter 410 may turn on / off the switching transistor 412 according to the changed switching frequency to modulate the voltage supply or the battery power to provide a bias to the power amplifier 404.
  • 21 is a flowchart illustrating a power amplification method according to various embodiments of the present disclosure.
  • the controller 416 may determine the band of the baseband signal through spectrum analysis in step 2100. For example, the controller 416 may determine whether a band of the baseband signal is a low band smaller than a threshold or a high band larger than a threshold.
  • the controller 416 may proceed to step 2104 to determine whether the switching frequency of the switch mode converter 410 is included in the reception band.
  • the switching frequency band of the switch mode converter 410 may be calculated based on the input envelope signal characteristic and the signal characteristic of the output terminal Vout of the switch mode converter 410, and the calculated switching frequency band may be calculated. And the reception band currently used for communication, it may be determined whether the switching frequency of the switch mode converter 410 is included in the reception band.
  • the input voltage is controlled by changing the reference voltage of the hysteresis comparator 408 or changing the setting of the variable resistor unit 415.
  • the switching frequency of the switch mode converter 410 may be changed.
  • the bias voltage may be provided to the power amplifier 404 without changing the switching frequency in the corresponding mode.
  • the switch mode converter 410 may provide a bias voltage to the power amplifier 404 by modulating a voltage supply or a battery power supply by turning on / off the switching transistor 412 according to the changed switching frequency.
  • the switching frequency of the switch mode converter may include being changed based on an input signal or a reference voltage of a comparator for supplying a switching signal to the switch mode converter.
  • the input signal of the comparator may be distributed by a variable resistor of the input terminal.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, wherein the reference voltage of the comparator may include one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of a device controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a pulse signal having a frequency spectrum similar to that of an envelope signal, and the control of the switching frequency may include being controlled by changing an on / off number of times for a predetermined time.
  • determining whether the switch mode converter provides the power amplifier with a bias voltage corresponding to the envelope signal may include.
  • the determining of whether the switch mode converter provides the power amplifier with a bias voltage corresponding to the envelope signal may include determining whether a baseband signal is a voice signal, or if a band of the baseband signal is Determining whether the value is less than a threshold.
  • FIG. 22 illustrates a lookup table according to various embodiments of the present disclosure.
  • an in-band channel and a reference voltage or variable resistance variation value are mapped so that a switching frequency is included in the channel of the corresponding band when the transmitter receives or transmits using the channel of the corresponding band.
  • the reference voltage or variable resistance variation value mapped to the channel of the corresponding band may be provided to the controller 416.
  • FIG. 23 illustrates an example in which a harmonic component for a switching frequency is included in a reception band according to various embodiments of the present disclosure.
  • a periodic repetition waveform other than a sine wave is decomposed into a sine wave having a fundamental frequency and a wave having an integer multiple of the sine wave, and indicate components other than the fundamental wave constituting the harmonic repetition waveform.
  • the switching frequency may occur as the nth harmonic in addition to the fundamental frequency, and a plurality of high frequency components of the switching frequency may be included in the reception band.
  • the switching frequency is offset so that a plurality of high frequency components of the switching frequency do not overlap the reception band so as not to affect reception or transmission performance.
  • FIG. 24 illustrates a configuration for distributing an input voltage of the hysteresis comparator 408 according to various embodiments of the present disclosure.
  • variable resistor unit 415 and the current sense resistor 414 may be coupled in parallel for voltage distribution, and the voltage applied to the current sense resistor 414 may be changed by the variable resistor. May be delivered to the portion 415.
  • the variable resistor unit 415 may distribute the voltage of the current sensing resistor 414 according to the position of the tab. For example, when the tap is made at the 1/2 position of the variable resistor, only 50% of the voltage applied to the current sense resistor 414 is provided to the input of the hysteresis comparator 408, and the tap is made at the 1/3 position of the variable resistor. Then, only 33% of the voltage applied to the current sense resistor 414 may be provided to the input of the hysteresis comparator 408.
  • the voltage applied to the current sensing resistor 414 is not limited according to the position of the tab of the variable resistor, but may be implemented as a digital variable resistor.
  • a power amplifier in a power amplifier, a power amplifier, a switch mode converter for controlling a bias voltage of the power amplifier, a comparator for providing a switching signal to the switch mode converter according to an envelope signal, and a switching frequency of the switch mode converter It may include a control unit for determining whether the frequency is included in the reception band, and when the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band, to offset the switching frequency to deviate from the reception band.
  • the controller may include changing a switching frequency of the switch mode converter by changing an input signal or a reference voltage of the comparator.
  • the display device may further include a variable resistor unit connected to an input of the comparator and distributing an input voltage.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, wherein the reference voltage of the comparator may include one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of a device controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a pulse signal having a frequency spectrum similar to that of an envelope signal
  • the control of the switching frequency may include being controlled by changing an on / off number of times for a predetermined time.
  • the controller determines whether a switching frequency of the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band. And when the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band, offsetting the switching frequency to deviate from the reception band.
  • the controller may determine whether the baseband signal is a voice signal or determine whether the band of the baseband signal is smaller than a threshold value, thereby providing a bias voltage corresponding to the envelope signal using only the switch mode converter. Determining whether it can be provided to an amplifier.
  • the apparatus may further include a linear amplifier compensating for the error.
  • a power amplifier for controlling a bias voltage of the power amplifier, a comparator for providing a switching signal to the switch mode converter according to an envelope signal, and a switching frequency of the switch mode converter It may include a control unit for determining whether the frequency is included in the reception band, and when the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band, to offset the switching frequency to deviate from the reception band.
  • the controller may include changing a switching frequency of the switch mode converter by changing an input signal or a reference voltage of the comparator.
  • the display device may further include a variable resistor unit connected to an input of the comparator and distributing an input voltage.
  • the comparator is configured with a Schmitt trigger circuit, wherein the reference voltage of the comparator may include one of a first reference voltage for changing from high to low and a second reference voltage for changing from low to high. Can be.
  • the reference voltage of the comparator may be controlled by changing a value of a device controlling the first reference voltage and the second reference voltage in the Schmitt trigger circuit.
  • the switching signal is a pulse signal having a frequency spectrum similar to that of an envelope signal, and the control of the switching frequency may include being controlled by changing an on / off number of times for a predetermined time.
  • the controller determines whether a switching frequency of the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band. And when the switching frequency of the switch mode converter is included in the reception band, offsetting the switching frequency to deviate from the reception band.
  • the controller may determine whether the baseband signal is a voice signal or determine whether the band of the baseband signal is smaller than a threshold value, thereby providing a bias voltage corresponding to the envelope signal using only the switch mode converter. Determining whether it can be provided to an amplifier.
  • the apparatus may further include a linear amplifier compensating for the error.

Abstract

본 발명의 다양한 실시 예는 전력 증폭 장치 및 방법에 관한 것으로, 전력 증폭 장치는, 전력증폭기, 상기 전력증폭기의 바이어스를 제어하는 스위치 모드 컨버터, 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다. 다양한 다른 실시 예들이 가능하다.

Description

전력 증폭 장치 및 방법
본 개시는 통신 장치에서 송신단 전력증폭기가 수신단에 미치는 간섭을 줄이기 위한 전력 증폭 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 통신 시스템은 한정된 주파수 자원을 보다 효율적으로 사용하기 위해 디지털 변조 방식을 주로 사용하고 있다. 이러한 디지털 변조된 신호는 그 용도에 맞게 RF(Radio Frequency) 전력 증폭기를 이용한 신호의 증폭과정을 통해 안테나로 전달될 수 있다.
한편, 고속 및 대용량의 데이터 처리를 위한 사용자 요구에 따라 많은 양의 정보를 한번에 전송할 수 있는 다중 반송파(multi-carrier) 전송 방식이나 다차원의 변조방식 등이 개발되고 있다. 이러한 다차원 변조방식 및 다중 반송파 전송 방식이 HPA(high power amplifier)를 통하여 전송될 때는 고출력 증폭기가 가지고 있는 비선형적인 특성으로 인해 신호 왜곡을 야기시킬 수 있다.
무선 통신 시스템은 송신기의 전력 증폭기가 전술한 경우들을 비롯하여 다양한 상황에서 고선형/고효율 특성을 가지도록 함으로써 송수신 성능을 향상시킬 수 있다.
종래 기술은 ET 전력증폭기의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉(harmonics)이 수신대역에 포함되는 경우, 스위칭 하모닉에 의해 수신감도(conduction)뿐만 아니라 수신경로에 스위칭 노이즈가 유입되어 방사적으로 성능 열화가 발생할 수도 있다.
본 개시의 다양한 실시예는 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 하모닉 주파수가 수신대역 범위에 포함될 때, 상기 스위칭 하모닉 주파수를 수신대역 범위로부터 벗어나도록 스위칭 주파수를 오프셋 시키는 전력 증폭 장치 및 방법을 제공할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예는 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉이 수신대역에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시킴으로써 수신감도 성능을 향상시키는 전력 증폭 장치 및 방법을 제공할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전력 증폭 장치에 있어서, 전력증폭기; 상기 전력증폭기의 바이어스를 제어하는 스위치 모드 컨버터; 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 장치는 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 on과 off에 따른 신호이며, 상기 스위칭 신호의 주파수 특성은 DC-DC 출력의 on/off 시간을 변경함으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 출력의 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신 밴드에 유기되는지 판단하기 위하여 현재의 스위칭 주파수를 검출하며, 만일 스위칭 주파수의 채배 주파수가 수신대역의 감도를 열화 시키는 상태가 되면, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시킬 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 장치는 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전력 증폭 방법에 있어서, 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하는 단계; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수는, 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 공급하는 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경함으로써, 변경될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 입력신호는 입력단의 가변저항에 의해 분배될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 DC-DC on과 off에 따른 신호이며, 상기 스위칭 신호의 주파수 특성은 DC-DC 출력의 on/off 시간을 변경함으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 방법은 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 출력의 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신 밴드에 유기되는지 판단하기 위하여 현재의 스위칭 주파수를 검출하는 단계를 더 포함하며, 만일 스위칭 주파수의 채배 주파수가 수신대역의 감도를 열화 시키는 상태가 되면, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 더 포함하는 것을 포함하는 방법.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전자장치에 있어서, 전력증폭기; 상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터; 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 전자장치는 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며, 상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시킬 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써, 상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 전자장치는 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.
상술한 바와 같이, 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉이 수신대역 에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시킴으로써 수신감도 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 안테나가 전력증폭기에 인접하거나 방사 차폐가 불완전하여 방사 노이즈가 안테나를 통해 수신 경로에 유기되는 경우에도 감도 열화를 방지할 수 있다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 간략한 포락선 추적(envelope tracking:ET) 전력증폭기를 도시하고 있다.
도 2는 간략한 ET 전력증폭기의 선형증폭기를 도시하고 있다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 벅 컨버터의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 벅 컨버터의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있다.
도 7은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 슈미트 트리거 회로의 히스테리시스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클(duty cycle)이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압 및 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 기준전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 13은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 증가할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 15는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 16은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 증가할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 17은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 18은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
도 19는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
도 20은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 21은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 22는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 룩업테이블을 도시하고 있다.
도 23은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위칭 주파수에 대한 하모닉 성분이 수신대역에 포함되는 예를 도시하고 있다.
도 24는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 분배하기 위한 구성을 도시하고 있다.
이하 본 개시의 다양한 실시예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 개시의 다양한 실시예를 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명에 따른 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 전력 증폭 장치는 전자 장치에 포함된 장치일 수 있다. 전자 장치는 예를 들면, 스마트 폰(smartphone), 태블릿 PC(tablet personal computer), 이동전화기(mobile phone), 화상전화기, 전자북 리더기(e-book reader), 데스크탑 PC(desktop personal computer), 랩탑 PC(laptop personal computer), 넷북 컴퓨터(netbook computer), PDA(personal digital assistant), PMP(portable multimedia player), MP3 플레이어, 모바일 의료기기, 전자 팔찌, 전자 목걸이, 전자 앱세서리(appcessory), 카메라(camera), 웨어러블 장치(wearable device), 전자 시계(electronic clock), 손목 시계(wrist watch), 스마트 가전(smart white appliance)(예: 냉장고, 에어컨, 청소기,인공 지능 로봇, TV, DVD(digital video disk) 플레이어, 오디오, 오븐, 전자레인지, 세탁기, 공기 청정기, 전자 액자 등), 각종 의료기기(예: MRA(magnetic resonance angiography), MRI(magnetic resonance imaging), CT(computed tomography), 촬영기, 초음파기 등),네비게이션(navigation) 장치,GPS 수신기(global positioning system receiver),EDR(event data recorder), FDR(flight data recorder), 셋톱 박스(set-top box), TV 박스(예를 들면, 삼성 HomeSyncTM, 애플TVTM, 또는 구글 TVTM), 전자 사전, 자동차 인포테인먼트(infotainment) 장치, 선박용 전자 장비(electronic equipment for ship, 예를 들면, 선박용 항법 장치, 자이로콤파스 등), 항공 전자기기(avionics), 보안 기기, 전자 의복, 전자 키, 캠코더(camcorder), 게임 콘솔(game consoles), HMD(head-mounted display), 평판표시장치(flat panel display device), 전자 앨범, 통신 기능을 포함한 가구(furniture) 또는 건물/구조물의 일부, 전자 보드(electronic board), 전자 사인 입력장치(electronic signature receiving device) 또는 프로젝터(projector) 등의 다양한 장치들 중 하나 또는 그 이상의 조합일 수 있다. 본 개시에 따른 전자 장치는 전술한 기기들에 한정되지 않음은 당업자에게 자명하다.
이하, 본 개시의 다양한 실시예는 전압증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시키는 전력증폭 장치 및 방법에 관해 설명하기로 한다.
RF 전력증폭기는 다양한 응용에 사용될 수 있다. 상기 RF 전력증폭기는 소량의 에너지를 갖는 RF 입력신호(RFin)를 많은 양의 에너지를 갖는 증폭된 RF 출력신호(RFout)로 변환하도록 동작할 수 있다. 상기 변환과정을 완료하는데 필요한 에너지는 직류(DC) 전압 공급(Vsupply), 즉, 일반적으로 배터리 전원에 의해 제공될 수 있다.
상기 RF 전력증폭기에 전원을 공급하기 위하여, 상기 RF 전력증폭기에서 트랜지스터의 드레인(일반적으로, 게이트, 드레인과 소스를 갖는 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor: FET)에 직접 고정 직류 전압 공급(Vsupply)이 연결되는 "고정 드레인 바이어스" 방식을 적용할 수 있다. 고정된 드레인 바이어스에 의해 구동되는 전력증폭기는 RF 입력신호(RFin)의 진폭이 고정 DC 전압 공급(Vsupply)보다 작아서 효율이 떨어질 수 있다.
고정 드레인 바이어스 방식보다 더 높은 전력효율을 얻기 위한 "포락선 추적"(Envelope Tracking: ET) 전력증폭기를 도 1에 간략하게 도시하고 있다. 상기 ET 전력증폭기(100)는 포락선 변조기(102) 및 RF 전력증폭기(104)로 구성될 수 있다. 상기 포락선 변조기(102)는 포락선 신호(Venv)에 따라, 공급 전압(Vsupply)을 변조하도록 동작할 수 있다. 여기서, RF 입력신호(RFin)는 RF 전력증폭기(104)의 입력단으로 제공되며 상기 포락선 신호(Venv)는 RF 입력신호(RFin)의 포락선 정보를 포함할 수 있다.
상기 포락선 변조기(102)의 결과로 초래된 포락선 변조 전원 신호(envelope modulated power supply signal)(VOUT)는 상기 RF 전력증폭기(104)의 공급 전압 입력에 연결될 수 있다. 즉, 상기 포락선 변조기(202)의 결과로 초래된 포락선 변조 전원 신호(VOUT)는 상기 RF 전력증폭기(104)의 바이어스 전압 또는 전류로 이용될 수 있다. 이때, 상기 RF 전력증폭기(104)는 상기 포락선 변조 전원 신호(VOUT)에 따라 RF 입력신호(RFin)를 증폭하여, RF 출력신호(RFout)를 제공할 수 있다. 상기 포락선 변조 전원 신호(VOUT)가 상기 RF 입력신호(RFin)의 포락선을 추적(track)하기 때문에, 상기 RF 전력증폭기(104)는 고정 드레인 바이어스를 이용하는 RF 전력증폭기보다 높은 전력효율로 동작할 수 있다.
상기 도 1에서 ET 전력증폭기(100)에서 상기 포락선 변조기(102)는 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 한 가지 방법은 선형 증폭기(linear regulator)를 사용하는 것이다. 상기 선형 증폭기는 입력신호를 선형적으로 처리하여 출력신호를 생성할 수 있다. 따라서, 포락선 신호(Venv)는 도 2에 도시된 바와 같이, 선형 증폭기의 입력에 적용될 수 있다. 상기 선형 증폭기는 선형 포락선 신호(Venv)의 진폭 변화를 선형적으로 추적하는 포락선 변조 전원 신호(VOUT)를 제공할 수 있다.
상기 선형 증폭기(200)는 포락선 신호(Venv)의 급격한 변화에 빠르게 반응할 수 있다. 따라서, 상기 도 1의 ET 전력증폭기 (100)에서 상기 포락선 변조기(102)를 구현하는데 상기 선형 증폭기(200)가 사용된다면, 상기 ET 전력증폭기(100)는 넓은 대역폭에서 동작할 수 있는 능력을 제공해줄 수 있다. 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing: OFDM) 기반의 시스템, 및 광대역 코드 분할(wideband code division multiple access: W-CDMA) 셀룰러 통신시스템 같은 현대 통신 시스템은 광대역 신호를 사용하기 때문에, 넓은 대역폭 동작은 바람직하다.
상기 도 1의 ET 전력증폭기(100)의 포락선 변조기(102)를 구현하는데 사용할 수 있으며 선형 증폭기(200)보다 전력효율이 좋은 다른 변환 장치가 스위치 모드 컨버터(switch-mode converter)이다. 도 3은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터(300)(또한 "스텝 다운" 변환기 또는 "벅" 컨버터가 이용될 수 있음)의 다이어그램이다. 상기 스위치 모드 컨버터(300)는 스위치로 동작하도록 구성된 전원(또는 "스위칭") 트랜지스터(302), 인덕터(304), 및 콘덴서(306)를 포함할 수 있다. 상기 스위칭 트랜지스터(302)는 펄스 폭 변조기로 동작하도록 구성된 비교기(308)에서 제공하는 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호에 의해 제어될 수 있다. 상기 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호는 포락선 신호(Venv)의 진폭의 변화에 따라, 듀티 사이클(D)을 가지는 구형파(square wave)이다. 상기 듀티 사이클은 상기 구형파에서 1주기 동안 높은 부분(high)과 낮은 부분(low)의 비율을 퍼센트로 표시하는 것을 의미하다. 상기 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호가 스위칭 트랜지스터(302)의 게이트에 인가될 때, 스위칭 트랜지스터(302)가 on/off로 변경됨으로써, 상기 DC 공급 전압(Vsupply)과 인덕터(304)에 사이 연결(connecting)과 비연결(disconnecting)이 교대로 수행될 수 있다. 상기 인덕터(304) 및 상기 커패시터(306)는 부하저항(310)에 전송되기 전에 인덕터 전류를 필터링하기 위한 저역 통과 필터(low-pass filter)로 동작할 수 있다. 상기 출력 전압 신호(VOUT)가 듀티 사이클(D)과 DC 공급 전압(Vsupply)의 크기의 곱에 비례하여 나타날 수 있다. 다시 말해, 상기 출력 전압 신호(VOUT)는 포락선 신호(Venv)의 진폭 변화를 추적하는 포락선 변조 전원 신호이다.
도 3의 스위치 모드 컨버터(300)가 효율적으로 포락선 변조 전원 신호를 생성하는 동안에, 스위칭 속도가 느리며 스위칭 잡음(noisy)이 발생할 수 있다. 상기 스위칭 트랜지스터(302)의 스위칭 동작에 의한 잡음이다. 필터링은 스위칭 잡음을 완전히 제거할 수 없으며 상기 스위칭 잡음이 필연적으로 RF 전력증폭기의 RF 출력신호(RFout)에 유입될 수 있다. 상기 스위칭 잡음은 무선 표준에서 요구되는 신호대잡음비 요건을 만족시키기 어려울 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(300)는 대형 스위칭 트랜지스터에 의해 나타나는 대형 게이트 커패시턴스로 인해 느려질 수 있다. 큰 전류를 생성하여 공급하기 위해, 대형 게이트 면적을 가지는 트랜지스터가 필요할 수 있다. 하지만, 대형 게이트 면적은 약 5 MHZ 정도에 상기 스위칭 트랜지스터(402)의 스위칭 속도를 제한하는, 큰 기생 커패시턴스(대략 1000pF)를 유발시킬 수 있다. 정확한 포락선 추적을 하기 위해, 요구 포락선 대역폭보다 높은, 20배 내지 50배의 스위칭 주파수가 필요하며 그리고 많은 신호 종류들은 1MHz 혹은 그 이상의 신호 포락선 대여폭을 가지고 있다.
효율적이고 넓은 대역폭에서 두 가지 모두를 만족하는 ET 전력증폭기를 만족하기 위해, 스위치 모드 컨버터의 고효율 성능과 선형 증폭기의 높은 대역폭과 낮은 잡음 성능을 결합시키는 것을 고려할 수 있다. 도 4에 ET 전력증폭기(400)의 일 실시예를 도시하였다. 상기 ET 전력증폭기 (400)는 포락선 변조기(402) 및 RF 전력증폭기(404)로 구성될 수 있다. 상기 포락선 변조기(402)는 상기 선형 증폭기(406), 히스테리시스 비교기(408) 및 스위치 모드 컨버터(410)로 구성될 수 있다. 상기 히스테리시스 비교기(408)는 전류 감지 저항(414)에 의해 감지되는 전류 흐름의 방향에 기반하여, 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 트랜지스터(412)에 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호를 제공하도록 동작할 수 있다. 전류의 방향은 상기 선형 증폭기(406)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 전류를 공급(sourcing)하는지 또는 스위치 모드 컨버터(410)로부터의 공급 과잉 전류를 감소시키는지(sinking) 여부에 의해 결정될 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(410)가 상기 RF 전력증폭기(404)의 바이어스 입력단(405)에 너무 많은 전류를 제공할 때, 상기 RF 전력증폭기(404)에 필요하지 않은 초과 전류는 선형 증폭기(406)에 의해 줄어들 수 있다(sink). RF 전력증폭기(404)에 요구되는 필요한 순시 전류(instantaneous current)가 스위치 모드 컨버터(410)에 의해 공급되는 순시 스위치 전류보다 크게 되는 시점에, RF 전력증폭기(404)에 필요한 여분의 전류는 선형 증폭기(406)에 의해 RF 전력증폭기(404)에 공급될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 구성을 보면, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 게이트, 소스 및 드레인을 갖는 p형 MOSFET(metal oxide silicon field effect transistor)(412), 인덕터(417) 및 다이오드(418)를 포함할 수 있다. P-MOSFET(412)의 게이트는 상기 히스테리시스 비교기(408)로부터 펄스 폭 스위치 제어 신호를 수신하고, 상기 소스는 상기 시스템 공급 전압(Vsupply)에 연결되고, 상기 드레인은 인덕터(417)의 제1 입력단자와 다이오드(418)의 캐소드에 연결될 수 있다. 상기 인덕터(418)의 제2 단자는 RF 전력증폭기(404)의 공급 전압 입력에 연결될 수 있다.
그리고, RF 전력증폭기(404)의 부하 저항값보다 훨씬 낮은 저항값을 갖는 전류 감지 저항(414)은 선형 증폭기(406)의 전류 공급 경로에서 구성될 수 있다. 상기 전류 감지 저항(414)의 단자들은 히스테리시스 비교기(408)의 입력에 연결되어, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(12)에 적용되는 펄스 폭 스위치 제어 신호의 값을 제어할 수 있다.
예컨대, 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 클 때, 상기 선형 증폭기(406)에 전류가 흡수될 수 있다. 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 작을 때, 상기 선형 증폭기(406)가 부족한 전류를 보상할 수 있다.
이때, 상기 전류 감지 저항(414)은 감지 전류 흐름의 방향을 감지하고, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 클 때 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(412)를 off시켜 응답할 수 있다. 상기 인덕터(417)가 공급 전압(Vsupply)으로부터 분리될 때, 상기 인덕터(417)는 충전된 에너지를 방전하여 상기 RF 전력증폭기(804)에 전류를 공급할 수 있다. 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급되는 전류가 RF 전력증폭기(404)에 의해 요구되는 전류로 안정화되면, 상기 전류 감지 저항(414)을 통해 상기 전류 방향이 반전되고, 상기 스위치 모드 컨버터(410)가 다시 RF 전력증폭기(804)에 전류 대부분을 공급하도록 동작할 수 있다.
그리고, 스위치 모드 컨버터(410)에서 상기 RF 전력증폭기(404)로 제공되는 순간 전류가 RF 전력증폭기의 전력 요구에 부족할 경우, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 P-MOSFET(412)가 on 되도록 P-MOSFET(412)에 펄스 폭 스위치 제어 신호를 변경하여 응답할 수 있다. 상기 RF 전력증폭기(404)의 전류 수요가 충족될 때까지 상기 스위치 모드 컨버터(410)에 의해 공급된 전류는 선형 증폭기(408)에 의해 공급된 전류에 의해 보충될 수 있다.
다시 말해, 포락선 신호는 선형 증폭기(406)를 통해 증폭되며 이때 출력 전류 방향에 따라 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(412)의 스위칭을 on/off 시킬 수 있다. 또한, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 부하에 인덕터(417)를 통해 전원을 공급하고 부하단 전압(Vout)은 부궤환(negative feedback)되어 상기 선형 증폭기(406)의 차동 입력으로 되먹임될 수 있다. 여기서, 원래 포락선 신호와 부하단 전압(Vout)의 차는 오차로 작용하여 부궤환에 의한 동작에 의해 상기 오차는 상기 선형 증폭기(406)에 의해 보상될 수 있다.
상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 스위치 모드 컨버터(410)를 스위칭하기 위한 제어신호로써 펄스 폭 변조 제어 신호를 상기 스위치 모드 컨버터(410)에 제공하게 되며, 이때 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 on/off에 따른 High와 Low를 반복하는 스위칭 노이즈를 유발시킬 수 있다.
이러한 스위칭 노이즈가 하기 도 19와 같이 수신대역 에 겹칠 경우, 잡음이 수신감도에 영향을 주어 수신저하(desense)가 발생할 수 있다. 특히 방사되는 잡음이 안테나에 유기될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에서는 상기 제어부(416)가 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 상기 스위칭 주파수를 오프셋시켜 스위칭 노이즈가 수신대역 에 포함되지 않도록 제어할 수 있다.
스위칭 주파수는 스위칭 신호를 생성하는 상기 히스테리시스 비교기(408)의 파라미터를 조절함으로써 변경할 수 있다. 예컨대, 하기 도 8 내지 하기 도 10와 같이 상기 히스테리시스 비교기(408)의 제1 기준전압(700) 또는 제2 기준전압(710) 기준전압을 변경하여 펄스 폭과 듀티사이클(duty cycle)을 조절함으로써 스위칭 주파수를 제어하거나, 하기 도 11 내지 하기 도 12와 같이 하나의 기준전압을 이용하는 경우, 상기 기준전압을 변경하여 소정의 시간 동안에 펄스 폭 또는 듀티사이클을 조절함으로써 스위칭 주파수를 제어하거나, 또는 하기 도 13 내지 하기 도 16와 같이 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호를 변경하여 소정의 시간 동안에 펄스 폭 또는 듀티사이클을 변경시킬 수도 있다. 예컨대, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호는 입력단에 연결된 가변저항부(415)를 이용하여 변경할 수 있다. 즉, 하기 도 24와 같이 상기 가변저항부(415)는 전류 감지 저항(414)과 결합되어 입력전압이 분배되어 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공될 수 있다.
상기 도 4에서 스위칭 모드 컨벅터(410)는 게이트, 소스 및 드레인을 갖는 p형 MOSFET(412), 다이오드, 인덕터로 구성되어 있지만, p형 MOSFET(412), 다이오드는 동등한 동작을 다른 구성요소의 연결(couple)로 대체가능하다. 예를 들면, 도 5의 (a)에 나타내는 스위칭 모드 컨벅터(410)에 있어서, 다이오드 대신 n형 MOSFET(535)로 대체가능하며 n형 MOSFET(535)의 게이트는 p형 MOSFET(525)의 게이트와 동일하게 히스테리시스 비교기(408)의 출력단과 연결되어, 히스테리시스 비교기(408)의 펄스 폭 제어 신호에 따라 n형 MOSFET(535) 및 p형 MOSFET(525)가 on/off되어질 수 있다. 예컨대, n형 MOSFET(535)가 on 상태일 때 p형 MOSFET(525)는 off상태가 되고 n형 MOSFET(535)가 off 상태일 때 p형 MOSFET(525)는 on상태가 될 수 있다.
또한, 도 5의 (b)에 나타내는 스위칭 모드 컨벅터(410)에 있어서, p형 MOSFET(525) 대신 드레인(drain)을 Vsupply에 접속하고, 소스를 인덕터(428)에 접속한 n형 MOSFET(436)로 대체가능하다. 이때, 히스테리시스 비교기(408)의 입력단을 바꿔 구성할 수도 있다. 즉, 히스테리시스 비교기(408)가 P형 MOSFET(525)를 구동하는 경우와 역상인 출력 신호(output signal)(nVcout)로 n형 MOSFET(536)를 구동하도록 구성할 수도 있다.
본 개시의 일 실시예에 따르면, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 하기 도 6과 같이 슈미트 트리거 회로로 구성될 수 있다.
도 6의 (a)는 두 개의 N형 바이폴라 트랜지스터(Q1(601), Q2(602))와 다수의 저항들(RC1(603), RC2(604), R1(607), RE(605), R2(606))로 구성되는 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있고, 도 6의 (b)는 하나의 비교기와 두 개의 저항으로 구성되는 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있다.
상기 도 6의 (a)의 경우, 두 개의 트랜지스터(601, 602)에서 한쪽 트랜지스터가 차단 상태로 되면 다른 한쪽은 통전 상태로 되어, 입력 전압(예: Vin1(450))이 없을 때는 Q1(601)은 차단상태이고, Q2(602)의 베이스에는 Q1(601)의 컬렉터 전압이 두 개의 저항(Rc1(603), R1(607))으로 분압되어 걸리므로 포화 상태가 되어 통전 상태가 될 수 있다. 입력 전압(예: Vin1(450))이 높아지면 Q1(601)이 통전 상태가 되면서 컬렉터 전압이 낮아져서 Q2(602)는 차단 상태가 될 수 있다.
예컨대, 두 개의 트랜지스터(601, 602)에서 한쪽 트랜지스터가 차단 상태로 되면 다른 한쪽은 통전 상태로 되는 동작이 교대로 수행됨으로써, 출력전압은 펄스 폭이 직사각형인 파형으로 출력될 수 있다.
다시 말해, 상기 슈미트 트리거 회로는 입력전압(예: Vin1(450))이 제1 기정의된 값 이상으로 높아지면 출력 파형이 상승하고 제2 기정의된 값 이하로 낮아지면 출력 파형이 하강하는 동작을 수행할 수 있다. 그러므로, 상기 슈미트 트리거 회로는 입력 파형이 들어오면 그 전환 레벨에 해당하는 펄스 폭이 직사각형인 파를 얻을 수 있다. 슈미트 트리거 회로는 입력전압 값에 민감하게 동작하는 회로로서 2개의 서로 다른 트리거 전압 값(즉, 하기 도 7의 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710))에 의해 출력상태가 변환될 수 있다. 히스테리시스 전압이란 일정한 상태에서 일정한 값으로 정의되는 전압이 아니라 이전의 전압 상태 변화에 따라 값이 변하는 전압을 의미한다. 입력전압에 대한 출력전압이 결정될 때 입력전압 값이 커지면서 결정되는 출력전압 값과 입력전압 값이 작아지면서 결정되는 출력전압 값이 다를 때 이러한 전압특성을 히스테리시스 특성을 갖는다고 한다. 이러한 히스테리시스 특성은 주로 입력전압 값에 대한 어떤 임계값에 대하여 출력 전압이 high 혹은 low로 결정될 때, 임계값 근처의 입력 값에 대하여 출력전압 값이 흔들리는 것을 막을 수 있다. 이때 히스테리시스 특성을 이용하여 어떤 값 이상에서 high가 되고 나면 특정 값 이하로 떨어지기 전에 high를 유지할 수 있다. 반대로 어떤 값 이하에서 low가 되고, 특정 값 이상으로 올라가기 전까지 low 값을 유지할 수 있다. 즉, 임계값 근처의 작은 변화에 출력전압 값이 변하는 것을 방지할 수 있다.
2개의 서로 다른 트리거 전압 값은 저항 RC1(603)혹은 저항 RC2(604)에 의해 조절될 수 있다. 예컨대, 저항 RC1(603)를 감소시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 증가하고 저항 RC1(603)를 증가시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 감소하며, 저항 RC2(604)를 감소시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 증가하고 저항 RC2(604)를 증가시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 감소할 수 있다.
상기 도 6의 (b)의 경우, 비반전 입력전압(예: Vin1(450))에 대한 양의 피드백 양으로 인해 출력전압(Vout1)은 양이나 음의 방향에 관계없이 포화될 수 있다. 출력전압(Vout1)이 양(+)으로 포화되고 있다고 가정하면 비반전 입력 전압(예: Vin1(450))에는 양전압이 피드백될 수 있다. 반전 입력전압 전압(예: Vin2(451))이 제1 임계치보다 작은 동안에 출력전압 전압(Vout1)은 양으로 포화된 상태를 유지할 수 있다. 입력전압 (예: Vin1(450))이 상승하면, 상기 제1 임계치보다 커지게 되고 이러한 경우 오차전압이 극성을 바꾸어서 비교기(650)를 음의 포화상태로 구동할 수 있다. 출력전압(Vout1)이 음이 되면 피드백 저항(R1(651), R2(652))에 의해 음의 전압이 비반전 입력(+)쪽으로 피드백될 수 있다. 이 음의 전압은 제2 임계치라 칭한다. 입력전압(예: Vin1(450))이 제2 임계치보다 커지면 출력전압(Vout1)이 음의 포화상태를 유지한다. 상기 입력전압(예: Vin1(450))을 상기 제2 임계치보다 낮아지면, 오차전압이 극성을 바꾸고 출력전압 전압(Vout1)이 양의 포화상태로 다시 바뀔 수 있다.
여기서, 피드백 저항 R1(651) 혹은 저항 R2(652)이 조절되어 상기 제1 트리거 전압과 상기 제2 트리거 전압이 조절될 수 있다. 예컨대, 저항 R1를 감소시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 증가하고 저항 R1를 증가시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 감소하며, 저항 R2를 감소시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 증가하고 저항 R2를 증가시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 감소할 수 있다.
도 7은 슈미트 트리거 회로에서 히스테리시스 특성을 나타내기 위한 입력전압과 출력전압의 관계 그래프를 도시한 것이다.
도 7을 참조하면, 입력전압이 상승하여 제2 기준전압(710)에 도달할 때까지 출력상태는 0 또는 low를 유지하고, 상기 제2 기준전압(710)에 도달하면 출력상태는 1 또는 high로 변하고, 입력전압이 제1 기준전압(700) 이하로 떨어지기 전까지는 출력상태는 1 또는 high를 유지하고, 상기 제1 기준전압(700)에 도달하면 출력상태는 0 또는 low로 변하라 수 있다.
상기 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710) 사이의 차이를 슈미트 트리거의 히스테리시스(hysteresis)라 한다.
하기 도 8 내지 하기 상기 12에서 슈미트 트리거 회로에서 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 변경할 때 펄스 폭의 듀티사이클(duty cycle)의 개수 변화를 도시하고 있다.
본 개시의 다양한 실시예에서 상기 슈미트 트리거 회로의 출력신호는 상기 도 4에서 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 펄스 폭 제어 신호로 이용될 수 있다. 상기 펄스 폭 제어 신호는 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 p형 MOSFET(metal oxide silicon field effect transistor)(412, 525, 536)를 on/off 시키기 위한 제어신호로 이용될 수 있다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클(duty cycle)이 변하는 예를 도시하고 있다.
상기 도 8을 참조하면, 제1 기준전압(700)을 감소시켰을 때 펄스 폭이 변경되는 경우를 도시하고 있다.
상기 도 8의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 8의 (b)는 제1 기준전압(700)이 감소하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 8의 (c)는 제1 기준전압(700)이 감소한 후(800) 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 8의 (b)와 상기 도 8의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(850) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 여기서, 상기 펄스 폭은 on/off되는 한 주기를 의미하고, 상기 듀티사이클은 상기 펄스 폭 한 주기 동안 on되는 구간을 의미할 수 있다. 소정 기간 동안에 on/off되는 횟수는 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 스위칭 주파수로 정의할 수 있다. 다시 말해, 상기 스위칭 주파수는 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 p형 MOSFET(412, 525, 536)가 소정 시간 구간 동안(850)에 on/off되는 횟수로 정의할 수 있다.
또한, 상기 제1 기준전압(700) 변경에 따라 소정 시간 구간(850) 동안에 다수 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화한다는 것은 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 스위칭 주파수가 변경되는 것을 의미할 수 있다. 예들 들면, 상기 도 8의 (b)에서, 소정 시간 동안 2.5개의 펄스 즉, 3개의 on 구간과 2개의 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(850)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5(=5/2)Hz가 될 수 있고, 상기 도 8의 (c)에서, 소정 시간 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(850)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
상기 도 9를 참조하면, 제2 기준전압(710)을 증가시켰을 때 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변경되는 경우를 도시하고 있다.
상기 도 9의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (b)는 제2 기준전압(710)이 증가하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (c)는 제2 기준전압(710)이 증가한 후(900) 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 9의 (b)와 상기 도 9의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(950) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 9의 (b)에서, 소정 시간 구간(950) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(950)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 9의 (c)에서, 소정 시간 구간(950) 동안 1개의 펄스 즉, 1개의 on 구간과 1개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(950)이 1초라면 스위칭 주파수는 1Hz가 될 수 있다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압 및 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
상기 도 10을 참조하면, 제1 기준전압(700) 및 제2 기준전압(710)을 모두 감소시켰을 때 펄스 폭이 변경되는 경우를 도시하고 있다.
상기 도 10의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 10의 (b)는 제1 기준전압(700)이 감소하고 제2 기준전압(710)이 증가하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (c)는 제1 기준전압(700)이 감소하고(1000) 제2 기준전압(710)이 증가(1010)한 후 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 10의 (b)와 상기 도 10의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1050) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 10의 (b)에서, 소정 시간 구간(1050) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1050)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 10의 (c)에서, 소정 시간 구간(1050) 동안 1.5개의 펄스 즉, 1개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1050)이 1초라면 스위칭 주파수는 1.5Hz가 될 수 있다.
상기 도 8 내지 상기 도 10은 두 개의 기준전압을 이용한 히스테리시스 특성을 이용하였지만, 다양한 실시예에서 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어신호를 생성할 수도 있다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 11의 (a)는 입력전압(1100)과 하나의 기준전압(1110)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 11의 (b)는 입력전압(1100)이 기준전압(1110)보다 높을 시 high 상태가 되고 입력전압(1100)이 기준전압(1110)보다 낮을 시 low 상태가 되어 나타난 펄스 폭 변조 신호이다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 기준전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 12의 (a)는 상기 도 11의 (a)과 동일하며 입력전압(1100)과 하나의 기준전압(1110)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 12의 (b)는 기준전압(1110)을 낮출 때(1200)의 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 11의 (b)와 상기 도 12의 (b)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1150, 1250) 동안 펄스 폭의 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 11의 (b)에서, 소정 시간 구간(1150) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1150)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 12의 (b)에서, 소정 시간 구간(1250) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1250)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.
상기 도 8 내지 상기 도 12에서 도시되 바와 같이, 적어도 하나의 기준전압이 변경될 때, 주어진 시간 구간 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화될 수 있으며, 상기 주어진 시간 구간 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화한다는 것은 스위칭 주파수가 변경되는 것임을 알 수 있다.
또 다른 다양한 실시예에서, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 변경하여 상기 펄스 폭 또는 듀티사이클을 제어함으로써, 전력증폭기의 입력전압 제어를 위한 스위칭 주파수를 변경할 수 있지만, 하기 도 13 내지 하기 도 16과 같이 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710) 대신에 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호를 변경하여 상기 펄스 폭 또는 듀티사이클을 변경시킬 수도 있다. 예컨대, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호는 입력단에 연결된 가변저항부(415)에 의해 변경될 수 있다. 즉, 상기 가변저항부(415)는 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압을 분배하여 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공할 수 있다.
도 13은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 13의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1300)과 변경된 입력전압(1310)을 비교하여 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.
상기 도 13의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1300)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 13의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1310)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 13의 (b)와 상기 도 13의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1350) 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 13의 (b)에서, 소정 시간 구간(1350) 동안 2.5개의 펄스 즉, 3개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1350)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5Hz가 될 수 있고, 상기 도 13의 (c)에서, 소정 시간 구간(1350) 동안 0.5개의 펄스 즉, 1개의 on 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1350)이 1초라면 스위칭 주파수는 0.5Hz가 될 수 있다.
도 14은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 14의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1400)과 변경된 입력전압(1410)을 비교하여 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.
상기 도 14의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1400)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 14의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1410)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다.
상기 도 14의 (b)와 상기 도 14의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1450) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 14의 (b)에서, 소정 시간 구간(1450) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1450)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 14의 (c)에서, 소정 시간 구간(1450) 동안 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1450)이 1초라면 스위칭 주파수는 0.5Hz이 될 수 있다.
도 15는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 15의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1500)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 15의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1510)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.
상기 도 15의 (b)와 상기 도 15의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1550) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 15의 (b)에서, 소정 시간 구간(1550) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1550)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 15의 (c)에서, 소정 시간 구간(1550) 동안 2.5개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 3개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1550)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5Hz가 될 수 있다.
도 16은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
상기 도 16의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1600)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 16의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1510)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.
상기 도 16의 (b)와 상기 도 16의 (c)의 출력신호를 비교하면, 펄스 폭의 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 16의 (b)에서, 소정 시간 구간(1650) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1650)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 16의 (c)에서, 소정 시간 구간(1650)동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1650)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.
도 17은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 17을 참조하면, 1700단계에서 기저대역 신호로부터 포락선 신호가 검출되고 1702단계에서 스위치 모드 컨버터(410)에서 상기 포락선 신호에 따라 전력증폭기(404)의 바이어스를 제어할 수 있다. 예컨대, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 상기 히스테리시스 비교기(408)가 공급하는 펄스 폭 제어 신호에 따라 전압공급 또는 배터리 전원을 변조하여, 상기 전력증폭기(404)의 바이어스를 제어할 수 있다. 상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 전류 감지 저항(414)에 의해 감지되는 전류 흐름의 방향에 기반하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 트랜지스터(412)에 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호를 제공하도록 동작할 수 있다. 전류의 방향은 상기 선형 증폭기(406)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 전류를 공급(sourcing)하는지 또는 스위치 모드 컨버터(410)로부터의 공급 과잉 전류를 감소시키는지(sinking) 여부에 의해 결정할 수 있다.
1704단계에서 제어부(416)에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단하고, 1706단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.
1708단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급을 변화시킴으로써 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.
도 18는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 18를 참조하면, 1800단계에서 상기 제어부(416)가 대역 내 채널과 기준전압 또는 가변저항 변동 값 사이의 관계를 나타내는 하기 도 23의 룩업테이블을 로딩하고, 1802단계에서 룩업테이블을 참조하여 해당 대역 내 채널에 대응하는 기준전압 또는 가변저항 변동 값을 선택하고, 1804단계에서 해당 기준전압 또는 가변저항 변동 값을 이용하여 파라미터를 조절할 수 있다. 예컨대, 도 6의 (a)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 Rc1 또는 Rc2 값을 조절하거나 도 6의 (b)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 R1 또는 R2 값을 조절하거나 도 5의 가변저항부(415)의 가변저항을 조절할 수 있다.
도 19는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 19의 (a)를 참조하면, 상기 제어부(416)는 1900단계에서 스위칭 주파수를 Δf 만큼 오프셋 시키고 1902단계에서 Δf 만큼 오프셋된 스위칭 주파수에 대응하는 수신감도를 계산하고, 계산된 수신감도가 임계치를 만족할 시 1906단계로 진행하여 상기 스위칭 주파수가 만족하는 주파수 이격거리 만큼 오프셋되도록 파라미터를 조절하고 계산된 수신감도가 임계치를 만족하지 않을 시 1900단계로 되돌아갈 수 있다. 즉, 상기 제어부(1900)는 수신감도가 만족할 때까지 상기 스위칭 주파수를 Δf 만큼씩 오프셋 시킬 수 있다.
또 다른 다양한 실시예에서, 상기 도 19의 (b)를 참조하면, 상기 제어부(416)가 1908단계에서 현재 수신감도를 기반으로 현재 스위칭 주파수를 해당 대역으로부터 얼마만큼 이격시킬지 오프셋 값을 계산하고, 1910단계에서 계산된 오프셋 값만큼 스위칭 주파수가 이동되도록 파라미터를 조절할 수 있다. 예컨대, 도 6의 (a)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 Rc1 또는 Rc2 값을 조절하거나 도 6의 (b)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 R1 또는 R2 값을 조절하거나 도 5의 가변저항부(415)의 가변저항을 조절할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에서, VoLTE(Voice Over LTE)의 경우, 입력 포락선의 대역폭이 작기 때문에 DC-DC 스위칭으로 대부분의 에너지를 공급가능하여 DC-DC 컨버터만으로 전력증폭기를 구동시킬 수 있다. 예컨대, 상기 도 4에서, 스위치 모드 컨버터(410)만으로 RF 증폭기(404)에 바이어스 전압을 공급할 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(410)만으로 RF 증폭기(404)에 바이어스 전압을 공급할 때, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수는 시간에 따른 변화량이 적기 때문에, 고정 스위칭 주파수에 따른 하모닉 성분이 증가하게 될 수 있다. 상기 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신대역을 침범하는 경우인지를 판단하여, 상기 하모닉 주파수 성분이 실제 수신 감도 열화를 가져오는 경우에 대해 스위칭 주파수를 오프셋시킬 수 있다.
하기 도 20 내지 하기 도 21은 상기 스위칭 주파수 변경 동작을 음성신호 또는 저대역 신호에서 수행하는 전력 증폭 방법이다.
도 20은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 20을 참조하면, 상기 제어부(416)가 2000단계에서 기저대역 신호가 VoLTE와 같은 음성신호인지를 판단할 수 있다. 예컨대, 상기 제어부(416)는 기저대역 신호가 VoLTE와 같은 음성신호임을 알려주는 제어정보를 수신하거나 상기 기저대역 신호를 분석하여 VoLTE와 같은 음성 신호인지를 인지할 수 있다.
상기 제어부(416)는 2002단계에서 상기 기저대역 신호가 상기 음성신호로 판단될 시, 2004단계로 진행하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단하고, 2006단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.
2008단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급 혹은 배터리 전원을 변조시켜 상기 전력증폭기(404)에 바이어스를 제공할 수 있다.
도 21은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
상기 도 21을 참조하면, 상기 제어부(416)가 2100단계에서 스펙트럼 분석을 통해 기저대역 신호의 대역을 판단할 수 있다. 예컨대, 상기 제어부(416)는 상기 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은 저대역인지 임계치보다 큰 고대역인지를 판단할 수 있다.
상기 제어부(416)는 2102단계에서 상기 기저대역 신호가 저대역으로 판단될 시, 2104단계로 진행하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단할 수 있다.
예컨대, 상기 입력 포락선 신호 특성과 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 출력단(Vout)의 신호특성에 기반하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수 대역이 계산될 수 있고, 상기 계산된 스위칭 주파수 대역과 현재 통신에 이용되고 있는 수신대역을 비교하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역에 포함되지를 판단할 수 있다.
2106단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 수신대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 가변저항부(415) 설정 변경 등을 통하여 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.
반면, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 수신대역에 포함되지 않을 시, 해당 모드에서 스위칭 주파수 변경 없이 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.
2108단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급 혹은 배터리 전원을 변조시켜 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.
다양한 실시 예에 따르면, 전력 증폭 방법에 있어서, 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계와, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수는, 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 공급하는 비교기의 입력신호 또는 기준전압에 기반하여, 변경되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 입력신호는 입력단의 가변저항에 의해 분배되는 것을 특징으로 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며, 상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계 전에, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계를 더 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계는, 기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하는 단계, 또는 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단하는 단계를 포함할 수 있다.
도 22는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 룩업테이블을 도시하고 있다.
상기 도 22를 참조하면, 룩업테이블은 대역 내 채널과 기준전압 또는 가변저항 변동 값이 매핑되어 있어서, 송신기에서 해당 대역의 채널을 이용하여 수신 또는 송신하는 경우 스위칭 주파수가 상기 해당 대역의 채널에 포함될 때 상기 해당 대역의 채널에 맵핑된 기준전압 또는 가변저항 변동 값이 상기 제어부(416)에 제공될 수 있다.
도 23은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위칭 주파수에 대한 하모닉 성분이 수신대역에 포함되는 예를 도시하고 있다.
상기 도 23을 참조하면, 사인파가 아닌 주기적 반복파형은 그 기본주파수를 가지는 사인파와 사인파의 정수배의 주파수를 갖는 파동으로 분해되는데, 하모닉 반복파형을 구성하는 기본파 이외의 성분들을 가리킨다.
다시 말해, 스위칭 주파수는 기본주파수 외에 제n차 고조파로 발생할 수 있고, 스위칭 주파수의 다수 고주파 성분이 일부가 수신대역 에 포함될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에서는 스위칭 주파수의 다수 고주파 성분이 수신대역 에 겹치지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋시켜 수신 또는 송신 성능에 영향을 미치지 않도록 하는 것이다.
도 24는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 분배하기 위한 구성을 도시하고 있다.
상기 도 24을 참조하면, 전압분배를 위해 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)은 병렬로 연결될 수 있으며(coupling), 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압은 상기 가변저항부(415)로 전달될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시예에서, 상기 가변저항부(415)는 탭의 위치에 따라, 상기 전류 감지 저항(414)의 전압을 분배시킬 수 있다. 예컨대, 가변저항의 1/2 위치에서 탭이 되면, 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압의 50%만 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공되고, 가변저항의 1/3 위치에서 탭이 되면, 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압의 33%만 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예에서 가변저항의 탭의 위치에 따라 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압이 분배되는 예로 제한되지 않으며, 디지털 가변저항으로 구현할 수도 있다.
다양한 실시 예에 따르면 전력 증폭 장치에 있어서, 전력증폭기, 상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터, 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시키는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며, 상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나, 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써, 상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단하는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.
다양한 실시 예에 따르면, 전자장치에 있어서, 전력증폭기, 상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터, 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시키는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며, 상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 제어부는, 기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나, 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써, 상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단하는 것을 포함할 수 있다. 한 실시 예에 따르면, 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (15)

  1. 전력 증폭 방법에 있어서,
    스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계;
    상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수는, 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 공급하는 비교기의 입력신호 또는 기준전압에 기반하여, 변경되는 것을 포함하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 비교기의 입력신호는 입력단의 가변저항에 의해 분배되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며,
    상기 비교기의 기준전압은,
    high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며,
    상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계 전에,
    상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계는,
    기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하는 단계, 또는
    기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 전자장치에 있어서,
    전력증폭기;
    상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터;
    포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기;
    상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함하는 전자장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시키는 것을 포함하는 전자장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함하는 전자장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며,
    상기 비교기의 기준전압은,
    high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함하는 전자장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며,
    상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함하는 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 것을 포함하는 장치.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는,
    기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나
    기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써,
    상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단하는 것을 포함하는 장치.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함하는 장치.
PCT/KR2014/009094 2013-10-23 2014-09-29 전력 증폭 장치 및 방법 WO2015060556A1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/030,941 US9806675B2 (en) 2013-10-23 2014-09-29 Power amplification device and method
EP14855915.6A EP3062440A4 (en) 2013-10-23 2014-09-29 Power amplification device and method
CN201480058288.6A CN105659494B (zh) 2013-10-23 2014-09-29 功率放大设备和方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2013-0126658 2013-10-23
KR1020130126658A KR102114726B1 (ko) 2013-10-23 2013-10-23 전력 증폭 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015060556A1 true WO2015060556A1 (ko) 2015-04-30

Family

ID=52993109

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2014/009094 WO2015060556A1 (ko) 2013-10-23 2014-09-29 전력 증폭 장치 및 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9806675B2 (ko)
EP (1) EP3062440A4 (ko)
KR (1) KR102114726B1 (ko)
CN (1) CN105659494B (ko)
WO (1) WO2015060556A1 (ko)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10454772B2 (en) * 2015-10-30 2019-10-22 Vapor IO Inc. Compact uninteruptable power supply
WO2017075558A1 (en) 2015-10-30 2017-05-04 Vapor IO Inc. Hot-pluggable connection for data communications
US11201595B2 (en) * 2015-11-24 2021-12-14 Skyworks Solutions, Inc. Cascode power amplifier with switchable output matching network
US9793861B1 (en) * 2016-07-28 2017-10-17 Qualcomm Incorporated Amplification systems
CN106788488A (zh) * 2016-12-06 2017-05-31 北京北广科技股份有限公司 一种功率可调的射频输出电路
CN108183690B (zh) * 2016-12-08 2024-04-02 深圳市三诺数字科技有限公司 一种音频电压跟随电路
CN107017765A (zh) * 2017-04-01 2017-08-04 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 一种具有串并联结构的包络线跟踪电源、芯片及通信终端
US9960784B1 (en) * 2017-04-13 2018-05-01 Hamilton Sundstrand Corporation Analog to digital converters
US10615757B2 (en) 2017-06-21 2020-04-07 Skyworks Solutions, Inc. Wide bandwidth envelope trackers
US10516368B2 (en) 2017-06-21 2019-12-24 Skyworks Solutions, Inc. Fast envelope tracking systems for power amplifiers
CN107171451B (zh) * 2017-06-30 2020-06-19 上海联影医疗科技有限公司 用于磁共振系统的电源电路及磁共振系统
KR102454811B1 (ko) * 2017-07-18 2022-10-13 삼성전기주식회사 옵셋 제거 기능이 개선된 엔벨로프-추적 전류 바이어스 회로 및 파워 증폭 장치
US10404218B2 (en) 2018-01-09 2019-09-03 Biamp Systems, LLC Audio power source with improved efficiency
US10516373B2 (en) 2018-01-09 2019-12-24 Biamp Systems, LLC Audio power source with improved efficiency
US10608607B2 (en) 2018-01-09 2020-03-31 Biamp Systems, LLC Audio power source with improved efficiency
US10404172B1 (en) * 2018-06-29 2019-09-03 Apple Inc. Transient booster for zero static loadline switching regulator
US11050348B2 (en) * 2018-11-09 2021-06-29 Rohm Co., Ltd. Semiconductor device
US11082021B2 (en) 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
US11374538B2 (en) * 2019-04-09 2022-06-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
IT201900010269A1 (it) * 2019-06-27 2020-12-27 St Microelectronics Srl Dispositivo elettronico, apparato, procedimento e prodotto informatico corrispondenti
WO2021061851A1 (en) 2019-09-27 2021-04-01 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias modulation for low bandwidth envelope tracking
CN110868047B (zh) * 2019-11-25 2021-01-08 维沃移动通信有限公司 电源控制方法、包络线跟踪电源及电子设备
US11392153B2 (en) * 2020-02-06 2022-07-19 Infineon Technologies Austria Ag Power converter implementations, programmable gain, and programmable compensation
JP2021191079A (ja) * 2020-05-28 2021-12-13 ミツミ電機株式会社 直流電源装置およびそれに用いる電流安定化回路並びに電源ラインのノイズ抑制方法
US11855595B2 (en) 2020-06-05 2023-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Composite cascode power amplifiers for envelope tracking applications
US11482975B2 (en) 2020-06-05 2022-10-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifiers with adaptive bias for envelope tracking applications

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005102146A (ja) * 2003-08-29 2005-04-14 Renesas Technology Corp 増幅器及びそれを用いた高周波電力増幅器
KR20060038134A (ko) * 2004-10-29 2006-05-03 삼성전자주식회사 이동 통신용 고효율 전력 증폭 장치 및 방법
JP2009189215A (ja) * 2008-02-08 2009-08-20 Sumitomo Electric Ind Ltd 包絡線追跡電源回路及びそれを含む高周波増幅器
US20090289720A1 (en) * 2008-05-23 2009-11-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High-Efficiency Envelope Tracking Systems and Methods for Radio Frequency Power Amplifiers
US20120242413A1 (en) * 2007-08-03 2012-09-27 John Paul Lesso Amplifier circuit and method of amplifying a signal in an amplifier circuit

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007068266A (ja) * 2005-08-29 2007-03-15 Sony Corp 電子機器
WO2012017579A1 (ja) 2010-08-03 2012-02-09 日本電気株式会社 電源変調器及びその制御方法
CN104185953B (zh) 2012-02-09 2016-08-17 天工方案公司 用于包络跟踪的装置和方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005102146A (ja) * 2003-08-29 2005-04-14 Renesas Technology Corp 増幅器及びそれを用いた高周波電力増幅器
KR20060038134A (ko) * 2004-10-29 2006-05-03 삼성전자주식회사 이동 통신용 고효율 전력 증폭 장치 및 방법
US20120242413A1 (en) * 2007-08-03 2012-09-27 John Paul Lesso Amplifier circuit and method of amplifying a signal in an amplifier circuit
JP2009189215A (ja) * 2008-02-08 2009-08-20 Sumitomo Electric Ind Ltd 包絡線追跡電源回路及びそれを含む高周波増幅器
US20090289720A1 (en) * 2008-05-23 2009-11-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High-Efficiency Envelope Tracking Systems and Methods for Radio Frequency Power Amplifiers

Also Published As

Publication number Publication date
US20160248381A1 (en) 2016-08-25
EP3062440A4 (en) 2017-04-19
CN105659494A (zh) 2016-06-08
US9806675B2 (en) 2017-10-31
KR20150046982A (ko) 2015-05-04
KR102114726B1 (ko) 2020-06-05
EP3062440A1 (en) 2016-08-31
CN105659494B (zh) 2019-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2015060556A1 (ko) 전력 증폭 장치 및 방법
WO2017026689A1 (en) Wireless charging method and apparatus thereof
WO2015020416A1 (en) Apparatus and method for wireless power reception
WO2016056863A1 (en) Apparatus and method for transmitting/receiving power transmitting unit presence information in wireless charging network
WO2015105334A1 (ko) 무선 전력 송신 장치 및 무선 전력 전송 시스템
WO2017119769A1 (en) Apparatus and method for detecting counterfeit advertiser in wireless communication system
TWI831857B (zh) 用於調節交換式電源供應器之偏電壓的設備
WO2014116068A1 (en) Method and apparatus for controlling gain in communicaton system supproting beam forming scheme
WO2015102166A1 (ko) 저전력 엔벨로프 검출 수신기에서 간섭 신호를 검출하는 방법 및 장치
CN112640285A (zh) 用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置
JP3119216B2 (ja) 高周波増幅回路
TW202207604A (zh) 開關穩壓器控制系統和開關穩壓器
US9261543B2 (en) Power detection device and method of driving the same
WO2016117916A1 (en) Wireless charging device
WO2020013635A1 (ko) 전자장치
US7782133B2 (en) Power amplifier with output power control
US8907725B2 (en) Circuit to prevent load-induced non-linearity in operational amplifiers
US9479270B2 (en) Apparatus and methods for loss of signal detection
US5764464A (en) Low input bias current circuit
KR20140103681A (ko) 보호 전압 가변 기능을 갖는 고주파 증폭 장치
US7792506B1 (en) Power-control circuit with threshold limiting characteristics
US20210067108A1 (en) Logarithmic Power Detector
WO2021034015A1 (en) Display apparatus and method of controlling the same
EP1678828B1 (en) Switch
US20180241387A1 (en) Drain lag compensation circuit for rf power transistors

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14855915

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15030941

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2014855915

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014855915

Country of ref document: EP