KR20150046982A

KR20150046982A - 전력 증폭 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20150046982A
Application number: KR1020130126658A
Authority: KR
Inventors: 양동일
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2013-10-23
Filing date: 2013-10-23
Publication date: 2015-05-04
Also published as: WO2015060556A1; US20160248381A1; EP3062440A4; CN105659494A; US9806675B2; KR102114726B1; EP3062440A1; CN105659494B

Abstract

본 발명의 다양한 실시 예는 전력 증폭 장치 및 방법에 관한 것으로, 전력 증폭 장치는, 전력증폭기, 상기 전력증폭기의 바이어스를 제어하는 스위치 모드 컨버터, 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다. 다양한 다른 실시 예들이 가능하다.

Description

전력 증폭 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR POWER AMPLIFICATION}

본 개시는 통신 장치에서 송신단 전력증폭기가 수신단에 미치는 간섭을 줄이기 위한 전력 증폭 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 한정된 주파수 자원을 보다 효율적으로 사용하기 위해 디지털 변조 방식을 주로 사용하고 있다. 이러한 디지털 변조된 신호는 그 용도에 맞게 RF(Radio Frequency) 전력 증폭기를 이용한 신호의 증폭과정을 통해 안테나로 전달될 수 있다.

한편, 고속 및 대용량의 데이터 처리를 위한 사용자 요구에 따라 많은 양의 정보를 한번에 전송할 수 있는 다중 반송파(multi-carrier) 전송 방식이나 다차원의 변조방식 등이 개발되고 있다. 이러한 다차원 변조방식 및 다중 반송파 전송 방식이 HPA(high power amplifier)를 통하여 전송될 때는 고출력 증폭기가 가지고 있는 비선형적인 특성으로 인해 신호 왜곡을 야기시킬 수 있다.

무선 통신 시스템은 송신기의 전력 증폭기가 전술한 경우들을 비롯하여 다양한 상황에서 고선형/고효율 특성을 가지도록 함으로써 송수신 성능을 향상시킬 수 있다.

종래 기술은 ET 전력증폭기의 DC-DC 컨버터의 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉(harmonics)이 수신대역에 포함되는 경우, 스위칭 하모닉에 의해 수신감도(conduction)뿐만 아니라 수신경로에 스위칭 노이즈가 유입되어 방사적으로 성능 열화가 발생할 수도 있다.

본 개시의 다양한 실시예는 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 하모닉 주파수가 수신대역 범위에 포함될 때, 상기 스위칭 하모닉 주파수를 수신대역 범위로부터 벗어나도록 스위칭 주파수를 오프셋 시키는 전력 증폭 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예는 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉이 수신대역에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시킴으로써 수신감도 성능을 향상시키는 전력 증폭 장치 및 방법을 제공할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전력 증폭 장치에 있어서, 전력증폭기; 상기 전력증폭기의 바이어스를 제어하는 스위치 모드 컨버터; 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 장치는 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며, 상기 비교기의 기준전압은, high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나일 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 기준전압은, 상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 on과 off에 따른 신호이며, 상기 스위칭 신호의 주파수 특성은 DC-DC 출력의 on/off 시간을 변경함으로써 제어될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 출력의 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신 밴드에 유기되는지 판단하기 위하여 현재의 스위칭 주파수를 검출하며, 만일 스위칭 주파수의 채배 주파수가 수신대역의 감도를 열화 시키는 상태가 되면, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시킬 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 장치는 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전력 증폭 방법에 있어서, 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는지를 판단하는 단계; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수는, 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 공급하는 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경함으로써, 변경될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 비교기의 입력신호는 입력단의 가변저항에 의해 분배될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 DC-DC on과 off에 따른 신호이며, 상기 스위칭 신호의 주파수 특성은 DC-DC 출력의 on/off 시간을 변경함으로써 제어될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 방법은 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하기 위한 전원변조기의 스위칭 동작으로 인한 DC-DC 출력의 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신 밴드에 유기되는지 판단하기 위하여 현재의 스위칭 주파수를 검출하는 단계를 더 포함하며, 만일 스위칭 주파수의 채배 주파수가 수신대역의 감도를 열화 시키는 상태가 되면, 상기 스위칭 주파수가 상기 특정 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 더 포함하는 것을 포함하는 방법.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 전자장치에 있어서, 전력증폭기; 상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터; 포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기; 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 전자장치는 상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며, 상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시킬 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 제어부는, 기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써, 상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에 따르면, 상기 전자장치는 상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함할 수 있다.

상술한 바와 같이, 스위칭 주파수 또는 스위칭 주파수의 하모닉이 수신대역 에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시킴으로써 수신감도 성능을 향상시킬 수 있다.

또한, 안테나가 전력증폭기에 인접하거나 방사 차폐가 불완전하여 방사 노이즈가 안테나를 통해 수신 경로에 유기되는 경우에도 감도 열화를 방지할 수 있다.

도 1은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 간략한 포락선 추적(envelope tracking:ET) 전력증폭기를 도시하고 있다.
도 2는 간략한 ET 전력증폭기의 선형증폭기를 도시하고 있다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 벅 컨버터의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 벅 컨버터의 다이어그램을 도시하고 있다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 ET 전력증폭기의 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있다.
도 7은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 슈미트 트리거 회로의 히스테리시스 특성을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클(duty cycle)이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압 및 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭 또는 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 기준전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 13은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 증가할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 15는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 16은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 증가할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.
도 17은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 18은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
도 19는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.
도 20은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 21은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.
도 22는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 룩업테이블을 도시하고 있다.
도 23은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위칭 주파수에 대한 하모닉 성분이 수신대역에 포함되는 예를 도시하고 있다.
도 24는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기의 입력전압을 분배하기 위한 구성을 도시하고 있다.

이하 본 개시의 다양한 실시예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 개시의 다양한 실시예를 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명에 따른 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 전력 증폭 장치는 전자 장치에 포함된 장치일 수 있다. 전자 장치는 예를 들면, 스마트 폰(smartphone), 태블릿 PC(tablet personal computer), 이동전화기(mobile phone), 화상전화기, 전자북 리더기(e-book reader), 데스크탑 PC(desktop personal computer), 랩탑 PC(laptop personal computer), 넷북 컴퓨터(netbook computer), PDA(personal digital assistant), PMP(portable multimedia player), MP3 플레이어, 모바일 의료기기, 전자 팔찌, 전자 목걸이, 전자 앱세서리(appcessory), 카메라(camera), 웨어러블 장치(wearable device), 전자 시계(electronic clock), 손목 시계(wrist watch), 스마트 가전(smart white appliance)(예: 냉장고, 에어컨, 청소기,인공 지능 로봇, TV, DVD(digital video disk) 플레이어, 오디오, 오븐, 전자레인지, 세탁기, 공기 청정기, 전자 액자 등), 각종 의료기기(예: MRA(magnetic resonance angiography), MRI(magnetic resonance imaging), CT(computed tomography), 촬영기, 초음파기 등),네비게이션(navigation) 장치,GPS 수신기(global positioning system receiver),EDR(event data recorder), FDR(flight data recorder), 셋톱 박스(set-top box), TV 박스(예를 들면, 삼성 HomeSyncTM, 애플TVTM, 또는 구글 TVTM), 전자 사전, 자동차 인포테인먼트(infotainment) 장치, 선박용 전자 장비(electronic equipment for ship, 예를 들면, 선박용 항법 장치, 자이로콤파스 등), 항공 전자기기(avionics), 보안 기기, 전자 의복, 전자 키, 캠코더(camcorder), 게임 콘솔(game consoles), HMD(head-mounted display), 평판표시장치(flat panel display device), 전자 앨범, 통신 기능을 포함한 가구(furniture) 또는 건물/구조물의 일부, 전자 보드(electronic board), 전자 사인 입력장치(electronic signature receiving device) 또는 프로젝터(projector) 등의 다양한 장치들 중 하나 또는 그 이상의 조합일 수 있다. 본 개시에 따른 전자 장치는 전술한 기기들에 한정되지 않음은 당업자에게 자명하다.

이하, 본 개시의 다양한 실시예는 전압증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋 시키는 전력증폭 장치 및 방법에 관해 설명하기로 한다.

RF 전력증폭기는 다양한 응용에 사용될 수 있다. 상기 RF 전력증폭기는 소량의 에너지를 갖는 RF 입력신호(RFin)를 많은 양의 에너지를 갖는 증폭된 RF 출력신호(RFout)로 변환하도록 동작할 수 있다. 상기 변환과정을 완료하는데 필요한 에너지는 직류(DC) 전압 공급(Vsupply), 즉, 일반적으로 배터리 전원에 의해 제공될 수 있다.

상기 RF 전력증폭기에 전원을 공급하기 위하여, 상기 RF 전력증폭기에서 트랜지스터의 드레인(일반적으로, 게이트, 드레인과 소스를 갖는 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor: FET)에 직접 고정 직류 전압 공급(Vsupply)이 연결되는 "고정 드레인 바이어스" 방식을 적용할 수 있다. 고정된 드레인 바이어스에 의해 구동되는 전력증폭기는 RF 입력신호(RFin)의 진폭이 고정 DC 전압 공급(Vsupply)보다 작아서 효율이 떨어질 수 있다.

고정 드레인 바이어스 방식보다 더 높은 전력효율을 얻기 위한 "포락선 추적"(Envelope Tracking: ET) 전력증폭기를 도 1에 간략하게 도시하고 있다. 상기 ET 전력증폭기(100)는 포락선 변조기(102) 및 RF 전력증폭기(104)로 구성될 수 있다. 상기 포락선 변조기(102)는 포락선 신호(Venv)에 따라, 공급 전압(Vsupply)을 변조하도록 동작할 수 있다. 여기서, RF 입력신호(RFin)는 RF 전력증폭기(104)의 입력단으로 제공되며 상기 포락선 신호(Venv)는 RF 입력신호(RFin)의 포락선 정보를 포함할 수 있다.

상기 포락선 변조기(102)의 결과로 초래된 포락선 변조 전원 신호(envelope modulated power supply signal)(VOUT)는 상기 RF 전력증폭기(104)의 공급 전압 입력에 연결될 수 있다. 즉, 상기 포락선 변조기(202)의 결과로 초래된 포락선 변조 전원 신호(VOUT)는 상기 RF 전력증폭기(104)의 바이어스 전압 또는 전류로 이용될 수 있다. 이때, 상기 RF 전력증폭기(104)는 상기 포락선 변조 전원 신호(VOUT)에 따라 RF 입력신호(RFin)를 증폭하여, RF 출력신호(RFout)를 제공할 수 있다. 상기 포락선 변조 전원 신호(VOUT)가 상기 RF 입력신호(RFin)의 포락선을 추적(track)하기 때문에, 상기 RF 전력증폭기(104)는 고정 드레인 바이어스를 이용하는 RF 전력증폭기보다 높은 전력효율로 동작할 수 있다.

상기 도 1에서 ET 전력증폭기(100)에서 상기 포락선 변조기(102)는 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 한 가지 방법은 선형 증폭기(linear regulator)를 사용하는 것이다. 상기 선형 증폭기는 입력신호를 선형적으로 처리하여 출력신호를 생성할 수 있다. 따라서, 포락선 신호(Venv)는 도 2에 도시된 바와 같이, 선형 증폭기의 입력에 적용될 수 있다. 상기 선형 증폭기는 선형 포락선 신호(Venv)의 진폭 변화를 선형적으로 추적하는 포락선 변조 전원 신호(VOUT)를 제공할 수 있다.

상기 선형 증폭기(200)는 포락선 신호(Venv)의 급격한 변화에 빠르게 반응할 수 있다. 따라서, 상기 도 1의 ET 전력증폭기 (100)에서 상기 포락선 변조기(102)를 구현하는데 상기 선형 증폭기(200)가 사용된다면, 상기 ET 전력증폭기(100)는 넓은 대역폭에서 동작할 수 있는 능력을 제공해줄 수 있다. 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing: OFDM) 기반의 시스템, 및 광대역 코드 분할(wideband code division multiple access: W-CDMA) 셀룰러 통신시스템 같은 현대 통신 시스템은 광대역 신호를 사용하기 때문에, 넓은 대역폭 동작은 바람직하다.

상기 도 1의 ET 전력증폭기(100)의 포락선 변조기(102)를 구현하는데 사용할 수 있으며 선형 증폭기(200)보다 전력효율이 좋은 다른 변환 장치가 스위치 모드 컨버터(switch-mode converter)이다. 도 3은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터(300)(또한 "스텝 다운" 변환기 또는 "벅" 컨버터가 이용될 수 있음)의 다이어그램이다. 상기 스위치 모드 컨버터(300)는 스위치로 동작하도록 구성된 전원(또는 "스위칭") 트랜지스터(302), 인덕터(304), 및 콘덴서(306)를 포함할 수 있다. 상기 스위칭 트랜지스터(302)는 펄스 폭 변조기로 동작하도록 구성된 비교기(308)에서 제공하는 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호에 의해 제어될 수 있다. 상기 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호는 포락선 신호(Venv)의 진폭의 변화에 따라, 듀티 사이클(D)을 가지는 구형파(square wave)이다. 상기 듀티 사이클은 상기 구형파에서 1주기 동안 높은 부분(high)과 낮은 부분(low)의 비율을 퍼센트로 표시하는 것을 의미하다. 상기 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호가 스위칭 트랜지스터(302)의 게이트에 인가될 때, 스위칭 트랜지스터(302)가 on/off로 변경됨으로써, 상기 DC 공급 전압(Vsupply)과 인덕터(304)에 사이 연결(connecting)과 비연결(disconnecting)이 교대로 수행될 수 있다. 상기 인덕터(304) 및 상기 커패시터(306)는 부하저항(310)에 전송되기 전에 인덕터 전류를 필터링하기 위한 저역 통과 필터(low-pass filter)로 동작할 수 있다. 상기 출력 전압 신호(VOUT)가 듀티 사이클(D)과 DC 공급 전압(Vsupply)의 크기의 곱에 비례하여 나타날 수 있다. 다시 말해, 상기 출력 전압 신호(VOUT)는 포락선 신호(Venv)의 진폭 변화를 추적하는 포락선 변조 전원 신호이다.

도 3의 스위치 모드 컨버터(300)가 효율적으로 포락선 변조 전원 신호를 생성하는 동안에, 스위칭 속도가 느리며 스위칭 잡음(noisy)이 발생할 수 있다. 상기 스위칭 트랜지스터(302)의 스위칭 동작에 의한 잡음이다. 필터링은 스위칭 잡음을 완전히 제거할 수 없으며 상기 스위칭 잡음이 필연적으로 RF 전력증폭기의 RF 출력신호(RFout)에 유입될 수 있다. 상기 스위칭 잡음은 무선 표준에서 요구되는 신호대잡음비 요건을 만족시키기 어려울 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(300)는 대형 스위칭 트랜지스터에 의해 나타나는 대형 게이트 커패시턴스로 인해 느려질 수 있다. 큰 전류를 생성하여 공급하기 위해, 대형 게이트 면적을 가지는 트랜지스터가 필요할 수 있다. 하지만, 대형 게이트 면적은 약 5 MHZ 정도에 상기 스위칭 트랜지스터(402)의 스위칭 속도를 제한하는, 큰 기생 커패시턴스(대략 1000pF)를 유발시킬 수 있다. 정확한 포락선 추적을 하기 위해, 요구 포락선 대역폭보다 높은, 20배 내지 50배의 스위칭 주파수가 필요하며 그리고 많은 신호 종류들은 1MHz 혹은 그 이상의 신호 포락선 대여폭을 가지고 있다.

효율적이고 넓은 대역폭에서 두 가지 모두를 만족하는 ET 전력증폭기를 만족하기 위해, 스위치 모드 컨버터의 고효율 성능과 선형 증폭기의 높은 대역폭과 낮은 잡음 성능을 결합시키는 것을 고려할 수 있다. 도 4에 ET 전력증폭기(400)의 일 실시예를 도시하였다. 상기 ET 전력증폭기 (400)는 포락선 변조기(402) 및 RF 전력증폭기(404)로 구성될 수 있다. 상기 포락선 변조기(402)는 상기 선형 증폭기(406), 히스테리시스 비교기(408) 및 스위치 모드 컨버터(410)로 구성될 수 있다. 상기 히스테리시스 비교기(408)는 전류 감지 저항(414)에 의해 감지되는 전류 흐름의 방향에 기반하여, 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 트랜지스터(412)에 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호를 제공하도록 동작할 수 있다. 전류의 방향은 상기 선형 증폭기(406)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 전류를 공급(sourcing)하는지 또는 스위치 모드 컨버터(410)로부터의 공급 과잉 전류를 감소시키는지(sinking) 여부에 의해 결정될 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(410)가 상기 RF 전력증폭기(404)의 바이어스 입력단(405)에 너무 많은 전류를 제공할 때, 상기 RF 전력증폭기(404)에 필요하지 않은 초과 전류는 선형 증폭기(406)에 의해 줄어들 수 있다(sink). RF 전력증폭기(404)에 요구되는 필요한 순시 전류(instantaneous current)가 스위치 모드 컨버터(410)에 의해 공급되는 순시 스위치 전류보다 크게 되는 시점에, RF 전력증폭기(404)에 필요한 여분의 전류는 선형 증폭기(406)에 의해 RF 전력증폭기(404)에 공급될 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따른 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 구성을 보면, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 게이트, 소스 및 드레인을 갖는 p형 MOSFET(metal oxide silicon field effect transistor)(412), 인덕터(417) 및 다이오드(418)를 포함할 수 있다. P-MOSFET(412)의 게이트는 상기 히스테리시스 비교기(408)로부터 펄스 폭 스위치 제어 신호를 수신하고, 상기 소스는 상기 시스템 공급 전압(Vsupply)에 연결되고, 상기 드레인은 인덕터(417)의 제1 입력단자와 다이오드(418)의 캐소드에 연결될 수 있다. 상기 인덕터(418)의 제2 단자는 RF 전력증폭기(404)의 공급 전압 입력에 연결될 수 있다.

그리고, RF 전력증폭기(404)의 부하 저항값보다 훨씬 낮은 저항값을 갖는 전류 감지 저항(414)은 선형 증폭기(406)의 전류 공급 경로에서 구성될 수 있다. 상기 전류 감지 저항(414)의 단자들은 히스테리시스 비교기(408)의 입력에 연결되어, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(12)에 적용되는 펄스 폭 스위치 제어 신호의 값을 제어할 수 있다.

예컨대, 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 클 때, 상기 선형 증폭기(406)에 전류가 흡수될 수 있다. 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 작을 때, 상기 선형 증폭기(406)가 부족한 전류를 보상할 수 있다.

이때, 상기 전류 감지 저항(414)은 감지 전류 흐름의 방향을 감지하고, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 포락선 변조기(412)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급하는 순간 전류가 상기 RF 전력증폭기(404)가 필요로 하는 전류보다 클 때 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(412)를 off시켜 응답할 수 있다. 상기 인덕터(417)가 공급 전압(Vsupply)으로부터 분리될 때, 상기 인덕터(417)는 충전된 에너지를 방전하여 상기 RF 전력증폭기(804)에 전류를 공급할 수 있다. 상기 RF 전력증폭기(404)에 공급되는 전류가 RF 전력증폭기(404)에 의해 요구되는 전류로 안정화되면, 상기 전류 감지 저항(414)을 통해 상기 전류 방향이 반전되고, 상기 스위치 모드 컨버터(410)가 다시 RF 전력증폭기(804)에 전류 대부분을 공급하도록 동작할 수 있다.

그리고, 스위치 모드 컨버터(410)에서 상기 RF 전력증폭기(404)로 제공되는 순간 전류가 RF 전력증폭기의 전력 요구에 부족할 경우, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 P-MOSFET(412)가 on 되도록 P-MOSFET(412)에 펄스 폭 스위치 제어 신호를 변경하여 응답할 수 있다. 상기 RF 전력증폭기(404)의 전류 수요가 충족될 때까지 상기 스위치 모드 컨버터(410)에 의해 공급된 전류는 선형 증폭기(408)에 의해 공급된 전류에 의해 보충될 수 있다.

다시 말해, 포락선 신호는 선형 증폭기(406)를 통해 증폭되며 이때 출력 전류 방향에 따라 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 P-MOSFET(412)의 스위칭을 on/off 시킬 수 있다. 또한, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 부하에 인덕터(417)를 통해 전원을 공급하고 부하단 전압(Vout)은 부궤환(negative feedback)되어 상기 선형 증폭기(406)의 차동 입력으로 되먹임될 수 있다. 여기서, 원래 포락선 신호와 부하단 전압(Vout)의 차는 오차로 작용하여 부궤환에 의한 동작에 의해 상기 오차는 상기 선형 증폭기(406)에 의해 보상될 수 있다.

상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 스위치 모드 컨버터(410)를 스위칭하기 위한 제어신호로써 펄스 폭 변조 제어 신호를 상기 스위치 모드 컨버터(410)에 제공하게 되며, 이때 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 on/off에 따른 High와 Low를 반복하는 스위칭 노이즈를 유발시킬 수 있다.

이러한 스위칭 노이즈가 하기 도 19와 같이 수신대역 에 겹칠 경우, 잡음이 수신감도에 영향을 주어 수신저하(desense)가 발생할 수 있다. 특히 방사되는 잡음이 안테나에 유기될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에서는 상기 제어부(416)가 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 상기 스위칭 주파수를 오프셋시켜 스위칭 노이즈가 수신대역 에 포함되지 않도록 제어할 수 있다.

스위칭 주파수는 스위칭 신호를 생성하는 상기 히스테리시스 비교기(408)의 파라미터를 조절함으로써 변경할 수 있다. 예컨대, 하기 도 8 내지 하기 도 10와 같이 상기 히스테리시스 비교기(408)의 제1 기준전압(700) 또는 제2 기준전압(710) 기준전압을 변경하여 펄스 폭과 듀티사이클(duty cycle)을 조절함으로써 스위칭 주파수를 제어하거나, 하기 도 11 내지 하기 도 12와 같이 하나의 기준전압을 이용하는 경우, 상기 기준전압을 변경하여 소정의 시간 동안에 펄스 폭 또는 듀티사이클을 조절함으로써 스위칭 주파수를 제어하거나, 또는 하기 도 13 내지 하기 도 16와 같이 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호를 변경하여 소정의 시간 동안에 펄스 폭 또는 듀티사이클을 변경시킬 수도 있다. 예컨대, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호는 입력단에 연결된 가변저항부(415)를 이용하여 변경할 수 있다. 즉, 하기 도 24와 같이 상기 가변저항부(415)는 전류 감지 저항(414)과 결합되어 입력전압이 분배되어 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공될 수 있다.

상기 도 4에서 스위칭 모드 컨벅터(410)는 게이트, 소스 및 드레인을 갖는 p형 MOSFET(412), 다이오드, 인덕터로 구성되어 있지만, p형 MOSFET(412), 다이오드는 동등한 동작을 다른 구성요소의 연결(couple)로 대체가능하다. 예를 들면, 도 5의 (a)에 나타내는 스위칭 모드 컨벅터(410)에 있어서, 다이오드 대신 n형 MOSFET(535)로 대체가능하며 n형 MOSFET(535)의 게이트는 p형 MOSFET(525)의 게이트와 동일하게 히스테리시스 비교기(408)의 출력단과 연결되어, 히스테리시스 비교기(408)의 펄스 폭 제어 신호에 따라 n형 MOSFET(535) 및 p형 MOSFET(525)가 on/off되어질 수 있다. 예컨대, n형 MOSFET(535)가 on 상태일 때 p형 MOSFET(525)는 off상태가 되고 n형 MOSFET(535)가 off 상태일 때 p형 MOSFET(525)는 on상태가 될 수 있다.

또한, 도 5의 (b)에 나타내는 스위칭 모드 컨벅터(410)에 있어서, p형 MOSFET(525) 대신 드레인(drain)을 Vsupply에 접속하고, 소스를 인덕터(428)에 접속한 n형 MOSFET(436)로 대체가능하다. 이때, 히스테리시스 비교기(408)의 입력단을 바꿔 구성할 수도 있다. 즉, 히스테리시스 비교기(408)가 P형 MOSFET(525)를 구동하는 경우와 역상인 출력 신호(output signal)(nVcout)로 n형 MOSFET(536)를 구동하도록 구성할 수도 있다.

본 개시의 일 실시예에 따르면, 상기 히스테리시스 비교기(408)는 하기 도 6과 같이 슈미트 트리거 회로로 구성될 수 있다.

도 6의 (a)는 두 개의 N형 바이폴라 트랜지스터(Q1(601), Q2(602))와 다수의 저항들(RC1(603), RC2(604), R1(607), RE(605), R2(606))로 구성되는 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있고, 도 6의 (b)는 하나의 비교기와 두 개의 저항으로 구성되는 슈미트 트리거 회로를 도시하고 있다.

상기 도 6의 (a)의 경우, 두 개의 트랜지스터(601, 602)에서 한쪽 트랜지스터가 차단 상태로 되면 다른 한쪽은 통전 상태로 되어, 입력 전압(예: Vin1(450))이 없을 때는 Q1(601)은 차단상태이고, Q2(602)의 베이스에는 Q1(601)의 컬렉터 전압이 두 개의 저항(Rc1(603), R1(607))으로 분압되어 걸리므로 포화 상태가 되어 통전 상태가 될 수 있다. 입력 전압(예: Vin1(450))이 높아지면 Q1(601)이 통전 상태가 되면서 컬렉터 전압이 낮아져서 Q2(602)는 차단 상태가 될 수 있다.

예컨대, 두 개의 트랜지스터(601, 602)에서 한쪽 트랜지스터가 차단 상태로 되면 다른 한쪽은 통전 상태로 되는 동작이 교대로 수행됨으로써, 출력전압은 펄스 폭이 직사각형인 파형으로 출력될 수 있다.

다시 말해, 상기 슈미트 트리거 회로는 입력전압(예: Vin1(450))이 제1 기정의된 값 이상으로 높아지면 출력 파형이 상승하고 제2 기정의된 값 이하로 낮아지면 출력 파형이 하강하는 동작을 수행할 수 있다. 그러므로, 상기 슈미트 트리거 회로는 입력 파형이 들어오면 그 전환 레벨에 해당하는 펄스 폭이 직사각형인 파를 얻을 수 있다. 슈미트 트리거 회로는 입력전압 값에 민감하게 동작하는 회로로서 2개의 서로 다른 트리거 전압 값(즉, 하기 도 7의 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710))에 의해 출력상태가 변환될 수 있다. 히스테리시스 전압이란 일정한 상태에서 일정한 값으로 정의되는 전압이 아니라 이전의 전압 상태 변화에 따라 값이 변하는 전압을 의미한다. 입력전압에 대한 출력전압이 결정될 때 입력전압 값이 커지면서 결정되는 출력전압 값과 입력전압 값이 작아지면서 결정되는 출력전압 값이 다를 때 이러한 전압특성을 히스테리시스 특성을 갖는다고 한다. 이러한 히스테리시스 특성은 주로 입력전압 값에 대한 어떤 임계값에 대하여 출력 전압이 high 혹은 low로 결정될 때, 임계값 근처의 입력 값에 대하여 출력전압 값이 흔들리는 것을 막을 수 있다. 이때 히스테리시스 특성을 이용하여 어떤 값 이상에서 high가 되고 나면 특정 값 이하로 떨어지기 전에 high를 유지할 수 있다. 반대로 어떤 값 이하에서 low가 되고, 특정 값 이상으로 올라가기 전까지 low 값을 유지할 수 있다. 즉, 임계값 근처의 작은 변화에 출력전압 값이 변하는 것을 방지할 수 있다.

2개의 서로 다른 트리거 전압 값은 저항 RC1(603)혹은 저항 RC2(604)에 의해 조절될 수 있다. 예컨대, 저항 RC1(603)를 감소시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 증가하고 저항 RC1(603)를 증가시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 감소하며, 저항 RC2(604)를 감소시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 증가하고 저항 RC2(604)를 증가시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 감소할 수 있다.

상기 도 6의 (b)의 경우, 비반전 입력전압(예: Vin1(450))에 대한 양의 피드백 양으로 인해 출력전압(Vout1)은 양이나 음의 방향에 관계없이 포화될 수 있다. 출력전압(Vout1)이 양(+)으로 포화되고 있다고 가정하면 비반전 입력 전압(예: Vin1(450))에는 양전압이 피드백될 수 있다. 반전 입력전압 전압(예: Vin2(451))이 제1 임계치보다 작은 동안에 출력전압 전압(Vout1)은 양으로 포화된 상태를 유지할 수 있다. 입력전압 (예: Vin1(450))이 상승하면, 상기 제1 임계치보다 커지게 되고 이러한 경우 오차전압이 극성을 바꾸어서 비교기(650)를 음의 포화상태로 구동할 수 있다. 출력전압(Vout1)이 음이 되면 피드백 저항(R1(651), R2(652))에 의해 음의 전압이 비반전 입력(+)쪽으로 피드백될 수 있다. 이 음의 전압은 제2 임계치라 칭한다. 입력전압(예: Vin1(450))이 제2 임계치보다 커지면 출력전압(Vout1)이 음의 포화상태를 유지한다. 상기 입력전압(예: Vin1(450))을 상기 제2 임계치보다 낮아지면, 오차전압이 극성을 바꾸고 출력전압 전압(Vout1)이 양의 포화상태로 다시 바뀔 수 있다.

여기서, 피드백 저항 R1(651) 혹은 저항 R2(652)이 조절되어 상기 제1 트리거 전압과 상기 제2 트리거 전압이 조절될 수 있다. 예컨대, 저항 R1를 감소시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 증가하고 저항 R1를 증가시킬수록 상기 제1 트리거 전압은 감소하며, 저항 R2를 감소시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 증가하고 저항 R2를 증가시킬수록 상기 제2 트리거 전압은 감소할 수 있다.

도 7은 슈미트 트리거 회로에서 히스테리시스 특성을 나타내기 위한 입력전압과 출력전압의 관계 그래프를 도시한 것이다.

도 7을 참조하면, 입력전압이 상승하여 제2 기준전압(710)에 도달할 때까지 출력상태는 0 또는 low를 유지하고, 상기 제2 기준전압(710)에 도달하면 출력상태는 1 또는 high로 변하고, 입력전압이 제1 기준전압(700) 이하로 떨어지기 전까지는 출력상태는 1 또는 high를 유지하고, 상기 제1 기준전압(700)에 도달하면 출력상태는 0 또는 low로 변하라 수 있다.

상기 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710) 사이의 차이를 슈미트 트리거의 히스테리시스(hysteresis)라 한다.

하기 도 8 내지 하기 상기 12에서 슈미트 트리거 회로에서 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 변경할 때 펄스 폭의 듀티사이클(duty cycle)의 개수 변화를 도시하고 있다.

본 개시의 다양한 실시예에서 상기 슈미트 트리거 회로의 출력신호는 상기 도 4에서 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 펄스 폭 제어 신호로 이용될 수 있다. 상기 펄스 폭 제어 신호는 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 p형 MOSFET(metal oxide silicon field effect transistor)(412, 525, 536)를 on/off 시키기 위한 제어신호로 이용될 수 있다.

도 8은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클(duty cycle)이 변하는 예를 도시하고 있다.

상기 도 8을 참조하면, 제1 기준전압(700)을 감소시켰을 때 펄스 폭이 변경되는 경우를 도시하고 있다.

상기 도 8의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 8의 (b)는 제1 기준전압(700)이 감소하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 8의 (c)는 제1 기준전압(700)이 감소한 후(800) 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 8의 (b)와 상기 도 8의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(850) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 여기서, 상기 펄스 폭은 on/off되는 한 주기를 의미하고, 상기 듀티사이클은 상기 펄스 폭 한 주기 동안 on되는 구간을 의미할 수 있다. 소정 기간 동안에 on/off되는 횟수는 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 스위칭 주파수로 정의할 수 있다. 다시 말해, 상기 스위칭 주파수는 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 p형 MOSFET(412, 525, 536)가 소정 시간 구간 동안(850)에 on/off되는 횟수로 정의할 수 있다.

또한, 상기 제1 기준전압(700) 변경에 따라 소정 시간 구간(850) 동안에 다수 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화한다는 것은 상기 스위치 모드 컨버터(420)의 스위칭 주파수가 변경되는 것을 의미할 수 있다. 예들 들면, 상기 도 8의 (b)에서, 소정 시간 동안 2.5개의 펄스 즉, 3개의 on 구간과 2개의 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(850)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5(=5/2)Hz가 될 수 있고, 상기 도 8의 (c)에서, 소정 시간 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(850)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.

도 9는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.

상기 도 9를 참조하면, 제2 기준전압(710)을 증가시켰을 때 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변경되는 경우를 도시하고 있다.

상기 도 9의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (b)는 제2 기준전압(710)이 증가하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (c)는 제2 기준전압(710)이 증가한 후(900) 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 9의 (b)와 상기 도 9의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(950) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 9의 (b)에서, 소정 시간 구간(950) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(950)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 9의 (c)에서, 소정 시간 구간(950) 동안 1개의 펄스 즉, 1개의 on 구간과 1개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(950)이 1초라면 스위칭 주파수는 1Hz가 될 수 있다.

도 10은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 제1 기준전압 및 제2 기준전압을 변경할 때의 펄스 폭의 듀티사이클이 변하는 예를 도시하고 있다.

상기 도 10을 참조하면, 제1 기준전압(700) 및 제2 기준전압(710)을 모두 감소시켰을 때 펄스 폭이 변경되는 경우를 도시하고 있다.

상기 도 10의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압과 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 10의 (b)는 제1 기준전압(700)이 감소하고 제2 기준전압(710)이 증가하기 전 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 9의 (c)는 제1 기준전압(700)이 감소하고(1000) 제2 기준전압(710)이 증가(1010)한 후 슈미트 트리거 회로의 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 10의 (b)와 상기 도 10의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1050) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 10의 (b)에서, 소정 시간 구간(1050) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1050)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 10의 (c)에서, 소정 시간 구간(1050) 동안 1.5개의 펄스 즉, 1개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1050)이 1초라면 스위칭 주파수는 1.5Hz가 될 수 있다.

상기 도 8 내지 상기 도 10은 두 개의 기준전압을 이용한 히스테리시스 특성을 이용하였지만, 다양한 실시예에서 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어신호를 생성할 수도 있다.

도 11은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 하나의 기준전압을 이용하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 11의 (a)는 입력전압(1100)과 하나의 기준전압(1110)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 11의 (b)는 입력전압(1100)이 기준전압(1110)보다 높을 시 high 상태가 되고 입력전압(1100)이 기준전압(1110)보다 낮을 시 low 상태가 되어 나타난 펄스 폭 변조 신호이다.

도 12는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 기준전압을 감소할 때의 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 12의 (a)는 상기 도 11의 (a)과 동일하며 입력전압(1100)과 하나의 기준전압(1110)을 비교하여 나타낸 것이고, 상기 도 12의 (b)는 기준전압(1110)을 낮출 때(1200)의 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 11의 (b)와 상기 도 12의 (b)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1150, 1250) 동안 펄스 폭의 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 11의 (b)에서, 소정 시간 구간(1150) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1150)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 12의 (b)에서, 소정 시간 구간(1250) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1250)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.

상기 도 8 내지 상기 도 12에서 도시되 바와 같이, 적어도 하나의 기준전압이 변경될 때, 주어진 시간 구간 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화될 수 있으며, 상기 주어진 시간 구간 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화한다는 것은 스위칭 주파수가 변경되는 것임을 알 수 있다.

또 다른 다양한 실시예에서, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710)을 변경하여 상기 펄스 폭 또는 듀티사이클을 제어함으로써, 전력증폭기의 입력전압 제어를 위한 스위칭 주파수를 변경할 수 있지만, 하기 도 13 내지 하기 도 16과 같이 제1 기준전압(700)과 상기 제2 기준전압(710) 대신에 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호를 변경하여 상기 펄스 폭 또는 듀티사이클을 변경시킬 수도 있다. 예컨대, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력신호는 입력단에 연결된 가변저항부(415)에 의해 변경될 수 있다. 즉, 상기 가변저항부(415)는 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압을 분배하여 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공할 수 있다.

도 13은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 13의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1300)과 변경된 입력전압(1310)을 비교하여 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.

상기 도 13의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1300)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 13의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1310)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 13의 (b)와 상기 도 13의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1350) 동안의 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 13의 (b)에서, 소정 시간 구간(1350) 동안 2.5개의 펄스 즉, 3개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1350)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5Hz가 될 수 있고, 상기 도 13의 (c)에서, 소정 시간 구간(1350) 동안 0.5개의 펄스 즉, 1개의 on 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1350)이 1초라면 스위칭 주파수는 0.5Hz가 될 수 있다.

도 14은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 14의 (a)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1400)과 변경된 입력전압(1410)을 비교하여 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.

상기 도 14의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1400)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 14의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1410)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다.

상기 도 14의 (b)와 상기 도 14의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1450) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 14의 (b)에서, 소정 시간 구간(1450) 동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1450)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있고, 상기 도 14의 (c)에서, 소정 시간 구간(1450) 동안 off 구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1450)이 1초라면 스위칭 주파수는 0.5Hz이 될 수 있다.

도 15는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 15의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1500)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 15의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1510)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.

상기 도 15의 (b)와 상기 도 15의 (c)의 출력신호를 비교하면, 소정 시간 구간(1550) 동안 펄스 폭 또는 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 15의 (b)에서, 소정 시간 구간(1550) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1550)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 15의 (c)에서, 소정 시간 구간(1550) 동안 2.5개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 3개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1550)이 1초라면 스위칭 주파수는 2.5Hz가 될 수 있다.

도 16은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 제어하여 펄스 폭 제어 신호를 생성하는 예를 나타내고 있다.

상기 도 16의 (b)는 슈미트 트리거 회로의 입력전압(1600)에 따른 출력신호를 나타낸 것이고, 상기 도 16의 (c)는 슈미트 트리거 회로의 변경된 입력전압(1510)에 따른 출력신호를 나타낸 것이다. 슈미트 트리거 회로의 입력전압은 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)에 의한 전압분배에 의해 변경될 수 있다.

상기 도 16의 (b)와 상기 도 16의 (c)의 출력신호를 비교하면, 펄스 폭의 듀티사이클의 개수가 변화하는 것을 알 수 있다. 예들 들면, 상기 도 16의 (b)에서, 소정 시간 구간(1650) 동안 4개의 펄스 즉, 4개의 on 구간과 4개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1650)이 1초라면 스위칭 주파수는 4Hz가 될 수 있고, 상기 도 16의 (c)에서, 소정 시간 구간(1650)동안 2개의 펄스 즉, 2개의 on 구간과 2개의 off구간이 존재하므로, 소정 시간 구간(1650)이 1초라면 스위칭 주파수는 2Hz가 될 수 있다.

도 17은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 17을 참조하면, 1700단계에서 기저대역 신호로부터 포락선 신호가 검출되고 1702단계에서 스위치 모드 컨버터(410)에서 상기 포락선 신호에 따라 전력증폭기(404)의 바이어스를 제어할 수 있다. 예컨대, 상기 스위치 모드 컨버터(410)는 상기 히스테리시스 비교기(408)가 공급하는 펄스 폭 제어 신호에 따라 전압공급 또는 배터리 전원을 변조하여, 상기 전력증폭기(404)의 바이어스를 제어할 수 있다. 상기 히스테리시스 비교기(408)는 상기 전류 감지 저항(414)에 의해 감지되는 전류 흐름의 방향에 기반하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 트랜지스터(412)에 펄스 폭 변조 스위치 제어 신호를 제공하도록 동작할 수 있다. 전류의 방향은 상기 선형 증폭기(406)가 상기 RF 전력증폭기(404)에 전류를 공급(sourcing)하는지 또는 스위치 모드 컨버터(410)로부터의 공급 과잉 전류를 감소시키는지(sinking) 여부에 의해 결정할 수 있다.

1704단계에서 제어부(416)에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단하고, 1706단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.

1708단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급을 변화시킴으로써 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.

도 18는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 18를 참조하면, 1800단계에서 상기 제어부(416)가 대역 내 채널과 기준전압 또는 가변저항 변동 값 사이의 관계를 나타내는 하기 도 23의 룩업테이블을 로딩하고, 1802단계에서 룩업테이블을 참조하여 해당 대역 내 채널에 대응하는 기준전압 또는 가변저항 변동 값을 선택하고, 1804단계에서 해당 기준전압 또는 가변저항 변동 값을 이용하여 파라미터를 조절할 수 있다. 예컨대, 도 6의 (a)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 Rc1 또는 Rc2 값을 조절하거나 도 6의 (b)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 R1 또는 R2 값을 조절하거나 도 5의 가변저항부(415)의 가변저항을 조절할 수 있다.

도 19는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경하기 위한 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 19의 (a)를 참조하면, 상기 제어부(416)는 1900단계에서 스위칭 주파수를 Δf 만큼 오프셋 시키고 1902단계에서 Δf 만큼 오프셋된 스위칭 주파수에 대응하는 수신감도를 계산하고, 계산된 수신감도가 임계치를 만족할 시 1906단계로 진행하여 상기 스위칭 주파수가 만족하는 주파수 이격거리 만큼 오프셋되도록 파라미터를 조절하고 계산된 수신감도가 임계치를 만족하지 않을 시 1900단계로 되돌아갈 수 있다. 즉, 상기 제어부(1900)는 수신감도가 만족할 때까지 상기 스위칭 주파수를 Δf 만큼씩 오프셋 시킬 수 있다.

또 다른 다양한 실시예에서, 상기 도 19의 (b)를 참조하면, 상기 제어부(416)가 1908단계에서 현재 수신감도를 기반으로 현재 스위칭 주파수를 해당 대역으로부터 얼마만큼 이격시킬지 오프셋 값을 계산하고, 1910단계에서 계산된 오프셋 값만큼 스위칭 주파수가 이동되도록 파라미터를 조절할 수 있다. 예컨대, 도 6의 (a)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 Rc1 또는 Rc2 값을 조절하거나 도 6의 (b)에서 해당 기준전압 변동에 대응하는 R1 또는 R2 값을 조절하거나 도 5의 가변저항부(415)의 가변저항을 조절할 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예에서, VoLTE(Voice Over LTE)의 경우, 입력 포락선의 대역폭이 작기 때문에 DC-DC 스위칭으로 대부분의 에너지를 공급가능하여 DC-DC 컨버터만으로 전력증폭기를 구동시킬 수 있다. 예컨대, 상기 도 4에서, 스위치 모드 컨버터(410)만으로 RF 증폭기(404)에 바이어스 전압을 공급할 수 있다. 상기 스위치 모드 컨버터(410)만으로 RF 증폭기(404)에 바이어스 전압을 공급할 때, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수는 시간에 따른 변화량이 적기 때문에, 고정 스위칭 주파수에 따른 하모닉 성분이 증가하게 될 수 있다. 상기 하모닉 주파수 성분이 통신 대역의 수신대역을 침범하는 경우인지를 판단하여, 상기 하모닉 주파수 성분이 실제 수신 감도 열화를 가져오는 경우에 대해 스위칭 주파수를 오프셋시킬 수 있다.

하기 도 20 내지 하기 도 21은 상기 스위칭 주파수 변경 동작을 음성신호 또는 저대역 신호에서 수행하는 전력 증폭 방법이다.

도 20은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 20을 참조하면, 상기 제어부(416)가 2000단계에서 기저대역 신호가 VoLTE와 같은 음성신호인지를 판단할 수 있다. 예컨대, 상기 제어부(416)는 기저대역 신호가 VoLTE와 같은 음성신호임을 알려주는 제어정보를 수신하거나 상기 기저대역 신호를 분석하여 VoLTE와 같은 음성 신호인지를 인지할 수 있다.

상기 제어부(416)는 2002단계에서 상기 기저대역 신호가 상기 음성신호로 판단될 시, 2004단계로 진행하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단하고, 2006단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.

2008단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급 혹은 배터리 전원을 변조시켜 상기 전력증폭기(404)에 바이어스를 제공할 수 있다.

도 21은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 전력 증폭 방법에 대한 흐름도를 도시하고 있다.

상기 도 21을 참조하면, 상기 제어부(416)가 2100단계에서 스펙트럼 분석을 통해 기저대역 신호의 대역을 판단할 수 있다. 예컨대, 상기 제어부(416)는 상기 기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은 저대역인지 임계치보다 큰 고대역인지를 판단할 수 있다.

상기 제어부(416)는 2102단계에서 상기 기저대역 신호가 저대역으로 판단될 시, 2104단계로 진행하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역 에 포함되지를 판단할 수 있다.

예컨대, 상기 입력 포락선 신호 특성과 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 출력단(Vout)의 신호특성에 기반하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수 대역이 계산될 수 있고, 상기 계산된 스위칭 주파수 대역과 현재 통신에 이용되고 있는 수신대역을 비교하여, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 수신대역에 포함되지를 판단할 수 있다.

2106단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 수신대역에 포함될 시, 상기 히스테리시스 비교기(408)의 기준전압을 변경하거나 가변저항부(415) 설정 변경 등을 통하여 입력전압을 제어하여 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수를 변경시킬 수 있다.

반면, 상기 스위치 모드 컨버터(410)의 스위칭 주파수가 해당 수신대역에 포함되지 않을 시, 해당 모드에서 스위칭 주파수 변경 없이 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.

2108단계에서 상기 스위치 모드 컨버터(410)에서, 변경된 스위칭 주파수에 따라 스위칭 트랜지스터(412)를 on/off시켜 전압공급 혹은 배터리 전원을 변조시켜 상기 전력증폭기(404)에 바이어스 전압을 제공할 수 있다.

도 22는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 룩업테이블을 도시하고 있다.

상기 도 22를 참조하면, 룩업테이블은 대역 내 채널과 기준전압 또는 가변저항 변동 값이 매핑되어 있어서, 송신기에서 해당 대역의 채널을 이용하여 수신 또는 송신하는 경우 스위칭 주파수가 상기 해당 대역의 채널에 포함될 때 상기 해당 대역의 채널에 맵핑된 기준전압 또는 가변저항 변동 값이 상기 제어부(416)에 제공될 수 있다.

도 23은 본 개시의 다양한 실시예에 따른 스위칭 주파수에 대한 하모닉 성분이 수신대역에 포함되는 예를 도시하고 있다.

상기 도 23을 참조하면, 사인파가 아닌 주기적 반복파형은 그 기본주파수를 가지는 사인파와 사인파의 정수배의 주파수를 갖는 파동으로 분해되는데, 하모닉 반복파형을 구성하는 기본파 이외의 성분들을 가리킨다.

다시 말해, 스위칭 주파수는 기본주파수 외에 제n차 고조파로 발생할 수 있고, 스위칭 주파수의 다수 고주파 성분이 일부가 수신대역 에 포함될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에서는 스위칭 주파수의 다수 고주파 성분이 수신대역 에 겹치지 않도록 스위칭 주파수를 오프셋시켜 수신 또는 송신 성능에 영향을 미치지 않도록 하는 것이다.

도 24는 본 개시의 다양한 실시예에 따른 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력전압을 분배하기 위한 구성을 도시하고 있다.

상기 도 24을 참조하면, 전압분배를 위해 상기 가변저항부(415)와 상기 전류 감지 저항(414)은 병렬로 연결될 수 있으며(coupling), 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압은 상기 가변저항부(415)로 전달될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시예에서, 상기 가변저항부(415)는 탭의 위치에 따라, 상기 전류 감지 저항(414)의 전압을 분배시킬 수 있다. 예컨대, 가변저항의 1/2 위치에서 탭이 되면, 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압의 50%만 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공되고, 가변저항의 1/3 위치에서 탭이 되면, 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압의 33%만 상기 히스테리시스 비교기(408)의 입력으로 제공될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시예에서 가변저항의 탭의 위치에 따라 상기 전류 감지 저항(414)에 걸린 전압이 분배되는 예로 제한되지 않으며, 디지털 가변저항으로 구현할 수도 있다.

한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

포락선 변조기: 402,
RF 전력증폭기: 404,
선형 증폭기: 406,
히스테리시스 비교기: 408,
스위치 모드 컨버터: 410,
제어부: 416,
가변저항부: 415,
전류 감지 저항: 414.

Claims

전력 증폭 장치에 있어서,
전력증폭기;
상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터;
포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기;
상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시키는 것을 포함하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함하는 장치.
제2항에 있어서,
상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며,
상기 비교기의 기준전압은,
high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함하는 장치.
제4항에 있어서,
상기 비교기의 기준전압은,
상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며,
상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 것을 포함하는 장치.
제7항에 있어서,
상기 제어부는,
기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나
기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써,
상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단하는 것을 포함하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함하는 장치.
전력 증폭 방법에 있어서,
스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계;
상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 특정 대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신 대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 단계를 포함하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수는, 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 공급하는 비교기의 입력신호 또는 기준전압에 기반하여, 변경되는 것을 포함하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 비교기의 입력신호는 입력단의 가변저항에 의해 분배되는 것을 특징으로 하는 방법.
제11항에 있어서,
상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며,
상기 비교기의 기준전압은,
high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함하는 방법.
제13항에 있어서,
상기 비교기의 기준전압은,
상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며,
상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함하는 방법.
제10항에 있어서,
상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 수신 대역에 포함되는지를 판단하는 단계 전에,
상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공하는지를 판단하는 단계는,
기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하는 단계, 또는
기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단하는 단계를 포함하는 방법.
전자장치에 있어서,
전력증폭기;
상기 전력증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 스위치 모드 컨버터;
포락선 신호에 따라 상기 스위치 모드 컨버터에 스위칭 신호를 제공하는 비교기;
상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 제어부를 포함하는 전자장치.
제18항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 비교기의 입력신호 또는 기준전압을 변경하여 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수를 변경시키는 것을 포함하는 전자장치.
제18항에 있어서,
상기 비교기의 입력에 연결되어 입력전압을 분배하는 가변저항부를 더 포함하는 전자장치.
제20항에 있어서,
상기 비교기는 슈미트 트리거 회로로 구성되며,
상기 비교기의 기준전압은,
high에서 low로 변경시키는 제1 기준전압과 low에서 high로 변경시키는 제2 기준전압 중 하나인 것을 포함하는 전자장치.
제21항에 있어서,
상기 비교기의 기준전압은,
상기 슈미트 트리거 회로에서 상기 제1 기준전압과 상기 제2 기준전압을 제어하는 소자의 값이 변경됨으로써 제어되는 것을 포함하는 전자장치.
제19항에 있어서,
상기 스위칭 신호는 포락선 신호와 유사한 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호이며,
상기 스위칭 주파수의 제어는 소정 시간 동안의 on/off 횟수를 변경함으로써 제어되는 것을 포함하는 장치.
제19항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 스위치 모드 컨버터에서 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 때, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수의 채배주파수가 수신대역에 포함되는지를 판단하고, 상기 스위치 모드 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 수신대역에 포함될 때, 상기 스위칭 주파수를 상기 수신대역으로부터 벗어나도록 오프셋시키는 것을 포함하는 장치.
제19항에 있어서,
상기 제어부는,
기저대역 신호가 음성신호인지를 판단하거나
기저대역 신호의 대역이 임계치보다 작은지를 판단함으로써,
상기 스위치 모드 컨버터만으로 상기 포락선 신호에 대응하는 바이어스 전압을 상기 전력증폭기에 제공할 수 있는지를 판단하는 것을 포함하는 장치.
제19항에 있어서,
상기 포락선 신호와 상기 스위치 모드 컨버터의 출력신호의 전압 차가 오차로 작용할 때, 상기 오차를 보상하는 선형증폭기를 더 포함하는 장치.