WO2014199654A1 - 電流センサ - Google Patents

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鈴木　利一
央志 西村
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    • G01R33/07—Hall effect devices
    • G01R33/072—Constructional adaptation of the sensor to specific applications

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor using a magnetic core and a Hall element.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of a current sensor described in Patent Document 1 as a conventional configuration example of this type of current sensor.
  • the current sensor includes a magnetic core 1, a Hall element 2, a winding 3, a high frequency oscillator 4, an amplifier circuit 5, filters 6 and 7, and a control circuit 8.
  • the Hall element 2 arranged in the gap of the magnetic core 1 that forms the magnetic path of the circulating magnetic flux by the detected current I outputs an electrical signal corresponding to the magnetic flux.
  • a winding 3 is wound around the magnetic core 1.
  • the high frequency oscillator 4 generates a high frequency signal and applies it to the winding 3.
  • the frequency of the high-frequency signal is about 10 times or more than the maximum frequency of the detected current I.
  • the amplifier circuit 5 that amplifies the electrical signal output from the Hall element 2 has an operational amplifier 11, and the positive side output terminal and the negative side output terminal of the Hall element 2 are input to the positive side of the operational amplifier 11 via resistors Ra and Rb, respectively. Terminal and negative input terminal.
  • the positive input terminal of the operational amplifier 11 is biased by a series circuit of resistors Rc and Rd between the power supply Vcc and the ground.
  • One end of the series circuit of the resistors R1 and R2 is connected to the negative input terminal of the operational amplifier 11, and the other end is connected to the ground.
  • One end of the resistor R3 is connected to the connection point between the resistors R1 and R2, and the other end is connected to the output terminal of the operational amplifier 11.
  • the collector-emitter of the transistor Q of the control circuit 8 is connected in parallel to the resistor R2, and the amplification factor of the amplifier circuit 5 changes by changing the resistance value between the collector-emitter of the transistor Q.
  • the filter 6 is a low-pass filter including a resistor R4 and a capacitor C1, and blocks the same frequency component as the frequency of the high-frequency signal from the output signal of the amplifier circuit 5. Of the output signal of the amplifier circuit 5, the frequency component for the current I to be measured passes through the filter 6 and is applied to the output terminal.
  • the filter 7 is a high-pass filter including a capacitor C2 and a resistor R5, and extracts the same frequency component as the frequency component of the high-frequency signal from the output signal of the amplifier circuit 5.
  • the frequency component of the high frequency signal that has passed through the filter 7 is applied to the control circuit 8.
  • the control circuit 8 controls the amplification degree of the amplification circuit 5 based on the electric signal extracted by the filter 7 so that the amplitude of the frequency component becomes a predetermined constant value.
  • the control circuit 8 includes a power source 15 that generates a reference voltage Vref, a rectifier circuit 16 that rectifies an electric signal having a frequency component extracted by the filter 7, and a control according to a difference between the output voltage of the rectifier circuit 16 and the reference voltage Vref. It has a comparison circuit 17 that outputs a signal and a transistor Q.
  • the rectifier circuit 16 includes a diode D and a capacitor C3, and the comparison circuit 17 includes an operational amplifier 18 and resistors R6 and R7.
  • the control signal output from the comparison circuit 17 is applied between the emitter and base of the transistor Q, and the resistance value between the collector and the emitter changes according to the voltage of the control signal, so the amplification degree of the amplifier circuit 5 changes.
  • a high frequency signal is applied to the winding 3 by the high frequency oscillator 4.
  • the output voltage of the Hall element 2 includes a frequency component for the high frequency signal and a frequency component for the detected current I.
  • the output voltage of the Hall element 2 is amplified by the amplifier circuit 5, and the output voltage of the amplifier circuit 5 is applied to the filters 6 and 7.
  • the frequency component of the detected current I passes through the filter 6 and is applied to the output terminal as the output voltage Vout of the current sensor.
  • the frequency component of the high frequency signal passes through the filter 7 and is applied to the control circuit 8.
  • the control circuit 8 the frequency component of the high-frequency signal is rectified and smoothed by the rectifier circuit 16, and the output voltage of the rectifier circuit 16 is compared with the reference voltage Vref by the comparison circuit 17, so that the difference between the two approaches a predetermined value.
  • the transistor Q is controlled.
  • the amplification degree of the amplifying circuit 5 is constantly controlled so that the DC voltage obtained by rectifying and smoothing only the frequency component of the high-frequency signal becomes a predetermined constant value.
  • the detected value for the high-frequency signal applied separately from the current I to be detected includes errors due to various error factors, but the amplification degree of the amplifier circuit 5 is adjusted to eliminate the error. Therefore, the error about the detected current I is also reduced.
  • the current sensor described in Patent Document 1 described above can compensate for the temperature dependence of the magnetic sensitivity of the Hall element, but when viewed as a whole current sensor However, it cannot be said that the compensation for the temperature dependence of the current sensitivity is sufficient, and a measurement error may occur.
  • the current sensor described in Patent Document 1 includes a diode D in the rectifier circuit 16 in the control circuit 8 in the control circuit 8 that controls the amplification degree of the amplifier circuit 5 that amplifies the output voltage of the Hall element 2. Used.
  • the diode D has a low accuracy because the forward drop voltage Vf changes due to temperature change and secular change, and compensation for the temperature dependence of current sensitivity is not sufficient in that respect.
  • An object of the present invention is to provide a highly accurate current sensor that does not depend on temperature and that eliminates the effect of temperature dependence of the magnetic sensitivity of the Hall element and always obtains a constant current sensitivity even if the temperature changes. There is to do.
  • a current sensor has a gap, a magnetic core through which a magnetic flux generated by a current to be measured passes, a Hall element disposed in the gap, and a magnetic flux applied to the Hall element
  • a high frequency oscillator that applies a high frequency signal to the coil, an amplifier that amplifies the output of the Hall element, a first low-pass filter that removes the frequency component of the high frequency signal from the output of the amplifier, the output of the amplifier, and the A multiplier that multiplies the high-frequency signal; a second low-pass filter that removes a frequency component equal to or greater than a difference between the frequency of the high-frequency signal and the frequency of the current to be measured; and a second low-pass filter from the reference voltage
  • a subtractor for subtracting the output of the subtractor, a control signal generator for generating a control signal from the output of the subtractor, and a current supplied to the Hall element by the control signal
  • a current control circuit for controlling.
  • a current sensor has a gap, a magnetic core through which a magnetic flux generated by a current to be measured passes, a Hall element disposed in the gap, and a magnetic flux applied to the Hall element
  • a high frequency oscillator that applies a high frequency signal to the coil, an amplifier that amplifies the output of the Hall element, a first low-pass filter that removes the frequency component of the high frequency signal from the output of the amplifier, the output of the amplifier, and the A multiplier that multiplies the high-frequency signal; a second low-pass filter that removes a frequency component equal to or greater than a difference between the frequency of the high-frequency signal and the frequency of the current to be measured; and a second low-pass filter from the reference voltage
  • a subtractor that subtracts the output of the subtractor, a control signal generator that generates a control signal from the output of the subtractor, and a gain that is controlled by the control signal.
  • a variable amplifier for amplifying an output of the first low-pass filter is gain.
  • the current sensitivity is not affected by the temperature change and is always controlled to be constant, so that a highly accurate current sensor having excellent temperature characteristics can be obtained.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional configuration example of a current sensor.
  • FIG. 2 is a block diagram for explaining the configuration of the first embodiment of the current sensor according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the mounting relationship between the Hall element and the coil in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a coil pattern on the substrate in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram for explaining the configuration of a second embodiment of the current sensor according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram for explaining the configuration of a third embodiment of the current sensor according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining the configuration of a fourth embodiment of the current sensor according to the present invention.
  • FIG. 2 shows the functional configuration of the first embodiment of the current sensor according to the present invention
  • FIG. 3 shows the positional relationship between the Hall elements and the coils.
  • the magnetic core 21 through which the magnetic flux generated by the current to be measured is formed is C-shaped or ring-shaped, and the hall element 22 and the coil 23 are arranged in a gap 21a formed in a part thereof. .
  • the Hall element 22 outputs an electrical signal corresponding to the applied magnetic flux.
  • the coil 23 can apply a magnetic flux to the Hall element 22.
  • the hall element 22 and the coil 23 are formed on the same substrate. As shown in FIG. 3, the Hall element 22 is formed on one plate surface of the substrate 24, and the coil 23 is formed on the other plate surface of the substrate 24.
  • the coil 23 is a planar coil having a shape as shown in FIG. 4 and is provided in a pattern on the substrate 24.
  • reference numeral 23a denotes a via (relay through hole). If the board 24 is a double-sided printed board or a multilayer printed board, such a coil 23 can be easily formed.
  • the shape of the coil 23 is not limited to the shape shown in FIG. 4, and may be a spiral shape.
  • the electric circuit 100 is provided on the substrate 24.
  • the electric circuit 100 has a configuration as shown in FIG. 2.
  • the voltage source 31 the resistor 32, the high frequency oscillator 33, the differential amplifier 34, the first low pass filter 35, the multiplier 36, 2 low-pass filter 37, reference voltage source 38, subtractor 39, control signal generator 41, and current control circuit 42.
  • the high frequency oscillator 33 applies a high frequency signal to the coil 23.
  • the frequency of the high-frequency signal is higher than the output band of the current sensor. For example, when the output band of the current sensor is DC to 100 kHz, the frequency of the high-frequency signal is 1 MHz.
  • the voltage source 31 is set to + 5V, for example.
  • the hall element 22 outputs an AC voltage having the frequency of the high-frequency signal applied to the coil 23.
  • the output of the Hall element 22 is amplified by the differential amplifier 34, and the amplified output is input to the first low-pass filter 35 and the multiplier 36.
  • the first low pass filter 35 removes the frequency component of the high frequency signal from the output of the differential amplifier 34. Therefore, the output of the first low-pass filter 35 is zero.
  • the output of the differential amplifier 34 input to the multiplier 36 is multiplied with the high frequency signal applied to the coil 23.
  • the output of the multiplier 36 is input to the second low-pass filter 37, and the second low-pass filter 37 removes the frequency component of the high-frequency signal from the output of the multiplier 36.
  • the output of the second low-pass filter 37 is input to the subtractor 39, and the subtractor 39 subtracts the output of the second low-pass filter 37 from the reference voltage input from the reference voltage source 38.
  • the output of the subtractor 39 is a deviation signal from the reference value.
  • the deviation signal (output of the subtractor 39) is input to the control signal generator 41.
  • the control signal generator 41 is an integrator, and the deviation signal is integrated to generate a control signal.
  • the control signal is input to the current control circuit 42, and the current control circuit 42 controls the current supplied to the Hall element 22 by the control signal.
  • a transistor can be used for the current control circuit 42.
  • the collector current can be controlled by applying a control current to the base, and in the field effect transistor (FET), the drain current can be controlled by applying a control voltage to the gate.
  • FET field effect transistor
  • the current control circuit 42 operates so as to change the current. For example, when the output of the second low-pass filter 37 is smaller than the reference value, the deviation signal becomes a positive value, and the current control circuit 42 operates to increase the current. Since the Hall element 22 increases in current (drive current), the magnetic sensitivity is increased, so that the output voltage is increased with respect to the magnetic flux from the coil 23 and is controlled so as to approach the reference value, that is, the deviation signal is reduced. Is done.
  • the output of the differential amplifier 34 corresponding to the current to be measured is V I sin ( ⁇ 1 t + ⁇ )
  • V I amplitude ⁇ 1 : current current angular frequency to be measured
  • the output of the corresponding differential amplifier 34 is Asin ⁇ 2 t
  • A amplitude ⁇ 2 : high frequency oscillator output angular frequency, high frequency oscillator output, Bsin ⁇ 2 t
  • the output of the first and second low-pass filters 35 and 37 will be described as B: amplitude.
  • the output of the differential amplifier 34 is V I sin ( ⁇ 1 t + ⁇ ) + Asin ⁇ 2 t It becomes. Since the first low-pass filter 35 removes the frequency component of the high-frequency signal from the output of the differential amplifier 34, the output of the first low-pass filter 35, that is, the output of the current sensor is V I sin ( ⁇ 1 t + ⁇ ) It becomes.
  • the second low-pass filter 37 removes a frequency component greater than or equal to
  • the output of AB / 2 thus, the value corresponds to the amplitude B of the high-frequency signal output from the high-frequency oscillator 33 and the amplitude A of the output of the differential amplifier 34 corresponding to the high-frequency signal, and this value is controlled to approach the reference value.
  • FIG. 5 shows a functional configuration of the current sensor according to the second embodiment of the present invention.
  • the arrangement of the Hall element 22 and the coil 23 is the same as in the first embodiment.
  • the electric circuit 200 does not have the current control circuit 42 in the electric circuit 100 of the first embodiment, and a variable amplifier 43 is provided in the subsequent stage of the first low-pass filter 35. 1 is the same as the electric circuit 100 of FIG.
  • a current (drive current) is supplied from the voltage source 31 to the hall element 22 via the resistor 32.
  • the control signal generated by the control signal generator 41 is input to the variable amplifier 43 in this example.
  • the gain (gain) of the variable amplifier 43 is controlled by a control signal, and the variable amplifier 43 amplifies the output of the first low-pass filter 35 with the controlled gain. That is, in this example, the control signal is used for gain control of the variable amplifier 43.
  • the gain of the variable amplifier 43 is controlled to be small. Therefore, the gain of the variable amplifier 43 can be reduced and compensated by the increase in the magnetic sensitivity of the Hall element 22, whereby the current sensitivity is not affected by the temperature change and is maintained constant. .
  • a constant current source may be used in place of the voltage source 31 and the resistor 32. If a constant current source is used, more accurate measurement can be performed.
  • Embodiment 3 of the current sensor according to the present invention will be described.
  • FIG. 6 shows a functional configuration of the third embodiment, and the electric circuit 100 ′ has a configuration in which a comparator 51 is added to the electric circuit 100 of the first embodiment.
  • the comparator 51 receives the control signal generated by the control signal generator 41, and the comparator 51 generates and outputs a failure detection signal from the control signal.
  • FIG. 7 shows a functional configuration of a current sensor according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the electric circuit 200 has a configuration in which a comparator 51 is added to the electric circuit 200 according to the second embodiment.
  • the comparator 51 receives a control signal from the control signal generator 41, and the comparator 51 generates and outputs a failure detection signal from the control signal.
  • the coil 23 for applying a magnetic flux to the Hall element 22 is a planar coil and is patterned on the substrate 24. Therefore, for example, a troublesome task of winding the coil is unnecessary. In this respect, the current sensor can be manufactured at low cost.
  • the control signal generator 41 is an integrator, but may be an amplifier that amplifies the output (deviation signal) of the subtractor 39 to generate a control signal.

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Abstract

　空隙を有し、被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コアと、前記空隙に配置されたホール素子と、ホール素子に磁束を印加するコイルと、コイルに高周波信号を印加する高周波発振器と、ホール素子の出力を増幅する増幅器と、増幅器の出力から高周波信号の周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと、増幅器の出力と高周波信号とを掛け算する掛け算器と、掛け算器の出力から高周波信号の周波数と被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去する第２のローパスフィルタと、基準電圧から第２のローパスフィルタの出力を引き算する引き算器と、引き算器の出力から制御信号を生成する制御信号生成器と、制御信号によりホール素子に供給する電流を制御する電流制御回路とを有する。温度変化の影響を受けず、常に一定の電流感度を得ることができる。

Description

電流センサ
　この発明は磁性体コアとホール素子を使用する電流センサに関する。
　図１はこの種の電流センサの従来構成例として特許文献１に記載されている電流センサの回路構成を示したものである。この例では電流センサは、磁性体コア１とホール素子２と巻線３と高周波発振器４と増幅回路５とフィルタ６，７と制御回路８とによって構成されている。
　被検出電流Ｉによる周回磁束の磁路をなす磁性体コア１のギャップに配置されたホール素子２は磁束に応じた電気信号を出力する。磁性体コア１には巻線３が巻回されている。高周波発振器４は高周波信号を発生し、巻線３に印加する。高周波信号の周波数は、被検出電流Ｉの最大周波数の１０倍程度またはそれ以上とされている。
　ホール素子２により出力された電気信号を増幅する増幅回路５はオペアンプ１１を有し、ホール素子２の正側出力端子及び負側出力端子はそれぞれ抵抗Ｒａ，Ｒｂを介してオペアンプ１１の正側入力端子及び負側入力端子に接続されている。オペアンプ１１の正側入力端子は電源Ｖｃｃとグランドとの間の抵抗Ｒｃ，Ｒｄの直列回路によりバイアスされている。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の一端がオペアンプ１１の負側入力端子に接続され、他端がグランドに接続されている。また、抵抗Ｒ３の一端が抵抗Ｒ１とＲ２の接続点に接続され、他端がオペアンプ１１の出力端子に接続されている。
　抵抗Ｒ２には制御回路８のトランジスタＱのコレクタ－エミッタが並列に接続されており、トランジスタＱのコレクタ－エミッタ間の抵抗値を変化させることにより増幅回路５の増幅度が変化する。
　フィルタ６は抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１で構成されるローパスフィルタであり、増幅回路５の出力信号から高周波信号の周波数と同一の周波数成分を遮断する。増幅回路５の出力信号のうちの被測定電流Ｉについての周波数成分はフィルタ６を通過し、出力端子に印加される。
　フィルタ７はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ５で構成されるハイパスフィルタであり、増幅回路５の出力信号から高周波信号の周波数成分と同一の周波数成分を抽出する。フィルタ７を通過した高周波信号についての周波数成分は制御回路８に印加される。
　制御回路８はフィルタ７により抽出された電気信号に基づいて、その周波数成分の振幅が所定の一定値になるように増幅回路５の増幅度を制御する。制御回路８は基準電圧Ｖｒｅｆを発生する電源１５と、フィルタ７により抽出された周波数成分の電気信号を整流する整流回路１６と、整流回路１６の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた制御信号を出力する比較回路１７と、トランジスタＱとを有する。
　整流回路１６はダイオードＤとコンデンサＣ３を有し、比較回路１７はオペアンプ１８と抵抗Ｒ６，Ｒ７を有する。比較回路１７から出力される制御信号はトランジスタＱのエミッタ－ベース間に印加され、制御信号の電圧に応じてコレクタ－エミッタ間の抵抗値が変化するため、増幅回路５の増幅度が変化する。
　この電流センサでは高周波発振器４により巻線３に高周波信号が印加される。ホール素子２の出力電圧には高周波信号についての周波数成分と、被検出電流Ｉについての周波数成分が含まれる。ホール素子２の出力電圧は増幅回路５で増幅され、増幅回路５の出力電圧はフィルタ６及び７に印加される。被検出電流Ｉについての周波数成分はフィルタ６を通過し、電流センサの出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子に印加される。
　一方、高周波信号についての周波数成分はフィルタ７を通過し、制御回路８に印加される。制御回路８では整流回路１６によりその高周波信号についての周波数成分が整流平滑化され、比較回路１７により整流回路１６の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとが比較され、両者の差が所定の値に近づくようにトランジスタＱが制御される。
　従って、この電流センサでは高周波信号についての周波数成分のみを整流平滑化して得られる直流電圧が所定の一定値になるように、増幅回路５の増幅度が常時制御されるものとなっている。これにより、被検出電流Ｉとは別に印加される高周波信号についての検出値も様々な誤差要因に起因して誤差を含んでいるが、その誤差を無くすべく増幅回路５の増幅度が調整されるため、被検出電流Ｉについての誤差も併せて低減されるものとなっている。
特開２０１２－８００９号公報
　ところで、ホール素子を使用する電流センサでは、ホール素子の磁気感度が温度によって変化することに基因して電流感度が温度によって変化するという問題があり、このような電流感度の温度依存性を補償することは高精度な測定を行う上で重要な課題となっている。
　この点、上述した特許文献１に記載されている電流センサは、ホール素子の磁気感度の温度依存性に対しては補償を行うことができるものとなっているものの、電流センサ全体として見た場合、電流感度の温度依存性に対する補償は十分とは言えず、測定誤差が生じうるものとなっていた。
　即ち、特許文献１に記載されている電流センサは、ホール素子２の出力電圧を増幅する増幅回路５の増幅度を制御する制御回路８において、その制御回路８内の整流回路１６にダイオードＤを用いている。ダイオードＤは温度変化、経年変化により順方向降下電圧Ｖｆが変化するため、精度が悪く、その点で電流感度の温度依存性に対する補償は十分とは言えないものとなっていた。
　この発明の目的は、ホール素子の磁気感度の温度依存性の影響を排除し、温度が変化しても常に一定の電流感度が得られるようにした温度依存性のない高精度な電流センサを提供することにある。
　この発明の第１の観点によれば、電流センサは、空隙を有し、被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コアと、前記空隙に配置されたホール素子と、ホール素子に磁束を印加するコイルと、コイルに高周波信号を印加する高周波発振器と、ホール素子の出力を増幅する増幅器と、増幅器の出力から前記高周波信号の周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと、増幅器の出力と前記高周波信号とを掛け算する掛け算器と、掛け算器の出力から前記高周波信号の周波数と被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去する第２のローパスフィルタと、基準電圧から第２のローパスフィルタの出力を引き算する引き算器と、引き算器の出力から制御信号を生成する制御信号生成器と、前記制御信号によりホール素子に供給する電流を制御する電流制御回路とを有する。
　この発明の第２の観点によれば、電流センサは、空隙を有し、被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コアと、前記空隙に配置されたホール素子と、ホール素子に磁束を印加するコイルと、コイルに高周波信号を印加する高周波発振器と、ホール素子の出力を増幅する増幅器と、増幅器の出力から前記高周波信号の周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと、増幅器の出力と前記高周波信号とを掛け算する掛け算器と、掛け算器の出力から前記高周波信号の周波数と被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去する第２のローパスフィルタと、基準電圧から第２のローパスフィルタの出力を引き算する引き算器と、引き算器の出力から制御信号を生成する制御信号生成器と、前記制御信号によりゲインが制御され、その制御されたゲインで第１のローパスフィルタの出力を増幅する可変増幅器とを有する。
　この発明によれば、電流感度は温度変化の影響を受けず、常に一定に制御されるため、温度特性に優れた高精度な電流センサを得ることができる。
図１は電流センサの従来構成例を示す回路図である。 図２はこの発明による電流センサの実施例１の構成を説明するためのブロック図である。 図３は図２におけるホール素子、コイルの実装関係を説明するための図である。 図４は図３における基板上のコイルパターンを示す図である。 図５はこの発明による電流センサの実施例２の構成を説明するためのブロック図である。 図６はこの発明による電流センサの実施例３の構成を説明するためのブロック図である。 図７はこの発明による電流センサの実施例４の構成を説明するためのブロック図である。
　以下にこの発明の実施例を説明する。
　図２はこの発明による電流センサの実施例１の機能構成を示したものであり、図３はホール素子及びコイルの配置関係を示したものである。
　被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コア２１は図３に示したようにＣ形あるいはリング形状とされ、その一部に形成された空隙２１ａにホール素子２２とコイル２３が配置されている。ホール素子２２は印加される磁束に応じた電気信号を出力する。コイル２３はホール素子２２に磁束を印加することができるものとなっている。
　ホール素子２２とコイル２３はこの例では同一基板上に形成されている。ホール素子２２は図３に示したように基板２４の一方の板面に形成され、コイル２３は基板２４の他方の板面に形成されている。
　コイル２３は図４に示したような形状を有する平面コイルとされ、基板２４上にパターン形成されて設けられている。図４中、２３ａはビア（中継スルーホール）を示す。基板２４を両面プリント基板もしくは多層プリント基板とすれば、このようなコイル２３を容易に形成することができる。なお、コイル２３の形状は図４に示したような形状に限らず、渦巻形状としてもよい。
　基板２４上には電気回路１００が設けられている。電気回路１００は図２に示したような構成を有するものとされ、この例では電圧源３１と抵抗器３２と高周波発振器３３と差動増幅器３４と第１のローパスフィルタ３５と掛け算器３６と第２のローパスフィルタ３７と基準電圧源３８と引き算器３９と制御信号生成器４１と電流制御回路４２とによって構成されている。
　高周波発振器３３はコイル２３に高周波信号を印加する。この高周波信号の周波数は電流センサの出力帯域よりも高い周波数とされる。例えば、電流センサの出力帯域をＤＣ～１００ｋＨｚとした場合、高周波信号の周波数は１ＭＨｚとされる。
　今、被測定電流が０と仮定して電気回路１００の動作を説明する。
　電圧源３１から抵抗器３２及び電流制御回路４２を介してホール素子２２に電流（駆動電流）が供給される。電圧源３１は例えば＋５Ｖとされる。
　ホール素子２２からはコイル２３に印加された高周波信号の周波数の交流電圧が出力される。ホール素子２２の出力は差動増幅器３４で増幅され、増幅された出力は第１のローパスフィルタ３５と掛け算器３６に入力される。第１のローパスフィルタ３５は差動増幅器３４の出力から高周波信号の周波数成分を除去する。よって、第１のローパスフィルタ３５の出力は０となる。
　一方、掛け算器３６に入力された差動増幅器３４の出力は、コイル２３に印加されている高周波信号と掛け算される。掛け算器３６の出力は第２のローパスフィルタ３７に入力され、第２のローパスフィルタ３７は掛け算器３６の出力から高周波信号の周波数成分を除去する。
　第２のローパスフィルタ３７の出力は引き算器３９に入力され、引き算器３９は基準電圧源３８から入力される基準電圧から第２のローパスフィルタ３７の出力を引き算する。引き算器３９の出力は基準値との偏差信号となる。
　偏差信号（引き算器３９の出力）は制御信号生成器４１に入力される。制御信号生成器４１はこの例では積分器とされ、偏差信号は積分されて制御信号が生成される。制御信号は電流制御回路４２に入力され、電流制御回路４２は制御信号によりホール素子２２に供給する電流を制御する。
　電流制御回路４２には例えばトランジスタを用いることができる。バイポーラトランジスタでは、ベースに制御電流を印加することでコレクタ電流を制御することができ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）では、ゲートに制御電圧を印加することでドレイン電流を制御することができる。
　電流制御回路４２は電流を変化させるように動作する。例えば、第２のローパスフィルタ３７の出力が基準値より小さい場合、偏差信号は正の値となり、電流制御回路４２は電流を大きくするように動作する。ホール素子２２は電流（駆動電流）が増加するので磁気感度が大きくなり、よってコイル２３からの磁束に対して出力電圧が大きくなり、基準値に近づくように、つまり偏差信号が小さくなるように制御される。
　このような制御により、例えば温度変化によってホール素子２２の磁気感度が変化すると、ホール素子２２から出力される高周波信号の振幅が変化し、それを補償するようにホール素子２２の磁気感度が制御されるため、電流センサの電流感度は温度変化の影響を受けず、常に一定の電流感度が維持される。
　以下、被測定電流に対応する差動増幅器３４の出力を、
　　　　ＶＩｓｉｎ（ω１ｔ＋φ）
　　　　　　　　但し、ＶＩ：振幅
　　　　　　　　　　　ω１：被測定電流角周波数
　　　　　　　　　　　φ：高周波発振器出力に対する位相差
とし（被測定電流が直流の場合はω１＝０，φ＝０）、コイル２３によって印加される磁束に対応する差動増幅器３４の出力を、
　　　　Ａｓｉｎω２ｔ
　　　　　　　　但し、Ａ：振幅
　　　　　　　　　　ω２：高周波発振器出力角周波数
とし、高周波発振器出力を、
　　　　Ｂｓｉｎω２ｔ
　　　　　　　　但し、Ｂ：振幅
として、第１及び第２のローパスフィルタ３５，３７の出力を説明する。
　差動増幅器３４の出力は、
　　　　ＶＩｓｉｎ（ω１ｔ＋φ）＋Ａｓｉｎω２ｔ
となる。第１のローパスフィルタ３５は差動増幅器３４の出力から高周波信号の周波数成分を除去するので第１のローパスフィルタ３５の出力、即ち電流センサの出力は、
　　　　ＶＩｓｉｎ（ω１ｔ＋φ）
となる。一方、掛け算器３６の出力は、
｛ＶＩｓｉｎ（ω１ｔ＋φ）＋Ａｓｉｎω２ｔ｝×Ｂｓｉｎω２ｔ
＝ＶＩＢｓｉｎ（ω１ｔ＋φ）×ｓｉｎω２ｔ＋ＡＢｓｉｎω２ｔ×ｓｉｎω２ｔ
＝ＶＩＢ｛ｃｏｓ（（ω１－ω２）ｔ＋φ）－ｃｏｓ（（ω１＋ω２）ｔ＋φ）｝／２＋ＡＢ（１－ｃｏｓ２ω２ｔ）／２
となる。第２のローパスフィルタ３７は掛け算器３６の出力から｜ω１－ω２｜以上、即ち高周波信号の周波数と被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去するので、第２のローパスフィルタ３７の出力は、
　　　　ＡＢ／２
となり、高周波発振器３３から出力される高周波信号の振幅Ｂ及び高周波信号に対応する差動増幅器３４の出力の振幅Ａに対応した値となり、この値が基準値に近づくように制御される。
　図５はこの発明による電流センサの実施例２の機能構成を示したものである。ホール素子２２及びコイル２３の配置は実施例１と同じである。
　この例では電気回路２００は実施例１の電気回路１００中の電流制御回路４２がなく、第１のローパスフィルタ３５の後段に可変増幅器４３を設けたものとなっており、他の構成は実施例１の電気回路１００と同じである。ホール素子２２には電圧源３１から抵抗器３２を介して電流（駆動電流）が供給される。
　実施例１と同様にして、制御信号生成器４１で生成される制御信号は、この例では可変増幅器４３に入力される。可変増幅器４３のゲイン（利得）は制御信号により制御され、その制御されたゲインで可変増幅器４３は第１のローパスフィルタ３５の出力を増幅する。即ち、この例では制御信号は可変増幅器４３のゲイン制御に使用される。
　例えば、ホール素子２２の磁気感度が温度変化で大きくなった場合、引き算器３９から出力される偏差信号は負となり、制御信号生成器４１で生成される制御信号も負となる。この時、可変増幅器４３のゲインは小さくなるように制御される。よって、ホール素子２２の磁気感度が大きくなった分、可変増幅器４３のゲインが小さくなって補償することができ、これにより電流感度は温度変化の影響を受けず、一定に維持されるものとなる。
　なお、この例では電圧源３１及び抵抗器３２に替えて定電流源を用いるようにしてもよく、定電流源を用いれば、より高精度な測定を行うことができる。
　次に、この発明による電流センサの実施例３の構成について説明する。
　図６は実施例３の機能構成を示したものであり、電気回路１００’は実施例１の電気回路１００に比較器５１が付加された構成となっている。比較器５１には制御信号生成器４１で生成される制御信号が入力され、比較器５１はその制御信号から故障検出信号を生成して出力する。
　電圧源３１、抵抗器３２、電流制御回路４２、ホール素子２２、差動増幅器３４、掛け算器３６、第２のローパスフィルタ３７、基準電圧源３８、引き算器３９、制御信号生成器４１、高周波発振器３３及びコイル２３のいずれかが故障した場合、積分器で構成されている制御信号生成器４１から出力される制御信号は０又は電源電圧に飽和する。よって、この場合の比較器５１の出力が例えば０になるように、比較器５１をウインドコンパレータで構成すれば、故障検出を行うことができる。
　図７はこの発明による電流センサの実施例４の機能構成を示したものであり、電気回路２００’は実施例２の電気回路２００に比較器５１が付加された構成となっている。比較器５１には実施例３と同様、制御信号生成器４１から制御信号が入力され、比較器５１はその制御信号から故障検出信号を生成して出力する。
　電圧源３１、抵抗器３２、ホール素子２２、差動増幅器３４、掛け算器３６、第２のローパスフィルタ３７、基準電圧源３８、引き算器３９、制御信号生成器４１、高周波発振器３３及びコイル２３のいずれかが故障した場合、実施例３と同様、制御信号は０又は電源電圧に飽和するため、この場合の比較器５１の出力が例えば０になるように比較器５１をウインドコンパレータで構成すれば、故障検出を行うことができる。
　以上、各種実施例について説明したが、ホール素子２２に磁束を印加するコイル２３は平面コイルとされ、基板２４上にパターン形成されるため、例えばコイルを巻くといった面倒な作業は不要であり、その点で電流センサを低コストで製作することができる。
　なお、制御信号生成器４１は積分器としているが、引き算器３９の出力（偏差信号）を増幅して制御信号を生成する増幅器としてもよい。

Claims (6)

  1. 　　空隙を有し、被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コアと、
    　　前記空隙に配置されたホール素子と、
    　　前記ホール素子に磁束を印加するコイルと、
    　　前記コイルに高周波信号を印加する高周波発振器と、
    　　前記ホール素子の出力を増幅する増幅器と、
    　　前記増幅器の出力から前記高周波信号の周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと、
    　　前記増幅器の出力と前記高周波信号とを掛け算する掛け算器と、
    　　前記掛け算器の出力から前記高周波信号の周波数と前記被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去する第２のローパスフィルタと、
    　　基準電圧から前記第２のローパスフィルタの出力を引き算する引き算器と、
    　　前記引き算器の出力から制御信号を生成する制御信号生成器と、
    　　前記制御信号により前記ホール素子に供給する電流を制御する電流制御回路とを有する電流センサ。
  2. 　　空隙を有し、被測定電流によって発生する磁束を通す磁性体コアと、
    　　前記空隙に配置されたホール素子と、
    　　前記ホール素子に磁束を印加するコイルと、
    　　前記コイルに高周波信号を印加する高周波発振器と、
    　　前記ホール素子の出力を増幅する増幅器と、
    　　前記増幅器の出力から前記高周波信号の周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと、
    　　前記増幅器の出力と前記高周波信号とを掛け算する掛け算器と、
    　　前記掛け算器の出力から前記高周波信号の周波数と前記被測定電流の周波数の差以上の周波数成分を除去する第２のローパスフィルタと、
    　　基準電圧から前記第２のローパスフィルタの出力を引き算する引き算器と、
    　　前記引き算器の出力から制御信号を生成する制御信号生成器と、
    　　前記制御信号によりゲインが制御され、その制御されたゲインで前記第１のローパスフィルタの出力を増幅する可変増幅器とを有する電流センサ。
  3. 　　請求項１又は２の電流センサにおいて、
    　　前記制御信号から故障検出信号を生成する比較器を有する。
  4. 　　請求項１乃至３のいずれかの電流センサにおいて、
    　　前記ホール素子と前記コイルは同一基板上に形成されている。
  5. 　　請求項１乃至４のいずれかの電流センサにおいて、
    　　前記制御信号生成器は積分器である。
  6. 　　請求項１乃至４のいずれかの電流センサにおいて、
    　　前記制御信号生成器は増幅器である。
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