WO2014038188A1 - 帯域通過フィルタ - Google Patents

帯域通過フィルタ Download PDF

Info

Publication number
WO2014038188A1
WO2014038188A1 PCT/JP2013/005217 JP2013005217W WO2014038188A1 WO 2014038188 A1 WO2014038188 A1 WO 2014038188A1 JP 2013005217 W JP2013005217 W JP 2013005217W WO 2014038188 A1 WO2014038188 A1 WO 2014038188A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
band
pass filter
coupling
metal plate
plate
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/005217
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
大輔 岩中
Original Assignee
日本電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
Priority to RU2015112582/28A priority Critical patent/RU2602756C2/ru
Priority to MX2015002935A priority patent/MX341059B/es
Priority to EP13834721.6A priority patent/EP2894711A4/en
Priority to US14/426,717 priority patent/US20150236392A1/en
Priority to CN201380046825.0A priority patent/CN104620439A/zh
Publication of WO2014038188A1 publication Critical patent/WO2014038188A1/ja
Priority to IN1746DEN2015 priority patent/IN2015DN01746A/en
Priority to PH12015500475A priority patent/PH12015500475A1/en
Priority to ZA2015/02008A priority patent/ZA201502008B/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/2016—Slot line filters; Fin line filters

Definitions

  • the present invention relates to a fin-line bandpass filter having a wide band selection range used in a microwave band or a millimeter wave band.
  • a waveguide filter is preferably used as a band-pass filter used in a microwave band or the like.
  • This waveguide filter is widely used in communication equipment such as a base station because it has low loss and is excellent in high power durability capable of handling a large amount of power.
  • One of the waveguide filters is a finline type bandpass filter.
  • This filter is a band-pass filter composed of a rectangular waveguide divided at the center of the wide surface and a thin metal plate designed to resonate at a predetermined frequency sandwiched therebetween. Since the metal plate can be manufactured with high accuracy by etching or pressing, the characteristics can be ensured only by assembling without adjusting the characteristics with screws. Therefore, it has the feature that assembly time and inspection time can be significantly reduced.
  • the feature of the fin line type bandpass filter is that the resonance frequency and the coupling coefficient are determined by the thin metal plate to be sandwiched.
  • a known fin line filter cannot be used because a sufficient coupling coefficient cannot be secured in a wide bandwidth or a very high frequency band such as a millimeter wave (Patent Document 1).
  • the thickness of the thin metal plate is limited in manufacturing, and it is difficult to make it thinner than a certain value. For this reason, when the size of the waveguide is reduced by application to the millimeter wave band or the like, the proportion of the metal plate is increased, and the realizable coupling coefficient is further reduced. Therefore, the fin line filter cannot be used particularly when the frequency such as the millimeter wave band is high.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and its object is to provide a rectangular waveguide divided at the center of a wide surface and a thin waveguide designed to resonate at a predetermined frequency sandwiched therebetween.
  • An object of the present invention is to provide a bandpass filter having a wide bandwidth that requires a high coupling coefficient by widening the range of values of the coupling coefficient that can be realized in a fin line type bandpass filter made of a metal plate.
  • a band-pass filter including a rectangular waveguide divided at the center of a wide surface and a metal plate sandwiched between the rectangular waveguides, at least one of the coupling plates provided on the metal plate is divided. This is a band pass filter.
  • the fin line type bandpass filter of the present invention it is possible to widen the range of values of the coupling coefficient that can be realized, and to realize a wide bandpass filter that requires a high coupling coefficient.
  • FIG. 1 is an exploded perspective view of a fin-line bandpass filter 10 according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a perspective view after assembly.
  • the fin-line type bandpass filter 10 is composed of rectangular waveguides A1 and B2 divided at the center of the wide surface, and a thin metal plate 3 designed to resonate at a predetermined frequency sandwiched therebetween.
  • the cut plate is the bonded plate a5
  • the uncut plate is the bonded plate b6.
  • FIGS. 1 and 2 only the first stage and the last stage among the coupling plates from the first stage to the last stage are cut, but other coupling boards may be cut according to the required coupling coefficient. (Description of operation) The operation when a part of the coupling plate for determining the coupling coefficient is cut will be described with a specific example.
  • FIG. 3 shows an example of a fin line type band-pass filter having a known metal plate shape.
  • 4A and 4B show enlarged views of a part of the metal plate of the present invention and a known fin line type bandpass filter.
  • FIG. 5 shows the relationship between the ripple band and the coupling coefficient k required for the first stage.
  • the coupling coefficient here is that of a Chebyshev type filter, and an example having a frequency of 73.5 GHz is given. Since the coupling coefficient required for the first stage (final stage) is the largest among the coupling coefficients that determine the bandwidth of the filter, only the relation between the ripple band and the first stage coupling coefficient is shown here. For example, in order to make a filter having a center frequency of 73.5 GHz, a stage number of 7 stages, and a ripple band of 6000 MHz, the coupling coefficient of the first stage needs to be 0.53. In order to obtain a desired characteristic, it is necessary to satisfy a required coupling coefficient, and if it deviates from that, the characteristic deteriorates. In the fin-line filter, the structure that determines the coupling coefficient is a coupling plate.
  • FIG. 6 shows the relationship between the coupling plate width W and coupling coefficient k in the case of a known structure.
  • the width W of the coupling plate is shown in FIG. 4B.
  • the solid line in FIG. 6 is when the thickness of the metal plate is 0.1 mm, and the dotted line is when the thickness of the metal plate is 0.2 mm.
  • the thinner the metal plate and the narrower the width the greater the coupling coefficient.
  • the lower limit of the width of the metal plate is about the same value as the thickness due to manufacturing problems, and the thickness of the metal plate cannot be reduced anywhere due to the strength. Considering productivity such as assembly, the limit of the thickness of the metal plate is about 0.1 mm.
  • the maximum value that can be taken as the coupling coefficient in this case is 0.39.
  • the coupling coefficient at the first stage requires 0.53, but the conventional structure Thus, a coupling coefficient of 0.53 cannot be realized.
  • the known structure only a bandpass filter with a ripple band of 3000 MHz or less can be realized.
  • the known metal plate structure cannot realize a filter with a wide bandwidth, and therefore the shape of the coupling plate of the present embodiment that can increase the coupling coefficient is effective.
  • FIG. 7 shows the relationship between the coupling plate spacing D and the coupling coefficient k.
  • the distance D between the coupling plates is shown in FIG. 4A.
  • the width W of the metal plate at this time is 1 mm.
  • Increasing the distance D between the coupling plates increases the coupling coefficient.
  • the coupling between the resonators is strengthened and the coupling coefficient is increased.
  • the coupling plate interval D is about 0.6 mm
  • the coupling coefficient is 0.53. Therefore, a band-pass filter with a ripple band of 6000 MHz that cannot be realized with a known structure can be realized.
  • FIG. 8 shows the characteristics of the fin-line type bandpass filter designed using the structure of this embodiment.
  • the solid line is the passage loss S21, and the dotted line is the reflection loss S11.
  • This filter has a metal plate cut only at the first stage and the last stage of the coupling plate, and can obtain very good characteristics.
  • the characteristics in the case where only the first stage and the last stage are cut out of the coupling plates from the first stage to the last stage are shown, but other coupling boards may be cut according to the required coupling coefficient.
  • a coupling coefficient that cannot be realized by a known structure is realized, and a filter having a wide bandwidth can be realized.
  • the fin-line band can be used in higher order modes such as TE102 and TE103.
  • a pass filter can be configured.
  • An advantage of using a higher order mode is that it is possible to create a filter with less variation with respect to dimensional deviation. Compared with TE101, the sensitivity to dimensional deviation is half when TE102 is used. However, if a higher order mode is used, the coupling coefficient required to achieve a filter with the same bandwidth is increased.
  • the use of the structure of the present embodiment that can realize a larger coupling coefficient can use higher-order modes such as TE102 and T103, and can create a filter with less variation with respect to dimensional deviation.
  • the need for adjusting the characteristics with screws is reduced and the cost can be reduced.
  • the number of filter stages is seven, but the number of filter stages is designed according to the required passband and attenuation, and the invention It does not limit the range.
  • the way of cutting the coupling plate a5 can be changed. The characteristics can be ensured even when the corners of the coupling plate a5 are rounded or the width is changed at both ends.
  • FIG. 10 shows a case where the filter shape is changed.
  • the present invention can be applied even when the filter is bent, and it is not always necessary to use a linear filter.
  • FIG. 11 shows a duplexer including two filters and a T branch.
  • the bandpass filter having the structure of the present invention can also be applied to a duplexer or a multiplexer.
  • the filter shape, the position of the port 34, and the like are designed according to the interface of the apparatus, and do not limit the present invention.
  • Fig. 12 shows the case where a printed circuit board is used instead of a metal plate.
  • a printed circuit board By creating a coupling plate and a resonator with the metal layer pattern of the printed circuit board 43, it is possible to configure a finline type bandpass filter as in the case of the metal plate.
  • the advantage of using a printed circuit board is that it can be easily connected because it can be configured on the same circuit board as an amplifier. By using a printed circuit board, conversion between a waveguide and a microstrip line can be incorporated into the printed circuit board.
  • the coupling coefficient can be increased, it is possible to create a filter with a wide bandwidth even with the fin line type band pass filter, such as TE102 and TE103.
  • Higher order modes can be used, so it is possible to create a filter with little variation with respect to dimensional deviation, and because there is little variation with respect to dimensional deviation, it is not necessary to adjust the characteristics with screws and the cost can be reduced.
  • the resonator can be made of a single plate, the assembly time is short, and the adjustment time with screws can be reduced, so that the cost is low.
  • the present invention relates to a fin line type band pass filter used in a microwave band or a millimeter wave band.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　本発明の帯域通過フィルタは、幅広面中央で分割された方形導波管と、前記方形導波管によって挟み込まれた金属板と、により構成される帯域通過フィルタにおいて、前記金属板に設けられた結合板の少なくとも1箇所が分断されていることを特徴とする。これにより、実現できる結合係数の値の幅を広げることができ、高い結合係数が必要な帯域幅の広い帯域通過フィルタの実現を可能とする。

Description

帯域通過フィルタ
　本発明は、マイクロ波帯やミリ波帯で用いられる帯域の選択幅の広いフィンライン型帯域通過フィルタに関する。
　マイクロ波帯などで使用される帯域通過フィルタとして、導波管フィルタが好んで用いられている。この導波管フィルタは、低損失であり、かつ大電力に対応できる高耐電力性に優れているため、基地局などの通信機器に広く採用されている。
　導波管フィルタの一つに、フィンライン型帯域通過フィルタがある。このフィルタは、幅広面中央で分割された方形導波管と、これらによって挟み込まれた所定の周波数で共振するように設計された薄い金属板からなる帯域通過フィルタである。前記金属板はエッチングやプレスなどで非常に精度良く製造できるため、ネジでの特性調整をしなくても、組み立てるだけで特性が確保できる。そのため、組み立て時間や検査時間を大幅に削減できるという特徴を有している。
国際公開第２０１０／０７３５５４号公報
　フィンライン型帯域通過フィルタの特徴は、挟み込む薄い金属板により共振周波数と結合係数を決定する点である。しかしながら、公知のフィンラインフィルタは、広い帯域幅、あるいは、ミリ波などの非常に高い周波数帯に際しては、十分な結合係数の確保ができず、使用することができなかった（特許文献１）。
　また、薄い金属板の厚みには製造上の制限があり、一定よりも薄くすることが困難となる。そのため、ミリ波帯などへの適用で導波管の寸法が小さくなってくると、金属板の占める割合が大きくなり、実現できる結合係数は更に低くなってしまっていた。そのため、特に、ミリ波帯などの周波数が高い場合には、フィンラインフィルタを使用することができなかった。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、幅広面中央で分割された方形導波管と、これらによって挟み込まれた所定の周波数で共振するように設計された薄い金属板からなるフィンライン型帯域通過フィルタにおいて、実現できる結合係数の値の幅を広げ、高い結合係数が必要な帯域幅の広い帯域通過フィルタを提供することにある。
　幅広面中央で分割された方形導波管と、前記方形導波管によって挟み込まれた金属板と、により構成される帯域通過フィルタにおいて、前記金属板に設けられた結合板の少なくとも1箇所が分断されていることを特徴とする、帯域通過フィルタである。
　本発明によるフィンライン型帯域通過フィルタによれば、実現できる結合係数の値の幅を広げ、高い結合係数が必要な帯域幅の広い帯域通過フィルタを実現することができる。
本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの分解斜視図である。 本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの組み立て後の斜視図である。 既知の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの分解斜視図である。 本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの金属板の構造を示す図である。 既知のフィンライン型帯域通過フィルタの金属板の構造を示す図である。 リップルバンドと結合係数ｋの関係について示す図である。 結合板の幅Ｗと結合係数ｋの関係について示す図である。 結合板の間隔Ｄと結合係数ｋの関係について示す図である。 本実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの特性を示す図である。 本実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの結合板の構造を示す図である。 本実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの結合板の構造を示す図である。 本実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの結合板の構造を示す図である。 本実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの結合板の構造を示す図である。 本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの分解斜視図である。 本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタを用いたデュプレクサの分解斜視図である。 本発明の実施の形態のフィンライン型帯域通過フィルタの分解斜視図である。
　以下、図を参照しながら、本発明の最良の実施形態を詳細に説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。
（構造の説明）
　図１は、本発明の実施形態のフィンライン型帯域通過フィルタ１０の分解斜視図であり、図２は、その組み立て後の斜視図である。フィンライン型帯域通過フィルタ１０は、幅広面中央で分割された方形導波管Ａ１、Ｂ２と、これらによって挟み込まれた所定の周波数で共振するように設計された薄い金属板３からなる。
　共振器４と外部の結合を決定する結合板を切断することで、共振器４と外部との結合を強くし、所望の特性を得るために必要な結合係数を実現している。ここでは、結合板が切断されているものを結合板ａ５、切断されていないものを結合板ｂ６としている。図１、２では、初段から終段まである結合板のうち、初段と終段のみを切断しているが、必要な結合係数に応じて、その他の結合板を切断してもよい。
（動作の説明）
　結合係数を決定する結合板の一部を切断した場合の動作について具体例をあげて説明する。ここでは、７０～８０Ｇ帯の方形導波管（３．１ｍｍ×１．５５ｍｍ）を用いた７段の帯域通過フィルタを例にあげている。具体例を示すデータでは、方形導波管の伝搬モードの１つであるＴＥ１０１モードを用いている。図３に既知の金属板の形状を有するフィンライン型帯域通過フィルタの例を示す。図４Ａ、４Ｂに本発明と既知のフィンライン型帯域通過フィルタの金属板の一部を拡大した図を示す。
　まず、既知の金属板の構造では、帯域幅の広いフィルタを実現できない理由について説明する。図５にリップルバンドと初段に必要とされる結合係数ｋの関係について示す。ここでの結合係数は、チェビシェフ型フィルタの場合のものであり、周波数７３．５ＧＨｚのものを一例としてあげている。フィルタの帯域幅を決定する結合係数の中で、初段（終段）に必要とされる結合係数が最も大きいため、ここではリップルバンドと初段の結合係数のみの関係を示している。例えば、中心周波数７３．５ＧＨｚ、段数７段、リップルバンド６０００ＭＨｚのフィルタを作るためには、初段の結合係数は０．５３である必要がある。所望の特性を得るためには、必要とされる結合係数を満たす必要があり、そこからずれてしまうと特性が劣化してしまう。フィンライン型フィルタにおいて、この結合係数を決定する構造が結合板である。
　図６に、既知構造の場合の結合板の幅Ｗと結合係数ｋの関係について示す。結合板の幅Ｗは、図４Ｂに示す。図６の実線は金属板の厚みが０．１ｍｍの場合であり、点線は金属板の厚みが０．２ｍｍの場合である。金属板が薄く、幅が狭いほど結合係数は大きくなる。ただし、製造上の問題で金属板の幅の下限は厚みと同じ値程度までであり、金属板の厚みも強度の問題でどこまででも薄くできるわけではない。組み立てなどの生産性を考慮すると、金属板の厚みは０．１ｍｍほどが限界である。その場合の結合係数として取り得る最大値は０．３９である。
　一例として示した中心周波数７３．５ＧＨｚ、段数７段、リップルバンド６０００ＭＨｚの帯域通過フィルタを実現するには、初段（終段）の結合係数に０．５３が必要であるにもかかわらず、従来構造では０．５３という結合係数を実現できない。既知の構造では、リップルバンド３０００ＭＨｚ以下の帯域通過フィルタしか実現できない。以上の理由から、既知の金属板の構造では、帯域幅の広いフィルタを実現できないため、結合係数を大きくできる本実施の形態の結合板の形状が有効である。
　図７に、結合板の間隔Ｄと結合係数ｋの関係について示す。結合板の間隔Ｄは、図４Ａに示す。このときの金属板の幅Ｗは１ｍｍとしている。結合板の間隔Ｄを大きくすると、結合係数は大きくなる。共振器と共振器（共振器と外部）を隔てていた結合板の一部を切断したことで、共振器間の結合が強まり、結合係数が大きくなる。例えば、結合板の間隔Ｄが約０．６ｍｍの場合に、結合係数は０．５３となるため、既知構造では実現できなかったリップルバンド６０００ＭＨｚの帯域通過フィルタも実現できる。
　図８に、本実施形態の構造を用いて設計したフィンライン型帯域通過フィルタの特性を示す。実線が通過損Ｓ２１であり、点線が反射損Ｓ１１である。このフィルタは、結合板の初段と終段のみ切断した金属板を有しており、非常に良好な特性を得ることができている。ここでは、初段から終段まである結合板のうち、初段と終段のみを切断した場合の特性を示したが、必要な結合係数に応じて、その他の結合板を切断してもよい。以上から、本実施の形態の構造を用いることにより、既知の構造では実現できなかった結合係数を実現し、帯域幅の広いフィルタを実現可能にしている。
　以上の説明では、導波管の伝搬モードの１つであるＴＥ１０１モードを用いて説明を行ったが、本実施の形態を用いることで、ＴＥ１０２やＴＥ１０３など更に高次のモードでフィンライン型帯域通過フィルタを構成できるという特徴もある。より高次のモードを使用する利点として、寸法ずれに対する変動が少ないフィルタを作成できるということがあげられる。ＴＥ１０１に比べてＴＥ１０２を用いた場合の方が、寸法ずれに対する感度が半分である。しかしながら、より高次のモードを用いると、同じ帯域幅のフィルタを実現するために必要な結合係数が大きくなってしまう。そのため、より大きな結合係数を実現できる本実施の形態の構造を用いた方が、ＴＥ１０２やＴ１０３などの高次のモードが使用でき、寸法ずれに対する変動が少ないフィルタを作成できる。また、寸法ずれに対して変動が少ないため、ネジでの特性調整をするなどの必要が少なくなり、安価にできる。
　本実施形態のフィンライン型帯域通過フィルタの説明では、フィルタの段数が７段のものを用いて行ったが、フィルタの段数は必要な通過帯域と減衰量に応じて設計するものであり、発明の範囲を限定するものではない。また、図９Ａ～Ｄに示すように、結合板ａ５の切断の仕方を変えることができる。結合板ａ５の角が丸くなっている場合や両端で幅が変わっている場合でも特性を確保することが可能である。
　図１０は、フィルタの形状を変化させた場合である。この場合は、フィルタが曲がっている場合でも適用可能であり、必ずしも直線状のフィルタである必要はない。また、図１１は、フィルタ２本及びＴ分岐から構成されるデュプレクサである。本発明の構造の帯域通過フィルタは、デュプレクサやマルチプレクサにも適用可能である。フィルタ形状やポート３４の位置などは、装置のインターフェースにあわせて設計するものであり、本発明を限定するものではない。
　図１２に金属板の代わりにプリント基板を用いた場合について示す。プリント基板４３の金属層パタンで結合板と共振器を作ることで、金属板の場合と同様にフィンライン型帯域通過フィルタを構成することが可能である。プリント基板を用いることのメリットとしては、アンプなどと同一基板上に構成できるので接続が容易であるという点である。プリント基板を用いることで、導波管とマイクロストリップラインの変換などもプリント基板に作り込むことが可能である。
　以上の本実施形態のフィンライン型帯域通過フィルタの特性から、本発明によれば、結合係数を大きくできるのでフィンライン型帯域通過フィルタでも帯域幅が広いフィルタが作成可能になり、ＴＥ１０２やＴＥ１０３などの高次のモードを使用できるため寸法ずれに対する変動が少ないフィルタを作成でき、また、寸法ずれに対して変動が少ないためネジでの特性調整等をする必要が少なくなりコストの低減が可能となる。また、共振器を１枚の板で作れるため、組み立て時間が少なく、ネジでの調整時間も減らせるため安価となる。
　本発明は、上記実施形態や実施例に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
　この出願は、２０１２年９月７日に出願された日本出願特願２０１２－１９６８５８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本発明は、マイクロ波帯やミリ波帯で用いられるフィンライン型帯域通過フィルタに関する。
　１、２１、３１、４１　　方形導波管Ａ
　２、２２、３２、４２　　方形導波管Ｂ
　３、２３、３３　　金属板
　３４　　ポート
　４　　共振器
　５　　結合板ａ
　６　　結合板ｂ
　１０　　フィンライン型帯域通過フィルタ
　４３　　プリント基板
　４４　　ビア

Claims (10)

  1. 　幅広面中央で分割された方形導波管と、前記方形導波管によって挟み込まれた金属板と、により構成される帯域通過フィルタにおいて、前記金属板に設けられた結合板の少なくとも1箇所が分断されていることを特徴とする、帯域通過フィルタ。
  2. 　前記結合板の内、前記金属板の端部に設けられた前記結合板が分断されていることを特徴とする、請求項１記載の帯域通過フィルタ。
  3. 　前記結合板の内、前記金属板の両端部に設けられた２個の前記結合板が分断されていることを特徴とする、請求項１記載の帯域通過フィルタ。
  4. 　前記結合板の分断された形状が、直線であることを特徴とする、請求項１乃至３の何れか１項記載の帯域通過フィルタ。
  5. 　前記結合板の分断された形状が、曲線であることを特徴とする、請求項１乃至３の何れか１項記載の帯域通過フィルタ。
  6. 　前記結合板の分断された形状が、階段状であることを特徴とする、請求項１乃至３の何れか１項記載の帯域通過フィルタ。
  7. 　幅広面中央で分割された曲線導波管と、前記曲線導波管によって挟み込まれた金属板と、により構成される帯域通過フィルタにおいて、
    前記金属板に設けられた結合板の少なくとも1箇所が分断されていることを特徴とする、帯域通過フィルタ。
  8. 　前記曲線がＵ字形状であることを特徴とする、請求項７記載の帯域通過フィルタ。
  9. 　互いに接続された複数のフィルタ素子を備え、該複数のフィルタ素子の各々は、請求項１乃至８の何れか１項に記載された帯域通過フィルタを備えていることを特徴とする帯域通過フィルタ。
  10. 　前記金属板がプリント基板の金属層パタンからなることを特徴とする、請求項１乃至９の何れか１項記載の帯域通過フィルタ。
PCT/JP2013/005217 2012-09-07 2013-09-04 帯域通過フィルタ WO2014038188A1 (ja)

Priority Applications (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2015112582/28A RU2602756C2 (ru) 2012-09-07 2013-09-04 Полосовой фильтр
MX2015002935A MX341059B (es) 2012-09-07 2013-09-04 Filtro paso banda.
EP13834721.6A EP2894711A4 (en) 2012-09-07 2013-09-04 PASS-BAND FILTER
US14/426,717 US20150236392A1 (en) 2012-09-07 2013-09-04 Band-pass filter
CN201380046825.0A CN104620439A (zh) 2012-09-07 2013-09-04 带通滤波器
IN1746DEN2015 IN2015DN01746A (ja) 2012-09-07 2015-03-03
PH12015500475A PH12015500475A1 (en) 2012-09-07 2015-03-04 Band-pass filter
ZA2015/02008A ZA201502008B (en) 2012-09-07 2015-03-24 Band-pass filter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012-196858 2012-09-07
JP2012196858 2012-09-07

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014038188A1 true WO2014038188A1 (ja) 2014-03-13

Family

ID=50236817

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2013/005217 WO2014038188A1 (ja) 2012-09-07 2013-09-04 帯域通過フィルタ

Country Status (9)

Country Link
US (1) US20150236392A1 (ja)
EP (1) EP2894711A4 (ja)
CN (1) CN104620439A (ja)
IN (1) IN2015DN01746A (ja)
MX (1) MX341059B (ja)
PH (1) PH12015500475A1 (ja)
RU (1) RU2602756C2 (ja)
WO (1) WO2014038188A1 (ja)
ZA (1) ZA201502008B (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104362416A (zh) * 2014-11-28 2015-02-18 电子科技大学 椭圆孔截断金属膜片及其构成的e面波导滤波器
CN104409814A (zh) * 2014-11-28 2015-03-11 电子科技大学 截断金属膜片及其构成的e面波导带通滤波器
JP2016119531A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 チューナブルエバネセントモード帯域通過フィルタ

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
MX2017010030A (es) * 2015-03-01 2017-10-27 ERICSSON TELEFON AB L M (publ) Filtro plano e de guia de onda.
US9947980B2 (en) * 2016-01-14 2018-04-17 Northrop Grumman Systems Corporation Terahertz filter tuning
CN106785274B (zh) * 2017-01-17 2020-11-24 华南理工大学 一种基于三层金属板结构的带通滤波器
US10305440B2 (en) * 2017-05-05 2019-05-28 Zte Corporation Bent E-plane all metal septum filters for wireless communication system
CN112713371B (zh) * 2020-12-10 2022-03-04 北京无线电测量研究所 一种波导滤波器及其使用方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4990870A (en) * 1989-11-06 1991-02-05 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Waveguide bandpass filter having a non-contacting printed circuit filter assembly
JP2001203503A (ja) * 1999-11-12 2001-07-27 Murata Mfg Co Ltd ストリップ線路フィルタ、デュプレクサ、フィルタ装置、通信装置およびストリップ線路フィルタの特性調整方法
JP2008160313A (ja) * 2006-12-21 2008-07-10 Nec Engineering Ltd 帯域阻止フィルタ
US7456711B1 (en) * 2005-11-09 2008-11-25 Memtronics Corporation Tunable cavity filters using electronically connectable pieces
WO2010073554A1 (ja) 2008-12-26 2010-07-01 日本電気株式会社 帯域通過フィルタ
WO2010150815A1 (ja) * 2009-06-23 2010-12-29 日本電気株式会社 チューナブル帯域通過フィルタ
WO2011134497A1 (en) * 2010-04-27 2011-11-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A waveguide e-plane filter structure
WO2011145271A1 (ja) * 2010-05-20 2011-11-24 日本電気株式会社 バンドパスフィルタおよび無線アクセス装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU132686A1 (ru) * 1960-02-29 1960-11-30 М.В. Персиков Фильтр волны Н02
US4028650A (en) * 1972-05-23 1977-06-07 Nippon Hoso Kyokai Microwave circuits constructed inside a waveguide
JPS62202601A (ja) * 1986-03-03 1987-09-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 導波管フイルタ−
US4963844A (en) * 1989-01-05 1990-10-16 Uniden Corporation Dielectric waveguide-type filter
US6876277B2 (en) * 2001-12-26 2005-04-05 Dragonwave, Inc. E-plane filter and a method of forming an E-plane filter
FR2871618A1 (fr) * 2004-06-09 2005-12-16 Thomson Licensing Sa Filtre basse-bande hyperfrequence de type finline
JP5523209B2 (ja) * 2009-06-16 2014-06-18 三菱電機株式会社 帯域阻止フィルタ
WO2012004818A1 (en) * 2010-07-09 2012-01-12 Politecnico Di Milano Waveguide band-pass filter with pseudo-elliptic response

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4990870A (en) * 1989-11-06 1991-02-05 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Waveguide bandpass filter having a non-contacting printed circuit filter assembly
JP2001203503A (ja) * 1999-11-12 2001-07-27 Murata Mfg Co Ltd ストリップ線路フィルタ、デュプレクサ、フィルタ装置、通信装置およびストリップ線路フィルタの特性調整方法
US7456711B1 (en) * 2005-11-09 2008-11-25 Memtronics Corporation Tunable cavity filters using electronically connectable pieces
JP2008160313A (ja) * 2006-12-21 2008-07-10 Nec Engineering Ltd 帯域阻止フィルタ
WO2010073554A1 (ja) 2008-12-26 2010-07-01 日本電気株式会社 帯域通過フィルタ
WO2010150815A1 (ja) * 2009-06-23 2010-12-29 日本電気株式会社 チューナブル帯域通過フィルタ
WO2011134497A1 (en) * 2010-04-27 2011-11-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A waveguide e-plane filter structure
WO2011145271A1 (ja) * 2010-05-20 2011-11-24 日本電気株式会社 バンドパスフィルタおよび無線アクセス装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2894711A4 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104362416A (zh) * 2014-11-28 2015-02-18 电子科技大学 椭圆孔截断金属膜片及其构成的e面波导滤波器
CN104409814A (zh) * 2014-11-28 2015-03-11 电子科技大学 截断金属膜片及其构成的e面波导带通滤波器
CN104409814B (zh) * 2014-11-28 2017-06-06 电子科技大学 截断金属膜片及其构成的e面波导带通滤波器
JP2016119531A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 Ｎｅｃエンジニアリング株式会社 チューナブルエバネセントモード帯域通過フィルタ

Also Published As

Publication number Publication date
EP2894711A1 (en) 2015-07-15
PH12015500475A1 (en) 2015-04-20
US20150236392A1 (en) 2015-08-20
RU2015112582A (ru) 2016-10-27
EP2894711A4 (en) 2016-04-20
IN2015DN01746A (ja) 2015-05-29
MX341059B (es) 2016-08-05
MX2015002935A (es) 2015-06-05
RU2602756C2 (ru) 2016-11-20
CN104620439A (zh) 2015-05-13
ZA201502008B (en) 2016-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2014038188A1 (ja) 帯域通過フィルタ
CN110474137B (zh) 一种基于siw的多层三路功分滤波器
EP3050212B1 (en) Multiresonator non-adjacent coupling
JP2010141877A (ja) 結合線路フィルタ及びその配置方法
CN109742493B (zh) 一种基于四模介质谐振器的差分双通带滤波器
EP3912222A1 (en) Miniature filter design for antenna systems
CN109193087A (zh) 一种新型的高性能双通带四功分滤波器
WO2010073554A1 (ja) 帯域通過フィルタ
CN102265455A (zh) 用于微波滤波器的联接结构
JP4411315B2 (ja) 帯域阻止フィルタ
JP2000357903A (ja) 平面型フィルタ
WO2014132657A1 (ja) 有極型帯域通過フィルタ
CN110364795B (zh) 一种紧凑型垂直耦合带通波导滤波器
JP2009159609A (ja) キャビティ・フィルタ結合システム
JP4384620B2 (ja) 誘電体導波管帯域阻止フィルタ
US10763561B2 (en) Band-pass filter and control method thereof
KR101160560B1 (ko) 결합 선로 필터 및 이의 배치 방법
TWI528624B (zh) Balanced tri - band band - pass filter
KR20070061093A (ko) 유전체 도파관을 이용한 대역저지필터
JP2002280806A (ja) デュアルモード・バンドパスフィルタ及びデュアルモード・バンドパスフィルタの特性調整方法並びにデュプレクサ及び無線通信装置
JP5888939B2 (ja) 導波管バンドパスフィルタ
JP5523209B2 (ja) 帯域阻止フィルタ
CN107546447B (zh) 一种多模腔体折叠滤波器
JP4894777B2 (ja) 帯域通過フィルタ、該フィルタの製作方法、および該フィルタに使用される導体板
JP2013243658A (ja) 水晶導波管フィルタ及びデュプレクサ

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13834721

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12015500475

Country of ref document: PH

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2013834721

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14426717

Country of ref document: US

Ref document number: IDP00201501358

Country of ref document: ID

Ref document number: MX/A/2015/002935

Country of ref document: MX

Ref document number: 2013834721

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015112582

Country of ref document: RU

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP