WO2013190806A1 - 自動利得制御装置、自動利得制御方法、及びコンピュータ可読媒体 - Google Patents

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WO2013190806A1
WO2013190806A1 PCT/JP2013/003703 JP2013003703W WO2013190806A1 WO 2013190806 A1 WO2013190806 A1 WO 2013190806A1 JP 2013003703 W JP2013003703 W JP 2013003703W WO 2013190806 A1 WO2013190806 A1 WO 2013190806A1
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signal
gain control
automatic gain
value
operation threshold
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Application number
PCT/JP2013/003703
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
雄三 鈴木
Original Assignee
日本電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements

Definitions

  • the present invention relates to an automatic gain control device, an automatic gain control method, and an automatic gain control program for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, for example.
  • AGC Automatic Gain Control
  • AGC Automatic Gain Control
  • a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method is applied, and the AGC operation threshold value of the AGC control is set using an upper limit (A / D (analog / digital) transformer) in a full range. May be set).
  • a / D analog / digital
  • the peak factor (the ratio of the peak power to the average power of the modulated signal) increases as the modulation multi-level number of the QAM signal increases. For this reason, it is necessary to secure a larger margin for the upper limit value.
  • S / N signal-to-noise ratio
  • the factor that increases the peak factor of the QAM signal is not limited to the above-mentioned modulation multi-level number.
  • adjacent signals that cannot be removed by BPF (Band Pass Filter) or LPF (Low Pass Filter) in addition to the received signal (desired signal) are converted to A / D. Mix in the vessel.
  • BPF Band Pass Filter
  • LPF Low Pass Filter
  • the peak factor of the QAM signal at the input of the A / D converter increases.
  • the channel arrangement of trunk-line wireless communication devices and the like is dense, the influence of undesired signals (adjacent signals) arranged in adjacent channels is unavoidable.
  • the receiving end side of the adjacent channel instructs the transmitting end side of the same channel to increase the transmission power.
  • the receiving end side instructs the transmitting end side not to change the transmission power.
  • the reception power of the adjacent signal may exceed the reception power of the desired signal.
  • the peak factor of the input signal of the A / D converter increases and waveform distortion is likely to occur.
  • the AGC operation threshold value is set to a very small value in order to secure a margin for the upper limit value.
  • the AGC operation threshold assuming the worst case adjacent interference is applied. For this reason, there is a problem that the radio communication apparatus or the like must be operated in a state where the amplitude level of the input of the A / D converter is always reduced (that is, the S / N of the desired signal is low).
  • the present invention has been made to solve such problems, and an automatic gain control apparatus and an automatic gain control method capable of preventing waveform distortion associated with adjacent interference while suppressing S / N deterioration of a received signal. And an automatic gain control program.
  • An aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control apparatus that performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, and calculates a C / N estimated value of the predetermined signal.
  • An estimated value calculating means a signal generating means for generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, a C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means, Based on the first signal generated by the signal generating means, the operation threshold changing means for changing the operation threshold of the automatic gain control, and the operation threshold changed by the operation threshold changing means and the predetermined signal are compared.
  • An automatic gain control device comprising: gain control means for controlling gain in the automatic gain control.
  • Another aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control method for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, wherein the C / N estimation value of the predetermined signal is Calculating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, the calculated C / N estimated value, and the generated first signal, And a step of changing an operation threshold value of the automatic gain control, and a step of controlling the gain in the automatic gain control by comparing the changed operation threshold value with a predetermined signal.
  • An automatic gain control method characterized by: Furthermore, one aspect of the present invention for achieving the above object is an automatic gain control program for performing automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, wherein the C / N estimated value of the predetermined signal is , A process of generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, the calculated C / N estimated value, and the generated first signal Based on the above, the computer executes processing for changing the operation threshold value of the automatic gain control and processing for controlling the gain in the automatic gain control by comparing the changed operation threshold value with a predetermined signal.
  • An automatic gain control program characterized by the above.
  • an automatic gain control device capable of preventing waveform distortion associated with adjacent interference while suppressing S / N deterioration of a received signal.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of an automatic gain control apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the automatic gain control device 1 according to the present embodiment performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal.
  • the automatic gain control device 1 includes an estimated value calculating unit 2 that calculates a C / N estimated value of a predetermined signal, a signal generating unit 3 that generates a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, An operation threshold value changing means 4 for changing the operation threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means 2 and the first signal generated by the signal generating means 3; And gain control means 5 that controls the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by 4 with a predetermined signal.
  • Embodiment 1 FIG.
  • the automatic gain control apparatus 10 is, for example, a multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) signal demodulating circuit that performs automatic gain control.
  • the operation threshold value of automatic gain control is appropriately controlled in accordance with the degree of signal) interference.
  • the S / N signal-to-noise ratio: noise power relative to the signal power
  • the S / N due to a decrease in the level of the received signal, while preventing waveform distortion due to an increase in the peak factor of the received signal caused by adjacent signal interference. Ratio) degradation can be minimized.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a schematic system configuration of the automatic gain control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the automatic gain control apparatus 10 according to the first embodiment includes a BPF 11, a power amplifier 12, an AVGA 13, a quadrature demodulator 14, a local oscillator 15, a pair of LPFs 16a and 16b, and a pair of A / D converters. 17a, 17b, a pair of ROFs 18a, 18b, a linear equalizer 19, an AGC control circuit 21, an amplitude distortion predictor 30, a C / N estimator 32, and an AGCREF controller 34. .
  • the automatic gain control device 10 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit) that performs control processing, arithmetic processing, and the like, a ROM (Read Only Memory) that stores a control program executed by the CPU, an arithmetic program, and processing data. And the like.
  • the microcomputer is composed mainly of a microcomputer composed of RAM (Random Access Memory) or the like for temporarily storing the memory.
  • the CPU, ROM, and RAM are connected to each other via a data bus or the like.
  • a BPF (Band Pass Filter) 11 is a specific example of the first filter means, and transmits a reception signal in a predetermined frequency band among reception signals in the IF (intermediate frequency) band (one specific example of a predetermined signal), and power Output to the amplifier 12.
  • the power amplifier 12 is a specific example of an amplifying unit, and amplifies the received signal output from the BPF 11 and outputs the amplified signal to the AVGA 13.
  • the AVGA (Analog Voltage Gain Control Amplifier) 13 is a specific example of the gain changing means, and varies the gain of the built-in amplifier according to the AGC control voltage supplied from the AGC control circuit 21. Thereby, even when the input level of the received signal fluctuates, the output level can be kept constant.
  • the AVGA 13 outputs an IF (Intermediate Frequency) signal to the quadrature demodulator 14.
  • the quadrature demodulator 14 is a specific example of the quadrature demodulating means, converts the IF signal received from the AVGA 13 into a BB (Base Band) signal using the reference signal output from the local oscillator 15, and Pch (In-phase component) and Qch (quadrature component).
  • the quadrature demodulator 14 outputs the separated BB signal to the LPFs 16a and 16b, respectively.
  • the quadrature demodulator 14 has a carrier synchronization function, a clock synchronization function, and the like in addition to the above functions.
  • the carrier synchronization function is a function of synchronizing the frequency of the signal output from the local oscillator 15 with the frequency of the received signal.
  • the clock synchronization function is a function for synchronizing the sampling clock phase used for analog-digital conversion to the optimum position in the A / D converters 17a and 17b. Since these functions are well-known techniques, detailed description thereof is omitted.
  • the local oscillator (Lo) 15 generates a reference signal at a predetermined frequency, and outputs the generated reference signal to the quadrature demodulator 14.
  • Each LPF (Low Pass Filter) 16a, 16b is a specific example of the second filter means.
  • Each of the BB signals output from the quadrature demodulator 14 transmits a signal having a predetermined frequency or less to each A / D conversion. To the devices 17a and 17b.
  • the A / D (analog / digital) converters 17a and 17b are specific examples of A / D conversion means, and convert the analog signals output from the LPFs 16a and 16b into digital signals, respectively.
  • the A / D converters 17a and 17b output the digitally converted in-phase component Di signal and quadrature component Dq signal to the ROFs 18a and 18b, respectively.
  • the A / D converters 17 a and 17 b output the digitally converted Di signal and Dq signal to the AGC control circuit 21 and the amplitude distortion predictor 30.
  • Each ROF (Root Cosine Roll Off Filter) 18a, 18b is a specific example of the third filter means, and is a route that limits the frequency bandwidth of the Di signal and Dq signal output from the A / D converters 17a, 17b.
  • the cosine roll-off filter process is performed, and the processed Di signal and Dq signal are output to the linear equalizer 19.
  • a linear equalizer (EQL: Linear ⁇ ⁇ Equalizer) 19 is a specific example of linear equalization means, which performs linear equalization processing on signals output from the ROFs 18a and 18b, , Respectively, to the C / N estimator 32.
  • An AGC (Automatic Gain Control) control circuit 21 is a specific example of gain control means, and performs automatic gain control.
  • the AGC control circuit 21 compares the automatic gain control operation threshold (hereinafter referred to as the AGC operation threshold) output from the AGCREF controller 34 with the calculated instantaneous power P. Further, the AGC control circuit 21 smoothes the comparison result between the AGC operation threshold (AGCREF) and the instantaneous power P, and then outputs the result to the AVGA 13 as an AGC control voltage.
  • AGCREF automatic gain control operation threshold
  • the AVGA 13 varies the gain of the built-in amplifier according to the AGC control voltage output from the AGC control circuit 21.
  • the AVGA 13 controls the gain of the built-in amplifier so that the average power of the input signals of the A / D converters 17a and 17b is always equal to the AGC operation threshold even under a situation where the input level of the received signal fluctuates.
  • the amplitude level of the analog signal at the input of the A / D converters 17a and 17b is equal to the amplitude level of the Di signal and Dq signal after A / D conversion.
  • the amplitude distortion predictor 30 is a specific example of signal generation means, and generates an alarm signal for changing the AGC operation threshold.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a schematic system configuration of the amplitude distortion predictor according to the first embodiment.
  • the amplitude distortion predictor 30 according to the first embodiment includes an amplitude peak detector 103, an ALM generator 104, and an ALM cancellation threshold value generator 105.
  • the amplitude peak detector 103 is a specific example of the amplitude peak detection unit, and uses the Di signal and the Dq signal output from the A / D converters 17a and 17b, and the amplitude value (Di 2 + Dq 2 ) 1/2 Calculate Then, the amplitude peak detector 103 detects the peak value of the calculated amplitude value in a required monitoring section, and outputs it to the ALM generator 104.
  • the ALM cancellation threshold value generator 105 generates C / N obtained from the C / N estimator 32 in addition to the ALM activation threshold value ⁇ (one specific example of the first threshold value) and the C / N initial value CN_0 set in advance as parameters. Using the estimated value CN, an ALM cancellation threshold value ⁇ ′ (one specific example of a second threshold value smaller than the first threshold value) is calculated and output to the ALM generator 104.
  • the ALM generator 104 is a specific example of the first signal generation unit, and compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM activation threshold value ⁇ or the ALM release threshold value ⁇ ′ to generate an alarm signal. (One specific example of the first signal) is generated.
  • the ALM generator 104 outputs the generated alarm signal to the AGCREF controller 34.
  • the ALM generator 104 compares the amplitude peak value and the ALM activation threshold value ⁇ , and changes the polarity of the alarm signal. For example, when the amplitude peak value exceeds the ALM activation threshold value ⁇ , the ALM generator 104 changes the polarity of the alarm signal from the “L” state to the “H” state. On the other hand, it is assumed that the ALM generator 104 continues to have a state where the amplitude peak value is smaller than the ALM cancellation threshold value ⁇ ′ in a required monitoring section (predetermined period). The polarity of the alarm signal is changed from the “H” state to the “L” state.
  • the state where the polarity of the alarm signal is “L” is a specific example of the first state.
  • the waveform distortion is small and the ALM is not activated.
  • the state in which the polarity of the alarm signal is “H” is a specific example of the second state, and, for example, the waveform distortion is large and indicates the state of ALM activation.
  • the ALM activation threshold value ⁇ is set slightly lower than the amplitude upper limit value that can be accepted by the digital unit, for example.
  • the initial state of the alarm signal when the automatic gain control device 10 is activated is set to a state of “L” L (ALM not activated).
  • the C / N estimator 32 is a specific example of the estimated value calculation means, determines the digital signal output from the linear equalizer 19, and calculates the C / N estimated value CN based on the determination result. Then, the C / N estimator 32 outputs the calculated C / N estimated value CN to the amplitude distortion predictor 30 and the AGFREF controller 34. Since the C / N estimation method by the C / N estimator 32 is a known technique, detailed description thereof is omitted.
  • the AGCREF controller 34 is a specific example of the operation threshold value changing means, and is based on the alarm signal from the amplitude distortion predictor 30 and the C / N estimated value CN from the C / N estimator 32. Make changes.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a schematic system configuration of the AGCREF controller according to the first embodiment.
  • the AGCREF controller 34 according to the present embodiment includes an AGCREF correction coefficient calculator 202 and an AGCREF corrector 204.
  • the AGCREF correction coefficient calculator 202 is a specific example of a correction coefficient calculator, and includes a CN initial value CN_0 set in advance as a parameter and a C / N estimated value CN output from the C / N estimator 32. To calculate the AGCREF correction coefficient ⁇ .
  • the AGCREF correction coefficient calculator 202 outputs the calculated AGCREF correction coefficient ⁇ to the AGCREF corrector 204.
  • the AGCREF corrector 204 is a specific example of a correction unit, and outputs an alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30, an AGC operation threshold AGCREF_0 set as a parameter in advance, and an AGCREF correction coefficient calculator 202.
  • the AGC operation threshold is corrected as appropriate using the AGCREF correction coefficient ⁇ .
  • the AGCREF corrector 204 outputs the corrected AGC operation threshold value to the AGC control circuit 21.
  • the user adjusts the AGC operation threshold value to an optimum value in an environment where there is no adjacent signal, using an apparatus for prior evaluation. If the AGC operation threshold is increased too much, the amplitude of the QAM signal at the inputs of the A / D converters 17a and 17b increases. For this reason, the amplitude value exceeds the amplitude upper limit value in the A / D converters 17a and 17b and the digital part, and BER (bit error rate) deterioration due to amplitude distortion occurs. On the other hand, if the AGC operation threshold is made too small, the average power of the QAM signal at the inputs of the A / D converters 17a and 17b is reduced, and S / N degradation occurs.
  • the AGC operation threshold value is adjusted to be as high as possible (maximum value) within a range in which BER deterioration due to distortion does not occur, and the AGC operation threshold value optimally adjusted in this way is set to AGCREF_0. Then, in the state where the AGC operation threshold is set to AGCREF_0, the C / N estimated value is acquired, and the obtained value is set as the CN initial value CN_0.
  • FIG. 5A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in an input signal (hereinafter referred to as a reception desired signal) of an A / D converter when there is no adjacent signal.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is no adjacent signal.
  • the reception desired signal is a signal including a band down-converted to the BB band, and the amplitude level at the top of the spectrum is A [dB].
  • the peak value of the signal does not exceed the ALM activation threshold value ⁇ .
  • the amplitude distortion predictor 30 maintains the alarm signal in a state of “L” (ALM not activated) and outputs it to the AGCREF controller 34.
  • the AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 34 keeps the AGC operation threshold value at the initial value AGCREF_0 and outputs it to the AGC control circuit 21 because the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30 is in the “L” state. To do.
  • FIG. 6A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is an adjacent signal.
  • FIG. 6B is a diagram showing a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when there is an adjacent signal.
  • the input signals of the A / D converters 17a and 17b include adjacent signals that have arrived without being removed by the BPF 11 and the LPFs 16a and 16b, in addition to the desired reception signal.
  • the AGC control circuit 21 controls the gain of the AVGA 13 so as to make the input levels of the A / D converters 17a and 17b constant based on a signal including the adjacent signal as a reception desired signal. For this reason, the average power of the desired reception signal is reduced by the amount of addition of the adjacent signal.
  • the S / N of the desired reception signal deteriorates due to a decrease in the input level of the A / D converters 17a and 17b by AGC control and interference from the adjacent signal. For this reason, the C / N estimated value CN obtained from the C / N estimator 32 decreases.
  • the amplitude peak value is affected by the addition of the adjacent signal. It is increasing. However, the amplitude peak value does not exceed the ALM activation threshold value ⁇ . For this reason, the amplitude distortion predictor 30 outputs an alarm signal to the AGCREF controller 34 as a state of “L” (ALM not activated).
  • the AGC operation threshold is kept at its initial setting value AGCREF_0, and the AGC control circuit 21 Output to.
  • FIG. 7A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D transformer when the adjacent signal increases from the state shown in FIG. 6A.
  • FIG. 7B is a diagram showing a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal increases from the state shown in FIG. 6A.
  • the amplitude level at the top of the spectrum of the desired reception signal decreases to A ′ [dB] as the adjacent signal level increases, and the interference amount S ( The shaded area is also increasing. Therefore, the C / N estimated value CN further decreases.
  • the amplitude peak value of the signal increases as the reception level of the adjacent signal increases, and exceeds the ALM activation threshold value ⁇ .
  • the amplitude distortion predictor 30 changes the polarity of the alarm signal from the “L” state to the “H” state, and outputs it to the AGCREF controller 34.
  • the AGCREF correction coefficient calculator 202 in the AGCREF controller 34 uses the following formula based on the true value [CN_0] of the initial set value CN_0 and the true value [CN] of the C / N estimated value CN.
  • a correction coefficient ⁇ is calculated and output to the AGCREF corrector 204.
  • AGCREF correction coefficient ⁇ [CN] / [CN — 0]
  • the AGCREF corrector 204 sets the AGCREF correction coefficient to the AGC operation threshold (initial value AGCREF_0 is currently set) as shown in the following equation. Multiply by ⁇ . As a result, the AGC operation threshold decreases.
  • the CN initial value CN_0 is a C / N estimated value obtained in an environment without adjacent interference using, for example, a prior evaluation device. For this reason, even when the automatic gain control apparatus 10 is actually used, when there is no adjacent interference, the C / N estimation value CN substantially matches the initial setting value CN_0, and therefore the AGCREF correction coefficient ⁇ is close to “1”. Value. On the other hand, when there is adjacent interference, the C / N estimated value CN decreases as the reception level of the adjacent signal increases, and the AGCREF correction coefficient ⁇ also decreases from “1” in accordance with the decrease. Therefore, the AGC operation threshold can be attenuated with respect to the initial setting value AGCREF_0 by an attenuation rate (AGCREF correction coefficient) ⁇ corresponding to the reception level of the adjacent signal.
  • AGCREF correction coefficient attenuation rate
  • FIG. 8A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter after AGC operation threshold correction.
  • FIG. 8B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter after the AGC operation threshold correction.
  • the AGC control circuit 21 controls the gain of the AVGA 13 in a direction to further reduce the received signal level.
  • the amplitude level at the peak of the spectrum of the desired signal to be received further decreases from A ′ [dB], and the S / N is slightly deteriorated.
  • the amplitude peak value decreases to a level lower than the ALM activation threshold value ⁇ , so that the occurrence of waveform distortion can be suppressed.
  • the true value of CN_0 is [CN_0]
  • the true value of CN is [CN]
  • the ALM activation threshold ⁇ is initially set.
  • the ALM release threshold value ⁇ ′ is calculated by multiplying the ALM activation threshold value ⁇ by the same AGCREF correction coefficient (attenuation rate) ⁇ as the AGC operation threshold value.
  • the increase rate of the ALM activation threshold value ⁇ with respect to the ALM release threshold value ⁇ ′ is determined by the A / D converters 17a and 17b when the AGC operation threshold value corrected by the AGCREF correction coefficient ⁇ is returned to the initial setting value AGCREF_0. It becomes equal to the average level increase rate of the input signal. Therefore, when the amplitude peak value of the received signal continuously falls below the ALM release threshold value ⁇ ′ in the required monitoring section, the AGC operation threshold value is returned to its initial setting value AGCREF — 0. Thereby, even if the average level of the input signals to the A / D converters 17a and 17b is increased, it can be determined that the possibility that the amplitude peak value of the signals exceeds the ALM activation threshold value ⁇ is extremely low.
  • FIG. 9A is a diagram showing the relationship between the elapsed time and the amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal level is lowered with respect to the state shown in FIG. 8A.
  • FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the frequency and the amplitude in the input signal of the A / D converter when the adjacent signal level is lowered with respect to the state shown in FIG. 8B.
  • the level of the adjacent signal decreases, and the amount of interference from the adjacent signal to the reception desired signal tends to decrease, so the C / N estimated value CN increases.
  • the amplitude peak value decreases as the reception level of the adjacent signal decreases, and is below the ALM release threshold ⁇ ′.
  • the amplitude distortion predictor 30 changes the polarity of the alarm signal from the “H” state to the “L” state when the state in which the amplitude peak value of the desired signal to be received falls below the ALM release threshold value ⁇ in the required monitoring section.
  • Change to The AGCREF corrector 204 in the AGCREF controller 34 initializes the AGC operation threshold when the polarity of the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 30 changes from the “H” state to the “L” state. Return to the value AGCREF_0.
  • FIG. 10A is a diagram showing a relationship between elapsed time and amplitude in the input signal of the A / D converter when the AGC operation threshold is returned to the initial setting value.
  • FIG. 10B is a diagram illustrating a relationship between frequency and amplitude in the input signal of the A / D converter when the AGC operation threshold is returned to the initial setting value.
  • the initial setting value of the AGC operation threshold is determined on the assumption that there is no adjacent interference, and the AGC operation threshold is appropriately changed according to the degree of adjacent interference. That is, when the influence of adjacent interference is large, the AGC operation threshold is lowered. On the other hand, when there is no adjacent interference or when the influence of adjacent interference is small, the AGC operation threshold is returned to the initial setting value. This makes it possible to prevent waveform distortion caused by an increase in the peak level of the desired signal due to adjacent interference while minimizing the S / N degradation of the received signal.
  • FIG. FIG. 11 is a block diagram showing a schematic system configuration of the automatic gain control apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the automatic gain control device 20 according to the second embodiment has a simple configuration in which the C / N estimator 32 is removed from the configuration of the automatic gain control device 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic system configuration of the AGCREF controller according to the second embodiment of the present invention.
  • the AGCREF controller 22 according to the second embodiment has a configuration in which the AGCREF correction coefficient calculator 202 is removed from the configuration of the AGCREF controller 34 according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic system configuration of the amplitude distortion predictor according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the amplitude distortion predictor 23 according to the second embodiment has a configuration in which the ALM cancellation threshold value generator 105 is removed from the configuration of the amplitude distortion predictor 30 according to the first embodiment.
  • AGCREF_0 and AGCREF_min set in the AGCREF corrector 204 are initial setting parameters, and are determined by a device for preliminary evaluation or the like.
  • AGCREF_0 is an AGC operation threshold value that is optimally adjusted using an apparatus for prior evaluation in an environment where there is no adjacent signal.
  • AGCREF_min is an AGC operation threshold that is optimally adjusted using the prior evaluation device in an environment in which the maximum adjacent signal assumed in actual operation of the automatic gain control device 20 is added (AGCREF_0> AGCREF_min).
  • the amplitude peak detector 103 calculates an amplitude value (Di 2 + Dq 2 ) 1/2 using the Di signal and the Dq signal output from the A / D converters 17a and 17b. Then, the amplitude peak detector 103 detects the peak value of the amplitude value in the required monitoring section, and outputs the detected amplitude peak value to the ALM generator 104.
  • the ALM generator 104 sets the initial state of the polarity of the alarm signal that is the output to a state of “L” (ALM not activated). Then, the ALM generator 104 compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM activation threshold value ⁇ . When the amplitude peak value exceeds the ALM activation threshold value ⁇ , the polarity of the alarm signal is set to “L”. Change from state to 'H' state.
  • the ALM generator 104 compares the amplitude peak value output from the amplitude peak detector 103 with the ALM release threshold ⁇ , and the amplitude peak value is the required value.
  • the polarity of the alarm signal is changed from the “H” state to “L”.
  • the AGCREF corrector 204 inside the AGCREF controller 22 sets the initial setting value of the AGC operation threshold to AGCREF_0 and outputs it to the AGC control circuit 21 when the automatic gain control device 20 is activated.
  • the AGCREF corrector 204 determines that the influence of adjacent interference is large when the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 23 changes from the “L” state to the “H” state. Then, the AGCREF corrector 204 switches the AGC operation threshold value to AGCREF_min and decreases the input levels of the A / D converters 17a and 17b. Thereby, waveform distortion of the desired signal can be prevented.
  • the AGCREF corrector 204 when the alarm signal output from the amplitude distortion predictor 23 changes from the “H” state to the “L” state, the AGCREF corrector 204 has no adjacent interference or the influence of the adjacent interference is small. to decide. Then, the AGCREF corrector 204 returns the AGC operation threshold value to the initial setting value AGCREF_0, and increases the input levels of the A / D converters 17a and 17b. Thereby, the S / N of the desired signal can be recovered to almost the same level as the initial state.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately changed without departing from the spirit of the present invention.
  • the present invention is applied to the demodulation circuit has been described.
  • the present invention is not limited to this, and the present invention can also be applied to the modulation circuit.
  • the present invention can also realize the processing executed by the automatic gain control devices 10 and 20 by causing the CPU to execute a computer program.
  • Non-transitory computer readable media include various types of tangible storage media (tangible storage medium).
  • Examples of non-transitory computer-readable media include magnetic recording media (eg flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), magneto-optical recording media (eg magneto-optical discs), CD-ROMs (Read Only Memory), CD-Rs, CD-R / W, semiconductor memory (for example, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable ROM), flash ROM, RAM (random access memory)) are included.
  • the program may be supplied to the computer by various types of temporary computer readable media.
  • Examples of transitory computer readable media include electrical signals, optical signals, and electromagnetic waves.
  • the temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.
  • An automatic gain control device that performs automatic gain control when demodulating or modulating a predetermined signal, Estimated value calculating means for calculating a C / N estimated value of the predetermined signal; Signal generating means for generating a first signal based on an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal; An operating threshold value changing means for changing an operating threshold value of the automatic gain control based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the first signal generated by the signal generating means; A gain control means for controlling the gain in the automatic gain control by comparing the operation threshold changed by the operation threshold change means with a predetermined signal; An automatic gain control device comprising: (Appendix 2) (Appendix 1) The automatic gain control device according to (1),
  • the signal generation means includes an amplitude peak detection unit that detects an amplitude peak value in a predetermined section of the predetermined signal, an amplitude peak value detected by the amplitude peak detection unit, and a first threshold value or the first threshold value.
  • a first signal generator that generates a first signal by comparing with a small second threshold;
  • the operation threshold value changing means is based on the C / N estimated value calculated by the estimated value calculating means and the polarity of the first signal generated by the signal generating means.
  • An automatic gain control device characterized by changing the value. (Appendix 3) (Supplementary Note 2)
  • the first signal generator is When the peak amplitude value detected by the amplitude peak detector exceeds the first threshold, the polarity of the first signal indicates that the waveform distortion is large from the first state indicating that the waveform distortion is small.
  • An automatic gain control device characterized by: (Appendix 4) The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 3),
  • the operation threshold value changing means includes A correction coefficient calculation unit that calculates a correction coefficient based on a preset initial value of the C / N estimated value and a C / N estimated value calculated by the estimated value calculating unit; A correction unit that corrects the operation threshold using the first signal generated by the signal generation unit, a preset initial value of the operation threshold, and a correction coefficient calculated by the correction coefficient calculation unit.
  • An automatic gain control device comprising: (Appendix 5) (Supplementary Note 4) The automatic gain control apparatus according to (Appendix 4), The initial value of the operation threshold is set to the maximum value within a range where BER deterioration due to waveform distortion does not occur, and the C / N estimated value at the time of setting is set to the initial value of the C / N estimated value.
  • An automatic gain control device characterized by that.
  • (Appendix 6) The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 5),
  • the initial setting value of the operation threshold is set based on a state where there is no adjacent interference of the predetermined signal,
  • the operation threshold value changing means lowers the operation threshold value from an initial setting value when the influence of the adjacent interference is large, and sets the operation threshold value when there is no adjacent interference or when the influence of the adjacent interference is small.
  • An automatic gain control device that returns to the initial set value.
  • the automatic gain control device When there is no adjacent signal to the predetermined signal, The first signal generation unit maintains the polarity of the first signal in the first state and outputs the first signal to the operation threshold value changing unit; The operation threshold changing means maintains the operation threshold at an initial set value according to the first signal in the first state output from the first signal generation unit, and outputs to the gain control means.
  • An automatic gain control device When there is no adjacent signal to the predetermined signal, The first signal generation unit maintains the polarity of the first signal in the first state and outputs the first signal to the operation threshold value changing unit; The operation threshold changing means maintains the operation threshold at an initial set value according to the first signal in the first state output from the first signal generation unit, and outputs to the gain control means.
  • the automatic gain control device When the adjacent signal level with respect to the predetermined signal increases to a predetermined value or more, The first signal generation unit changes the polarity of the first signal from the first state to the second state, and outputs the change to the operation threshold value changing unit, The operation threshold value changing unit reduces the operation threshold value by multiplying the operation threshold value by a correction coefficient in accordance with the first signal in the second state output from the first signal generation unit.
  • An automatic gain control device characterized by: (Appendix 10) The automatic gain control device according to any one of (Appendix 1) to (Appendix 9),
  • the predetermined signal is a received signal; First filter means for transmitting a reception signal of a predetermined frequency among the reception signals; Amplifying means for amplifying the received signal transmitted by the first filter means; Gain changing means for varying the gain according to the control signal output from the gain control means and outputting an intermediate frequency signal;
  • a quadrature demodulating means for converting the intermediate frequency signal output from the gain changing means into a baseband signal and separating it into a Di signal having an in-phase component and a Dq signal having a quadrature component;
  • a pair of second filter means for transmitting a reception signal of a predetermined frequency among the Di signal and the Dq signal separated by the orthogonal demodulation means;
  • a pair of A / D conversion means for converting the analog signal transmitted by each of the second filter means into a digital signal;
  • a pair of third filter means
  • the present invention can be applied to, for example, all digital wireless communication systems using multilevel QAM modulation.

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  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
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Abstract

　自動利得制御装置１は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う。自動利得制御装置１は、所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する推定値算出手段２と、所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて第１信号を生成する信号生成手段３と、推定値算出手段２により算出されたＣ／Ｎ推定値と信号生成手段３により生成された第１信号とに基づいて自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段４と、動作閾値変更手段４により変更された動作閾値と所定信号とを比較して自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段５と、を備える。

Description

自動利得制御装置、自動利得制御方法、及びコンピュータ可読媒体
　本発明は、例えば、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムに関するものである。
　無線装置などの受信信号の復調回路において、自動的にゲインを制御する自動利得制御（ＡＧＣ：Automatic Gain Control)が知られている（例えば、特許文献１及び２参照）。このようなＡＧＣにおいて、例えば、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を適用して、そのＡＧＣ制御のＡＧＣ動作閾値を、上限値（Ａ／Ｄ（analog/digital）変喚器をフルレンジで使用している状態）に設定することがある。この場合、ＱＡＭ変調波形は定包絡線でないため、Ａ／Ｄ変喚器内部、または、Ａ／Ｄ変換器以降のデジタル部において、受信信号波形のピークレベルが飽和し、波形歪みが発生することがある。
　したがって、ＡＧＣ動作閾値は、上限値に対してある程度マージンを確保する必要が生じる。ここで、ＱＡＭ信号の変調多値数が大きくなる程、ピークファクタ（変調信号の平均電力に対するピーク電力の比率）が増大する。このため、上限値に対するマージンをより大きく確保する必要が生じる。しかしながら、マージンを確保し過ぎるとＡ／Ｄ変喚器の入力信号レベルが低下し、Ｓ／Ｎ（signal-to-noise ratio）劣化を引き起こすこととなる。このように、ＡＧＣ動作閾値を設定する際には、波形歪みとＳ／Ｎのバランスを考慮する必要がある。
　また、ＱＡＭ信号のピークファクタが増大する要因は上述の変調多値数だけではない。特に、隣接チャネル信号が存在する環境下においては、受信信号（希望信号）に加えて、ＢＰＦ（Band Pass Filter）やＬＰＦ（Low Pass Filter）などで除去しきれない隣接信号がＡ／Ｄ変喚器に混入する。このため、Ａ／Ｄ変喚器の入力におけるＱＡＭ信号のピークファクタが増大してしまうこととなる。特に、幹線系の無線通信装置などは、チャネル配置が密集しているため、隣接チャネルに配置された非希望信号（隣接信号）の影響は避けられない。さらに、無線通信装置に送信電力制御を適用する場合、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を超えることが想定される。
　例えば、希望信号の通信品質は良好だが、隣接信号の通信品質が極度に劣化しているとき、隣接チャネルの受端側は同チャネルの送端側に対して送信電力を増加させるように指示する。その一方で、通信品質が良好な希望信号の無線チャネルにおいては、受端側は送端側へ送信電力を変化させないよう指示する。このような条件下では、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を上回る可能性がある。当然、隣接信号の受信電力が大きくなる程、Ａ／Ｄ変喚器の入力信号のピークファクタは増大し、波形歪みを起こし易くなる。以上より、希望信号のＡＧＣ動作閾値を設定する際には、この信号の変調多値数に加え、隣接干渉の影響（特に、隣接信号の受信電力が希望信号の受信電力を上回るような最悪ケース）まで想定しなければならない。
特表２００６－５１６８６６号公報 特開昭６３－１７７６３０号公報
　そこで、関連する自動利得制御装置においては、ＡＧＣ動作閾値を、その上限値に対するマージンを確保するために、極めて小さい値に設定している。この場合、隣接干渉が生じない場合、または、隣接干渉の影響が小さい場合においても、最悪ケースの隣接干渉を想定したＡＧＣ動作閾値が適用される。このため、常にＡ／Ｄ変喚器の入力の振幅レベルを絞った状態（すなわち、希望信号のＳ／Ｎが低い状態）で、無線通信装置などを運用しなければならない問題が生じている。
　本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、受信信号のＳ／Ｎ劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムを提供することを主たる目的とする。
　上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する推定値算出手段と、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する信号生成手段と、前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置である。
　また、上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出するステップと、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成するステップと、前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更するステップと、前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行うステップと、を含む、ことを特徴とする自動利得制御方法であってもよい。
　さらに、上記目的を達成するための本発明の一態様は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムであって、前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する処理と、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する処理と、前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、をコンピュータに実行させる、ことを特徴とする自動利得制御プログラムであってもよい。
　本発明によれば、受信信号のＳ／Ｎ劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる自動利得制御装置、自動利得制御方法、及び自動利得制御プログラムを提供することができる。
本発明の一実施の形態に係る自動利得制御装置の機能ブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係るＡＧＣＲＥＦ制御器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。 隣接信号無しの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 隣接信号無しの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 隣接信号有りの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 隣接信号有りの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 図６Ａに示す状態から隣接信号が増大した時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 図６Ａに示す状態から隣接信号が増大した時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 ＡＧＣ動作閾値補正後のＡ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 ＡＧＣ動作閾値補正後のＡ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 図８Ａに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 図８Ｂに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値に戻したときの、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。 ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値に戻したときの、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係るＡＧＣＲＥＦ制御器の外略的なシステム構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
　図１は、本発明の一実施の形態に係る自動利得制御装置の機能ブロック図である。本実施の形態に係る自動利得制御装置１は、所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行うものである。自動利得制御装置１は、所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する推定値算出手段２と、所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて第１信号を生成する信号生成手段３と、推定値算出手段２により算出されたＣ／Ｎ推定値と信号生成手段３により生成された第１信号とに基づいて自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段４と、動作閾値変更手段４により変更された動作閾値と所定信号とを比較して自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段５と、を備えている。これにより、隣接干渉がない場合を想定して自動利得制御の動作閾値の初期設定値を決め、隣接干渉の度合いに応じて自動利得制御の動作閾値を適切に変更する。したがって、受信信号のＳ／Ｎ劣化を抑制しつつ、隣接干渉に伴う波形歪みを防止できる。
　実施の形態１．
　本発明の実施の形態１に係る自動利得制御装置１０は、例えば、自動利得制御を行う多値のＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号の復調回路において、受信信号（希望信号）に対する隣接信号（非希望信号）の干渉度合いに応じて、自動利得制御の動作閾値を適宜制御するものである。これにより、隣接信号干渉に伴って生じる受信信号のピークファクタ増加に起因する波形歪みを未然に防止しつつ、受信信号のレベル低下によるＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号電力に対する雑音電力比）劣化を最小限に抑えることができる。
　図２は、本発明の実施の形態１に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態１に係る自動利得制御装置１０は、ＢＰＦ１１と、パワーアンプ１２と、ＡＶＧＡ１３と、直交復調器１４と、局部発振器１５と、一対のＬＰＦ１６ａ、１６ｂと、一対のＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂと、一対のＲＯＦ１８ａ、１８ｂと、線形等化器１９と、ＡＧＣ制御回路２１と、振幅歪み予測器３０と、Ｃ／Ｎ推定器３２と、ＡＧＣＲＥＦ制御器３４と、を備えている。
　なお、自動利得制御装置１０は、例えば、制御処理、演算処理等と行うＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、演算プログラム等が記憶されたＲＯＭ（Read Only Memory）、処理データ等を一時的に記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）等からなるマイクロコンピュータを、中心にしてハードウェア構成されている。ＣＰＵ、ＲＯＭ、及びＲＡＭは、データバスなどを介して相互に接続されている。
　ＢＰＦ(Band Pass Filter)１１は、第１フィルタ手段の一具体例であり、ＩＦ（中間周波数）帯の受信信号（所定信号の一具体例）のうち所定周波数帯の受信信号を透過させ、パワーアンプ１２に対して出力する。
　パワーアンプ１２は、増幅手段の一具体例であり、ＢＰＦ１１から出力された受信信号を増幅し、ＡＶＧＡ１３に対して出力する。
　ＡＶＧＡ(Analog Voltage Gain Control Amplifier)１３は、ゲイン変更手段の一具体例であり、ＡＧＣ制御回路２１により供給されるＡＧＣ制御電圧に従って、内蔵アンプのゲインを可変させる。これにより、受信信号の入力レベルが変動した場合でもその出力レベルを一定に保つことができる。ＡＶＧＡ１３は、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号を直交復調器１４に対して出力する。
　直交復調器１４は、直交復調手段の一具体例であり、局部発振器１５から出力される基準信号を用いて、ＡＶＧＡ１３から受信したＩＦ信号をＢＢ(Base Band：ベースバンド)信号に変換し、Ｐｃｈ（同相成分）、及びＱｃｈ（直交成分）に分離する。直交復調器１４は、分離したＢＢ信号を、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂに夫々出力する。
　さらに、直交復調器１４は、上記機能に加えて、キャリア同期機能やクロック同期機能等を有している。キャリア同期機能は、局部発振器１５から出力される信号の周波数を、受信信号の周波数に同期させる機能である。また、クロック同期機能は、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂにおいて、アナログディジタル変換に用いるサンプリングクロック位相を、最適位置へ同期させる機能である。なお、これら機能は、周知技術であるため詳細な説明は割愛する。
　局部発振器（Ｌｏ）１５は、所定周波数で基準信号を生成し、生成した基準信号を直交復調器１４に対して出力する。
　各ＬＰＦ（Low Pass Filter）１６ａ、１６ｂは、第２フィルタ手段の一具体例であり、直交復調器１４から出力されたＢＢ信号のうち所定周波数以下の信号を夫々透過させ、各Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂに対して出力する。
　各Ａ／Ｄ（analog/digital）変換器１７ａ、１７ｂは、Ａ／Ｄ変換手段の一具体例であり、ＬＰＦ１６ａ、１６ｂから出力されたアナログ信号をデジタル信号に夫々変換する。各Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂは、デジタル変換した同相成分のＤｉ信号及び直交成分のＤｑ信号を、夫々、ＲＯＦ１８ａ、１８ｂに出力する。同時に、各Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂは、デジタル変換したＤｉ信号及びＤｑ信号を、ＡＧＣ制御回路２１及び振幅歪み予測器３０に対して出力する。
　各ＲＯＦ(Root Cosine Roll Off Filter)１８ａ、１８ｂは、第３フィルタ手段の一具体例であり、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂから出力されるＤｉ信号及びＤｑ信号の周波数帯域幅を制限するルートコサインロールオフフィルタ処理を夫々行い、処理したＤｉ信号及びＤｑ信号を線形等化器１９に対して出力する。
　線形等化器（ＥＱＬ：Linear Equalizer）１９は、線形等化手段の一具体例であり、各ＲＯＦ１８ａ、１８ｂから出力される信号に対して線形等化処理を行い、線形等化処理した信号を、夫々、Ｃ／Ｎ推定器３２に対して出力する。
　ＡＧＣ（Automatic Gain Control）制御回路２１は、利得制御手段の一具体例であり、自動利得制御を行う。ＡＧＣ制御回路２１は、各Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂから出力されたＤｉ信号及びＤｑ信号の２乗和を計算して、瞬時電力Ｐ＝（Ｄｉ２＋Ｄｑ２）を算出する。そして、ＡＧＣ制御回路２１は、ＡＧＣＲＥＦ制御器３４から出力される自動利得制御の動作閾値（以下、ＡＧＣ動作閾値と称す）と、上記算出した瞬時電力Ｐと、を比較する。さらに、ＡＧＣ制御回路２１は、ＡＧＣ動作閾値（ＡＧＣＲＥＦ）と瞬時電力Ｐとの比較結果を平滑化した後、ＡＧＣ制御電圧としてＡＶＧＡ１３に対して出力する。ＡＶＧＡ１３は、ＡＧＣ制御回路２１から出力されたＡＧＣ制御電圧に従って内蔵アンプのゲインを可変させる。ＡＶＧＡ１３は、受信信号の入力レベルが変動した状況下においても、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力信号の平均電力が常にＡＧＣ動作閾値と同等になるように、内蔵アンプのゲインを制御する。なお、説明の便宜上、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力におけるアナログ信号の振幅レベルは、Ａ／Ｄ変換後のＤｉ信号及びＤｑ信号における振幅レベルと同等とする。
　振幅歪み予測器３０は、信号生成手段の一具体例であり、ＡＧＣ動作閾値を変更するための警報信号を生成する。図３は、本実施の形態１に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態１に係る振幅歪み予測器３０は、振幅ピーク検出器１０３と、ＡＬＭ生成器１０４と、ＡＬＭ解除閾値生成器１０５と、を有している。
　振幅ピーク検出器１０３は、振幅ピーク検出部の一具体例であり、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂから出力されたＤｉ信号及びＤｑ信号を用いて、振幅値（Ｄｉ２＋Ｄｑ２）１／２を計算する。そして、振幅ピーク検出器１０３は、所要の監視区間において、計算した振幅値のピーク値を検出し、ＡＬＭ生成器１０４に対して出力する。
　ＡＬＭ解除閾値生成器１０５は、予めパラメータとして設定されるＡＬＭ発動閾値β（第１閾値の一具体例）およびＣ／Ｎ初期値ＣＮ_０に加えて、Ｃ／Ｎ推定器３２から得られるＣ／Ｎ推定値ＣＮを用いて、ＡＬＭ解除閾値β'（第１閾値よりも小さい第２閾値の一具体例）を算出し、ＡＬＭ生成器１０４に出力する。
　ＡＬＭ生成器１０４は、第１信号生成部の一具体例であり、振幅ピーク検出器１０３から出力される振幅ピーク値を、ＡＬＭ発動閾値βまたはＡＬＭ解除閾値β'と、比較することで警報信号（第１信号の一具体例）を生成する。ＡＬＭ生成器１０４は、生成した警報信号をＡＧＣＲＥＦ制御器３４に出力する。
　ＡＬＭ生成器１０４は、振幅ピーク値とＡＬＭ発動閾値βとを比較して、警報信号の極性を変更する。例えば、ＡＬＭ生成器１０４は、振幅ピーク値がＡＬＭ発動閾値βを超えると、警報信号の極性を'Ｌ'の状態から'Ｈ'の状態に変更する。一方、ＡＬＭ生成器１０４は、所要の監視区間（所定期間）において振幅ピーク値がＡＬＭ解除閾値β'よりも小さい状態が継続すると。警報信号の極性を'Ｈ'の状態から'Ｌ'の状態に変更する。
　なお、警報信号の極性が'Ｌ'の状態は、第１の状態の一具体例であり、例えば、波形歪みが小さく、ＡＬＭ未発動の状態を示している。一方、警報信号の極性が'Ｈ'の状態は、第２の状態の一具体例であり、例えば、波形歪みが大きく、ＡＬＭ発動の状態を示している。
　なお、ＡＬＭ発動閾値βは、例えば、デジタル部で許容できる振幅上限値に対して少し低めに設定されている。また、当該自動利得制御装置１０の起動時における警報信号の初期状態は、'Ｌ' （ＡＬＭ未発動）の状態に設定されている。
　Ｃ／Ｎ推定器３２は、推定値算出手段の一具体例であり、線形等化器１９から出力されたデジタル信号を判定し、その判定結果に基づいてＣ／Ｎ推定値ＣＮを算出する。そして、Ｃ／Ｎ推定器３２は、算出したＣ／Ｎ推定値ＣＮを、振幅歪み予測器３０及びＡＧＦＲＥＦ制御器３４に出力する。なお、上記Ｃ／Ｎ推定器３２によるＣ／Ｎ推定方法に関しては既知の技術であるため、詳細な説明は省略する。
　ＡＧＣＲＥＦ制御器３４は、動作閾値変更手段の一具体例であり、振幅歪み予測器３０からの警報信号と、Ｃ／Ｎ推定器３２からのＣ／Ｎ推定値ＣＮと、に基づいてＡＧＣ動作閾値の変更を行う。図４は、本実施の形態１に係るＡＧＣＲＥＦ制御器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るＡＧＣＲＥＦ制御器３４は、ＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２と、ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４と、を有している。
　ＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２は、補正係数算出部の一具体例であり、予めパラメータとして設定されるＣＮ初期値ＣＮ_０と、Ｃ／Ｎ推定器３２から出力されるＣ／Ｎ推定値ＣＮと、を用いて、ＡＧＣＲＥＦ補正係数αを算出する。ＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２は、算出したＡＧＣＲＥＦ補正係数αをＡＧＣＲＥＦ補正器２０４に出力する。
　ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、補正部の一具体例であり、振幅歪み予測器３０から出力される警報信号と、予めパラメータとして設定されるＡＧＣ動作閾値ＡＧＣＲＥＦ_０と、ＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２から出力されるＡＧＣＲＥＦ補正係数αと、を用いて、ＡＧＣ動作閾値を適宜補正する。ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、補正したＡＧＣ動作閾値をＡＧＣ制御回路２１に出力する。
　次に、図１を用いて、初期設定パラメータであるＣ／Ｎ値ＣＮ_０とＡＧＣ動作閾値ＡＧＣＲＥＦ_０の決定方法について、詳細に説明する。ここで、変調方式としては、多値ＱＡＭを想定する。
　例えば、事前評価用装置を用いて、隣接信号が無い環境下で、ユーザがＡＧＣ動作閾値を最適な値に調整する。なお、ＡＧＣ動作閾値を大きくし過ぎると、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力におけるＱＡＭ信号の振幅が増大する。このため、その振幅値がＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂ内部、およびデジタル部の振幅上限値を超え、振幅歪みよるＢＥＲ（ビット誤り率）劣化が発生する。一方で、ＡＧＣ動作閾値を小さくし過ぎると、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力におけるＱＡＭ信号の平均電力が低下し、Ｓ／Ｎ劣化が生じる。
　したがって、ＡＧＣ動作閾値は、例えば、歪みによるＢＥＲ劣化が生じない範囲内で極力高め（最大値）に調整しておき、このように最適調整されたＡＧＣ動作閾値をＡＧＣＲＥＦ_０とする。そして、ＡＧＣ動作閾値をＡＧＣＲＥＦ_０に設定した状態で、Ｃ／Ｎ推定値を取得し、得られた値をＣＮ初期値ＣＮ_０とする。
　次に、本実施の形態に係る自動利得制御装置の具体的な動作について説明する。なお、ＩＦ帯の受信信号（希望信号）１０、および、希望信号の隣接チャネルに存在する非希望信号（隣接信号）に対して、多値ＱＡＭ変調が施されているものとする。
　図５Ａは、隣接信号無しの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号（以下、受信希望信号と称す）における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図５Ｂは、隣接信号無しの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　図５Ｂに示す周波数特性において、受信希望信号は、ＢＢ帯にダウンコンバートされた帯域を含む信号であり、スペクトラム頭頂部の振幅レベルはＡ[ｄＢ]となっている。一方、図５Ａに示す時間特性において、信号のピーク値がＡＬＭ発動閾値βを超えていない。このため、振幅歪み予測器３０は、警報信号を'Ｌ'（ＡＬＭ未発動）の状態に維持して、ＡＧＣＲＥＦ制御器３４に出力する。ＡＧＣＲＥＦ制御器３４内部のＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、振幅歪み予測器３０から出力された警報信号が'Ｌ'の状態であるため、ＡＧＣ動作閾値を初期値ＡＧＣＲＥＦ_０のままとし、ＡＧＣ制御回路２１に出力する。
　図６Ａは、隣接信号有りの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図６Ｂは、隣接信号有りの時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　図６Ｂに示す周波数特性において、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力信号には、受信希望信号に加え、ＢＰＦ１１およびＬＰＦ１６ａ、１６ｂで除去しきれずに到達した隣接信号が含まれる。このとき、ＡＧＣ制御回路２１は、受信希望信号に上記隣接信号を含んだ信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルを一定にするように、ＡＶＧＡ１３のゲインを制御する。このため、受信希望信号の平均電力は、隣接信号が加わった分だけ低下している。
　図６Ｂの斜線部分Ｓに示すように、受信希望信号の帯域内に隣接信号の一部が干渉している。従って、隣接信号有りの時は、ＡＧＣ制御によるＡ／Ｄ変換部１７ａ、１７ｂの入力レベル低下と隣接信号からの干渉により、受信希望信号のＳ／Ｎが劣化する。このため、Ｃ／Ｎ推定器３２から得られるＣ／Ｎ推定値ＣＮは低下する。
　一方、図６Ａに示すように、受信希望信号に隣接信号を加えたＡ／Ｄ変換部１７ａ、１７ｂへの入力信号（受信信号）の時間特性において、隣接信号が加わった影響で振幅ピーク値が増大している。しかしながら、その振幅ピーク値は、ＡＬＭ発動閾値βを超えてない。このため、振幅歪み予測器３０は警報信号を'Ｌ'（ＡＬＭ未発動）の状態として、ＡＧＣＲＥＦ制御器３４に出力する。ＡＧＣＲＥＦ制御器３４内部のＡＧＣＲＥＦ補正器２０４では、振幅歪み予測器３０から出力された警報信号が'Ｌ'の状態であるため、ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値ＡＧＣＲＥＦ_０のままとし、ＡＧＣ制御回路２１に出力する。
　図７Ａは、図６Ａに示す状態から隣接信号が増大した時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図７Ｂは、図６Ａに示す状態から隣接信号が増大した時のＡ／Ｄ変喚器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　図７Ｂに示す周波数特性において、隣接信号レベルの増大に伴い、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルがＡ'[ｄＢ]まで低下し、かつ、隣接信号から受信希望信号への干渉量Ｓ（斜線部分）も増加している。よって、Ｃ／Ｎ推定値ＣＮは更に低下する。
　一方、図７Ａに示す時間特性においても、隣接信号の受信レベルの増加に伴って、信号の振幅ピーク値が増加し、ＡＬＭ発動閾値βを超える。このとき、振幅歪み予測器 ３０は、警報信号の極性を'Ｌ'の状態から'Ｈ'の状態に変更し、ＡＧＣＲＥＦ制御器３４へ出力する。
　ＡＧＣＲＥＦ制御器３４内部のＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２は、初期設定値ＣＮ_０の真値[ＣＮ_０]と、Ｃ／Ｎ推定値ＣＮの真値[ＣＮ]と、に基づいて、下記式を用いてＡＧＣＲＥＦ補正係数αを算出し、ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４に出力する。
　ＡＧＣＲＥＦ補正係数α=[ＣＮ]／[ＣＮ_０]
　ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、警報信号の極性が'Ｌ'の状態から'Ｈ'の状態へ変更されると、下記式のように、ＡＧＣ動作閾値（現時点で初期値ＡＧＣＲＥＦ_０が設定）にＡＧＣＲＥＦ補正係数αを乗算する。これにより、ＡＧＣ動作閾値は低下する。
　ＡＧＣ動作閾値=ＡＧＣＲＥＦ_０・α
　　　　　　　= ＡＧＣＲＥＦ_０・[ＣＮ]／[ＣＮ_０]　　（０≦α≦１）
　上記式において、ＣＮ初期値ＣＮ_０は、例えば、事前評価用装置を用いて、隣接干渉が無い環境下で取得されたＣ／Ｎ推定値である。このため、当該自動利得制御装置１０の実運用時においても、隣接干渉が無いときは、Ｃ／Ｎ推定値ＣＮが初期設定値ＣＮ_０とほぼ一致するので、ＡＧＣＲＥＦ補正係数αは'１'に近い値になる。一方、隣接干渉が有る時は、Ｃ／Ｎ推定値ＣＮが隣接信号の受信レベル増加に伴って低下し、その低下に応じてＡＧＣＲＥＦ補正係数αも'１'から減少する。従って、ＡＧＣ動作閾値を、その初期設定値ＡＧＣＲＥＦ_０に対して、隣接信号の受信レベルに応じた減衰率（ＡＧＣＲＥＦ補正係数）αで減衰させることができる。
　図８Ａは、ＡＧＣ動作閾値補正後のＡ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図８Ｂは、ＡＧＣ動作閾値補正後のＡ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　ＡＧＣ動作閾値の低下に伴い、ＡＧＣ制御回路２１は、受信信号レベルを更に絞る方向にＡＶＧＡ１３のゲインを制御する。これにより、図８Ｂに示す周波数特性において、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルは、Ａ'[ｄＢ]から更に低下し、Ｓ／Ｎが僅かに劣化する。しかしながら、図８Ｂに示す受信信号の時間特性において、振幅ピーク値がＡＬＭ発動閾値βを下回る程度に減少するため、波形歪みの発生を抑制できる。
　また、図８Ｂに示すように、受信信号の振幅ピーク値はＡＬＭ解除閾値β'を下回ってない。このため、振幅歪み予測器３０は、警報信号を'Ｈ'（ＡＬＭ発動）の状態のまま保持する。ここで、ＡＬＭ解除閾値生成器１０５は、下記式を用いてＡＬＭ解除閾値β'を生成する。
　　β'=β・[ＣＮ]／[ＣＮ_０]
　　　　=β・α（０≦α≦１）
　ただし、上記式において、ＣＮ_０の真値を[ＣＮ_０]とし、ＣＮの真値を[ＣＮ]とし、ＡＬＭ発動閾値βは初期設定されている。上記式に示す如く、ＡＬＭ解除閾値β'は、ＡＬＭ発動閾値βに対して、ＡＧＣ動作閾値と同一のＡＧＣＲＥＦ補正係数（減衰率）αを乗算して算出される。
　これにより、ＡＬＭ発動閾値βのＡＬＭ解除閾値β'に対する増加率は、ＡＧＣＲＥＦ補正係数αで補正されたＡＧＣ動作閾値をその初期設定値ＡＧＣＲＥＦ_０に戻したときにおける、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力信号の平均レベル増加率と同等になる。従って、所要の監視区間において、受信信号の振幅ピーク値が継続してＡＬＭ解除閾値β'を下回った場合は、ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値ＡＧＣＲＥＦ＿０に戻す。これにより、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂへの入力信号の平均レベルを増加させても、その信号の振幅ピーク値がＡＬＭ発動閾値βを超える可能性は極めて低いと判断できる。
　図９Ａは、図８Ａに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図９Ｂは、図８Ｂに示す状態に対して隣接信号レベルが低下した時の、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　図９Ｂに示す周波数特性において、隣接信号のレベルが低下し、隣接信号から受信希望信号への干渉量も減少傾向にあるため、Ｃ／Ｎ推定値ＣＮは増加する。一方、図９Ａに示す受信信号の時間特性においても、振幅ピーク値が、隣接信号の受信レベル減少に伴って減少し、ＡＬＭ解除閾値β'を下回っている。
　振幅歪み予測器３０は、所要の監視区間において、受信希望信号の振幅ピーク値がＡＬＭ解除閾値β'を下回る状態が継続する場合、警報信号の極性を'Ｈ'の状態から'Ｌ'の状態に変更する。ＡＧＣＲＥＦ制御器３４内部のＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、振幅歪み予測器３０から出力される警報信号の極性が'Ｈ'の状態から'Ｌ'の状態へ変わった時点で、ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値ＡＧＣＲＥＦ_０に戻す。
　図１０Ａは、ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値に戻したときの、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、経過時間と振幅との関係を示す図である。図１０Ｂは、ＡＧＣ動作閾値をその初期設定値に戻したときの、Ａ／Ｄ変換器の入力信号における、周波数と振幅との関係を示す図である。
　図１０Ｂに示す周波数特性において、受信希望信号のスペクトラム頭頂部における振幅レベルが上昇し、Ｓ／Ｎが改善していることが分かる。一方、図１０Ａに示す受信信号の時間特性においては、振幅レベルが増加しているが、その振幅ピーク値が、ＡＬＭ発動閾値βを超えていないため、波形歪みの発生が抑制できている。
　以上、本実施の形態に係る自動利得制御装置１０において、隣接干渉がない場合を想定してＡＧＣ動作閾値の初期設定値を決め、隣接干渉の度合いに応じてＡＧＣ動作閾値を適切に変更する。すなわち、隣接干渉の影響が大きい場合において、ＡＧＣ動作閾値を低下させる。一方、隣接干渉がない場合、あるいは、隣接干渉の影響が小さい場合において、ＡＧＣ動作閾値を初期設定値に戻す。これにより、受信信号のＳ／Ｎ劣化を最小限に抑えつつ、隣接干渉に伴う希望信号のピークレベル増加に起因する波形歪みを防止することが可能になる。
　実施の形態２．
　図１１は、本発明の実施の形態２に係る自動利得制御装置の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態２に係る自動利得制御装置２０は、上記実施の形態１に係る自動利得制御装置１０の構成からＣ／Ｎ推定器３２を除去した簡易な構成となっている。
　図１２は、本発明の実施の形態２に係るＡＧＣＲＥＦ制御器の外略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態２に係るＡＧＣＲＥＦ制御器２２は、上記実施の形態１に係るＡＧＣＲＥＦ制御器３４の構成からＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器２０２を除去した構成となっている。
　図１３は、本発明の実施の形態２に係る振幅歪み予測器の概略的なシステム構成を示すブロック図である。本実施の形態２に係る振幅歪み予測器２３は、上記実施の形態１に係る振幅歪み予測器３０の構成からＡＬＭ解除閾値生成器１０５を除去した構成となっている。
　ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４に設定されるＡＧＣＲＥＦ_０及びＡＧＣＲＥＦ_ｍｉｎは、初期設定パラメータであり、事前評価用装置などにより決定される。例えば、ＡＧＣＲＥＦ_０は、隣接信号が無い環境下において、事前評価用装置を用いて最適調整されたＡＧＣ動作閾値である。一方、ＡＧＣＲＥＦ_ｍｉｎは、当該自動利得制御装置２０の実運用時に想定される最大の隣接信号を加えた環境下において、事前評価用装置を用いて最適調整されたＡＧＣ動作閾値である（ＡＧＣＲＥＦ_０＞ＡＧＣＲＥＦ_ｍｉｎ）。ＡＬＭ解除閾値β'は、初期設定されるＡＬＭ発動閾値βを用いて下記式より算出される。β'＝β・ＡＧＣＲＥＦ_ｍｉｎ／ＡＧＣＲＥＦ_０
　なお、本実施の形態２において、他の構成は上記実施の形態１と略同一であることから、同一部分に同一符号を付して詳細な説明は省略する。
　振幅ピーク検出器１０３は、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂから出力されるＤｉ信号及びＤｑ信号を用いて、振幅値（Ｄｉ２＋Ｄｑ２）１／２を計算する。そして、振幅ピーク検出器１０３は、所要の監視区間において、振幅値のピーク値を検出し、検出した振幅ピーク値をＡＬＭ生成器１０４に対して出力する。
　ＡＬＭ生成器１０４は、その出力である警報信号の極性の初期状態を'Ｌ'（ＡＬＭ未発動）の状態とする。そして、ＡＬＭ生成器１０４は、振幅ピーク検出器１０３から出力された振幅ピーク値とＡＬＭ発動閾値βとを比較し、振幅ピーク値がＡＬＭ発動閾値βを超えると警報信号の極性を'Ｌ'の状態から'Ｈ'の状態に変更する。
　一方、警報信号が'Ｈ'（ＡＬＭ発動）のとき、ＡＬＭ生成器１０４は、振幅ピーク検出器１０３から出力された振幅ピーク値とＡＬＭ解除閾値β'とを比較し、振幅ピーク値が所要の監視区間において継続してＡＬＭ解除閾値β'を下回る場合に、警報信号の極性を'Ｈ'の状態から'Ｌ'に変更する。
　ＡＧＣＲＥＦ制御器２２内部のＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、当該自動利得制御装置２０の起動時において、ＡＧＣ動作閾値の初期設定値をＡＧＣＲＥＦ_０とし、ＡＧＣ制御回路２１に出力する。ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、振幅歪み予測器２３から出力される警報信号が'Ｌ'の状態から'Ｈ'の状態へ変わったとき、隣接干渉の影響が大きいと判断する。そして、ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、ＡＧＣ動作閾値をＡＧＣＲＥＦ_ｍｉｎに切り替えて、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルを減少させる。これにより、希望信号の波形歪みを防止することができる。
　一方、ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、振幅歪み予測器２３から出力される警報信号が'Ｈ'の状態から'Ｌ'の状態へ変わったとき、隣接干渉が無い、または、隣接干渉の影響が小さいと判断する。そして、ＡＧＣＲＥＦ補正器２０４は、ＡＧＣ動作閾値を初期設定値ＡＧＣＲＥＦ_０に戻し、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルを増加させる。これにより、希望信号のＳ／Ｎを初期状態とほぼ同程度に回復させることができる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。なお、上記実施の形態において、復調回路に適用する場合について説明したが、これに限らず、変調回路に適用することも可能である。
　また、本発明は、上記自動利得制御装置１０、２０が実行する処理を、ＣＰＵにコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。
　プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（random access memory））を含む。
　また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
　上記実施の形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、
　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する推定値算出手段と、
　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する信号生成手段と、
　前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、
　前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、
　を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記２）
　（付記１）記載の自動利得制御装置であって、
　前記信号生成手段は、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値を検出する振幅ピーク検出部と、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値と、第１閾値又は該第１閾値より小さい第２閾値とを比較して前記第１信号を生成する第１信号生成部と、を有し、
　前記動作閾値変更手段は、前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第１信号の極性と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記３）
　（付記２）記載の自動利得制御装置であって、
　前記第１信号生成部は、
　前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第１閾値を超えると、前記第１信号の極性を波形歪みが小さいことを示す第１の状態から波形歪みが大きいことを示す第２の状態に変更し、
　所定期間において、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第２閾値よりも小さい状態が継続すると、前記第１信号の極性を前記第２の状態から前記第１の状態に変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記４）
　（付記１）乃至（付記３）のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
　前記動作閾値変更手段は、
　予め設定された前記Ｃ／Ｎ推定値の初期値と、前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、に基づいて補正係数を算出する補正係数算出部と、
　前記信号生成手段により生成された前記第１信号と、予め設定された前記動作閾値の初期値と、前記補正係数算出部により算出された補正係数と、を用いて前記動作閾値を補正する補正部と、
　を有する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記５）
　（付記４）記載の自動利得制御装置であって、
　前記動作閾値の初期値は、波形歪みによるＢＥＲ劣化が生じない範囲内で最大値に設定されており、該設定時における前記Ｃ／Ｎ推定値を前記Ｃ／Ｎ推定値の初期値に設定されている、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記６）
　（付記１）乃至（付記５）のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
　前記動作閾値の初期設定値は、前記所定信号の隣接干渉がない状態に基いて設定されており、
　前記動作閾値変更手段は、前記隣接干渉の影響が大きい場合において、前記動作閾値を初期設定値から低下させ、前記隣接干渉がない場合、又は前記隣接干渉の影響が小さい場合において、前記動作閾値を前記初期設定値に戻す、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記７）
　（付記６）記載の自動利得制御装置であって、
　前記動作閾値変更手段は、前記動作閾値を前記初期設定値に対して、前記所定信号に対する隣接信号の受信レベルに応じた減衰率で減衰させる、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記８）
　（付記３）記載の自動利得制御装置であって、
　前記所定信号に対する隣接信号が無いとき、
　前記第１信号生成部は、前記第１信号の極性を前記第１の状態に維持して、前記動作閾値変更手段に出力し、
　前記動作閾値変更手段は、前記第１信号生成部から出力された前記第１の状態の第１信号に応じて、前記動作閾値を初期設定値に維持し前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記９）
　（付記３）記載の自動利得制御装置であって、
　前記所定信号に対する隣接信号レベルが所定値以上に増加すると、
　前記第１信号生成部は、前記第１信号の極性を前記第１の状態から第２の状態に変更して、前記動作閾値変更手段に出力し、
　前記動作閾値変更手段は、前記第１信号生成部から出力された前記第２の状態の第１信号に応じて、前記動作閾値に補正係数を乗算して該動作閾値を低下させ前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記１０）
　（付記１）乃至（付記９）のうちいずれか記載の自動利得制御装置であって、
　前記所定信号は受信信号であり、
　前記受信信号のうち所定周波数の受信信号を透過させる第１フィルタ手段と、
　前記第１フィルタ手段により透過された受信信号を増幅する増幅手段と、
　前記利得制御手段から出力される制御信号に従ってゲインを可変させ、中間周波数信号を出力するゲイン変更手段と、
　前記ゲイン変更手段から出力された中間周波数信号をベースバンド信号に変換し、同相成分のＤｉ信号と直交成分のＤｑ信号とに分離する直交復調手段と、
　前記直交復調手段により分離されたＤｉ信号及びＤｑ信号のうち所定周波数の受信信号を透過させる一対の第２フィルタ手段と、
　前記各第２フィルタ手段により透過されたアナログ信号をデジタル信号に変換する一対のＡ／Ｄ変換手段と、
　前記各Ａ／Ｄ変換手段により変換されたデジタル信号に対してルートコサインロールオフフィルタ処理を行う一対の第３フィルタ手段と、
　前記各第３フィルタ手段によりルートコサインロールオフフィルタ処理された信号に対して線形等化処理を行う線形等化手段と、
　を更に備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
（付記１１）
　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、
　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出するステップと、
　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成するステップと、
　前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更するステップと、
　前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行うステップと、
　を含む、ことを特徴とする自動利得制御方法。
（付記１２）
　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムであって、
　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する処理と、
　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する処理と、
　前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、
　前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、
　をコンピュータに実行させる、ことを特徴とする自動利得制御プログラム。
　この出願は、２０１２年６月２１日に出願された日本出願２０１２－１３９６１７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本発明は、例えば、多値ＱＡＭ変調を用いたデジタル無線通信システム全般に適用可能である。
　　１、１０、２０　　自動利得制御装置
　　２　　推定値算出手段
　　３　　信号生成手段
　　４　　動作閾値変更手段
　　５　　利得制御手段
　　１１　　ＢＰＦ
　　１２　　パワーアンプ
　　１３　　ＡＶＧＡ
　　１４　　直交復調器
　　１５　　局部発振器
　　１６ａ、１６ｂ　　ＬＰＦ
　　１７ａ、１７ｂ　　Ａ／Ｄ変換器
　　１８ａ、１８ｂ　　ＲＯＦ
　　１９　　線形等化器
　　２１　　ＡＧＣ制御回路
　　３０　　振幅歪み予測器
　　３２　　Ｃ／Ｎ推定器
　　３４　　ＡＧＣＲＥＦ制御器
　　１０３　　振幅ピーク検出器
　　１０４　　ＡＬＭ生成器
　　１０５　　ＡＬＭ解除閾値生成器
　　２０２　　ＡＧＣＲＥＦ補正係数算出器
　　２０４　　ＡＧＣＲＥＦ補正器

Claims (10)

  1. 　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御装置であって、
    　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する推定値算出手段と、
    　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する信号生成手段と、
    　前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する動作閾値変更手段と、
    　前記動作閾値変更手段により変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う利得制御手段と、
    　を備える、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  2. 　請求項１記載の自動利得制御装置であって、
    　前記信号生成手段は、前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値を検出する振幅ピーク検出部と、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値と、第１閾値又は該第１閾値より小さい第２閾値とを比較して前記第１信号を生成する第１信号生成部と、を有し、
    　前記動作閾値変更手段は、前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記信号生成手段により生成された前記第１信号の極性と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  3. 　請求項２記載の自動利得制御装置であって、
    　前記第１信号生成部は、
    　前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第１閾値を超えると、前記第１信号の極性を波形歪みが小さいことを示す第１の状態から波形歪みが大きいことを示す第２の状態に変更し、
    　所定期間において、前記振幅ピーク検出部により検出された振幅のピーク値が前記第２閾値よりも小さい状態が継続すると、前記第１信号の極性を前記第２の状態から前記第１の状態に変更する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  4. 　請求項１乃至３のうちいずれか１項記載の自動利得制御装置であって、
    　前記動作閾値変更手段は、
    　予め設定された前記Ｃ／Ｎ推定値の初期値と、前記推定値算出手段により算出されたＣ／Ｎ推定値と、に基づいて補正係数を算出する補正係数算出部と、
    　前記信号生成手段により生成された前記第１信号と、予め設定された前記動作閾値の初期値と、前記補正係数算出部により算出された補正係数と、を用いて前記動作閾値を補正する補正部と、
    　を有する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  5. 　請求項４記載の自動利得制御装置であって、
    　前記動作閾値の初期値は、波形歪みによるＢＥＲ劣化が生じない範囲内で最大値に設定されており、該設定時における前記Ｃ／Ｎ推定値を前記Ｃ／Ｎ推定値の初期値に設定されている、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  6. 　請求項１乃至５のうちいずれか１項記載の自動利得制御装置であって、
    　前記動作閾値の初期設定値は、前記所定信号の隣接干渉がない状態に基いて設定されており、
    　前記動作閾値変更手段は、前記隣接干渉の影響が大きい場合において、前記動作閾値を初期設定値から低下させ、前記隣接干渉がない場合、又は前記隣接干渉の影響が小さい場合において、前記動作閾値を前記初期設定値に戻す、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  7. 　請求項６記載の自動利得制御装置であって、
    　前記動作閾値変更手段は、前記動作閾値を前記初期設定値に対して、前記所定信号に対する隣接信号の受信レベルに応じた減衰率で減衰させる、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  8. 　請求項３記載の自動利得制御装置であって、
    　前記所定信号に対する隣接信号レベルが所定値以上に増加すると、
    　前記第１信号生成部は、前記第１信号の極性を前記第１の状態から第２の状態に変更して、前記動作閾値変更手段に出力し、
    　前記動作閾値変更手段は、前記第１信号生成部から出力された前記第２の状態の第１信号に応じて、前記動作閾値に補正係数を乗算して該動作閾値を低下させ前記利得制御手段に出力する、ことを特徴とする自動利得制御装置。
  9. 　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御方法であって、
    　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出し、
    　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成し、
    　前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更し、
    　前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う、
    　ことを特徴とする自動利得制御方法。
  10. 　所定信号に対して復調又は変調を行う際に自動利得制御を行う自動利得制御プログラムを格納するコンピュータ可読媒体であって、
    　前記所定信号のＣ／Ｎ推定値を算出する処理と、
    　前記所定信号の所定区間における振幅のピーク値に基づいて、第１信号を生成する処理と、
    　前記算出されたＣ／Ｎ推定値と、前記生成された前記第１信号と、に基づいて、前記自動利得制御の動作閾値を変更する処理と、
    　前記変更された動作閾値と所定信号とを比較して、前記自動利得制御におけるゲインの制御を行う処理と、
    　をコンピュータに実行させる自動利得制御プログラムを格納するコンピュータ可読媒体。
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