WO2013108376A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2013108376A1
WO2013108376A1 PCT/JP2012/050917 JP2012050917W WO2013108376A1 WO 2013108376 A1 WO2013108376 A1 WO 2013108376A1 JP 2012050917 W JP2012050917 W JP 2012050917W WO 2013108376 A1 WO2013108376 A1 WO 2013108376A1
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converter
phase
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power
voltage
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PCT/JP2012/050917
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靖彦 細川
Original Assignee
東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F30/00—Fixed transformers not covered by group H01F19/00
    • H01F30/04—Fixed transformers not covered by group H01F19/00 having two or more secondary windings, each supplying a separate load, e.g. for radio set power supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters

Definitions

  • the present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter connected to a three-phase system via a transformer.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-233411
  • Patent Document 1 does not require a reactor in a power converter configured by cascading unit converters connected to a power system via a transformer. And it aims at providing the power converter device which can reduce volume and weight.
  • a power conversion device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-233411 is connected to a three-phase power system via a transformer, and the three-phase power system and active or reactive power.
  • Converter comprising a circuit in which the secondary winding of the transformer has six terminals as open windings, and three converter arms are star-connected to the three terminals of the secondary winding.
  • a first converter group is connected, and a second converter group comprising a circuit in which another three converter arms are star-connected to the three terminals of the secondary winding is connected to the first converter.
  • the neutral point (star-connected point) of the group and the neutral point (star-connected point) of the second converter group are used as output terminals of the power converter, respectively.
  • Patent Document 1 In the power conversion device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-233411 (Patent Document 1), one-third of the direct current component of the current ID flowing through the load 123 flows through the transformer as an excitation current. Since it is necessary to pass the magnetic flux for the current, it was necessary to increase the core cross-sectional area of the transformer. As a result, there is a problem that the size of the transformer becomes large and the cost of the transformer increases.
  • a main object of the present invention is to provide a power conversion device capable of reducing the cross-sectional area of the iron core and reducing the cost.
  • a power converter includes a three-phase transformer linked to a three-phase power system, and the three-phase transformer includes a primary winding group that receives the three-phase power of the three-phase power system, and a primary winding group.
  • the first secondary winding group and the second secondary winding group that receive the power transferred from the first converter group, and the first converter group connected corresponding to the first to second secondary windings, respectively.
  • a primary winding group having first to third primary windings, each of the first secondary winding groups having a neutral point at one end of each of the primary winding groups.
  • First to third secondary windings connected to each other, and the second secondary winding group includes fourth to sixth secondary windings each having one end star-connected at a neutral point.
  • first and second secondary winding groups are connected to each other, and the first converter group includes first to third The second ends of the secondary windings have first to third converter arms connected to the respective one ends, and the second converter group includes the other ends of the fourth to sixth secondary windings.
  • a DC output terminal group to which at least one of the ends is connected.
  • the DC output terminal group includes a positive DC output terminal and a negative DC output terminal.
  • the other ends of the first to third converter arms are both connected to the positive DC output terminal.
  • the other ends of the sixth to sixth converter arms are both connected to the negative DC output terminal.
  • power is supplied to a load device connected to the DC output terminal group
  • the power conversion device further includes a control circuit for transferring power to the load device
  • the control circuit includes first to sixth conversions. Adjust the voltage applied to the DC output terminals.
  • each of the first to sixth converter arms has a plurality of unit converters connected in cascade.
  • the unit converter includes a full bridge circuit or a bidirectional chopper circuit.
  • the unit converter has a DC capacitor for smoothing the output of the full bridge circuit or the bidirectional chopper circuit.
  • the cross-sectional area of the iron core can be reduced, and the cost can be reduced.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of an internal configuration of a unit converter 120.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another example of the internal configuration of the unit converter 120.
  • FIG. It is a figure which shows the equivalent circuit with respect to the alternating current component of a power converter device. It is a figure which shows the equivalent circuit with respect to the direct current
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power converter according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion device includes a three-phase transformer 101.
  • Three-phase transformer 101 includes a transformer 105, a positive converter group 112, a negative converter group 116, and a control circuit 500.
  • each phase of the three-phase power system 100 is referred to as a U phase, a V phase, and a W phase.
  • Phase voltages are expressed as VU, VV, and VW.
  • the current flowing through each phase of the three-phase power system 100 is referred to as a system current and is represented as IU, IV, IW.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the transformer 105 in the embodiment of the present invention. 1 and 2, transformer 105 includes a primary winding group 200 and two secondary winding groups 201A and 201B.
  • primary winding group 200 includes U-phase terminal 102, V-phase terminal 103, and W-phase terminal 104.
  • the secondary winding groups 201A and 201B include a u-phase positive terminal 106, a v-phase positive terminal 107, a w-phase positive terminal 108, a u-phase negative terminal 109, and a v-phase negative terminal 110. And a w-phase negative terminal 111.
  • the turn ratio of the primary winding group 200 and the secondary winding groups 201A and 201B is 1: n / 2: n / 2.
  • FIG. 2 shows the polarity of the magnetomotive force generated in each iron core by each winding of the transformer 105 and the connection of each winding.
  • the transformer 105 has iron cores 202 to 204.
  • the primary winding group 200 is delta-connected, and the primary windings 205, 206, and 207 between the U-phase and V-phase, between the V-phase and W-phase, and between the W-phase and U-phase are wound around the iron cores 202, 203, and 204, respectively. It has been turned.
  • the number of turns of the primary windings 205 to 207 is substantially equal.
  • Secondary winding group 201A is star-connected, and includes u-phase winding 208A, v-phase winding 209A, and w-phase winding 210A. The number of turns of the windings 208A to 210A is substantially equal.
  • Secondary winding group 201B is star-connected, and includes u-phase winding 208B, v-phase winding 209B, and w-phase winding 210B. The number of turns of the windings 208B to 210B is substantially equal. Further, the neutral points of the secondary winding group 201A and the secondary winding group 201B are connected to each other. The secondary windings 208A and 208B are wound around the iron core 202, the secondary windings 209A and 209B around the iron core 203, and the secondary windings 210A and 210B around the iron core 204.
  • the voltage across the u-phase winding 208A is represented as Vu
  • the voltage across the v-phase winding 209A is represented as Vv
  • the voltage across the w-phase winding 210A is represented as Vw.
  • the voltage across u-phase winding 208B is represented as Vu
  • the voltage across v-phase winding 209B is represented as Vv
  • the voltage across w-phase winding 210B is represented as Vw.
  • a load device 123 is connected between the positive DC output terminal 121 and the negative DC output terminal 122 of the power converter.
  • the voltage applied to the load device 123 is represented as Vdc, and the current flowing through the load device 123 is represented as Idc.
  • the positive-side converter group 112 includes a u-phase positive-side converter arm 113, a v-phase positive-side converter arm 114, and a w-phase positive-side converter arm 115.
  • the negative converter group 116 includes a u-phase negative converter arm 117, a v-phase negative converter arm 118, and a w-phase negative converter arm 119.
  • the converter arm means a circuit in which one or a plurality of unit converters are cascade-connected.
  • the unit converter for example, a bidirectional chopper circuit as shown in FIG.
  • Each transducer arm has at least two terminals. In the present embodiment, these two terminals are referred to as a terminal and b terminal, respectively.
  • the voltage up to the a terminal with respect to the b terminal is referred to as an arm voltage.
  • the arm voltage is represented by the sum of the voltage difference (hereinafter referred to as cell voltage) across the unit converter included in the converter arm.
  • Each converter arm 113 to 115, 117 to 119 has an a terminal (not shown) and a b terminal (not shown).
  • Each of the converter arms 113 to 115 and 117 to 119 is a circuit in which one or a plurality of unit converters 120 are cascade-connected.
  • the a terminal of the u-phase positive converter arm 113 is connected to the positive DC output terminal 121, and the b terminal is connected to the u-phase positive terminal 106 of the transformer 105.
  • the arm voltage of u-phase positive side converter arm 113 is represented as Vup.
  • the a terminal of the v-phase positive converter arm 114 is connected to the positive DC output terminal 121, and the b terminal is connected to the v-phase positive terminal 107 of the transformer 105.
  • the arm voltage of the v-phase positive converter arm 114 is represented as Vvp.
  • the a terminal of the w-phase positive converter arm 115 is connected to the positive DC output terminal 121, and the b terminal is connected to the w-phase positive terminal 108 of the transformer 105.
  • the arm voltage of the w-phase positive converter arm 115 is represented as Vwp.
  • the a terminal of the u-phase negative converter arm 117 is connected to the u-phase negative terminal 109 of the transformer 105, and the b terminal is connected to the negative DC output terminal 122.
  • the arm voltage of u-phase negative side converter arm 117 is represented as Vun.
  • the a terminal of the v-phase negative converter arm 118 is connected to the v-phase negative terminal 110 of the transformer 105, and the b terminal is connected to the negative DC output terminal 122.
  • the arm voltage of the v-phase negative converter arm 118 is represented as Vvn.
  • the a terminal of the v-phase negative converter arm 119 is connected to the w-phase negative terminal 111 of the transformer 105, and the b terminal is connected to the negative DC output terminal 122.
  • the arm voltage of the w-phase negative converter arm 119 is represented as Vwn.
  • the current flowing through u-phase positive converter arm 113 is u-phase arm current Iu
  • the current flowing through v-phase positive converter arm 114 is v-phase arm current Iv
  • w-phase positive side The current flowing through the converter arm 115 will be expressed as w-phase arm current Iw.
  • the current flowing through the u-phase negative converter arm 117 is referred to as u-phase arm current Ix
  • the current flowing through the v-phase negative converter arm 118 is defined as v-phase arm current Iy
  • the current is expressed as w-phase arm current Iz.
  • the voltages supplied to the u-phase positive terminal 106, the v-phase positive terminal 107, and the w-phase positive terminal 108 are represented as a voltage Vu, a voltage Vv, and a voltage Vw, respectively.
  • voltages supplied to the u-phase negative terminal 109, the v-phase negative terminal 110, and the w-phase negative terminal 111 are represented as a voltage Vu, a voltage Vv, and a voltage Vw, respectively. .
  • one ends of converter arms 113 to 115 are all connected to positive DC output terminal 121, and one ends of converter arms 117 to 119 are both connected to negative DC output terminal 122.
  • the present invention is not limited to this, and at least one of the one ends of the converter arms 113 to 115 is connected to the positive side DC output terminal 121, and at least one of the one ends of the converter arms 117 to 119 is the negative side.
  • the DC output terminal 122 may be connected.
  • control circuit 500 controls the direct current Idc, the voltages Vu, Vv, Vw of each phase, and the direct current voltage command value Vdc * in order to control the alternating current I to a desired value.
  • control is performed in response to the direct current command value Idc * and the alternating current command value I *.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the internal configuration of the unit converter 120.
  • the unit converter is a full bridge circuit.
  • the unit converter 120 is a two-terminal circuit having an x terminal 300 and a y terminal 301, and includes an x-phase positive switching element 302, an x-phase negative switching element 303, a y-phase positive switching element 304, and y Phase negative side switching element 305 and energy storage element 306 are included.
  • the switching elements 302 to 305 are self-extinguishing power semiconductor elements represented by IGBTs.
  • the energy storage element 306 is a capacitor, a storage battery, or the like.
  • the voltage up to the x terminal with respect to the y terminal is referred to as a cell voltage Vcell of the unit converter.
  • the unit converter 120 may be a bidirectional chopper circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating another example of the internal configuration of the unit converter 120.
  • the bidirectional chopper includes a positive side switching element 403, a negative side switching element 404, and an energy storage element 405.
  • the switching elements 403 and 404 are self-extinguishing power semiconductor elements represented by IGBT.
  • the energy storage element 405 is a capacitor, a storage battery, or the like. In the present embodiment, this voltage in FIG. 4 is also expressed as a cell voltage Vcell.
  • the arm voltage can be controlled by the switching state of the switching elements constituting the unit converter 120.
  • the x-phase switching elements 302 and 303 are turned on and off alternately.
  • the y-phase switching elements 304 and 305 are alternately turned on and off.
  • the cell voltage Vcell is substantially the same as the voltage VC of the energy storage element 306 without depending on the current Icell. equal.
  • the cell voltage Vcell is almost zero without depending on the current Icell.
  • the cell voltage Vcell is almost zero without depending on the current Icell.
  • the cell voltage Vcell does not depend on the current Icell, and the polarity of the voltage VC of the energy storage element 306 Is approximately equal to the inverted voltage.
  • the cell voltage Vcell is determined depending on the polarity of the current Icell.
  • Icell is positive
  • the cell voltage Vcell is substantially equal to the voltage VC of the energy storage element 306.
  • Icell is negative
  • the cell voltage Vcell is substantially equal to a voltage obtained by inverting the polarity of the voltage VC of the energy storage element 306.
  • the unit converter 120 is a bidirectional chopper (FIG. 4)
  • the cell voltage Vcell is substantially equal to the voltage VC of the energy storage element 405 without depending on the current Icell.
  • the cell voltage Vcell is determined depending on the polarity of the current Icell.
  • Icell When Icell is positive, the cell voltage Vcell is substantially equal to the voltage VC of the energy storage element 405.
  • Icell is negative, the cell voltage Vcell is approximately equal to zero.
  • FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit for an AC component having a frequency of the power system 100 of the power converter.
  • equivalent circuit 1010 supplies reactances 502 and 602 (transformer winding reactance is Xu), positive-side power converter 503 and negative-side power exchanger 603, and voltage Vu.
  • Power sources 501 and 601 (voltage Vu is a transformer no-load secondary voltage) and V1 and V2 that supply DC voltage Vdc / 2 are included.
  • the power source V1 is connected between the positive DC output terminal 121 and the node N2, and the voltage value of the power source V1 during this period is Vdc / 2.
  • the power supply V2 is connected between the node N2 and the negative DC output terminal 122, and the voltage value of the power supply V2 during this period is Vdc / 2.
  • a positive power converter 503, a reactance 502, and a power source 501 are connected in series between the positive DC output terminal 121 and the node N1.
  • a power source 601, a reactance 602, and a negative power exchanger 603 are connected in series between the node N1 and the negative DC output terminal 122 in this order.
  • equations (1) and (2) are established.
  • Varmup Vdc / 2 ⁇ Vu + j ⁇ Xu ⁇ I (1a)
  • Varmun Vdc / 2 + Vu ⁇ j ⁇ Xu ⁇ I (2a)
  • the alternating current I can be controlled to a desired value by controlling the positive arm voltage Varmup and the negative arm voltage Varmun to predetermined values, respectively. it can.
  • the alternating current I increases. Conversely, if the positive arm voltage Varmup is decreased and at the same time the negative arm voltage Varmun is increased by the same amount, the alternating current I decreases.
  • FIG. 6 is a diagram showing an equivalent circuit for the DC component of the power converter.
  • an equivalent circuit for the DC component in the u phase will be shown and described.
  • the configuration of equivalent circuit 1020 includes winding resistors 502A and 602A instead of winding reactances 502 and 602 of equivalent circuit 1010 shown in FIG. Since other configurations of equivalent circuit 1020 are similar to those of equivalent circuit 1010, description thereof will not be repeated here.
  • Equation (3) is established from the equivalent circuit 1020.
  • Varmup + Varmun-2Ru ⁇ Idc / 3 Vdc (3)
  • the u-phase voltage (transformer no-load secondary voltage) Vu is canceled and does not appear in the equation (3).
  • the following formula (3a) is obtained by transforming the formula (3).
  • Varmup + Varmun 2Ru ⁇ Idc / 3 + Vdc (3a)
  • the DC current Idc can be controlled to a desired value by controlling the sum of the positive arm voltage Varmup and the negative arm voltage Varmn to a predetermined value.
  • the direct current Idc increases, and if the arm voltages Varmup and Varmun are decreased, the direct current Idc decreases.
  • FIG. 7 is a diagram showing a main configuration of a control circuit 500 that controls the arm voltages Varmup and Varmun.
  • control circuit 500 includes adders 701A to 701D, subtracters 702A to 702D, a direct current controller 710, an alternating current controller 720, and an amplifier 730.
  • the subtractor 702A supplies a direct current value (Idc * ⁇ Idc) obtained by subtracting a direct current (detected value) Idc from the direct current command value Idc * to the direct current controller 710 (amplification factor g1).
  • the subtractor 702B supplies an alternating current value (I * ⁇ I) obtained by subtracting the alternating current (detected value) I from the alternating current command value I * to the alternating current controller 720 (amplification factor g2).
  • the adder 701A adds the direct current (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc)) amplified by the direct current controller 710 and the alternating current (g2 ⁇ (I * ⁇ I)) amplified by the alternating current controller 720. To do.
  • the subtractor 702C subtracts the alternating current (g2 ⁇ (I * ⁇ I)) amplified by the alternating current controller 720 from the direct current (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc)) amplified by the direct current controller 710. To do.
  • the output current of the adder 701A is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) + g2 ⁇ (I * ⁇ I)) / 2
  • the output current of the subtractor 702C is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) ⁇ g2 ⁇ (I * -I)) / 2.
  • the subtractor 702D subtracts the transformer secondary voltage detection value from the current output from the adder 701A.
  • the adder 701B adds the current output from the subtractor 702C and the transformer secondary voltage detection value.
  • the output current of the subtractor 702D is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) + g2 ⁇ (I * ⁇ I)) / 2 ⁇ Vu
  • the output current of the adder 701B is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) ⁇ g2 ⁇ (I * ⁇ I)) / 2 + Vu.
  • the adder 701C adds the current output from the subtractor 702D and the output voltage obtained by amplifying the DC voltage command value Vdc * by the amplifier 730 (amplification factor of 1/2) to obtain the positive arm voltage command value.
  • the positive side arm voltage Varmup is output.
  • the adder 701D adds the current output from the adder 701B and the output voltage obtained by amplifying the DC voltage command value Vdc * by the amplifier 730 (amplification factor 1/2) as a negative arm voltage command value.
  • the negative arm voltage Varmun is output.
  • the positive arm voltage Varmup as the positive arm voltage command value is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) + g2 ⁇ (I * ⁇ I)) / 2 ⁇ Vu + Vdc * / 2, while the negative arm voltage command As a value, the negative side arm voltage Varmun is (g1 ⁇ (Idc * ⁇ Idc) ⁇ g2 ⁇ (I * ⁇ I)) / 2 + Vu + Vdc * / 2.
  • the direct current / alternating current can be adjusted by setting the arm voltage.
  • the direct current and the alternating current can be adjusted by performing the same operation in the v phase and the w phase, the description will not be repeated here.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the power conversion operation by the power conversion device.
  • these are examples of operation waveforms of the power converter, and the voltages VU, VV, VW and phase currents IU, IV, IW of the three-phase power system 100 and the secondary voltage Vu of each phase.
  • Vdc DC voltage
  • Idc DC current
  • the amplitudes of the voltages VU, VV, and VW of the power system are substantially equal to each other. Furthermore, the voltages VU, VV, VW of the power system have a phase difference of 120 degrees.
  • phase currents IU, IV, IW at this time are also substantially equal in amplitude. Further, the currents VU, VV, VW have a phase difference of 120 degrees.
  • the amplitudes of the secondary voltages Vu, Vv, and Vw of each phase are substantially equal to each other.
  • the voltages Vu, Vv, Vw of each phase have a phase difference of 120 degrees.
  • the power system voltage VU and the u-phase secondary voltage Vu have a phase difference of approximately 30 degrees.
  • the relationship between the other voltages VV and VW and the secondary voltages Vv and Vw is substantially the same.
  • the arm voltage Vup of the positive-side converter arm 113 includes a DC component substantially equal to Vdc / 2 and an AC component having a phase difference of approximately 180 degrees from the u-phase secondary voltage Vu. have.
  • voltage Vun of negative side converter arm 117 has a direct current component substantially equal to Vdc / 2 and an alternating current component having a phase difference of about 180 degrees from u-phase secondary voltage Vu.
  • the arm current Iu flowing through the positive converter arm 113 has an AC component having a phase difference of approximately 180 degrees from the secondary voltage Vu and a DC component substantially equal to Idc / 3.
  • the arm current Ix flowing through the negative-side converter arm 117 has an AC component substantially in phase with the secondary voltage Vu and a DC component substantially equal to Idc / 3.
  • the amplitudes of the arm current Iu and the arm current Ix are substantially equal.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device of the study example.
  • the configuration of the power conversion device of the study example includes a secondary winding group 201X instead of the secondary winding groups 201A and 201B in the configuration of the power conversion device of the present embodiment.
  • the other structure of the power converter device of an examination example is the same as that of the power converter device of this Embodiment, description is not repeated here.
  • one secondary winding group 201X is provided for the positive-side converter group 112 and the negative-side converter group 116, and power is supplied to the load device 123.
  • 123 receives power from 123.
  • the u-phase current Iu on the positive side of the secondary winding is expressed by the following equation.
  • Equation (7) The first term on the right side of Equation (7) indicates a DC component, and the second term on the right side of Equation (7) indicates an AC component.
  • the turns ratio of the primary winding of the primary winding group 200, the corresponding secondary winding in the secondary winding group 201A, and the corresponding secondary winding in the secondary winding group 201B is 1: n. / 2: Since n / 2, and only the alternating current is transmitted, the u-phase current IUX of the primary winding group 200 is expressed by the following equation.
  • the excitation current of the DC component that has become a problem in the power conversion device of the study example is that of the DC magnetomotive force of the two secondary windings wound around the same iron core in the power conversion device of the present embodiment. Since the component is canceled, no exciting current flows. Therefore, the mounting area and cost can be reduced without having to increase the cross-sectional area of the iron core of the transformer.
  • the power converter according to the present embodiment shown in FIG. 1 does not have a configuration with one secondary winding as in the power converter of the study example, but instead is on the positive converter group 112 side.
  • the negative side converter group 116 side by providing the secondary winding groups 201A and 201B, respectively, the DC component of the magnetomotive force can be canceled, and there is no need to increase the cross-sectional area of the iron core of the transformer, Cost can be reduced.
  • the power conversion device of the present embodiment includes a three-phase transformer 105 linked to a three-phase power system 100, and the three-phase transformer 105 is a three-phase power system.
  • the primary winding group 200 that receives the three-phase power
  • the secondary winding group 201A and the secondary winding group 201B that receive the power transferred from the primary winding group
  • the secondary winding groups 201A and 201B respectively.
  • the primary winding group 200 includes primary windings 205 to 207
  • the secondary winding group 201A has a neutral point at one end of each of the primary winding group 200 and the converter group 116.
  • the secondary winding group 201B has secondary windings 208B to 210B that are star-connected at a neutral point at one end of each secondary winding 208A to 210A. roll
  • the neutral points of each of the groups 201A and 201B are connected to each other, and the converter group 112 has converter arms 113 to 115 in which the other ends of the secondary windings 208A to 210A are connected to the respective one ends.
  • Converter group 116 includes converter arms 117 to 119 in which the other ends of secondary windings 208B to 210B are connected to the respective one ends, and at least one of the other ends of converter arms 113 to 115, and A DC output terminal group (121, 122) to which at least one of the other ends of the converter arms 117 to 119 is connected.
  • the DC output terminal groups 121 and 122 include a positive DC output terminal 121 and a negative DC output terminal 122, and the other ends of the converter arms 113 to 115 are both positive. The other end of each of the converter arms 117 to 119 is connected to the negative DC output terminal 122.
  • power is supplied to a load device 123 connected to the DC output terminal group (121, 122), and the power conversion device 500 transmits and receives power to the load device.
  • the control circuit 500 adjusts the voltages of the converter arms 113 to 115 and 117 to 119, and controls the voltages applied to the DC output terminal groups (121, 122).
  • each of the converter arms 113 to 115 and 117 to 119 has a plurality of unit converters 120 connected in cascade.
  • the unit converter 120 includes a full bridge circuit or a bidirectional chopper circuit.
  • the unit converter 120 includes DC capacitors 306 and 405 for smoothing the output of the full bridge circuit or the bidirectional chopper circuit.
  • the primary winding of the transformer 105 may be a delta connection, a star connection, or may be three single-phase transformers.
  • the scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

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Abstract

　三相電力系統（１００）に連系する三相変圧器（１０５）を備え、三相変圧器（１０５）は、三相電力系統の三相電力を受ける一次巻線グループ（２００）と、一次巻線グループから転送される電力を受ける第１の二次巻線グループ（２０１Ａ）および第２の二次巻線グループ（２０１Ｂ）と、第１～第２の二次巻線グループ（２０１Ａ，２０１Ｂ）にそれぞれ対応して接続される第１の変換器グループ（１１２）および第２の変換器グループ（１１６）とを含み、第１の変換器グループ（１１２）に設けられる第１～第３の変換器アーム（１１３～１１５）の他方端のうち少なくとも一つと第２の変換器グループ（１１６）に設けられる第４～第６の変換器アーム（１１７～１１９）の他方端のうち少なくとも一つとが接続される直流出力端子群（１２１，１２２）とを備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関し、特に変圧器を介して三相系統と連系する電力変換装置に関する。
　特開２０１０－２３３４１１号公報（特許文献１）に記載された発明は、変圧器を介して電力系統に連系する，単位変換器をカスケード接続して構成される電力変換装置において、リアクトルを不要とし、体積・重量を低減できる電力変換装置を提供することを目的としている。
　具体的には、特開２０１０－２３３４１１号公報（特許文献１）に記載された電力変換装置は、変圧器を介して三相電力系統に連系し、該三相電力系統と有効または無効電力を授受する電力変換装置であって、該変圧器の二次巻線をオープン巻線として６端子とし、該二次巻線の３つの端子に３台の変換器アームをスター結線した回路からなる第１の変換器グループを接続し、該二次巻線の３つの端子に別の３台の変換器アームをスター結線した回路からなる第２の変換器グループを接続し、第１の変換器グループの中性点（スター結線した点）と第２の変換器グループの中性点（スター結線した点）を、それぞれ該電力変換装置の出力端子とすることを特徴とする。
特開２０１０－２３３４１１号公報
　特開２０１０－２３３４１１号公報（特許文献１）に記載された電力変換装置において、変圧器に、負荷１２３に流れる電流ＩＤの直流電流成分の３分の１が励磁電流として流れてしまい、この直流電流分の磁束を通す必要があるため、変圧器の鉄心断面積を大きくする必要があった。その結果、変圧器の寸法が大きくなり、変圧器のコストが増大する問題があった。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、鉄心の断面積を減少でき、低コスト化が可能な電力変換装置を提供することである。
　本発明に係る電力変換装置は、三相電力系統に連系する三相変圧器を備え、三相変圧器は、三相電力系統の三相電力を受ける一次巻線グループと、一次巻線グループから転送される電力を受ける第１の二次巻線グループおよび第２の二次巻線グループと、第１～第２の二次巻線にそれぞれ対応して接続される第１の変換器グループおよび第２の変換器グループとを含み、一次巻線グループは、第１～第３の一次巻線を有し、第１の二次巻線グループは、各々の一方端が中性点でスター結線される第１～第３の二次巻線を有し、第２の二次巻線グループは、各々の一方端が中性点でスター結線される第４～第６の二次巻線を有し、第１および第２の二次巻線グループの各々の中性点は、互いに接続され、第１の変換器グループは、第１～第３の二次巻線の他方端がそれぞれの一方端に接続される第１～第３の変換器アームを有し、第２の変換器グループは、第４～第６の二次巻線の他方端がそれぞれの一方端に接続される第４～第６の変換器アームを有し、第１～第３の変換器アームの他方端のうち少なくとも一つと第４～第６の変換器アームの他方端のうち少なくとも一つとが接続される直流出力端子群とを備える。
　好ましくは、直流出力端子群は、正側直流出力端子と、負側直流出力端子とを含み、第１～第３の変換器アームの他方端はともに正側直流出力端子に接続され、第４～第６の変換器アームの他方端はともに負側直流出力端子に接続される。
　好ましくは、直流出力端子群と接続される負荷装置に電力を供給し、電力変換装置は、負荷装置に電力を授受するための制御回路をさらに備え、制御回路は、第１～第６の変換器アームの電圧を調整し、直流出力端子群に印加される電圧を制御する。
　また、好ましくは、第１～第６の変換器アームの各々は、カスケード接続された複数の単位変換器を有する。
　さらに好ましくは、単位変換器は、フルブリッジ回路または双方向チョッパ回路を含む。
　さらに好ましくは、単位変換器は、フルブリッジ回路または双方向チョッパ回路の出力を平滑化させるための直流コンデンサを有する。
　発明に係る電力変換装置では、２つの二次巻線グループに流れる直流電流による磁束をキャンセルするので、鉄心の断面積を減少でき、コストが低減できる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態における変圧器１０５の構成を示す図である。 単位変換器１２０の内部構成の一例を示す図である。 単位変換器１２０の内部構成の別の一例を示す図である。 電力変換装置の交流成分に対する等価回路を示す図である。 電力変換装置の直流成分に対する等価回路を示す図である。 アーム電圧Ｖａｒｍｕｐ，Ｖａｒｍｕｎを制御する制御回路５００の主要な構成を示す図である。 電力変換装置による電力変換動作を説明するための図である。 検討例の電力変換装置の構成を示す図である。
　以下、本発明について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。
　［実施の形態］
　本発明の電力変換装置の構成について、図１を用いて説明する。
　図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１を参照して、電力変換装置は、三相変圧器１０１を含む。三相変圧器１０１は、変圧器１０５と正側変換器グループ１１２と，負側変換器グループ１１６と、制御回路５００とを含む。
　本実施の形態では、三相電力系統１００の各相をＵ相，Ｖ相，Ｗ相と呼ぶことにする。また、相電圧をＶＵ，ＶＶ，ＶＷと表記する。さらに、三相電力系統１００の各相に流れる電流を系統電流と呼び、ＩＵ，ＩＶ，ＩＷと表わすことにする。
　次に、変圧器１０５の構成について説明する。図２は、本発明の実施の形態における変圧器１０５の構成を示す図である。図１、図２を参照して、変圧器１０５は、一次巻線グループ２００と、２つの二次巻線グループ２０１Ａ，２０１Ｂとを含む。
　ここで、一次巻線グループ２００は、Ｕ相端子１０２と、Ｖ相端子１０３と、Ｗ相端子１０４とを含む。一方、二次巻線グループ２０１Ａ，２０１Ｂは、ｕ相正側端子１０６と、ｖ相正側端子１０７と、ｗ相正側端子１０８と、ｕ相負側端子１０９と、ｖ相負側端子１１０と、ｗ相負側端子１１１とを含む。
　ここで、一次巻線グループ２００と二次巻線グループ２０１Ａ，２０１Ｂの巻数比は１：ｎ／２：ｎ／２である。
　図２には、変圧器１０５の各巻線が各鉄心に生じる起磁力の極性と、各巻線の結線とが示される。さらに、変圧器１０５は、鉄心２０２～２０４を有している。一次巻線グループ２００はデルタ結線されており、Ｕ相－Ｖ相間，Ｖ相－Ｗ相間，Ｗ相－Ｕ相間のそれぞれの一次巻線２０５，２０６，２０７はそれぞれ鉄心２０２，２０３，２０４に巻回されている。一次巻線２０５～２０７の巻数は略等しくなる。
　二次巻線グループ２０１Ａはスター結線されており、ｕ相巻線２０８Ａと、ｖ相巻線２０９Ａと、ｗ相巻線２１０Ａとを含む。巻線２０８Ａ～２１０Ａの巻数は略等しくなる。二次巻線グループ２０１Ｂはスター結線されており、ｕ相巻線２０８Ｂと、ｖ相巻線２０９Ｂと、ｗ相巻線２１０Ｂとを含む。巻線２０８Ｂ～２１０Ｂの巻数は略等しくなる。さらに、二次巻線グループ２０１Ａと二次巻線グループ２０１Ｂのそれぞれの中性点同士が接続される。二次巻線２０８Ａ，２０８Ｂは鉄心２０２に、二次巻線２０９Ａ，２０９Ｂに鉄心２０３に、二次巻線２１０Ａ，２１０Ｂに鉄心２０４に巻回する。
　本実施の形態では、ｕ相巻線２０８Ａの両端電圧をＶｕと、ｖ相巻線２０９Ａの両端電圧をＶｖと、ｗ相巻線２１０Ａの両端電圧をＶｗと表わすことにする。
　一方、本実施の形態では、ｕ相巻線２０８Ｂの両端電圧をＶｕと、ｖ相巻線２０９Ｂの両端電圧をＶｖと、ｗ相巻線２１０Ｂの両端電圧をＶｗと表わすことにする。
　電力変換装置の正側直流出力端子１２１と負側直流出力端子１２２の間には、負荷装置１２３が接続されている。負荷装置１２３に印加される電圧をＶｄｃと、負荷装置１２３に流れる電流をＩｄｃと表わすことにする。
　次に、正側変換器グループ１１２と負側変換器グループ１１６の構成について説明する。
　正側変換器グループ１１２は、ｕ相正側変換器アーム１１３と、ｖ相正側変換器アーム１１４と、ｗ相正側変換器アーム１１５とを含む。また、負側変換器グループ１１６は、ｕ相負側変換器アーム１１７と、ｖ相負側変換器アーム１１８と、ｗ相負側変換器アーム１１９とを含む。
　なお、変換器アームとは、１つまたは複数の単位変換器をカスケード接続した回路のことをいう。ここで、単位変換器として、例えば、後に説明する図４のような双方向チョッパ回路が挙げられる。各変換器アームは、少なくとも２つの端子を持つ。本実施の形態では、この２端子をそれぞれａ端子，ｂ端子と呼ぶことにする。また、ｂ端子を基準としたａ端子までの電圧をアーム電圧と呼ぶことにする。アーム電圧は、この変換器アームに含まれる単位変換器の両端の電圧差（以下、セル電圧という。）の和で表される。
　各変換器アーム１１３～１１５，１１７～１１９は、ａ端子（図示せず）とｂ端子（図示せず）とを備えている。また、各変換器アーム１１３～１１５，１１７～１１９は１台または複数台の単位変換器１２０をカスケード接続した回路である。
　ｕ相正側変換器アーム１１３のａ端子を正側直流出力端子１２１に接続し、ｂ端子を変圧器１０５のｕ相正側端子１０６に接続する。また、本実施の形態ではｕ相正側変換器アーム１１３のアーム電圧をＶｕｐと表わすことにする。
　ｖ相正側変換器アーム１１４のａ端子を正側直流出力端子１２１に接続し、ｂ端子を変圧器１０５のｖ相正側端子１０７に接続する。また、本実施の形態はｖ相正側変換器アーム１１４のアーム電圧をＶｖｐと表わすことにする。
　ｗ相正側変換器アーム１１５のａ端子を正側直流出力端子１２１に接続し、ｂ端子を変圧器１０５のｗ相正側端子１０８に接続する。また、本実施の形態ではｗ相正側変換器アーム１１５のアーム電圧をＶｗｐと表わすことにする。
　ｕ相負側変換器アーム１１７のａ端子を変圧器１０５のｕ相負側端子１０９に接続し、ｂ端子を負側直流出力端子１２２に接続する。また、本実施の形態ではｕ相負側変換器アーム１１７のアーム電圧をＶｕｎと表わすことにする。
　ｖ相負側変換器アーム１１８のａ端子を変圧器１０５のｖ相負側端子１１０に接続し、ｂ端子を負側直流出力端子１２２に接続する。また、本実施の形態ではｖ相負側変換器アーム１１８のアーム電圧をＶｖｎと表わすことにする。
　ｖ相負側変換器アーム１１９のａ端子を変圧器１０５のｗ相負側端子１１１に接続し、ｂ端子を負側直流出力端子１２２に接続する。また、本実施の形態ではｗ相負側変換器アーム１１９のアーム電圧をＶｗｎと表わすことにする。
　また、本実施の形態では、ｕ相正側変換器アーム１１３を流れる電流をｕ相アーム電流Ｉｕとし、ｖ相正側変換器アーム１１４を流れる電流をｖ相アーム電流Ｉｖとし、ｗ相正側変換器アーム１１５を流れる電流をｗ相アーム電流Ｉｗと表わすことにする。
　一方、ｕ相負側変換器アーム１１７を流れる電流をｕ相アーム電流Ｉｘとし、ｖ相負側変換器アーム１１８を流れる電流をｖ相アーム電流Ｉｙとし、ｗ相負側変換器アーム１１９を流れる電流をｗ相アーム電流Ｉｚと表わすことにする。
　ｕ相正側端子１０６と、ｖ相正側端子１０７と、ｗ相正側端子１０８とに供給される電圧をそれぞれ電圧Ｖｕと、電圧Ｖｖと、電圧Ｖｗと表わすことにする。また、同様に、ｕ相負側端子１０９と、ｖ相負側端子１１０と、ｗ相負側端子１１１とに供給される電圧をそれぞれ電圧Ｖｕと、電圧Ｖｖと、電圧Ｖｗと表わすことにする。
　なお、本実施の形態では、変換器アーム１１３～１１５の一方端はともに正側直流出力端子１２１に接続され、変換器アーム１１７～１１９の一方端はともに前記負側直流出力端子１２２に接続される。しかしながら、これに限定されることなく、変換器アーム１１３～１１５の一方端のうち少なくとも一つが正側直流出力端子１２１に接続され、変換器アーム１１７～１１９の一方端のうち少なくとも一つが負側直流出力端子１２２に接続されてもよい。
　また、制御回路５００は、詳しくは後ほど説明するが、直流電流Ｉｄｃと、交流電流Ｉを所望の値に制御するために、各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と交流電流指令値Ｉ＊とを受けて制御する。
　次に、図３と図４を用いて、単位変換器１２０の構成について説明する。
　図３は、単位変換器１２０の内部構成の一例を示す図である。図３を参照して、単位変換器はフルブリッジ回路である。単位変換器１２０は、ｘ端子３００とｙ端子３０１とを有する２端子回路であり、ｘ相正側スイッチング素子３０２と、ｘ相負側スイッチング素子３０３と、ｙ相正側スイッチング素子３０４と、ｙ相負側スイッチング素子３０５と、エネルギー蓄積素子３０６とを含む。スイッチング素子３０２～３０５は、ＩＧＢＴに代表される自己消弧形電力用半導体素子である。また、エネルギー蓄積素子３０６は、コンデンサや蓄電池などである。本実施の形態では、ｙ端子を基準としたｘ端子までの電圧を、単位変換器のセル電圧Ｖｃｅｌｌと呼ぶことにする。
　一方、単位変換器１２０を双方向チョッパ回路とすることもできる。
　図４は、単位変換器１２０の内部構成の別の一例を示す図である。図４を参照して、双方向チョッパは、正側スイッチング素子４０３と、負側スイッチング素子４０４と、エネルギー蓄積素子４０５とを含む。スイッチング素子４０３，４０４は、ＩＧＢＴに代表される自己消弧形電力用半導体素子である。また、エネルギー蓄積素子４０５は、コンデンサや蓄電池などである。本実施の形態では、図４におけるこの電圧もセル電圧Ｖｃｅｌｌと表わすことにする。
　次に、アーム電圧は単位変換器１２０を構成するスイッチング素子のスイッチング状態によって制御できることについて述べる。
　まず、単位変換器１２０がフルブリッジ回路（図３）である場合について述べる。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３はそれぞれ交互にオン・オフする。また、ｙ相スイッチング素子３０４，３０５はそれぞれ交互にオン・オフする。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３がそれぞれオン、オフし、ｙ相スイッチング素子３０４，３０５がそれぞれオフ、オンする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子３０６の電圧ＶＣと略等しい。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３がそれぞれオン、オフし、ｙ相スイッチング素子３０４，３０５がそれぞれオン、オフする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはほぼ零である。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３がそれぞれオフ、オンし、ｙ相スイッチング素子３０４，３０５がそれぞれオフ、オンする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはほぼ零である。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３がそれぞれオフ、オンし、ｙ相スイッチング素子３０４，３０５がそれぞれオン、オフする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子３０６の電圧ＶＣの極性を反転させた電圧に略等しい。
　ｘ相スイッチング素子３０２，３０３およびｙ相スイッチング素子３０４，３０５が全てオフの場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌは電流Ｉｃｅｌｌの極性に依存して決まる。Ｉｃｅｌｌが正である場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子３０６の電圧ＶＣに略等しい。Ｉｃｅｌｌが負である場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子３０６の電圧ＶＣの極性を反転させた電圧に略等しい。
　次に、単位変換器１２０が双方向チョッパ（図４）である場合について述べる。
　スイッチング素子４０３，４０４がそれぞれオン、オフする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子４０５の電圧ＶＣに略等しい。
　スイッチング素子４０３，４０４がそれぞれオフ、オンする場合、電流Ｉｃｅｌｌに依存することなく、セル電圧Ｖｃｅｌｌはほぼ零である。
　スイッチング素子４０３，４０４が共にオフの場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌは電流Ｉｃｅｌｌの極性に依存して決まる。Ｉｃｅｌｌが正である場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌはエネルギー蓄積素子４０５の電圧ＶＣに略等しい。Ｉｃｅｌｌが負である場合、セル電圧Ｖｃｅｌｌは零に略等しい。
　以下、電力変換装置が三相電力系統１００から有効電力を受電し、負荷装置１２３に単相交流電力または直流電力を供給する場合の動作について説明する。
　図５は、電力変換装置の電力系統１００の周波数を持つ交流成分に対する等価回路を示す図である。ここでは、理解を容易にするために、ｕ相での交流成分に対する等価回路を示して説明する。図５を参照して、等価回路１０１０は、リアクタンス５０２、６０２（変圧器の巻線リアクタンスをＸｕとする）と、正側電力変換器５０３および負側電力交換器６０３と、電圧Ｖｕを供給する電源５０１，６０１（電圧Ｖｕは変圧器無負荷二次電圧である）、直流電圧Ｖｄｃ／２を供給するＶ１，Ｖ２とを含む。
　電源Ｖ１は、正側直流出力端子１２１とノードＮ２との間に接続され、この間の電源Ｖ１の電圧値はＶｄｃ／２となる。一方、電源Ｖ２は、ノードＮ２と負側直流出力端子１２２との間に接続され、この間の電源Ｖ２の電圧値はＶｄｃ／２となる。
　また、正側直流出力端子１２１とノードＮ１との間に、正側電力変換器５０３、リアクタンス５０２、電源５０１の順に直列に接続される。一方、ノードＮ１と負側直流出力端子１２２との間に、電源６０１、リアクタンス６０２、負側電力交換器６０３の順に直列接続される。
　ここで、仮想中性点をとして、ノードＮ１，Ｎ２を取り、交流電流Ｉとすると、式（１）、式（２）が成立する。
　　Ｖｕ－ｊ・Ｘｕ・Ｉ＋Ｖａｒｍｕｐ＝Ｖｄｃ／２　　　（１）
　　－Ｖｕ＋ｊ・Ｘｕ・Ｉ＋Ｖａｒｍｕｎ＝Ｖｄｃ／２　　（２）
なお、ｊは虚数を示す。これらを変形すると、式（１ａ）、式（２ａ）が成立する。
　　Ｖａｒｍｕｐ＝Ｖｄｃ／２－Ｖｕ＋ｊ・Ｘｕ・Ｉ　　　（１ａ）
　　Ｖａｒｍｕｎ＝Ｖｄｃ／２＋Ｖｕ－ｊ・Ｘｕ・Ｉ　　　（２ａ）
　ここで、電圧Ｖｄｃ，Ｖｕおよび抵抗Ｘｕは一定値であるため、正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐと負側アーム電圧Ｖａｒｍｕｎとをそれぞれ所定値に制御することにより交流電流Ｉを所望の値に制御することができる。
　正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐを増加すると同時に負側アーム電圧Ｖａｒｍｕｎを同量だけ減少させれば交流電流Ｉは増加する。逆に正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐを減少すると同時に負側アーム電圧Ｖａｒｍｕｎを同量だけ増加させれば交流電流Ｉは減少する。
　次に、図６は、電力変換装置の直流成分に対する等価回路を示す図である。ここでは、理解を容易にするために、ｕ相での直流成分に対する等価回路を示して説明する。図６を参照して、等価回路１０２０の構成は、図５で示した等価回路１０１０の巻線リアクタンス５０２，６０２に代え、巻線抵抗５０２Ａ，６０２Ａを含む。等価回路１０２０の他の構成は等価回路１０１０の構成と同様なため、ここでは説明は繰返さない。
　ここで、等価回路１０２０から式（３）が成立する。
　　Ｖａｒｍｕｐ＋Ｖａｒｍｕｎ－２Ｒｕ・Ｉｄｃ／３＝Ｖｄｃ　　（３）
　この式（３）で明らかなようにｕ相電圧（変圧器無負荷二次電圧）Ｖｕはキャンセルされて、式（３）には現れない。さらに式（３）を変形すると以下の式（３ａ）が得られる。
　　Ｖａｒｍｕｐ＋Ｖａｒｍｕｎ＝２Ｒｕ・Ｉｄｃ／３＋Ｖｄｃ　　（３ａ）
　そうすると、直流電圧Ｖｄｃ、巻線抵抗Ｒｕは一定値なので、正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐと負側アーム電圧Ｖａｒｍｎとの和を所定値に制御することにより直流電流Ｉｄｃを所望の値に制御することができる。
　アーム電圧Ｖａｒｍｕｐ，Ｖａｒｍｕｎを増加させれば直流電流Ｉｄｃは増加し、アーム電圧Ｖａｒｍｕｐ，Ｖａｒｍｕｎを減少させれば直流電流Ｉｄｃが減少する。
　図５、図６を用いて、ｕ相についての電力変換の動作を説明したが、ｖ相、ｗ相についても同様な構成および動作となるため、ここでは説明は繰返さない。
　次に、図７は、アーム電圧Ｖａｒｍｕｐ，Ｖａｒｍｕｎを制御する制御回路５００の主要な構成を示す図である。ここでは、理解を容易にするために、ｕ相の場合について説明する。図７を参照して、制御回路５００は、加算器７０１Ａ～７０１Ｄと、減算器７０２Ａ～７０２Ｄと、直流電流コントローラ７１０と、交流電流コントローラ７２０と、増幅器７３０とを含む。
　まず、減算器７０２Ａは、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から直流電流（検出値）Ｉｄｃを減算した直流電流値（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）を、直流電流コントローラ７１０（増幅率ｇ１）に供給する。
　一方、減算器７０２Ｂは、交流電流指令値Ｉ＊から交流電流（検出値）Ｉを減算した交流電流値（Ｉ＊－Ｉ）を交流電流コントローラ７２０（増幅率ｇ２）に供給する。
　加算器７０１Ａは、直流電流コントローラ７１０によって増幅された直流電流（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ））と、交流電流コントローラ７２０によって増幅された交流電流（ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））とを加算する。
　一方、減算器７０２Ｃは、直流電流コントローラ７１０によって増幅された直流電流（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ））から交流電流コントローラ７２０によって増幅された交流電流（ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））を減算する。
　すなわち、加算器７０１Ａの出力電流は（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）＋ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２となり、減算器７０２Ｃの出力電流は（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）－ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２となる。
　次に、減算器７０２Ｄは、加算器７０１Ａから出力された電流から変圧器二次電圧検知値を減算する。一方、加算器７０１Ｂは、減算器７０２Ｃから出力された電流と変圧器二次電圧検知値とを加算する。
　すなわち、減算器７０２Ｄの出力電流は、（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）＋ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２－Ｖｕとなり、一方、加算器７０１Ｂの出力電流は、（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）－ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２＋Ｖｕとなる。
　次に、加算器７０１Ｃは、減算器７０２Ｄから出力された電流と直流電圧指令値Ｖｄｃ＊が増幅器７３０（増幅率１／２）によって増幅された出力電圧とを加算し、正側アーム電圧指令値として正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐを出力する。一方、加算器７０１Ｄは、加算器７０１Ｂから出力された電流と直流電圧指令値Ｖｄｃ＊が増幅器７３０（増幅率１／２）によって増幅された出力電圧とを加算し、負側アーム電圧指令値として負側アーム電圧Ｖａｒｍｕｎを出力する。
　すなわち、正側アーム電圧指令値として正側アーム電圧Ｖａｒｍｕｐは、（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）＋ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２－Ｖｕ＋Ｖｄｃ＊／２となり、一方、負側アーム電圧指令値として負側アーム電圧Ｖａｒｍｕｎは、（ｇ１×（Ｉｄｃ＊－Ｉｄｃ）－ｇ２×（Ｉ＊－Ｉ））／２＋Ｖｕ＋Ｖｄｃ＊／２となる。
　従って、アーム電圧を設定することで、直流電流・交流電流を調整することができる。
なお、ｖ相、ｗ相においてもそれぞれ同様な動作をさせることにより直流電流・交流電流を調整することができるため、ここでは説明は繰返さない。
　次に、図８は、電力変換装置による電力変換動作を説明するための図である。ただし、図８を参照して、これらは電力変換装置の動作波形例であり、三相電力系統１００の電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷおよび相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷと、各相の二次電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、ｕ相のアーム電圧Ｖｕｐ，Ｖｕｎおよびアーム電流ＩｕおよびＩｘと、直流電流Ｉｄｃと、直流電圧Ｖｄｃの概略波形を描いている。
　図１に示す電力変換装置は力率１で系統から有効電力を受電し、負荷装置１２３に直流電圧（Ｖｄｃ）を印加し、直流電流（Ｉｄｃ）を流している。ここで、直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流Ｉｄｃは一定値に設定する。
　ここで、電力系統の電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの振幅が互いに略等しい。さらに電力系統の電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、互いに１２０度の位相差を有する。
　このときの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷも同様に振幅が互いに略等しい。さらに電流ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、互いに１２０度の位相差を有する。
　一方、このとき、各相の二次電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅は互いに略等しい。さらに各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは互いに１２０度の位相差を有する。また、電力系統の電圧ＶＵとｕ相の二次電圧Ｖｕとは、略３０度の位相差を有する。他の電圧ＶＶ，ＶＷと二次電圧Ｖｖ，Ｖｗとの関係もそれぞれ同様に略同じである。
　次に、ｕ相のアーム電圧について、正側変換器アーム１１３のアーム電圧Ｖｕｐは、Ｖｄｃ／２に略等しい直流成分とｕ相の二次電圧Ｖｕと略１８０度の位相差を有する交流成分とを持つ。一方、負側変換器アーム１１７の電圧Ｖｕｎは、Ｖｄｃ／２に略等しい直流成分と、ｕ相の二次電圧Ｖｕと略１８０度の位相差を有する交流成分とを有する。
　これに対応して、正側変換器アーム１１３に流れるアーム電流Ｉｕは、二次電圧Ｖｕと略１８０度の位相差を有する交流成分とＩｄｃ／３に略等しい直流成分とを有する。
　一方、負側変換器アーム１１７に流れるアーム電流Ｉｘは、二次電圧Ｖｕと位相が略等しい交流成分とＩｄｃ／３に略等しい直流成分とを有する。また、アーム電流Ｉｕとアーム電流Ｉｘとの振幅は、略等しい。
　ここでは、理解を容易にするために、ｕ相に限定して説明したが、ｖ相、ｗ相についてもそれぞれ同様であるため、ここでは説明を繰返さない。
［検討例］
　図９は、検討例の電力変換装置の構成を示す図である。
　図９を参照して、実施の形態の電力変換装置との比較のために、検討例の電力変換装置を説明する。検討例の電力変換装置の構成は、本実施の形態の電力変換装置の構成のうち二次巻線グループ２０１Ａ、２０１Ｂの代わりに、二次巻線グループ２０１Ｘを含む。なお、検討例の電力変換装置の他の構成は本実施の形態の電力変換装置と同様なため、ここでは説明は繰返さない。
　この検討例の電力変換装置では、正側変換器グループ１１２および負側変換器グループ１１６に対して、１つの二次巻線グループ２０１Ｘを設けて、負荷装置１２３に電力を供給したり、負荷装置１２３から電力を受電したりする。
　ここで、一次巻線グループ２００のｕ相の電流ＩＵＸについて考える。
　正側直流出力端子１２１と負側直流出力端子１２２との間に流れる直流電流Ｉｄｃとし、交流電流Ｉの交流電流波高値（Ｉ）とし、周波数ωを電源角周波数とすると、二次巻線のｕ相電流Ｉｕは式（４）のように表される。
　　Ｉｕ＝１／３・Ｉｄｃ＋Ｉ・ｓｉｎωｔ　　　　　　（４）
　式（４）の右辺の第１項は電流Ｉｕの直流成分を示し、式（４）の右辺の第２項は電流Ｉｕの交流成分を示す。ここで、一次巻線グループ２００の一次巻線と二次巻線グループ２０１Ｘにおいて対応する二次巻線との巻数比が１：ｎであり、伝達される電流は交流電流のみであるため、一次巻線グループ２００のｕ相の電流ＩＵＸは次式のように表される。
　　ＩＵＸ＝ｎ・Ｉｕ＝ｎ・Ｉ・ｓｉｎωｔ　　　　　　（５）
　一方、電流Ｉｕの直流電流分の１／３・Ｉｄｃは、この一次巻線グループ２００の励磁電流として流れる。この電流によって発生するであろう磁束が変圧器を通過するために、変圧器の鉄心の断面積は増加する必要がある。
　一方、本実施の形態の電力変換装置は、二次巻線の正側のｕ相電流Ｉｕは次式のように表される。
　　Ｉｕ＝１／３・Ｉｄｃ＋Ｉ・ｓｉｎωｔ　　　　　　（６）
　上記から右辺の第１項は、直流成分を示し、右辺の第２項は、交流成分を示す。次に、二次巻線の負側のｕ相電流Ｉｘは次式のように表される。
　　Ｉｘ＝１／３・Ｉｄｃ－Ｉ・ｓｉｎωｔ　　　　　　（７）
　式（７）の右辺の第１項は直流成分を示し、式（７）の右辺の第２項は交流成分を示す。ここで、一次巻線グループ２００の一次巻線と、二次巻線グループ２０１Ａにおいて対応する二次巻線と、二次巻線グループ２０１Ｂにおいて対応する二次巻線との巻数比が１：ｎ／２：ｎ／２であり、伝達される電流は交流電流のみであるため、一次巻線グループ２００のｕ相の電流ＩＵＸは次式のように表される。
　　ＩＵＸ＝ｎ／２・（Ｉｕ－Ｉｘ）＝ｎ・Ｉ・ｓｉｎωｔ　（８）
　ここで、検討例の電力変換装置で問題となった直流成分の励磁電流は、本実施の形態の電力変換装置においては同一鉄心に巻回された２つの二次巻線で直流の起磁力の成分がキャンセルされるため、励磁電流は流れない。したがって、変圧器の鉄心の断面積を増加させる必要なく、実装面積およびコストを削減することができる。
　従って、図１に示した本実施の形態の電力変換装置では、検討例の電力変換装置のように二次巻線が１つである構成をとらず、その代わりに正側変換器グループ１１２側と負側変換器グループ１１６側とにそれぞれ二次巻線グループ２０１Ａ，２０１Ｂを設ける構成をとることによって、起磁力の直流成分をキャンセルでき、変圧器の鉄心の断面積を増加させる必要もなく、コストを削減できる。
　最後に、再び図１等を参照して本実施の形態について総括する。
　図１、図２で示されるように、本実施の形態の電力変換装置は、三相電力系統１００に連系する三相変圧器１０５を備え、三相変圧器１０５は、三相電力系統の三相電力を受ける一次巻線グループ２００と、一次巻線グループから転送される電力を受ける二次巻線グループ２０１Ａおよび二次巻線グループ２０１Ｂと、二次巻線グループ２０１Ａ，２０１Ｂにそれぞれ対応して接続される変換器グループ１１２および変換器グループ１１６とを含み、一次巻線グループ２００は、一次巻線２０５～２０７を有し、二次巻線グループ２０１Ａは、各々の一方端が中性点でスター結線される二次巻線２０８Ａ～２１０Ａを有し、二次巻線グループ２０１Ｂは、各々の一方端が中性点でスター結線される二次巻線２０８Ｂ～２１０Ｂを有し、二次巻線グループ２０１Ａ、２０１Ｂの各々の中性点は、互いに接続され、変換器グループ１１２は、二次巻線２０８Ａ～２１０Ａの他方端がそれぞれの一方端に接続される変換器アーム１１３～１１５を有し、変換器グループ１１６は、二次巻線２０８Ｂ～２１０Ｂの他方端がそれぞれの一方端に接続される変換器アーム１１７～１１９を有し、変換器アーム１１３～１１５の他方端のうち少なくとも一つと変換器アーム１１７～１１９の他方端のうち少なくとも一つとが接続される直流出力端子群（１２１，１２２）とを備える。
　好ましくは、図１で示されるように、直流出力端子群１２１，１２２は、正側直流出力端子１２１と、負側直流出力端子１２２とを含み、変換器アーム１１３～１１５の他方端はともに正側直流出力端子１２１に接続され、変換器アーム１１７～１１９の他方端はともに負側直流出力端子１２２に接続される。
　好ましくは、図１で示されるように、直流出力端子群（１２１，１２２）と接続される負荷装置１２３に電力を供給し、電力変換装置は、負荷装置に電力を授受するための制御回路５００をさらに備え、制御回路５００は、変換器アーム１１３～１１５，１１７～１１９の電圧を調整し、直流出力端子群（１２１，１２２）に印加される電圧を制御する。
　好ましくは、図１で示されるように、変換器アーム１１３～１１５，１１７～１１９の各々は、カスケード接続された複数の単位変換器１２０を有する。
　さらに好ましくは、図３、図４で示されるように、単位変換器１２０は、フルブリッジ回路または双方向チョッパ回路を含む。
　さらに好ましくは、図３、図４で示されるように、単位変換器１２０は、フルブリッジ回路または双方向チョッパ回路の出力を平滑化させるための直流コンデンサ３０６、４０５を有する。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。たとえば、変圧器１０５の一次巻線は、デルタ接続であっても、スター接続であってもよく、さらには、単相変圧器三台であってもよい。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１００　三相電力系統、１０１，１０１Ｘ　電力変換装置、１０５，１０５Ｘ　変圧器、１０６～１０８　正側端子、１０９～１１１　負側端子、１１２　正側変換器グループ、１１３～１１５　正側変換器アーム、１１６　負側変換器グループ、１１７～１１９　負側変換器アーム、１２０　単位変換器、１２１　正側直流出力端子、１２２　負側直流出力端子、Ｎ１，Ｎ２　ノード、１２３　負荷装置、２００　一次巻線グループ、２０１Ａ，２０１Ｂ，２０１Ｘ　二次巻線グループ、２０２～２０４　鉄心、２０５～２０７　一次巻線，２０８Ａ～２１０Ａ，２０８Ｂ～２１０Ｂ　二次巻線、３０２～３０５，４０３～４０４　スイッチング素子、３０６，４０５　エネルギー蓄積素子、５００　制御回路、５０１，６０１，Ｖ１，Ｖ２　電源、５０２，６０２　巻線リアクタンス、５０２Ａ，６０２Ａ　巻線抵抗、５０３　正側電力変換器、６０３　負側電力交換器、７０１Ａ～７０１Ｄ　加算器、７０２Ａ～７０２Ｄ　減算器、７１０　直流電流コントローラ、７２０　交流電流コントローラ、７３０　増幅器。

Claims (6)

  1. 　三相電力系統（１００）に連系する三相変圧器（１０５）を備え、
    　前記三相変圧器（１０５）は、
    　前記三相電力系統の三相電力を受ける一次巻線グループ（２００）と、
    　前記一次巻線グループから転送される電力を受ける第１の二次巻線グループ（２０１Ａ）および第２の二次巻線グループ（２０１Ｂ）と、
    　前記第１～第２の二次巻線グループ（２０１Ａ，２０１Ｂ）にそれぞれ対応して接続される第１の変換器グループ（１１２）および第２の変換器グループ（１１６）とを含み、
    　前記一次巻線グループ（２００）は、第１～第３の一次巻線（２０５～２０７）を有し、
    　前記第１の二次巻線グループ（２０１Ａ）は、各々の一方端が中性点でスター結線される第１～第３の二次巻線（２０８Ａ～２１０Ａ）を有し、
    　前記第２の二次巻線グループ（２０１Ｂ）は、各々の一方端が中性点でスター結線される第４～第６の二次巻線（２０８Ｂ～２１０Ｂ）を有し、
    　前記第１および第２の二次巻線グループ（２０１Ａ、２０１Ｂ）の各々の中性点は、互いに接続され、
    　前記第１の変換器グループ（１１２）は、前記第１～第３の二次巻線（２０８Ａ～２１０Ａ）の他方端がそれぞれの一方端に接続される第１～第３の変換器アーム（１１３～１１５）を有し、
    　前記第２の変換器グループ（１１６）は、前記第４～第６の二次巻線（２０８Ｂ～２１０Ｂ）の他方端がそれぞれの一方端に接続される第４～第６の変換器アーム（１１７～１１９）を有し、
    　前記第１～第３の変換器アーム（１１３～１１５）の他方端のうち少なくとも一つと前記第４～第６の変換器アーム（１１７～１１９）の他方端のうち少なくとも一つとが接続される直流出力端子群（１２１，１２２）とを備える、電力変換装置。
  2. 　前記直流出力端子群（１２１，１２２）は、
    　正側直流出力端子（１２１）と、
    　負側直流出力端子（１２２）とを含み、
    　前記第１～第３の変換器アーム（１１３～１１５）の他方端はともに前記正側直流出力端子（１２１）に接続され、
    　前記第４～第６の変換器アーム（１１７～１１９）の他方端はともに前記負側直流出力端子（１２２）に接続される、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記直流出力端子群と接続される負荷装置（１２３）に電力を供給し、
    　前記電力変換装置は、
    　前記負荷装置に電力を授受するための制御回路（５００）をさらに備え、
    　前記制御回路（５００）は、前記第１～第６の変換器アーム（１１３～１１５，１１７～１１９）の電圧を調整し、前記直流出力端子群（１２１，１２２）に印加される電圧を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１～第６の変換器アーム（１１３～１１５，１１７～１１９）の各々は、カスケード接続された複数の単位変換器（１２０）を有する、請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記単位変換器（１２０）は、
    　フルブリッジ回路または双方向チョッパ回路を含む、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記単位変換器（１２０）は、
    　前記フルブリッジ回路または前記双方向チョッパ回路の出力を平滑化させるための直流コンデンサ（３０６、４０５）を有する、請求項５に記載の電力変換装置。
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