WO2013094216A1

WO2013094216A1 - 光変調器

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Publication number: WO2013094216A1
Application number: PCT/JP2012/008189
Authority: WO
Inventors: 山崎　裕史; 才田　隆志; 郷　隆司
Original assignee: 日本電信電話株式会社
Priority date: 2011-12-22
Filing date: 2012-12-21
Publication date: 2013-06-27
Also published as: CN103959144A; CN103959144B; JPWO2013094216A1; CA2857015A1; US9223184B2; US20140314366A1; CA2857015C; JP5700731B2

Abstract

　本発明の目的は、原理的な光損失を生じず、かつ構成がシンプルなＰＳ－ＱＰＳＫ光変調器を提供することである。上記の課題を解決するために、本発明の光変調器は、メイン入力ポートからの入力光を２分岐する入力光分岐手段と、２系統の光信号を互いに直交する偏波状態で結合させメイン出力ポートへ出力する最終光結合手段と、上記入力光分岐手段と最終光結合手段の中間に位置し、少なくとも２個の入力ポートと少なくとも２個の出力ポートを備える中間光結合手段と、上記入力光分岐手段と上記中間光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第１および第２の光路と、上記中間光結合手段と上記最終光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第３および第４の光路と、上記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち３本の光路中に１個ずつ配置された３個の２値位相変調手段を備えることを特徴とする。

Description

光変調器

　本発明は、光通信システムに応用可能な光変調器に関する。

　光ファイバ通信システムにおいて、受信感度を向上し、伝送距離を伸ばすことは重要な課題である。近年、デジタル信号処理（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ＤＳＰ）とコヒーレント伝送技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術の急速な発展により、光通信における変調フォーマットの選択肢が大きく広がったため、変調フォーマットの工夫により受信感度を向上させる試みが盛んに行われている。

　代表的な高受信感度変調方式として、偏波切替４値位相シフト変調（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ－Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ、ＰＳ－ＱＰＳＫ）が挙げられる。ＰＳ変調は、データの“０”と“１”に応じて瞬時偏波を直交２偏波（“Ｘ”と“Ｙ”）の間で切り替える変調であり、これにより同じ多値度の単一偏波信号に比べ１ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの情報量を追加できる。ＰＳ－ＱＰＳＫは、２ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌのＱＰＳＫとＰＳ変調の組み合わせによる、トータル３ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの変調である。

　偏波を利用した光変調方式としては、直交２偏波を各々独立したチャネルとして用いる偏波多重（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、　ＰＤＭ）が広く知られているが、ＰＤＭは、単一偏波信号に比べ情報量を２倍（ＰＤＭ－ＱＰＳＫなら２×２＝４ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）にできる反面、同シンボルレートにおける受信感度は単一偏波信号に比べ半減する。ＰＳ変調の場合は瞬時的には単一偏波であるため、受信感度を損なうことなく情報量を増やすことができる。

　実際に、非特許文献１において、ＰＳ－ＱＰＳＫの信号点配置は、Ｘ偏波同相（ＸＩ）、Ｘ偏波直交（ＸＱ）、Ｙ偏波同相（ＹＩ）、Ｙ偏波直交（ＹＱ）の各成分を基底とする４次元空間において、受信感度の観点から最適な配置であることが示されている。さらに非特許文献２において、４２．７Ｇｂｐｓ　ＰＳ－ＱＰＳＫ信号を用いた１３，６００ｋｍの長距離伝送が報告され、実際に太平洋横断級の長距離伝送にも十分適用可能であることが実験的に示されている。

　ＰＳ－ＱＰＳＫ信号を生成する方法としては、非特許文献１のＦｉｇ．２に示される２種類の方法が知られている。すなわち、ＱＰＳＫ変調器と偏波変調器を直列接続する方法（従来技術１）と、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ変調器を用い、これを駆動する４系統の信号に特定の相関を持たせることで、ＰＤＭ－ＱＰＳＫの信号点の半数を間引いてＰＳ－ＱＰＳＫ信号を生成させる方法（従来技術２）である。

　図１に、従来技術１を用いた変調器構成例を示す。本例では、ＱＰＳＫ変調手段１９１と偏波変調手段１９２とを直列接続している。図１において、ＱＰＳＫ変調手段１９１は、一般的な構成、すなわち光強度分岐比及び結合比１：１（０．５：０．５）の光分岐及び結合回路１３１、１３２を有し、それらで構成されるマッハツェンダ（Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ：ＭＺ）回路の各アームにそれぞれ２値位相変調（Ｂｉｎａｒｙ－ＰＳＫ：ＢＰＳＫ）を行うＢＰＳＫ変調手段１１１および１１２が配置され、さらに片方のアームにπ／２の位相変化を与える位相シフタ１２１が設けられた構成を用いている。ＢＰＳＫ変調手段としては両アームに高速位相変調手段を有するＭＺ回路（以下、単に「ＭＺ変調回路」）を用いることが最も一般的である。ＢＰＳＫ変調手段１１１、１１２、および偏波変調手段１９２は、それぞれバイナリデータ信号ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３によって駆動される。

　本例では、ＢＰＳＫ変調手段１１１、１１２の動作偏波をＸ偏波とし、メイン入力ポート１０１に強度１のＸ偏波連続光を入力する場合を考える。Ｘ、Ｙ基底（１行目がＸ偏波、２行目がＹ偏波に対応）のＪｏｎｅｓベクトルで表したメイン入力ポート１０１への入力光電界をＥ_in、メイン出力ポート１０２からの出力光電界をＥ_outとすると、Ｅ_ｏｕｔは以下の式で表現することができる。

　ここで、Ｔ_１、Ｔ_２は、それぞれＱＰＳＫ変調手段１９１、偏波変調手段１９２の伝達特性を表すＸ、Ｙ基底のＪｏｎｅｓ行列である。ｒ₁、ｒ₂は、それぞれ光分岐及び結合回路１３１、１３２の光強度分岐及び結合比であり、本実施形態では、ｒ₁＝ｒ₂＝０．５である。ｂ₁、ｂ₂は、それぞれＢＰＳＫ変調手段１１１、１１２の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ｐは、偏波変調手段１９２の変調パラメータであり、シンボル点においては１または０のいずれかの値をとる。ａは、Ｙ偏波に対するＱＰＳＫ変調手段１９１の透過率であるが、変調手段への入力光がＸ偏波であるためａの値は出力光に影響しない。

　なお、本明細書では、モデル簡易化のため、光分岐手段、結合手段、ＢＰＳＫ変調手段、偏波変調手段、その他の回路要素（後述の偏波回転手段、偏波結合手段を含む）、およびそれらをつなぐ光導波路は、全て過剰損失ゼロの理想的な場合を仮定する。また、偏波変調手段と偏波回転手段を除く全ての回路要素は偏波回転を生じない理想的な場合（すなわち、Ｊｏｎｅｓ行列の非対角要素がゼロの場合）を仮定する。

　図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃに、図１に示す変調器構成におけるｄ_１～ｄ_３とＥ_ｏｕｔとの関係を表す２種類のダイアグラムを示す。図２Ａ、図２Ｂは、それぞれＸ偏波成分、Ｙ各偏波成分の複素信号ダイアグラムであり、横軸がＩ相の光電界振幅Ｅ_ＸＩ、Ｅ_ＹＩ、縦軸がＱ相の光電界振幅Ｅ_ＸＱ、Ｅ_ＹＱをそれぞれ表している。次に、述べる図２Ｃと区別するため、このようなダイアグラムを以下では「ＩＱダイアグラム」と呼ぶ。図２Ｃは、横軸にＸ´偏波成分の位相φ_Ｘ´、縦軸にＹ´偏波成分の位相φ_Ｙ´をとったダイアグラムである。ただし、図１０に示すとおり、Ｘ´偏波軸とＸ偏波軸、Ｙ偏波軸とＹ´偏波軸は、それぞれ互いに４５°ずらして定義する。また、横軸及び縦軸の表示範囲（全幅）は２πとする。このようなダイアグラムは、ＰＳ－ＱＰＳＫ信号点配置を表現するためにしばしば用いられるものであり（例えば非特許文献３）、図２Ａ、図２Ｂと区別するため以下では「ＸＹダイアグラム」と呼ぶ。

　出力光信号のＪｏｎｅｓベクトルＥ_ｏｕｔと各ダイアグラムの縦軸値、横軸値（Ｅ_ＸＩ、Ｅ_ＸＱ、Ｅ_ＹＩ、Ｅ_ＹＱ、φ_Ｘ´、φ_Ｙ´）の関係を整理すると、以下の通りとなる。

　なお、ＰＳ－ＱＰＳＫ、ＰＤＭ－ＱＰＳＫなどの強度変調を含まない変調方式においては、Ａ_Ｘ´、Ａ_Ｙ´は、常に一定値をとる。このため、信号点配置を表すパラメータはφ_Ｘ´とφ_Ｙ´で十分であり、ＸＹダイアグラムを用いれば全ての信号点の配置を一個のダイアグラムで表現することができる。

　数式１及び数式２より、本例における各ダイアグラムの縦軸値、横軸値と各変調手段の変調パラメータの関係は以下の通りである。

　図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ中の［ｄ₁ｄ₂ｄ_３］は、各信号点に対する駆動バイナリデータのマッピングを表している。データビット値は、シンボル点における各ＢＰＳＫ変調手段及びの変調パラメータの値と１対１で関連付けられる。ここでは、図１のＢＰＳＫ変調器１１１、１１２（ｎ＝１、２）について、ｄ_ｎ＝０のときｂ_ｎ＝＋１（位相０）、ｄ_ｎ＝１のときｂ_ｎ＝－１（位相π）とした。また、図１の偏波変調手段１９２について、ｄ_３＝０のときｐ＝１、ｄ_３＝１のときｐ＝０とした。以上の対応関係と数式３より、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃに示すマッピングが得られる。

　図２Ａ、図２ＢのＩＱ振幅ダイアグラムに示す通り、ｄ_３＝０のときＹ偏波の信号強度はゼロ、ｄ_３＝１のときＸ偏波の信号強度はゼロとなり、強度非ゼロの偏波側の信号状態はｄ_１、ｄ_２に応じてＱＰＳＫ信号配置に相当する４値をとる。

　図２Ｃに示す通り、ＸＹダイアグラムを用いると、３ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ変調であるＰＳ－ＱＰＳＫの２^３＝８点の信号点全てを一度に表すことができる。出力信号がＸ偏波（ｄ_３＝０）のとき、Ｘ´成分とＹ´成分の位相差はゼロなので、対応する信号点は原点を通る傾き１の直線上に乗る。出力信号がＹ偏波（ｄ_３＝１）のとき、Ｘ´成分とＹ´成分の位相差はπなので、対応する信号点は切片がπまたは－π、傾き１の直線上に乗る。

　図３に、従来技術２を用いた変調器構成例を示す。本例では、ＰＤＭ－ＱＰＳＫ変調器３００を用いる。ＰＤＭ－ＱＰＳＫ変調器３００は、一般的な構成、すなわち分岐比１：１の光分岐手段３３０の各出力に従来技術１と同構成のＱＰＳＫ変調手段３９１、３９２が接続され、ＱＰＳＫ変調手段３９１の出力は、直接偏波結合手段３５２に接続され、３９２の出力は、９０度偏波回転手段３５１を介して偏波結合回路３５２に接続された構成を用いている。ＢＰＳＫ変調手段３１１～３１４は、それぞれバイナリデータ信号ｄ_１～ｄ_４によって駆動される。このうちｄ_１～ｄ_３は独立なデータ信号を用い、ｄ_４は

　となるように生成する（

　はＸＯＲ演算を表す）。

　以下、便宜上、ＢＰＳＫ変調手段３１１～３１４の動作偏波をＸ´とし、メイン入力ポート３０１に強度１のＸ´偏波連続光を入力する場合を考える。メイン出力ポート３０２からの出力光のＸ´、Ｙ´基底（１行目がＸ´偏波、２行目がＹ´偏波に対応）ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_out´とし、Ｘ、Ｙ基底（１行目がＸ偏波、２行目がＹ偏波に対応）ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_outとすると、以下の関係が成り立つ。

　ここで、Ｔ_１´、Ｔ_２´は、それぞれＱＰＳＫ変調手段３９１、３９２の伝達特性、Ｒ´は９０度偏波回転手段３５１の伝達特性、Ｓ_１´、Ｓ_２´は、それぞれポート１（ＱＰＳＫ変調手段３９１側）、ポート２（ＱＰＳＫ変調手段３９２側）からの入力に対する偏波結合手段３５２の伝達特性を表すＸ´、Ｙ´基底のＪｏｎｅｓ行列である。一行目右辺の係数

　は、光分岐手段３３０による分岐を表している。ｂ₁～ｂ_４は、それぞれＢＰＳＫ変調手段３１１～３１４の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ａ_１、ａ_２はそれぞれＱＰＳＫ変調手段３９１、３９２のＹ´偏波に対する透過率であるが、変調手段への入力光がＸ´偏波であるためａ_１、ａ_２の値は出力光に影響しない。

　数式２及び数式４より、本例においては以下の関係が成り立つ。

　図４Ｂに、図３に示す変調器構成におけるｄ_１～ｄ_４とＥ_ｏｕｔとの関係を表すＸＹダイアグラムを示す。図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ_３ｄ_４］は、各信号点に対する駆動バイナリデータのマッピングを表している。データビット値は、シンボル点における各ＢＰＳＫ変調手段の変調パラメータの値と１対１で関連付けられる。ここでは、ｄ_ｎ＝０のときｂ_ｎ＝＋１（位相０）、ｄ_ｎ＝１のときｂ_ｎ＝－１（位相π）とした。以上の対応関係と数式５より、図４Ｂに示すマッピングが得られる。

　本例の動作原理の理解を助けるため、まず、図４Ａには、仮にｄ_１～ｄ_４を全て独立データとした場合、すなわち通常のＰＤＭ－ＱＰＳＫ駆動の場合の信号点配置を示してある。４ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ変調であるＰＤＭ－ＱＰＳＫの２^４＝１６点の信号点が、ＸＹダイアグラム上では４×４の格子状に配置されることがわかる。［ｄ₁ｄ₂］が横軸に、［ｄ_３ｄ_４］が縦軸にそれぞれ対応している。

　次に図４Ｂを見ると、本例の駆動方法に従い

　としてｄ_４をｄ_１～ｄ_３と相関させることで、信号点の半数が間引かれ、図２Ｃと同様のＰＳ－ＱＰＳＫの信号点配置となることがわかる。

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　しかしながら、上記従来技術１、２には、変調器構成に起因する原理的な光損失が生じてしまうという共通の問題があった。但し、ここで言う「変調器構成に起因する原理的な光損失」（以下単に「原理損失」）とは、光導波路の導波損失やプロセスエラーによる損失等がゼロであるような理想条件下においても、光信号の合成過程で不可避的に生じる光損失を指す。入力光強度を１とした場合の従来技術１、２のシンボル点における出力光強度は、数式１、数式４において｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２に相当するが、いずれの場合においても常に｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２＝１／２となり、原理損失３ｄＢが生じることがわかる。

　また、従来技術１においては、偏波変調手段の構成によりさらに追加的な損失が生じるという問題があった。例えば、非特許文献３では、ＱＰＳＫ変調手段の出力光を２分岐し、それぞれの光路にオンオフ変調器を設けて２分岐された信号のうち常にどちらか一方を遮断し、通過光路に応じて異なる偏波を出力するよう偏波ビームコンバイナを介して出力する構成を用いているが、この構成では偏波変調手段内（オンオフ変調部）で３ｄＢの過剰損失が生じる。

　また、従来技術２においては、ｄ_４を生成するためのＸＯＲゲートを含む電子回路が必要となる上、３ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの変調のために４系統のバイナリデータ駆動系と４個のＢＰＳＫ変調手段が必要となるため、装置が複雑になるという問題があった。（一般に、Ｎｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌの変調のために必要なバイナリデータ駆動系とＢＰＳＫ変調手段の数はそれぞれＮ個である。）

　本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、原理的な光損失を生じず、かつ構成がシンプルなＰＳ－ＱＰＳＫ光変調器を提供することである。

　上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載の光変調器は、メイン入力ポートからの入力光を２分岐する入力光分岐手段と、２系統の光信号を互いに直交する偏波状態で結合させメイン出力ポートへ出力する最終光結合手段と、上記入力光分岐手段と最終光結合手段の中間に位置し、少なくとも２個の入力ポートと少なくとも２個の出力ポートを備える中間光結合手段と、上記入力光分岐手段と上記中間光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第１および第２の光路と、上記中間光結合手段と上記最終光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第３および第４の光路と、上記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち３本の光路中に１個ずつ配置された３個の２値位相変調手段とを備えることを特徴とする。

　また、本発明の請求項２に記載の光変調器は、上記２値位相変調手段の各々が、マッハツェンダ変調回路であることを特徴とする。

　また、本発明の請求項３に記載の光変調器は、上記第１および第２の光路の相対光位相を調整する位相調整手段を備えることを特徴とする。

　また、本発明の請求項４に記載の光変調器は、上記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち、上記２値位相変調手段が配置されない１本の光路中に、光強度調整手段を備えることを特徴とする。

　本発明によれば、原理的な光損失を生じず、かつ構成がシンプルなＰＳ－ＱＰＳＫ光変調器を提供することである。

第１の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。第１の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の出力信号ダイアグラムである。第１の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の出力信号ダイアグラムである。第１の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の出力信号ダイアグラムである。第２の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。第２の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の出力信号ダイアグラムである。第２の従来技術であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の内部における光信号状態を表す出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の内部における光信号状態を表す出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の内部における光信号状態を表す出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本発明の第２の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の回路構成を表す図である。本発明の第２の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本発明の第２の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本発明の第２の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の最終的な出力信号ダイアグラムである。本明細書における偏波軸の定義を表す図である。

　本発明は、変調器の回路構成に関するものであって、その効果は、変調器を形成する材料には依存しないため、以下に示す実施形態においては、材料を特に指定しない。変調器を形成する材料としては、電気光学（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｏｐｔｉｃ：ＥＯ）効果の一種であるポッケルス効果を有するＬｉＮｂＯ₃（ＬＮ）やＫＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃やＫ_1-yＬｉ_yＴａ_1-xＮｂ_xＯ₃などの多元系酸化物結晶、電界吸収（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ：ＥＡ）効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ　Ｃｏｎｆｉｎｅｄ　Ｓｔａｒｋ　Ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）による屈折率または吸収係数の変調が可能なＧａＡｓ系やＩｎＰ系の化合物半導体、クロモフォアなどのＥＯ効果を有するポリマなどを用いることができる。さらには、複雑な構成の変調器回路を低損失に作製するため、非特許文献１で示されているように、上記材料基板と石英系平面光波回路（Ｐｌａｎａｒ　Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＰＬＣ）との異種基板接合型構成を用いてもよい。さらには、偏波回転手段や偏波結合手段としてはバルク型の光学素子を用いてもよい。

　以下、実施形態において、複数のＢＰＳＫ変調手段の組み合わせによる多値変調器の構成を示すが、ＢＰＳＫ変調手段としてはＭＺ変調回路を用いることが最も一般的である。非特許文献４で詳しく論じられている通り、ＭＺ変調回路をアーム間位相差＋π～－πを与えるような電圧振幅でプッシュプル駆動すれば、駆動電気信号ノイズに起因する光出力の揺らぎを最小限に抑え、シンボル間干渉を抑制することができるというメリットがある。しかし、本発明の効果は、ＢＰＳＫ変調手段の具体的構成には依存しないので、例えば直線型の位相変調器等を用いても良い。

　なお、特に断りのない場合、ＭＺ回路の両アームの光路長は、全て等長とする。実際には、プロセスエラーやＤＣドリフト等により光路長のズレが生じるが、一般にそのようなズレは、位相シフタの調整により補償される。補償量は、材料や製造条件、また、変調器の使用環境等によって様々に異なるため、一意に定まるものではない。このため、以下の実施形態における位相シフタの位相シフト量の値には光路長補償のための位相シフト分は、含まないものとする。また、以下、実施形態においては数式による説明を簡易化するため位相シフタは、ＭＺ回路の一方のアームのみに配置しているが、ＭＺ回路においてはアーム間の位相差が本質的なパラメータであるため、位相シフタを他方のアームに配置しても、また両方のアームに配置しても同じ効果が得られることは自明であり、本発明の効果は、位相シフタを配置するアーム（一方のアーム、他方のアーム、両方のアーム）の選択には依存しない。

　（第１の実施形態）
　図５に、本発明の第１の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。メイン入力ポート５０１と、入力光分岐手段５３１と、中間光結合手段５３２と、最終光結合手段５８１と、入力光分岐手段と中間光結合手段を結ぶ光路５６１および５６２と、中間光結合手段と最終光結合手段を結ぶ光路５６３および５６４と、光路５６１、５６２、５６３にそれぞれ配置されたＢＰＳＫ変調手段５１１、５１２、５１３と、光路５６１と５６２の相対位相をπ／２に調整する位相調整手段５２１と、光路５６４に配置された光強度調整手段５４１と、メイン出力ポート５０２とで構成されている。光路５６１と５６２は光路長がほぼ等しく、また光路５６３と５６４も光路長がほぼ等しい。（ここで「光路長がほぼ等しい」とは、変調シンボルレートの逆数、すなわち１シンボル時間に対して、光路間の群遅延時間差が十分小さいことを意味する。）最終光結合手段５８１は、光路５６３と５６４の相対位相を０に調整する位相調整手段５２２と、光路５６４の光信号の偏波を９０度回転させる偏波回転手段５５１と、偏波結合手段５５２とから構成される。また、本明細書では前述の通りＢＰＳＫ変調手段の過剰損失を０ｄＢと仮定しているので、光強度調整手段５４１も損失０ｄＢに設定されているものとする。実際には、光強度調整手段５４１の損失はＢＰＳＫ変調手段５１３の過剰損失と等しい値に設定する。

　入力光分岐手段５３１、ＢＰＳＫ変調手段５１１及び５１２、位相調整手段５２１、及び中間光結合手段５３２は、上記従来技術１及び２で用いられるものとほぼ同等のＱＰＳＫ変調手段を構成しているが、光分岐手段５３１及び結合手段５３２が光強度結合比１：１（０．５：０．５）の２入力２出力の方向性結合器である点が異なる。

　よく知られている通り、方向性結合器の伝達特性は以下の式で表すことができる（非特許文献５等を参照）。

　但しＥ_ｉｎ，Ａ、Ｅ_ｉｎ，Ｂはそれぞれ入力ポートＡ、Ｂからの入力光電場、Ｅ_{ｏｕｔ，Ｃ}、Ｅ_{ｏｕｔ，Ｄ}は、それぞれ出力ポートＣ、Ｄからの出力光電場（いずれも複素数表現）、ｒは光強度結合比である。

　以下、ＢＰＳＫ変調手段５１１～５１３の動作偏波をＸ´とし、メイン入力ポート５０１に強度１のＸ´偏波連続光を入力するものとする。Ｘ´、Ｙ´基底Ｊｏｎｅｓ行列を用いて表したメイン入力ポートから中間光結合手段の光路５６１側出力ポートへの伝達特性をＴ_１´、メイン入力ポートから中間光結合手段の光路５６２側出力ポートへの伝達特性をＴ_２´とすると、Ｔ_１´、Ｔ_２´は以下のように表すことができる。

　ここで、ｂ₁、ｂ_２は、それぞれＢＰＳＫ変調手段５１１、５１２の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ａ_１、ａ_２はそれぞれＹ´偏波に対する透過率であるが、変調手段への入力光がＸ´偏波であるためａ_１、ａ_２の値は出力光に影響しない。

　中間光結合手段の光路５６３側出力ポートにおける信号光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_１´、光路５６４側出力ポートにおける信号光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_２´、ＢＰＳＫ変調手段５１３の直後の信号光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_３´とすると、数式７より、Ｅ_１´、Ｅ_２´、Ｅ_３´は以下の通りとなる。

　ここで、ｂ_３はＢＰＳＫ変調手段５１３の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ａ_３はＢＰＳＫ変調手段５１３のＹ´偏波に対する透過率であるが、変調手段への入力光がＸ´偏波であるためａ_３の値は出力光に影響しない。Ｅ_１´、Ｅ_２´を比べると、ｂ_１項とｂ_２項の相対位相の正負が入れ換わった形となっており、これらの信号光は互いに正相信号と逆相信号の関係にあることがわかる。

　さらに、メイン出力ポート５０２からの出力光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_out´とし、Ｘ、Ｙ基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_outとすると、以下の関係が成り立つ。

　ここで、φは位相調整手段５２２の位相シフト量であり、本例ではφ＝０である。Ｒ´は９０度偏波回転手段５５１の伝達特性、Ｓ_１´、Ｓ_２´はそれぞれ光路５６３側、光路５６４側からの光信号に対する偏波結合手段５５２の伝達特性を表すＸ´、Ｙ´基底のＪｏｎｅｓ行列である。本例においては、偏波結合手段５５２は、偏波軸Ｘ´、Ｙ´の偏波ビームコンバイナである。

　数式２及び数式９より、本例においては以下の関係が成り立つ。

　図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃに、図５に示す変調器構成におけるｄ_１～ｄ_３と数式８に示すＥ_１´、Ｅ_２´、Ｅ_３´との関係を表すＸ´偏波のＩＱダイアグラムを示す。図６Ａは、Ｅ_１´、図６Ｂは、Ｅ_２´、図６Ｃは、Ｅ_３´のダイアグラムである。図中の［ｄ₁ｄ₂ｄ_３］は、各信号点に対する駆動バイナリデータのマッピングを表している。データビット値は、シンボル点における各ＢＰＳＫ変調手段及びの変調パラメータの値と１対１で関連付けられる。ここでは、ｄ_ｎ＝０のときｂ_ｎ＝＋１（位相０）、ｄ_ｎ＝１のときｂ_ｎ＝－１（位相π）とした。以上の対応関係と数式８より、図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃに示すマッピングが得られる。なおＥ_１´、Ｅ_２´はｂ_３に依存しないため、図６Ａ、図６Ｂにおいて３ビット目のデータはｘ（任意値）としてある。

　図６Ａと、図６Ｂを比べると、信号点が描く図形は同じ正方形だがデータマッピングが異なっており、［００ｘ］、［０１ｘ］、［１１ｘ］、［１０ｘ］の順に信号点を辿ると互いに逆回りになることがわかる。すなわち、Ｅ_１´とＥ_２´は正相信号と逆相信号の関係にある。また、図６Ｃに示すとおり、Ｅ_３´は各信号点に２種類のデータが重なったＱＰＳＫ信号となっていることがわかる。

　図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃに、図５に示す変調器構成におけるｄ_１～ｄ_３と数式９に示すＥ_ｏｕｔとの関係を表すＩＱダイアグラム及びＸＹダイアグラムを示す。図７Ａは、Ｅ_ｏｕｔのＸ偏波についてのＩＱダイアグラム、図７Ｂは、Ｅ_ｏｕｔのＹ偏波についてのＩＱダイアグラム、図７Ｃは、Ｅ_ｏｕｔのＸＹダイアグラムである。前述のｄ_ｎとｂ_ｎの対応関係と数式１０より、図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃに示すマッピングが得られる。

　図７Ｃに示す通り、本例においても、図２Ｃや図４Ｂに示した従来技術の出力信号と同様、８個の信号点からなるＸＹダイアグラムが得られ、ＰＳ－ＱＰＳＫ信号が得られることがわかる。

　図７Ｃと図６Ｂ、図６Ｃとの対応関係については以下の通り説明できる。図５に示すとおり、Ｅ_２´はＸ´偏波のまま、Ｅ_３´は９０°偏波回転しＹ´偏波としてそれぞれ偏波結合手段５５２に入射するため、図７Ｃの横軸は、図６Ｃに示すＥ_３´の位相、図７Ｃの縦軸は図６Ｂに示すＥ_２´の位相にそれぞれ対応する。図６Ｂの点［ｄ_１ｄ_２ｘ］は、４値の縦軸レベル（－０．７５π、－０．２５π、＋０．２５π、＋０．７５π）のいずれかに対応し、その縦軸レベルに対応する２点が図６Ｃの［ｄ₁ｄ₂０］と［ｄ₁ｄ₂１］に対応する。例えば、図６Ｂの［１０ｘ］が、図７Ｃの縦軸レベル＋０．２５πに対応し、同縦軸レベルには図６Ｃ［１００］と［１０１］に対応する２点が現れる。

　ところで、図７Ａ、図７ＢのＩＱダイアグラムを図２Ａ、図２Ｂに示した従来技術のＩＱダイアグラムと比較すると、各信号点の動径が

　となっていることがわかる。このことは、同じ入力光強度に対して、本実施例では従来例の２倍の出力光強度が得られることを意味している。前述の通り、従来技術１、２（数式１、４）においては｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２＝１／２であるのに対し、本実施例（数式９）では｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２＝１である。すなわち、従来技術においては原理損失３ｄＢが生じるのに対し、本実施例では原理損失が０ｄＢである。

　以上説明の通り、本実施例では、３系統のバイナリデータ駆動系と３個のＢＰＳＫ変調手段からなるシンプルな構成で、原理損失を生じずにＰＳ－ＱＰＳＫ信号を生成することができる。

　なお、本実施例において原理損失が０ｄＢとなることは、数式９より既に明らかだが、その原理を定性的・直感的に説明すると以下の通りとなる。従来技術においては、図６Ａ、図６Ｂに対応する信号、すなわち正相信号と逆相信号のうち、いずれか一方のみを最終的な出力信号の合成に用い、他方は、図１、図３に示した通り光結合部において放射光として捨てていた。これが３ｄＢの原理損失要因となっていた。逆相信号（または正相信号）を放射光として捨てずに、モニタ信号光として用いる構成は一般によく用いられるが、その場合でもモニタ信号光は出力信号光に寄与しないため、メイン出力信号に対する原理損失は逆相信号（または正相信号）を放射光として捨てる場合と同じである。これに対し本発明では、正相信号と逆相信号のうち一方をさらに変調し、かつ両者を直交偏波で合成し最終的な出力信号を得るという新たな着想により、原理損失を０ｄＢとすることを可能にしている。

　また、本実施形態を含む本発明の全ての実施形態において、２入力２出力の中間光結合手段としては、方向性結合器の他にもマルチモード干渉（Ｍｕｌｔｉ　Ｍｏｄｅ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ：ＭＭＩ）カプラや、非特許文献６に示される波長無依存カプラ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｉｎｓｅｎｓｉｔｉｖｅ　Ｃｏｕｐｌｅｒ：ＷＩＮＣ）を用いることもできる。これらのカプラの伝達関数は数式６とは異なるが、どのような２入力２出力カプラを用いても、その出力ポートからの光信号は互いに正相信号と逆相信号の関係となる。このことは、光カプラの相反性とエネルギー保存則から導くことができる（厳密には、カプラの内部損失によって信号ダイアグラムが乱れる場合があるが、内部損失の充分小さいカプラを用いれば問題ない）。さらに、入力光分岐手段としては、本例のように２入力２出力カプラを用いても、また、Ｙ字型カプラを用いてもよい。但し、カプラの位相特性はカプラの種類によって異なるため、位相シフタ５２１の位相シフト量は用いるカプラの種類に応じて上記の値から変更する必要がある。

　また、最終光結合手段５８１において、偏波回転手段５５１の配置は上記のように光路５６４側に限らず、光路５６３側に設け、それに応じた偏波結合手段を用いても良い。一般的には、光路５６３側と５６４側で偏波状態が直交すればよいので、例えば光路５６３側にθ度偏波回転手段を設け、５６４側に９０－θ度偏波回転手段を設け、それらの出力偏波に偏波軸の合った偏波結合手段を用いればよい。

　また、光結合手段５８１において、光路５６３側と５６４側の光信号の相対位相を調整する位相調整手段５２２を設け、その位相シフト量φ＝０としたが、実際にはこの位相調整手段５２２は多くの場合省いてもよい。なぜなら、光路５６３側と５６４側の光信号の相対位相は、本構成における偏波直交性には影響しない。仮に位相調整手段５２２を省いたとし、第３及び第２の光信号の相対位相φ_０を制御しないとする。φ_０は製造時の屈折率揺らぎ等に依存する固定値、もしくはＬＮ導波路等のＤＣドリフトにより変調シンボルレートに対し十分遅い速度で変動する値である。光路５６３側と５６４側の光信号はメイン出力ポート５０２からの最終出力信号におけるＸ´偏波成分とＹ´偏波成分なので、φ_０はすなわち最終出力信号におけるＸ´偏波成分とＹ´偏波成分の位相差に相当する。すなわち、φ_０を動かすことは単にポアンカレ球をＳ_１軸まわりに回転させる操作に相当し、図７ＣのＸＹダイアグラムにおいては単に信号点を縦軸方向にφ_０だけ平行移動することに相当する。このような操作を行っても２偏波状態の直交性は保たれるので、出力信号はＰＳ－ＱＰＳＫ信号であることに変わりはない。例えば、φ_０＝π／２であれば、出力信号の瞬時偏波は右旋偏光と左旋偏光の間で切換ることになるが、両偏光状態は直交するので問題はない。さらには、一般的に偏波状態は伝送路でランダムに回転するため、受信側で偏波状態をトラックする操作（デジタルコヒーレント伝送においては、デジタル信号処理で実現）が必要となり、φ_０はいずれにせよ受信側で自動的に補償される。位相調整手段５２２が必要となる特殊な場合としては、例えば変調器の出力ファイバが偏波保持ファイバであり、出力偏波を偏波保持ファイバの軸に合わせる必要がある場合などが考えられる。

　また、光位相調整手段５２１は、光路５６１、５６２間の相対位相を高精度にπ／２に制御できる作製技術を利用でき、かつ光路１及び光路２にＤＣバイアスドリフトを生じない材料を用いる場合は不要となる。また、光強度調整手段５４１については、上記の通りＢＰＳＫ変調手段５１３による過剰損失分を補償するために設けているが、通常ＢＰＳＫ変調手段５１３の過剰損失は時間変動しないと考えられるため、光強度調整手段５１４の損失値は基本的に固定値で良い。従って、ＢＰＳＫ変調手段の製造ばらつきが小さい場合は、例えば光路５６４の導波路曲げ部の曲げ半径を故意に小さくし曲げ損失を大きくする、短距離の導波路断線を故意に導入し放射損失を発生させる等といった設計段階で損失値が固定されるような調整手段（製造後の調整は不可）を光強度調整手段５４１として用いることもできる。ＢＰＳＫ変調手段５１３の過剰損失の製造ばらつきが大きい場合は、出荷前調整として光強度調整手段５４１の損失値を変更可能であることが望ましいが、その場合は例えば熱や光照射によるトリミングにより損失値を所望の値に安定させるような手段を用い、出荷後にユーザが逐一損失値調整を行わずに済むようにすることが望ましい。さらには、ＢＰＳＫ変調手段５１３の過剰損失が充分小さい場合は、光強度調整手段５４１自体が不要となる。光強度調整手段５４１を不要とするためのＢＰＳＫ変調手段の過剰損失の上限値α_ＭＡＸ（ｄＢ）は、伝送路及び受信器も含めた伝送システム全体の特性を考慮した偏波直交度の要求値によって決まるため一概には決定できないが、例えば変調器出力時点での偏波直交度の要求仕様が９０±δθ度であれば、おおよそ

と見積もることができる。例えばδθ＝５度であればおおよそα_ＭＡＸ＝０．４ｄＢとなる。実際には、偏波回転手段５５１や偏波結合手段５５２の理想特性からのズレに対するマージンも考慮し、α_ＭＡＸは上式から得られる値より小さく見積もることが妥当である。

　また、ＢＰＳＫ変調手段５１３を光路５６４に配置し、光強度調整手段５４１を光路５６３に配置しても、単にデータマッピングが変わるだけで、同等の効果が得られることは自明である。

　（第２の実施形態）
　図８に、本発明の第２の実施形態であるＰＳ－ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。メイン入力ポート８０１と、入力光分岐手段８３１と、中間光結合手段８３２と、最終光結合手段８８１と、入力光分岐手段と中間光結合手段を結ぶ光路８６１および８６２と、中間光結合手段と最終光結合手段を結ぶ光路８６３および８６４と、光路８６１、８６３、８６４にそれぞれ配置されたＢＰＳＫ変調手段８１１、８１２、８１３と、光路８６１と８６２の相対位相をπ／２に調整する位相調整手段８２１と、光路８６２に配置された光強度調整手段８４１と、メイン出力ポート８０２とで構成されている。光路８６１と８６２は光路長がほぼ等しく、また光路８６３と８６４も光路長がほぼ等しい。最終光結合手段８８１は、光路８６３と８６４の相対位相を０に調整する位相調整手段８２２と、光路８６４の光信号の偏波を９０度回転させる偏波回転手段８５１と、偏波結合手段８５２で構成される。また、本明細書では前述の通りＢＰＳＫ変調手段の過剰損失を０ｄＢと仮定しているので、光強度調整手段８４１も損失０ｄＢに設定されているものとする。実際には、光強度調整手段８４１の損失はＢＰＳＫ変調手段８１１の過剰損失と等しい値に設定する。

　以下、ＢＰＳＫ変調手段８１１～８１３の動作偏波をＸ´とし、メイン入力ポート８０１への強度１のＸ´偏波連続光を入力するものとする。Ｘ´、Ｙ´基底Ｊｏｎｅｓ行列を用いて表したメイン入力ポートから中間光結合手段の光路８６３側出力ポートへの伝達特性をＴ_１´、メイン入力ポートから中間光結合手段の光路８６４側出力ポートへの伝達特性をＴ_２´とすると、Ｔ_１´、Ｔ_２´は以下のように表すことができる。

　ここで、ｂ_１はＢＰＳＫ変調手段８１１の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ａ_１、ａ_２はそれぞれＹ´偏波に対する透過率であるが、変調手段への入力光がＸ´偏波であるためａ_１、ａ_２の値は出力光に影響しない。

　ＢＰＳＫ変調手段８１２の直後の信号光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_２´、ＢＰＳＫ変調手段８１３の直後の信号光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_３´とすると、数式１１より、Ｅ_２´、Ｅ_３´は以下の通りとなる。

　ここで、ｂ_２、ｂ_３はそれぞれＢＰＳＫ変調手段８１２、８１３の変調パラメータであり、シンボル点（時間軸上でのシンボルの中心タイミング）においては、＋１または－１のいずれかの値をとる。ａ_３はＢＰＳＫ変調手段８１３のＹ´偏波に対する透過率であるが、変調手段への入力光がＸ´偏波であるためａ_３の値は出力光に影響しない。

　さらに、メイン出力ポート８０２からの出力光のＸ´、Ｙ´基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_out´とし、Ｘ、Ｙ基底ＪｏｎｅｓベクトルをＥ_outとすると、以下の関係が成り立つ。

　ここで、φは位相調整手段８２２の位相シフト量であり、本例ではφ＝０である。Ｒ´は９０度偏波回転手段８５１の伝達特性、Ｓ_１´、Ｓ_２´はそれぞれ光路８６３側、光路８６４側からの光信号に対する偏波結合手段８５２の伝達特性を表すＸ´、Ｙ´基底のＪｏｎｅｓ行列である。本例においては、偏波結合手段８５２は、偏波軸Ｘ´、Ｙ´の偏波ビームコンバイナである。

　数式２及び数式１３より、本例においては以下の関係が成り立つ。

　図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃに、図８に示す変調器構成におけるｄ_１～ｄ_３と数式１３に示すＥ_ｏｕｔとの関係を表すＩＱダイアグラム及びＸＹダイアグラムを示す。図９ＡはＥ_ｏｕｔのＸ偏波についてのＩＱダイアグラム、図９ＢはＥ_ｏｕｔのＹ偏波についてのＩＱダイアグラム、図９ＣはＥ_ｏｕｔのＸＹダイアグラムである。前述のｄ_ｎとｂ_ｎの対応関係と数式１４より、図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃに示すマッピングが得られる。

　図９Ｃに示す通り、本例においても図２Ｃ、図４Ｂに示した従来技術の出力信号と同様、８個の信号点からなるＸＹダイアグラムが得られ、ＰＳ－ＱＰＳＫ信号が得られることがわかる。

　図９Ａ、図９ＢのＩＱダイアグラムを図２Ａ、図２Ｂに示した従来技術のＩＱダイアグラムと比較すると、各信号点の動径が

　となっていることがわかる。このことは、同じ入力光強度に対して、本実施例では従来例の２倍の出力光強度が得られることを意味している。前述の通り、従来技術１、２（数式１、４）においては｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２＝１／２であるのに対し、本実施例（数式１３）では｜Ｅ_ｏｕｔ｜^２＝１である。すなわち、従来技術においては原理損失３ｄＢが生じるのに対し、本実施例では原理損失が０ｄＢである。

　以上説明したように、本実施例では、３系統のバイナリデータ駆動系と３個のＢＰＳＫ変調手段からなるシンプルな構成で、原理損失を生じずにＰＳ－ＱＰＳＫ信号を生成することができる。

　なお、本実施例において原理損失が０となる理由の定性的・直感的な説明は、上記実施例１の場合とほぼ同じである。本実施例においては、中間光結合手段８３２の光路８６３側への出力と８６４側への出力がそれぞれ位相変化量π／２の変則２値位相変調信号となるが、両出力は互いに正相と逆相の関係（位相シフト方向が逆）となる。これらの正相信号と逆相信号をそれぞれ独立なデータでさらに変調し、かつ両者を直交偏波で合成し最終出力を得るという新たな着想により、原理損失を０ｄＢとすることを可能としている。

　また、最終光結合手段８８１における偏波回転手段８５１の配置についても、上記実施例１と同様、光路８６３側と８６４側で偏波状態が直交する限りどのような配置としてもよい。位相調整手段８２２が多くの場合不要であることも、実施例１と同様である。光位相調整手段８２１が、光路間相対位相を高精度に制御できる作製技術及び材料を利用できる場合は不要となる点も、実施例１と同様である。さらには光強度調整手段８４１について、通常、損失値は固定値でよいこと、ＢＰＳＫ変調手段８１１の過剰損失の製造ばらつきが小さい場合は設計段階で損失値が固定されるような調整手段（小径曲げなど）を用いることができること、ＢＰＳＫ変調手段８１１の過剰損失の製造ばらつきが大きい場合にはトリミングにより損失値を所望の値に安定させるような手段を用い、出荷後にユーザが逐一損失値調整を行わずに済むようにすることが望ましいこと、ＢＰＳＫ変調手段８１１の過剰損失が充分小さい場合には光強度調整手段８４１が不要となることも、実施例１と同様である。

　また、ＢＰＳＫ変調手段８１１を光路８６２に配置し、光強度調整手段８４１を光路８６１に配置しても、単にデータマッピングが変わるだけで、同等の効果が得られることは容易に確認できる。

　以上のように本発明によれば、原理的な光損失を生じず、かつ構成がシンプルなＰＳ－ＱＰＳＫ光変調器を提供することができる。

　５０１、８０１　メイン入力ポート
　５０２、８０２　メイン出力ポート
　５１１、５１２、５１３、８１１、８１２、８１３　ＢＰＳＫ変調手段
　５２１、５２２、８２１、８２２　位相調整手段
　５３１、８３１　入力光分岐手段
　５３２、８３２　中間光結合手段
　５４１、８４１　光強度調整手段
　５５１、８５１　偏波回転手段
　５５２、８５２　偏波結合手段
　５６１、５６２、５６３、５６４、８６１、８６２、８６３、８６４　光路
　５８１、８８１　最終光結合手段

Claims

　メイン入力ポートからの入力光を２分岐する入力光分岐手段と、
　２系統の光信号を互いに直交する偏波状態で結合させメイン出力ポートへ出力する最終光結合手段と、
　前記入力光分岐手段と最終光結合手段の中間に位置し、少なくとも２個の入力ポートと少なくとも２個の出力ポートを備える中間光結合手段と、
　前記入力光分岐手段と前記中間光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第１および第２の光路と、
　前記中間光結合手段と前記最終光結合手段を結ぶ互いに光路長がほぼ等しい第３および第４の光路と、
　前記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち３本の光路中に１個ずつ配置された３個の２値位相変調手段と
　を備えることを特徴とする光変調器。
　前記２値位相変調手段の各々が、マッハツェンダ変調回路であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
　前記第１および第２の光路の相対光位相を調整する位相調整手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
　前記第１および第２の光路の相対光位相を調整する位相調整手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
　前記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち、前記２値位相変調手段が配置されない１本の光路中に、光強度調整手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
　前記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち、前記２値位相変調手段が配置されない１本の光路中に、光強度調整手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
　前記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち、前記２値位相変調手段が配置されない１本の光路中に、光強度調整手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の光変調器。
　前記第１、第２、第３、及び第４の光路のうち、前記２値位相変調手段が配置されない１本の光路中に、光強度調整手段を備えることを特徴とする請求項４に記載の光変調器。