WO2013044619A1 - 一种喇叭天线 - Google Patents

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WO2013044619A1
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metamaterial
antenna body
section
metal
distance
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刘若鹏
季春霖
岳玉涛
杨青
王今金
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深圳光启高等理工研究院
深圳光启创新技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/0241—Waveguide horns radiating a circularly polarised wave
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0086—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices having materials with a synthesized negative refractive index, e.g. metamaterials or left-handed materials

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications technologies, and in particular, to a horn antenna. ⁇ Background technique ⁇
  • a horn antenna is a microwave antenna in which the waveguide terminal gradually changes and eventually expands into a circular or rectangular cross section.
  • the radiation angle of the existing horn antenna and the radiation field energy flow density distribution are constrained by the size of the bell mouth and the shape of the bell mouth.
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide a specific radiation angle and a radiant energy flow density distribution for the radiation angle of the horn antenna and the radiation field power distribution limited by the size of the bell mouth and the shape of the bell mouth. Horn antenna.
  • the technical solution adopted by the present invention to solve the technical problem thereof is to provide a horn antenna, which comprises an antenna body and a metamaterial which is closely attached to the aperture surface of the antenna body or directly in front of the aperture surface of the antenna body, and the metamaterial comprises a substrate. And a plurality of artificial metal microstructures periodically arranged on the substrate, the refractive index of the metamaterial is circular, the refractive index at the center of the circle is the smallest, and the refractive index is the same at the same radius and becomes larger;
  • the refractive index distribution of the material is:
  • y is the distance of each point on the longitudinal section of the metamaterial from its central axis, and also the radius of each point of the metamaterial having the same refractive index from the center point of the metamaterial; ⁇ > in the absence of the metamaterial
  • the initial phase distribution is measured on the aperture surface of the antenna body;
  • d is the thickness of the metamaterial; and the phase distribution on the surface of the metamaterial opposite to the aperture surface of the antenna body after having the metamaterial; The wavelength of the electromagnetic wave radiated by the antenna body.
  • phase distribution on the surface of the metamaterial opposite to the aperture surface of the antenna body is given by the following three equations:
  • the plurality of artificial metal microstructures have the same geometrical shape, and the arrangement of the plurality of artificial metal microstructures on the substrate is: the plurality of artificial metal microstructures are on the substrate With a circular distribution, the man-made metal microstructure at the center of the circle has the smallest size. As the radius increases, the size of the man-made metal microstructure gradually increases, and the man-made metal microstructures at the same radius have the same size.
  • the metamaterial further includes a cover layer disposed on the plurality of artificial metal microstructures.
  • the man-made metal microstructure has a "work" shape, including a vertical first metal branch and a second metal branch located at both ends of the first metal branch and perpendicular to the first metal branch .
  • the geometry further includes a third metal branch located at both ends of the second metal branch and perpendicular to the second metal branch.
  • the artificial metal microstructure has a planar snowflake shape, including two first metal branches perpendicular to each other and a second metal located at both ends of the first metal branch and perpendicular to the first metal branch Branch.
  • the substrate is a polymer material, a ceramic material, a ferroelectric material, a ferrite material or a ferromagnetic material.
  • the man-made metal microstructure is arranged on the substrate by etching, electroplating, drilling, photolithography, electron engraving or ion etching.
  • the cover layer is a polymer material, a ceramic material, a ferroelectric material, a ferrite material or a ferromagnetic material.
  • a horn antenna which comprises an antenna body and a metamaterial which is closely attached to the aperture surface of the antenna body or directly in front of the aperture surface of the antenna body, and the metamaterial includes a substrate and a plurality of artificial metal microstructures periodically arranged on the substrate, wherein a refractive index of the metamaterial is concentrically elliptical centered on a center point of the metamaterial, and a refractive index distribution of the metamaterial
  • Sgn is the symbol Function
  • Dx is the edge of the H section of the antenna body
  • n H (A) is the refractive index distribution at point A on the H section
  • ⁇ ⁇ ( ⁇ ) is the refractive index distribution at the ⁇ point on the ⁇ section.
  • d is the thickness of the metamaterial; after the metamaterial is attached to the aperture surface of the antenna body, the metamaterial is The phase distribution of the E section on the surface opposite to the aperture surface of the antenna body; the wavelength of the electromagnetic wave radiated by the antenna body.
  • phase distribution E of the E-section on the surface of the metamaterial opposite to the aperture surface of the antenna body is given by the following three equations:
  • the refractive index distribution of the cross section of the metamaterial H is: ; ⁇ ; ⁇ ⁇ - ⁇ ⁇ d
  • X is the distance of each point on the H section of the metamaterial from the central axis of the H section; H (the initial phase distribution of the H section measured on the aperture surface of the antenna body without the metamaterial; d is the thickness of the metamaterial) And W is a phase distribution of a H-section on a surface of the surface of the antenna body opposite to the aperture surface of the antenna body after the super-material is attached to the aperture surface of the antenna body; and is a wavelength of an electromagnetic wave radiated by the antenna body.
  • phase distribution of the H-section on the surface of the metamaterial opposite to the aperture surface of the antenna body is given by the following three equations: i_ Dx F H( X dx ⁇ l ⁇ E ( X dx
  • the artificial metal microstructure has a geometry of "work", including a vertical first metal branch and a second portion at both ends of the first metal branch and perpendicular to the first metal branch Metal branch.
  • the geometry further includes a third metal branch located at both ends of the second metal branch and perpendicular to the second metal branch.
  • the artificial metal microstructure has a planar snowflake shape, including two first metal branches perpendicular to each other and a second metal located at both ends of the first metal branch and perpendicular to the first metal branch Branch.
  • the substrate is a polymer material, a ceramic material, a ferroelectric material, a ferrite material or a ferromagnetic material.
  • man-made metal microstructure is arranged on the substrate by etching, electroplating, drilling, photolithography, electron engraving or ion etching.
  • the present invention utilizes a metamaterial principle to enable a horn antenna to have a specific range of radiation and a specific energy flow density distribution over the range of radiation by adding a metamaterial to the aperture surface of a conventional horn antenna.
  • the utility model has the advantages that the structure is simple and the electromagnetic wave distribution can be manipulated.
  • FIG. 1 is a schematic perspective view of a basic unit constituting a metamaterial
  • FIG. 2 is a schematic structural view of a horn antenna according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a schematic perspective view showing the superstructure of the horn antenna of FIG. 2;
  • FIG. 4 is a schematic view showing a refractive index distribution of the metamaterial of FIG. 3 in a longitudinal section thereof;
  • FIG. 5 is a schematic structural view of a horn antenna in the prior art
  • FIG. 6 is a schematic view showing a refractive index distribution of a cross section of a metamaterial in a horn antenna according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a schematic view showing a structure of an E surface of the horn antenna of FIG. 6
  • FIG. 8 is a view capable of responding to electromagnetic waves to change a basic unit refractive index of a metamaterial. a geometric topological pattern of the man-made metal microstructure of the first preferred embodiment
  • Figure 8a is a derivative pattern of the artificial metal microstructure geometry topographic pattern of Figure 8.
  • Figure 9 is a geometric topological pattern of a man-made metal microstructure of a second preferred embodiment capable of responding to electromagnetic waves to change the refractive index of the meta-material base unit;
  • Figure 9a is a derivative pattern of the artificial metal microstructure geometry topographical pattern of Figure 9. ⁇ detailed description ⁇
  • the dielectric constant and magnetic permeability of each point of the material are the same or different, so that the dielectric constant and magnetic permeability of the material are arranged regularly, and the magnetic permeability and the regular arrangement are regularly arranged.
  • the electrical constant allows the material to have a macroscopic response to electromagnetic waves, such as converging electromagnetic waves, diverging electromagnetic waves, and the like. This type of material with regularly arranged magnetic permeability and dielectric constant is called a metamaterial.
  • Fig. 1 is a schematic perspective view showing a basic unit constituting a metamaterial.
  • the basic unit of the metamaterial includes the artificial microstructure 1 and the substrate 2 to which the artificial microstructure is attached.
  • the artificial microstructure is an artificial metal microstructure
  • the artificial metal microstructure has a planar or stereo topology capable of responding to an incident electromagnetic wave electric field and/or a magnetic field, and changes the artificial metal microstructure on each metamaterial basic unit.
  • the pattern and/or size can change the response of each metamaterial base unit to incident electromagnetic waves.
  • the basic units of a plurality of super materials are arranged in a regular pattern to make the super material have a macroscopic response to electromagnetic waves.
  • each metamaterial basic unit to the incident electromagnetic wave needs to form a continuous response, which requires that the size of each metamaterial basic unit is one tenth to five fifths of the incident electromagnetic wave.
  • it is preferably one tenth of the incident electromagnetic wave.
  • we artificially divide the supermaterial into a plurality of basic units of metamaterials but it should be understood that this method of division is only convenient for description, and should not be regarded as supermaterial being spliced or assembled by multiple metamaterial basic units.
  • the super material is formed by arranging the artificial metal microstructure period on the substrate, and the process is simple and the cost is low.
  • the periodic arrangement means that the man-made metal microstructures on the basic units of each metamaterial divided by us can produce a continuous electromagnetic response to incident electromagnetic waves.
  • FIG. 2 is a schematic structural diagram of a horn antenna according to a first embodiment of the present invention.
  • the horn antenna includes an antenna body 100 and a metamaterial 300 that is in close contact with the aperture surface of the antenna body.
  • the size of the metamaterial is equal to the size of the aperture surface of the antenna body. It is conceivable that the distance of the metamaterial 300 from the antenna body 100 can also achieve the object of the present invention.
  • the electromagnetic wave radiated by the antenna body has a specific radiation power distribution after being diffused by the metamaterial and then a certain distance from the near field.
  • FIG. 3 is a schematic perspective view of the metamaterial of the horn antenna of FIG.
  • the metamaterial 300 includes a substrate 301, and a plurality of artificial metal microstructures 302 periodically arranged on the substrate.
  • the substrate is covered with a layer of thickness and material and the substrate 301.
  • the refractive index distribution on the metamaterial is as follows: The refractive index of the metamaterial is circular, and the refractive index at the center of the circle is the smallest. As the radius increases, the refractive index gradually increases, and the refractive index at the same radius is the same.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the refractive index distribution of the metamaterial of FIG. 3 in the longitudinal section thereof.
  • the refractive index of the super-material longitudinal section is used to indicate the overall refraction of the supermaterial. Rate distribution.
  • the distance of each point of the metamaterial from the central axis in the longitudinal section is the radius of the ring in which the points of the same refractive index are located on the metamaterial.
  • the artificial metal microstructure on the metamaterial The arrangement rules are as follows: The artificial metal microstructure is circularly distributed on the substrate, and the artificial metal microstructure at the center of the circle is the smallest. As the radius increases, the artificial metal microstructure increases in size, and the artificial metal at the same radius The microstructures are the same size.
  • the initial phase distribution and the initial energy flow density distribution PO, y of the aperture surface are only [-a, a], a is the The distance from the edge of the aperture surface of the antenna body to the center point of the aperture surface.
  • the target of our demand is: On the section from the flared surface D, the radiated area of the electromagnetic wave radiated by the antenna body to which the metamaterial is attached is [-b, b], and in the [-b, b] region , its energy density distribution is A).
  • D d + s
  • d the metamaterial thickness
  • s is the vertical distance from the surface of the metamaterial to the cross section.
  • s is the vertical distance from the surface of the metamaterial to the target section.
  • the refractive index distribution inside the electromagnetic wave is obtained as follows:
  • y is the distance of each point on the longitudinal section of the metamaterial from its central axis, and also the distance from the center of the metamaterial with the same refractive index on the cross section of the metamaterial
  • ⁇ is the super material after the super material obtained by the formula (1), the formula (2), and the formula (3)
  • the phase distribution of the electromagnetic waves on the back surface, d is the thickness of the metamaterial.
  • the horn antenna can have a specific radiation range by using the principle of metamaterial, and has a specific energy flow density distribution under the radiation range.
  • the utility model has the advantages that the structure is simple and the electromagnetic wave distribution can be manipulated.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of a horn antenna in the prior art.
  • the E plane of the horn antenna is the yoz plane and the H plane is the (oz plane).
  • the phase and amplitude distributions of the near and far fields on the E and H planes of the horn antenna are relatively large.
  • the E-plane and the H-face of the horn antenna are divided in the same manner as the conventional horn antenna shown in Fig. 5.
  • a metamaterial is added on the horn antenna surface to change the radiation angle of the radiated electromagnetic wave of the horn antenna and the radiant energy flow. density.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing a refractive index distribution of a cross section of a metamaterial in a horn antenna according to a second embodiment of the present invention.
  • the cross-section shape of the metamaterial is consistent with the shape of the horn of the horn antenna.
  • the cross section of the metamaterial is a rectangle of a corresponding size.
  • a rectangular aperture antenna is taken as an example.
  • the horn antenna has other apertures, it is only necessary to intercept the corresponding shape on the metamaterial of the present invention. As shown in Fig.
  • the refractive index is concentrically elliptical, that is, the center point of the metamaterial is the elliptical center, and in the y direction and the X direction, the refractive index distribution is the supermaterial E surface and The refractive index distribution of the H-section longitudinal profile / 3 ⁇ 40 and 3 ⁇ 4, where the center point of the ellipse is the center of the coordinate axis, ie; ⁇ / ⁇ ( ⁇ ) ⁇ . ): / ⁇ ; ⁇ . ).
  • Dx is the diameter of the H-face edge from the center point.
  • Dx 2 Dy 2 is a point P(x, y) of any non-origin in the concentric ellipse, which intersects the extension of the line connecting the origin.
  • FIG. 7 is a schematic structural view of the E surface of the horn antenna of FIG.
  • the horn antenna includes an antenna body 200 and a metamaterial 400 closely attached to the aperture surface of the antenna body, and the metamaterial size is equal to the size of the antenna body aperture surface.
  • the distance between the metamaterial 400 and the antenna body 200 can also achieve the object of the present invention.
  • the electromagnetic wave radiated by the antenna body has a specific radiation power distribution after being diffused by the metamaterial and then a certain distance from the near field.
  • the initial phase distribution ⁇ and the initial energy flow density distribution P £ () on the E surface of the aperture surface are only available when the antenna body is provided.
  • the value range of V is [-Dy, Dy], and Dy is The edge of the E surface of the aperture surface is from the center point.
  • the target of our demand is: On the E-face section from the flared surface D, the radiated area of the electromagnetic wave radiated by the antenna body to which the metamaterial is attached is [-b, b], and in the [-b, b] In the region, its energy density distribution is ⁇ .
  • D d + s
  • d the metamaterial thickness
  • s the vertical distance from the surface of the metamaterial to the cross section.
  • s is the vertical distance from the surface of the metamaterial to the target section.
  • the expression of the phase distribution of the back surface of the E-plane of the metamaterial can be obtained by the formula (4), the formula (5), and the formula (6).
  • n E (y) of the E-plane of the metamaterial we transmit the electromagnetic wave in the metamaterial.
  • the propagation path approximation assumes that the electromagnetic wave propagates in the horizontal direction inside the metamaterial, and the actual distance of the propagation path of the electromagnetic wave in the metamaterial is the thickness d of the metamaterial, and its optical path is ⁇ ) ⁇ .
  • the phase of the electromagnetic wave gradually decreases along the direction of electromagnetic wave propagation. Therefore, the initial phase distribution obtained from the initial test and the phase distribution of the back surface of the metamaterial can be used to obtain the refractive index of the metamaterial surface.
  • the refractive index distribution of the H surface of the metamaterial can be derived in the same way.
  • Equation (7) is obtained.
  • the refractive index n( X ", y ") is determined by interpolation of the refractive index distribution of the portion OQ' of the ray OQ in the elliptical region, and the interpolation method may select a cubic spline or a spline.
  • the horn antenna and the raft surface can have a specific radiation range by using the principle of metamaterial, and a specific energy density distribution is distributed in the radiation range.
  • the utility model has the advantages that the structure is simple and the electromagnetic wave distribution can be manipulated.
  • the geometry of the man-made metal microstructure that satisfies the refractive index profile requirements of the above-described metamaterials is various, but both are geometric shapes that respond to incident electromagnetic waves. The most typical is the "work" shaped artificial metal microstructure. Several man-made metal microstructure geometries are described in detail below.
  • the size of the artificial metal microstructure corresponding to the refractive index of each point on the metamaterial can be obtained by computer simulation or manually.
  • Fig. 8 is a geometric topographical pattern of a man-made metal microstructure of a first preferred embodiment capable of responding to electromagnetic waves to change the refractive index of the base element of the metamaterial.
  • the man-made metal microstructure has a "work" shape, including a vertical first metal branch 1021 and a second metal branch 1022 that is perpendicular to the first metal branch 1021 and located at both ends of the first metal branch
  • Figure 8a is a diagram
  • a derivative pattern of the man-made metal microstructure geometry topographic pattern of 8 includes not only the first metal branch 1021 and the second metal branch 1022
  • a third metal branch 1023 is vertically disposed at each end of each of the second metal branches.
  • FIG. 9 is a geometric topographical pattern of a man-made metal microstructure of a second preferred embodiment capable of responding to electromagnetic waves to change the refractive index of the meta-material base unit.
  • the artificial metal microstructure is a flat snowflake type, and includes a first metal branch 1021' perpendicular to each other and a second metal branch 1022' disposed at both ends of the two first metal branches 1021';
  • FIG. 9a is FIG. a derivative pattern of the man-made metal microstructure geometry topographical pattern, comprising not only two first metal branches 1021 ', four second metal branches 1022', but also a third metal branch 1023 disposed at two ends of the four second metal branches ' .
  • the first metal branches 1021' are equal in length and intersect perpendicular to the midpoint
  • the second metal branches 1022' are of equal length and the midpoint is at the end of the first metal branch
  • the third metal branch 1023' is of equal length and the midpoint is at the second metal
  • the end points of the branches; the arrangement of the above metal branches makes the artificial metal microstructures is isotropic, that is, the artificial metal microstructures rotated 90° in any direction in the plane of the artificial metal microstructures can coincide with the original artificial metal microstructures.
  • the use of isotropic man-made metal microstructures simplifies design and reduces interference.
  • the substrate may be made of ceramics, polymer materials, ferroelectric materials, ferrite materials or ferromagnetic materials.
  • a polymer material such as polytetrafluoroethylene, epoxy resin, FR-4, or F4b.
  • the man-made metal microstructure is attached to the substrate by etching, plating, drilling, photolithography, electron engraving or ion etching. The etching is a superior manufacturing process.
  • a piece of metal foil is integrally attached to the substrate, and then the solvent and the metal are used by etching equipment. The chemical reaction removes the portion of the foil other than the pre-set pattern of the man-made metal microstructure, and the remaining man-made metal microstructures are arranged in a periodic array.

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Abstract

本发明公开一种喇叭天线，其包括天线本体以及紧贴于天线本体口径面上或者位于天线本体口径面正前方的超材料，超材料包括基材以及周期排布于所述基材上的多个人造金属微结构。该超材料上折射率呈圆形分布，圆心处折射率最小，相同半径处折射率相同且随着半径的增大，折射率变大；或者该超材料上折射率以超材料中心点为中心呈同心椭圆分布。本发明通过在常规喇叭天线口径面上增设一超材料，利用超材料原理使得喇叭天线能具有一特定的辐射范围，且在该辐射范围下具有特定的能流密度分布。具有结构简单、能操纵电磁波分布的有益效果。

Description

一种喇叭天线
【技术领域】
本发明涉及通信技术领域， 尤其涉及一种喇叭天线。 【背景技术】
喇叭天线是指波导管终端逐渐渐变并最终张开成圆形或者矩形截面的微波 天线。 现有喇叭天线的辐射角度以及辐射场能流密度分布受到喇叭口尺寸以及 喇叭口形状的约束。
【发明内容】
本发明所要解决的技术问题在于， 针对现有技术中喇叭天线的辐射角度以 及辐射场功率分布受到喇叭口尺寸以及喇叭口形状的约束的不足提出一种具有 特定辐射角度以及辐射能流密度分布的喇叭天线。
本发明解决其技术问题采用的技术方案， 是提出一种喇叭天线， 其包括天 线本体以及紧贴于天线本体口径面上或者位于天线本体口径面正前方的超材 料， 所述超材料包括基材以及周期排布于所述基材上的多个人造金属微结构， 所述超材料上折射率呈圆形分布， 圆心处折射率最小， 相同半径处折射率相同 且随 变大； 所述超材料的折射率分布规律为：
Figure imgf000003_0001
其中， y为超材料纵截面上各点距其中心轴线的距离， 也为超材料横截面上 具有相同折射率的各点距超材料中心点的半径值； ί > 为没有所述超材料时在 天线本体口径面上测试得到的初始相位分布； d为所述超材料厚度； 为具有 所述超材料后， 在所述超材料与天线本体口径面相对的表面上的相位分布； 为 所述天线本体辐射的电磁波的波长。
进一步地，所述超材料与天线本体口径面相对的表面上的相位分布 ) 由以 下三个算式给出：
Figure imgf000004_0001
V u)du = w)dw (2 )
i-a i-b
2π dy s 上式中， a为所述天线本体口径面边缘到口径面中心点处的距离； b为所需 要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； PO 为没有所述超材料时在所述天线 本体口径面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚度； s为所述超 材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截面的距离。
进一步地， 所述多个人造金属微结构几何形状相同， 所述多个人造金属微 结构在所述基材上的排布规律为： 所述多个人造金属微结构在所述基材上呈圆 形分布， 圆心处的人造金属微结构尺寸最小， 随着半径的增大， 人造金属微结 构尺寸逐渐增大， 相同半径处的人造金属微结构尺寸相同。
进一步地， 所述超材料还包括覆盖层， 所述覆盖层设置于所述多个人造金 属微结构之上。
进一步地， 所述人造金属微结构的几何形状为 "工"字形， 包括竖直的第 一金属分支以及位于所述第一金属分支两端且垂直于所述第一金属分支的第二 金属分支。
进一步地， 所述几何形状还包括位于所述第二金属分支两端且垂直于所述 第二金属分支的第三金属分支。
进一步地， 所述人造金属微结构的几何形状为平面雪花型， 包括相互垂直 的两条第一金属分支以及位于所述第一金属分支两端且垂直于所述第一金属分 支的第二金属分支。
进一步地， 所述基材为高分子材料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或者 铁磁材料。
进一步地， 所述人造金属微结构通过蚀刻、 电镀、 钻刻、 光刻、 电子刻或 离子刻周期排布于所述基材上。 进一步地， 所述覆盖层为高分子材料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或 者铁磁材料。
本发明解决其技术问题采用的另一技术方案， 是提出一种喇叭天线， 其包 括天线本体以及紧贴于天线本体口径面上或者位于天线本体口径面正前方的超 材料， 所述超材料包括基材以及周期排布于所述基材上的多个人造金属微结构， 所述超材料上折射率以所述超材料中心点为中心呈同心椭圆分布， 所述超材料 的折射率分布规律为：
η χ =
Figure imgf000005_0001
其 中 A = A(x, y) = Sgn(x) * Dx I t(x, y), B = B(x, y) = Sgn(y) * Dy I t(x, y) , Sgn为符号函数， Dx为所述天线本体口径面 H截面边沿
Figure imgf000005_0002
距 H截面中心点距离， Dy为所述天线本体口径面 E截面边沿距 E截面中心点距 离， A、 B分别为所述超材料上任意一点所处的椭圆与 H截面和 E截面的交点， nH (A)为 H截面上 A点的折射率分布， ηΕ (β)为 Ε截面上 Β点的折射率分布。 进一步地， 所述超材料 Ε截面折射率分布为： "£ Ο = ^ * [^ () - ^ () ]* 其中， y为超材料 Ε截面上各点距 Ε截面中心轴线的距离； ^ 为没有所 述超材料时在天线本体口径面上测试得到的 Ε截面初始相位分布； d为所述超材 料厚度； 为天线本体口径面附着有所述超材料后， 所述超材料与所述天线 本体口径面相对的表面上 E截面的相位分布； 为所述天线本体辐射的电磁波的 波长。
进一步地，所述超材料与天线本体口径面相对的表面上 E截面相位分布 ^ 由以下三个算式给出：
Figure imgf000005_0003
\_Dy P£ (u)du = J_¾ βΕ (w)dw 、, d(pEi )— ^E{y)-y
2π dy s 上式中， Dy为所述天线本体口径面 E截面边沿距 E截面中心点距离； b为 所需要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； P£O 为没有所述超材料时在所 述天线本体口径面 E截面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚度； s 为所述超材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截面 的距离。
进一步地， 所述超材料 H截面折射率分布为： ；^^；^丄 ^^-^^ ^ d
其中， X为超材料 H截面上各点距 H截面中心轴线的距离； H ( 为没有所 述超材料时在天线本体口径面上测试得到的 H截面初始相位分布； d为所述超材 料厚度； W为天线本体口径面附着有所述超材料后， 所述超材料与所述天线 本体口径面相对的表面上 H截面的相位分布； 为所述天线本体辐射的电磁波的 波长。
进一步地，所述超材料与天线本体口径面相对的表面上 H截面相位分布 ^ 由以下三个算式给出： i_Dx FH(X dx ≥ l^E(X dx
Figure imgf000006_0001
λ άφΗ (x) _ ΦΗ (x) - x
2π dx s
上式中， Dx为所述天线本体口径面 H截面边沿距 H截面中心点距离； b为 所需要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； PHW为没有所述超材料时在所 述天线本体口径面 H截面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚 度； s为所述超材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截 面的距离。
进一步地， 所述人造金属微结构的几何形状为 "工"字形， 包括竖直的第 一金属分支以及位于所述第一金属分支两端且垂直于所述第一金属分支的第二 金属分支。
进一步地， 所述几何形状还包括位于所述第二金属分支两端且垂直于所述 第二金属分支的第三金属分支。
进一步地， 所述人造金属微结构的几何形状为平面雪花型， 包括相互垂直 的两条第一金属分支以及位于所述第一金属分支两端且垂直于所述第一金属分 支的第二金属分支。
进一步地， 所述基材为高分子材料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或者 铁磁材料。
进一步地， 所述人造金属微结构通过蚀刻、 电镀、 钻刻、 光刻、 电子刻或 离子刻周期排布于所述基材上。
本发明通过在常规喇叭天线口径面上增设一超材料， 利用超材料原理使得 喇叭天线能具有一特定的辐射范围， 且在该辐射范围下具有特定的能流密度分 布。 具有结构简单、 能操纵电磁波分布的有益效果。
【附图说明】
图 1为构成超材料的基本单元的立体结构示意图；
图 2为本发明第一实施例的喇叭天线的结构示意图；
图 3为图 2中喇叭天线的超材料的立体结构示意图；
图 4为图 3的超材料在其纵截面上的折射率分布示意图；
图 5为现有技术中喇叭天线的结构示意图；
图 6为本发明第二实施例的喇叭天线中超材料横截面上折射率分布示意图； 图 7为图 6中喇叭天线 E面结构示意图； 图 8为能对电磁波产生响应以改 变超材料基本单元折射率的第一较佳实施方式的人造金属微结构的几何形状拓 扑图案；
图 8a为图 8中人造金属微结构几何形状拓扑图案的衍生图案；
图 9 为能对电磁波产生响应以改变超材料基本单元折射率的第二较佳实施 方式的人造金属微结构的几何形状拓扑图案； 图 9a为图 9中人造金属微结构几何形状拓扑图案的衍生图案。 【具体实施方式】
光， 作为电磁波的一种， 其在穿过玻璃的时候， 因为光线的波长远大于原 子的尺寸， 因此我们可以用玻璃的整体参数， 例如折射率， 而不是组成玻璃的 原子的细节参数来描述玻璃对光线的响应。 相应的， 在研究材料对其他电磁波 响应的时候， 材料中任何尺度远小于电磁波波长的结构对电磁波的响应也可以 用材料的整体参数， 例如介电常数 ε和磁导率 μ来描述。 通过设计材料每点的 结构使得材料各点的介电常数和磁导率都相同或者不同从而使得材料整体的介 电常数和磁导率呈一定规律排布， 规律排布的磁导率和介电常数即可使得材料 对电磁波具有宏观上的响应， 例如汇聚电磁波、 发散电磁波等。 该类具有规律 排布的磁导率和介电常数的材料我们称之为超材料。
如图 1所示， 图 1为构成超材料的基本单元的立体结构示意图。 超材料的 基本单元包括人造微结构 1以及该人造微结构附着的基材 2。本发明中， 人造微 结构为人造金属微结构， 人造金属微结构具有能对入射电磁波电场和 /或磁场产 生响应的平面或立体拓扑结构， 改变每个超材料基本单元上的人造金属微结构 的图案和 /或尺寸即可改变每个超材料基本单元对入射电磁波的响应。 多个超材 料基本单元按一定规律排列即可使得超材料对电磁波具有宏观的响应。 由于超 材料整体需对入射电磁波有宏观电磁响应因此各个超材料基本单元对入射电磁 波的响应需形成连续响应， 这要求每一超材料基本单元的尺寸为入射电磁波的 十分之一至五分之一， 优选为入射电磁波的十分之一。 本段描述中， 我们人为 的将超材料整体划分为多个超材料基本单元， 但应知此种划分方法仅为描述方 便， 不应看成超材料由多个超材料基本单元拼接或组装而成， 实际应用中超材 料是将人造金属微结构周期排布于基材上即可构成， 工艺简单且成本低廉。 周 期排布即指上述我们人为划分的各个超材料基本单元上的人造金属微结构能对 入射电磁波产生连续的电磁响应。
如图 2所示， 图 2为本发明第一实施例的喇叭天线的结构示意图。 图 2中， 喇叭天线包括天线本体 100以及紧贴于天线本体口径面上的超材料 300，超材料 尺寸与天线本体口径面尺寸相等。 可以想象地， 超材料 300距离天线本体 100 一定距离亦可实现本发明目的。 天线本体辐射的电磁波经过超材料发散后再距 其一定距离的近场范围存在特定的辐射功率分布。
如图 3所示， 图 3为图 2中喇叭天线的超材料的立体结构示意图。 超材料 300包括基材 301， 以及在基材上周期排布的多个人造金属微结构 302， 本实施 例中， 为封装方便， 还在基材上覆盖有一层厚度和材质均与基材 301相同的覆 盖层 303。超材料上的折射率分布为： 超材料的折射率呈圆形分布， 圆心处的折 射率最小， 随着半径的增大， 折射率逐渐增大， 相同半径处的折射率相同。 如 图 4所示， 图 4为图 3的超材料在其纵截面上的折射率分布示意图， 本实施例 下面的描述中， 均以超材料纵截面的折射率变化规律表示超材料整体的折射率 分布。 纵截面上超材料各点距其中心轴线的距离即为超材料上具有相同折射率 的各点所处的圆环的半径。
根据实验可知， 对于相同形状的人造金属微结构， 其尺寸越大时， 该人造 金属微结构所对应的超材料单元的折射率越大， 因此本实施例中， 超材料上人 造金属微结构的排布规律为： 人造金属微结构在基材上呈圆形分布， 圆心处的 人造金属微结构尺寸最小， 随着半径的增大， 人造金属微结构尺寸逐渐增大， 相同半径处的人造金属微结构尺寸相同。
请继续参照图 2， 首先通过仿真测试得出仅具有天线本体时， 其口径面上的 初始相位分布 和初始能流密度分布 PO , y的取值范围为 [-a,a]， a为该天线 本体口径面边缘到口径面中心点处的距离。 我们需求的目标为： 在距离喇叭口 径面 D 处的截面上， 附着有超材料后的天线本体辐射的电磁波的辐射区域为 [-b,b]， 且在该 [-b,b]区域内， 其能流密度分布为 A) 。 其中， D=d+s， d为超材料 厚度， s为超材料后表面到所述截面的垂直距离。根据能量守恒定律，可以知道:
Figure imgf000009_0001
电磁波从左向右穿过超材料后表面时， 我们可以近似认为超材料后表面的 能流密度分布仍为 PO , 而相位分布从 变化为 ί ) 。 根据能量守恒定律， 即 可确定从口径面能流密度分布 ΡΟ 到近场截面的能流密度分布 的转换算子 从图 2中可以看出， 超材料后表面 y位置处的能流密度分布为 PO , PO 指 向目标截面的坐标 ΦΟ 。 根据能量守恒定律， 得到
V u)du = w)dw (2)
i-a i-b 其中， ΦΟ 取值范围为 [-b,b]， 式 (2) 即为 ΦΟ 的隐函数， 在满足隐函数存 在性定理的前提下可解出 ΦΟ 的解析表达式。
下面通过 ΦΟ 确定超材料后表面的相位分布 ί ) 。 由于在均匀介质中，等相 面上各点处的能量沿该点处的外法向传播， 因此可根据超材料后表面的相位分 布 推算出等相位面。 又由于超材料后表面的相位分布 为连续可导函数， 因此等相位面为连续光滑的曲线， 这也说明等相位面上能量的传播具有确定的 方向。 记超材料后表面上的能流密度方向 ^O = (i,tanso )， δ为 y点处的能流密 度方向与水平轴线的夹角， 则
tan^)=^
S
其中， s为超材料后表面到目标截面的垂直距离。
因为超材料后表面上的能流密度方向 ^Ο 沿等相面在点 y处的外法向，假设 等相面的曲线方程〔为 = ^, ， 贝 ij
v(y)x†(x,y) = 0 上式中， f y)为等相位的曲线方程 c各点处的切向向量。 因此： f(x, y) = ( -tand(y) , 1) 由上式求得曲线 = f(x,y)各点处的导数 ： f(x,y) = ^ 1- ^ = ^ - ^
-tan3(y) γ-Φ(γ) 另外由超材料后表面的相位分布 得出曲线方程 c的表达式为 x(y) = ^- , 其中 为天线本体辐射的电磁波的波长。
2π
由上式得出曲线方程 c各点处的导数为： H X A
dy 2π dy 而曲线方程 C点处的切向向量 y) = (dx, dy) = (― x ,1)
2π dy 最终得到： Ax垂 = _ φ( - y ( 3 )
2π dy s 通过式 （1 )、 式 （2 )、 式 （3 ) 即可得到超材料后表面的相位分布 的表 达式。
我们在计算超材料内部折射率分布 n(y)时，将电磁波在超材料中的传播路径 近似认为电磁波是在超材料内部沿水平方向传播， 则电磁波在超材料中的传播 路径的实际距离即为超材料的厚度 d， 其光程为 n(y)*d。 又由电磁波传播原理可 知， 沿电磁波传播方向， 电磁波相位逐渐降低， 因此可由初始测试得到的初始 相位分布 y、与超材料后表面的相位分布 ) 得到电磁波内部的折射率分布，其 为：
n(y) =丄 *
d [i (y) - φ( ^)] * λ 其中， y为超材料纵截面上各点距其中心轴线的距离， 也为超材料横截面上 具有相同折射率的各点距超材料中心点的半径值； 为没有超材料时在天线 本体口径面上测试得到的初始相位分布； ^ 为由式 （1)、 式 （2 )、 式 （3 ) 得 到的具有超材料后， 在超材料后表面的电磁波的相位分布， d为超材料厚度。
本实施例通过在常规喇叭天线口径面上增设一超材料， 利用超材料原理使 得喇叭天线能具有一特定的辐射范围， 且在该辐射范围下具有特定的能流密度 分布。 具有结构简单、 能操纵电磁波分布的有益效果。
如图 5所示， 图 5为现有技术中喇叭天线的结构示意图。 图 5中， 喇叭天 线的 E面即为 yoz平面， H面为) (oz平面。 通常情况下， 喇叭天线口径面上 E面 和 H面上近场和远场的相位和幅值分布具有较大差别，设计时， 需要分别考虑 E 面和 H面的辐射情况。
本发明第二实施例中， 喇叭天线 E面和 H面的划分方式与图 5所示现有喇 叭天线相同。 为使得现有喇叭天线口径面上 E面和 H面上均具有特定的辐射角 度和辐射能流密度分布， 在喇叭天线口径面上增设超材料以改变喇叭天线辐射 电磁波的辐射角度以及辐射能流密度。
如图 6所示， 图 6为本发明第二实施例的喇叭天线中超材料横截面上折射 率分布示意图。 超材料横截面形状与喇叭天线口径面形状一致， 当喇叭天线为 矩形口径时， 超材料横截面即为相应大小的矩形。 本实施例中， 以矩形口径喇 叭天线为例说明， 当喇叭天线为其他口径时， 仅需在本发明超材料上截取相应 形状即可。 如图 6所示， 在超材料横截面上， 折射率呈同心椭圆型分布， 即以 超材料中心点为椭圆中心， 在 y方向和 X方向上， 其折射率分布分别为超材料 E 面和 H面纵剖面的折射率分布/ ¾0 和¾ ，其中，椭圆中心点处为坐标轴圆心， 即; ^^ /^(^ )^。）：/^^；^。）。图 6中， Dx即为口径面 H面边缘距中心点距离，
Dy即为口径面 E面边缘距中心点距离， 最外层椭圆可表达为： 」^ + ^ = 1。
Dx2 Dy2 对于同心椭圆区内任意非原点的一点 P(x,y)， 其与原点的连线的延长线相交 最外层椭圆于点 P'(x',y')， 贝陏 "^+"^ = 1， = t为最外层椭圆以中
Dx Dy x y 心点为位拟变换中心， 过点 p的位拟变换的位拟比。 因此可得到过点 P的椭圆 方程为： 7^7 + 7^7 = 1， 该椭圆与 X轴的交点为 A: ( Sgn(x) ^ Dx/ t,0 ) , 与 y
(Dx/t) (Dy /t) 轴的交点为 B: ( 0, Sgn(y) ^ Dy / t o 为符号函数， 当 A点 X坐标大于 0时， Sgn(x) =1，当点 X坐标小于 0时， /i c) =-1。同理，当 B点 y坐标大于 0时， 二丄， 当 B点 y坐标小于 0时， =-1。 超材料中心点与 P 点连线与 x 轴的夹角为^ 则 P 点的坐标可表示为 ((Dx/t)* co * sin ^ ) , 贝 lj , = = y/()y/ Cx,y))
Figure imgf000013_0001
下面详细论述超材料在其 H面和 E面的折射率分布。
如图 7所示， 图 7为图 6中喇叭天线 E面的结构示意图。 图 7中， 喇叭天 线包括天线本体 200以及紧贴于天线本体口径面上的超材料 400，超材料尺寸与 天线本体口径面尺寸相等。 可以想象地， 超材料 400距离天线本体 200—定距 离亦可实现本发明目的。 天线本体辐射的电磁波经过超材料发散后再距其一定 距离的近场范围存在特定的辐射功率分布。
首先通过仿真测试得出仅具有天线本体时， 其口径面 E面上的初始相位分 布^ 和初始能流密度分布 P£() ， V 的取值范围为 [-Dy,Dy]， Dy 即为口径面 E 面边缘距中心点距离。 我们需求的目标为： 在距离喇叭口径面 D处的 E面截面 上， 附着有超材料后的天线本体辐射的电磁波的辐射区域为 [-b,b]， 且在该 [-b,b] 区域内， 其能流密度分布为^ 。 其中， D=d+s， d为超材料厚度， s为超材料 后表面到所述截面的垂直距离。 根据能量守恒定律， 可以知道：
Figure imgf000013_0002
电磁波从左向右穿过超材料后表面时， 我们可以近似认为超材料后表面的 能流密度分布仍为 P£O ， 而相位分布从 £ 变化为 。 根据能量守恒定律， 即可确定从口径面能流密度分布 p£ 到近场截面的能流密度分布 £ 的转换 算子 Φ£(> 。
图 7中， 超材料 Ε截面后表面 y位置处的能流密度分布为 Ρ£() ， Ρ£() 指向 目标截面的坐标为 φ£Ο 。 根据能量守恒定律， 得到 j_Dy P£ (u)du = J_¾ βΕ (w)dw ( 5 ) 其中， Φ£(> 取值范围为 [-b,b]， 式 (2) 即为 Φ£(> 的隐函数， 在满足隐函数 存在性定理的前提下可解出 φ£(> 的解析表达式。
下面通过0>£(> 确定超材料 Ε截面后表面的相位分布 。由于在均匀介质 中， 等相面上各点处的能量沿该点处的外法向传播， 因此可根据超材料 E截面 后表面的相位分布 推算出等相位面。 又由于超材料 E截面后表面的相位分 布 为连续可导函数， 因此等相位面为连续光滑的曲线， 这也说明等相位面 上能量的传播具有确定的方向。 记超材料后表面上的能流密度方向 v(y) = (l ndE(y)) ^ δ为 y点处的能流密度方向与水平轴线的夹角， 则
tandE(y)
s
其中， s为超材料后表面到目标截面的垂直距离。
因为超材料后表面上的能流密度方向 ^Ο 沿等相面在点 y处的外法向，假设 等相面的曲线方程〔为 = ^, ， 贝 ij
v(y)x†(x,y) = 0 上式中， ) 为等相位的曲线方程 c各点处的切向向: 因此: f(x,y)= ( -tandE(y) , 1) 由上式求得曲线 = f(x,y)各点处的导数 ：
1 s
f(x,y)
tanS£(y) γ-ΦΕ(γ) 另外由超材料后表面的相位分布 得出曲线方程 C的表达式为 x(y) = ^- , 其中 为天线本体辐射的电磁波的波长。
2π
由上式得出曲线方程 c各点处的导数为： 芋 =^^1
dy 2π dy 而曲线方程 C点处的切向向量 ， y) = (dx, dy) = (-^ ^j^-，1)
2π dy 最终得到： x d<PE(y) =_(^E(y)-y (6)
2π dy s 通过式（4)、 式（5)、 式（6)即可得到超材料 E面后表面的相位分布 的表达式。 我们在计算超材料 E面内部折射率分布 nE(y)时， 将电磁波在超材料中的传 播路径近似认为电磁波是在超材料内部沿水平方向传播， 则电磁波在超材料中 的传播路径的实际距离即为超材料的厚度 d， 其光程为 ^)^。 又由电磁波传 播原理可知， 沿电磁波传播方向， 电磁波相位逐渐降低， 因此可由初始测试得 到的初始相位分布 与超材料后表面的相位分布 得到超材料 Ε面的折射 率分
Figure imgf000015_0001
其中， y为超材料 Ε面纵截面上各点距 Ε截面中心轴线的距离； ^ 为没 有超材料时在天线本体口径面上测试得到的 Ε面初始相位分布； ^ 为天线本 体口径面附着有超材料后， 由式 （4)、 式 （5 )、 式 （6 ) 得到的在超材料后表面 Ε截面上的电磁波的相位分布， d为超材料厚度。 根据超材料 E面的折射率分布推导过程， 可以同理推导出超材料 H面的折 射率分布。 gP， 首先测试超材料 H面初始相位分布 H ( 和初始能流密度分布 PHW， X的取值范围为 [-Dx,Dx]， Dx即为口径面 H面边缘距中心点距离； 而后根 据：
Figure imgf000015_0002
f_Dx PH {u)du = J W βΗ (w)dw ( 9 )
、, dpH {x) _ ΦΗ (χ) - χ ί η 得到超材料 Η面后表面的相位分布 ( 的表达式。并最终得到超材料 Η面 的折射率分布：
Figure imgf000015_0003
综上所述， 对于超材料横截面上任意一点 P (x,y)， 其折射率 n(x,y)为: 其中， A = A(x, y) = Sgn(x) * Dx/ t(x, y), B = B(x, y) = Sgn(y) * Dy / t(x, y)，
^， = ， "H(A)可由式 （8 ) 至式 （11 ) 求得， 可由式 （4) 至
Figure imgf000016_0001
式 （7 ) 求得。 请继续参照图 3， 由于超材料横截面上折射率为同心椭圆型分布， 因此在超 材料横截面上存在没有被最大椭圆覆盖的空白面积 Ω，在空白面积 Ω内的点 y")， 其折射率 n(X",y")由射线 OQ在椭圆区域内的部分 OQ'的折射率分布经过插 值确定， 插值方式可选择三次样条或 Β样条等。
本实施例通过在常规喇叭天线口径面上增设一超材料， 利用超材料原理使 得喇叭天线 Ε面和 Η面均能具有一特定的辐射范围， 且在该辐射范围下具有特 定的能流密度分布。 具有结构简单、 能操纵电磁波分布的有益效果。 满足上述 超材料折射率分布要求的人造金属微结构的几何形状有多种， 但都为能对入射 电磁波产生响应的几何形状。 最典型的即为 "工"字形人造金属微结构。 下面 详细描述几种人造金属微结构几何形状。 超材料上各点折射率对应的人造金属 微结构的尺寸可通过计算机仿真得出， 也可通过人工计算得出。
如图 8所示， 图 8为能对电磁波产生响应以改变超材料基本单元折射率的 第一较佳实施方式的人造金属微结构的几何形状拓扑图案。 图 8中， 人造金属 微结构呈 "工"字形， 包括竖直的第一金属分支 1021以及分别垂直该第一金属 分支 1021且位于第一金属分支两端的第二金属分支 1022， 图 8a为图 8中人造 金属微结构几何形状拓扑图案的衍生图案， 其不仅包括第一金属分支 1021、 第 二金属分支 1022， 每条第二金属分支两端还垂直设置有第三金属分支 1023。
图 9为能对电磁波产生响应以改变超材料基本单元折射率的第二较佳实施 方式的人造金属微结构的几何形状拓扑图案。 图 9中， 人造金属微结构呈平面 雪花型， 包括相互垂直的第一金属分支 1021 ' 以及两条第一金属分支 1021 ' 两 端均垂直设置有第二金属分支 1022 ' ；图 9a为图 9所示人造金属微结构几何形 状拓扑图案的衍生图案， 其不仅包括两条第一金属分支 1021 ' 、 四条第二金属 分支 1022 ' ， 四条第二金属分支两端还垂直设置有第三金属分支 1023 ' 。 优选 地， 第一金属分支 1021 ' 长度相等且垂直于中点相交， 第二金属分支 1022 ' 长 度相等且中点位于第一金属分支端点， 第三金属分支 1023 ' 长度相等且中点位 于第二金属分支端点； 上述金属分支的设置使得人造金属微结构呈各向同性， 即在人造金属微结构所属平面内任意方向旋转人造金属微结构 90° 都能与原人 造金属微结构重合。 采用各向同性的人造金属微结构能简化设计、 减少干扰。
本发明中， 基材可由陶瓷、 高分子材料、 铁电材料、 铁氧材料或铁磁材料 等制得。 例如， 聚四氟乙烯、 环氧树脂、 FR-4、 F4b等高分子材料。 人造金属微 结构通过蚀刻、 电镀、 钻刻、 光刻、 电子刻或离子刻等方法附着在基材上。 其 中蚀刻是较优的制造工艺， 其步骤是在设计好合适的人造金属微结构的平面图 案后， 先将一张金属箔片整体地附着在基材上， 然后通过蚀刻设备， 利用溶剂 与金属的化学反应去除掉人造金属微结构预设图案以外的箔片部分， 余下的即 可得到周期阵列排布的人造金属微结构。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述， 但是本发明并不局限于上述 的具体实施方式， 上述的具体实施方式仅仅是示意性的， 而不是限制性的， 本 领域的普通技术人员在本发明的启示下， 在不脱离本发明宗旨和权利要求所保 护的范围情况下， 还可做出很多形式， 这些均属于本发明的保护之内。

Claims

权利要求
1、 一种喇叭天线， 其特征在于： 包括天线本体以及紧贴于天线本体口径面 上或者位于天线本体口径面正前方的超材料， 所述超材料包括基材以及周期排 布于所述基材上的多个人造金属微结构， 所述超材料上折射率呈圆形分布， 圆 心处折射率最小， 相同半径处折射率相同且随着半径的增大， 折射率变大； 所 述超 为：
Figure imgf000018_0001
其中， y为超材料纵截面上各点距其中心轴线的距离， 也为超材料横截面上 具有相同折射率的各点距超材料中心点的半径值； 为没有所述超材料时在 天线本体口径面上测试得到的初始相位分布； d为所述超材料厚度； 为具有 所述超材料后， 在所述超材料与天线本体口径面相对的表面上的相位分布； 为 所述天线本体辐射的电磁波的波长。
2、 如权利要求 1所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料与天线本体口 径面相对的表面上的相位分布 ^ 由以下三个算式给出：
Γ V{y)dy≥ \b B{y)dy ( 1 )
J-a J-b
Figure imgf000018_0002
上式中， a为所述天线本体口径面边缘到口径面中心点处的距离； b为所需 要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； PO 为没有所述超材料时在所述天线 本体口径面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚度； s为所述超 材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截面的距离。
3、 如权利要求 2所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述多个人造金属微结构 几何形状相同， 所述多个人造金属微结构在所述基材上的排布规律为： 所述多 个人造金属微结构在所述基材上呈圆形分布， 圆心处的人造金属微结构尺寸最 小， 随着半径的增大， 人造金属微结构尺寸逐渐增大， 相同半径处的人造金属 微结构尺寸相同。
4、 如权利要求 1或 3所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料还包括覆 盖层， 所述覆盖层设置于所述多个人造金属微结构之上。
5、 如权利要求 3所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构的几 何形状为 "工"字形， 包括竖直的第一金属分支以及位于所述第一金属分支两 端且垂直于所述第一金属分支的第二金属分支。
6、 如权利要求 5所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述几何形状还包括位于 所述第二金属分支两端且垂直于所述第二金属分支的第三金属分支。
7、 如权利要求 3所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构的几 何形状为平面雪花型， 包括相互垂直的两条第一金属分支以及位于所述第一金 属分支两端且垂直于所述第一金属分支的第二金属分支。
8、 如权利要求 1所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述基材为高分子材料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或者铁磁材料。
9、 如权利要求 1所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构通过 蚀刻、 电镀、 钻刻、 光刻、 电子刻或离子刻周期排布于所述基材上。
10、 如权利要求 4所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述覆盖层为高分子材 料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或者铁磁材料。
11、 一种喇叭天线， 其特征在于： 包括天线本体以及紧贴于天线本体口径 面上或者位于天线本体口径面正前方的超材料， 所述超材料包括基材以及周期 排布于所述基材上的多个人造金属微结构， 所述超材料上折射率以所述超材料 中心点为中心呈同心椭圆分布， 所述超材料的折射率分布规律为：
nH (A) * (x * t(x, y))2 | nE (B) * (y * t(x, y))2
Dx Dy ，
其 中 ， A = y) = / ； * ¾/ ;, = y) = * )y/ (;c,) ， Sgn为符号函数， Dx为所述天线本体口径面 H截面边沿
Figure imgf000019_0001
距 H截面中心点距离， Dy为所述天线本体口径面 E截面边沿距 E截面中心点距 离， A、 B分别为所述超材料上任意一点所处的椭圆与 H截面和 E截面的交点， nH (A)为 H截面上 A点的折射率分布， nE (B)为 E截面上 B点的折射率分布。
12、 如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料 E截面折射 率分布为： "£( = * [^ ( - ；
d
其中， y为超材料 E截面上各点距 E截面中心轴线的距离； ^( 为没有所 述超材料时在天线本体口径面上测试得到的 E截面初始相位分布； d为所述超材 料厚度； 为天线本体口径面附着有所述超材料后， 所述超材料与所述天线 本体口径面相对的表面上 E截面的相位分布； 为所述天线本体辐射的电磁波的 波长。
13、 如权利要求 12所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料与天线本体 口径面相对的表面上 E截面相位分布 ^ 由以下三个算式给出：
Figure imgf000020_0001
ry f (>
\_Dy P£ (u)du = b βΕ (w)dw . λ d(pE jy、 ΦΕ (γ) - γ .
2π dy s
上式中， Dy为所述天线本体口径面 E截面边沿距 E截面中心点距离； b为 所需要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； P£() 为没有所述超材料时在所 述天线本体口径面 E截面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚度； s 为所述超材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截面 的距离。
14、 如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料 H截面折射 率分布为：
Figure imgf000020_0002
其中， X为超材料 H截面上各点距 H截面中心轴线的距离； 为没有所 述超材料时在天线本体口径面上测试得到的 H截面初始相位分布； d为所述超材 料厚度； ( 为天线本体口径面附着有所述超材料后， 所述超材料与所述天线 本体口径面相对的表面上 H截面的相位分布； 为所述天线本体辐射的电磁波的 波长。
15、 如权利要求 14所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述超材料与天线本体 口径面相对的表面上 H截面相位分布 > 由以下三个算式给出：
)_Dx PH (x)dx≥ )_b PE (x)dx； )_Dx PH (u)du = J ¾ βΗ (w)dw； λ γ άφΗ {χ) _ ΦΗ (χ) - χ _
2π dx s
上式中， Dx为所述天线本体口径面 H截面边沿距 H截面中心点距离； b为 所需要的辐射范围的边缘到其中心点处的距离； PHW为没有所述超材料时在所 述天线本体口径面 H截面上测试得到的初始能流密度分布； d为所述超材料厚 度； s为所述超材料与所述天线本体口径面相对的表面距所需要的辐射范围的截 面的距离。
16、 如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构的 几何形状为 "工"字形， 包括竖直的第一金属分支以及位于所述第一金属分支 两端且垂直于所述第一金属分支的第二金属分支。
17、 如权利要求 16所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述几何形状还包括位 于所述第二金属分支两端且垂直于所述第二金属分支的第三金属分支。
18、 如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构的 几何形状为平面雪花型， 包括相互垂直的两条第一金属分支以及位于所述第一 金属分支两端且垂直于所述第一金属分支的第二金属分支。
19、如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于：所述基材为高分子材料、 陶瓷材料、 铁电材料、 铁氧材料或者铁磁材料。
20、 如权利要求 11所述的喇叭天线， 其特征在于： 所述人造金属微结构通 过蚀刻、 电镀、 钻刻、 光刻、 电子刻或离子刻周期排布于所述基材上。
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