WO2013035783A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

　複数対のスイッチング素子を各相に接続し、入力された交流電力を交流電力に変換する変換回路を備え、前記各相のうち一の相の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相の上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間である第１スイッチング時間と、前記各相の前記一の相のスイッチング素子をオンに、前記各相の他の相のスイッチング素子をオフにする時間である第２スイッチング時間とを算出し、前記第１スイッチング時間から前記第２スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、前記上アーム回路または前記下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子の前記オン状態を維持する。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関するものである。

　交流－直流変換を行うＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器に接続されて直流－交流変換を行うインバータと、からなる電力変換器を制御する制御装置において、前記制御装置は、インバータを二相変調するための出力電圧指令を生成する二相変調手段と、インバータの二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するために出力電圧指令を補正する補償量を演算する第１の補償量演算手段と、補正後の出力電圧指令に基づいてインバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するインバータＰＷＭパターン作成手段と、入力電流指令に基づいてＰＷＭ整流器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する整流器ＰＷＭパターン作成手段と、ＰＷＭ整流器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、負荷電流の極性判別手段と、を備え、第１の補償量演算手段は、前記電圧大小検出手段の出力、前記極性判別手段の出力、前記スイッチング検出手段の出力、インバータのスイッチング周波数及びデッドタイムを用いて、出力電圧指令を補正する補償量を演算することを特徴とする電力変換器の制御装置が知られている（特許文献１）。

　しかしながら、従来の電力変換器の制御装置では、転流により生じた電圧誤差を補償するだけで、転流失敗自体を防ぐことはできない、という問題があった。

特開２００６－２０３８４号公報

　本発明は、転流失敗を防止することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

　本発明は、第１スイッチング時間から第２スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子のオン状態を維持することによって上記目的を達成する。

　本発明によれば、第１スイッチング時間から第２スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態であった一方のスイッチング素子が切り替わり、他方のスイッチング素子の状態が固定されるので、スイッチングの回数が減り、転流失敗を防止することができる。

本発明の実施形態に係る電力変換装置を含む充電システムのブロック図である。 比較例１に係る充電システムのブロック図である。 比較例２に係る充電システムのブロック図である。 図１の電力変換装置を制御するコントローラのブロック図である。 図１のｒ相のスイッチング素子のスイッチングシーケンスを示すグラフである。 図４の空間ベクトル変調部における、基本ベクトルと電圧ベクトルとの関係を示す図である。 （ａ）図６のベクトル図にスイッチングパターンを付け加えた図（ｂ）図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図である。 図４のスイッチングパターンテーブルの概要図である。 エリア１における、図１のスイッチング素子の遷移を説明するための図である。 図４のコントローラにおける、キャリアと出力時間との関係を示すグラフである。 図１のマトリクスコンバータの出力電圧波形を示すグラフである。 図１のマトリクスコンバータの出力電圧波形を示すグラフである。 比較例３のインバータ装置における、キャリアと指令値との関係、及び、出力電圧波形を示すグラフである。 図４のコントローラにおける、キャリアと出力時間との関係及び出力電圧波形を示すグラフである。 本発明の変形例の電力変換装置に係る、キャリアと出力時間との関係及び出力電圧波形を示すグラフである。

　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。　
《第１実施形態》
　図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むバッテリシステムのブロック図である。以下、本例の電力変換装置を充電装置に適用した場合を例として説明するが、本例は、モータ等を制御する制御装置やモータを含む車両等に適用してもよい。

　本例の充電システムは、交流電源１と、入力フィルタ２と、電圧センサ３１～３３と、マトリクスコンバータ４と、高周波トランス回路５と、出力フィルタ６と、バッテリ７とを備えている。

　交流電源１は、三相交流電源であって、充電システムの電力源となる。入力フィルタ２は、交流電源１から入力される交流電力を整流するためのフィルタであって、コイル２１～２３とコンデンサ２４～２６とのＬＣ回路により構成されている。コイル２１～２３は、交流電源１とマトリクスコンバータ４との間で、各相にそれぞれ接続されている。コンデンサ２４～２６は、コイル２１～２３にそれぞれ接続され、各相間に接続されている。

　電圧センサ３１～３３は、交流電源１とマトリクスコンバータ４との間に接続され、交流電源１からマトリクスコンバータ４への各相の入力電圧（ｖ_r、ｖ_s、ｖ_t）を検出し、検出電圧を後述するコントローラ１０に送信する。電圧センサ３１はマトリクスコンバータ４のｒ相の中間点に接続され、電圧センサ３２はマトリクスコンバータ４のｓ相の中間点に接続され、電圧センサ３３はマトリクスコンバータ４のｔ相の中間点に接続されている。

　マトリクスコンバータ４は、複数の双方向にスイッチング可能なスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを有し、交流電源１から入力される交流電力を高周波の交流電力に変換し、高周波トランス回路５に出力する。マトリクスコンバータ４は、入力フィルタ２と高周波トランス回路５との間に接続されている。スイッチング素子Ｓ_rpは双方向にスイッチング可能な素子とするために、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのトランジスタＴｒ_rp1及びトランジスタＴｒ_rp2と、ダイオードＤ_rp1及びダイオードＤ_rp2を有している。トランジスタＴｒ_rp1及びトランジスタＴｒ_rp2は互いに逆方向で直列に接続され、ダイオードＤ_rp1及びダイオードＤ_rp2は互いに逆方向で直列に接続され、トランジスタＴｒ_rp1及びダイオードＤ_rp1は互いに逆方向で並列に接続され、トランジスタＴｒ_rp2及びダイオードＤ_rp2は互いに逆方向で並列に接続されている。他のスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnも同様に、トランジスタＴｒ_rn1、Ｔｒ_rn2とダイオードＤ_rn1、Ｄ_rn2のブリッジ回路、トランジスタＴｒ_sp1、Ｔｒ_sp2とダイオードＤ_sp1、Ｄ_sp2のブリッジ回路、トランジスタＴｒ_sn1、Ｔｒ_sn2とダイオードＤ_sn1、Ｄ_sn2のブリッジ回路、トランジスタＴｒ_tp1、Ｔｒ_tp2とダイオードＤ_tp1、Ｄ_tp2のブリッジ回路、トランジスタＴｒ_tn1、Ｔｒ_tn2とダイオードＤ_tn1、Ｄ_tn2のブリッジ回路により構成されている。

　すなわち、２つのスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを直列に接続した３対の回路がトランス５１の一次側に並列に接続され、各対のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tn間と交流電源１の三相出力部とがそれぞれ電気的に接続されたブリッジ回路により、三相単相のマトリクスコンバータ４が構成されている。

　高周波トランス回路５は、トランス５１と整流ブリッジ回路５２とを有し、マトリクスコンバータ４と出力フィルタ６との間に接続されている。高周波トランス回路５は、マトリクスコンバータ４から入力される交流電力を直流電力に変換して、出力フィルタ６を介してバッテリ７に供給する回路である。トランス５１は、マトリクスコンバータ４から入力される高周波の交流を昇圧し整流ブリッジ回路５２に出力する。なお、マトリクスコンバータ４から出力される交流は高周波であるため、トランス５１は小型のものを用いることができる。整流ブリッジ回路５２は、複数のダイオードをブリッジ状に接続した回路であって、トランス５１の二次側の交流を直流に変換する。

　出力フィルタ６は、コイル６１及びコンデンサ６２によるＬＣ回路で構成され、高周波トランス回路５とバッテリ７との間に接続されている。出力フィルタ６は、高周波トランス回路５から出力される直流電力を整流し、バッテリ７に供給する。バッテリ７は、本例の充電システムにより充電される二次電池であって、例えばリチウムイオン電池等で構成されている。バッテリ７は、例えば車両に搭載され、車両の動力源となる。

　これにより、本例の充電システムは、交流電源からの交流をマトリクスコンバータ４で高周波の交流に変換し、高周波トランス回路５で昇圧し直流に変換した上で、バッテリ７に高圧の直流電力を供給する。

　ここで、本例の電力変換装置を用いた、図１に示す充電システムの特徴を、下記の比較例１及び２と対比しつつ説明する。図２は比較例１に係る充電システムのブロック図を示し、図３は比較例２に係る充電システムのブロック図を示す。本例とは異なる充電システムとして、例えば図２に示すように、交流電源１からトランス１０１を介して整流器１０２で直流に変換し、降圧チョッパ１０３を介してバッテリ７に供給するシステムが知られている（比較例１）。また、本例とは異なる他の充電システムとして、交流電源１からＰＷＭ整流器２０１で直流に変換し、高周波トランス回路２０２の一次側のインバータ回路２０３で直流を交流に変換して、トランス２０４で昇圧し、高周波トランス回路２０２の二次側の整流ブリッジ回路２０５で直流に変換し、バッテリ７に供給するシステムが知られている。

　比較例１では回路構成は簡単なものでよいが、トランス１０１が大型になる、及び、整流器１０２と降圧チョッパ１０３との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。また比較例２では、トランス２０４は小型のものを使用できるが、変換回数が多いため損失が大きくなる、及び、ＰＷＭ整流器２０１と高周波トランス２０２との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。

　本例では、上記のようにマトリクスコンバータ４を用いることで、電力変換による損失を減少し、トランス５１の一次側に大容量の電解コンデンサを必要とせず、またトランス５１の小型化を実現することができる。

　次に、図４を用いて、本例の電力変換装置に含まれるマトリクスコンバータ４を制御するコントローラ１０について説明する。図４はコントローラ１０のブロック図である。コントローラ１０は、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのオン及びオフを切り換え、マトリクスコンバータ４をＰＷＭ制御で制御するコントローラである。コントローラ１０は、座標変換部１１と、空間ベクトル変調部１２と、ゼロベクトル時間算出部１３とスイッチングパターンテーブル１４とスイッチング信号生成部１５とを有している。

　座標変換部１１は、電圧センサ３１～３３で検出された検出電圧を比較し、大小関係を把握した上で、固定座標系の検出電圧（ｖ_r、ｖ_s、ｖ_t）を３相２相変換し、静止座標系の電圧（ｖ_α、ｖ_β）を算出して、電圧（ｖ_α、ｖ_β）を空間ベクトル変調部１２に出力する。空間ベクトル変調部１２は、空間ベクトル変調を利用して三相の電圧波形をベクトルに置き換えることで、電圧（ｖ_α、ｖ_β）の位相角（θ）用いて、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を算出する。

　ゼロベクトル時間算出部１３は、三角波等のキャリア信号と、空間ベクトル変調部１２により算出された時間とを用いて、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）を算出する。キャリア信号の周波数は、交流電源１の交流電力の周波数より高い周波数が設定されている。スイッチングパターンテーブル１４は、予め設定されている、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをスイッチングするためのスイッチングパターンを位相角（θ）と対応させてテーブルとして格納している。

　スイッチング信号生成部１５は、スイッチングパターンテーブル１４を参照して、位相角（θ）と対応するスイッチングパターンを抽出し、抽出されたスイッチングパターンと、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）及びゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）とを用いて、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのオン及びオフを切り換える制御信号（Ｄ_rp、Ｄ_rn、Ｄ_sp、Ｄ_sn、Ｄ_tp、Ｄ_tn）を、マトリクスコンバータ４に含まれる駆動回路（図示しない）に出力する。スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnはパルス信号で制御される。これにより、マトリクスコンバータ４に含まれるスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのオン及びオフがコントローラ１０の制御で切り換えられて、電力が変換される。

　次に、図５を用いて、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnの切り換え制御について説明する。図５は、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_spのスイッチングのシーケンスを示すグラフである。図５において、ハイレベルがオン状態を、ローレベルがオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnの切り換えには電圧転流方式が用いられ、コントローラ１０は、検出電圧（ｖ_r、ｖ_s、ｖ_t）から入力電圧の大小関係を監視して転流を行う。トランジスタＴｒ_rp1、Ｔｒ_rp2、Ｔｒ_sp1、Ｔｒ_sp2の状態が、初期状態からi、ii、iii、ivの順で遷移したとする。

　以下、電圧転流方式について具体例を挙げて説明する。説明を簡単にするため、上アーム回路のみでの転流制御について説明する。初期状態として、スイッチング素子Ｓ_rpに含まれるトランジスタＴｒ_rp1、Ｔｒ_rp2がオン状態で、スイッチング素子Ｓ_spに含まれるトランジスタＴｒ_sp1、Ｔｒ_sp2がオフ状態であるとする。そして、スイッチング素子Ｓ_rpの電圧がスイッチング素子Ｓ_spの電圧より高い状態で、スイッチング素子Ｓ_rpの電圧からスイッチング素子Ｓ_spの電圧へ転流する場合を説明する。

　まず初期状態から状態（i）に遷移するとトランジスタＴｒ_sp1をオンにし、状態（i）から状態（ii）に遷移するとトランジスタＴｒ_rp1をオフにし、状態（ii）から状態（iii）に遷移するとトランジスタＴｒ_sp2をオンにし、状態（iii）から状態（iv）に遷移するとトランジスタＴｒ_rp2をオフにする。これにより交流電源１が短絡しないようにスイッチングされ、転流失敗が抑制される。

　次に、図１、図４及び図６～図１２を用いて、コントローラ１０における制御について説明する。

　座標変換部１１により座標変換されて算出された静止座標系の電圧（ｖ_α、ｖ_β）が空間ベクトル変調部１２に入力されると、空間ベクトル変調部１２は、入力された電圧（ｖ_α、ｖ_β）から、電圧（ｖ_α、ｖ_β）の位相角（θ）を算出する。ここで、電圧（ｖ_α、ｖ_β）及び位相角（θ）をベクトルで表示すると、図６のように表される。図６は、検出電圧（ｖ_r、ｖ_s、ｖ_t）を二相のαβ座標系に変換し、入力電圧を静止座標系で電圧ベクトルとして観測した図となる。図６のｖ_aは、基本ベクトルを表しており、αβ座標系での入力電圧の位相角（θ）を方向成分に持つ出力指令値に相当する。基本ベクトルは、各相の入力電圧の大小関係に応じて図６に示す中心点を中心に回転する。

　本例では、静止座標系において、α軸から反時計回りで６０度ずつ分けた６つの領域で座標が分けられている。各領域の境界線には、Ｖ₁～Ｖ₆の軸が割当てられている。ここで、Ｖ₁とＶ₂との間の領域を「エリア１」とし、Ｖ₂とＶ₃との間の領域を「エリア２」とし、Ｖ₃とＶ₄との間の領域を「エリア３」とし、Ｖ₄とＶ₅との間の領域を「エリア４」とし、Ｖ₅とＶ₆との間の領域を「エリア５」とし、Ｖ₆とＶ₁との間の領域を「エリア６」とする。また原点に対して、Ｖ₇～Ｖ₉が割当てられている。Ｖ₁～Ｖ₉はマトリクスコンバータ４から出力される電圧のベクトルを表している。ベクトルとして大きさをもつ（ゼロでない）Ｖ₁～Ｖ₆のベクトルは、マトリクスコンバータ４からゼロではない電圧が出力されることを示す。すなわち、Ｖ₁～Ｖ₆のベクトルは、ゼロではない電圧ベクトル（以下、「電圧ベクトル」と称す。）に相当する。一方、Ｖ₇～Ｖ₉のベクトルは、マトリクスコンバータ４からの出力電圧がゼロになることを示す。すなわち、Ｖ₇～Ｖ₉のベクトルは、電圧ゼロのベクトル（以下、「ゼロベクトル」と称す。）を示す。

　また本例において、電圧ベクトルＶ₁～Ｖ₉は、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのそれぞれ異なるスイッチングパターンと対応させており、入力電圧がどのエリアに属するかに応じて、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを動作させるスイッチングパターンが決まる。なお、電圧ベクトルＶ₁～Ｖ₉とスイッチングパターンとの関係については後述する。

　そして、空間ベクトル変調部１２は、基本ベクトルｖ_aの位相角（θ）から、検出時点での入力電圧が、どのエリアに属しているかを判定する。図６の例では、基本ベクトルｖ_aがエリア１内になるため、空間ベクトル変調部１２は、電圧（ｖ_α、ｖ_β）の位相角（θ）から、入力電圧がエリア１に属すると判断する。また例えば、各相の入力電圧（ｖ_r、ｖ_s、ｖ_t）の大小関係が変わり、座標変換部１１により座標変換されたαβ軸電圧（ｖ_α、ｖ_β）の位相角（θ）が９０度になった場合には、空間ベクトル変調部１２は、位相角９０度を含むエリア２を特定する。

　空間ベクトル変調部１２は、エリアが特定されると、基本ベクトル（ｖ_a）のエリア軸成分から、電圧ベクトルの出力時間を算出する。図６の例では、基本ベクトル（ｖ_a）はエリア１に属するため、空間ベクトル変調部１２は、エリア１の軸であるＶ₁軸及びＶ₂軸を用いて、Ｖ₁軸に沿う成分（Ｖ_a1）とＶ₂軸に沿う成分（Ｖ_a2）とを算出する。そして、Ｖ₁軸成分の大きさ（Ｖ_a1）がＶ₁と対応するスイッチングパターンの出力時間となり、Ｖ₂軸成分の大きさ（Ｖ_a2）がＶ₂と対応するスイッチングパターンの出力時間となる。ここで、電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）の出力時間をＴ₁、Ｔ₂とし、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）の出力時間をＴ_zとする。なお、後述するように、本例は、キャリアの前半の半周期に対して、２つの電圧ベクトルを出力するため、当該２つの電圧ベクトルのうち、最初の電圧ベクトルの出力時間をＴ₁、次の電圧ベクトルの出力時間をＴ₂とする。

　各出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）は、キャリアの周期と対応して正規化した時間で表されるが、後述するように、本例ではキャリアの半周期あたり、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）の出力時間（Ｔ_z）を確保するために、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）に対して制限をかけており、２つの電圧ベクトルを出力する出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）が所定の下限値以下になるように、空間ベクトル変調部１２は、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を算出する。なお、当該下限値は、出力時間（Ｔ_z）を確保するための時間に相当し、キャリアの半周期の時間より短い時間が設定される。

　エリア１は位相角０度から６０度の間を領域としている。例えば、基本ベクトル（ｖ_a）の位相角が０度から３０度の間にある場合には、Ｖ₁軸成分の大きさ（Ｖ_a1）がＶ₂軸成分の大きさ（Ｖ_a2）より大きくなるため、Ｖ₁のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ₁）の方が、Ｖ₂のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ₂）の方より長くなる。エリア４は位相角１８０度から２４０度の間を領域としている。例えば、基本ベクトル（ｖ_a）の位相角が２１０度から２４０度の間にある場合には、Ｖ₅軸成分の大きさ（Ｖ_a5）がＶ₄軸成分の大きさ（Ｖ_a4）より大きくなるため、Ｖ₅のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ₂）の方が、Ｖ₄のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ₁）の方より長くなる。これにより空間ベクトル変調部１２は、各相の検出電圧に相当するｖ_α、ｖ_βを用いて位相角（θ）を算出し、当該位相角（θ）を方向成分として持つ基本ベクトルＶ_aから、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を算出し、ゼロベクトル時間算出部１３に出力する。

　ゼロベクトル時間算出部１３は、予め決まっているキャリアの周期の半分の周期（半周期）から、出力時間（Ｔ₁）及び出力時間（Ｔ₂）の合計時間を減算することで、ゼロベクトル（Ｔ_z）の時間を算出する。空間ベクトル変調部１２は、当該合計時間が所定の下限時間以下になるように出力時間（Ｔ₁）及び出力時間（Ｔ₂）を算出しているため、ゼロベクトル時間算出部１３はゼロベクトル（Ｔ_z）の時間を算出することができる。本例では、マトリクスコンバータ４の出力電力を交流にするために、キャリア周期に対して、ゼロでない電圧を出力する時間と、ゼロの電圧の時間とを周期的に設ける。またキャリアの周期は出力電圧の周期と対応しているため、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）は、キャリアの半周期に相当する時間から、出力時間（Ｔ₁）及び出力時間（Ｔ₂）を差し引いた時間となる。ゼロベクトル時間算出部１３は、ゼロベクトルの時間（Ｔｚ）及び電圧ベクトルの時間（Ｔ₁、Ｔ₂）をスイッチング信号生成部１５に出力する。

　スイッチング信号生成部１５は、スイッチングパターンテーブル１４に格納されているスイッチングパターンと、ゼロベクトルの時間（Ｔｚ）及び電圧ベクトルの時間（Ｔ₁、Ｔ₂）とを用いて、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを駆動させるためのスイッチング信号を生成する。

　スイッチングパターンテーブル１４及びスイッチング信号生成部１５の制御内容を詳述する前に、ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₉）及び位相角（θ）とスイッチングパターンとの関係について、図７を用いて説明する。図７（ａ）は図６のベクトル図に対して、スイッチングパターンを付け加えた図であり、（ｂ）は図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図を簡略化させた回路図である。なお図７（ａ）の「１」はオン状態を、「０」はオフ状態を示している。

　図７に示すように、ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₉）は、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのスイッチングパターンと対応している。電圧ベクトル（Ｖ₁）では、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_tnをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tpをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ₂）ではスイッチング素子Ｓ_sp、Ｓ_tnをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sn、Ｓ_tpをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ₃）ではスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_spをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ₄）ではスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_tpをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ₅）ではスイッチング素子Ｓ_sn、Ｓ_tpをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_tnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ₆）ではスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_snをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオフにする。すなわち、電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）では、各相のうち一相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_sp、Ｓ_tpをオンに他の相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_sp、Ｓ_tpをオフにし、かつ、当該他の相に含まれる下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_sn、Ｓ_tnをオンにし、当該一の相に含まれる下アーム回路のスイッチング素子Ｓ_rn、Ｓ_sn、Ｓ_tnをオフにする。

　そして、電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御した場合には、マトリクスコンバータ４の出力側にはゼロではない電圧が出力される。またエリアに応じて、エリアの境界となる２つのベクトルを用いることで、異なる電圧レベルの波形をマトリクスコンバータ４から出力させることができる。

　また、図６及び図７に示すベクトル図において、原点で示されるゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）にもスイッチングパターンが割り当てられている。ベクトル（Ｖ₇）ではスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rnをオンに他のスイッチング素子Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオフにし、ベクトル（Ｖ₈）ではスイッチング素子Ｓ_sp、Ｓ_snをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオフにし、ベクトル（Ｖ₉）ではスイッチング素子Ｓ_tp、Ｓ_tnをオンに他のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、をオフにする。すなわち、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）では、各相の一の相に含まれるスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオンに、他の相に含まれるスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをオフにする。

　そして、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御した場合には、マトリクスコンバータ４の出力はゼロになる。

　上述した通り、位相角（θ）よりエリアが特定されると、出力される電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）と出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）が決まる。またゼロベクトル時間算出部１３によりゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）と出力時間（Ｔ_z）も算出される。そして、マトリクスコンバータ４は交流電力の出力を目的として設定されているため、キャリアの周期の前半の半周期におけるスイッチング制御に対して、後半の半周期では反転させてスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御することで、前半の半周期と逆の極性の出力電力を得ることができる。そこで、本例において、スイッチングパターンテーブル１４は、図６のエリアと対応させたスイッチングパターンを格納している。またスイッチング信号生成部１５は、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）とゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）から、キャリア周期に対する、ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₉）のそれぞれの出力時間を算出して、スイッチング信号を生成する。

　次に、スイッチングパターンテーブル１４に格納されているテーブルについて、図８を用いて説明する。図８は、スイッチングパターンテーブル１４に格納されるテーブルを示す概要図である。図８において、エリア１～６は図６で示すエリア１～６に相当し、Ｖ₁～Ｖ₉はベクトル（Ｖ₁～Ｖ₉）に、Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnはスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnに相当する。また図８の状態（１）～（６）について、キャリアの１周期は、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）と対応させると６つに分けられるため、キャリアの谷の頂点部分から時系列で状態（１）から状態（６）としている。

　スイッチングパターンテーブル１４には、マトリクスコンバータ４の出力を交流にするために、キャリアの周期のうち前半の半周期で、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを順に出力し、後半の半周期で、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを順に出力するよう、スイッチングパターンが設定されている。

　例えば基本ベクトル（ｖ_a）がエリア１に属する場合には、キャリアの１周期あたり、電圧ベクトル（Ｖ₁）、電圧ベクトル（Ｖ₂）、ゼロベクトル（Ｖ₈）、電圧ベクトル（Ｖ₅）、電圧ベクトル（Ｖ₄）、ゼロベクトル（Ｖ₇）の順でスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御する。エリア１におけるスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tn制御の推移を図９に示す。図９は、図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図を簡略化させた回路図であり、各状態（１）～（６）における、各スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのオン・オフ状態と、トランス５１の１次側に流れる電流の向きを矢印で示している。

　図９に示すように、状態（１）から状態（２）、状態（２）から状態（３）等、各状態間を遷移する場合に、コントローラ１０は、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnをターンオンにし（オフからオンにする）、他方のアーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのオン状態を維持する。言い換えると、オン状態であるスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのうち、一方のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnはターンオフするが、他方のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnの状態を固定する。

　また、状態（１）、（２）、（３）または状態（３）、（４）、（５）等、各状態を連続して遷移する場合には、上アーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tn、または、下アーム回路のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを連続して切り換えない。言い換えると、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを上アーム回路と下アーム回路との間で、交互に切り換える。

　これにより、本例は、各状態（１）～（６）を遷移する際のスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnのスイッチング回数を減らして、転流ミスを抑制している。なお、図９はエリア１のスイッチングパターンを説明したが、エリア２～６についても、上記と同様な条件で、スイッチング回数を減らすパターンにより、スイッチング制御を行う。

　図９に示すように、状態（１）～（３）ではマトリクスコンバータ４の出力電流がプラスになり、状態（４）～（６）ではマトリクスコンバータ４の出力電流がマイナスになっている。これにより、スイッチングパターンテーブル１４のエリア１のスイッチングパターンでスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御することで、マトリクスコンバータ４の出力が交流になる。なお、エリア２からエリア６についても、同様に、マトリクスコンバータ４の出力が交流になるように、図８に示すパターンでスイッチング制御が行われる。

　そして、エリア１～６は位相角に応じて分類されるため、スイッチングパターンテーブル１４は、位相角（θ）と対応するスイッチングパターンを格納していることになる。

　次に、スイッチング信号生成部１５の制御について、図１０を用いて、説明する。図１０はキャリアと出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）との関係を説明するためのグラフである。まず、スイッチング信号生成部１５は、キャリアの周期と同期を取りつつ、出力時間（Ｔ₁～Ｔ₂）に相当する指令値を設定する。コントローラ１０はＰＷＭ制御で制御を行うため、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）の長さが指令値（電圧値）となる。また、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）に対する指令値を設定する際、キャリアの最大振幅が、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを出力する出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）になるよう正規化している。また、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングについて、キャリアの前半の半周期では、図６に示す電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）のうち、各エリア１～６において、より時計回り側の電圧ベクトルが最初に出力されるよう指令値が設定され、二つの電圧ベクトルが出力された後に、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）が出力されるよう設定される。一方、キャリアの後半の半周期では、２つの電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）の出力時間を前半と反転させて出力し、その後に、ゼロベクトル（Ｖ₇～Ｖ₉）が出力されるよう指令値が設定される。

　具体例として、位相角（θ）が０度～３０度（エリア１）の間にある場合には、スイッチング信号生成部１５は、図１０に示すように、キャリアの前半の半周期では、キャリアのローレベルに対して出力時間（Ｔ₁）に相当するレベルに指令値（Ｔ₁）を設け、指令値（Ｔ₁）を基準として出力時間（Ｔ₂）に相当するレベルを加算した上で指令値（Ｔ₂）を設ける。一方、キャリアの後半の半周期では、スイッチング信号生成部１５は、キャリアのハイレベルに対して出力時間（Ｔ₂）に相当するレベルを下げたところに指令値（Ｔ₂）を設け、指令値（Ｔ₂）を基準として出力時間（Ｔ₁）に相当するレベルを下げたところ指令値（Ｔ₁）を設ける。

　そして、スイッチング信号生成部１５は、設定された指令値とキャリアとを比較することで、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングが決定する。また、上記のように、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）に対して指令値を設定し、キャリアと比較させると、キャリアの１周期に対して６つの状態に分離されるが、当該６つの状態は図８に示す状態（１）～（６）に対応している。すなわち、スイッチング信号生成部１５は、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）とキャリアとを比較することで、スイッチングキャリアテーブルに格納したスイッチングパターンの出力タイミングを決定する。

　スイッチング信号生成部１５は、キャリアと出力時間（Ｔ₁～Ｔ₂、Ｔ_z）との比較で、図１０に示す出力タイミングを決定すると、位相角（θ）に応じたスイッチングパターンをスイッチングパターンテーブル１４から抽出し、抽出したパターンにより当該出力タイミングで、スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnが駆動されるよう、スイッチング信号を生成し、各スイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnに出力する。

　具体的には、位相角（θ）が０度～３０度である場合には、図８のエリア１のスイッチングパターンが用いられ、キャリアの谷の頂点を起点として出力時間（Ｔ₁）の間は、電圧ベクトル（Ｖ₁）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ₂）の間は、電圧ベクトル（Ｖ₂）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ_z）の間は、ゼロベクトル（Ｖ₈）を出力するスイッチング制御が行われる。そして、キャリアの後半の半周期に遷り、キャリアの山の頂点を起点として出力時間（Ｔ₂）の間は、電圧ベクトル（Ｖ₅）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ₁）の間は、電圧ベクトル（Ｖ₄）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ_z）の間は、ゼロベクトル（Ｖ₇）を出力するスイッチング制御が行われる。

　マトリクスコンバータ４の出力電圧波形を図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は出力時間（Ｔ₁）が出力時間（Ｔ₂）より長い場合の出力電圧波形の時間特性を、図１２は出力時間（Ｔ₂）が出力時間（Ｔ₁）より長い場合の出力電圧波形の時間特性を示す。位相角（θ）が０度～３０度である場合には、出力時間（Ｔ₁）が出力時間（Ｔ₂）より長くなり、マトリクスコンバータ４から出力される電圧波形は、図１１のように推移する。また、位相角（θ）が３０度～６０度である場合には、出力時間（Ｔ₂）が出力時間（Ｔ₁）より長くなり、マトリクスコンバータ４から出力される電圧波形は、図１２のように推移する。

　上記のように、本例は、電圧ベクトルを出力する出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）とゼロベクトルを出力する出力時間（Ｔ_z）とを用いてスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御し、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）から出力時間（Ｔ_z）に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子の前記オン状態を維持する。これにより、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）を設けることで、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）の最初の時点におけるスイッチング動作と、出力時間（Ｔ_z）の最後の時点におけるスイッチング動作との間隔が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。また、電圧ベクトルを出力している状態からゼロベクトルを出力する状態に遷移する場合に、スイッチング回数を減らすことができるため、転流失敗を防ぐことができる。

　ところで、本例とは異なり、複数のスイッチング素子のブリッジ回路で形成される三相インバータ回路において、各相の中間電圧の検出電圧を指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*）とし、三角波キャリアと比較することで、当該スイッチング素子を制御するインバータ装置（比較例３）が知られている。図１３は、キャリア及び指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*）の波形と、インバータ回路の出力電圧の波形である。なお、図１３に示すように、比較例３は、キャリアが指令値を越えた時に出力電圧のレベルを制御する理論式を用いており、キャリアの山及び谷を境に当該理論式を反転させるよう制御している。すなわち、比較例では、検出電圧とキャリアとの比較で出力電圧のレベルを設定し、交流を出力する制御を行っているため、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間（図１３のα１、β１に相当）が偏ってしまう。そして、一方のゼロ電圧期間（図１３のα１）が短くなってしまうため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなるため、転流失敗が発生する。また比較例では、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間を所定期間として規定していないため、ゼロ電圧を出力するための時間の制御が煩雑になるという問題もある。

　本例では、キャリアの周期に対してゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）を確保しているため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなることを防ぎ、転流失敗を防止することができる。すなわち、図１４に示すように、キャリアの半周期毎に、ゼロベクトルの出力期間が均等に割り振られるため、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）が極端に短くなることがなくなり、転流失敗を防ぐことができる。またスイッチング素子Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tnを制御する際のショートパルスを打つ回数も軽減することができ、素子に集中して負荷がかかることも防ぐことができる。さらに、本例は、ＰＷＭ制御の際のスイッチング信号のデューティやスイッチングパターンを自由に設定することができる。なお、図１４は本例における、キャリアと出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）との関係を説明するためのグラフ、及び、マトリクスコンバータ４の出力電圧の時間特性を示すグラフである。

　また本例は、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）と出力時間（Ｔ_z）との間で連続して遷移する場合に、上アーム回路のスイッチング素子、または、下アーム回路のスイッチング素子を連続して切り換えない。これにより、電圧ベクトルを出力している状態とゼロベクトルを出力する状態との間で連続して遷移する場合に、スイッチング回数を減らすことができるため、転流失敗を防ぐことができる。

　また本例は、座標変換部１３により変換された電圧から出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ_z）を算出し、スイッチングパターンテーブル１４を参照し、変換された電圧の位相と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子（Ｓ_rp、Ｓ_rn、Ｓ_sp、Ｓ_sn、Ｓ_tp、Ｓ_tn）を制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）が確保されるので、転流失敗を防ぐことができる。

　また本例は、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンにする出力時間（Ｔ₁）と、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンにする出力時間（Ｔ₂）で、スイッチング素子を制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。

　また本例は、キャリアの前半の半周期では、出力時間（Ｔ₁）を出力時間（Ｔ₂）の前の時間とし、キャリアの後半の半周期では、出力時間（Ｔ₁）を出力時間（Ｔ₂）の後の時間とする。これにより、マトリクスコンバータ４の出力電圧のプラス側とマイナス側とで、ゼロベクトルの出力時間の均一化を図ることができる。

　なお本例では、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、２つの電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を最初に配置し、次にゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）を配置したが、必ずしも、この順番にする必要はない。例えば図１５に示すように、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、ゼロベクトルの出力時間（Ｔ_z）の半分の時間を配列し、次に２つの電圧ベクトルの出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を配列し、最後に残りの出力時間（Ｔ_z）の半分の時間を配列してもよい。また本例は、キャリアの半周期と対応させて、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）及び出力時間（Ｔ_z）を割当てたが、必ずしもキャリアの半周期にする必要はなく、当該半周期より短くてもよく、長くてもよい。また、空間ベクトル変調部１２における所定の下限時間は、必ずしもキャリアの半周期より短い時間にする必要はなく、キャリアの周期の一部に対応する時間より短い時間であればよい。

　また本例は、キャリアの半周期あたりに、２つの電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）を出力するよう出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）を制御したが、必ずしも２つの電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）である必要はなく、１つの電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）でもよく、３つの電圧ベクトル（Ｖ₁～Ｖ₆）であってもよい。また、図８に示すスイッチングパターンは一例に過ぎず、それぞれの電圧ベクトル及びゼロベクトルのパターンを入れ替えてもよく、また電圧ベクトル及びゼロベクトルを出力するために他のスイッチングパターンを用いてもよい。

　上記マトリクスコンバータ４が本発明の「変換回路」に相当し、電圧センサ３１～３３が「電圧検出手段」に、コントローラ１０が「制御手段」に、空間ベクトル変調部１２及びゼロベクトル時間算出部１３が「スイッチング時間算出部」に、スイッチング信号生成部１５が「制御信号生成部」に、出力時間（Ｔ₁、Ｔ₂）が「第１スイッチング時間」に、出力時間（Ｔ_z）が「第２スイッチング時間」に、スイッチングパターンテーブル１４が「テーブル」に、座標変換部１１が「座標変換手段」に相当する。

Claims (3)

1. 　双方向にスイッチング可能な複数対のスイッチング素子を各相に接続し、入力された交流電力を交流電力に変換する変換回路と、
   　前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、
   　前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換え、前記変換回路を制御する制御手段とを備え、
   　前記制御手段は、
   　前記各相のうち一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の前記上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間である第１スイッチング時間を、前記電圧検出手段により検出された検出電圧と出力指令値を用いて算出し、前記各相の前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオンに、前記各相の他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオフにする時間である第２スイッチング時間を、キャリアと前記第１スイッチング時間とを用いて算出するスイッチング時間算出部と、
   　前記第１スイッチング時間及び前記第２スイッチング時間を用いて、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える制御信号を生成する制御信号生成部とを有し、
   　前記制御手段は、
   　前記第１スイッチング時間から前記第２スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、前記上アーム回路または前記下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子の前記オン状態を維持する電力変換装置。
2. 　前記制御手段は、
   　前記第１スイッチング時間から前記第２スイッチング時間に遷移し、前記第２スイッチング時間から前記第１スイッチング時間に遷移する場合には、前記上アーム回路の前記スイッチング素子、または、前記下アーム回路の前記スイッチング素子を連続して切り換えない請求項１記載の電力変換装置。
3. 　前記制御手段は、
   　前記電圧検出手段により検出された検出電圧を回転座標変換する座標変換部と、
   　位相角と前記スイッチング素子のスイッチングパターンとの関係を示すテーブルとをさらに有し、
   　前記スイッチング時間算出部は、前記座標変換部により変換された回転座標系の電圧から得られた位相と前記出力指令値に基づいて第１スイッチング時間を算出し、
   　前記制御信号生成部は、前記回転座標系の電圧の前記位相角に対応する前記スイッチングパターンで前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える前記制御信号を生成する請求項１又は２記載の電力変換装置。

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