WO2013027498A1 - 歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法 - Google Patents

Abstract

　本発明にかかる歪補償増幅装置５は、入力信号を増幅して出力信号として出力する増幅器５４と、入力信号からエンベロープ信号を抽出して低速化する低速化部５２と、低速化されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して増幅器５４に供給する電源部５３と、入力信号と出力信号に基づき、増幅器５４の歪みを補償するように入力信号を補正する歪み補償部５１を備える。低速化部５２は、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれるエンベロープ信号の最大ピーク値を検出するピーク検出手段５２１と、低速化前及び後のエンベロープ信号のそれぞれをＸ軸及びＹ軸にとった座標系で、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、分割区間の傾きを標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する傾き設定手段５２２を有する。

Description

歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法

　本発明は、歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法に関し、特に入力信号の大きさに応じて電源電圧を変化させる機能と、増幅器の歪み補償を行う機能とを備えた歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法に関する。

　携帯電話や無線ＬＡＮ（Local　Area　Network）など、近年の無線通信に用いられているデジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（Quadrature　Phase　Shift　Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）などの変調フォーマットが採用されている。このような変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴う。マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号では、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。ここで、高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average　Power　Ratio）と呼ばれている。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合は、高い線形性を確保する為に、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源から十分に大きな電源電圧を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域で余裕（バックオフ）をもたせて増幅器を動作させる必要がある。一般に、Ａ級やＢ級動作させた線形増幅器では、その飽和電力付近で電力効率が最大になるので、バックオフが大きい領域で動作させると平均的な電力効率は低くなる。

　次世代携帯電話、無線ＬＡＮ、及びデジタルテレビ放送に採用されているマルチキャリアを用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲは非常に大きくなる傾向にあり、増幅器の平均的な電力効率はさらに低下する。したがって、増幅器の特性としては、バックオフの大きい電力領域でも高い効率を有していることが望ましい。

　バックオフの大きい電力領域で広いダイナミックレンジに渡って高効率に信号を増幅する方式として包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Envelope　Elimination　and　Restoration）や包絡線追跡（ＥＴ：Envelope　Tracking）という送信方式が知られている。ＥＥＲ方式では、まず、入力変調信号が、その位相成分と振幅成分とに分解される。位相成分は、位相変調情報を維持したまま振幅一定で増幅器に入力される。このとき、増幅器は、常に電力効率が最大となる飽和電力付近で動作させる。一方、振幅成分は、その振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させる。この出力電圧は、増幅器の電源電圧として用いられる。このように動作させることにより、増幅器は乗算器として動作し、入力変調信号の位相成分と振幅成分は合成され、バックオフによらず高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。

　一方、ＥＴ方式でも、入力変調信号の振幅成分の振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させ、その出力電圧を増幅器の電源電圧として用いる構成は、ＥＥＲ方式と同じである。異なるのは、ＥＥＲ方式では、増幅器に振幅一定の位相変調信号のみを入力し、飽和動作させるのに対して、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力し、線形動作させる点である。ここで、振幅変調情報は、入力変調信号のエンベロープを示す情報である。ＥＴ方式の場合は、増幅器は線形動作するのでＥＥＲ方式よりは電力効率は低下する。しかしながら、入力変調信号の振幅の大きさに応じて、増幅器には必要最小限の電力しか供給されないため、増幅器を振幅によらず一定の電源電圧で使用した場合に比べると、やはり高い電力効率を得ることができる。また、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分を合成するタイミングマージンが緩和され、ＥＥＲ方式に比べ実現しやすいという利点もある。

　ＥＥＲ方式やＥＴ方式に用いる電源装置は、入力変調信号の振幅成分に応じて、精度よく、低ノイズで、かつ高効率に出力電圧を変化できる電圧源である必要がある。なぜならば、携帯電話など近年のデジタル変調を用いた無線通信方式では、隣接したチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent　Channel　Leakage　Power　Ratio）や、変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Error　Vector　Magnitude）を一定値以下に抑えることが規格で定められている。電源装置の出力電圧が、入力振幅信号に対して線形でないと、相互変調歪によりＡＣＰＲやＥＶＭが劣化する。また、電源電圧のノイズが増幅器の出力に混入すると、やはりＡＣＰＲが劣化する。また、ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、電源装置の応答帯域（速度）は、入力変調信号の帯域（速度）の最低でも２倍以上は必要と言われている。例えば、携帯電話のＷＣＤＭＡ（WidebandCode　Division　Multiple　Access）規格では、変調帯域は約５ＭＨｚあり、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格では、変調帯域は約２０ＭＨｚある。変調帯域は今後ますます広くなっていくことから、電源装置に要求される応答速度はさらに大きくなると思われる。

　しかしながら、高耐圧の電源装置において、現時点で応答速度はデバイスの限界性能にほぼ達しており、１０ＭＨｚ以上の応答速度に追従するのは困難である。この課題を克服する方法としては、電源装置に供給されるエンベロープ信号の高周波成分を抑制するように低速化した上で、増幅器の入力信号をトラッキングするエンベロープ信号（以下、「エンベロープ」とも言う）として増幅器に供給する方式があり、その例が特許文献１、２や非特許文献１に記載されている。

　上述した方式により、高周波成分を抑制するように低速化したエンベロープと、入力信号のエンベロープの関係をスケーリングして図示したのが図１である。原点を通る直線は、飽和特性を示す飽和直線である。飽和直線は、低速化前後でエンベロープの値が同一となる場合における、低速化前後のエンベロープの関係を示す直線となる。低速化後のエンベロープの値が飽和直線を下回ってしまうと、低速化後のエンベロープに基づく電源電圧に対して出力信号が飽和してしまい出力信号の歪みが大きくなる。また、飽和直線よりも低速化後のエンベロープの値が上にあるほど、電力効率が低下してしまう。上述した方式では、図１に示すとおり入力信号のエンベロープと、低速化後のエンベロープの間の相関関係が失われてしまう。その理由は、上述した方式では、ローパスフィルタによって高周波成分を抑制するようにしているからである。ローパスフィルタによって単に高周波成分を除去することで信号を低速化した場合、低速化前後で信号の相関関係が失われてしまうことが知られている。

　増幅器に供給されるエンベロープの値に基づく電源電圧は、増幅器のゲインに影響を与える。そのため、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープの間に相関関係が失われてしまうと、入力信号と増幅後の出力信号の相関関係も薄れてしまうことになる。つまり、入力信号に対する増幅器のゲインがバラついてしまう。すると、一般的なプリディストータを用いて歪み補償を行うことが不可能になる。ここで、入力信号のエンベロープとは、低速化前のエンベロープのことである。

　次に、その理由について説明する。まず、一般的なプリディストータにおける歪み補償技術では、入力信号と、その入力信号を増幅した出力信号とを比較して、その歪特性を検出する。そして、検出した歪特性に応じた逆歪みを、増幅前の入力信号に加えることで、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪みを補償する。しかし、上述したように、ＥＴ方式において、入力信号のエンベロープと、増幅器に供給されるエンベロープとの間で相関関係が失われてしまう場合、増幅器自体が有する非線形性に加えて、エンベロープによっても歪み特性が変わってしまうことになる。そのため、ＥＴ方式における増幅器の歪み特性を適切に計算するためには、入力信号と出力信号の値に加えて、低速化後のエンベロープの値も考慮する必要がある。

　そこで、上記の歪みを抑制するために、低速化後のエンベロープの値と入力信号のエンベロープの値を常にモニタして、プリディストータでその値も考慮して歪みを計算する方法が考えられる。つまり、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープの無相関に起因するゲインの分散を抑制するためには、歪み補償の特徴量として、入力信号と出力信号の値に加えて、低速化後のエンベロープの値も考慮して歪み補償の値を計算する必要がある。しかしながら、この場合、プリディストータが考慮すべき値が２次元的な広がりを持ってしまう。さらに、プリディストータが考慮すべき値は、低速化後のエンベロープがとり得る値の全てを対象とすることになるため、膨大な広がりを持ってしまうことになる。そのため、計算量やメモリの観点から言って、大規模で消費電力の大きな装置になってしまうという問題がある。

特開２００９－１５２９０４号公報 特開２０１１－９９２３号公報

Jinseong　Jeong,　et.　al.,　"Wideband　Envelope　Tracking　Power　Amplifiers　With　Reduced　Bandwidth　Power　Supply　Waveforms　and　Adaptive　Digital　Predistortion　Techniques",　IEEE　Transactions　on　Microwave　Theory　and　Techniques,　Vol.　57,　No.　12,　December　2009.

　上述したように、増幅器に対する電源電圧の生成に、入力信号から抽出したエンベロープを使用する場合に、単に高周波成分を除去することでエンベロープを低速化してしまうと、低速化前のエンベロープと低速化後のエンベロープとの間で相関関係が失われてしまい、適切な歪み補償を行うことが困難となってしまうという問題がある。

　それに対して、図２に示すように、振幅的に見てエンベロープの傾きが緩やかになるように、エンベロープの値を調整することでエンベロープを低速化することも考えられる。このように低速化することで、低速化前後のエンベロープの間で相関関係を保つことができる。その一方で、図２に示すような低速化前後のエンベロープの関係を示す直線が、飽和直線よりも離れれば離れるほど、電力効率も低下してしまうことになる。しかしながら、単純に、低速化前後のエンベロープの関係を示す直線の傾きを、飽和直線に近づくように急峻にした場合、エンベロープを十分に低速化することができなくなってしまうという問題がある。

　本発明の目的は、上述した課題を解決するために、より高い電力効率で、高周波成分を抑制した電源電圧変調と簡易的な歪み補償を両立することができる歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法を提供することである。

　本発明の第１の態様にかかる歪補償増幅装置は、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅器と、前記入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化して出力する低速化部と、前記低速化部から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して前記増幅器に供給する電源部と、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正して前記増幅器及び前記低速化部に出力する歪み補償部と、を備え、前記低速化部は、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する低速化ピーク検出手段と、前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する傾き設定手段と、を有するものである。

　本発明の第２の態様にかかる歪補償増幅方法は、入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化する低速化ステップと、前記低速化されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して増幅器に供給する電源供給ステップと、前記増幅器が、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅ステップと、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正する歪み補償ステップと、を備え、前記低速化ステップは、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出するステップと、前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定するステップと、を有するものである。

　上述した本発明の各態様によれば、より高い電力効率で、高周波成分を抑制した電源電圧変調と簡易的な歪み補償を両立することができる歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法を提供することができる。

低速化する前のエンベロープの振幅と、低速化した後のエンベロープの振幅の相関を示す図である。 低速化する前のエンベロープの振幅と、低速化した後のエンベロープの振幅の相関を示す図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる歪補償増幅装置のブロック図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部の構成を示すブロック図である。 本発明の低速化方法による、低速化する前のエンベロープの振幅と、低速化した後のエンベロープの振幅の相関を示す図である。 本発明の低速化方法によって、低速化する前のエンベロープの波形と、低速化した後のエンベロープの波形を示す図である。 本発明の第１の実施の形態にかかるプリディストータの構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態にかかる歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施の形態にかかる歪み補償増幅処理を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部によって生じる現象を説明するための図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる電源変調部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる電源変調部の変調演算部が演算対象とする信号変調関数をグラフ化した図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。 本発明の第４の実施の形態にかかる送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。 本発明の第５の実施の形態にかかる送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。

本発明の第１の実施の形態．
　まず、図３を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置の概要となる歪補償増幅装置５について説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪補償増幅装置５のブロック図である。

　歪補償増幅装置５は、歪み補償部５１、低速化部５２、電源部５３、及び増幅器５４を有する。低速化部５２は、ピーク検出手段５２１及び傾き設定手段５２２を有する。

　歪み補償部５１は、入力信号が入力される。歪み補償部５１は、入力信号と、その入力信号が増幅された出力信号とに基づき、増幅器５４において生じる歪みを補償するように入力信号を補正する。歪み補償部５１は、入力信号を低速化部５２及び増幅器５４に出力する。

　低速化部５２は、入力信号からエンベロープ信号を抽出する。低速化部５２は、抽出したエンベロープ信号を低速化して電源部５３に出力する。電源部５３は、低速化部５２から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成する。電源部５３は、生成した電源電圧を増幅器５４に出力する。増幅器５４は、入力信号を増幅して、出力信号として歪補償増幅装置５の外部及び歪み補償部５１に出力する。

　ピーク検出手段５２１は、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれるエンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する。傾き設定手段５２２は、低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、分割区間の傾きを、標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する。

　続いて、本発明の第１の実施の形態にかかる歪補償増幅装置５の処理について説明する。

　低速化部５２は、入力信号からエンベロープ信号を抽出する。低速化部５２は、抽出したエンベロープ信号を低速化して電源部５３に出力する。電源部５３は、低速化部５２から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成する。電源部５３は、生成した電源電圧を増幅器５４に出力する。

　増幅器５４は、入力信号を増幅して出力信号として歪補償増幅装置５の外部及び歪み補償部５１に出力する。他方、歪み補償部５１にも、入力信号が入力される。歪み補償部５１は、入力信号と、その入力信号が増幅された出力信号とに基づき、増幅器５４において生じる歪みを補償するように入力信号を補正する。

　次に、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置１について、図４を参照して詳細に説明する。図４は、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置１の構成を示すブロック図である。

　送信装置１は、増幅器１０、第一のピーク検出部１１ａ、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、制御部１３、プリディストータ１４、アンプ１５、Ｄ／Ａコンバータ（以下、「ＤＡＣ」とする）１６ａ、１６ｂ、Ａ／Ｄコンバータ（以下、「ＡＤＣ」とする）１７、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」とする）１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、アップコンバータ１９、及びダウンコンバータ２０を有する。

　送信装置１は、増幅における歪みを補償しつつ、入力信号を増幅して出力信号として外部に送信する装置である。本実施の形態では、入力信号がデジタル信号であり、出力信号がアナログ信号である場合について例示する。送信装置１は、送信装置１を有する装置の内部で処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換してから、変換後のアナログ信号を増幅して外部に送信する回路である。デジタル信号は、例えば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、及びＯＦＤＭ等のデジタル変調方式における信号である。送信装置１は、例えば、携帯電話、無線ＬＡＮ又はＷｉＭＡＸ向けの情報処理端末又は基地局、及び地上波デジタル放送局等に用いることができる。

　増幅器１０は、アップコンバータ１９によってアップコンバートされた入力信号を増幅して、出力信号として送信装置１の外部及びダウンコンバータ２０に出力する。増幅器１０は、増幅器５４に対応する。

　第一のピーク検出部１１ａは、送信装置１に入力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第一のピーク検出部１１ａは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部１３に出力する。第二のピーク検出部１１ｂは、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第二のピーク検出部１１ｂは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を電源変調部１２に出力する。

　電源変調部１２は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報に基づいて、ピーク区間及びそのピーク値を認識する。電源変調部１２は、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープを低速化する。このとき、電源変調部１２は、ピーク区間及びそのピーク値に基づいて、各ピーク区間におけるエンベロープに対して、各ピーク区間のピーク値に応じた低速化を行う。電源変調部１２は、低速化したエンベロープをＤＡＣ１６ｂに出力する。第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２は、低速化部５２に対応し、第二のピーク検出部１１ｂは、ピーク検出手段５２１に対応し、電源変調部１２は、傾き設定手段５２２に対応する。

　制御部１３は、第一のピーク検出部１１ａから出力された情報に基づいて、ピーク値及びそのピーク区間を認識する。また、制御部１３は、送信装置１に入力された入力信号と、ＡＤＣ１７から出力された出力信号のデジタル値が入力される。制御部１３は、増幅器１０の歪み特性を算出するモードでは、各ピーク区間におけるピーク値と、入力信号の値と、出力信号の値とに基づいて、増幅器１０の歪み特性を算出する。制御部１３は、増幅器１０の歪みを補償するモードでは、算出した増幅器１０の歪み特性に基づいて、ピーク値と入力信号の値から、歪み補償後の入力信号を算出する。制御部１３は、入力信号を、算出した入力信号に変調するように、プリディストータ１４の制御を行う。

　プリディストータ１４は、制御部１３からの制御に応じて、入力信号を変調して増幅器１０において生じる歪みを補償する。プリディストータ１４は、歪み補償した入力信号を第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６ａに出力する。プリディストータ１４は、歪み補償部５１に対応する。

　アンプ１５は、ＬＰＦ１８ｂから出力されたエンベロープを増幅して、電源電圧として増幅器１０に供給する。つまり、アンプ１５は、電源装置として機能する。よって、本実施の形態にかかる送信装置１は、ＥＴ方式を採用している。アンプ１５は、電源部５３に対応する。

　ＤＡＣ１６ａは、プリディストータ１４から出力された入力信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。ＤＡＣ１６ａは、アナログ信号に変換した入力信号をＬＰＦ１８ａに出力する。ＤＡＣ１６ｂは、電源変調部１２から出力されたエンベロープ信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。ＤＡＣ１６ｂは、アナログ信号に変換したエンベロープ信号をアンプ１５に出力する。

　ＡＤＣ１７は、ＬＰＦ１８ｃから出力された出力信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤＣ１７は、デジタル信号に変換した出力信号を制御部１３に出力する。

　ＬＰＦ１８ａは、ＤＡＣ１６ａから出力された入力信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ａは、高周波成分を除去した入力信号をアップコンバータ１９に出力する。ＬＰＦ１８ｂは、ＤＡＣ１６ｂから出力されたエンベロープ信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ｂは、高周波成分を除去したエンベロープ信号をアンプ１５に出力する。ＬＰＦ１８ｃは、ダウンコンバータ２０から出力された出力信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ｃは、高周波成分を除去した出力信号をＡＤＣ１７に出力する。

　なお、ＬＰＦ１８ａ、１８ｂ、１８ｃのそれぞれは、高周波成分を除去する前の入力信号と、高周波成分を除去した後の入力信号との間で相関関係が失われないように、ノイズのみを除去するように動作するＬＰＦである。

　アップコンバータ１９は、ＬＰＦ１８ｃから出力された入力信号をアップコンバートする。アップコンバータ１９は、アップコンバートした入力信号を増幅器１０に出力する。

　ダウンコンバータ２０は、増幅器１０から出力された出力信号をダウンコンバートする。ダウンコンバータ２０は、ダウンコンバートした出力信号をＬＰＦ１８ｃに出力する。

　続いて、図５を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部１２について説明する。図５は、本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部１２の構成を示すブロック図である。

　電源変調部１２は、遅延部１２１及び信号変調部１２２を有する。

　遅延部１２１は、プリディストータ１４から出力された入力信号が入力される。遅延部１２１は、あるピーク区間における入力信号が信号変調部１２２に入力されるまでに、そのピーク区間とそのピーク区間におけるピーク値を示す情報が第二のピーク検出部１１ｂから信号変調部１２２に伝わる程度に、入力信号を遅延して信号変調部１２２に出力する。なお、遅延部１２１における遅延量は、予め任意の量を定めることができる。

　ここで、ピーク区間及びそのピーク値を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、信号変調部１２２は、入力信号について、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報が示すピーク区間の間、その情報が示すピーク値に応じた相関関係でエンベロープを低速化する。

　信号変調部１２２は、遅延部１２１から出力された入力信号から、エンベロープを抽出する。信号変調部１２２は、抽出したエンベロープに対して、図６に示すように、各ピーク区間内で、低速化前後のエンベロープが相関関係を有するように低速化を行う。具体的には、信号変調部１２２は、低速化前のエンベロープをＸ軸にとり、低速化後のエンベロープをＹ軸にとった座標系において、低速化前後のエンベロープの関係を直線で示すことができるようにエンベロープを補正する。このようにすることで、低速化前後でエンベロープが相関関係を有することになる。図６では、縦軸がＹ軸に相当し、横軸がＸ軸に相当する。

　ここで、直線は、各ピーク区間ごとに予め任意に設定することができる。各直線の傾きは、Ｙ＝Ｘとなる飽和直線の傾きよりも小さい傾きとなるように設定される。これによって、エンベロープを低速化することができる。さらに、各直線は、各ピーク区間における低速化前後のエンベロープのピーク値が飽和直線上に位置し、かつ、そのピーク値を通るように設定される。このようにすることで、各ピーク区間における直線をより飽和直線に近づけて設定することができるため、電力効率を向上することができる。ここでの低速化は、例えば、低速化前のエンベロープの値に対して、そのエンベロープの値とピーク値との差に比例したオフセット値を加算することで行う。なお、エンベロープの値と言った場合、エンベロープ信号の振幅を意味する。

　このような相関関係に基づいて低速化前後におけるエンベロープの波形は図７の右図に示すような波形となる。図７の左図では、縦軸は低速化後のエンベロープの値を示し、横軸は低速化前のエンベロープの値を示す。図７の右図では、縦軸はエンベロープの値を示し、横軸は時間を示す。つまり、横軸は、時間軸となる。このように、各ピーク区間において、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープは、各ピーク区間におけるピーク値に応じた相関関係を有する。図７では、直線８１はピーク区間９１における相関関係を示し、直線８２はピーク区間９２における相関関係を示し、直線８３はピーク区間９３における相関関係を示し、直線８４はピーク区間９４における相関関係を示す。

　続いて、図８を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるプリディストータ１４について説明する。図８は、本発明の第１の実施の形態にかかるプリディストータ１４の構成を示すブロック図である。

　プリディストータ１４は、遅延部１４１及び信号変調部１４２を有する。信号変調部１４２は、制御部１３によって制御される。制御部１３およびプリディストータ１４は、入力信号と出力信号に加えて、さらにエンベロープ信号のピーク値に基づいて歪みを補償するように構成される。

　遅延部１４１は、送信装置１に入力された入力信号が入力される。遅延部１４１は、ピーク区間における入力信号が信号変調部１４２に入力されるまでに、そのピーク区間とそのピーク区間におけるピーク値を示す情報が第一のピーク検出部１１ａから制御部１３に伝わり、それに応じてそのピーク区間における入力信号を補償するように制御する信号が制御部１３から信号変調部１４２に伝わる程度に、入力信号を遅延させて信号変調部１４２に出力する。なお、遅延部１４１における遅延量は、予め任意の量を定めることができる。

　ここで、ピーク区間及びそのピーク値を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、制御部１３は、入力信号について、第一のピーク検出部１１ａから出力された情報が示すピーク区間の間、その情報が示すピーク値を使用して歪み補償後の入力信号を計算する。遅延部１４１は、入力信号の値を補償するように制御する信号が制御部１３から信号変調部１４２に入力されるときに、その入力信号の値が信号変調部１４２に入力されるように入力信号を遅延させる。信号変調部１４２は、制御部１３から出力された信号に応じて、その入力信号の値を補正する。

　上述したように、本実施の形態においては、エンベロープのピーク区間ごとに、低速化前後のエンベロープで相関関係がとれている。そのため、歪み補償のための演算に、入力信号のエンベロープの値と低速化後のエンベロープの値を逐次得る必要はない。ただし、本実施の形態では、図６及び７を参照して説明したように、低速化前後のエンベロープの相関関係は、ピーク区間ごとにピーク値を基準とした直線として定義されることになる。そのため、ピーク区間間では、相関関係の違いによる歪みが発生することになるが、その歪みは、ピーク値のみによって特徴付けることができる。よって、本実施の形態においては、入力信号と出力信号に加えて、さらにピーク値のみを用いることで、そのピーク区間間における歪みを適切に補償することができる。そのため、入力信号のエンベロープの値と低速化後のエンベロープの値を逐次得る場合と比較して、取り扱う情報量を大幅に低減することができ、実現性を向上することができる。

　続いて、本実施の形態にかかる歪み補償方法について説明する。本実施の形態において発生する歪み特性は、主に、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪み特性と、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪み特性の２つに分離することができる。したがって、増幅器１０における歪みを、式（１）に示すような歪みモデルに、モデル化することができる。

　ここで、ｉは時間を示し、ａｉは時間ｉにおけるピーク区間のピーク値を示し、ｘｉは時間ｉでの入力信号の複素信号を示し、ｙｉは時間ｉでの入力信号を増幅した出力信号の複素信号を示す。ｆ及びｇのそれぞれは、多項式である。ｇ（｜ｘｉ｜）ｘｉは、例えば、ボルテラ級数モデルである。式（１）は、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪みをｆでモデル化し、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪みをｇでモデル化している。
ｙｉ＝ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｘｉ｜）ｘｉ　　　・・・（１）
　このように、増幅器１０の歪みは、増幅器に対する入力信号の複素信号と、増幅器からの出力信号の複素信号と、ピーク値とに基づいて特徴付けることができる。ここで、入力信号の複素信号は、入力信号の特徴量として知られており、出力信号の複素信号は、出力信号の特徴量として知られている。

　ここで、多項式ｆ及びｇのそれぞれの係数は、最小二乗法により計算する。具体的には、多数の実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉを式（１）に当てはめることで、ｆ及びｇのそれぞれにおける係数を計算する。ここで、実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉは、プリディストータ１４における歪み補償を無効にして、多数の入力信号を入力しつつ、各実測値ａｉ、ｘｉ、ｙｉを測定することで取得する。厳密には、複素信号ｘｉは、測定した入力信号から算出され、複素信号ｙｉは、測定した出力信号から算出される。入力信号、出力信号、及びピーク値の測定は、制御部１３によって行われる。そして、制御部１３は、測定した値に基づいて、多項式ｆ及びｇの係数を計算する。

　式（１）に示す歪みモデルの係数が定まれば、ａｉ及びｘｉからｙｉを計算することができる。ｆの係数によって、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪み特性が示され、ｇの係数によって、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪み特性が示されることになる。

　制御部１３は、そのようにして、計算された係数をｆ及びｇに適用した歪みモデルを利用して、入力信号に対して、増幅器１０における歪みを補償するようにプリディストータ１４を制御する。具体的には、制御部１３は、式（２）を満たすように、入力信号を変調することで歪みを補償する。ここで、ｚｉは時間ｉでの入力信号を歪みを補償するように補正した後の入力信号の複素信号を示す。なお、ｉ、ａｉ、ｘｉは、式（１）と同様であるため、説明を省略する。
ｘｉ＝ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ　　　・・・（２）
　式（２）を満たすように、入力信号を変調することで、増幅器１０において発生する歪みを打ち消すように、入力信号に逆歪みを与えることができる。このように、ｆ及びｇの係数が定まっていれば、式（２）を用いて、ｘｉ及びａｉから歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算することができる。つまり、この場合、ｘｉ及びａｉは、説明変数となり、ｚｉは、目的変数となる。そして、計算した複素信号ｚｉから歪み補償後の入力信号を計算することができる。

　ここで、複素信号の計算においては、式（２）においてｘｉ及びａｉが定まっていても、ｚｉが定まらない場合がある。つまり、ｘｉと、ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉとが等しくならない場合がある。その場合は、式（３）を満たすように計算をすることで、適切な歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算することができる。ｍｉｎ＿は、｜｜内の値が最小値となる｛｝内の値を示す数学符号である。つまり、｜ｘｉ－ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ｜の値が最小値となるｚｉが、適切な複素信号ｚｉの値となる。よって、式（２）が成り立たない場合は、式（３）によって歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算して、そのｚｉから歪み補償後の入力信号を計算する。
ｚｉ＝ｍｉｎ＿｛ｚｉ｝｜ｘｉ－ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ｜　　　・・・（３）
　続いて、図９を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる歪みモデル生成処理について説明する。図９は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。

　送信装置１に入力された入力信号は、第一のピーク検出部１１ａ、制御部１３、及びプリディストータ１４に入力される。ここで、歪みモデル生成処理では、制御部１３は、プリディストータに対して歪みを補償する制御を行わない。そのため、プリディストータ１４は、入力信号をそのまま第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２に出力する。また、プリディストータ１４は、入力信号をそのままＤＡＣ１６ａ、ＬＰＦ１８ａ、及びアップコンバータ１９を介して増幅器１０に出力する。

　第二のピーク検出部１１ｂは、プリディストータ１４から出力された入力信号のエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する（Ｓ１）。第二のピーク検出部１１ｂは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を電源変調部１２に出力する。

　電源変調部１２は、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープ信号を抽出する。電源変調部１２は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報に基づいて、ピーク区間ごとに、それぞれのピーク区間のピーク値に応じた相関関係で、抽出したエンベロープ信号を低速化する（Ｓ２）。電源変調部１２は、低速化したエンベロープ信号をＤＡＣ１６ｂ及びＬＰＦ１８ｂを介して、アンプ１５に出力する。

　アンプ１５は、電源変調部１２から出力されたエンベロープ信号を増幅して、増幅器１０の電源電圧を生成する（Ｓ３）。アンプ１５は、生成した電源電圧を増幅器１０に供給する。

　増幅器１０は、アンプ１５から供給された電源電圧に基づいて、プリディストータ１４から出力された入力信号を増幅する（Ｓ４）。増幅器１０は、増幅した入力信号を出力信号として送信装置１の外部に出力する。また、増幅器１０は、出力信号をダウンコンバータ２０、ＬＰＦ１８ｃ、及びＡＤＣ１７を介して制御部１３に出力する。

　一方、第一のピーク検出部１１ａは、入力信号のエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する（Ｓ５）。第一のピーク検出部１１ａは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部１３に出力する。

　制御部１３は、入力信号から算出した複素信号ｘｉ、増幅器１０から出力された出力信号から算出した複素信号ｙｉ、及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値ａｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶する。よって、制御部１３は、実測値の組を記憶するための記憶装置（図示せず）を有する。記憶装置として、例えば、メモリ、ハードディスク、及びレジスタ等、もしくは、それらの組み合わせを使用してよい。制御部１３は、歪みモデルを計算するための入力信号の入力が一通り完了してから、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ６）。具体的には、制御部１３は、上述の式（１）によって、歪みモデルの多項式ｆ及びｇの係数を計算する。制御部１３は、例えば、算出した係数を記憶装置に記憶し、歪み補償において使用する。歪みモデルにおける多項式ｆ及びｇも記憶装置に予め記憶しておき、それを使用するようにしてもよい。

　続いて、図１０を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる歪み補償増幅処理について説明する。図１０は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪み補償増幅処理を示すフローチャートである。なお、図９に示す歪みモデル生成処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。

　歪み補償増幅処理では、制御部１３は、プリディストータ１４に対して歪みを補償する制御を行う。制御部１３は、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、制御パラメータを計算する（Ｓ７）。具体的には、式（２）又は式（３）によって、歪み補償後の入力信号を計算することができるため、制御部１３は、その計算結果に基づいて、入力信号を、計算された歪み補償後の入力信号に変調する制御パラメータをプリディストータ１４に出力する。

　プリディストータ１４は、制御部１３から出力された制御パラメータに応じて、入力信号を補正する。これによって、入力信号の歪みが補償される（Ｓ８）。プリディストータ１４は、歪みを補償した入力信号を、ＤＡＣ１６ａ、ＬＰＦ１８ａ、及びアップコンバータ１９を介して増幅器１０に出力する。また、プリディストータ１４は、歪みを補償した入力信号を、第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２に出力する。以降、歪みモデル生成処理と同様にして、増幅器１０において入力信号が増幅される（Ｓ１～Ｓ４）。

　以上に説明したように、プリディストータ１４及び制御部１３は、歪みモデルを生成するモードと、生成した歪みモデルによって歪みを補償するモードとのいずれかで動作をする。

　以上に説明したように、本実施の形態によれば、高周波を抑制した電源電圧変調と、簡易的な歪み補償を両立できることができる。その理由は、本実施の形態にかかる電源電圧変調は、ピーク区間ごとに相関関係を保ったままエンベロープの低速化を行うことができるため、低速化前後のエンベロープ間の無相関に起因する、増幅器のゲインのバラつきを抑制できる。また、エンベロープ信号のピーク値のみにより特徴量が抽出できる変調方式となっていることから、ゲインの特徴量がピーク値のみにより抽出可能となる。そのため、計算量とメモリ使用量が抑制される。その結果、回路規模が小さくなり、さらには計算動作によって回路から発生する熱量を低減して、放熱装置を削減することができるといった利点がある。

　また、本実施の形態によれば、電力効率が高効率な送信装置を実現することができる。その理由は、本実施の形態にかかるエンベロープ変調方式は、送信装置においてエンベロープ信号のピーク値において、増幅器の飽和特性に対して余裕を持たせていないからである。例えば、図２に示すように、いずれのピーク区間に対しても、同一の相関関係を適用した場合には、ピーク区間によってはピーク値において飽和特性に対する余裕を持ってしまうことになる。それに対して、本実施の形態では、いずれのピーク区間も、ピーク値において飽和特性に対する余裕を持たないようにエンベロープの低速化が行われるため、高効率となる。
発明の第２の実施の形態．
　まず、本発明の第２の実施の形態を説明する前に、本発明の第２の実施の形態で解決しようとする課題について説明する。

　上述した第１の実施の形態では、ピーク区間の境界において、低速化後のエンベロープが不連続になってしまうことがあるという問題がある。具体例を挙げると、例えば、図７の左図に示すように、全てのピーク区間において低速化前のエンベロープの値が０であるときは低速化後のエンベロープの値が同一の値となるように相関関係を決定しているような場合であっても、隣接するピーク区間同士で共有する谷の部分で低速化前のエンベロープ信号の値が０クロスしないと、図１１に示すように不連続なエンベロープ信号が生成されてしまう。これは、増幅器５０１の出力信号が歪んでしまう原因となる。

　図１１は、第１の実施の形態と同様に、ピーク値ごとに線形な特性を保ったままエンベロープを低速化する電源変調部によって、ピーク区間の切り替わり点において、０ではない値を取るエンベロープを低速化した場合における低速化前後のエンベロープの関係を示した図である。このとき、上述した線形特性に従って、電源変調部１２で低速化したエンベロープを生成した場合、図１１の右図に示すような不連続な点が出来てしまう。ここで、図６に示すように、低速化前のエンベロープの値が０を取る場合に、各ピーク区間において低速化後のエンベロープの値が異なる値となるように相関関係が決定されているときは、低速化前のエンベロープの値が０であっても同様の問題が発生することになる。

　これに対して、不連続点を生じさせずに、ピーク値を中心とした線形特性を保つエンベロープの変調を可能とする方法を本発明の第２の実施の形態において詳しく説明する。

　図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる電源変調部２２の構成を示す図である。第２の実施の形態にかかる送信装置は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、第二のピーク検出部１１ｂに代えて第二のピーク検出部２１ｂを有し、電源変調部１２に代えて電源変調部２２を有する点が異なる。電源変調部２２は、遅延部２２１、信号変調部２２２、及び変調演算部２２３を有する。その他の構成要素については、第１の実施の形態と同様であるため説明を省略する。

　現時点の時間をtとしたとき、第二のピーク検出部２１ｂは、時間ｔ以前における、隣接するピーク区間のそれぞれにおけるエンベロープのピーク値ｐ１、ｐ２、その隣接するピーク区間同士の境界におけるエンベロープの谷の値ｖ１、及び、それぞれのピークから谷までの区間である区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を検出する。第二のピーク検出部２１は、例えば、ピーク間の任意の時間で、直近の隣接するピーク区間についての上記の値及び区間を検出するようにすればよい。第二のピーク検出部２１ｂは、検出したピーク値ｐ１、ｐ２、谷の値ｖ１、及び区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を示す情報を変調演算部２２３に送る。

　一方、変調演算部２２３は、予めピーク区間のそれぞれに対応した信号変調関数ｆを有している。変調演算部２２３は、信号変調関数ｆを元に谷間ｖ１での不連続点を修正する。信号変調関数ｆは、低速化前のエンベロープの値がピーク値aである場合、式（４）に示すように、その出力もａとなる。
ａ＝ｆ(ａ)　　　・・・（４）
　つまり、信号変調関数ｆは、図６、７で示したような低速化前後のエンベロープの相関関係を定義する直線を示す関数となる。よって、信号変調関数ｆによって、低速化前のエンベロープから、低速化後のエンベロープを得ることができる。よって、変調演算部２２３は、あるピーク区間におけるエンベロープを低速化する場合、そのピーク区間のピーク値に対応する信号変調関数ｆを選択する。そして、変調演算部２２３は、選択された信号変調関数ｆに基づいてエンベロープの低速化を行う。

　第１の実施の形態にかかる信号変調部１２２も同様に構成してもよい。具体的には、信号変調部１２２も、あるピーク区間におけるエンベロープを低速化する場合、そのピーク区間のピーク値に対応する信号変調関数ｆを選択して、選択した信号変調関数ｆによってエンベロープの低速化を行うようにしてもよい。よって、信号変調部１２２及び変調演算部２２３は、ピーク値のそれぞれに対応した信号変調関数ｆを記憶する任意の記憶装置（図示せず）を有するようにして、記憶装置に格納された信号変調関数ｆを使用するようにしてもよい。

　ここで、区間ｐ１ｖ１を含むピーク区間における信号変調関数をｆｐ１とし、区間ｖ１ｐ２を含むピーク区間における信号変調関数をｆｐ２として説明する。この場合、変調演算部２２３は、谷における不連続点を修正するため、図１３のように、区間ｐ１ｖ１、ｖ１ｐ２のそれぞれに適用される信号変調関数ｆｐ１、ｆｐ２をｆ'ｐ１、ｆ'ｐ２に修正する。ｆ'ｐ１を式（５）で示し、ｆ'ｐ２を式（６）で示す。式（５）では、低速化前のエンベロープの値がｘで示され、低速化後のエンベロープの値がｆ'ｐ１（ｘ）で示されることになる。式（６）では、低速化前のエンベロープの値がｘで示され、低速化後のエンベロープの値がｆ'ｐ２（ｘ）で示されることになる。
ｆ'ｐ１（ｘ）＝［（ｐ１－ｖｍ）／（ｐ１－ｖ１）］（ｘ－ｐ１）＋ｐ１　・・・（５）
ｆ'ｐ２（ｘ）＝［（ｐ２－ｖｍ）／（ｐ２－ｖ１）］（ｘ－ｐ２）＋ｐ２　・・・（６）
　式（５）及び（６）におけるｖｍは、式（７）で示される。ここで、ｖｍは、ｆｐ１（ｖ１）とｆｐ２（ｖ１）の間の値であれば、任意の値を設定することができる。ｖｍ＝ｆｐ１（ｖ１）又はｖｍ＝ｆｐ２（ｖ１）としてもよい。そのようにしても、不連続点を解消することができるからである。つまり、ｆｐ１、ｆｐ２のうち、少なくとも１つが修正されるようにしてもよい。
ｖｍ＝（ｆｐ１（ｖ１）＋ｆｐ２（ｖ１））／２　　　・・・（７）
　変調演算部２２３は、上記の演算によって算出した区間ｐ１ｖ１の信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）の値を、信号変調部２２２に出力する。信号変調部２２２は、区間ｐ１ｖ１においては、変調演算部２２３から出力された信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）によって、遅延部２２１から出力された入力信号のエンベロープを低速化する。ここで、遅延部２２１は、区間ｐ１ｖ１に差し掛かったところで信号変調部２２２において信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）が適用されるように、入力信号を遅延させて信号変調部２２２に出力する。この処理は、信号変調関数ｆ'ｐ２（ｘ）に関しても同様となる。つまり、遅延後の入力信号が、区間ｖ１ｐ２に差し掛かったときに、先ほど演算されたｆ'ｐ２（ｘ）が変調演算部２２３から信号変調部２２２に送られて、信号変調部２２２において適用される。

　ここで、ピーク値ｐ１、ｐ２、谷の値ｖ１、及び区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、変調演算部２２３は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報が示す区間ｐ１ｖ１に相当する時間の間、その情報が示すピーク値ｐ１及び谷の値ｖ１に基づいて計算した信号変調関数ｆ'ｐ１を信号変調部２２２に出力するようにすればよい。遅延部２２１は、信号変調関数ｆ'ｐ１が変調演算部２２３から信号変調部２２２に出力される間、区間ｐ１ｖ１における入力信号が信号変調部２２２に出力されるように、入力信号を遅延すればよい。

　以上に説明したように、本実施の形態では、隣接するピーク区間の境界における低速化後のエンベロープの値が、隣接するピーク区間のそれぞれで異なる場合に、それぞれの値が同一となるように、それらのピーク区間における相関関係を定義する直線の傾きを補正して、補正した直線に基づいてエンベロープを低速化するようにしている。これによれば、低速化後のエンベロープのピーク区間の境界における不連続点を解消することができ、低速化後のエンベロープに基づいた電源電圧が供給される増幅器１０の出力信号の歪みを抑制することができる。

　より詳細には、ピーク区間に含まれるピークから、そのピーク区間の両端のそれぞれまでの区間ごとに別々に、そのピーク区間における直線の傾きを補正した直線を適用するようにしている。これによれば、ピーク区間において、その両端の値のそれぞれが相互に異なっている場合であっても、それぞれの不連続点を解消することができる。このように、本実施の形態における電源変調部２２で生成されるピーク区間ごとのエンベロープの波形は、図６に示すように、ピーク値ごとに１つの線形特性を持つものに限定されてはいない。
本発明の第３の実施の形態．
　続いて、本発明の第３の実施の形態について説明する。上述した実施の形態１では、処理内容の明確化のために、ディジタルプリディストーション（DPD：Digital　PreDistortion）の処理を図９、図１０と分けて説明したが、これらの処理を並行して同時に行うことも可能である。以下、第３の実施の形態では、そのようにした場合における処理について説明する。

　図１４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる送信装置２について説明する。図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる送信装置２の構成を示すブロック図である。なお、図１４において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

　第３の実施の形態にかかる送信装置２は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、制御部１３に代えて制御部２３を有する点が異なる。

　制御部２３は、制御部１３と同様に、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、歪みモデルを使用して制御パラメータを計算し、入力信号の歪みを補償する。制御部２３は、さらに、歪み補償と並行して歪みモデルの計算も行う。つまり、制御部２３は、歪み補償をしながら、歪みモデルもリアルタイムに更新していく。このように、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイム化することにより、温度変化などによる増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。

　ここで、本実施の形態では、プリディストータ１４による歪み補償も実行しているため、純粋に増幅器１０の歪特性を計算するためには、増幅器１０に入力される、歪み補償後の入力信号に基づいて計算を行う必要がある。これに対して、本実施の形態では、制御部２３が制御パラメータを計算する過程で、歪み補償後の入力信号を計算できることを利用する。つまり、制御部２３は、歪みモデルの計算方法については、制御部１３と同様であるが、計算に用いる入力信号及びピーク値の取得方法が異なる。

　具体的には、制御部２３は、上述したように歪みモデルを計算するためには、入力信号、その入力信号におけるピーク値、及びその入力信号を増幅した出力信号の組が必要となるが、その入力信号として、計算した歪み補償後の入力信号を使用する。また、制御部２３は、計算した歪み補償後の入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する機能も有する。制御部２３は、そのようにして得た歪み補償後の入力信号、ピーク値、及び出力信号を組として、歪みモデルを計算する。

　続いて、図１５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理について説明する。図１５は、本発明の第２の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。なお、図９及び図１０に示す処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。

　制御部２３は、制御パラメータを計算する過程で計算した歪み補償後の入力信号に基づいて、ピーク区間及びピーク値ａｉを検出する（Ｓ９）。制御部２３は、時間ｉにおける入力信号から計算した歪み補償後の入力信号から複素信号ｘｉを計算するとともに、時間ｉにおける入力信号が歪み補償後に増幅された出力信号から複素信号ｙｉを計算する。制御部２３は、このようにして得られた、入力信号の複素信号ｘｉ、ピーク値ａｉ、及び出力信号ｙｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶装置に記憶する。そして、制御部２３は、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ１０）。ここでは、例えば、それまでに蓄積された全ての実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する。これによって、歪みモデルの係数が計算される。この後は、制御部２３は、計算した新たな歪みモデルに基づいて、歪みを補償する。

　なお、このように歪みモデルを更新するタイミングは、任意のタイミングを設定するようにしてもよい。例えば、実測値の組が追加で所定の数蓄積される毎に歪みモデルを再計算するようにしてもよい。また、歪みモデルの計算に用いる実測値の組の総数を予め定めておき、新たな実測値の組を蓄積する毎に最も古い実測値の組から削除していくようにしてもよい。そのようにすることで、増幅器１０の歪特性の経年変化に追従したより適切な歪みモデルの計算が可能となる。

　また、プリディストータ１４及び制御部１３を、第１の実施の形態における歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、本実施の形態のように歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。

　以上に説明したように、本実施の形態によれば、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイムに実行することが可能であるため、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。
本発明の第４の実施の形態．
　続いて、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態では、第３の実施の形態と同様に、歪み補償及び歪みモデルの生成を並列して同時に実行する場合について説明する。ただし、本実施の形態では、プリディストータ１４によって実際に歪み補償された入力信号に基づいて、歪みモデルを計算する点が実施の形態３と異なる。

　図１６を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる送信装置３について説明する。図１６は、本発明の第４の実施の形態にかかる送信装置３の構成を示すブロック図である。なお、図１６において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。ただし、第４の実施の形態においては、歪み補償後の入力信号が、プリディストータ１４から、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６の他に、第三のピーク検出部１１ｃ及び制御部２４にも出力される。

　第４の実施の形態にかかる送信装置３は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、さらに第三のピーク検出部１１ｃを有し、制御部１３に代えて制御部２４を有する点が異なる。

　第三のピーク検出部１１ｃは、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第三のピーク検出部１１ｃは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を制御部２４に出力する。

　制御部２４は、制御部１３と同様に、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、歪みモデルを使用して制御パラメータを計算し、入力信号の歪みを補償する。そして、本実施の形態では、制御部２４は、歪みモデルを計算するために、プリディストータ１４から出力された歪み補償後の入力信号と、第三のピーク検出部１１ｃから出力されたピーク値を使用する。つまり、制御部２４は、歪みモデルの計算方法については、制御部１３と同様であるが、計算に用いる入力信号及びピーク値の取得方法が異なる。

　続いて、図１７を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理について説明する。図１７は、本発明の第４の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。なお、図９及び図１０に示す処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。

　第三のピーク検出部１１ｃは、プリディストータ１４から出力された歪み補償後の入力信号のエンベロープのピーク区間及びピーク値を検出する（Ｓ１１）。第三のピーク検出部１１ｃは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部２４に出力する。

　制御部２４は、歪み補償後の入力信号から算出した複素信号ｘｉ、増幅器１０から出力された出力信号から算出した複素信号ｙｉ、及び第三のピーク検出部１１ｃから出力されたピーク値ａｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶する。そして、制御部２４は、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ１２）。ここでは、例えば、それまでに蓄積された全ての実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する。これによって、歪みモデルの係数が計算される。この後は、制御部２３は、計算した新たな歪みモデルに基づいて、歪みを補償する。

　なお、本実施の形態においても、第３の実施の形態と同様に、歪みモデルを更新するタイミングを任意のタイミングとしてもよく、新たな実測値の組を蓄積する毎に古い実測値の組を削除する毎に削除するようにしてもよい。また、歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。

　以上に説明したように、本実施の形態によれば、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイムに実行することが可能であるため、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。さらに、本実施の形態では、プリディストータ１４によって実際に歪み補償された入力信号に基づいて、歪みモデルを計算するようにしているため、より正確な歪みモデルを計算することが可能となる。
本発明の第５の実施の形態．
　続いて、本発明の第５の実施の形態について説明する。本実施の形態では、第４の実施の形態と同様に、歪み補償及び歪みモデルの生成を並列して同時に実行する場合について説明する。ただし、本実施の形態では、第三のピーク検出部１１ｃを新たに設けず、第二のピーク検出部１１ｂが検出したピーク値を流用して、歪みモデルを計算する点が実施の形態４と異なる。

　図１８を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる送信装置４について説明する。図１８は、本発明の第５の実施の形態にかかる送信装置４の構成を示すブロック図である。なお、図１８において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。ただし、第４の実施の形態においては、歪み補償後の入力信号が、プリディストータ１４から、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６の他に、制御部２４にも出力される。また、ピーク区間及びピーク値を示す情報が、第二のピーク検出部１１ｂから、電源変調部１２の他に、制御部２４にも出力される。

　制御部２４の動作については、第４の実施の形態の制御部２４と同様である。ただし、歪みモデルの計算に用いるピーク値が、第三のピーク検出部１１ｃに代えて第二のピーク検出部１１ｂから入力される点が異なる。よって、本発明の第５の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理については、図１９に示すように、第三のピーク検出部１１ｃに代えて第二のピーク検出部１１ｂから入力されるピーク値を用いて、歪みモデルを計算する点以外は、第４の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。

　なお、本実施の形態においても、第４の実施の形態と同様に、歪みモデルを更新するタイミングを任意のタイミングとしてもよく、新たな実測値の組を蓄積する毎に古い実測値の組を削除する毎に削除するようにしてもよい。また、歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。

　以上に説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態４と同様に、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となり、より正確な歪みモデルを計算することが可能となる。さらに、本実施の形態によれば、第三のピーク検出部１１ｃが不要となるため、回路規模の増加を抑制することができる。

　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

　第一のピーク検出部１１ａは、制御部１３に含んで構成することも可能である。同様に第二のピーク検出部１１ｂは電源変調部１２、２２に含まれていてもよく、第三のピーク検出部１１ｃが制御部２４に含まれていてもよい。遅延部１４１をプリディストータ１４と分離してもよく、遅延部１２１、２２１を電源変調部１２、２２と分離してもよい。

　本実施の形態では、第一のピーク検出部１１ａ、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ、第三のピーク検出部１１ｃ、及び電源変調部１２、２２のそれぞれにおいて、入力信号からエンベロープを抽出するようにしているが、これに限られない。例えば、第一のピーク検出部１１ａの前段、第三のピーク検出部１１ｃの前段、並びに、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ及び電源変調部１２、２２の前段のそれぞれに、入力信号からエンベロープを抽出するエンベロープディテクターを有するようにしてもよい。この場合、各エンベロープディテクターのそれぞれは、抽出したエンベロープを第一のピーク検出部１１ａ、並びに、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ、第三のピーク検出部１１ｃ及び電源変調部１２、２２のそれぞれに出力するようにすればよい。

　本実施の形態では、入力信号の複素信号、出力信号の複素信号、及びピーク値を使用する歪みモデルについて例示したが、これに限られない。例えば、入力信号の複素信号及び出力信号の複素信号のみを使用する歪みモデルを適用するようにしてもよい。言い換えると、入力信号と出力信号のみで増幅器１０の歪み特性を算出して、入力信号のみから歪み補償後の入力信号を計算するようにしてもよい。このようにしたとしても、ピーク区間ごとでは、低速化前後でのエンベロープの相関関係は保たれているため、特許文献１、２及び非特許文献１に開示の方式と比較して、より適切な歪み補償を行うことができる。ただし、好ましくは、本実施の形態のように、ピーク値も使用した歪み補正を行うとよい。その理由は、既に本実施の形態の説明で述べているが、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪みも補償することができるため、より適切な歪み補償を行うことができるからである。

　本実施の形態では、１つのピーク値のみが含まれる谷から谷までの区間をピーク区間としているが、これに限られない。例えば、複数のピーク値を含む谷から谷までの区間を、ピーク区間としてもよい。この場合、ピーク区間に含まれるピーク値のうち、最も大きいピーク値を使用するようにすればよい。図７を参照して一例について説明すると、ピーク区間９１、９２を１つのピーク区間とし、ピーク区間９３、９４を１つのピーク区間としてもよい。この場合、ピーク区間９１、９１からなるピーク区間は、そのうちで最も大きいピーク値に応じた直線８２を適用するようにすればよい。また、ピーク区間９３、９４からなるピーク区間は、そのうちで最も大きいピーク値に応じた直線８３を適用するようにすればよい。その理由は、そのようにしても、低速化前後でのエンベロープの相関関係は保たれるからである。

　しかしながら、この場合、ピーク区間９１におけるエンベロープは、直線８４によって低速化されることになるが、直線８１によって低速化したほうが電力効率は良くなる。したがって、好ましくは、本実施の形態において説明したように、１つのピーク値のみが含まれる谷から谷までの区間を、ピーク区間とするとよい。同様に、ピーク区間は、谷から谷までとしなくてもよい。その場合であっても、ピーク区間のうち、最も大きいピーク値に応じた直線で、エンベロープを低速化すれば、相関関係は保たれるからである。

　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

　この出願は、２０１１年８月２３日に出願された日本出願２０１１－１８１４９３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (10)

1. 　入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅器と、
   　前記入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化して出力する低速化部と、
   　前記低速化部から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して前記増幅器に供給する電源部と、
   　前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正して前記増幅器及び前記低速化部に出力する歪み補償部と、を備え、
   　前記低速化部は、
   　時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する低速化ピーク検出手段と、
   　前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する傾き設定手段と、を有する、
   　歪補償増幅装置。
2. 　前記歪み補償部は、
   　前記入力信号からエンベロープ信号を抽出するエンベロープ抽出手段と、
   　前記複数の分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最大ピーク値を検出する歪み補償ピーク検出手段と、を有し、
   　前記歪み補償部は、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに加えて、さらに当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値のそれぞれに基づいて、前記入力信号を補正する、
   　請求項１に記載の歪補償増幅装置。
3. 　前記複数の分割区間は、第１の分割区間と、当該第１の分割区間に隣接する第２の分割区間とを含み、
   　前記傾き設定手段は、前記第１の分割区間と前記第２の分割区間の境界におけるＹ軸の値が、当該第１の分割区間及び当該第２の分割区間のそれぞれで異なる場合、それぞれの値が同一となるように、当該第１の分割区間の傾き及び当該第２の分割区間の傾きのうち、少なくとも１つを補正する、
   　請求項１又は２に記載の歪補償増幅装置。
4. 　前記傾き決定手段は、前記分割区間の最大ピーク値から当該分割区間の両端のそれぞれまでの区間ごとに別々に、当該分割区間の傾きを補正した傾きを設定する請求項３に記載の歪補償増幅装置。
5. 　前記歪み補償部は、
   　前記入力信号から抽出される入力特徴量と、当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値と、当該入力信号が増幅された出力信号から抽出される出力特徴量を変数とする、前記増幅器の歪みをモデル化した歪みモデルの係数を、前記入力信号及びそれに対応する最大ピーク値及び出力信号に基づいて算出する算出手段と、
   　前記算出した係数を適用した歪みモデルに基づいて、前記入力信号と、当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値から、前記補正後の入力信号を決定する決定手段と、を有する、
   　請求項２に記載の歪補償増幅装置。
6. 　前記算出手段は、前記補正後の入力信号から抽出される入力特徴量と、当該補正後の入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値とに基づいて前記歪みモデルの係数を算出する請求項５に記載の歪補償増幅装置。
7. 　前記算出手段は、前記低速化ピーク検出手段によって前記補正後の入力信号から抽出されたエンベロープ信号から検出された最大ピーク値に基づいて前記歪みモデルの係数を算出する請求項６に記載の歪補償増幅装置。
8. 　前記分割区間は、前記エンベロープ信号の谷から谷までの区間である請求項１乃至７のいずれか１項に記載の歪補償増幅装置。
9. 　前記分割区間は、１つのピーク値を含む請求項８に記載の歪補償増幅装置。
10. 　入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化する低速化ステップと、
    　前記低速化されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して増幅器に供給する電源供給ステップと、
    　前記増幅器が、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅ステップと、
    　前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正する歪み補償ステップと、を備え、
    　前記低速化ステップは、
    　時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出するステップと、
    　前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定するステップと、を有する、
    　歪補償増幅方法。

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