JP2011097249A - 増幅器及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化を抑制できる増幅器及びその制御方法を提供する。
【解決手段】被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、被増幅信号の振幅成分を増幅しＲＦアンプに電源として供給する電源変調器とを有する増幅器に、電源変調器の出力信号の振幅に応じて電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって電源変調器の電源を切り替える電源回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は高周波信号を増幅するための増幅器及びその制御方法に関する。

図２１は背景技術の増幅器の構成例を示すブロック図である。

一般に、高周波信号を増幅するためのＲＦアンプ１０２７には、図２１に示すように直流電源１０１９から一定の直流電圧が供給される。ＲＦアンプ１０２７は、該直流電圧を電源に用いて入力された高周波信号（被増幅信号）を増幅する。

図２２は図２１に示したＲＦアンプの構成例を示す回路図である。

図２２に示すように、ＲＦアンプ１０２７には、例えばソースが接地され、ドレインにインダクタ１０１７を介して直流電圧が供給される電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１０１６が用いられる。被増幅信号はＦＥＴ１０１６のゲートに入力され、増幅後の信号はＦＥＴ１０１６のドレインから出力される。図２２に示す回路のＲＦアンプ１０２７は、一般にＡＢ級増幅器と呼ばれる。図２２では、ＦＥＴ１０１６のドレインにインダクタ１０１７を介して直流電圧が供給される構成例を示しているが、インダクタ１０１７に代えて抵抗素子や伝送線路を用いてもよい。

図２３は、図２１に示したＲＦアンプ１０２７の出力信号の包絡線１１０５と直流電源１０１９から供給される電源電圧１１０６の関係を示している。

図２３に示すように、図２１に示した背景技術の増幅器（ＲＦアンプ１０２７）では、直流電源１０１９から供給される電源電圧１１０６が一定であり、ＲＦアンプ１０２７の出力信号の振幅(出力信号の包絡線１１０５の振幅と等しい)が小さい場合、その電圧差に応じた電力がＲＦアンプ１０２７の内部で消費される。そのため、図２１に示す背景技術の増幅器は電力効率が低いという問題がある。

このような問題を解決する技術として、図２４に示すエンベロープトラッキング増幅器（ＥＴ増幅器）が知られている。

図２４に示すように、ＥＴ増幅器は、被増幅信号から抽出された、該被増幅信号の包絡線を結んだ振幅成分（ＡＭ（Amplitude Modulation）成分）を増幅する電源変調器１０１８を備え、電源変調器１０１８の出力電圧を電源に用いてＲＦアンプ１０２７により被増幅信号を増幅する。

例えば、被増幅信号が位相成分（ＰＭ（Phase Modulation）成分）と振幅成分（ＡＭ成分）とを含む変調波信号である場合、電源変調器１０１８にはエンベロープデテクタ（包絡線検出器：不図示）を用いて変調波信号から抽出された振幅成分（ＡＭ成分）の信号が入力され、ＲＦアンプ１０２７には被増幅信号である変調波信号が入力される。

なお、被増幅信号の振幅成分（ＡＭ成分）は、エンベロープデテクタを用いて抽出する構成に限定されるものではなく、例えば被増幅信号をベースバンド部より入手できる場合は、該ベースバンド部より入手した信号を処理する信号処理部によって被増幅信号のＡＭ成分が抽出される構成もある。

図２５は、図２４に示したＥＴ増幅器の出力信号の包絡線１１０８とＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧１１０７の関係を示している。

図２５に示すように、ＥＴ増幅器では、ＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧１１０７がＥＴ増幅器の出力信号の包絡線１１０８と同様に変化し、出力信号の振幅(出力信号の包絡線１１０８と等しいが小さければ電源電圧１１０７も低くなり、出力信号が大きければ電源電圧１１０７も高くなる。したがって、ＥＴ増幅器では、出力信号の包絡線１１０８と電源電圧１１０７との差が小さく、ＲＦアンプ１０２７の内部で消費する電力が低減して電力効率が向上する。

なお、図２４に示したＥＴ増幅器において、ＲＦアンプ１０２７への入力信号は位相成分（ＰＭ成分）と振幅成分（ＡＭ成分）とを含む変調波信号である場合を考えているが、該入力信号は位相成分（ＰＭ成分）のみでもよい。位相成分（ＰＭ成分）のみを入力する場合を、一般にポーラ変調型増幅器と呼び、振幅成分（ＡＭ成分）と位相成分（ＰＭ成分）両方を入力する場合をエンベロープトラッキング型増幅器と呼ぶ。本明細書では、ＲＦアンプ１０２７の入力信号にＡＭ成分が含まれているか否かによる影響がほとんどないため、どちらもエンベロープトラッキング増幅器（ＥＴ増幅器）と呼ぶものとする。

ところで、ＥＴ増幅器全体の電力効率は、ＲＦアンプ１０２７の電力効率と電源変調器１０１８の電力効率の積に等しいため、ＥＴ増幅器全体の電力効率を向上させるためには電源変調器１０１８の電力効率も向上させる必要がある。そのため、電源変調器１０１８には、通常、電力効率が高いデジタル増幅器が用いられる。そのような電源変調器１０１８の回路例を図２６に示す。

図２６に示すように、背景技術の電源変調器１０１８は、線形アンプ１０２１、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５及び低域通過フィルタ１０２６を備えている。

線形アンプ１０２１の出力と電源変調器１０１８の出力とは抵抗素子１０２３を介して接続されている。

線形アンプ１０２１には被増幅信号のＡＭ成分が入力される。

比較器１０２２は、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。

スイッチングアンプ１０２５は、ゲートドライバ１０２４から出力される信号を増幅し、低域通過フィルタ１０２６にパルス状の信号を出力する。スイッチングアンプ１０２５は、大きな電流を出力できる点を除けば、ゲートドライバ１０２４と同様にインバータとして動作するため、スイッチングアンプ１０２５の出力信号は比較器１０２２の出力信号と同じになる。

低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５の出力信号を平滑化し、ＲＦアンプ１０２７の電源電圧として出力する。このような構成の電源変調器１０１８により、ＲＦアンプ１０２７には、被増幅信号のＡＭ成分と同じ波形の電源電圧が供給される。

一般に、図２６に示すような電源変調器１０１８として用いるデジタル増幅器の電力効率は、７０〜９０％程度であり、比較的高い電力効率が得られる。しかしながら、図２６に示すような電源変調器１０１８では、パルス状の信号を低域通過フィルタ１０２６でフィルタリングすることでＲＦアンプ１０２７に供給する電源波形を生成するため、出力振幅に依存しない一定の量子化雑音が発生し、これが歪の要因になるという問題がある。

図２７は、図２４に示したＥＴ増幅器における、出力パワーとＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）歪との関係を示すグラフである。

通常、ＲＦアンプ１０２７がＡＢ級で動作している場合、その出力信号に現れる歪は出力パワーに比例し、出力パワーが小さければ小さく、出力パワーが大きければ大きくなる。

一方、ＥＴ増幅器では、上述したように入出力パワーに依存しない一定の量子化雑音が発生するが、この量子化雑音は、電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合は、ほとんど問題になることはない。しかしながら、入力パワーが小さいと相対的に雑音成分が大きくなり、図２７に示すようにＡＣＰＲ歪も増大する。このようなＥＴ増幅器の問題を解決する手法が、例えば特許文献１で提案されている。

図２８は、特許文献１に記載されたＥＴ増幅器の構成を簡易に示したブロック図である。

特許文献１に記載されたＥＴ増幅器は、ＲＦアンプ１０２７、電源変調器１０１８及び電源選択スイッチＳ２を備え、電源変調器１０１８の出力電圧が所定のレベル以下のとき、電源選択スイッチＳ２によりＲＦアンプ１０２７に供給する電源電圧を一定の電圧に切り替える構成である。

特許文献１では、ＥＴ増幅器に対する入力信号が小さい場合に、ＲＦアンプ１０２７に供給する電源電圧を一定の電圧に切り替え、ＲＦアンプ１０２７をＡＢ級で動作させることで歪を低減している。

特表２００６-５１８９５５号公報

上述したように、背景技術のＥＴ増幅器では入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪が大きくなるという問題がある。

一方、特許文献１に記載されたＥＴ増幅器は、入力信号が小さいときの出力信号の歪を低減できるが、ＲＦアンプに供給する電源電圧を切り替えるためのスイッチが大型になり、コストが増大する問題がある。

特許文献１のＥＴ増幅器が備えるスイッチは、消費電流が比較的大きいＲＦアンプへ供給する電源を切り替えるために、インピーダンスが非常に小さく、かつ寄生容量を小さくする必要がある。このような条件を満たすスイッチをシリコンデバイスで実現するのは困難であり、該スイッチにはＧａＡｓやＳＯＩ（Silicon-On-Insulator）等を用いる必要がある。また、スイッチに要求される抵抗値や最大通過電力等の条件を満たすには、スイッチを非常に大きな面積で形成する必要がある。そのため、スイッチが大型となり、コストが増大してしまう。

本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化を抑制できる増幅器及びその制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の増幅器は、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有する。

または、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有する。

一方、本発明の増幅器の制御方法は、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える方法である。

または、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える方法である。

本発明によれば、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化が抑制された増幅器が得られる。

第１の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。 図１に示した線形アンプの他の構成例を示す回路図である。 図１に示した比較器が備える特性例を示す模式図である。 図１に示したスイッチングアンプの一構成例を示す回路図である。 図１に示したスイッチングアンプの他の構成例を示す回路図である。 図１に示したゲートドライバの一構成例を示す回路図である。 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。 図１に示した増幅器の要部の電圧波形または電流波形の一例を示す波形図である。 図１に示した低域通過フィルタの一構成例を示す回路図である。 図１に示した低域通過フィルタの他の構成例を示す回路図である。 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の一例を示すグラフである。 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の他の例を示すグラフである。 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の他の例を示すグラフである。 図１に示した増幅器の具体例を示す回路図である。 図１に示した振幅検知回路及び電源回路の一構成例を示す回路図である。 図１７に示したピーク検知回路の一構成例を示す回路図である。 図１７に示した振幅検知回路及び電源回路の動作例を示す波形図である。 第２の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。 背景技術の増幅器の構成例を示すブロック図である。 図２１に示したＲＦアンプの構成例を示す回路図である。 図２１に示したＲＦアンプの出力信号と直流電源から供給される電源電圧の関係を示す波形図である。 背景技術の増幅器の他の構成例を示すブロック図である。 図２４に示した増幅器の出力信号とＲＦアンプに供給される電源電圧の関係を示す波形図である。 図２４に示した増幅器が備える電源変調器の構成例を示す回路図である。 図２４に示した増幅器における出力パワーとＡＣＰＲ歪との関係を示すグラフである。 特許文献１に記載された増幅器の構成を簡易に示したブロック図である。

次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図１は第１の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。

図１に示すように、第１の実施の形態の増幅器は、ＲＦアンプ１０２７、電源変調器１０１８、抵抗素子１０２３、振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９を備えた構成である。

電源変調器１０１８は、背景技術と同様に、線形アンプ１０２１、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５及び低域通過フィルタ１０２６を備えている。線形アンプ１０２１の出力と電源変調器１０１８の出力とは抵抗素子１０２３を介して接続されている。

ＲＦアンプ１０２７には、例えば図２２に示した背景技術のＲＦアンプ１０２７と同様の回路が用いられる。

線形アンプ１０２１には、例えば周知のオペアンプを用いることができる。図１では、線形アンプ１０２１の出力信号をその負入力端子に帰還することで、線形アンプ１０２１をボルテージフォロワとして用いる例を示しているが、線形アンプ１０２１は、例えば図２に示すように所要の利得を有していてもよい。図２に示す線形アンプ１０２１の利得は、抵抗素子１０３０の値をＲ１とし、抵抗素子１０３１の値をＲ２とした場合、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍となる。なお、被増幅信号のＡＭ成分を供給する信号供給源が、比較器１０２２や抵抗素子１０２３等を動作させるのに十分な電流供給能力を備えている場合、線形アンプ１０２１は無くてもよい。

比較器１０２２は、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。比較器１０２２には、例えば図３に示すようにヒステリシス特性を備えた回路を用いることが好ましい。このようなヒステリシス特性を備えた比較器１０２２を用いることで、ノイズ等による誤動作が防止される。

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２から出力されるパルス状の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。

スイッチングアンプ１０２５は、ＲＦアンプ１０２７の電源となるため、例えばゲート幅が広く、比較的大きな電流を出力できるｐＭＯＳトランジスタ１０３２及びｎＭＯＳトランジスタ１０３３を備えた回路（図４参照）、あるいはｐＭＯＳトランジスタ１０３２及びダイオード１０３４を備えた回路（図５参照）が用いられる。一般に、スイッチングアンプ１０２５のように大電流を出力する回路は、入力インピーダンスが小さく、入力容量が大きい傾向がある。そのため、比較器１０２２の出力信号をスイッチングアンプ１０２５に入力しても、スイッチングアンプ１０２５を駆動できずに正常に動作しない場合がある。ゲートドライバ１０２４は、このような問題を回避するために設けたものであり、図６及び図７に示すように１段のインバータ１０３５、あるいは図８に示すように直列に接続された複数のインバータ１０３５で構成される。

ゲートドライバ１０２４には、スイッチングアンプ１０２５が備えるｐＭＯＳトランジスタ１０３２とｎＭＯＳトランジスタ１０３３によるオン／オフの切り替え時に電源から接地電位へ流れる貫通電流を低減するため、ｐＭＯＳトランジスタやｎＭＯＳトランジスタがオンするタイミングを調整するための、例えば図９に示す２つのインバータ１０３５、論理積回路１０３６及び論理和回路１０３７で構成される遅延回路を備えていてもよい。ゲートドライバ１０２４は、スイッチングアンプ１０２５を駆動するのに十分な駆動能力を備えていればよく、図６〜図９に示す回路に限定されるものではない。なお、比較器１０２２がスイッチングアンプ１０２５を駆動するのに十分な電流供給能力を備えている場合、ゲートドライバ１０２４は無くてもよい。

スイッチングアンプ１０２５の出力信号は、図１０の１１０２で示すようにパルス状の信号であり、低域通過フィルタ１０２６は、このパルス状の信号１１０２を平滑化して、ＲＦアンプ１０２７に電源電圧として供給する。

低域通過フィルタ１０２６は、例えば図１１や図１２に示すように、インダクタ１０３８やキャパシタ１０３９を用いて構成できる。低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５から出力されるパルス状の信号を平滑化できれば、図１１や図１２に示す回路に限定されるものではない。

電源回路１０２９は、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に電源電圧を供給する回路である。

振幅検知回路１０２８は、低域通過フィルタ１０２６の出力信号から被増幅信号の振幅を検出し、該被増幅信号の振幅に基づき、電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替えるための制御信号を出力する。比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧は、全て制御してもよく、いずれか一つを制御してもよい。

振幅検知回路１０２８は、少なくとも１つのしきい値電圧を生成するための直流電圧源を備え、該しきい値電圧と被増幅信号の振幅値とを比較し、該比較結果を示す制御信号により電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替える。この振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９による電源電圧の制御例を図１３〜図１５に示す。

図１３は、被増幅信号の振幅値（入力振幅）が所定のしきい値電圧以下の場合に電源電圧（出力電源振幅）を０Ｖに切り替える例である。図１４は、被増幅信号の振幅値（入力振幅）に応じて電源電圧（出力電源振幅）を５段階に切り替える例である。このとき、しきい値電圧の近傍における頻繁な電源電圧の切り替えを防止するため、例えば図１５に示すように電源電圧（出力電源振幅）の切り替えにヒステリシス特性を持たせてもよい。

本実施形態の増幅器では、被増幅信号の振幅値が小さいとき、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧が低くなり、被増幅信号の振幅値が大きいとき、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧が高くなるように制御すればよく、ヒステリシス特性の有無、電源電圧の切り替え段数及びしきい値電圧は任意に設定すればよい。また、電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧の制御はそれぞれ同一でもよく、異なっていてもよい。

なお、電源電圧の頻繁な切り替えを防止する方法としては、上述した電源電圧の切り替えにヒステリシス特性を持たせる方法以外に、例えば予め設定した所定期間毎に被増幅信号の振幅値を保存し、該振幅値の最大値または平均値と上記しきい値電圧とを比較することで電源電圧を選択する方法がある。

次に、第１の実施の形態の増幅器の動作について図面を用いて説明する。

図１６は図１に示した増幅器の具体例を示す回路図である。

図１６に示す増幅器は、ゲートドライバ１０２４に図７に示した回路を用い、スイッチングアンプに図４に示した回路を用い、低域通過フィルタに図１１に示した回路を用いた構成である。また、電源回路１０２９は、振幅検知回路１０２８の制御により、比較器１０２２に供給する電源電圧を２段階に切り替え、ゲートドライバ１０２４に供給する電源電圧を３段階に切り替え、スイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を４段階に切り替える構成である。

線形アンプ１０２１には被増幅信号のＡＭ成分が入力される。また、ＲＦアンプ１０２７には、ＰＭ成分を含む被増幅信号またはＰＭ成分とＡＭ成分を含む被増幅信号が入力される。

比較器１０２２は、抵抗素子１０２３の両端に発生する、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。

スイッチングアンプ１０２５は、ゲートドライバ１０２４から出力される信号を増幅し、低域通過フィルタ１０２６にパルス状の信号を出力する。スイッチングアンプ１０２５は、大きな電流を出力できる点を除けば、ゲートドライバ１０２４と同様にインバータとして動作するため、スイッチングアンプ１０２５の出力信号は比較器１０２２の出力信号と同様に図１０の１１０２で示したパルス状の信号となる。

低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５の出力信号を平滑化し、ＲＦアンプ１０２７の電源電圧として出力する。

一般に、被増幅信号のＡＭ成分の周波数領域では、低域通過フィルタ１０２６のインピーダンスよりも抵抗素子１０２３のインピーダンスが十分に小さいため、低域通過フィルタ１０２６の出力電圧は線形アンプ１０２１の出力電圧とほぼ等しくなる。また、ＲＦアンプ１０２７にはスイッチングアンプ１０２５から図１０の１１０３で示すような電源電流が供給されため、線形アンプ１０２１からＲＦアンプ１０２７に電源電流を供給する必要はなく、線形アンプ１０２１の消費電流は図１０の１１０４で示すように少なくて済む。

以上説明したＥＴ増幅器としての動作に加えて、本実施形態の増幅器では、電源変調器１０１８が備える比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を制御する。

一般に、スイッチング動作する回路は、電源電圧を下げても正常に動作する。したがって、スイッチング動作する比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を下げてもこれらの回路は正常に動作する。このように電源電圧を下げれば、図１０の１１０２で示したパルス状の信号振幅が抑制され、パルス状の電圧変化に対する電流変化をより緩やかにできる。これは、出力信号の歪の源となるノイズが小さくなることを意味する。

ここで、被増幅信号のＡＭ成分が小さい場合、スイッチング動作する比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧は０Ｖにしてもよい。その場合、電源変調器１０１８ではアナログ増幅器である線形アンプ１０２１のみ動作するため、電源変調器１０１８の消費電力が抑制される。また、電源変調器１０１８で発生する量子化雑音が低減され、ＡＢ級増幅器とほぼ同じ程度まで歪の発生を抑制できる。

次に図１に示した振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９の具体例について図面を用いて説明する。

図１７は図１に示した振幅検知回路及び電源回路の一構成例を示す回路図である。図１８は、図１７に示したピーク検知回路の一構成例を示す回路図であり、図１９は、図１７に示した振幅検知回路及び電源回路の動作例を示す波形図である。なお、図１７は、電源電圧を４段階に切り替えるための振幅検知回路及び電源回路の構成例を示している。

図１７に示すように、振幅検知回路１０２８は、比較器（図１７では比較器１０４１〜１０４３）と、比較器の出力信号から振幅検知回路１０２８に入力される信号の振幅を検出するピーク検知回路１０４４〜１０４６とを有する構成である。電源回路１０２９は、直流電圧源１０５１と、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を選択するスイッチ回路１０５２と、振幅検知回路１０２８の出力信号に基づいてスイッチ回路１０５２の動作を制御する論理回路１０５３とを有する構成である。なお、論理回路１０５３は振幅検知回路１０２８に備えていてもよい。

振幅検知回路１０２８は、しきい値電圧として用いる直流電圧Ｖ_DC1、Ｖ_DC2及びＶ_DC3を生成する不図示の電圧源を備え、比較器１０４１〜１０４３は、直流電圧Ｖ_DC1、Ｖ_DC2及びＶ_DC3と、振幅検知回路１０２８に入力される信号の振幅電圧とを比較し、その比較結果を出力する。なお、直流電圧Ｖ_DC1、Ｖ_DC2及びＶ_DC3は、Ｖ_DC1＜Ｖ_DC2＜Ｖ_DC3の関係にあるものとする。

この場合、例えば、入力信号の振幅電圧ＶがＶ_DC1より高く、Ｖ_DC2より低いとき、比較器１０４１〜１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。

また、入力信号の振幅電圧ＶがＶ_DC2より高く、Ｖ_DC3より低いとき、比較器１０４１はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、比較器１０４２及び比較器１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。

また、入力信号の振幅電圧ＶがＶ_DC3より高いとき、比較器１０４１及び比較器１０４２はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、比較器１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。

比較器１０４１〜１０４３の出力電圧Ｖ１〜Ｖ３は、直流電圧Ｖ_DC1、Ｖ_DC2及びＶ_DC3と振幅検知回路１０２８に入力される信号の瞬時電圧との比較結果を示し、振幅検知回路１０２８に入力される信号（交流信号）のピーク値を示すものではない。そこで、図１７に示す振幅検知回路１０２８は、ピーク検知回路１０４４〜１０４６を備え、振幅検知回路１０２８に入力される信号のピーク値に応じた比較結果を出力する。

ピーク検知回路１０４４〜１０４６は、比較器１０４１〜１０４３の出力電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の値から振幅検知回路１０２８に入力された信号のピークを検知し、その検知結果を出力する。

電源回路１０２９が備える論理回路１０５３は、ピーク検知回路１０４４〜１０４６の出力信号にしたがってスイッチ回路１０５２を動作させる。

論理回路１０５３は、例えば振幅検知回路１０２８の入力信号の振幅電圧Ｖ（ピーク値）が、Ｖ＜Ｖ_DC1の時はＶ０ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、Ｖ_DC1＜Ｖ＜Ｖ_DC2の時はＶ１ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、Ｖ_DC2＜Ｖ＜Ｖ_DC3の時はＶ２ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、Ｖ_DC3＜Ｖの時はＶ３ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力することで、電源変調器１０１８が備える比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に電力を供給する電源を選択する。

スイッチ回路１０５２は、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に直流電圧を供給する電圧源を切り替えるための回路である。

図１８に示すように、ピーク検知回路１０４４は、入出力端子が直列に接続された複数のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）と、各Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の出力信号の論理和を出力する論理和回路とを備えている。ピーク検知回路１０４５及び１０４６も同様の構成である。

初段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）には、比較器１０４１、１０４２または１０４３の出力電圧Ｖ１、Ｖ２またはＶ３が入力される。

Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）は、Ｖ１、Ｖ２またはＶ３がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルになると、例えばクロック（ＣＬＫ）の立ち上がりに同期して入力信号の値を保持して出力する。このとき、複数のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）は、その出力端子が次段の入力端子に接続されることで直列に接続されているため、各Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）からはクロックに同期して順次ハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力される。そのため、論理和回路からは、初段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力されてから、最終段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力されるまで、出力信号がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルで維持される。

ここで、振幅検知回路１０２８の入力信号の１周期と、クロック（ＣＬＫ）の周期Ｔ_CLK×Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数とが一致していれば、ハイ（Ｈｉｇｈ）レベルとなったＶ１、Ｖ２またはＶ３に対応するピーク検知回路１０４４、１０４５または１０４６からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力される。

例えば、図１９に示すように、振幅検知回路１０２８の入力信号の信号振幅ＶがＶ_DC3を超えた場合、比較器１０４３の出力電圧Ｖ３がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルになり、論理回路１０５３の出力信号Ｖ３ａがハイ（Ｈｉｇｈ）レベルで維持される。

なお、上述したように、ピーク検知回路１０４４〜１０４６による入力信号の振幅電圧Ｖ（ピーク値）の検知が可能になるには、振幅検知回路１０２８の入力信号の１周期とクロック（ＣＬＫ）の周期Ｔ_CLK×Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数とが一致していればよく、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数は、図１８のピーク検知回路１０４４〜１０４６で例示した８個に限定されるものではない。

また、図１７では、直流電圧源１０５１に複数の電圧源を備えた構成例を示しているが、電圧源に代えて電流原を用いることも可能である。電流源を用いる場合は、負荷（比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５）の電流容量に応じて電流を供給する電流源の数を増やせばよい。その場合、ピーク検知回路１０４４〜１０４６の出力信号でスイッチ回路１０５２の各スイッチを駆動することも可能である。すなわち、電源回路１０２９に電流源を備える構成では、図１７に示すような論理回路１０５３を省略することが可能である。

また、図１７では、スイッチ回路１０５２にＳＰＳＴ（Single Pole Single throw）型のスイッチを備える構成例を示しているが、ＳＰｎＴ（Single Pole n throw：ｎは電源の個数）型のスイッチを用いることも可能である。また、スイッチには、半導体スイッチ、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチ、リレー回路等を用いてもよい。

また、図１７では、電源回路１０２９に備えるスイッチ回路１０５２が各電圧源で生成された直流電圧のいずれかを負荷に供給する構成例を示しているが、図１６に示したように、スイッチ回路１０５２には負荷を接地電位と接続する構成を含んでいてもよい。

また、図１７では、直流電圧源１０５１に備える各電圧源が、接地電位を基準にして直流電圧を生成する構成例を示しているが、各電圧源は、例えばＲＦアンプ１０２７に供給する最大の電源電位を基準に、それよりも低い直流電圧を生成する構成であってもよい。

本実施形態の増幅器によれば、電源変調器１０１８の入力信号の振幅が小さいとき、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電源電圧を下げることで、またはオフすることで量子化雑音が低減するため、ＲＦアンプ１０２７の出力信号に現れる歪が低減する。

また、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電源電圧を下げることで、またはオフすることで、電源変調器１０１８の消費電力が低減する。そのため、増幅器全体の消費電力も低減する。

さらに、振幅検知回路１０２８に、シュミットトリガー回路に代表される比較回路１０４１〜１０４４を用いればシリコン基板上に作成することが可能であり、直流電圧源１０５１を制御するためのスイッチ回路１０５２も、消費電力がＲＦアンプ１０２７に比べて少ない電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電圧源や電流源を切り替えるために用いるため、特許文献１のように大きな面積を必要としない。

したがって、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化が抑制された増幅器が得られる。
（第２の実施の形態）
図２０は第２の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。

図２０に示すように、第２の実施の形態の増幅器は、被増幅信号のＡＭ成分を振幅検知回路１０２８に入力し、該ＡＭ成分のレベルに基づいて電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替える構成である。その他の構成は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

電源変調器１０１８は、被増幅信号のＡＭ成分を線形増幅する回路であり、電源変調器１０１８の入力信号と出力信号とはほぼ比例関係にある。また、仮に比例関係になくても、電源変調器１０１８の入力信号の振幅と出力信号の振幅とは１：１の関係にあるため、振幅検知回路１０２８に被増幅信号のＡＭ成分を入力しても第１の実施の形態の増幅器と同様に動作する。

したがって、第２の実施の形態の増幅器も第１の実施の形態と同様の効果が得られる。

なお、上述した第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、線形アンプ１０２１の負入力端子にその出力信号を帰還する構成例を示しているが、線形アンプ１０２１の負入力端子には電源変調器１０１８の出力信号を帰還させてもよい。その場合、抵抗素子１０２３が線形アンプ１０２１の帰還ループ内に含まれるため、ＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧の波形が被増幅信号のＡＭ成分により比例するようになる。

１０１６ ＦＥＴ
１０１７、１０３８ インダクタ
１０１８ 電源変調器
１０１９ 直流電源
１０２１ 線形アンプ
１０２２、１０４１〜１０４３ 比較器
１０２３、１０３０、１０３１ 抵抗素子
１０２４ ゲートドライバ
１０２５ スイッチングアンプ
１０２６ 低域通過フィルタ
１０２７ ＲＦアンプ
１０２８ 振幅検知回路
１０２９ 電源回路
１０３２ ｐＭＯＳトランジスタ
１０３３ ｎＭＯＳトランジスタ
１０３４ ダイオード
１０３５ インバータ
１０３６ 論理積回路
１０３７ 論理和回路
１０３９ キャパシタ
１０４４〜１０４６ ピーク検知回路
１０５１ 直流電圧源
１０５２ スイッチ回路
１０５３ 論理回路

Claims (15)

1. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
   前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
   を有する増幅器であって、
   前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
   前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
   を有する増幅器。
2. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
   前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
   を有する増幅器であって、
   前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
   前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
   を有する増幅器。
3. 前記電源変調器は、
   前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
   前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
   前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
   を有する請求項１または２記載の増幅器。
4. 前記比較器がヒステリシス特性を有する請求項３記載の増幅器。
5. 前記電源変調器は、
   前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバを有し、
   前記ゲートドライバは、
   前記スイッチングアンプによるオン／オフの切り替え時に電源から接地電位へ流れる貫通電流を低減するため遅延回路を備える請求項３または４記載の増幅器。
6. 前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えに、該電源のオフを含む請求項３から５のいずれか１項記載の増幅器。
7. 前記電源回路は、
   前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する請求項３から６のいずれか１項記載の増幅器。
8. 前記振幅検知回路は、
   予め設定された所定の期間毎に前記被増幅信号の振幅成分の値を保存し、該振幅成分の値の最大値または平均値としきい値電圧とを比較することで前記電源変調器の電源を選択する請求項１から７のいずれか１項記載の増幅器。
9. 前記電圧源は、
   接地電位を基準に異なる直流電圧を生成する請求項１から８のいずれか１項記載の増幅器。
10. 前記電圧源は、
    前記ＲＦアンプに供給する最大の電源電位を基準に、それよりも低い異なる直流電圧を生成する請求項１から９のいずれか１項記載の増幅器。
11. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
    前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
    を有する増幅器の制御方法であって、
    前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
    前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える増幅器の制御方法。
12. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
    前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
    を有する増幅器の制御方法であって、
    前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
    前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える増幅器の制御方法。
13. 予め設定された所定の期間毎に前記被増幅信号の振幅成分の値を保存し、該振幅成分の値の最大値または平均値としきい値電圧とを比較することで前記電源変調器の電源を選択する請求項１１または１２記載の増幅器の制御方法。
14. 前記電源変調器が、
    前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
    前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
    前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
    前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
    を備え、
    前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えに、該電源のオフを含む請求項１１から１３のいずれか１項記載の増幅器の制御方法。
15. 前記電源変調器が、
    前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
    前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
    前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
    前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
    を備え、
    前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する請求項１１から１４のいずれか１項記載の増幅器の制御方法。

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