WO2013021973A1

WO2013021973A1 - 受信装置、受信方法、及び受信プログラム

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Publication number: WO2013021973A1
Application number: PCT/JP2012/070010
Authority: WO
Inventors: 和彦府川; 鈴木　博; 聡須山; 良太山田; 貴司吉本; 岡本　直樹
Original assignee: Sharp Corp; Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Sharp Corp; Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2011-08-10
Filing date: 2012-08-06
Publication date: 2013-02-14
Anticipated expiration: 2014-02-10
Also published as: US20140192936A1; US9008211B2; JP2013038676A; JP5854694B2

Abstract

　チャネルの空間相関が高くなった場合の性能劣化を軽減できる受信装置、受信方法、及び受信プログラムを提供する。　送信信号候補探索部３０１は、ＭＩＭＯ信号検出において受信性能が劣化する方向に送信信号を探索する。送信信号候補生成部３０２で、チャネルの空間相関による劣化を抑えながら送信信号候補を生成する。判定部３０３では、送信信号候補生成部３０２で生成された送信信号候補を用いて最尤系列を求める。最尤系列は、メトリックを計算し、メトリックが最小となる送信信号候補として求められる。

Description

受信装置、受信方法、及び受信プログラム

　本発明は、ＭＩＭＯ伝送によって通信を行う受信装置、受信方法、及び受信プログラムに関する。

　近年の無線通信の分野では、複数の送受信アンテナを用い、周波数帯域幅を広げずに高速伝送が可能なＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送が多くのシステムで採用されている。一般に、ＭＩＭＯ伝送では、複数のデータストリームを同一周波数を用いて伝送するため、受信装置でＭＩＭＯ信号検出が必要となる。

　ＭＩＭＯ信号検出技術の中で、最適な検出技術として最尤検出（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）がある。これは全ての送信信号候補のうち、尤度関数を最大にするものを検出する技術である。送信信号候補は変調方式のコンスタレーション数や送信ストリーム数に従って指数関数的に増大するため、ＭＬＤは計算量が非常に多くなるという問題がある。

　非特許文献１には、効率的に送信信号候補を削減することでＭＬＤの計算量を削減する技術が記載されている。非特許文献１では、伝送特性は良くないが計算量が非常に少ない線形検出であるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）検出が誤る要因である雑音強調の方向に送信信号候補を探索することで、ＭＬＤからの性能劣化を抑えながらも計算量を大幅に低減している。

Liming Zheng, Kazuhiko Fukawa, Hiroshi Suzuki, Satoshi Suyama, "Near-Optimal Siganl Detection in Noise Enhancement Subspace for Spatially Correlated MIMO Channels", 電子情報通信学会総合大会B-5-46、2011年3月。

　しかしながら、非特許文献１に記載の技術は、ＭＩＭＯチャネルの空間相関が高くなった場合、受信性能が著しく劣化してしまうという問題がある。

　本発明は、このような事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯチャネルの空間相関が高くなった場合の性能劣化を軽減できる受信装置、受信方法、及び受信プログラムを提供するものである。

　本発明は、ＭＩＭＯ伝送によって通信を行なう受信装置であって、雑音強調を考慮して送信信号候補の探索を行う送信信号候補探索部と、前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、生成された前記送信信号候補を用いて最尤系列を求める判定部と、を備えることを特徴とする。

　前記送信信号候補生成部は、変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う第１のシフト・スケーリング部と、基底変換行列を乗算して基底変換を行う基底変換部と、整数値に丸める量子化部と、前記基底変換部の逆操作を行う基底逆変換部と、前記第１のシフト・スケーリング部の逆操作を行って前記送信信号候補を生成する第２のシフト・スケーリング部と、を備えることを特徴とする。

　また、前記送信信号候補生成部は、基底変換行列を乗算して基底変換を行う基底変換部と、変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う第１のシフト・スケーリング部と、整数値に丸める量子化部と、前記第１のシフト・スケーリング部の逆操作を行う第２のシフト・スケーリング部と、前記基底変換部の逆操作を行って前記送信信号候補を生成する基底逆変換部と、を備えることを特徴とする。

　これら前記送信信号候補生成部は、拡張したチャネル行列及び受信信号を用いて前記送信信号候補を生成することを特徴とする。

　また、前記送信信号候補探索部は、雑音強調及びＩＱ平面で表現される任意の位置を考慮して送信信号候補の探索を行うことを特徴とする。

　また、前記送信信号候補探索部は、雑音強調及び変調方式を考慮して送信信号候補の探索を行うことを特徴とする。

　また、前記送信信号候補探索部は、線形検出結果のうち、一部の信号に対しては対応する送信信号候補の探索を行い、残りの信号は硬判定して出力することを特徴とする。
　ここで、この前記送信信号候補生成部は、前記一部の信号に対応するチャネルを用いて送信信号候補を生成することを特徴とする。

　また、前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関に基づいて空間相関の影響を抑圧するか否かの選択を行なう候補選択部をさらに備えることを特徴とする。

　前記候補選択部は、空間相関の影響を抑圧しない信号を量子化して送信信号候補を生成し、前記判定部は、前記送信信号候補生成部が生成した送信信号候補、及び、前記候補選択部が生成した送信信号候補を用いて最尤系列を求めることを特徴とする。

　また、前記受信装置は、誤り訂正復号を行なう復号部をさらに備え、前記判定部は、前記最尤系列のビット対数尤度比を求め、前記復号部は、前記最尤系列のビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行なうことを特徴とする。

　さらに前記判定部は、前記送信信号候補及び前記復号後のビット対数尤度比から前記最尤系列のビット対数尤度比を求めることを特徴とする。

　また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送によって通信を行なう受信装置における受信方法であって、雑音強調を考慮して送信信号候補の探索を行なう送信信号候補探索過程と、前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を生成する送信信号候補生成過程と、生成された前記送信信号候補から最尤系列を求める判定過程と、を有することを特徴とする。

　また、本発明は、コンピュータに、前記受信方法の各過程を実行させるための受信プログラムである。

　このように本発明は、信号探索の後段にＭＩＭＯチャネルの空間相関による劣化を抑圧する処理を行って、送信信号候補を生成しているので、チャネルの空間相関が高くなった場合でも、その性能劣化を抑えることができる。

第１の実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態における信号検出部の概略ブロック図である。第１の実施形態における送信信号候補生成部３０２の概略ブロック図である。第１の実施形態におけるシフト及びスケーリング操作を説明するための図である。第１の実施形態の受信処理のフローチャートである。第４の実施形態における信号検出部の概略ブロック図である。第４の実施形態における受信処理のフローチャートである。第５の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。第５の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。第５の実施形態における信号検出部の概略ブロック図である。第６の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。第６の実施形態における信号検出部の概略ブロック図である。第６の実施形態の受信処理のフローチャートである。第１の実施形態の変形例におけるブロックの順序を変更した送信信号候補生成部の概略ブロック図である。第２の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。

　以下、図面を用いて本発明の詳細を説明していく。
　以下の実施形態では送信アンテナ数をＮＴ本、受信アンテナ数をＮＲ本とする。また、送信データストリームは各送信アンテナから送信されるものとして、つまりデータストリーム数と送信アンテナ数は等しいものと説明するが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数よりも少ない複数のデータストリームが送信される場合も本発明に含まれる。

　（第１の実施形態）
　図１は、本実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。
　送信装置は、変調部１０１－１～１０１－ＮＴ、パイロット信号生成部１０２、マッピング部１０３、無線送信部１０４－１～１０４－ＮＴを備える。

　変調部は１０１－１～１０１－ＮＴは、送信ビットをＰＳＫ（位相変調：Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）といった変調シンボルにマッピングする。パイロット信号生成部１０２は、送受信装置で既知の信号であるパイロット信号を生成する。マッピング部１０３は変調シンボル及びパイロット信号をリソースに配置する。ここでリソースとは周波数及び時間で定義される領域であるが、本実施形態では狭帯域伝送における適用例を示すため、本実施形態におけるリソースとは時間を示す。マッピング部１０３の出力は、無線送信部１０４－１～１０４－ＮＴでデジタル・アナログ変換、波形整形、周波数変換等を行ない、ＮＴ本の送信アンテナ（図示せず）から送信される。

　図２は、本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
　受信装置は、無線受信部２０１－１～２０１－ＮＲ、チャネル推定部２０２、信号検出部２０３を備える。

　ＮＲ本の受信アンテナ（図示せず）で受信された受信波は、無線受信部２０１－１～２０１－ＮＲで周波数変換、フィルタリング、アナログ・デジタル変換され、受信信号として出力される。チャネル推定部２０２は、パイロット信号を用いてチャネル推定を行ってチャネル推定値を求める。信号検出部２０３は受信信号及びチャネル推定値を用いて送信ビットを検出する。

　図３は、信号検出部２０３ａの概略ブロック図である。
　信号検出部２０３ａは、送信信号候補探索部３０１、送信信号候補生成部３０２、判定部３０３を備える。送信信号候補探索部３０１は、ＭＩＭＯ信号検出において受信性能が劣化する方向に送信信号を探索する。例えば、線形検出技術のであるＺＦ（Zero Forcing）検出やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）検出の場合、雑音強調の方向に送信信号候補を探索する。従来技術では送信信号候補探索部３０１の出力を量子化して送信信号候補を求めていたが、本発明では、送信信号候補生成部３０２で、チャネルの空間相関による劣化を抑えながら送信信号候補を生成する。判定部３０３では、送信信号候補生成部３０２で生成された送信信号候補を用いて最尤系列を求める。最尤系列は、メトリックを計算し、メトリックが最小となる送信信号候補が求められる。例えば受信信号を式（１）と表すと、メトリックは式（２）のように求められる。

　ただし、ｙはＮＲ次元受信信号ベクトル、ＨはＮＲ行ＮＴ列チャネル行列、ｓはＮＴ次元送信信号ベクトル、ｎはＮＲ次元雑音ベクトル、Ｈ＾はＮＲ行ＮＴ列チャネル推定値、ｓ_ｂはビット系列ｂ＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］で決めるＮＴ次元送信信号候補ベクトルである。なお、Ｎは変調方式のコンスタレーション数をＭとすると、Ｎ＝ｌｏｇ_２Ｍである。

　ＭＭＳＥ検出を用いた場合の送信信号候補探索部３０１の詳細を、数式を用いて説明する。ＭＭＳＥ検出は次のようなＮＲ行ＮＴ列の重み行列を用いる。

　ただし、上付きのＨは複素共役転置行列、σ_ｎ ^２は平均雑音電力、Ｉ_ＮＴはＮＴ行ＮＴ列の単位行列を表す。ここで、行列Ｐはσ_ｎ ^２Ｐが誤差の共分散行列となるＮＴ行ＮＴ列のエルミート行列である。雑音強調を考慮して送信信号の探索を行なうために、Ｐの固有値分解を次式のように行なう。

　ただし、ＶはＮＴ行ＮＴ列のユニタリ行列、Ｄは固有値λ１～λＮＴを対角要素にもつ対角行列である。なお、固有値の大きさはλ１≧λ２≧・・・≧λＮＴであるとする。また、Ｐが正定値行列のため、固有値は全て正、即ちλＮＴ＞０である。値の大きい固有値が性能劣化を引き起こすと考えられる。このとき探索後の信号ｓ＾_ｉｎｉｔは次式のように求めることができる。

　ただし、ｘ＾はＭＭＳＥ検出後の信号である。また、Ｎｐは１≦Ｎｐ≦ＮＴであり、信号候補探索で考慮する固有値の数を表し、ｖ_ｋは行列Ｖの第ｋ列ベクトルであり、（Ａ）_ｋはベクトルＡの第ｋ要素を表す。また、ｂ（ｍ）は変調シンボルの１つを表す。このため、１≦ｍ≦Ｍであるので、ｂ（ｍ）はＭ通り存在する。ｓ＾_ｉｎｉｔはＭ×ＮＴ通り存在するため、ｘ＾も加えるとＭ×ＮＴ＋１個の信号を得ることができる。なお、ａ＾（ｍ，ｋ）は式（８）のように変調方式のコンスタレーションを考慮して求める代わりにａ＾（ｍ，ｋ）の各要素をランダムな変数に設定することもできる。これにより変調方式のコンスタレーションではなく、IQ平面で表現される任意の位置を考慮することができる。なお、IQ平面は、横軸にI軸（同相（in　phase）軸）、縦軸にQ軸（直交（quadrature　phase）軸）を持つ平面である。ランダムな変数は例えば平均零、分散σ_ｎ ^２の複素ガウス分布に従う確率変数として設定することができる。ランダムな変数を用いる場合、ｓ＾_ｉｎｉｔの個数はＭ×ＮＴ＋１以上にすることも可能であるし、Ｍ×ＮＴ＋１以下にすることも可能である。ｓ＾_ｉｎｉｔの個数は、減らせば演算量を削減でき、増やせばビット誤り率など受信性能を向上させることができる。探索した信号を量子化すると送信信号候補が得られるが、チャネルの空間相関が高い場合、正しい送信信号が送信信号候補に含まれる確率が低くなってしまう。そのため、送信信号候補生成部３０２でチャネルの空間相関の影響を抑えながら送信信号候補を生成する。

　送信信号候補生成部３０２の詳細を、数式を用いて説明する。
　送信信号候補生成部３０２では、ＬＲ（格子基底縮小：Lattice Reduction）に基づいて空間相関による劣化を抑圧する。ＬＲは、チャネル行列Ｈの基底を直交に近い状態に変換することで、チャネル行列ＨをＭＩＭＯ分離しやすい形に変換する。ＮＴ行ＮＴ列の基底変換行列をＴとすると、Ｈ’＝Ｈ＾Ｔを用いることになる。なお、行列Ｔは、各要素の実部、虚部が共に整数となる複素数で、｜ｄｅｔ（Ｔ）｜＝１となるユニモジュラ行列（unimodular matrix）である。行列Ｔは、例えば、公知技術であるＬＬＬ（Lenstra, Lenstra, Lovasz）アルゴリズム等を用いて求めることができる。なお、ｄｅｔ（・）は行列式を表す。式（３）において、Ｈ＾をＨ’に置換した重み行列をＷ’とする。ＬＲによるＭＭＳＥ検出は、Ｗ’を用いて次式のように行われる。

　式（１２）より、Ｗ’を用いてＭＭＳＥ検出するものと、Ｗを用いてＭＭＳＥ検出したものに変換行列の逆行列Ｔ^－１を左から乗算するものは、近似的に等価である。このことを利用すると、送信信号候補探索部３０１はＭＭＳＥ検出結果を起点とし線形操作を行っているので、送信信号候補生成部３０２は、Ｔを用いてチャネルの空間相関の影響を軽減して送信信号候補を求めることができる。なお、ＺＦ検出の場合も同様である。

　図４は、送信信号候補生成部３０２の概略ブロック図である。
　送信信号候補生成部３０２は、第１のシフト・スケーリング部４０１、基底変換部４０２、量子化部４０３、基底逆変換部４０４、第２のシフト・スケーリング部４０５を備える。

　第１のシフト・スケーリング部４０１は、後段の量子化部４０３での量子化が単純な四捨五入ですむように信号のシフト及びスケーリングを行なう。詳細は後述する。基底変換部４０２は、上述のような行列Ｔを用いてＨの基底変換を行なう。量子化部４０３では、基底変換部４０２の出力を量子化する。量子化は整数値に丸めれば良い。基底逆変換部４０４は基底変換部４０２で行った基底変換の逆変換を行なう。第２のシフト・スケーリング部４０５は第１のシフト・スケーリング部４０１の逆操作を行なう。第２のシフト・スケーリング部４０５の出力は送信信号候補となる。

　送信信号候補生成部３０２の詳細を数式を用いて説明する。
　図５はシフト及びスケーリング操作を説明するための図である。図中の黒丸はそれぞれ変調シンボルを表している。また、αを隣接変調シンボル間の距離、βを基準点からのシフトを表すとする。変調方式にＱＡＭを用いた場合、αとβには次のような関係がある。

　ただし、ｊは虚数単位で、ｊ^２＝－１である。図５はＱＰＳＫ（４ＱＡＭ）の場合である。
　従って、変調シンボルベクトルｓは次のように表すことができる。

　なお、ベクトルｃは各要素が１＋ｊのＮＴ次元ベクトル、ベクトルｓ^－は基準点を要素に持つＮＴ次元ベクトルであり、その要素は、実部と虚部でそれぞれ式（１５）のどれかの値をもつ。

　例えばＱＰＳＫ（４ＱＡＭ）の場合、Ｍ＝４、であるので、式（１５）は［－１、０］となる。従って、ｓ^－の要素は

となる。

　送信信号候補探索部３０１の出力の（ｍ，ｋ）番目をｓ＾_ｉｎｉｔ（ｍ，ｋ）とする。第１のシフト・スケーリング部４０１は、後段の量子化が容易になるように式（１４）を利用して次式のようにシフト及びスケーリングする。

　基底変換部４０２は、シフト・スケーリング後の信号ｓ＾’_ｉｎｉｔ（ｍ，ｋ）に対し、次式のように変換行列を乗算することで、ＭＩＭＯチャネルの基底を変換する。

　量子化部４０３は、基底変換後の信号の実部、虚部をそれぞれ整数値に丸めることで量子化を行なう。

　なお、Ｑ（）は量子化を表す。基底逆変換部４０４は、量子化後の信号に対し、式（１９）のように基底変換部４０２の逆操作を行なう。

　第２のシフト・スケーリング部４０５は式（２０）のように第１のシフト・スケーリング部４０１の逆操作を行なう。

　求められたｓ＾（ｍ，ｋ）は１つの送信信号候補となる。ＭＭＳＥ検出後の信号ｘ＾に加えて、全てのｍ，ｋについてｓ＾（ｍ，ｋ）を求めれば、探索した全ての送信信号候補を求められる。求められた送信信号候補は、判定部で式（２）が最小となる送信信号候補のが求められる。

　図６は、本実施形態の受信処理のフローチャートである。
　ステップｓ６０１では、送信信号候補探索部３０１がＭＭＳＥの検出結果を起点とし、雑音強調を考慮して送信信号候補を探索し、送信信号候補生成部３０２に送る。ステップｓ６０２では、送信信号候補生成部３０２の第１のシフト・スケーリング部４０１が、量子化できるように変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う。ステップｓ６０３では、基底変換部４０２が基底変換行列によりチャネル行列の基底変換を行う。ステップｓ６０４では、量子化部４０３が、整数値に近似するような量子化を行う。ステップｓ６０５では、基底逆変換部４０４がステップｓ６０３で行われた基底変換の逆処理を行う。ステップｓ６０６では、第２のシフト・スケーリング部４０５が、ステップｓ６０２の逆処理を行って送信信号候補を求める。ステップｓ６０７では、判定部３０３が送信信号候補を用いてメトリックを計算し、最尤系列を求めて出力する。

　このように、第１の実施形態では、送信信号候補の探索後、チャネルの空間相関の影響を抑圧してから、量子化し、送信信号候補を求めるようにした。具体的には、格子基底縮小に基づいて空間相関の影響を軽減した。これにより、送信装置で送信された送信信号が、送信信号候補に残る確率が上がるため、受信性能が向上する。

　なお、上記第１の実施形態で説明した送信信号探索技術に限らず、線形操作と量子化を行なう方式であれば、本発明を適用することができる。

　（第１の実施形態の変形例）
　上記第１の実施形態で図４を用いて説明した送信信号候補生成部３０２は、ブロックの順序を変更しても等価な信号を生成することができる。図１５はブロックの順序を変更した送信信号候補生成部３０２の概略ブロック図である。送信信号候補生成部３０２は基底変換部２００１、第１のシフト・スケーリング部２００２、量子化部２００３、第２のシフト・スケーリング部２００４、基底逆変換部２００５を備える。基底変換部２００１では送信信号候補探索部３０１の出力に対し、基底変換行列Ｔを用いてチャネルの基底変換を行う。第１のシフト・スケーリング部２００２は、後段の量子化部２００３での量子化が単純な四捨五入ですむように信号のシフト及びスケーリングを行う。量子化部２００３は第１のシフト・スケーリング部２００２の出力を実部、虚部のそれぞれを整数値に丸めるような量子化を行う。第２のシフト・スケーリング部２００４は、第１のシフト・スケーリング部２００２で行われたシフト及びスケーリングの逆操作を行う。基底逆変換部２００５は基底変換部２００１で行われた基底変換の逆変換を行う。数式を用いて詳細説明する。
　基底変換部２００１は次式のように基底変換を行う。

　第１のシフト・スケーリング部２００２は、次式のようにシフト及びスケーリングを行う。

　ここで、式（Ａ２）で得られるｓ_Ｔ’（ｍ，ｋ）と式（１７）で得られるｓ_Ｔ’（ｍ，ｋ）は等価となる。
　量子化部２００３は、ｓ_Ｔ’（ｍ，ｋ）の実部、虚部をそれぞれ整数値に丸めることで量子化を行う。

　第２のシフト・スケーリング部２００４では、第１のシフト・スケーリング部２００２で行われたシフト及びスケーリングの逆操作が次式のように行われる。

　基底逆変換部２００５では、基底変換部２００１で行われた基底変換の逆変換が次式のように行われ、送信信号候補が生成される。

　ここで、式（Ａ５）で得られる送信信号候補と式（２０）で得られる送信信号候補は等価となる。

　なお、基底変換部２００１と第１のシフト・スケーリング部２００２の入れ替え、及び、第２のシフト・スケーリング部２００４と基底逆変換部２００５の入れ替えは独立に行うことができる。

　（第２の実施形態）
　本実施形態と第１の実施形態の違いは図２の信号検出部２０３であるので、その他の説明は省略する。図１６は本実施形態における信号検出部２０３の構成を示すブロック図である。信号検出部２０３は、送信信号候補探索部２１０１、送信信号候補生成部２１０２、判定部２１０３を備える。送信信号候補探索部２１０１は、第１の実施形態の図３で説明した送信信号候補探索部３０１とは異なり、ＭＭＳＥ検出後の信号ｘ＾の要素のうち、一部の要素のみ送信信号探索を行う。ＭＭＳＥ検出後の信号ｘ＾の誤差が小さい場合には、ｘ＾のある要素を硬判定してもよい。ＭＭＳＥ検出の誤差は式（４）のＰの対角要素に比例するので、例えばＰの対角要素を用いることができる。今、Ｐの第（ｉ，ｉ）（１≦ｉ≦ＮＴ）要素Ｐ（ｉ，ｉ）が小さいとする。ＭＭＳＥ検出後の信号ｘ＾の第ｉ要素を硬判定した結果をｓ_ｅ（ｉ）とし、Ｈ＾の第ｉ列ベクトルをｈ＾_ｉとする。式（１）を変形し、ｓ_ｅ（ｉ）の成分を差し引くと

となり、このｙ’をｙの代わりに用いることができる。またＨ＾の代わりに、Ｈ＾からｈ＾_ｉを抜いたＮＲ行ＮＴ－１列のチャネル行列Ｈ＾_ｉを用いれば、送信アンテナ数が実質ＮＴ－１になり、第ｉ要素以外の送信信号を検出することと等価になる。このようにすれば、送信信号候補探索部２１０１は第ｉ要素以外の送信信号を探索するようにでき、探索にかかる演算量を削減することができる。なお、第ｉ要素は判定値ｓ_ｅ（ｉ）として判定部２１０３に出力する。送信信号候補生成部２１０２は、第ｉ要素以外の送信信号に対してシフト及びスケーリング、量子化の操作を行う。具体的には、基底変換行列はＨ＾ではなくＨ＾_ｉから求め、ＮＴ－１行ＮＴ－１列の基底変換行列を用いる。判定部２１０３は、ｙ’、Ｈ＾_ｉ、及び、送信信号候補生成部２１０２で得られた送信信号候補を用いてメトリックを計算し、メトリックが最小となる送信信号候補を求め、送信信号候補探索部２１０１から得られた判定値ｓ_ｅ（ｉ）と合わせて出力する。

　なお、ここではＰの対角要素のうち、小さいものが１つある場合について説明したが、本発明はこれに限らず、複数の場合も同様に適用できる。

　また、ＭＭＳＥ検出後の信号の要素のうち、誤差が小さいかどうかを判断するには、システムが要求する通信品質（ビットやパケットの誤り率など）を満たせるかどうかで判断することができる。例えば、所要品質が満たせるＳＮＲ（信号電力対雑音電力比：Signal to Noise Power Ratio）をｎ（真値）としたとき、σ_ｎ ^２Ｐ（ｉ，ｉ）＜１／ｎとなった要素を硬判定すればよい。なお、ｎは変調方式によって変えてもよい。

　また、ＭＭＳＥ検出後の信号の誤差が小さいかどうかを判断するには、ＭＭＳＥ検出後の信号を軟判定して得られるビット対数尤度比を用いることができる。ビット単位で判断する場合は、ビット対数尤度比の絶対値が大きいもの、例えば、ビット対数尤度比をλとすると、ｔａｎｈ（｜λ｜）が１に近似できる値かどうかを判断すれば良い。ｔａｎｈ（）は双曲線正接関数である。ｘ＾の要素単位で判断する場合は、その要素を軟判定して得られるビット対数尤度比が全て大きいと判断されれば、その要素を硬判定すればよい。

　このように上記本実施形態では、（準）最尤検出を行う信号サイズを小さくするようにした。このため、送信信号候補探索部２１０１～判定部２１０３における演算量を削減することができる。

　（第３の実施形態）
　第１の実施形態では、推定したチャネル行列Ｈ＾を用いて送信信号候補を生成していた。本実施形態では、図２の信号検出部２０３ａで次式のようにＨ＾及び受信信号ｙを拡張したものを用いる。

　ただし、０_ＮＴは全ての要素が０のＮＴ次元ベクトルである。このように拡張したチャネル行列及び受信信号を、それぞれＨ＾及びｙに置き換えて第１の実施形態と同様に行なう。このようにすると、基底の直交化がより精度よく行えるので、受信性能が向上する。この拡張したチャネル行列及び受信信号は、以降の実施形態でも用いることができる。

　（第４の実施形態）
　本実施形態は、上記第１の実施形態とは信号検出部２０３が異なるので、その他の説明は省略する。図７は、信号検出部２０３ｂの概略ブロック図である。
　本実施形態の信号検出部２０３ｂは、送信信号候補探索部７０１、候補選択部７０２、送信信号候補生成部７０３、判定部７０４を備える。

　送信信号候補探索部７０１は、第１の実施形態で説明した送信信号候補探索部３０１と同様であるので説明は省略する。候補選択部７０２は、送信信号候補探索部７０１が探索した信号のうち、一部を送信信号候補生成部７０３に出力し、残りの全ての信号、もしくは、残りの一部の信号は量子化して判定部７０４に出力する。送信信号候補生成部７０３は、第１の実施形態と同様に、入力された信号に対し、チャネルの空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を求める。判定部７０４は、候補選択部７０２から得られる送信信号候補と送信信号候補生成部７０３から得られる送信信号候補のうち、メトリックが最小となる送信信号候補を選択して出力する。送信信号候補生成部７０３は、図４の構成と全く同じである。

　候補選択部７０２は、送信信号候補探索部７０１が探索した信号のうち、全てを送信信号候補生成部７０３に出力してもよいし、一部の信号を出力してもよいし、送信信号候補生成部７０３に信号を出力しなくてもよい。信号を出力しない場合は、チャネルの空間相関の影響を抑圧するかどうかの切り替えに相当する。これにより送信信号候補生成部７０３での処理を行わないことで、計算量を低減することができる。また、一部の信号のみチャネルの空間相関の影響を抑圧する場合、残りの信号の全てを判定部７０４に出力する必要はない。これは送信信号候補の数をさらに減らすことで、判定部７０４における計算量を減らすことができる。候補選択部７０２による選択の基準は、チャネルの空間相関に基づいたしきい値を用いることができ、しきい値によってチャネルの空間相関が大きいと判断した場合は、チャネルの空間相関の影響を抑圧する。しきい値によってチャネルの空間相関が小さいと判断した場合は、チャネルの空間相関の影響は抑圧しない。しきい値にはチャネルの空間相関値、送信装置と受信装置の距離、送信アンテナ間隔、受信アンテナ間隔、パスの角度情報などを用いることができる。チャネルの空間相関値は、ある期間に推定したチャネル行列から求めることができる。送信装置と受信装置の距離は、送信電力と受信電力の差から簡易的に求めることができる。

　図８は、本実施形態における受信処理のフローチャートである。
　ステップｓ８０１では、送信信号候補探索部７０１がＭＭＳＥの検出結果を起点として、雑音強調を考慮して送信信号候補を探索する。ステップｓ８０２では、候補選択部７０２が探索した信号のうち、チャネルの空間相関の影響を軽減するかどうかを判断する。軽減しない場合は、ステップｓ８０９で候補選択部７０２により量子化されてステップｓ８０８に移る。ステップｓ８０９における量子化は硬判定を行なう。軽減する場合は、候補選択部７０２が探索した送信信号候補を送信信号候補生成部７０３に送る。ステップｓ８０３では、後段で量子化するために送信信号候補生成部７０３の第１のシフト・スケーリング部４０１が、変調方式に従ってシフト・スケーリングを行なう。ステップｓ８０４では、基底変換部４０２が基底変換を行い、ステップｓ８０５で量子化部４０３が実部、虚部のそれぞれを整数値にまるめる量子化を行なう。ステップｓ８０６では、基底逆変換部４０４がステップｓ８０４の逆変換を行い、ステップｓ８０７では、第２のシフト・スケーリング部４０５が、ステップｓ８０３で行われたシフト、スケーリングを元に戻す。ステップｓ８０８は、判定部７０４がステップｓ８０７やステップｓ８０９で得られた送信信号候補から最尤系列を求めて出力する。

　このように本実施形態では、チャネルの空間相関の影響を抑圧する信号を選択することや、送信信号候補の数をさらに削減することを行った。このため、送信信号候補生成部７０３における計算量や、判定部７０４における計算量を低減することができる。

　（第５の実施形態）
　本実施形態では、誤り訂正符号化した場合の例を説明する。また、本実施形態では、ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に本発明を適用した場合について説明する。なお、ＭＩＭＯ‐ＯＦＤＭは各サブキャリアで狭帯域ＭＩＭＯになるので、第１～４の実施形態をＭＩＭＯ－ＯＦＤＭに適用することは容易にできる。当然、本実施形態を狭帯域ＭＩＭＯに適用することも可能である。

　図９は、本実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。
　送信装置は、符号化部９０１、直列並列変換部９０２、変調部９０３－１～９０３－ＮＴ、パイロット信号生成部９０４、マッピング部９０５－１～９０５－ＮＴ、ＩＦＦＴ部９０６－１～９０６－ＮＴ、ＧＩ挿入部９０７－１～９０７－ＮＴ、無線送信部９０８－１～９０８－ＮＴを備える。

　送信ビットは符号化部９０１で、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号によって符号化され、符号化ビットが求められる。符号化ビットは、直列並列変換部９０２で直列並列変換され、各送信アンテナから送信される系列に分けられる。変調部９０３－１～９０３－ＮＴは分けられた符号化ビットをＰＳＫやＱＡＭなどの変調シンボルにマッピングし、パイロット信号生成部９０４は送受信側で既知の信号であるパイロット信号を生成する。マッピング部９０５－１～９０５－ＮＴは変調シンボルやパイロット信号をリソースに割り当てる。ＯＦＤＭの場合、リソースは時間（ＯＦＤＭシンボルなど）と周波数（サブキャリアなど）で定義されるものとする。マッピング部９０５－１～９０５－ＮＴの出力はそれぞれ、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換：Inverse Fourier Transform）部９０６－１～９０６－ＮＴで周波数時間変換が行われ、ＧＩ（ガードインターバル：Guard Interval）挿入部９０７－１～９０７－ＮＴでガードインターバルが挿入され、無線送信部９０８－１～９０８－ＮＴでデジタル・アナログ変換、波形整形、周波数変換等が行われ、各送信アンテナ（図示せず）から送信される。

　図１０は、本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
　受信装置は、無線受信部１００１－１～１００１－ＮＲ、ＧＩ除去部１００２－１～１００２－ＮＲ、ＦＦＴ（フーリエ変換：Fourier Transform）部１００３－１～１００３－ＮＲ、チャネル推定部１００４、信号検出部１００５、復号部１００６を備える。

　ＮＲ本の受信アンテナ（図示せず）で受信した受信波は、無線受信部１００１－１～１００１－ＮＲで周波数変換、フィルタリング、アナログ・デジタル変換される。そして、ＧＩ除去部１００２－１～１００２－ＮＲでガードインターバルが除去され、ＦＦＴ部１００３－１～１００３－ＮＲで時間周波数変換される。チャネル推定部１００４では、パイロット信号を用いて周波数応答を推定し、チャネル推定値を求める。信号検出部１００５は、各サブキャリアでＭＩＭＯ検出を行い、ビットの信頼度を示すビット対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）を求める。復号部１００６は、誤り訂正復号を行い、送信ビットを求める。

　図１１は、信号検出部１００５の概略ブロック図である。信号検出部１００５は、送信信号候補探索部１１０１、送信信号候補生成部１１０２、判定部１１０３を備える。送信信号候補探索部１１０１、送信信号候補生成部１１０２は第１の実施形態と同様であるので、説明は省略する。判定部１１０３は、送信信号候補を用いて、次式のように軟判定した場合の最尤系列であるビット対数尤度比を求める。

　ただし、λｋ，ｎは第ｋ送信アンテナから送信された変調シンボルの第ｎビットの対数尤度比である。またｓ_ｂはｂ＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］で定める送信信号候補を表す。ｂ^＋はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝１となる集合を表しており、ｂ^＋＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝１，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］である。ｂ^－はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝０となる集合を表しており、ｂ^－＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝０，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］である。従って、λ_ｋ，ｎはｂ^＋を用いて生成される最小メトリックとｂ^－を用いて生成される最小メトリックの差で求められる。

　このように本実施形態では、誤り訂正符号化を行ったため、受信性能を向上させることができる。

　なお、上記第５の実施形態では、符号化ビットを直列並列変換してデータストリームとしていたが、本発明はこれに限らず、ストリーム毎に符号化して符号化ビットを求めても良い。

　（第６の実施形態）
　図１２は、本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。
　受信装置は、無線受信部１２０１－１～１２０１－ＮＲ、ＧＩ除去部１２０２－１～１２０２－ＮＲ、ＦＦＴ（フーリエ変換：Fourier Transform）部１２０３－１～１２０３－ＮＲ、チャネル推定部１２０４、信号検出部１２０５、復号部１２０６を備える。

　本実施形態の受信装置と第５の実施形態の受信装置では、信号検出部１２０５及び復号部１２０６の動作のみ異なるので、その他のブロックの説明は省略する。信号検出部１２０５は復号部１２０６から得られる復号後のビット対数尤度比を利用して、さらに精度よくビット対数尤度比を求める。復号部１２０６は、誤り訂正復号の結果、誤りが検出され、かつ、規定回数の復号が行われていなければ、ビット対数尤度比を信号検出部１２０５に出力する。誤りが検出されない、もしくは、規定回数の復号が行われた場合は、復号の結果得られる送信ビットを出力する。なお、誤りの検出にはＣＲＣ（巡回冗長検査：Cyclic Redundancy Check）を用いることができる。

　図１３は、信号検出部１２０５の概略ブロック図である。
　信号検出部１２０５は、送信信号候補探索部１３０１、送信信号候補生成部１３０２、判定部１３０３を備える。送信信号候補探索部１３０１は、上述の実施形態で説明したのと同様に送信信号候補を探索する。送信信号候補生成部１３０２は、図４の構成と同じで、空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を生成する。判定部１３０３は、復号部１２０６から得られるビット対数尤度比を用いて、次のようにＭＩＭＯ検出後のビット対数尤度比を求める。

　なお、ｐ（ｂ_ｋ，ｎ）は第ｋ送信アンテナから送信された変調シンボルの第ｎビットを表すｂ_ｋ，ｎの生起確率を表す。ｐ（ｂ_ｋ，ｎ）は復号部１２０６から得られるビット対数尤度比から求めることができる。なお、送信信号候補探索部１３０１は、ビット対数尤度比から変調シンボルの期待値を求め、それを起点として送信信号の探索を行っても良い。なお、ビット対数尤度比を用いて送信信号の探索を行う場合、図示はしていないが、送信信号候補探索部１３０１にビット対数尤度比を入力する。また、判定部１３０３でのメトリック計算の結果、メトリックが大きい候補は、次の繰り返し処理における送信信号候補から削除してもよい。なお、既定の復号回数を１に設定した場合は、第５の実施形態と同様になる。

　図１４は、本実施形態の受信処理のフローチャートである。
　ステップｓ１４０１では、送信信号候補探索部１３０１がＭＭＳＥの検出結果を起点とし、雑音強調を考慮して送信信号候補を探索し、結果を送信信号候補生成部１３０２に送る。ステップｓ１４０２では、送信信号候補生成部１３０２の第１のシフト・スケーリング部４０１が、量子化できるように変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う。ステップｓ１４０３では、基底変換部４０２が基底変換行列によりチャネル行列の基底変換を行う。ステップｓ１４０４では、量子化部４０３が、整数値に近似するような量子化を行う。ステップｓ１４０５では、基底逆変換部４０４がステップｓ１４０３で行われた基底変換の逆変換を行う。ステップｓ１４０６では、第２のシフト・スケーリング部４０５が、ステップｓ１４０２の逆処理を行って送信信号候補を求める。ステップｓ１４０７では、判定部１３０３が送信信号候補と復号結果のビット対数尤度比を用いて、軟判定の最尤検出を行う。ステップｓ１４０８では、復号部１２０６が軟判定の最尤検出の結果得られるビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行なう。ステップｓ１４０９では、復号部１２０６が、誤りが未検出か、もしくは、規定回数の復号処理を行ったかを判断し、誤りが検出され、かつ、規定回数の復号処理が行われていない場合は、ステップｓ１４０７に移る。誤りが未検出、もしくは、規定回数の処理を行った場合、復号により得られた送信ビットを出力して受信処理を終了する。

　このように復号結果のビット対数尤度比を用いて軟判定の最尤検出を行なうようにした。このため、ＭＩＭＯ検出の精度をさらに上げることができる。

　なお、本発明に関わる受信装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。

　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的な集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。受信装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。各機能ブロックを集積回路化した場合に、それらを制御する集積回路制御部が付加される。

　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

　以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

２０１　無線受信部
２０２　チャネル推定部
２０３，２０３ａ，２０３ｂ　信号検出部
３０１　送信信号候補探索部
３０２　送信信号候補生成部
３０３　判定部
４０１　第１のシフト・スケーリング部
４０２　基底変換部
４０３　量子化部
４０４　基底逆変換部
４０５　第２のシフト・スケーリング部
７０１　送信信号候補探索部
７０２　候補選択部
７０３　送信信号候補生成部
７０４　判定部
１００１　無線受信部
１００２　ＧＩ除去部
１００３　ＦＦＴ部
１００４　チャネル推定部
１００５　信号検出部
１００６　復号部
１１０１　送信信号候補探索部
１１０２　送信信号候補生成部
１１０３　判定部
１２０１　無線受信部
１２０２　ＧＩ除去部
１２０３　ＦＦＴ部
１２０４　チャネル推定部
１２０５　信号検出部
１２０６　復号部
１３０１　送信信号候補探索部
１３０２　送信信号候補生成部
１３０３　判定部
２００１　基底変換部
２００２　第１のシフト・スケーリング部
２００３　量子化部
２００４　第２のシフト・スケーリング部
２００５　基底逆変換部
２１０１　送信信号候補探索部
２１０２　送信信号候補生成部
２１０３　判定部

Claims

　ＭＩＭＯ伝送によって通信を行なう受信装置であって、
　雑音強調を考慮して送信信号候補の探索を行う送信信号候補探索部と、
　前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、
　生成された前記送信信号候補を用いて最尤系列を求める判定部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
　前記送信信号候補生成部は、
　変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う第１のシフト・スケーリング部と、
　基底変換行列を乗算して基底変換を行う基底変換部と、
　整数値に丸める量子化部と、
　前記基底変換部の逆操作を行う基底逆変換部と、
　前記第１のシフト・スケーリング部の逆操作を行って前記送信信号候補を生成する第２のシフト・スケーリング部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記送信信号候補生成部は、
基底変換行列を乗算して基底変換を行う基底変換部と、
変調方式に基づいてシフト及びスケーリングを行う第１のシフト・スケーリング部と、
整数値に丸める量子化部と、
前記第１のシフト・スケーリング部の逆操作を行う第２のシフト・スケーリング部と、
前記基底変換部の逆操作を行って前記送信信号候補を生成する基底逆変換部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記送信信号候補生成部は、
　拡張したチャネル行列及び受信信号を用いて前記送信信号候補を生成することを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
　前記送信信号候補探索部は、
　雑音強調及びＩＱ平面で表現される任意の位置を考慮して送信信号候補の探索を行うことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記送信信号候補探索部は、
　雑音強調及び変調方式を考慮して送信信号候補の探索を行うことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記送信信号候補探索部は、
　線形検出結果のうち、一部の信号に対しては対応する送信信号候補の探索を行い、残りの信号は硬判定して出力することを特徴とする請求項１に記載に受信装置。
　前記送信信号候補生成部は、
　前記一部の信号に対応するチャネルを用いて送信信号候補を生成することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
　前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関に基づいて空間相関の影響を抑圧するか否かの選択を行なう候補選択部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記候補選択部は、
　空間相関の影響を抑圧しない信号を量子化して送信信号候補を生成し、
　前記判定部は、前記送信信号候補生成部が生成した送信信号候補、及び、前記候補選択部が生成した送信信号候補を用いて最尤系列を求めることを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
　誤り訂正復号を行なう復号部をさらに備え、
　前記判定部は、前記最尤系列のビット対数尤度比を求め、
　前記復号部は、前記最尤系列のビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行なうことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記判定部は、前記送信信号候補及び前記復号後のビット対数尤度比から前記最尤系列のビット対数尤度比を求めることを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
　ＭＩＭＯ伝送によって通信を行なう受信装置における受信方法であって、
　雑音強調を考慮して送信信号候補の探索を行なう送信信号候補探索過程と、
　前記探索した信号に対して、チャネルの空間相関の影響を抑圧して送信信号候補を生成する送信信号候補生成過程と、
　生成された前記送信信号候補から最尤系列を求める判定過程と、
を有することを特徴とする受信方法。
　コンピュータに、請求項１３に記載の受信方法の各過程を実行させるための受信プログラム。