WO2012169303A1 - 受信装置、受信方法、制御プログラムおよび集積回路 - Google Patents

受信装置、受信方法、制御プログラムおよび集積回路 Download PDF

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unit
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paths
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加藤　勝也
貴司 吉本
良太 山田
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Sharp Corp
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    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Definitions

  • the present invention relates to a highly accurate synchronization position determination method for a receiving apparatus.
  • Non-Patent Document 1 describes a method for performing synchronization with high accuracy even when there is a delay path exceeding a guard interval (GI) in OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). .
  • GI Guard interval
  • this method first, autocorrelation is calculated using a received signal, a peak value multiplied by a predetermined value is set as a threshold value, and a path with the minimum delay time exceeding the threshold value is set as a temporary timing.
  • a section having a certain length is set in a region where the delay time is slightly shorter from the position and the delay time is large, and the channel impulse response is estimated for the section.
  • the channel impulse response refers to a propagation path in the time domain.
  • a threshold obtained by multiplying a peak value of the estimated channel impulse response by a predetermined value is determined as a threshold, and a path with the minimum delay time exceeding the threshold is determined as a synchronization position.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an example of estimating the channel impulse response based on the autocorrelation and determining the synchronization position based on the estimated channel impulse response.
  • the upper part represents autocorrelation.
  • the threshold 103 is determined by the peak path 101. Since the path with the minimum delay time exceeding the threshold 103 is the path 105, the path 105 is determined as a temporary timing here.
  • the lower part of FIG. 27 represents the channel impulse response estimated in the search range determined from the position of the path 105.
  • Paths 201 to 215 are paths constituting a channel impulse response, and have a peak path 201. Thereby, the threshold value 217 is determined. Since the path with the minimum delay time exceeding the threshold 217 is the path 203, the synchronization position is determined with the path 203 as the preceding path.
  • Non-Patent Document 1 when the search range becomes very large, such as a system with many subcarriers, the error from the true value of the estimated value increases due to noise enhancement, and the accuracy of the synchronization position deteriorates.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus, a receiving method, a control program, and an integrated circuit capable of determining a synchronization position with high accuracy.
  • the receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus that determines a preceding path position from a received multipath, estimates a channel impulse response using a frequency response estimated value, and determines the fitness between the estimated value and the path.
  • a propagation path adaptability calculation unit that calculates the propagation path adaptability shown for each path, an unnecessary candidate path removal unit that removes candidate paths that cannot improve the propagation path adaptability, and a candidate path that improves the propagation path adaptability
  • a path extraction unit that extracts at least one of the extracted paths, and a synchronization correction determination unit that determines a temporal position of a candidate path with the shortest delay time among the extracted paths as a preceding path position. It is said.
  • the receiving apparatus removes candidate paths that cannot improve the propagation path suitability, extracts at least one candidate path that improves the propagation path suitability as an extraction path, and among the extracted paths, the delay time is the longest. Since the temporal position of the small candidate path is determined as the preceding path position, the path can be selected and estimated, the noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • the receiving apparatus of the present invention further includes a search range determination unit that determines a temporary preceding path position from the received multipath, and determines a search range of the preceding path based on the determined temporary preceding path position. It is characterized by that.
  • the receiving apparatus determines the temporary preceding path position from the received multipath, and determines the search range of the preceding path based on the determined temporary preceding path position, and thus exceeds the guard interval (Guard Interval; GI). Even when there is a delay path, synchronization can be performed with high accuracy.
  • Guard Interval Guard Interval
  • the search range determining unit is characterized in that a position having a delay time smaller than the temporary preceding path position is set as a head of the search range.
  • the receiving apparatus sets the position where the delay time is smaller than the temporary preceding path position as the head of the search range, so that even when there is a delay path exceeding the guard interval (Guard Interval; GI), synchronization can be performed with high accuracy.
  • Guard Interval Guard Interval
  • the search range determination unit is characterized in that a position having a delay time larger than the temporary preceding path position is set as the end of the search range.
  • the receiving apparatus sets the position where the delay time is larger than the temporary preceding path position as the end of the search range, so that even if there is a delay path exceeding the guard interval (Guard Interval; GI), synchronization can be performed with high accuracy.
  • Guard Interval Guard Interval
  • the search range determination unit is characterized in that a position having a delay time larger than the provisional preceding path position by a maximum delay time is set as the end of the search range.
  • the receiving apparatus sets the position where the delay time is larger than the temporary preceding path position by the maximum delay time as the end of the search range, so even if there is a delay path exceeding the guard interval (Guard Interval; GI), Synchronize with accuracy.
  • Guard Interval Guard Interval
  • the receiving apparatus of the present invention is characterized in that an information amount criterion is used as the propagation path adaptability.
  • the receiving apparatus uses the information criterion as the propagation path adaptability, it is possible to select and estimate a path, increase noise and interference reduction effects, and suppress noise enhancement.
  • the information amount criterion is a Bayes information amount criterion.
  • the receiving apparatus can select and estimate the path, increase the noise and interference reduction effect, and suppress noise enhancement.
  • a time-frequency conversion unit that converts a received signal from a time-domain signal to a frequency-domain signal, and propagation in the frequency domain using the frequency-domain received signal and the reference signal
  • a frequency response estimation unit that estimates a frequency response that is a path and outputs a frequency response estimation value
  • the propagation path fitness calculation unit calculates the propagation path fitness using the frequency response estimation value It is characterized by that.
  • the receiving apparatus calculates the channel adaptability using the frequency response estimation value, it can be estimated by selecting a path, noise and interference can be reduced, and noise enhancement can be suppressed.
  • the propagation path fitness calculation unit estimates the channel impulse response using a received signal corresponding to a time at which a reference signal is mapped.
  • the transmitting apparatus since the receiving apparatus estimates the channel impulse response using the received signal corresponding to the time at which the reference signal is mapped, the transmitting apparatus performs single carrier transmission that transmits a continuous signal in the time domain. Then, pilot symbols that are temporally continuous can be inserted, and synchronization correction can be performed using the pilot symbols as reference signals.
  • the receiving apparatus when the receiving apparatus detects that there is no candidate path having a delay time smaller than that of the path having the minimum delay time among the extracted paths, the receiving apparatus determines the preceding path position. It can be estimated, noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • the synchronization correction determination unit determines the preceding path position when there are no candidate paths as a result of removing candidate paths that cannot improve the channel suitability. It is characterized by.
  • the receiving apparatus determines the preceding path position when there are no candidate paths as a result of removing the candidate paths that cannot improve the propagation path adaptability, so that the path can be selected and estimated, and noise and interference can be estimated.
  • the reduction effect increases and noise enhancement can be suppressed.
  • the channel frequency response estimated value configured from the extraction path is converted from a time domain signal to a frequency domain signal, and a frequency response time frequency for outputting the frequency response estimated value is output. It is characterized by including a conversion unit.
  • the receiving apparatus converts the channel impulse response estimated value formed of the extraction path from the time domain signal to the frequency domain signal and outputs the frequency response estimated value, so that the circuit scale can be reduced.
  • a plurality of synchronization units including the propagation path fitness calculation unit, the unnecessary candidate path removal unit, the path extraction unit, and the synchronization correction determination unit, and the synchronization units
  • a propagation path conformity determination unit that determines a path position corresponding to the largest propagation path conformance among the obtained propagation path conformances as a preceding path position.
  • the receiving apparatus determines the path position corresponding to the largest propagation path adaptability among the propagation path adaptability obtained from each synchronization unit as the preceding path position, the synchronization that maximizes the propagation path adaptability is determined.
  • Position and channel impulse response estimates can be employed.
  • a receiving method of the present invention is a receiving method for determining a preceding path position from a received multipath, estimating a channel impulse response using a frequency response estimated value, and calculating the estimated value and the path Extracting at least one candidate path that improves the channel adaptability, calculating a channel adaptability indicating the adaptability for each path, removing a candidate path that cannot improve the channel adaptability It includes at least a step of making an extraction path and a step of determining a temporal position of a candidate path having the shortest delay time among the extraction paths as a preceding path position.
  • the receiving apparatus removes candidate paths that cannot improve the propagation path suitability, extracts at least one candidate path that improves the propagation path suitability as an extraction path, and among the extracted paths, the delay time is the longest. Since the temporal position of the small candidate path is determined as the preceding path position, the path can be selected and estimated, the noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • a control program of the present invention is a control program for a receiving apparatus that determines a preceding path position from a received multipath, and estimates a channel impulse response using a frequency response estimated value, At least one process for calculating a channel adaptability indicating the adaptability to a path for each path, a process for removing candidate paths that cannot improve the channel adaptability, and a candidate path that improves the channel adaptability
  • the receiving apparatus removes candidate paths that cannot improve the propagation path suitability, extracts at least one candidate path that improves the propagation path suitability as an extraction path, and among the extracted paths, the delay time is the longest. Since the temporal position of the small candidate path is determined as the preceding path position, the path can be selected and estimated, the noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • the integrated circuit of the present invention is an integrated circuit that is mounted on a receiving device to cause the receiving device to perform a plurality of functions, and has a function of receiving a multipath and a frequency response estimation value.
  • a channel impulse response is estimated using, a function of calculating a channel adaptation indicating the fitness between the estimated value and the path for each path, a function of removing candidate paths that cannot improve the channel adaptation, and A function of extracting at least one candidate path for improving propagation path adaptability to be an extraction path; a function of determining a temporal position of a candidate path having the smallest delay time among the extracted paths as a preceding path position; It is characterized in that a series of functions described above is caused to be exhibited by the receiving apparatus.
  • the receiving apparatus removes candidate paths that cannot improve the propagation path suitability, extracts at least one candidate path that improves the propagation path suitability as an extraction path, and among the extracted paths, the delay time is the longest. Since the temporal position of the small candidate path is determined as the preceding path position, the path can be selected and estimated, the noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • the synchronization accuracy can be greatly improved.
  • 1 is a schematic block diagram of a transmission device according to a first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the example in which the mapping part 309 maps a pilot symbol and a modulation signal. It is a schematic block diagram which shows the structure of the receiver 401 which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a schematic block diagram which shows the structure of the synchronizer 409 which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows correlation (rho) t used for specifying the position of a preceding path
  • the signal R i, n of the i-th symbol n-th subcarrier is Ne points before the true position.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a path structure when a path position is present between a sampling position of a received signal and a sampling point in the first embodiment of the present invention. It is a schematic block diagram which shows the structure of the receiver 901 which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. It is a schematic block diagram which shows the structure of the synchronizer 903 which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a transmission signal including N subcarriers.
  • Delta f is the 15kHz if LTE (3.9 generation mobile communication system) with the values determined by the system. This signal is transmitted from the transmission side and sent to the reception side through the propagation path.
  • N is the N a may be an integer greater than, but the nature of FFT, to a power of two is common (power of two fastest computable). Since the signal received by the receiver is naturally an analog signal (continuous), filtering and AD conversion are performed so that digital signal processing can be performed.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a state in which an analog reception signal is sampled at a time interval ⁇ t .
  • ⁇ t corresponds to 1 / (N ⁇ f ).
  • the delay time of the delay path is modeled as one that can be handled by an integer multiple of ⁇ t . Therefore, for example, when N is set to 2048 in LTE, the path interval is 0.0326 ⁇ s.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus according to this embodiment is referred to as a transmission apparatus 301.
  • a transmission apparatus 301 includes a pilot generation unit 303, an encoding unit 305, a modulation unit 307, a mapping unit 309, an IFFT unit (also referred to as a frequency time conversion unit) 311, a GI insertion unit 313, a transmission unit 315, and a transmission antenna. 317 and transmit an OFDM signal.
  • Pilot generating section 303 generates a pilot symbol in which the receiving apparatus stores in advance the amplitude value of the waveform (or signal sequence thereof), and outputs the pilot symbol to mapping section 309.
  • the receiving device is referred to as a receiving device 401.
  • Reception apparatus 401 performs propagation path estimation and synchronization using pilot symbols as reference signals.
  • the encoding unit 305 encodes information bits to be transmitted to the reception apparatus 401 using an error correction code such as a convolutional code, a turbo code, and an LDPC (Low Density Parity Check) code, Is generated.
  • the encoding unit 305 outputs the generated encoded bits to the modulation unit 307.
  • the modulation unit 307 modulates the coded bits input from the coding unit 305 using a modulation scheme such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Generate a symbol.
  • Modulation section 307 outputs the generated modulation symbol to mapping section 309.
  • the mapping unit 309 maps the pilot symbols input from the pilot generation unit 303 and the modulation symbols input from the modulation unit 307 to resources (time-frequency bands) based on predetermined mapping information. And the generated frequency domain signal is output to the IFFT unit 311.
  • a resource is a unit in which a modulation symbol is arranged, which is composed of one subcarrier and one later-described FFT interval in a frame transmitted by the transmission apparatus 301.
  • the mapping information is determined by the transmission apparatus 301 and notified from the transmission apparatus 301 to the reception apparatus 401 in advance.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example in which the mapping unit 309 maps pilot symbols and modulated signals.
  • the IFFT unit 311 performs frequency-time conversion on the frequency domain signal input from the mapping unit 309 to generate a time domain signal.
  • a unit time interval for performing IFFT is referred to as an FFT interval.
  • the IFFT unit 311 outputs the generated time domain signal to the GI insertion unit 313.
  • the GI insertion unit 313 adds a guard interval (Guard Interval: GI) for each signal in the FFT interval to the time domain signal input from the IFFT unit 311.
  • GI Guard Interval
  • the guard interval is a known signal or the like using a cyclic prefix (Cyclic Prefix: CP) that is a part of the rear of the signal in the FFT interval, zero padding in which the zero interval continues, Golay code, or the like.
  • CP Cyclic Prefix
  • the GI insertion unit 313 adds such a signal to the front of the signal in the FFT interval.
  • the FFT interval and the time interval (referred to as GI interval) of the guard interval added to the signal in the time interval by the GI insertion unit 313 are collectively referred to as an OFDM symbol interval.
  • a signal in the OFDM symbol section is called an OFDM symbol.
  • the GI insertion unit 313 outputs a signal with the guard interval added thereto to the transmission unit 315.
  • a guard interval may be inserted behind the FFT interval. For example, when a cyclic prefix is used, a part of the replica in front of the FFT interval is added behind the signal in the FFT interval. In the case of a cyclic prefix, the periodicity may be maintained in the OFDM symbol period, and is not limited to the above.
  • the transmission unit 315 performs digital / analog conversion on the signal input from the GI insertion unit 313 and shapes the waveform of the converted analog signal.
  • the transmission unit 315 up-converts the waveform-shaped signal from the baseband to the radio frequency band, and transmits the signal from the transmission antenna 317 to the reception device 401.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device 401 according to the first embodiment of the present invention.
  • a receiving apparatus 401 includes a receiving antenna 403, a receiving unit 405, a search range determining unit 407, a synchronizing unit 409, a GI removing unit 411, an FFT unit (also referred to as a time frequency converting unit) 413, a demapping unit 415, a propagation A path estimation unit 417, a demodulation unit 419, and a decoding unit 421 are included.
  • the reception unit 405 receives the transmission signal transmitted from the transmission device 301 via the reception antenna 403.
  • the receiving unit 405 performs frequency conversion and analog-digital conversion on the received signal.
  • the search range determination unit 407 determines a path search range from the received signal input from the reception unit 405. This specific processing will be described later together with the operation principle.
  • Synchronizing section 409 uses the received signal of the subcarrier to which the pilot symbol is transmitted and the pilot symbol in the search range determined by search range determining section 407 to detect the path that improves the channel suitability and performs synchronization. Do. Details of the synchronization unit 409 will be described later with reference to the drawings. The result is output to the GI removal unit 411.
  • the GI removal unit 411 uses the reception signal input from the reception unit 405 and the synchronization information input from the synchronization unit 409, removes the guard interval from the reception signal, and outputs the guard interval to the FFT unit 413.
  • the FFT unit 413 performs time-frequency conversion on the time domain signal input from the GI removal unit 411 and outputs the converted frequency domain signal to the demapping unit 415.
  • Demapping section 415 performs demapping based on the mapping information notified in advance from transmitting apparatus 301, and outputs the received signal of the subcarrier to which the separated pilot symbol is transmitted to propagation path estimating section 417. In addition, the reception signal of the subcarrier to which data is transmitted is output to demodulation section 419.
  • the propagation path estimation unit 417 calculates a demodulation frequency response estimation value using the received signal of the subcarrier to which the pilot symbol is transmitted and the pilot symbol, and outputs the estimated frequency response estimation value to the demodulation unit 419.
  • a known technique such as a least square method, MMSE (Minimum Mean Square Error), or DFT (Discrete Fourier Transform) method may be used.
  • the propagation path estimation part 417 uses the pilot symbol memorize
  • Demodulation section 419 uses the demodulation frequency response estimation value and noise power input from propagation path estimation section 417 to calculate filter coefficients such as a ZF (Zero Forcing) criterion and an MMSE criterion.
  • Demodulation section 419 compensates for signal amplitude and phase fluctuations (referred to as propagation path compensation) using the calculated filter coefficients.
  • the demodulation unit 419 outputs a bit log likelihood ratio (LLR; Log Likelihood Ratio) as a result of the demodulation process to the decoding unit 421.
  • LLR bit log likelihood ratio
  • the decoding unit 421 performs, for example, maximum likelihood decoding (MLD; Maximum; Likelihood Decoding), maximum a posteriori probability (MAP), log-MAP, Max ⁇ on the demodulated symbols input from the demodulation unit 419.
  • MLD maximum likelihood decoding
  • MAP maximum a posteriori probability
  • log-MAP log-MAP
  • Max ⁇ maximum a posteriori probability
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing the configuration of the synchronization unit 409 according to the first embodiment of the present invention.
  • the synchronization unit 409 includes a GI removal unit 501, an FFT unit 503, a demapping unit 505, a frequency response estimation unit 507, a channel match calculation unit 509, an unnecessary candidate path removal unit 511, a synchronization correction determination unit 513, and a path extraction unit 515. Consists of This specific processing will be described later together with the operation principle.
  • the received signal r i, k of the i-th symbol at the k-th discrete time received by the receiving unit 405 is expressed by the following equations (1) and (2).
  • D is the maximum delay time
  • h i, d is the complex amplitude in the path of the channel number d of the i-th symbol (referred to as the d-th path)
  • s i, k are the time domain of the i-th symbol k-th discrete time. This is a transmission signal
  • z i, k is noise in the time domain of the i-th symbol.
  • N is the number of points in the FFT interval
  • S i, n is the modulation signal of the i-th symbol of the n-th subcarrier
  • N g is the number of points in the GI interval (see FIG. 6 described later)
  • j is an imaginary unit.
  • the received signal at this point is denoted by ru .
  • the search range determining section 407 using the correlation between the time waveform of the guard interval correlation and the reference signal using the r u, to locate the previous pass.
  • the correlation [rho tau expressed by the following equation (3).
  • the width of the sum may be set within a range where a sufficient correlation can be obtained.
  • it may be the sum of one OFDM symbol, may be fixed when the receiving apparatus 401 is designed, or may be updated when firmware, software, or the like of the receiving apparatus 401 is updated.
  • Figure 5 is a search range determining unit 407 according to the first embodiment of the present invention, is a diagram showing the correlation [rho tau used to identify the position of the previous pass.
  • Paths 601 to 619 are strongly correlated parts and are path candidates. Actually, there is also noise, so there are minute values at other positions.
  • the path 601 is considered as the preceding path, and this position or a position offset further before is considered as the preceding path position in consideration of the possibility that there is a path that could not be observed at the previous time.
  • This offset amount may be fixed when the receiving apparatus 401 is designed, or may be updated when firmware, software, or the like of the receiving apparatus 401 is updated. The offset amount may be zero.
  • a threshold value is calculated from a peak value, and a path with a minimum delay time exceeding the threshold value may be set as a preceding path position, or a position offset before the position obtained in this way is used. It may be the preceding path position.
  • the preceding path position determined in this way is called a temporary preceding path position.
  • the search range determination unit 407 also determines a search range for performing synchronization thereafter. Specifically, from the position of the preceding path determined here to a position where the delay time is small by T, a position where the delay time is large by L, that is, the delay time -TL is set as the search range.
  • Specific values of T and L may be determined at the stage of designing the receiving device, or may be made variable at the design stage and updated when updating the firmware, software, etc. of the receiving device. Also good. That is, T may be 0.
  • L is desirably large enough to cover the maximum delay time, but may be a value similar to T.
  • the GI removal unit 501 removes the GI from the received signal based on the preceding path position determined by the search range determination unit 407, and extracts the FFT interval of the received signal. Thereafter, the FFT unit 503 performs time-frequency conversion in the FFT interval of the received signal to convert it to a received signal in the frequency domain. At this time, if the preceding path position determined by the search range determination unit 407 is Ne points before the true position, the signal R i, n of the i-th symbol n-th subcarrier is expressed by the following equation (5). .
  • Z i, n, ⁇ Ne is frequency domain noise.
  • H i, n, ⁇ Ne is the frequency response of the i-th symbol and the n-th subcarrier , and is expressed by the following equations (6) and (7).
  • FIG. 6 shows the signal of the i-th symbol n-th subcarrier when the preceding path position determined by the search range determination unit 407 according to the first embodiment of the present invention is Ne points before the true position.
  • the signal R i, n of the i-th symbol n-th subcarrier is expressed by the following equations (8) and (9).
  • FIG. 7 shows this state.
  • N e As a result of shifting back by N e , ISI and ICI occur because the preceding path portion 801 is a different OFDM symbol. For this reason, transmission characteristics deteriorate.
  • the frequency response of the i-th symbol n-th subcarrier will be described as Hi, n .
  • n 1 , n 2 ,..., n P are pilot subcarriers, and frequency response estimation vectors H i, P are defined as in the following equation (10).
  • n 1 is the lowest subcarrier
  • n 2 is the next subcarrier
  • n 3 is the next subcarrier
  • N P is the number of pilot subcarriers
  • I x is the identity matrix of size x.
  • the delay time -T to L represents the search range, and is determined by the search range determination unit 407 determining the preceding path position. A negative delay time is also taken into consideration from the position of the preceding path, and -T is considered. L is an assumed maximum delay time.
  • C i, h is a diagonal matrix of size L + T + 1 having the value of the average power of paths from ⁇ T to L as main diagonal elements. Since the average power is unknown, a constant value ⁇ is used. However, only a path that improves the channel matching degree is set to ⁇ , and other paths are set to 0.
  • the channel adaptability is a quantity that quantitatively represents the adaptability between the calculated estimated value and the observed data (received signal here).
  • FIG. 8 is a diagram showing the average power of each path according to the first embodiment of the present invention.
  • C i, h is expressed by the following equation (15).
  • the preceding path position is set.
  • the search range determination unit 407 shifts by the detected amount from that determined. The shift is also performed when the path with the shortest delay time that improves the channel adaptability is in the positive delay time.
  • the propagation path adaptability calculation unit 509 uses the frequency response estimation value input from the frequency response estimation unit 507, and in addition to the paths extracted so far, increases one path among candidate paths to generate a channel impulse response. presume. This is performed for all candidate paths, and the propagation path suitability is calculated for each. However, since there is no extracted path in the first process, one-path estimation with all candidate paths is performed to calculate the propagation path adaptability.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining one-path estimation using all candidate paths according to the first embodiment of the present invention.
  • the unnecessary candidate path removal unit 511 deletes, from the candidate paths, a path that has fallen below the propagation path fitness before increasing the number of paths from the input from the propagation path fitness calculation section 509.
  • this deletion processing is not performed.
  • the synchronization correction determination unit 513 detects that there is no candidate path having a delay time shorter than the extracted path having the shortest delay time, the synchronization correction determination unit 513 ends the process of the synchronization unit 409.
  • FIGS. 10A to 10C are diagrams illustrating average power of each path after the processing of the synchronization unit 409 according to the first embodiment of the present invention is completed.
  • FIG. 10 shows a case where three passes are selected after the processing of the synchronization unit 409 is completed.
  • the position where the path stands represents the path extracted by the processing so far, and the position marked with x represents the deleted candidate path.
  • FIG. 10A shows an example in which the same path as the synchronization position determined by the search range determination unit 407 is the preceding path. In this case, the synchronization position does not change.
  • FIG. 10B shows an example in which a path is detected at a negative delay time. It is considered that the problem shown in FIG.
  • FIG. 10C is an example when it is detected that the synchronization has shifted in the positive direction. As described above, since the problem as shown in FIG. 6 may occur, the shift is also performed in this case.
  • the shift amount (here, 1) is output to the GI removal unit 411.
  • the synchronization correction determination unit 513 does not particularly operate and moves to the path extraction unit 515.
  • the path extraction unit 515 extracts a path that maximizes the propagation path suitability from candidate paths that have not been removed by the unnecessary candidate path removal unit 511.
  • the extracted path position is removed from the candidate paths, and the extracted path information is output to the propagation path fitness calculation unit 509.
  • the synchronization unit 409 repeats these processes until the synchronization correction determination unit 513 determines the shift amount.
  • Akaike Information Criterion (AIC), Bayesian Information Criterion (BIC), Minimum Description Length (MDL) may be used for propagation path conformity, For example, model evidence derived from the pilot structure of FIG. 2 may be used.
  • the propagation path adaptability when using a BIC is expressed by the following equation (16). However, N s is the number of paths extracted up to that point.
  • the GI removal unit 411 removes the GI from the reception signal input from the reception unit 405 based on the synchronization position determined by the synchronization unit 409.
  • the FFT unit 413 performs time-frequency conversion to convert the received signal in the frequency domain.
  • the channel response estimation unit 417 estimates the frequency response and uses it as a demodulation frequency response.
  • the demodulation unit 419 calculates a demodulation symbol S ′ i, n as shown in the following equation (17), for example, when filtering based on MMSE is used.
  • ⁇ z 2 is the power of Z i, n and is expressed as in the following equation (18).
  • E [X] represents an ensemble average of X. This power can be calculated as in the following equation (19), and the result is used in equation (17) to calculate the demodulated symbol S ′ i, n .
  • ⁇ z ′ 2 is an estimated value of ⁇ z 2
  • P i is a set representing pilot subcarriers in the i-th symbol. Note that this is a calculation method that utilizes the fact that equation (19) can be expressed by the following equation (20), assuming that a sufficient number of arithmetic averages are equal to the ensemble average.
  • This equation is for the case where the pilot symbol power is normalized to 1 and the frequency response power average is normalized to 1. That is, this equation is a case where the following equation (21) is satisfied.
  • the demodulator 419 calculates a bit log likelihood ratio from the demodulated symbol S ′ i, n in Expression (17).
  • An equivalent amplitude gain is used for this calculation process.
  • the bit log likelihood ratio ⁇ is expressed by the following equations (23) and (24) with respect to the equivalent amplitude gain ⁇ i, n of the n-th subcarrier expressed by the following equation (22).
  • Equation (23) and (24) are respectively expressed as the bit log likelihood ratios ⁇ (b i, n ) of the first bit b i, n, 0 and the second bit b i, n, 1. , 0 ), ⁇ (b i, n, 1 ).
  • FIG. 11 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the operation shown in this figure is processing after the reception unit 405 in FIG. 3 outputs the received signal to the search range determination unit 407.
  • the search range determination unit 407 determines a previous path position and a search range for synchronization from the received signal (step S101). Then, it progresses to step S102.
  • the frequency response estimation unit 507 estimates the frequency response of the pilot subcarrier using the received signal that has been time-frequency converted based on the preceding path position determined in step S101, and sets the frequency response estimated value (step S102). Thereafter, the process proceeds to step S103.
  • the channel adaptation calculation unit 509 uses the frequency response estimation value obtained in step S102, and in addition to the paths determined so far by the path extraction unit 515, the channel impulse response when one of the candidate paths is added. Is estimated (step S103). This process is performed as many times as the number of candidate paths, and the channel adaptability is calculated for each. Thereafter, the process proceeds to step S104.
  • Unnecessary candidate path removal unit 511 removes, from the candidate paths, paths corresponding to the degree of propagation path adaptation obtained in step S103 that is lower than the degree of propagation path adaptation before adding one path (step S104). Thereafter, the process proceeds to step S105, and synchronization correction determination is performed.
  • the synchronization correction determination unit 513 determines the shift amount to be applied to the synchronization position when there is no candidate path having a delay time shorter than the path having the smallest delay time among the extracted paths (step S105: Yes). Determine and proceed to step S107. When that is not right (step S105: No), it progresses to step S106.
  • the path extraction unit 515 determines, as an extraction path, a path corresponding to the largest of the propagation path adaptability of candidate paths remaining as a result of step S104 (step S106). Thereafter, the process returns to step S103.
  • the GI removal unit 411 removes the guard interval from the received signal based on the synchronization position determined in step S105 (step S107). Thereafter, the process proceeds to step S108.
  • the FFT unit 413 performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S107 (step S108).
  • the demapping unit 415 separates data and pilot symbols from the obtained frequency domain signal.
  • the reception signal of the pilot subcarrier is output to propagation path estimation section 417. Thereafter, the process proceeds to step S109.
  • Propagation path estimation section 417 performs propagation path estimation using the pilot subcarrier received signal obtained in step S108, and outputs a demodulation frequency response estimation value to demodulation section 419 (step S109). Then, it progresses to step S110.
  • Demodulation section 419 performs demodulation using the reception signal of the data subcarrier obtained in step S108 and the frequency response estimation value for demodulation obtained in step S109 (step S110). Thereafter, the process proceeds to step S111.
  • the decoding unit 421 performs decoding using the demodulation result obtained in step S110 (step S111). Thereafter, the receiving device 401 ends the operation.
  • the synchronization unit 409 estimates the frequency response of the pilot subcarrier, deletes the path that cannot improve the channel suitability from the candidate paths, and improves the channel match.
  • the process of extracting the path is repeated, and the process is terminated when there is no candidate path having a delay time that is further shorter than that of the extracted path having the shortest delay time. At this time, if the extracted path with the smallest delay time is not the path with the delay time 0, synchronization correction is performed. In this way, since the path is selected and estimated, the noise and interference reduction effect is increased, and noise enhancement can be suppressed.
  • the frequency response is estimated using the pilot symbol for each OFDM symbol and the shift amount with respect to the synchronization position determined by the search range determination unit 407 is described.
  • the position of the pilot subcarrier is the lowest subcarrier, the second subcarrier, the second subcarrier, and so on.
  • Locations that are not subcarriers may also be estimated using pilot symbols of OFDM symbols having different times.
  • noise and interference can be reduced by using pilot symbols at different times. In this way, the synchronization correction accuracy can be further improved.
  • an arithmetic average may be performed, or a weighted average may be performed according to the propagation path fluctuation.
  • pilot symbols are used as reference signals used for frequency response estimation
  • estimation may be performed using determined data. Specifically, it can be realized by feeding back the output of the demodulator 419 or the decoder 421 to the frequency response estimator 507.
  • a case has been described in which channel impulse responses are estimated by adding candidate paths, and a path that improves the channel suitability is extracted most. Good. For example, three paths may be selected in descending order of improvement, or a condition may be added that these three paths do not select ones with a short delay time. For example, in the case of processing delay times -2 to 5 as shown in FIG. 8, if the path extraction unit 515 selects a path with a delay time of 0, two neighboring paths (-2, -1, 1, 1, 2) are It can be realized by not selecting at the same time.
  • the method of detecting a path up to the delay time L and performing synchronization correction has been described.
  • the number of candidate paths may be limited in advance by another method.
  • the frequency response estimation value obtained by the frequency response estimation unit 507 is subjected to frequency time conversion, and only the position where the power is high is left as a candidate path among the obtained temporary estimation values of the channel impulse response. Processing after the calculation unit 509 is performed.
  • the path position exists at the sampling position of the received signal as in Expression (1). However, the interval between the sampling points may be considered. In that case, the Fourier transform matrix of Equation (13) includes the decimal point position.
  • FIG. 12 is a diagram showing a path structure when the path position exists between the sampling position of the received signal and the sampling point in the first embodiment of the present invention.
  • the Fourier transform matrix is as shown in the following equation (25).
  • the communication system has been described for multi-carrier signal communication.
  • the present invention is not limited to this and is also applicable to single-carrier signal communication using FFT. can do.
  • the transmission device 301 transmits a multicarrier signal or the like that maps pilot symbols in the frequency domain, and the reception device 401 calculates a frequency response estimation value in the pilot subcarrier, and estimates a channel impulse response.
  • the paths that improve the channel adaptability are selected one by one, and the synchronization correction amount is determined when the necessity of synchronization correction is determined.
  • the transmission apparatus according to the present embodiment has the same configuration as the transmission apparatus 301 according to the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
  • FIG. 13 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device 901 according to the second embodiment of the present invention. Comparing the receiving apparatus 901 according to the present embodiment (FIG. 13) and the receiving apparatus 401 according to the first embodiment (FIG. 3), it does not have the propagation path estimation unit 417, and the operation of the synchronization unit 903 is the synchronization unit 409. And different. However, the functions of other components (receiving antenna 403, receiving unit 405, search range determining unit 407, GI removing unit 411, FFT unit 413, demapping unit 415, demodulation unit 419, decoding unit 421) are the first This is the same as the embodiment. A description of the same functions as those in the first embodiment is omitted. Note that, unlike the first embodiment, the value set to L is preferably a value that can cover the maximum delay time.
  • FIG. 14 is a schematic block diagram showing the configuration of the synchronization unit 903 according to the second embodiment of the present invention.
  • the operation of the synchronization correction determination unit 1001 is different, and the FFT unit 1003 (propagation time) Also called a frequency converter).
  • the functions of other components GI removal unit 501, FFT unit 503, demapping unit 505, frequency response estimation unit 507, channel match calculation unit 509, unnecessary candidate path removal unit 511, path extraction unit 515) Is the same as in the first embodiment.
  • a description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • the shift amount is determined and the operation of the synchronization unit 409 is terminated. I was letting.
  • the shift amount is determined, and the estimated value of the channel impulse response of Equation (11) estimated simultaneously is calculated by the FFT unit 1003. Output to.
  • the FFT unit 1003 performs time-frequency conversion on the channel impulse response estimation value input from the synchronization correction determination unit 1001 to convert it to a frequency response estimation value. At this time, the time frequency conversion is performed after the shift amount determined by the synchronization correction determination unit 1001 is reflected in the channel impulse response. The result is output to demodulation section 419.
  • FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the operation shown in this figure is a process after the reception unit 405 in FIG. 13 outputs a reception signal to the search range determination unit 407.
  • the search range determination unit 407 determines a previous path position and a search range for synchronization from the received signal (step S201). Thereafter, the process proceeds to step S202.
  • the frequency response estimation unit 507 estimates the frequency response of the pilot subcarrier using the received signal subjected to time-frequency conversion based on the preceding path position determined in step S201, and sets the frequency response estimated value (step S202). Then, it progresses to step S203.
  • the channel adaptation calculation unit 509 uses the frequency response estimation value obtained in step S202, and in addition to the path determined by the path extraction unit 515, the channel impulse response when one of the candidate paths is added. Is estimated. This process is performed as many times as the number of candidate paths, and the channel adaptability is calculated (step S203). Thereafter, the process proceeds to step S204.
  • the unnecessary candidate path removal unit 511 removes, from the candidate paths, paths corresponding to the degree of propagation path adaptation obtained in step S203 that is lower than the degree of propagation path adaptation before adding one path (step S204). Thereafter, the process proceeds to step S205, and synchronization correction determination is performed.
  • the synchronization correction determination unit 1001 determines the shift amount to be applied to the synchronization position and uses the estimated channel impulse response estimated value as the frequency. After converting to the response estimated value, the response is output to the demodulator 419, and the process proceeds to step S207. When that is not right (step S205: No), it progresses to step S206.
  • the path extraction unit 515 determines, as an extraction path, a path corresponding to the largest of the propagation path adaptability of candidate paths remaining as a result of step S204 (step S206). Then, it returns to step S203.
  • GI removal unit 411 removes the guard interval from the received signal based on the synchronization position determined in step S205 (step S207). Thereafter, the process proceeds to step S208.
  • the FFT unit 413 performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S207 (step S208).
  • the demapping unit 415 separates data and pilot symbols from the obtained frequency domain signal. Thereafter, the process proceeds to step S209.
  • Demodulation section 419 performs demodulation using the data subcarrier received signal obtained in step S208 and the demodulation frequency response estimation value obtained in step S205 (step S209). Thereafter, the process proceeds to step S210.
  • the decoding unit 421 performs decoding using the demodulation result obtained in step S209 (step S210). Thereafter, the receiving device 901 ends the operation.
  • the propagation path estimation is performed at the same time in the process of the synchronization section 903, the propagation path estimation section is not required, so that the circuit scale can be reduced.
  • the transmission apparatus 301 transmits a multicarrier signal or the like that maps pilot symbols in the frequency domain, and the reception apparatus 401 or the reception apparatus 901 calculates a frequency response estimation value in the pilot subcarrier.
  • the synchronization correction amount is determined by selecting one path at a time for improving the channel adaptability using channel impulse response estimation by MMSE.
  • transmitting apparatus 1101 performs single carrier transmission for transmitting a continuous signal in the time domain, inserts a pilot symbol that is continuous in time, and performs synchronization correction using the pilot symbol as a reference signal. The case will be described.
  • FIG. 16 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a transmission device 1101 according to the third embodiment of the present invention.
  • the mapping unit 1103 does not have the IFFT unit 311 and the GI insertion unit 313. Is different.
  • the functions of other components are the same as those in the first or second embodiment. The description of the same function as in the first or second embodiment is omitted.
  • Mapping section 1103 generates a time-domain signal by mapping pilot symbols input from pilot generation section 303 and modulation symbols input from modulation section 307 to the time domain based on predetermined mapping information.
  • the generated time domain signal is output to the transmission unit 315.
  • the mapping information is determined by the transmission apparatus 1101 and notified in advance from the transmission apparatus 1101 to the reception apparatus 1201 (the reception apparatus according to the third embodiment of the present invention is the reception apparatus 1201).
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example in which the mapping unit 1103 according to the third embodiment of the present invention maps information data symbols and pilot symbols.
  • white squares represent information data symbols
  • shaded squares represent pilot symbols.
  • the pilot symbols are transmitted in K symbol sequences.
  • FIG. 18 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device 1201 according to the third embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus 1201 (FIG. 18) according to the present embodiment is compared with the receiving apparatus 401 (FIG. 3) according to the first embodiment, the GI removing unit 411 and the FFT unit 413 are not included, and the synchronizing unit 1203, the propagation path
  • the estimation unit 1205, the demodulation unit 1207, and the demapping unit 1209 are different.
  • the functions of other components (receiving antenna 403, receiving unit 405, search range determining unit 407, decoding unit 421) are the same as those in the first embodiment. A description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • FIG. 19 is a schematic block diagram showing the configuration of the synchronization unit 1203 according to the third embodiment of the present invention.
  • the GI removal unit 501, the FFT unit 503, and the frequency response estimation unit 507 are not included, and the processing of the demapping unit 1301 and the propagation path fitness calculation unit 1303 is performed. Is different.
  • the functions of other components are the same as those in the first embodiment. A description of the same functions as those in the first embodiment is omitted.
  • the propagation path fitness calculation unit 1303 uses a reception signal corresponding to the time at which the pilot symbol input from the demapping unit 1301 is transmitted, and in addition to the paths extracted so far, one path among the candidate paths To estimate the channel impulse response.
  • this is the same as the propagation path fitness calculation unit 509 in the first embodiment.
  • the demapping unit 1209 performs demapping based on the mapping information notified in advance from the transmission device 1101, outputs a received signal corresponding to the time when the separated pilot symbol is transmitted to the propagation path estimation unit 1205, and the data is A received signal corresponding to the transmitted time is output to demodulation section 1207.
  • the propagation path estimation unit 1205 calculates a channel impulse response estimated value using the received signal corresponding to the time at which the pilot symbol is transmitted and the pilot symbol, and outputs the channel impulse response estimated value to the demodulation unit 1207.
  • the least square method or MMSE may be used as in the first embodiment, or a channel impulse response using an RLS (Recursive Least Squares) algorithm, an LMS (Least Mean Square) algorithm, or the like.
  • Demodulation section 1207 performs demodulation processing using the received signal input from demapping section 1209 and the channel impulse response estimation value input from propagation path estimation section 1205. At this time, ISI due to multipath is compensated.
  • a known technique such as MMSE or MLSE (Maximum Likelihood Sequence Estimation: MaximumMaxLikelihood SequencetimEstimation) may be used.
  • FIG. 20 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the operation shown in this figure is processing after the reception unit 405 in FIG. 18 outputs the reception signal to the search range determination unit 407.
  • the search range determination unit 407 determines the previous path position and the search range for synchronization from the received signal (step S301). Thereafter, the process proceeds to step S302.
  • the propagation path adaptability calculation unit 1303 Based on the preceding path position determined in step S301, the propagation path adaptability calculation unit 1303 generates a channel impulse response when one of the candidate paths is added to the paths previously determined by the path extraction unit 515. presume. This process is performed as many times as the number of candidate paths, and propagation path fitness is calculated for each (step S302).
  • step S303 The unnecessary candidate path removal unit 511 removes, from the candidate paths, paths corresponding to the propagation path fitness obtained in step S302 that is lower than the propagation path fitness before adding one path (step S303). Thereafter, the process proceeds to step S304, and synchronization correction determination is performed.
  • step S303 the synchronization correction determination unit 513 determines the shift amount to be applied to the synchronization position when there is no candidate path with a delay time smaller than the path with the smallest delay time among the extracted paths (step S304: Yes). Determine and proceed to step S306. Otherwise (step S304: No), the process proceeds to step S305.
  • the path extraction unit 515 determines, as an extraction path, a path corresponding to the largest of the propagation path adaptability of candidate paths remaining as a result of step S303 (step S305). Thereafter, the process returns to step S302.
  • the demapping unit 1209 separates data and pilot symbols from the received signal based on the synchronization position determined in step S304.
  • a reception signal corresponding to the time when the separated pilot symbol is transmitted is output to propagation path estimation section 1205, and a reception signal corresponding to the time when data is transmitted is output to demodulation section 1207.
  • propagation path estimation section 1205 estimates the channel impulse response and outputs it to demodulation section 1207 (step S306). Thereafter, the process proceeds to step S307.
  • Demodulation section 1207 performs demodulation using the received signal corresponding to the time at which the data obtained in step S306 was transmitted and the channel impulse response estimated value (step S307). Thereafter, the process proceeds to step S308.
  • the decoding unit 421 performs decoding using the demodulation result obtained in step S307 (step S308). Thereafter, the receiving apparatus 1201 ends the operation.
  • the synchronization unit 1203 uses the received signal corresponding to the time when the pilot symbol is transmitted, deletes the path that cannot improve the propagation path suitability from the candidate paths, and transmits the propagation path.
  • the process of extracting a path that improves the fitness is repeated, and the process is terminated when there are no candidate paths with a smaller delay time than those with the smallest delay time among the extracted paths.
  • synchronization correction is performed.
  • the reception device 401 according to the first embodiment may be used as a reception process for the signal transmitted by the transmission device 301 according to the present embodiment.
  • the signal may be processed as a signal having a GI interval of 0.
  • the transmission apparatus 1101 transmits a single carrier signal or the like that maps pilot symbols in the time domain, and the reception apparatus 1201 uses a reception signal corresponding to the time at which the pilot symbols are transmitted, and uses a channel impulse response.
  • the path for improving the channel adaptability is selected one by one using the above estimation, and the synchronization correction amount is determined when the necessity of synchronization correction is determined.
  • the transmission device according to the present embodiment has the same configuration as the transmission device 1101 according to the third embodiment, and thus description thereof is omitted.
  • FIG. 21 is a schematic block diagram showing a configuration of a receiving device 1401 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus 1401 (FIG. 21) according to the present embodiment is compared with the receiving apparatus 1201 (FIG. 18) according to the third embodiment, the channel estimation unit 1205 is not provided, and the operation of the synchronization unit 1403 is the synchronization unit 1203. And different.
  • the functions of other components (receiving antenna 403, receiving unit 405, search range determining unit 407, demapping unit 1209, demodulating unit 1207, and decoding unit 421) are the same as those in the third embodiment. A description of the same functions as those in the third embodiment is omitted.
  • FIG. 22 is a schematic block diagram showing the configuration of the synchronization unit 1403 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the second embodiment is used instead of the synchronization correction determination unit 513 in the first embodiment. It has a synchronization correction determination unit 1001 in the form.
  • the functions of the other components are the same as those in the third embodiment. A description of the same functions as those in the third embodiment is omitted.
  • FIG. 23 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the operation shown in this figure is processing after the receiving unit 405 in FIG. 21 outputs the received signal to the search range determining unit 407.
  • the search range determination unit 407 determines a previous path position and a search range for synchronization from the received signal (step S401). Thereafter, the process proceeds to step S402.
  • the propagation path adaptability calculation unit 1303 Based on the preceding path position determined in step S401, the propagation path adaptability calculation unit 1303 generates a channel impulse response when one of the candidate paths is added to the paths previously determined by the path extraction unit 515. presume.
  • step S402 This process is performed as many times as the number of candidate paths, and propagation path suitability is calculated for each (step S402). Thereafter, the process proceeds to step S403.
  • the unnecessary candidate path removal unit 511 removes, from the candidate paths, paths corresponding to the propagation path fitness obtained in step S402 that is lower than the propagation path fitness before adding one path (step S403). Thereafter, the process proceeds to step S404, and synchronization correction determination is performed.
  • step S403 If the result of step S403 is that the remaining candidate paths become zero (step S404: Yes), the synchronization correction determination unit 1001 determines the shift amount to be applied to the synchronization position and demodulates the estimated channel impulse response estimation value. The data is output to the unit 1207, and the process proceeds to step S406. When that is not right (step S404: No), it progresses to step S405.
  • the path extraction unit 515 determines, as an extraction path, a path corresponding to the largest of the propagation path adaptability of candidate paths remaining as a result of step S403 (step S405). Thereafter, the process returns to step S402.
  • the demapping unit 1209 separates data and pilot symbols from the received signal based on the synchronization position determined in step S404.
  • a reception signal corresponding to the time when the separated data is sent is output to demodulation section 1207.
  • Demodulation section 1207 performs demodulation using this received signal and the channel impulse response estimated value obtained in step S404 (step S406). Thereafter, the process proceeds to step S407.
  • the decoding unit 421 performs decoding using the demodulation result obtained in step S406 (step S407). Thereafter, the receiving apparatus 1401 ends the operation.
  • the propagation path estimation is performed simultaneously with the processing of the synchronization section 1403, it is not necessary to have the propagation path estimation section, so that the circuit scale can be reduced.
  • the transmitter 301 transmits a multicarrier signal or the like that maps pilot symbols in the frequency domain, and the receiver 401 first determines the frequency in the pilot subcarrier based on the determined search range and the preceding path position. A response estimation value is calculated, and a path for improving the channel adaptability is selected one by one using the estimation of the channel impulse response, and the synchronization amount is determined when the remaining candidate paths become zero.
  • the transmission apparatus according to the present embodiment has the same configuration as the transmission apparatus 301 according to the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
  • FIG. 24 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a reception device 1501 according to the fifth embodiment of the present invention. Comparing the receiving apparatus 1501 (FIG. 24) according to the present embodiment with the receiving apparatus 901 (FIG. 13) according to the second embodiment, the configuration of the search range determining unit 1503 is different, and a plurality of synchronizing units 903 are provided, A road suitability determination unit 1505 is added. However, the functions of other components (receiving antenna 403, receiving unit 405, GI removing unit 411, FFT unit 413, demapping unit 415, demodulating unit 419, decoding unit 421) are the same as those in the second embodiment. . A description of the same functions as those in the second embodiment is omitted.
  • the search range determination unit 1503 sets a plurality of preceding path positions, and determines a search range for each as in the first to fourth embodiments. This setting method is, for example, as shown in FIG.
  • FIG. 25 is a diagram for explaining a setting method for setting a plurality of preceding path positions according to the fifth embodiment of the present invention.
  • two types of search ranges are set.
  • the position 1601 is the head of the first search range
  • the position 1603 is the first preceding path position
  • the position 1605 is the end of the first search range.
  • a position 1611 represents the head of the first search range
  • a position 1613 represents the first preceding path position
  • a position 1615 represents the end of the first search range.
  • a plurality of synchronization units 903 perform the same processing as in the second embodiment on the plurality of search ranges output by the search range determination unit 1503.
  • the propagation path match determination unit 1505 selects the one with the highest propagation path match input from the plurality of synchronization units 903, outputs the corresponding synchronization position to the GI removal unit 411, and demodulates the channel impulse response estimation value. Output to.
  • FIG. 26 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the operation shown in this figure is processing after the receiving unit 405 in FIG. 24 outputs the received signal to the search range determining unit 1503.
  • Search range determining section 1503 determines a plurality of preceding path positions and a search range for synchronization from the received signal (step S501). Thereafter, the process proceeds to step S502.
  • the plurality of frequency response estimators 507 estimate the frequency response of the pilot subcarriers using the received signals that have been time-frequency converted based on the plurality of preceding path positions determined in step S501 to obtain frequency response estimated values (step S502). Thereafter, the process proceeds to step S503.
  • the plurality of propagation path fitness calculation units 509 use one of the candidate paths in addition to the paths determined so far by the corresponding path extraction unit 515 using the plurality of frequency response estimation values obtained in step S502.
  • the channel impulse response is estimated. This process is performed as many times as the number of candidate paths, and the channel adaptability is calculated (step S503). Thereafter, the process proceeds to step S504.
  • the plurality of unnecessary candidate path removal units 511 remove, from the candidate paths, paths corresponding to those that are less than the corresponding channel match before adding one path among the plurality of channel match obtained in step S503. (Step S504). Thereafter, the process proceeds to step S505.
  • the plurality of synchronization correction determination units 1001 determine the shift amount to be applied to the synchronization position and output it to the propagation path adaptation determination unit 1505.
  • the estimated channel impulse response estimated value is output to the propagation path match determination unit 1505, and the operation ends. If all the synchronization correction determination units 1001 have finished their operations (step S505: Yes), the process proceeds to step S507.
  • step S505 When that is not right (step S505: No), it progresses to step S506.
  • the plurality of path extraction units 515 determine, as an extraction path, a path corresponding to the largest of the propagation path adaptability of candidate paths remaining as a result of step S504 (step S506). Thereafter, the process returns to step S503.
  • the propagation path adaptation determination unit 1505 outputs the synchronization position corresponding to the largest one of the plurality of propagation path adaptations obtained as a result of step S505 to the GI removal unit 411, and the channel impulse response estimated value is the frequency response estimated value. And then output to the demodulator 419 (step S507). Thereafter, the process proceeds to step S508.
  • the GI removal unit 411 removes the guard interval from the received signal based on the synchronization position determined in step S507 (step S508). Thereafter, the process proceeds to step S509.
  • the FFT unit 413 performs time-frequency conversion on the signal obtained in step S508 (step S509).
  • the demapping unit 415 separates data and pilot symbols from the obtained frequency domain signal.
  • step S510 Demodulation section 419 performs demodulation using the received data subcarrier signal obtained in step S509 and the demodulation frequency response estimation value obtained in step S507 (step S510). Thereafter, the process proceeds to step S511.
  • the decoding unit 421 performs decoding using the demodulation result obtained in step S510 (step S511). Thereafter, the receiving apparatus 1501 ends the operation.
  • a plurality of synchronization units determine a synchronization position, and a position that can improve transmission characteristics is selected as the synchronization position by selecting the largest one of the propagation path suitability levels. be able to.
  • a part of the transmission devices 301 and 1101 and the reception devices 401, 901, 1201, and 1301, for example, the synchronization unit 409 and the demodulation unit 419 in the above-described embodiment may be realized by a computer.
  • a program for realizing this control function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed.
  • the “computer system” here is a computer system built in the transmission apparatuses 301 and 1101 or the reception apparatuses 401, 901, 1201, and 1301, and includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, and a CD-ROM, and a hard disk built in the computer system.
  • the “computer-readable recording medium” is a medium that dynamically holds a program for a short time, such as a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line,
  • a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client may be included and a program that holds a program for a certain period of time.
  • the program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
  • a part or all of the transmission devices 301 and 1101 and the reception devices 401, 901, 1201, and 1301 in the above-described embodiments may be realized as an integrated circuit such as an LSI (Large Scale Integration).
  • LSI Large Scale Integration
  • Each functional block of the transmission device 301 and the reception devices 401, 901, and 1201 may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. Further, in the case where an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology may be used.

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Abstract

　高精度な同期位置確定を可能とする。受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信装置であって、周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する伝搬路適合度算出部５０９と、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する不要候補パス除去部５１１と、前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとするパス抽出部５１５と、前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する同期補正判定部５１３と、を備える。

Description

受信装置、受信方法、制御プログラムおよび集積回路
　本発明は、受信装置の高精度な同期位置確定方法に関する。
　無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在する。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。受信装置が受信信号に対して復調処理を行なう場合は、最初に到来するパスに同期することが望ましい。
　非特許文献１には、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）において、ガードインターバル（Guard Interval;GI）を超える遅延パスがある場合でも高精度に同期を行なえる方法が記載されている。その方法は、まず受信信号を用いて自己相関を計算し、ピークの値に事前に定められた値を乗算したものを閾値とし、それを上回る遅延時間最小のパスを仮タイミングとする。次に、その位置から遅延時間の少し小さい位置を先頭とし、遅延時間の大きい領域にもある程度の長さを持った区間を設定し、その区間に対してチャネルインパルス応答の推定を行なう。ただし、チャネルインパルス応答とは、時間領域の伝搬路のことをいう。推定されたチャネルインパルス応答のピーク値に事前に定められた値を乗算したものを閾値とし、それを上回る遅延時間最小のパスを同期位置として決定する。
　図２７は、自己相関に基づいて、チャネルインパルス応答の推定を行ない、これにより同期位置を決定する一例を示す図である。図２７において、上段は自己相関を表わす。ピークのパス１０１により、閾値１０３が決まる。閾値１０３を超える遅延時間最小のパスがパス１０５なので、ここではパス１０５を仮タイミングとして決定する。次に、図２７下段は、パス１０５の位置から決まる探索範囲において推定したチャネルインパルス応答を表わす。パス２０１～２１５はチャネルインパルス応答を構成するパスであり、ピークのパス２０１を有する。これにより閾値２１７が決まる。閾値２１７を超える遅延時間最小のパスがパス２０３なので、パス２０３を先行パスとして同期位置を決定する。
静野、須山、鈴木、府川、「ＯＦＤＭパケット伝送におけるチャネル推定を用いた高精度タイミング再生」、電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ２００３－１２４、２００３年８月
　しかしながら、非特許文献１の方法では、サブキャリアが多いシステムなど探索範囲が非常に大きくなる場合、雑音強調で推定値の真値からの誤差が大きくなり、同期位置の精度が劣化してしまう。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、高精度な同期位置確定が可能な受信装置、受信方法、制御プログラムおよび集積回路を提供することを目的とする。
　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の受信装置は、受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信装置であって、周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する伝搬路適合度算出部と、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する不要候補パス除去部と、前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとするパス抽出部と、前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する同期補正判定部と、を備えることを特徴としている。
　このように、受信装置は、伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去し、伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとし、抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（２）また、本発明の受信装置において、前記受信したマルチパスから仮先行パス位置を決定し、前記決定した仮先行パス位置を基準として先行パスの探索範囲を決定する探索範囲決定部を備えることを特徴としている。
　このように、受信装置は、受信したマルチパスから仮先行パス位置を決定し、決定した仮先行パス位置を基準として先行パスの探索範囲を決定するので、ガードインターバル（Guard Interval;GI）を超える遅延パスがある場合でも高精度に同期を行なえる。
　（３）また、本発明の受信装置において、前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が小さい位置を前記探索範囲の先頭とすることを特徴としている。
　このように、受信装置は、仮先行パス位置よりも遅延時間が小さい位置を探索範囲の先頭とするので、ガードインターバル（Guard Interval;GI）を超える遅延パスがある場合でも高精度に同期を行なえる。
　（４）また、本発明の受信装置において、前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が大きい位置を前記探索範囲の終端とすることを特徴としている。
　このように、受信装置は、仮先行パス位置よりも遅延時間が大きい位置を探索範囲の終端とするので、ガードインターバル（Guard Interval;GI）を超える遅延パスがある場合でも高精度に同期を行なえる。
　（５）また、本発明の受信装置において、前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が最大遅延時間だけ大きい位置を前記探索範囲の終端とすることを特徴としている。
　このように、受信装置は、仮先行パス位置よりも遅延時間が最大遅延時間だけ大きい位置を前記探索範囲の終端とするので、ガードインターバル（Guard Interval;GI）を超える遅延パスがある場合でも高精度に同期を行なえる。
　（６）また、本発明の受信装置において、情報量基準を前記伝搬路適合度として用いることを特徴としている。
　このように、受信装置は、情報量基準を伝搬路適合度として用いるので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（７）また、本発明の受信装置において、前記情報量基準は、ベイズ情報量基準であることを特徴としている。
　このように、情報量基準が、ベイズ情報量基準であるので、受信装置は、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（８）また、本発明の受信装置において、受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記周波数領域の受信信号と参照信号とを用いて周波数領域の伝搬路である周波数応答を推定し、周波数応答推定値を出力する周波数応答推定部と、を備え、前記伝搬路適合度算出部は、前記周波数応答推定値を用いて前記伝搬路適合度を算出することを特徴としている。
　このように、受信装置は、周波数応答推定値を用いて伝搬路適合度を算出するので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（９）また、本発明の受信装置において、前記伝搬路適合度算出部は、参照信号がマッピングされた時刻に対応する受信信号を用いて前記チャネルインパルス応答を推定することを特徴としている。
　このように、受信装置が、参照信号がマッピングされた時刻に対応する受信信号を用いて前記チャネルインパルス応答を推定するので、送信装置は、時間領域で連続した信号を送信するシングルキャリア送信を行ない、その中で時間的に連続したパイロットシンボルを挿入し、そのパイロットシンボルを参照信号として同期補正を行なうことができる。
　（１０）また、本発明の受信装置において、前記同期補正判定部は、前記抽出パスのうち、遅延時間が最小であるパスよりも遅延時間が小さい候補パスが存在しないことを検出した場合、前記先行パス位置の決定を行なうことを特徴としている。
　このように、受信装置は、抽出パスのうち、遅延時間が最小であるパスよりも遅延時間が小さい候補パスが存在しないことを検出した場合、先行パス位置の決定を行なうので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（１１）また、本発明の受信装置において、前記同期補正判定部は、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去した結果、候補パスが無くなった場合、前記先行パス位置の決定を行なうことを特徴としている。
　このように、受信装置は、伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去した結果、候補パスが無くなった場合、前記先行パス位置の決定を行なうので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（１２）また、本発明の受信装置において、前記抽出パスから構成されるチャネルインパルス応答推定値を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、周波数応答推定値を出力する伝搬路用時間周波数変換部を備えることを特徴としている。
　このように、受信装置は、抽出パスから構成されるチャネルインパルス応答推定値を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、周波数応答推定値を出力するので、回路規模を削減することができる。
　（１３）また、本発明の受信装置において、前記伝搬路適合度算出部、前記不要候補パス除去部、前記パス抽出部および前記同期補正判定部を有する複数の同期部と、前記各同期部から得られる伝搬路適合度のうち、最も大きい伝搬路適合度に対応するパス位置を先行パス位置に決定する伝搬路適合判定部と、を備えることを特徴としている。
　このように、受信装置は、各同期部から得られる伝搬路適合度のうち、最も大きい伝搬路適合度に対応するパス位置を先行パス位置に決定するので、伝搬路適合度を最も大きくする同期位置とチャネルインパルス応答推定値を採用することができる。
　（１４）また、本発明の受信方法は、受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信方法であって、周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出するステップと、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去するステップと、前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとするステップと、前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。
　このように、受信装置は、伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去し、伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとし、抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（１５）また、本発明の制御プログラムは、受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信装置の制御プログラムであって、周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する処理と、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する処理と、前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとする処理と、前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴としている。
　このように、受信装置は、伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去し、伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとし、抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　（１６）また、本発明の集積回路は、受信装置に実装されることにより、前記受信装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、マルチパスを受信する機能と、周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する機能と、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する機能と、前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとする機能と、前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する機能と、の一連の機能を、前記受信装置に発揮させることを特徴としている。
　このように、受信装置は、伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去し、伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとし、抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するので、パスを選んで推定でき、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　この発明によれば、同期の精度を大きく向上することができる。
本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。 マッピング部３０９がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置４０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で、先行パスの位置を特定するのに用いられる相関ρτを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で決めた先行パス位置が真の位置よりＮｅポイント前であったとした場合に、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎを表す式（５）、（６）において、Ｎｇ＝３、Ｄ＝３、Ｎｅ＝－１としたときの例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で決めた先行パス位置が真の位置よりＮｅポイント後ろにずれた場合に、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎを表す式（８）、（９）において、Ｎｇ＝３、Ｄ＝３、Ｎｅ＝１としたときの例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る各パスの平均電力を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る全候補パスによる１パス推定を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の処理が終了した後の各パスの平均電力を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の処理が終了した後の各パスの平均電力を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の処理が終了した後の各パスの平均電力を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態において、パスの位置が受信信号のサンプリング位置とサンプリング点の間に存在するものとした場合のパス構造を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置９０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る同期部９０３の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る送信装置１１０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るマッピング部１１０３が情報データシンボルとパイロットシンボルをマッピングする一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置１２０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る同期部１２０３の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第４の実施形態に係る受信装置１４０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る同期部１４０３の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の第５の実施形態に係る受信装置１５０１の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第５の実施形態に係る先行パス位置を複数設定する設定方法を説明するための図である。 本発明の第５の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 自己相関に基づいて、チャネルインパルス応答の推定を行ない、これにより同期位置を決定する一例を示す図である。 Ｎａのサブキャリアからなる送信信号を表す図である。 アナログの受信信号を時間間隔Δｔでサンプリングした様子を表わす図である。
　図２７のマルチパスに関して補足説明する。ＦＦＴポイント数をＮ、サブキャリア間隔をΔｆとしたとき、各パスの時間間隔は１／（ＮΔｆ）とするのが一般的で、本発明でもそのように仮定している。
　図２８は、Ｎａのサブキャリアからなる送信信号を表す図である。Δｆはシステムによって決まっている値でＬＴＥ（第3.9世代移動通信システム）なら１５ｋＨｚとなる。この信号が送信側から送信され、伝搬路を通って受信側に送られる。なお、ＮはＮａより大きい整数であれば良いが、ＦＦＴの性質上、２のべき乗とするのが一般的である（2のべき乗が最も速く計算可能）。受信機で受信される信号は当然アナログ信号（連続）であるので、ディジタル信号処理を行なえるようにするため、フィルタリングおよびＡＤ変換を行なう。
　図２９は、アナログの受信信号を時間間隔Δｔでサンプリングした様子を表わす図である。Δｔは１／（ＮΔｆ）に当たる。本明細書では、遅延パスの遅延時間はΔｔの整数倍で扱えるものとしてモデル化する。従って、例えばＬＴＥでＮを２０４８としたとき、パス間隔は０．０３２６μｓとなる。以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略ブロック図である。以下、本実施形態に係る送信装置を送信装置３０１という。この図において、送信装置３０１は、パイロット生成部３０３、符号部３０５、変調部３０７、マッピング部３０９、ＩＦＦＴ部（周波数時間変換部とも呼ぶ）３１１、ＧＩ挿入部３１３、送信部３１５、および送信アンテナ３１７を含んで構成され、ＯＦＤＭ信号を送信する。パイロット生成部３０３は、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロットシンボルを生成し、マッピング部３０９に出力する。なお、以下、本実施形態では、受信装置を受信装置４０１という。受信装置４０１では、パイロットシンボルを参照信号として伝搬路推定や同期を行なう。符号部３０５は、受信装置４０１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部３０５は、生成した符号化ビットを変調部３０７に出力する。
　変調部３０７は、符号部３０５から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature amplitude modulation：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部３０７は、生成した変調シンボルをマッピング部３０９に出力する。マッピング部３０９は、パイロット生成部３０３から入力されたパイロットシンボル、および変調部３０７から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間－周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部３１１に出力する。なお、リソースとは、送信装置３０１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置３０１が決定し、送信装置３０１から受信装置４０１へ予め通知される。
　図２は、マッピング部３０９がパイロットシンボルと変調信号をマッピングする例を示す図である。ＩＦＦＴ部３１１は、マッピング部３０９から入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行なう単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部３１１は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部３１３に出力する。ＧＩ挿入部３１３は、ＩＦＦＴ部３１１から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバル（Guard Interval:GI）を付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであるサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix:CP）やゼロ区間が続くゼロパディング、Ｇｏｌａｙ符号等を用いた既知信号等であり、ＧＩ挿入部３１３は、このような信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部３１３がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（GI区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部３１３は、ガードインターバルを付加した信号を送信部３１５に出力する。なお、ガードインターバルをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。例えば、サイクリックプレフィックスを用いる場合、ＦＦＴ区間の前方の一部の複製をＦＦＴ区間の信号の後方に付加する。また、サイクリックプレフィックスの場合は、ＯＦＤＭシンボル区間で周期性が保たれるようにすればよく、前記の限りではない。送信部３１５は、ＧＩ挿入部３１３から入力された信号をディジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部３１５は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナ３１７から受信装置４０１へ送信する。
　図３は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置４０１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置４０１は、受信アンテナ４０３、受信部４０５、探索範囲決定部４０７、同期部４０９、ＧＩ除去部４１１、ＦＦＴ部（時間周波数変換部とも呼ぶ）４１３、デマッピング部４１５、伝搬路推定部４１７、復調部４１９、復号部４２１を含んで構成される。受信部４０５は、送信装置３０１が送信した送信信号を、受信アンテナ４０３を介して受信する。受信部４０５は、受信した信号に対して、周波数変換およびアナログ－ディジタル変換を行なう。探索範囲決定部４０７は、受信部４０５から入力される受信信号から、パスの探索範囲を決定する。この具体的な処理は動作原理と併せて後述する。
　同期部４０９は、探索範囲決定部４０７が決定した探索範囲において、パイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号とパイロットシンボルを用いて、伝搬路適合度を向上させるパスを検出することで同期を行なう。同期部４０９に関しては、図面を用いて詳細を後述する。結果はＧＩ除去部４１１に出力する。ＧＩ除去部４１１は、受信部４０５から入力される受信信号と、同期部４０９から入力される同期情報を用い、受信信号から、ガードインターバルを除去し、ＦＦＴ部４１３へ出力する。ＦＦＴ部４１３は、ＧＩ除去部４１１から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行ない、変換した周波数領域の信号をデマッピング部４１５へ出力する。デマッピング部４１５は、送信装置３０１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、分離されたパイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部４１７に出力する。また、データが送信されたサブキャリアの受信信号を復調部４１９に出力する。
　伝搬路推定部４１７は、パイロットシンボルが送信されたサブキャリアの受信信号とパイロットシンボルを用いて復調用周波数応答推定値を算出し、復調部４１９に出力する。手法には最小二乗法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）法等の既知技術を用いればよい。また、伝搬路推定部４１７は、予め記憶するパイロットシンボルを用い、パイロットシンボルが配置されるサブキャリア（パイロットサブキャリアという）において、雑音電力を測定する。具体的な算出方法は、動作原理と併せて後述する。復調部４１９は、伝搬路推定部４１７から入力された復調用周波数応答推定値および雑音電力を用いて、ＺＦ（Zero Forcing）基準、ＭＭＳＥ基準等のフィルタ係数を算出する。復調部４１９は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行なう。復調部４１９は、復調処理の結果のビット対数尤度比（LLR;Log Likelihood Ratio）を復号部４２１に出力する。
　復号部４２１は、復調部４１９から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（MLD;Maximum Likelihood Decoding）、最大事後確率（MAP;Maximum A posteriori Probability）、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）等を用いて、復号処理を行なう。
　図４は、本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の構成を示す概略ブロック図である。同期部４０９は、ＧＩ除去部５０１、ＦＦＴ部５０３、デマッピング部５０５、周波数応答推定部５０７、伝搬路適合度算出部５０９、不要候補パス除去部５１１、同期補正判定部５１３、パス抽出部５１５から構成される。この具体的な処理は動作原理と併せて後述する。
　＜動作原理について＞
　以下、受信装置４０１の動作原理について、図３を参照しながら説明する。受信部４０５が受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒｉ，ｋは、次式（１）、（２）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｄは最大遅延時間、ｈｉ，ｄは第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における複素振幅、ｓｉ，ｋは第ｉシンボル第ｋ離散時刻の時間領域の送信信号であり、ｚｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、ＮｇはＧＩ区間のポイント数（後述する図６参照）、ｊは虚数単位である。なお、ｄ＝０～Ｄの複素振幅をまとめて、チャネルインパルス応答という。
　なお、受信部４０５が受信した時点では、同期が確立されていないため、そのポイントがどのシンボルのどの離散時刻のポイントなのかは分からない。そこで、この時点での受信信号をｒｕとする。探索範囲決定部４０７では、ｒｕを用いてガードインターバル相関や参照信号の時間波形との相関を用い、先行パスの位置を特定する。ガードインターバル相関を用いる場合、相関ρτは次式（３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、参照信号を用いる場合、相関ρτは次式（４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（３）、（４）において、和の幅は、相関が充分取れる範囲で行なえばよい。例えば、１ＯＦＤＭシンボル分の和でもよいし、受信装置４０１を設計した段階で固定にしてもよいし、受信装置４０１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で、先行パスの位置を特定するのに用いられる相関ρτを示す図である。パス６０１～６１９は相関の強く出ている部分であり、パスの候補となる。実際には雑音も存在するため、これ以外の位置にも微小な値が存在する。図５ではパス６０１が先行パスと考えられ、この位置、あるいはさらに前の時間にも観測できなかったパスが存在する可能性を考慮してさらに前にオフセットした位置を先行パス位置とする。このオフセット量は受信装置４０１を設計した段階で固定にしてもよいし、受信装置４０１のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。またオフセット量は０でも良い。なお、非特許文献１のように、ピーク値から閾値を算出し、それを上回る遅延時間最小のパスを先行パス位置としてもよいし、このようにして求めた位置のさらに前にオフセットした位置を先行パス位置としてもよい。なお、このようにして決めた先行パス位置を仮先行パス位置と呼ぶ。
　探索範囲決定部４０７は、この後同期を行なうための探索範囲も決定する。具体的には、ここで決めた先行パス位置からＴだけ遅延時間の小さい位置から、Ｌだけ遅延時間の大きい位置、すなわち、遅延時間－Ｔ～Ｌを探索範囲とする。具体的なＴやＬの値は、受信装置を設計する段階で決めておいてもよいし、設計段階では可変にしておき、受信装置のファームウェア、ソフトウェア等をアップデートするときに更新する等してもよい。すなわち、Ｔは０でもよい。Ｌは、最大遅延時間をカバーできる程度に大きいことが望ましいが、Ｔと同程度の値でもよい。
　次に図４を参照しながら同期部４０９の動作を説明する。まず、ＧＩ除去部５０１において、探索範囲決定部４０７が決定した先行パス位置に基づいて受信信号からＧＩを除去し、受信信号のＦＦＴ区間を抽出する。その後、ＦＦＴ部５０３において、受信信号のＦＦＴ区間に時間周波数変換を行ない、周波数領域の受信信号に変換する。このとき、探索範囲決定部４０７で決めた先行パス位置が真の位置よりＮｅポイント前であったとすると、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎは次式（５）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ただし、Ｚｉ，ｎ，－Ｎｅは周波数領域の雑音である。また、Ｈｉ，ｎ，－Ｎｅは第ｉシンボル第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（６）、（７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、Ｎｅポイント前にずれたことにより、Ｄ＋Ｎｅ＞Ｎｇとなった場合、ＩＳＩおよびＩＣＩが発生し、式（５）のＺｉ，ｎ，－Ｎｅが雑音だけでなく、ＩＳＩおよびＩＣＩも加算されたものとなる。図６にこの様子を示す。
　図６は、本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で決めた先行パス位置が真の位置よりＮｅポイント前であったとした場合に、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎを表す式（５）、（６）において、Ｎｇ＝３、Ｄ＝３、Ｎｅ＝－１としたときの例を示す図である。Ｎｅだけずれた結果、第３パスの部分７０１がガードインターバルを超える遅延波として観測され、ＩＳＩおよびＩＣＩが発生する。このため、伝送特性が劣化する。
　次に、Ｎｅポイント後ろにずれた場合について説明する。第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎは次式（８）、（９）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図７にこの様子を示す。図７は、本発明の第１の実施形態に係る探索範囲決定部４０７で決めた先行パス位置が真の位置よりＮｅポイント後ろにずれた場合に、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの信号Ｒｉ，ｎを表す式（８）、（９）において、Ｎｇ＝３、Ｄ＝３、Ｎｅ＝１としたときの例を示す図である。Ｎｅだけ後ろにずれた結果、先行パスの部分８０１が異なるＯＦＤＭシンボルであるため、ＩＳＩおよびＩＣＩが発生する。このため、伝送特性が劣化する。実際には真の先行パス位置からのずれは未知であるため、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの周波数応答をＨｉ，ｎとして説明する。Ｈｉ，ｎからのチャネルインパルス応答の推定を利用して同期を行なう。ここで、周波数応答推定値からチャネルインパルス応答を推定する方法について説明する。ｎ１、ｎ２、・・・、ｎＰをパイロットサブキャリアとし、周波数応答推定ベクトルＨｉ，Ｐを次式（１０）のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ただし、太字はベクトルまたは行列を表わし、ＹＴはＹの転置を表わす。なお、例えば図２における最初のＯＦＤＭシンボルを考えると、ｎ１は一番低いサブキャリア、ｎ２はそれより２つ先のサブキャリア、ｎ３はさらに２つ先のサブキャリア、・・・、ということになる。このとき、ＭＭＳＥによるチャネルインパルス応答推定ベクトルｈｉ，ＭＭＳＥは、次式（１１）～（１４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ただし、ＮＰはパイロットサブキャリア数であり、Ｉｘはサイズｘの単位行列である。また、遅延時間－Ｔ～Ｌは探索範囲を表わし、探索範囲決定部４０７が先行パス位置を決めることで定まる。先行パス位置より負の遅延時間も考慮しており、－Ｔまで考慮する。また、Ｌは想定する最大遅延時間である。なお、Ｃｉ，ｈは主対角要素に、－Ｔ～Ｌまでのパスの平均電力の値を持つサイズＬ＋Ｔ＋１の対角行列である。平均電力は未知のため、一定値αとする。ただし、伝搬路適合度を向上するパスだけをαとし、それ以外は０とする。ここで、伝搬路適合度とは、計算した推定値と観測したデータ（ここでは受信信号）の適合度合いを定量的に表わす量である。
　図８は、本発明の第１の実施形態に係る各パスの平均電力を示す図である。例えば、図８のようにＴ＝２、Ｌ＝５のもとで遅延時間０、１、３のパスだけを推定する場合、Ｃｉ，ｈは次式（１５）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　同期部４０９では、詳細は後述するが、例えば、伝搬路適合度を向上するパスが負の遅延時間に相当する部分（－Ｔ～－１に対応する部分）にあった場合、先行パス位置を探索範囲決定部４０７が決めたものより検出した分だけシフトする。また、伝搬路適合度を向上する最も遅延時間の小さいパスが正の遅延時間にあった場合もシフトを行なう。伝搬路適合度算出部５０９では、周波数応答推定部５０７から入力される周波数応答推定値を用い、それまでに抽出されているパスに加えて、候補パスのうち１パスを増やしてチャネルインパルス応答を推定する。これを全候補パスについて行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する。ただし、初回の処理では抽出されているパスが存在しないため、全候補パスによる１パス推定を行なって伝搬路適合度を算出する。
　図９は、本発明の第１の実施形態に係る全候補パスによる１パス推定を説明するための図である。例えば、Ｔ＝２、Ｌ＝５で初回の処理の場合、図９のように８通りの伝搬路適合度を算出することになる。この結果を不要候補パス除去部５１１に出力する。不要候補パス除去部５１１では、伝搬路適合度算出部５０９からの入力のうち、パスを増やす前の伝搬路適合度を下回ったパスを候補パスから削除する。ただし、初回の処理の場合はパスを増やす前の伝搬路適合度が存在しないため、この削除処理は行なわない。同期補正判定部５１３では、抽出した最も遅延時間の小さいパスより遅延時間の小さい候補パスがなくなったことを検出した場合、同期部４０９の処理を終了させる。
　図１０Ａ～１０Ｃは、本発明の第１の実施形態に係る同期部４０９の処理が終了した後の各パスの平均電力を示す図である。後述するが、図１０においては、同期部４０９の処理が終了した後に３パス選ぶ場合を示している。図１０Ａ～１０Ｃにおいて、パスの立っている位置はそれまでの処理で抽出されたパスを表わし、×のついた位置は削除された候補パスを表わす。図１０Ａは、探索範囲決定部４０７が決めた同期位置と同じパスが先行パスとなる場合の例であり、この場合は同期位置は変わらない。図１０Ｂは、負の遅延時間にパスを検出した場合の例であり、図７のような問題が起こっていると考えられ、同期位置をシフトする。そのシフト量（ここでは－１）を加えてＧＩ除去部４１１に出力する。図１０Ｃは、正の方向に同期がずれていたことを検出した場合の例である。上述してきた通り、図６のような問題の発生が起こりうるため、この場合もシフトを行なう。そのシフト量（ここでは１）をＧＩ除去部４１１に出力する。なお、抽出した最も遅延時間の小さいパスより遅延時間の小さい候補パスが残っている場合、同期補正判定部５１３は特に動作をせず、パス抽出部５１５に移行する。
　パス抽出部５１５では、不要候補パス除去部５１１で除去されなかった候補パスのうち、伝搬路適合度を最も大きくするパスを抽出する。抽出したパス位置は候補パスから除去し、抽出したパス情報を伝搬路適合度算出部５０９に出力する。同期部４０９は、これらの処理を同期補正判定部５１３がシフト量を決定するまで繰り返す。なお、伝搬路適合度には、赤池情報量基準（AIC:Akaike Information Criterion）やベイズ情報量基準（BIC:Bayesian Infromation Criterion）、最小記述長（MDL:Minimum Description Length）を用いてもよいし、図２のパイロット構造から導かれるモデルエビデンスを用いる等でもよい。例えば、ＢＩＣを用いた場合の伝搬路適合度は次式（１６）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ただし、Ｎｓはその時点までに抽出されたパス数である。
　次に、図３の説明に戻る。ＧＩ除去部４１１は、同期部４０９が決定した同期位置に基づいて受信部４０５から入力される受信信号からＧＩを除去する。その結果得られる受信信号のＦＦＴ区間に、ＦＦＴ部４１３が時間周波数変換を行ない、周波数領域の受信信号に変換する。伝搬路推定部４１７において周波数応答が推定され、復調用周波数応答として用いる。次に、復調部４１９は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’ｉ，ｎを次式（１７）のように算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、Ｙ＊はＹの複素共役であることを示す。また、式（１７）においてσｚ ２はＺｉ，ｎの電力であり、次式（１８）のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ここで、Ｅ［Ｘ］は、Ｘのアンサンブル平均を示す。なお、この電力は次式（１９）のように計算することができ、その結果を式（１７）に用いて復調シンボルＳ’ｉ，ｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ここで、σｚ’２はσｚ ２の推定値であり、Ｐｉは第ｉシンボルにおいて、パイロットサブキャリアを表わす集合である。なお、これは充分な数の算術平均がアンサンブル平均に等しいと仮定した場合、式（１９）が次式（２０）のようにできることを利用した算出法である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　この式は、パイロットシンボルの電力が１に正規化され、周波数応答の電力平均が１に正規化される場合のものである。すなわち、この式は次式（２１）が満たされる場合のものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　なお、パイロットシンボルの電力が１でない場合は、その分の調整係数を導入すればよい。また、周波数応答の正規化は、受信部４０５にてアナログ－ディジタル変換されるときの振幅調整に起因する。復調部４１９は、式（１７）の復調シンボルＳ’ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（２２）で表わされる第ｎサブキャリアの等価振幅利得μｉ，ｎに対して、ビット対数尤度比λは、次式（２３）、（２４）で表わされる。ここで、式（２３）、（２４）は、それぞれ、１ビット目のビットｂｉ，ｎ，０、２ビット目のビットｂｉ，ｎ，１のビット対数尤度比λ（ｂｉ，ｎ，０）、λ（ｂｉ，ｎ，１）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　＜受信装置４０１の動作について＞
　図１１は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図３の受信部４０５が受信信号を探索範囲決定部４０７に出力した後の処理である。探索範囲決定部４０７は、受信信号から先行パス位置および同期するための探索範囲を決定する（ステップＳ１０１）。その後、ステップＳ１０２へ進む。周波数応答推定部５０７は、ステップＳ１０１で決定した先行パス位置に基づいて時間周波数変換された受信信号を用いてパイロットサブキャリアの周波数応答を推定して周波数応答推定値とする（ステップＳ１０２）。その後、ステップＳ１０３へ進む。伝搬路適合度算出部５０９は、ステップＳ１０２で得られる周波数応答推定値を用い、パス抽出部５１５がそれまでに決定したパスに加え、候補パスのうちの１パスを追加した場合のチャネルインパルス応答を推定する（ステップＳ１０３）。この処理を候補パスの数だけ行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する。その後ステップＳ１０４へ進む。
　不要候補パス除去部５１１は、ステップＳ１０３で得られる伝搬路適合度のうち、１パス追加を行なう前の伝搬路適合度を下回ったものに対応するパスを候補パスから除去する（ステップＳ１０４）。その後、ステップＳ１０５へ進み、同期補正判定を行なう。同期補正判定部５１３は、ステップＳ１０４の結果、抽出されているパスのうち遅延時間の最も小さいパスより遅延時間の小さい候補パスが存在しない場合（ステップＳ１０５：Yes）、同期位置に施すシフト量を決定し、ステップＳ１０７へ進む。そうではない場合（ステップＳ１０５：No）、ステップＳ１０６へ進む。パス抽出部５１５は、ステップＳ１０４の結果残った候補パスの伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応するパスを抽出パスとして決定する（ステップＳ１０６）。その後、ステップＳ１０３へ戻る。
　ＧＩ除去部４１１は、ステップＳ１０５で決定した同期位置に基づいて受信信号からガードインターバルを除去する（ステップＳ１０７）。その後、ステップＳ１０８へ進む。ＦＦＴ部４１３は、ステップＳ１０７で得られる信号に対して時間周波数変換を行なう（ステップＳ１０８）。デマッピング部４１５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットシンボルを分離する。パイロットサブキャリアの受信信号を伝搬路推定部４１７に出力する。その後、ステップＳ１０９へ進む。伝搬路推定部４１７は、ステップＳ１０８で得られるパイロットサブキャリアの受信信号を用いて伝搬路推定を行ない、復調用周波数応答推定値を復調部４１９に出力する（ステップＳ１０９）。その後、ステップＳ１１０へ進む。復調部４１９は、ステップＳ１０８で得られるデータサブキャリアの受信信号と、ステップＳ１０９で得られる復調用周波数応答推定値とを用いて復調を行なう（ステップＳ１１０）。その後、ステップＳ１１１へ進む。復号部４２１は、ステップＳ１１０で得られる復調結果を用いて復号を行なう（ステップＳ１１１）。その後、受信装置４０１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、同期部４０９は、パイロットサブキャリアの周波数応答を推定し、候補パスのうちから伝搬路適合度を向上できないパスを削除し、伝搬路適合度を向上させるパスを抽出する処理を繰り返し、抽出されたパスのうちで最も遅延時間の小さいものよりさらに遅延時間の小さい候補パスがなくなった時点で処理を終了する。その際、抽出されたパスのうちで最も遅延時間の小さいものが遅延時間０のパスでなかった場合、同期補正を行なう。このようにすることで、パスを選んで推定しているため、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えることができる。
　なお、上記第１の実施形態において、ＯＦＤＭシンボル毎にパイロットシンボルを用いて周波数応答を推定し、探索範囲決定部４０７が決定した同期位置に対するシフト量を決定する場合について説明したが、近傍のＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて補間してもよい。例えば、図２の最初のＯＦＤＭシンボルにおいては、パイロットサブキャリアの位置は一番低いサブキャリア、２つ先のサブキャリア、さらに２つ先のサブキャリア、・・・、となっているが、パイロットサブキャリアでない場所についても時刻の異なるＯＦＤＭシンボルのパイロットシンボルを用いて推定してもよい。また、パイロットシンボルのあるサブキャリアに関しても、異なる時刻のパイロットシンボルを用いることで、雑音・干渉を低減することができる。このようにすることで、同期補正精度をさらに改善できる。具体的には、伝搬路変動が大きくない場合には算術平均を行なってもよいし、伝搬路変動に合わせて重み付け平均を行なってもよい。
　なお、上記第１の実施形態において、周波数応答の推定に用いる参照信号として、パイロットシンボルを用いて行なう場合について説明したが、判定したデータを用いて推定してもよい。具体的には、復調部４１９または復号部４２１の出力を周波数応答推定部５０７にフィードバックすること等で実現できる。なお、上記第１の実施形態において、候補パスを加えてチャネルインパルス応答の推定を行ない、伝搬路適合度を最も向上させるパスを抽出していく場合について説明したが、最も向上させるパスでなくともよい。例えば、向上の大きい順に３パス選ぶ等でもよいし、それら３パスは、遅延時間の近いものは選ばないという条件を加えてもよい。これは例えば、図８のように遅延時間－２～５を処理する場合において、パス抽出部５１５が遅延時間０のパスを選んだらその近傍２パス（－２、－１、１、２）は同時には選ばないようにする等で実現できる。
　なお、上記第１の実施形態において、遅延時間Ｌまでのパスを検出して同期補正を行なう方法について説明したが、事前に他の方法で候補パス数を制限してから行なってもよい。例えば図４において、周波数応答推定部５０７で得られる周波数応答推定値に周波数時間変換を施し、得られるチャネルインパルス応答の仮推定値のうち電力の高い位置だけを候補パスとして残し、伝搬路適合度算出部５０９以降の処理を行なう。なお、上記第１の実施形態において、式（１）のように、パスの位置が受信信号のサンプリング位置に存在するものとして説明したが、サンプリング点の間を考慮してもよい。その場合は、式（１３）のフーリエ変換行列が小数点位置を含むようになる。
　図１２は、本発明の第１の実施形態において、パスの位置が受信信号のサンプリング位置とサンプリング点の間に存在するものとした場合のパス構造を示す図である。例えば、図１２のようなパス構造を考える場合、フーリエ変換行列は次式（２５）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　なお、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行なう場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行なう場合にも、適用することができる。
　（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置３０１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置４０１が、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、チャネルインパルス応答の推定を利用して伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ選択していき、同期補正の必要性の有無が確定した時点で同期補正量を決定する。本実施形態では、同期補正を行ないつつ同時に伝搬路推定を行なう場合について説明する。なお、本実施形態に係る送信装置は、第１の実施形態に係る送信装置３０１と同じ構成のため、説明を省略する。
　図１３は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置９０１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置９０１（図13）と第１の実施形態に係る受信装置４０１（図3）とを比較すると、伝搬路推定部４１７を持たず、同期部９０３の動作が同期部４０９と異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナ403、受信部405、探索範囲決定部407、GI除去部411、FFT部413、デマッピング部415、復調部419、復号部421）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。なお、第１の実施形態と異なり、Ｌに設定する値は最大遅延時間をカバーできる程度の値であることが望ましい。
　図１４は、本発明の第２の実施形態に係る同期部９０３の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る同期部９０３（図14）と第１の実施形態に係る同期部４０９（図4）とを比較すると、同期補正判定部１００１の動作が異なり、ＦＦＴ部１００３（伝搬路用時間周波数変換部とも呼ぶ）が追加されている。しかし、その他の構成要素（GI除去部501、FFT部503、デマッピング部505、周波数応答推定部507、伝搬路適合度算出部509、不要候補パス除去部511、パス抽出部515）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。第１の実施形態における同期補正判定部５１３では、抽出した最も遅延時間の小さいパスより遅延時間の小さい候補パスがなくなったことを検出した場合、シフト量を決定して同期部４０９の動作を終了させていた。本実施形態における同期補正判定部１００１では、候補パスが全てなくなったことを検出した場合、シフト量を決定すると共に、同時に推定されている式（１１）のチャネルインパルス応答の推定値をＦＦＴ部１００３へ出力する。
　ＦＦＴ部１００３では、同期補正判定部１００１から入力されるチャネルインパルス応答推定値に時間周波数変換を施し、周波数応答推定値に変換する。なお、この際、同期補正判定部１００１が決定したシフト量をチャネルインパルス応答に反映してから時間周波数変換を行なう。結果を復調部４１９へ出力する。
　＜受信装置９０１の動作について＞
　図１５は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１３の受信部４０５が受信信号を探索範囲決定部４０７に出力した後の処理である。探索範囲決定部４０７は、受信信号から先行パス位置および同期するための探索範囲を決定する（ステップＳ２０１）。その後、ステップＳ２０２へ進む。周波数応答推定部５０７は、ステップＳ２０１で決定した先行パス位置に基づいて時間周波数変換された受信信号を用いてパイロットサブキャリアの周波数応答を推定して周波数応答推定値とする（ステップＳ２０２）。その後、ステップＳ２０３へ進む。伝搬路適合度算出部５０９は、ステップＳ２０２で得られる周波数応答推定値を用い、パス抽出部５１５がそれまでに決定したパスに加え、候補パスのうちの１パスを追加した場合のチャネルインパルス応答を推定する。この処理を候補パスの数だけ行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する（ステップＳ２０３）。その後ステップＳ２０４へ進む。
　不要候補パス除去部５１１は、ステップＳ２０３で得られる伝搬路適合度のうち、１パス追加を行なう前の伝搬路適合度を下回ったものに対応するパスを候補パスから除去する（ステップＳ２０４）。その後、ステップＳ２０５へ進み、同期補正判定を行なう。同期補正判定部１００１は、ステップＳ２０４の結果、候補パスの残りが０になった場合（ステップＳ２０５：Yes）、同期位置に施すシフト量を決定すると共に推定されているチャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定値に変換してから復調部４１９に出力し、ステップＳ２０７へ進む。そうではない場合（ステップＳ２０５：No）、ステップＳ２０６へ進む。パス抽出部５１５は、ステップＳ２０４の結果残った候補パスの伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応するパスを抽出パスとして決定する（ステップＳ２０６）。その後、ステップＳ２０３へ戻る。
　ＧＩ除去部４１１は、ステップＳ２０５で決定した同期位置に基づいて受信信号からガードインターバルを除去する（ステップＳ２０７）。その後、ステップＳ２０８へ進む。ＦＦＴ部４１３は、ステップＳ２０７で得られる信号に対して時間周波数変換を行なう（ステップＳ２０８）。デマッピング部４１５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットシンボルを分離する。その後、ステップＳ２０９へ進む。復調部４１９は、ステップＳ２０８で得られるデータサブキャリアの受信信号と、ステップＳ２０５で得られる復調用周波数応答推定値とを用いて復調を行なう（ステップＳ２０９）。その後、ステップＳ２１０へ進む。復号部４２１は、ステップＳ２０９で得られる復調結果を用いて復号を行なう（ステップＳ２１０）。その後、受信装置９０１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、同期部９０３の処理の中で同時に伝搬路推定も行なうことで、伝搬路推定部を持たずにすむため、回路規模を削減することができる。
　（第３の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第１、第２の実施形態では、送信装置３０１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置４０１または受信装置９０１が、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、ＭＭＳＥによるチャネルインパルス応答の推定を利用して伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ選択していくことで、同期補正量を決定する。本実施形態では、送信装置１１０１が、時間領域で連続した信号を送信するシングルキャリア送信を行ない、その中で時間的に連続したパイロットシンボルを挿入し、そのパイロットシンボルを参照信号として同期補正を行なう場合について説明する。
　図１６は、本発明の第３の実施形態に係る送信装置１１０１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る送信装置１１０１（図16）と第１または第２の実施形態に係る送信装置３０１（図1）とを比較すると、ＩＦＦＴ部３１１およびＧＩ挿入部３１３を持たず、マッピング部１１０３が異なる。しかし、その他の構成要素（パイロット生成部303、符号部305、変調部307、送信部315、送信アンテナ317）が持つ機能は第１または第２の実施形態と同じである。第１または第２の実施形態と同じ機能の説明は省略する。マッピング部１１０３は、パイロット生成部３０３から入力されたパイロットシンボル、および変調部３０７から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいて時間領域にマッピングして時間領域の信号を生成し、生成した時間領域の信号を送信部３１５に出力する。また、マッピング情報は、送信装置１１０１が決定し、送信装置１１０１から受信装置１２０１（本発明の第３の実施形態に係る受信装置を受信装置1201とする）へ予め通知される。
　図１７は、本発明の第３の実施形態に係るマッピング部１１０３が情報データシンボルとパイロットシンボルをマッピングする一例を示す図である。この図において、白の四角形は情報データシンボル、網掛けの四角形はパイロットシンボルを表わす。パイロットシンボルはＫシンボル連続で送信される。
　図１８は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置１２０１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置１２０１（図18）と第１の実施形態に係る受信装置４０１（図3）とを比較すると、ＧＩ除去部４１１およびＦＦＴ部４１３を持たず、同期部１２０３、伝搬路推定部１２０５、復調部１２０７、デマッピング部１２０９が異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナ403、受信部405、探索範囲決定部407、復号部421）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　図１９は、本発明の第３の実施形態に係る同期部１２０３の構成を示す概略ブロック図である。同期部１２０３と第１の実施形態における同期部４０９とを比較すると、ＧＩ除去部５０１、ＦＦＴ部５０３、周波数応答推定部５０７を持たず、デマッピング部１３０１および伝搬路適合度算出部１３０３の処理が異なる。しかし、その他の構成要素（不要候補パス除去部511、同期補正判定部513、パス抽出部515）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。伝搬路適合度算出部１３０３では、デマッピング部１３０１から入力されるパイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号を用い、それまでに抽出されているパスに加えて、候補パスのうち１パスを増やしてチャネルインパルス応答を推定する。ここで、パイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号を用いること以外は、第１の実施形態における伝搬路適合度算出部５０９と同様である。
　デマッピング部１２０９は、送信装置１１０１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、分離されたパイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号を伝搬路推定部１２０５に出力し、データが送信された時刻に対応する受信信号を復調部１２０７に出力する。伝搬路推定部１２０５は、パイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号とパイロットシンボルを用いてチャネルインパルス応答推定値を算出し、復調部１２０７に出力する。手法には、第１の実施形態と同様に最小二乗法やＭＭＳＥを用いてもよいし、ＲＬＳ（Recursive Least Squares：逐次最小二乗）アルゴリズムやＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いてチャネルインパルス応答の推定値を時間経過と共に更新していく推定方法のような既知技術を用いればよい。復調部１２０７は、デマッピング部１２０９から入力される受信信号と伝搬路推定部１２０５から入力されるチャネルインパルス応答推定値を用いて復調処理を行なう。この際、マルチパスによるＩＳＩを補償する。これには、ＭＭＳＥやＭＬＳＥ（最尤系列推定：Maximum Likelihood Sequence Estimation）等の既知技術を用いればよい。
　＜受信装置１２０１の動作について＞
　図２０は、本発明の第３の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１８の受信部４０５が受信信号を探索範囲決定部４０７に出力した後の処理である。探索範囲決定部４０７は、受信信号から先行パス位置および同期するための探索範囲を決定する（ステップＳ３０１）。その後、ステップＳ３０２へ進む。伝搬路適合度算出部１３０３は、ステップＳ３０１で決定した先行パス位置に基づき、パス抽出部５１５がそれまでに決定したパスに加え、候補パスのうちの１パスを追加した場合のチャネルインパルス応答を推定する。この処理を候補パスの数だけ行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する（ステップＳ３０２）。その後ステップＳ３０３へ進む。不要候補パス除去部５１１は、ステップＳ３０２で得られる伝搬路適合度のうち、１パス追加を行なう前の伝搬路適合度を下回ったものに対応するパスを候補パスから除去する（ステップＳ３０３）。その後、ステップＳ３０４へ進み、同期補正判定を行なう。
　同期補正判定部５１３は、ステップＳ３０３の結果、抽出されているパスのうち遅延時間の最も小さいパスより遅延時間の小さい候補パスが存在しない場合（ステップＳ３０４：Yes）、同期位置に施すシフト量を決定し、ステップＳ３０６へ進む。そうではない場合（ステップＳ３０４：No）、ステップＳ３０５へ進む。パス抽出部５１５は、ステップＳ３０３の結果残った候補パスの伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応するパスを抽出パスとして決定する（ステップＳ３０５）。その後、ステップＳ３０２へ戻る。
　デマッピング部１２０９は、ステップＳ３０４で決定した同期位置に基づいて受信信号からデータとパイロットシンボルを分離する。分離されたパイロットシンボルが送られた時刻に対応する受信信号を伝搬路推定部１２０５へ出力し、データが送られた時刻に対応する受信信号を復調部１２０７へ出力する。また、伝搬路推定部１２０５は、チャネルインパルス応答を推定して復調部１２０７へ出力する（ステップＳ３０６）。その後、ステップＳ３０７へ進む。復調部１２０７は、ステップＳ３０６で得られるデータが送信された時刻に対応する受信信号と、チャネルインパルス応答推定値とを用いて復調を行なう（ステップＳ３０７）。その後、ステップＳ３０８へ進む。復号部４２１は、ステップＳ３０７で得られる復調結果を用いて復号を行なう（ステップＳ３０８）。その後、受信装置１２０１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、同期部１２０３は、パイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号を用い、候補パスのうちから伝搬路適合度を向上できないパスを削除し、伝搬路適合度を向上させるパスを抽出する処理を繰り返し、抽出されたパスのうちで最も遅延時間の小さいものよりさらに遅延時間の小さい候補パスがなくなった時点で処理を終了する。その際、抽出されたパスのうちで最も遅延時間の小さいものが遅延時間０のパスでなかった場合、同期補正を行なう。このようにすることで、パスを選んで推定しているため、雑音や干渉の低減効果が増加し、雑音強調を抑えて高精度な同期を行なうことができる。なお、第１の実施形態で述べたように、本実施形態に係る送信装置３０１が送信した信号に対する受信処理として、第１の実施形態に係る受信装置４０１を用いてもよい。この場合、ＧＩ区間が０の信号として処理すればよい。
　（第４の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第４の実施形態について詳しく説明する。第３の実施形態では、送信装置１１０１がパイロットシンボルを時間領域にマッピングするシングルキャリア信号等を送信し、受信装置１２０１が、パイロットシンボルが送信された時刻に対応する受信信号を用い、チャネルインパルス応答の推定を利用して伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ選択していき、同期補正の必要性の有無が確定した時点で同期補正量を決定する。本実施形態では、同期補正を行ないつつ同時に伝搬路推定を行なう場合について説明する。なお、本実施形態に係る送信装置は、第３の実施形態に係る送信装置１１０１と同じ構成のため、説明を省略する。
　図２１は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置１４０１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置１４０１（図21）と第３の実施形態に係る受信装置１２０１（図18）とを比較すると、伝搬路推定部１２０５を持たず、同期部１４０３の動作が同期部１２０３と異なる。しかし、その他の構成要素（受信アンテナ403、受信部405、探索範囲決定部407、デマッピング部1209、復調部1207、復号部421）が持つ機能は第３の実施形態と同じである。第３の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　図２２は、本発明の第４の実施形態に係る同期部１４０３の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る同期部１４０３（図22）と第３の実施形態に係る同期部１２０３（図19）とを比較すると、第１の実施形態における同期補正判定部５１３の代わりに第２の実施形態における同期補正判定部１００１を持つ。しかし、その他の構成要素（デマッピング部1301、伝搬路適合度算出部1303、不要候補パス除去部511、パス抽出部515）が持つ機能は第３の実施形態と同じである。第３の実施形態と同じ機能の説明は省略する。
　＜受信装置１４０１の動作について＞
　図２３は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図２１の受信部４０５が受信信号を探索範囲決定部４０７に出力した後の処理である。探索範囲決定部４０７は、受信信号から先行パス位置および同期するための探索範囲を決定する（ステップＳ４０１）。その後、ステップＳ４０２へ進む。伝搬路適合度算出部１３０３は、ステップＳ４０１で決定した先行パス位置に基づき、パス抽出部５１５がそれまでに決定したパスに加え、候補パスのうちの１パスを追加した場合のチャネルインパルス応答を推定する。この処理を候補パスの数だけ行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する（ステップＳ４０２）。その後ステップＳ４０３へ進む。不要候補パス除去部５１１は、ステップＳ４０２で得られる伝搬路適合度のうち、１パス追加を行なう前の伝搬路適合度を下回ったものに対応するパスを候補パスから除去する（ステップＳ４０３）。その後、ステップＳ４０４へ進み、同期補正判定を行なう。
　同期補正判定部１００１は、ステップＳ４０３の結果、候補パスの残りが０になった場合（ステップＳ４０４：Yes）、同期位置に施すシフト量を決定すると共に推定されているチャネルインパルス応答推定値を復調部１２０７に出力し、ステップＳ４０６へ進む。そうではない場合（ステップＳ４０４：No）、ステップＳ４０５へ進む。パス抽出部５１５は、ステップＳ４０３の結果残った候補パスの伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応するパスを抽出パスとして決定する（ステップＳ４０５）。その後、ステップＳ４０２へ戻る。
　デマッピング部１２０９は、ステップＳ４０４で決定した同期位置に基づいて受信信号からデータとパイロットシンボルを分離する。分離されたデータが送られた時刻に対応する受信信号を復調部１２０７へ出力する。復調部１２０７は、この受信信号とステップＳ４０４で得られるチャネルインパルス応答推定値とを用いて復調を行なう（ステップＳ４０６）。その後、ステップＳ４０７へ進む。復号部４２１は、ステップＳ４０６で得られる復調結果を用いて復号を行なう（ステップＳ４０７）。その後、受信装置１４０１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、同期部１４０３の処理の中で同時に伝搬路推定も行なうことで、伝搬路推定部を持たずにすむため、回路規模を削減することができる。
　（第５の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第５の実施形態について詳しく説明する。第２の実施形態では、送信装置３０１がパイロットシンボルを周波数領域にマッピングするマルチキャリア信号等を送信し、受信装置４０１が、まず決定した探索範囲と先行パス位置に基づいて、パイロットサブキャリアにおいて周波数応答推定値を算出し、チャネルインパルス応答の推定を利用して伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ選択していき、候補パスの残りが０になったら同期量を決定する。本実施形態では、先行パス位置を複数用意し、それぞれにおいて同期位置とチャネルインパルス応答推定値と伝搬路適合度を算出し、伝搬路適合度を最も大きくする同期位置とチャネルインパルス応答推定値を採用する。なお、本実施形態に係る送信装置は、第１の実施形態に係る送信装置３０１と同じ構成のため、説明を省略する。
　図２４は、本発明の第５の実施形態に係る受信装置１５０１の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置１５０１（図24）と第２の実施形態に係る受信装置９０１（図13）とを比較すると、探索範囲決定部１５０３の構成が異なり、同期部９０３を複数備え、伝搬路適合判定部１５０５が追加されている。しかし、その他の構成要素（受信アンテナ403、受信部405、GI除去部411、FFT部413、デマッピング部415、復調部419、復号部421）が持つ機能は第２の実施形態と同じである。第２の実施形態と同じ機能の説明は省略する。探索範囲決定部１５０３は、先行パス位置を複数設定し、それぞれに第１～４の実施形態と同様に探索範囲を決定する。この設定方法は、例えば図２５のようにする。
　図２５は、本発明の第５の実施形態に係る先行パス位置を複数設定する設定方法を説明するための図である。図２５において、２種類の探索範囲を設定しており、位置１６０１は１つ目の探索範囲の先頭、位置１６０３は１つ目の先行パス位置、位置１６０５は１つ目の探索範囲の終端を表わす。また、位置１６１１は１つ目の探索範囲の先頭、位置１６１３は１つ目の先行パス位置、位置１６１５は１つ目の探索範囲の終端を表わす。複数存在する同期部９０３は、探索範囲決定部１５０３が出力した複数の探索範囲に対して、第２の実施形態と同様の処理を行なう。ただし、同期位置とチャネルインパルス応答推定値だけでなく、最終的な伝搬路適合度も出力し、伝搬路適合判定部１５０５に出力する。伝搬路適合判定部１５０５は、複数の同期部９０３から入力された伝搬路適合度の最も大きいものを選び、対応する同期位置をＧＩ除去部４１１に出力し、チャネルインパルス応答推定値を復調部４１９に出力する。
　＜受信装置１５０１の動作について＞
　図２６は、本発明の第５の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図２４の受信部４０５が受信信号を探索範囲決定部１５０３に出力した後の処理である。探索範囲決定部１５０３は、受信信号から複数の先行パス位置および同期するための探索範囲を決定する（ステップＳ５０１）。その後、ステップＳ５０２へ進む。複数の周波数応答推定部５０７は、ステップＳ５０１で決定した複数の先行パス位置に基づいて時間周波数変換された受信信号を用いてパイロットサブキャリアの周波数応答を推定して周波数応答推定値とする（ステップＳ５０２）。その後、ステップＳ５０３へ進む。複数の伝搬路適合度算出部５０９は、ステップＳ５０２で得られる複数の周波数応答推定値を用い、対応するパス抽出部５１５がそれまでに決定したパスに加え、候補パスのうちの１パスを追加した場合のチャネルインパルス応答を推定する。この処理を候補パスの数だけ行ない、それぞれ伝搬路適合度を算出する（ステップＳ５０３）。その後ステップＳ５０４へ進む。
　複数の不要候補パス除去部５１１は、ステップＳ５０３で得られる複数の伝搬路適合度のうち、１パス追加を行なう前の対応する伝搬路適合度を下回ったものに対応するパスを候補パスから除去する（ステップＳ５０４）。その後、ステップＳ５０５へ進む。複数の同期補正判定部１００１は、ステップＳ５０４の結果、候補パスの残りが０になった場合、同期位置に施すシフト量を決定し、伝搬路適合判定部１５０５に出力する。それと同時に、推定されているチャネルインパルス応答推定値を伝搬路適合判定部１５０５に出力し、動作を終了する。全ての同期補正判定部１００１が動作を終了している場合（ステップＳ５０５：Yes）、ステップＳ５０７へ進む。そうではない場合（ステップＳ５０５：No）、ステップＳ５０６へ進む。複数のパス抽出部５１５は、ステップＳ５０４の結果残った候補パスの伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応するパスを抽出パスとして決定する（ステップＳ５０６）。その後、ステップＳ５０３へ戻る。
　伝搬路適合判定部１５０５は、ステップＳ５０５の結果得られる複数の伝搬路適合度のうち、最も大きいものに対応する同期位置をＧＩ除去部４１１に出力し、チャネルインパルス応答推定値を周波数応答推定値に変換してから復調部４１９に出力する（ステップＳ５０７）。その後、ステップＳ５０８へ進む。ＧＩ除去部４１１は、ステップＳ５０７で決定した同期位置に基づいて受信信号からガードインターバルを除去する（ステップＳ５０８）。その後、ステップＳ５０９へ進む。ＦＦＴ部４１３は、ステップＳ５０８で得られる信号に対して時間周波数変換を行なう（ステップＳ５０９）。デマッピング部４１５は、得られた周波数領域の信号から、データとパイロットシンボルを分離する。その後、ステップＳ５１０へ進む。復調部４１９は、ステップＳ５０９で得られるデータサブキャリアの受信信号と、ステップＳ５０７で得られる復調用周波数応答推定値とを用いて復調を行なう（ステップＳ５１０）。その後、ステップＳ５１１へ進む。復号部４２１は、ステップＳ５１０で得られる復調結果を用いて復号を行なう（ステップＳ５１１）。その後、受信装置１５０１は動作を終了する。
　このように、本実施形態によれば、複数の同期部が同期位置を決定し、それぞれの伝搬路適合度のうちで最も大きいものを選ぶことで、伝送特性を改善できる位置を同期位置に選ぶことができる。
　なお、上述した実施形態における送信装置３０１、１１０１および受信装置４０１、９０１、１２０１、１３０１の一部、例えば、同期部４０９、復調部４１９をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。
　なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置３０１、１１０１または受信装置４０１、９０１、１２０１、１３０１に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　また、上述した実施形態における送信装置３０１、１１０１および受信装置４０１、９０１、１２０１、１３０１の一部、または全部を、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路として実現しても良い。送信装置３０１および受信装置４０１、９０１、１２０１の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。
　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
１０１、１０５、１０７、１０９、１１１、１１３　パス
１０３　閾値
２０１～２１５　パス
２１７　閾値
３０１　送信装置
３０３　パイロット生成部
３０５　符号部
３０７　変調部
３０９　マッピング部
３１１　ＩＦＦＴ部
３１３　ＧＩ挿入部
３１５　送信部
３１７　送信アンテナ
４０１　受信装置
４０３　受信アンテナ
４０５　受信部
４０７　探索範囲決定部
４０９　同期部
４１１　ＧＩ除去部
４１３　ＦＦＴ部
４１５　デマッピング部
４１７　伝搬路推定部
４１９　復調部
４２１　復号部
５０１　ＧＩ除去部
５０３　ＦＦＴ部
５０５　デマッピング部
５０７　周波数応答推定部
５０９　伝搬路適合度算出部
５１１　不要候補パス除去部
５１３　同期補正判定部
５１５　パス抽出部
６０１～６１９　パス
７０１　部分
８０１　部分
９０１　受信装置
９０３　同期部
１００１　同期補正判定部
１００３　ＦＦＴ部
１１０１　送信装置
１１０３　マッピング部
１２０１　受信装置
１２０３　同期部
１２０５　伝搬路推定部
１２０７　復調部
１２０９　デマッピング部
１３０１　デマッピング部
１３０３　伝搬路適合度算出部
１４０１　受信装置
１４０３　同期部
１５０１　受信装置
１５０３　探索範囲決定部
１５０５　伝搬路適合判定部
１６０１　位置
１６０３　位置
１６０５　位置
１６１１　位置
１６１３　位置
１６１５　位置

Claims (16)

  1. 　受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信装置であって、
    　周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する伝搬路適合度算出部と、
    　前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する不要候補パス除去部と、
    　前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとするパス抽出部と、
    　前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する同期補正判定部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記受信したマルチパスから仮先行パス位置を決定し、前記決定した仮先行パス位置を基準として先行パスの探索範囲を決定する探索範囲決定部を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  3. 　前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が小さい位置を前記探索範囲の先頭とすることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
  4. 　前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が大きい位置を前記探索範囲の終端とすることを特徴とする請求項２または請求項３記載の受信装置。
  5. 　前記探索範囲決定部は、前記仮先行パス位置よりも遅延時間が最大遅延時間だけ大きい位置を前記探索範囲の終端とすることを特徴とする請求項２または請求項３記載の受信装置。
  6. 　情報量基準を前記伝搬路適合度として用いることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の受信装置。
  7. 　前記情報量基準は、ベイズ情報量基準であることを特徴とする請求項６記載の受信装置。
  8. 　受信信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
    　前記周波数領域の受信信号と参照信号とを用いて周波数領域の伝搬路である周波数応答を推定し、周波数応答推定値を出力する周波数応答推定部と、を備え、
    　前記伝搬路適合度算出部は、前記周波数応答推定値を用いて前記伝搬路適合度を算出することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載の受信装置。
  9. 　前記伝搬路適合度算出部は、参照信号がマッピングされた時刻に対応する受信信号を用いて前記チャネルインパルス応答を推定することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載の受信装置。
  10. 　前記同期補正判定部は、前記抽出パスのうち、遅延時間が最小であるパスよりも遅延時間が小さい候補パスが存在しないことを検出した場合、前記先行パス位置の決定を行なうことを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の受信装置。
  11. 　前記同期補正判定部は、前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去した結果、候補パスが無くなった場合、前記先行パス位置の決定を行なうことを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の受信装置。
  12. 　前記抽出パスから構成されるチャネルインパルス応答推定値を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、周波数応答推定値を出力する伝搬路用時間周波数変換部を備えることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の受信装置。
  13. 　前記伝搬路適合度算出部、前記不要候補パス除去部、前記パス抽出部および前記同期補正判定部を有する複数の同期部と、
    　前記各同期部から得られる伝搬路適合度のうち、最も大きい伝搬路適合度に対応するパス位置を先行パス位置に決定する伝搬路適合判定部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
  14. 　受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信方法であって、
    　周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出するステップと、
    　前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去するステップと、
    　前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとするステップと、
    　前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定するステップと、を少なくとも含むことを特徴とする受信方法。
  15. 　受信したマルチパスから先行パス位置を決定する受信装置の制御プログラムであって、
    　周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する処理と、
    　前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する処理と、
    　前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとする処理と、
    　前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴とする制御プログラム。
  16. 　受信装置に実装されることにより、前記受信装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、
    　マルチパスを受信する機能と、
    　周波数応答推定値を用いてチャネルインパルス応答を推定し、その推定値とパスとの適合度を示す伝搬路適合度をパス毎に算出する機能と、
    　前記伝搬路適合度を向上できない候補パスを除去する機能と、
    　前記伝搬路適合度を向上させる候補パスを少なくとも一つ抽出して抽出パスとする機能と、
    　前記抽出パスのうち、最も遅延時間が小さい候補パスの時間的位置を先行パス位置に決定する機能と、の一連の機能を、前記受信装置に発揮させることを特徴とする集積回路。
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003319005A (ja) * 2002-02-20 2003-11-07 Mitsubishi Electric Corp シンボルタイミング補正回路、受信機、シンボルタイミング補正方法、及び復調処理方法
JP2005065197A (ja) * 2003-08-20 2005-03-10 Rikogaku Shinkokai 高精度タイミング再生を備えたｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ受信方式および受信機

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003319005A (ja) * 2002-02-20 2003-11-07 Mitsubishi Electric Corp シンボルタイミング補正回路、受信機、シンボルタイミング補正方法、及び復調処理方法
JP2005065197A (ja) * 2003-08-20 2005-03-10 Rikogaku Shinkokai 高精度タイミング再生を備えたｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ受信方式および受信機

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KATSUYA KATO ET AL.: "Channel Estimation Employing Highly Efficient Tap Selection based on Information Criterion for OFDM Turbo Equalization", IEICE TECHNICAL REPORT, THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, 23 February 2011 (2011-02-23), pages 55 - 60 *
TAKAYUKI SHIZUNO ET AL.: "An Accurate Timing Recovery Method Employing Channel Estimation for OFDM Packet Transmission", IEICE TECHNICAL REPORT, THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, 15 August 2003 (2003-08-15), pages 41 - 46 *

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