WO2012137299A1 - 光受信器 - Google Patents

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雅樹 野田
正道 野上
中川　潤一
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver, and more particularly to an optical receiver applied to a PON (Passive Optical Network) system, which is one of access optical communication systems.
  • PON Passive Optical Network
  • a PON (Passive Optical Network) system has been widely used as a method for realizing a public line network using optical fibers.
  • the PON system is one of point-to-multipoint access optical communication systems.
  • the PON system is composed of one OLT (Optical Line Terminal) and multiple ONUs (Optical Network Unit).
  • the OLT is a station side device, and the ONU is a subscriber terminal device.
  • the OLT and each ONU are connected via an optical star coupler.
  • many ONUs can share the OLT and most of the transmission path (optical fiber).
  • economics of operating costs can be expected.
  • the optical star coupler is a passive component, no power supply is required. Therefore, the optical star coupler can be easily installed outdoors.
  • the optical star coupler is also highly reliable. For these reasons, the PON system has been actively introduced in recent years as a trump card for realizing a broadband network.
  • GE-PON Gigabit Ethernet-Passive Optical Network
  • the transmission rate is 1.25 Gbit / s according to the standard of IEEE 802.3ah.
  • a broadcast communication method using signals in the optical wavelength band of 1480 to 1500 nm is used, and each ONU extracts only the data of the assigned time slot.
  • a broadcast communication system using signals in the optical wavelength 1260 to 1360 nm band is used, and a time division multiplex communication system that controls transmission timing so that data of each ONU does not collide is used. Used.
  • 10G-EPON will be described.
  • the transmission speed is 10.3 Gbit / s according to the standard of IEEE 802.3av.
  • a broadcast communication method using signals in the optical wavelength band of 1574 to 1580 nm is used, and each ONU extracts only the data of the assigned time slot.
  • a signal in the optical wavelength 1260 to 1280 nm band is used, and a time division multiplex communication system that controls transmission timing so that data of each ONU does not collide is used.
  • each ONU In the upstream communication of the PON system as described above, each ONU is located at a different distance from the optical star coupler. Therefore, the reception level (light reception level) of each ONU in the OLT is different for each received packet. Therefore, a wide dynamic range characteristic is required for the burst optical receiver for OLT.
  • the wide dynamic range characteristic is a characteristic for reproducing burst signals having different reception levels stably and at high speed. Therefore, in general, an OLT burst optical receiver is provided with an AGC (Automatic Gain Control) circuit.
  • the AGC circuit is a circuit for changing the conversion gain to a desired gain according to the reception level.
  • Each burst signal is composed of an overhead area and a data area.
  • the overhead area has a length equal to or longer than Receiver Settling Time.
  • the length of the overhead area is short.
  • the AGC circuit operates based on the detection result of the average value of the received signal, the same code continuous time and the time constant have a trade-off relationship. For this reason, it is a challenge to achieve both the continuous resistance to the same sign and high-speed response.
  • the same code continuous time is a time during which the same code included in the code string of the received signal is continuous.
  • Patent Document 1 the time constant of the AGC circuit is switched from high speed operation to low speed operation within one burst signal. Therefore, it is possible to achieve both high-speed response in the overhead area and continuous resistance to the same sign in the data area.
  • Patent Document 1 it is difficult to determine the convergence state when the reception level difference between successive burst signal sequences is small. As a result, there is a problem that the time constant cannot be switched at a desired timing.
  • Patent Document 2 As in Patent Document 1, since the time constant of the AGC circuit is switched from high speed operation to low speed operation within one burst signal, the high speed response in the overhead area and the same sign in the data area are continuous. Both yield strength can be achieved. However, the time constant is switched at a fixed time with the reset signal as a reference. Therefore, in the above-mentioned patent document 2, when the reception timing of the burst signal and the reception timing of the reset signal fluctuate relatively like the GE-PON system (asynchronous PON system) and the 10G-EPON system described above. Has a problem that the time constant cannot be switched at a desired timing.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and provides an optical receiver having a wide dynamic range characteristic, a high-speed response, and the same code continuity tolerance, and realizing a high throughput characteristic. For the purpose.
  • the present invention detects a light receiving element that converts a light receiving signal into a current signal, a preamplifier that converts a current signal output from the light receiving element into a voltage signal, and an average voltage of the voltage signal from the preamplifier.
  • a gain control means for controlling the conversion gain of the preamplifier to a desired gain according to the reception level of the received light signal, and determining whether the gain control means is in a transient state or a steady state
  • the gain control means For receiving a reset signal inserted between the convergence determination means and the light reception signal, and for switching the time constant of the gain control means based on one of the output from the convergence determination means and the reset signal Switching signal output means for generating a time constant switching signal, and the gain control means has a first time constant and detects an average voltage of the voltage signal from the preamplifier.
  • a first average voltage detector that has a second time constant longer than the first time constant and detects an average voltage of a voltage signal from the preamplifier
  • a switching unit for switching to either the first average voltage detection unit or the second average voltage detection unit based on a time constant switching signal, and the reset signal is input to the time constant switching signal
  • the first average voltage detection unit is selected, and the convergence determination circuit selects the second average voltage detection unit when it is determined that the gain control circuit has shifted from a transient state to a steady state. It is an optical receiver characterized by being the signal for this.
  • the present invention detects a light receiving element that converts a light receiving signal into a current signal, a preamplifier that converts a current signal output from the light receiving element into a voltage signal, and an average voltage of the voltage signal from the preamplifier.
  • a gain control means for controlling the conversion gain of the preamplifier to a desired gain according to the reception level of the received light signal, and determining whether the gain control means is in a transient state or a steady state
  • the gain control means For receiving a reset signal inserted between the convergence determination means and the light reception signal, and for switching the time constant of the gain control means based on one of the output from the convergence determination means and the reset signal Switching signal output means for generating a time constant switching signal, and the gain control means has a first time constant and detects an average voltage of the voltage signal from the preamplifier.
  • a first average voltage detector that has a second time constant longer than the first time constant and detects an average voltage of a voltage signal from the preamplifier
  • a switching unit for switching to either the first average voltage detection unit or the second average voltage detection unit based on a time constant switching signal, and the reset signal is input to the time constant switching signal
  • the first average voltage detection unit is selected, and the convergence determination circuit selects the second average voltage detection unit when it is determined that the gain control circuit has shifted from a transient state to a steady state. Therefore, the optical receiver is characterized by having a wide dynamic range characteristic, a high-speed response, and the same code continuity tolerance, and can realize a high throughput characteristic.
  • FIG. 3 It is a block diagram which shows the structure of the optical receiver which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • 3 is a timing chart showing signal waveforms at various parts in the optical receiver according to the first embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the receivable range with respect to a reception level, the operation range of a gain control circuit, and the determination possible range of a convergence determination circuit in the optical receiver which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an optical receiver according to Embodiment 1 of the present invention.
  • reference numeral 1 denotes a light receiving element that converts a received light reception signal 13 (burst signal string) into a current signal.
  • the light reception signal 13 is a burst signal sequence composed of a plurality of continuous burst signals.
  • a preamplifier 2 converts the current signal into a voltage signal.
  • a gain control circuit 9 performs gain control (AGC) of the preamplifier 2.
  • AGC gain control
  • the gain control circuit 9 detects the average voltage of the voltage signal from the preamplifier 2 and controls the conversion gain of the preamplifier 2 to be a desired gain according to the reception level of the light reception signal 13 based on the average voltage. To do.
  • a convergence determination circuit 10 controls the time constant of the gain control circuit 9. The convergence determination circuit 10 detects whether the gain control circuit 9 is in a transient state or a steady state, and outputs a time constant switching signal 14 for switching the time constant of the gain control circuit 9 based on the detection result or the reset signal 12. To do.
  • the light receiving element 1 When the light receiving element 1 receives the light receiving signal 13, it linearly converts the light receiving signal 13 into a current signal.
  • the current signal is converted into an optimum voltage signal in the preamplifier 2 under the control of the gain control circuit 9.
  • the gain control circuit 9 operates to respond with an optimal time constant based on the time constant switching signal from the convergence determination circuit 10.
  • the gain control circuit 9 includes a time constant selection type average value detection circuit 3 and a level conversion circuit 8.
  • the level conversion circuit 8 converts the output of the time constant selection type average value detection circuit 3 into a desired voltage.
  • the time constant selection type average value detection circuit 3 includes a high-speed time constant unit 31, a low-speed time constant unit 32, and a changeover switch 33.
  • the high-speed time constant unit 31 has a short time constant (first time constant) and detects the average voltage of the voltage signal from the preamplifier 2 (first average voltage detection unit).
  • the low-speed time constant unit 32 has a time constant (second time constant) longer than the first time constant, and detects the average voltage of the voltage signal from the preamplifier 2 (second average voltage detection unit).
  • the changeover switch 33 selects one of the high-speed time constant unit 31 and the low-speed time constant unit 32 in accordance with the time constant switching signal 14 and inputs the average voltage detected by the selected one to the level conversion circuit 8.
  • the time constant selection type average value detection circuit 3 responds at high speed, while when the low-speed time constant unit 32 is selected by the changeover switch 33
  • the time constant selection type average value detection circuit 3 responds at a low speed.
  • the convergence determination circuit 10 includes a time constant selection type average value detection circuit 4, a difference voltage amplification circuit 5, a comparison circuit 6, a logic circuit 7, and the time constant selection type average value detection circuit 3. Yes.
  • the time constant selection type average value detection circuit 3 is shared by the gain control circuit 9 and the convergence determination circuit 10.
  • the time constant selection type average value detection circuit 4 includes a high speed time constant unit 41, a low speed time constant unit 42, and a changeover switch 43.
  • the high-speed time constant unit 41 has a time constant (third time constant) that is longer than the first time constant and shorter than the second time constant, and detects the average voltage of the voltage signal from the preamplifier 2 ( Third average voltage detection unit).
  • the low-speed time constant unit 42 has a time constant (fourth time constant) equivalent to the second time constant, and detects the average voltage of the voltage signal from the preamplifier 2 (fourth average voltage detection unit).
  • the changeover switch 43 selects one of the high-speed time constant unit 41 and the low-speed time constant unit 42 and inputs the average voltage detected by the selected one to the differential voltage amplification circuit 5.
  • the time constant selection type average value detection circuit 4 responds at high speed, while when the low-speed time constant unit 42 is selected by the changeover switch 43.
  • the time constant selection type average value detection circuit 4 responds at a low speed.
  • the difference voltage amplifier circuit 5 is a circuit for detecting a difference voltage between the output of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the output of the time constant selection type average value detection circuit 4, and amplifies the detected difference voltage. Output.
  • the comparison circuit 6 compares the output level of the differential voltage amplification circuit 5 with a predetermined threshold voltage 11 set in advance.
  • the logic circuit 7 generates a time constant switching signal based on at least one of the output signal from the comparison circuit 6 and the reset signal 12 input from the outside, and inputs the time constant switching signal to the changeover switches 33 and 43.
  • the first time constant of the high-speed time constant unit 31 and the second time constant of the low-speed time constant unit 32 in the time constant selection type average value detection circuit 3 and the high-speed time of the time constant selection type average value detection circuit 4 are as follows.
  • the third time constant of the constant part 41 and the fourth time constant of the low speed time constant part 42 have the following relationship.
  • the first time constant of the high-speed time constant unit 31 is the shortest.
  • the third time constant of the high speed time constant unit 41 is longer than the first time constant of the high speed time constant unit 31.
  • the second and fourth time constants of the low speed time constant units 32 and 42 are longer than the third time constant of the high speed time constant unit 41. Note that the second time constant of the low speed time constant 32 is the same as the fourth time constant of the low speed time constant unit 42.
  • FIG. 2 is a timing chart showing signal waveforms at various parts in FIG.
  • the light reception signal 13 is composed of a continuous burst signal sequence. However, in FIG. 2, only one burst signal 13a is shown. Each burst signal 13 a is transmitted so as not to collide with each other by time division multiplexing, and is received by the light receiving element 1.
  • a reset signal 12 issued from a PON-MAC that controls timing is inserted between the burst signals 13a. Using the rising edge of the reset signal 12 as a trigger, the logic circuit 7 outputs the time constant switching signal 14 so that the time constants of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant selection type average value detection circuit 4 become high speed. To do.
  • the selector switches 33 and 43 select the high-speed time constant units 31 and 41, respectively, based on the time constant switching signal 14.
  • the high side is represented as a high speed time constant
  • the low side is represented as a low speed time constant.
  • the convergence determination circuit 10 determines that the gain control circuit 9 is in a transient state by the input of the reset signal 12 to the logic circuit 7, and selects a high-speed time constant.
  • the time constants of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant selection type average value detection circuit 4 are on the high speed side. Gain control is performed at high speed so as to obtain an optimum gain for the reception level 13a.
  • the third time constant of the high-speed time constant unit 41 of the time constant selection type average value detection circuit 4 is more than the first time constant of the high-speed time constant unit 31 of the time constant selection type average value detection circuit 3. Is set to be slow. Thereby, the output of the high speed time constant unit 41 of the time constant selection type average value detection circuit 4 responds later than the output of the high speed time constant unit 31 of the time constant selection type average value detection circuit 3.
  • a potential difference is generated between the output of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the output of the time constant selection type average value detection circuit 4.
  • the potential difference is detected by the difference voltage amplifier circuit 5, amplified to a desired potential difference, and output.
  • the output from the differential voltage amplification circuit 5 is input to the comparison circuit 6.
  • the comparison circuit 6 compares the output from the differential voltage amplification circuit 5 with a preset threshold voltage 11.
  • the comparison circuit 6 outputs a high-side signal at the timing when the output from the differential voltage amplification circuit 5 becomes equal to or higher than the threshold voltage 11 in the comparison.
  • the conversion gain of the preamplifier 2 is controlled by the gain control circuit 9, and the output of the time constant selection type average value detection circuit 4, which is slower than the time constant selection type average value detection circuit 3, becomes closer to the steady state from the transient state. Therefore, the potential difference between the output of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the output of the time constant selection type average value detection circuit 4 becomes small.
  • the comparison circuit 6 outputs a low-side signal at a timing when the output from the differential voltage amplification circuit 5 falls below the threshold voltage 11. That is, the comparison circuit 6 outputs a high-side signal with respect to the received burst signal when the gain control operation is not completed (transient state), and is low when the gain control operation is completed (steady state). It operates to output the signal.
  • the logic circuit 7 uses the falling edge of the output signal of the comparison circuit 6 as a trigger, the logic circuit 7 causes the time constant switching signal so that the time constants of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant selection type average value detection circuit 4 become low speed. 14 is output.
  • the change-over switches 33 and 43 select the low-speed time constant units 32 and 42, respectively, based on the time constant switching signal 14.
  • the convergence determination circuit 10 determines that the gain control circuit 9 has shifted from the transient state to the steady state at the timing when the output from the differential voltage amplifier circuit 5 becomes less than the threshold voltage 11, and has a low time constant. Select.
  • the time constants of the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant selection type average value detection circuit 4 continue to hold the low speed side until the end of one burst signal 13a.
  • the time constant switching signal 14 for increasing the time constant is output again, and the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant are output.
  • the time constant of the selective average value detection circuit 4 is switched to the high speed side to prepare for the next burst signal 13a.
  • high-speed response is realized by performing high-speed gain control near the head of the burst signal with respect to the received burst signal, and further, after gain control is completed.
  • gain control is completed.
  • the preamplifier 2 capable of changing the conversion gain according to the reception level of the received burst signal, and the time constant are switched between high speed and low speed.
  • a convergence determination circuit 10 that outputs a time constant switching signal 14 according to the state (transient state or steady state) of the gain control circuit 9 and a reset signal between burst signals, The time constant of the gain control circuit 9 can be switched at an appropriate timing.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating a range 50 in which the gain control circuit 9 operates and a range 51 in which the convergence determination circuit 10 can determine, with respect to the reception level, in the optical receiver according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the value of the threshold voltage 11 is appropriately set so that the range 50 of the gain control circuit 9 falls within the range 51 of the convergence determination circuit 10.
  • the threshold voltage 11 is input to the comparison circuit 6 as shown in FIG. Thereby, the convergence determination circuit 10 can always determine the reception level at which the gain control circuit 9 operates.
  • gain control is generally not performed near the minimum reception sensitivity in order to increase sensitivity. That is, it operates at the maximum gain in the vicinity of the minimum reception sensitivity, and operates so that the gain decreases when the reception level is large in order to suppress waveform distortion and avoid circuit saturation.
  • the maximum output amplitude of the differential voltage amplifier circuit 5 in FIG. 1 is less than the threshold voltage 11 will be described.
  • the output voltage of the comparison circuit 6 keeps the low side from the beginning to the end of one burst signal. Therefore, the time constant selection type average value detection circuit 3 always operates at a high speed.
  • the time constant selection type average value detection circuit 3 determines whether the time constant selection type average value is obtained when the same sign continues. Since the output of the detection circuit 3 follows at high speed, a large gain fluctuation occurs and it is difficult to stably reproduce the burst signal.
  • the threshold voltage input to the comparison circuit 6 is appropriately set so that the convergence determination circuit 10 can always make a determination in the range 50 in which the gain control circuit 9 operates.
  • the threshold voltage 11 of the comparison circuit 6 is smaller than the difference voltage between the time constant selection type average value detection circuit 3 and the time constant selection type average value detection circuit 4.
  • the value of the threshold voltage 11 may be set in advance based on the design value in the design stage, or may be appropriately changed based on the output from the differential voltage amplifier circuit 5.
  • the threshold voltage 11 is set to an appropriate value so that the convergence determination circuit 10 can always determine within the range 50 in which the gain control circuit 9 operates.
  • the burst optical receiver according to the second embodiment has a wide dynamic range characteristic for stably reproducing burst signals of different reception levels, and has both high-speed response and continuous strength of the same sign. Therefore, it is possible to realize a burst optical receiver excellent in high throughput characteristics.

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Abstract

　この発明は、受信するバースト信号の受信レベルに応じて変換利得を変えることが可能なプリアンプ２と、時定数を高速もしくは低速に切り替えることが可能な利得制御回路９と、利得制御回路９の状態（過渡状態または定常状態）とバースト信号間のリセット信号とに応じて時定数切替信号１４を出力する収束判定回路１０とを備えた光受信器である。これにより、適切なタイミングで、利得制御回路９の時定数を、切り替えることができる。

Description

光受信器
　本発明は、光受信器に関し、特に、アクセス系光通信システムの一つの方式であるＰＯＮ（Passive Optical Network）システムに適用される光受信器に関するものである。
　従来、光ファイバを用いた公衆回線網を実現する方式として、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムが広く用いられている。ＰＯＮシステムは、ポイント・トゥ・マルチポイントのアクセス系光通信システムの１つである。
　ＰＯＮシステムは、１台のＯＬＴ（Optical Line Terminal）と、複数のＯＮＵ（Optical Network Unit）から構成される。ＯＬＴは局側装置であり、ＯＮＵは加入者端末装置である。ＯＬＴと各ＯＮＵとは、光スターカプラを介して接続される。ＰＯＮシステムでは、多数のＯＮＵが、ＯＬＴと、伝送路（光ファイバ）の大部分と、を共用できる。そのため、運用コストの経済化が期待できる。また、光スターカプラは受動部品であるため、給電が必要ない。そのため、光スターカプラは、屋外設置が容易である。また、光スターカプラは、信頼性も高い。このような理由から、ＰＯＮシステムは、ブロードバンドネットワークを実現する切り札として、近年活発に導入が進められている。
　例えば、ＧＥ－ＰＯＮ（Gigabit Ethernet - Passive Optical Network）システムについて説明する。ＧＥ－ＰＯＮでは、ＩＥＥＥ８０２．３ａｈの規格により、伝送速度が１．２５Ｇｂｉｔ／ｓである。ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長１４８０～１５００ｎｍ帯の信号を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵは割り当てられたタイムスロットのデータのみを取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長１２６０～１３６０ｎｍ帯の信号を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵのデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。
　さらに、１０Ｇ－ＥＰＯＮについて説明する。１０Ｇ－ＥＰＯＮにおいては、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖの規格により、伝送速度は１０．３Ｇｂｉｔ／ｓである。１０Ｇ－ＥＰＯＮシステムにおいては、ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長１５７４～１５８０ｎｍ帯の信号を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵは割り当てられたタイムスロットのデータのみを取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長１２６０～１２８０ｎｍ帯の信号を用い、各ＯＮＵのデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。
　上記のようなＰＯＮシステムの上り方向の通信においては、各ＯＮＵは光スターカプラから異なる距離に位置する。そのため、ＯＬＴにおける各ＯＮＵの受信レベル（受光レベル）は、受信パケット毎に異なる。従って、ＯＬＴ用バースト光受信器には、広ダイナミックレンジ特性が必要である。広ダイナミックレンジ特性とは、異なる受信レベルのバースト信号を、安定かつ高速に再生する特性である。そのため、一般的に、ＯＬＴ用バースト光受信器には、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路が備えられている。ＡＧＣ回路とは、受信レベルに応じて、変換利得を所望の利得に変化させるための回路である。
　上記のＡＧＣ回路には、バースト信号を受信した後に変換利得が安定収束するまでの時定数が存在する。すなわち、ＯＬＴ用バースト光受信器においては、バースト信号を受信した後に、安定的にデータ再生するまでには、所定の時間が必要である。この所定の時間は、Receiver Settling Time として、ＩＥＥＥ８０２．３ａｈ、および、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖで規格化されている。Receiver Settling Time の規格値は、ＩＥＥＥ８０２．３ａｈ（ＧＥ－ＰＯＮシステム）では４００ｎｓ、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖ（１０Ｇ－ＥＰＯＮシステム）では８００ｎｓである。
　各バースト信号は、オーバヘッド領域とデータ領域とから構成される。オーバヘッド領域は、Receiver Settling Time 以上の長さを有している。しかしながら、システム全体のスループットを向上させるためには、オーバヘッド領域の長さが短い方が望ましい。ここで、ＡＧＣ回路は、受信信号の平均値検出結果に基づいて動作するので、同符号連続時間と時定数とがトレードオフの関係になる。そのため、同符号連続耐力と高速応答性との両立が課題である。なお、同符号連続時間とは、受信信号の符号列に含まれる同符号が連続している時間のことである。
　同符号連続耐力に優れ、かつ、高速に応答するＡＧＣ回路を実現するための、様々な方式が提案されている。例えば、特許文献１及び特許文献２に記載の方法においては、受信するバースト信号の先頭付近でのみ、ＡＧＣ回路の時定数を高速に動作させる。その後は、ＡＧＣ回路の時定数を低速に動作させる。
国際公開第２００８／０７５４３０号パンフレット 特開２００８－３１２２１６号公報
　上記特許文献１では、ＡＧＣ回路の時定数が、ひとつのバースト信号内で高速動作から低速動作に切り替わる。そのため、オーバヘッド領域における高速応答性とデータ領域における同符号連続耐力とが両立できる。しかしながら、上記特許文献１においては、連続するバースト信号列の受信レベル差が小さい場合には、収束状態を判定することが困難である。その結果、所望のタイミングで時定数を切り替えることができないという問題がある。
　また、上記特許文献２では、上記特許文献１と同様に、ＡＧＣ回路の時定数がひとつのバースト信号内で高速動作から低速動作に切り替わるため、オーバヘッド領域における高速応答性とデータ領域における同符号連続耐力とが両立できる。しかしながら、時定数を切り替えるタイミングは、リセット信号を基準として固定の時間としている。従って、上記特許文献２においては、前述のＧＥ－ＰＯＮシステム（非同期ＰＯＮシステム）や１０Ｇ－ＥＰＯＮシステムのように、バースト信号の受信タイミングとリセット信号の受信タイミングとが相対的に揺らぐような場合には、所望のタイミングで時定数を切り替えられないという問題がある。
　本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、広ダイナミックレンジ特性、高速応答性、および、同符号連続耐性を備え、高スループット特性を実現するための光受信器を提供することを目的とする。
　この発明は、受光信号を電流信号に変換する受光素子と、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出し、検出した前記平均電圧を用いて、前記プリアンプの変換利得を、前記受光信号の受信レベルに応じた所望の利得になるように制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が過渡状態か定常状態かを判定する収束判定手段と、前記受光信号間に挿入されたリセット信号を受けて、前記収束判定手段からの出力および前記リセット信号のいずれか１つに基づいて、前記利得制御手段の時定数を切り替えるための時定数切替信号を生成する切替信号出力手段とを備え、前記利得制御手段は、第１の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第１の平均電圧検出部と、前記第１の時定数よりも長い第２の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第２の平均電圧検出部と、前記時定数切替信号に基づいて、前記第１の平均電圧検出部か前記第２の平均電圧検出部のいずれかに切り替える切替部とを備え、前記時定数切替信号は、前記リセット信号が入力された場合に、前記第１の平均電圧検出部を選択し、前記収束判定回路が前記利得制御回路が過渡状態から定常状態に移行したと判定した場合に、前記第２の平均電圧検出部を選択するための信号であることを特徴とする光受信器である。
　この発明は、受光信号を電流信号に変換する受光素子と、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出し、検出した前記平均電圧を用いて、前記プリアンプの変換利得を、前記受光信号の受信レベルに応じた所望の利得になるように制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が過渡状態か定常状態かを判定する収束判定手段と、前記受光信号間に挿入されたリセット信号を受けて、前記収束判定手段からの出力および前記リセット信号のいずれか１つに基づいて、前記利得制御手段の時定数を切り替えるための時定数切替信号を生成する切替信号出力手段とを備え、前記利得制御手段は、第１の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第１の平均電圧検出部と、前記第１の時定数よりも長い第２の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第２の平均電圧検出部と、前記時定数切替信号に基づいて、前記第１の平均電圧検出部か前記第２の平均電圧検出部のいずれかに切り替える切替部とを備え、前記時定数切替信号は、前記リセット信号が入力された場合に、前記第１の平均電圧検出部を選択し、前記収束判定回路が前記利得制御回路が過渡状態から定常状態に移行したと判定した場合に、前記第２の平均電圧検出部を選択するための信号であることを特徴とする光受信器であるので、広ダイナミックレンジ特性、高速応答性、および、同符号連続耐性を備え、高スループット特性を実現することができる。
本発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る光受信器における各部の信号波形を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態２に係る光受信器における、受信レベルに対する、受信可能範囲、利得制御回路の動作範囲、および、収束判定回路の判定可能範囲を示す説明図である。
　以下に、図面を参照して、本発明に係る光受信器の実施の形態を詳細に説明する。なお、これらの実施の形態により、本発明が限定されるものではない。例えば、これらの実施の形態においては、光受信器の例として、バースト光受信器を説明しているが、本発明は他の種別の受信器にも適用可能である。また、回路構成についても、使用目的や使用環境などに合わせて適宜変更可能である。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る光受信器の構成を示す図である。本実施の形態１においては、光受信器として、ＰＯＮシステムに適用されるバースト信号に対応可能な光受信器を、例に挙げて説明する。図１において、１は、受信した受光信号１３（バースト信号列）を電流信号に変換する受光素子である。受光信号１３は、複数の連続するバースト信号から構成されたバースト信号列である。２は、当該電流信号を電圧信号に変換するプリアンプである。９は、プリアンプ２の利得制御（ＡＧＣ）を行う利得制御回路である。利得制御回路９は、プリアンプ２からの電圧信号の平均電圧を検出し、当該平均電圧に基づいて、プリアンプ２の変換利得を、受光信号１３の受信レベルに応じた所望の利得になるように制御する。１０は、利得制御回路９の時定数を制御する収束判定回路である。収束判定回路１０は、利得制御回路９が過渡状態か定常状態かを検出して、当該検出結果またはリセット信号１２に基づいて利得制御回路９の時定数を切り替えるための時定数切替信号１４を出力する。
　次に、本発明の実施の形態１に係る光受信器の動作について説明する。
　受光素子１は受光信号１３を受信すると、受光信号１３を電流信号に線形変換する。当該電流信号は、利得制御回路９の制御に従って、プリアンプ２において、最適な電圧信号に変換される。利得制御回路９は、収束判定回路１０からの時定数切替信号に基づいて、最適な時定数で応答するよう動作する。
　利得制御回路９は、時定数選択型平均値検出回路３と、レベル変換回路８とから構成されている。レベル変換回路８は、時定数選択型平均値検出回路３の出力を所望の電圧に変換する。時定数選択型平均値検出回路３は、高速時定数部３１と、低速時定数部３２と、切替スイッチ３３とから構成されている。高速時定数部３１は、短い時定数（第１の時定数）を有し、プリアンプ２からの電圧信号の平均電圧を検出する（第１の平均電圧検出部）。低速時定数部３２は、第１の時定数よりも長い時定数（第２の時定数）を有し、プリアンプ２からの電圧信号の平均電圧を検出する（第２の平均電圧検出部）。切替スイッチ３３は、時定数切替信号１４に従って、高速時定数部３１または低速時定数部３２のいずれか１つを選択し、選択した方が検出した平均電圧をレベル変換回路８に入力する。切替スイッチ３３により高速時定数部３１が選択されている場合は、時定数選択型平均値検出回路３は高速に応答し、一方、切替スイッチ３３により低速時定数部３２が選択されている場合は、時定数選択型平均値検出回路３は低速に応答する。
　収束判定回路１０は、時定数選択型平均値検出回路４と、差電圧増幅回路５と、比較回路６と、ロジック回路７と、前記の時定数選択型平均値検出回路３とから構成されている。時定数選択型平均値検出回路３は、利得制御回路９と収束判定回路１０とで共有されている。時定数選択型平均値検出回路４は、高速時定数部４１と、低速時定数部４２と、切替スイッチ４３とから構成されている。高速時定数部４１は、第１の時定数よりも長くかつ第２の時定数よりも短い時定数（第３の時定数）を有し、プリアンプ２からの電圧信号の平均電圧を検出する（第３の平均電圧検出部）。低速時定数部４２は、第２の時定数と同等の時定数（第４の時定数）を有し、プリアンプ２からの電圧信号の平均電圧を検出する（第４の平均電圧検出部）。切替スイッチ４３は、高速時定数部４１または低速時定数部４２のいずれか１つを選択し、選択した方が検出した平均電圧を差電圧増幅回路５に入力する。切替スイッチ４３により高速時定数部４１が選択されている場合は、時定数選択型平均値検出回路４は高速に応答し、一方、切替スイッチ４３により低速時定数部４２が選択されている場合は、時定数選択型平均値検出回路４は低速に応答する。差電圧増幅回路５は、時定数選択型平均値検出回路３の出力と時定数選択型平均値検出回路４の出力との差電圧を検出するための回路であり、検出した差電圧を増幅して出力する。比較回路６は、差電圧増幅回路５の出力レベルを、予め設定した所定の閾値電圧１１と比較する。ロジック回路７は、比較回路６からの出力信号および外部から入力されるリセット信号１２の少なくともいずれか１つに基づいて時定数切替信号を生成して、切替スイッチ３３，４３に入力する。
　なお、時定数選択型平均値検出回路３における高速時定数部３１の第１の時定数と低速時定数部３２の第２の時定数、ならびに、時定数選択型平均値検出回路４の高速時定数部４１の第３の時定数と低速時定数部４２の第４の時定数は、以下に示す通りの関係を有している。
　　第１の時定数　＜　第３の時定数　＜　第２の時定数＝第４の時定数
　すなわち、高速時定数部３１の第１の時定数が最も短い。高速時定数部４１の第３の時定数は、高速時定数部３１の第１の時定数よりも長い。低速時定数部３２，４２の第２，第４の時定数は、高速時定数部４１の第３の時定数よりも長い。なお、低速時定数３２の第２の時定数は、低速時定数部４２の第４の時定数と同じである。
　次に、図２を用いて、図１の各部の動作について説明する。図２は、図１の各部の信号波形を示すタイミングチャートである。
　図２に示すように、受光信号１３は、連続するバースト信号列から構成されている。但し、図２では、１つのバースト信号１３ａのみを記載している。各バースト信号１３ａは、時分割多重により互いに衝突しないよう送信され、受光素子１で受信される。タイミング制御をつかさどるＰＯＮ ＭＡＣなどから発せられるリセット信号１２は、各バースト信号１３ａ間に挿入される。リセット信号１２の立ち上りをトリガーとして、ロジック回路７は、時定数選択型平均値検出回路３および時定数選択型平均値検出回路４の時定数が高速となるように、時定数切替信号１４を出力する。切替スイッチ３３，４３は、時定数切替信号１４に基づいて、それぞれ、高速時定数部３１，４１を選択する。なお、図２におけるロジック回路７の出力信号は、ハイ側が高速時定数、ロー側が低速時定数として表記している。このように、収束判定回路１０は、ロジック回路７へのリセット信号１２の入力により、利得制御回路９が過渡状態であると判定し、高速な時定数を選択する。
　リセット信号１２の受信後に、バースト信号１３ａを受信すると、時定数選択型平均値検出回路３及び時定数選択型平均値検出回路４の時定数はそれぞれ高速側となっているため、受信したバースト信号１３ａの受信レベルに対して最適利得となるよう高速に利得制御が行われる。この時、時定数選択型平均値検出回路３の高速時定数部３１の第１の時定数よりも、時定数選択型平均値検出回路４の高速時定数部４１の第３の時定数の方が、低速となるよう設定されている。これにより、時定数選択型平均値検出回路４の高速時定数部４１の出力は、時定数選択型平均値検出回路３の高速時定数部３１の出力よりも遅れて応答する。その結果、時定数選択型平均値検出回路３の出力と時定数選択型平均値検出回路４の出力との間に電位差が生じる。当該電位差は差電圧増幅回路５によって検出され、所望の電位差に増幅されて出力される。差電圧増幅回路５からの当該出力は、比較回路６に入力される。比較回路６は、差電圧増幅回路５からの当該出力と予め設定された閾値電圧１１とを比較する。比較回路６は、当該比較において、差電圧増幅回路５からの出力が、閾値電圧１１以上となったタイミングで、ハイ側の信号を出力する。
　その後、利得制御回路９によりプリアンプ２の変換利得が制御され、過渡状態から定常状態に近付くにつれて、時定数選択型平均値検出回路３よりも低速な時定数選択型平均値検出回路４の出力も追従してくるため、時定数選択型平均値検出回路３の出力と時定数選択型平均値検出回路４の出力との間の電位差は小さくなる。こうして、比較回路６は、差電圧増幅回路５からの出力が、閾値電圧１１を下回ったタイミングで、ロー側の信号を出力する。すなわち、比較回路６は、受信したバースト信号に対して、利得制御動作が未完了の状態（過渡状態）ではハイ側の信号を出力し、利得制御動作が完了した状態（定常状態）ではロー側の信号を出力するよう動作する。
　比較回路６の出力信号の立下りをトリガーとして、ロジック回路７は、時定数選択型平均値検出回路３および時定数選択型平均値検出回路４の時定数が低速となるよう、時定数切替信号１４を出力する。切替スイッチ３３，４３は、当該時定数切替信号１４に基づいて、それぞれ、低速時定数部３２，４２を選択する。このように、収束判定回路１０は、差電圧増幅回路５からの出力が閾値電圧１１未満となったタイミングで、利得制御回路９が過渡状態から定常状態に移行したと判定し、低速な時定数を選択する。
　この後、時定数選択型平均値検出回路３ならびに時定数選択型平均値検出回路４の時定数は、ひとつのバースト信号１３ａの最後尾まで、このまま低速側を保持し続ける。そして、バースト信号間に挿入されるリセット信号１２を受信したときに、再び、時定数を高速にするための時定数切替信号１４が出力されて、時定数選択型平均値検出回路３ならびに時定数選択型平均値検出回路４の時定数が高速側に切り替えられて、次のバースト信号１３ａに備える。
　ここで、時定数選択型平均値検出回路３の低速時定数部３２の第２の時定数（低速側）と時定数選択型平均値検出回路４の低速時定数部４２の第４の時定数（低速側）とは、同等となるように設定しているため、互いに他方に比べて遅れることはない。従って、同符号が連続する信号に対しても、時定数選択型平均値検出回路３の出力ならびに時定数選択型平均値検出回路４の出力に電位差が生じることはなく、誤って再度高速側に移行するようなことは生じない。従って、低速時定数部３２および低速時定数部４２が選択されているときには、差電圧増幅回路５で電位差を求める必要はないので、特に、求めなくても良い。
　このように、本実施の形態では、受信したバースト信号に対して、バースト信号の先頭部付近では、高速に利得制御が行われることにより高速応答性を実現し、さらに、利得制御が完了後には低速応答状態に移行することにより同符号連続耐力を同時に実現している。
　以上のように、この発明の実施の形態１に関わる光受信器においては、受信するバースト信号の受信レベルに応じて変換利得を変えることが可能なプリアンプ２と、時定数を高速もしくは低速に切り替えることが可能な利得制御回路９と、利得制御回路９の状態（過渡状態または定常状態）とバースト信号間のリセット信号とに応じて時定数切替信号１４を出力する収束判定回路１０とを備え、適切なタイミングで利得制御回路９の時定数を切り替えることができる。これにより、本実施の形態１に係る光受信器は、異なる受信レベルのバースト信号を安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有している。また、本実施の形態１に係る光受信器は、高速応答性と同符号連続耐力とを備えている。さらに、本実施の形態１に係る光受信器は、高スループット特性に優れている。
　実施の形態２．
　図３は、本発明の実施の形態２に係る光受信器における、受信レベルに対する、利得制御回路９が動作する範囲５０と、収束判定回路１０が判定可能な範囲５１とを示す図である。本実施の形態２においては、図３に示すように、利得制御回路９の範囲５０が、収束判定回路１０の範囲５１の範囲内になるように、閾値電圧１１の値を適切に設定する。なお、閾値電圧１１は、図１に示すように、比較回路６に入力されるものである。これにより、利得制御回路９が動作する受信レベルでは、必ず、収束判定回路１０が判定可能となる。
　本実施の形態２に係る光受信器の構成および動作は、上記の実施の形態１と同じであるため、図１および図２を参照し、ここでは、それらの説明は省略する。以下では、実施の形態１と異なる点を主に説明する。
　利得制御により広ダイナミックレンジ化を実現する光受信器において、高感度化のために最小受信感度付近では利得制御を行わないのが一般的である。つまり、最小受信感度付近では最大利得で動作し、受信レベルが大きな場合には波形歪の抑圧や回路飽和を回避するために利得が下がるよう動作する。
　まず、図１における差電圧増幅回路５の出力最大振幅が、閾値電圧１１未満の場合について説明する。このとき、比較回路６の出力電圧は、ひとつのバースト信号の先頭から末尾までロー側を保持し続ける。従って、時定数選択型平均値検出回路３は、常に高速の状態で動作する。
　利得制御回路９が動作しない受信レベル範囲（範囲５０以外の範囲）においては、上記のように時定数選択型平均値検出回路３が高速動作し続けたとしても、そもそも利得制御していないので、同符号が連続するような場合でも、問題になることはない。
　一方、利得制御回路９が動作する範囲５０においては、上記のように時定数選択型平均値検出回路３が高速動作し続けると、同符号が連続するような場合には時定数選択型平均値検出回路３の出力が高速に追従するため、大きな利得変動が生じ、バースト信号を安定に再生することは困難となる。
　従って、本実施の形態２においては、利得制御回路９が動作する範囲５０では、必ず、収束判定回路１０は判定可能となるよう、比較回路６に入力する閾値電圧を適切に設定する。具体的には、利得制御回路が動作する範囲５０においては、比較回路６の閾値電圧１１を、時定数選択型平均値検出回路３と時定数選択型平均値検出回路４との差電圧より小さい値に設定する。なお、当該閾値電圧１１の値は、設計段階の設計値に基づいて予め設定しておいてもよいし、あるいは、差電圧増幅回路５からの出力に基づいて適宜変更する構成としてもよい。
　以上のように、この発明の実施の形態２に関わるバースト光受信器においては、上記の実施の形態１と同様の効果が得られる。さらに、本実施の形態２においては、利得制御回路９が動作する範囲５０内では、必ず、収束判定回路１０は判定可能となるよう、閾値電圧１１を適切な値に設定した。それにより、本実施の形態２に関わるバースト光受信器は、異なる受信レベルのバースト信号を安定に再生する広ダイナミックレンジ特性を有し、かつ、高速応答性と同符号連続耐力とを兼ね備えることにより、高スループット特性に優れたバースト光受信器を実現できる。
　１　受光素子、２　プリアンプ、３，４　時定数選択型平均値検出回路、５　差電圧増幅回路、６　比較回路、７　ロジック回路、８　レベル回路、９　利得制御回路、１０　収束判定回路、１１　閾値電圧、１２　リセット信号、３１　高速時定数部、３２　低速時定数部、３３　切替スイッチ、４１　高速時定数部、４２　低速時定数部、４３　切替スイッチ。

Claims (3)

  1. 　受光信号を電流信号に変換する受光素子と、
    　前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換するプリアンプと、
    　前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出し、検出した前記平均電圧を用いて、前記プリアンプの変換利得を、前記受光信号の受信レベルに応じた所望の利得になるように制御する利得制御手段と、
    　前記利得制御手段が過渡状態か定常状態かを判定する収束判定手段と、
    　前記受光信号間に挿入されたリセット信号を受けて、前記収束判定手段からの出力および前記リセット信号のいずれか１つに基づいて、前記利得制御手段の時定数を切り替えるための時定数切替信号を生成する切替信号出力手段と
    　を備え、
    　前記利得制御手段は、
    　第１の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第１の平均電圧検出部と、
    　前記第１の時定数よりも長い第２の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第２の平均電圧検出部と、
    　前記時定数切替信号に基づいて、前記第１の平均電圧検出部か前記第２の平均電圧検出部のいずれかに切り替える切替部と
    　を備え、
    　前記時定数切替信号は、
    　前記リセット信号が入力された場合に、前記第１の平均電圧検出部を選択し、
    　前記収束判定回路が前記利得制御回路が過渡状態から定常状態に移行したと判定した場合に、前記第２の平均電圧検出部を選択する
    　ための信号である
    　ことを特徴とする光受信器。
  2. 　前記収束判定手段は、
    　前記第１の平均電圧検出部の第１の時定数よりも長く、かつ、前記第２の平均電圧検出部の第２の時定数よりも短い第３の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第３の平均電圧検出部と、
    　前記第２の平均電圧検出部と同等の第４の時定数を有し、前記プリアンプからの電圧信号の平均電圧を検出する第４の平均電圧検出部と
    　前記第１の平均電圧検出部で検出した平均電圧と前記第３の平均電圧検出部で検出した平均電圧との差電圧を求める差電圧検出部と、
    　前記差電圧と所定の閾値電圧とを比較し、比較結果に基づいて、前記利得制御回路が過渡状態か定常状態かを検出する比較部と
    　を備え、
    　前記時定数切替信号は前記収束判定手段の時定数も切り替えるものであって、
    　前記時定数切替信号は、
    　前記リセット信号が入力された場合に、前記第３の平均電圧検出部を選択し、
    　前記収束判定回路が前記利得制御回路が過渡状態から定常状態に移行したと判定した場合に、前記第４の平均電圧検出部を選択する
    　ための信号である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の光受信器。
  3. 　前記利得制御回路が動作する受信レベル範囲において、前記比較部の閾値電圧が、前記第１の平均電圧検出部と前記第３の平均電圧検出部との差電圧より小さい値であることを特徴とする請求項１または２に記載の光受信器。
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