WO2012132195A1 - 受信装置 - Google Patents

受信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2012132195A1
WO2012132195A1 PCT/JP2012/000943 JP2012000943W WO2012132195A1 WO 2012132195 A1 WO2012132195 A1 WO 2012132195A1 JP 2012000943 W JP2012000943 W JP 2012000943W WO 2012132195 A1 WO2012132195 A1 WO 2012132195A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
offset
signal
correlation
component
residual
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/000943
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
亨宗 白方
坂本　剛憲
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to US13/814,204 priority Critical patent/US8761319B2/en
Publication of WO2012132195A1 publication Critical patent/WO2012132195A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device applied to a wireless communication device that communicates using a single carrier signal.
  • a service that provides data including high-definition moving images, still images, or various large-capacity contents using audio to end users via wireless communication is being studied.
  • a wireless communication system that performs high-speed transmission of several Gbps using a millimeter wave band including a 60 GHz band has been studied.
  • the standardization work of the millimeter-wave wireless communication system is performed by IEEE as a wireless PAN (Personal Area Network), for example, IEEE 802.15.3c, and as a wireless LAN (Local Area Network), for example, by IEEE 802.11ad.
  • IEEE Personal Area Network
  • IEEE 802.15.3c Personal Area Network
  • IEEE LAN Local Area Network
  • a PSK or QAM modulated signal is transmitted at a transmission rate of 1.76 G symbols / second. Since one symbol time is as short as about 0.57 nsec, data is transmitted at an extremely high speed in the millimeter wave radio communication system.
  • the 60 GHz band is used as the millimeter wave band will be described.
  • the modulated baseband signal is frequency-converted to a 60 GHz band by a high-frequency circuit (RF unit) and transmitted from the antenna.
  • RF unit high-frequency circuit
  • the 60 GHz band signal input from the antenna is frequency converted into a baseband signal by a high frequency circuit (RF unit).
  • RF unit high frequency circuit
  • several methods including a superheterodyne method and a direct conversion method have been studied.
  • the direct conversion method the 60 GHz band modulation signal is directly converted to the baseband signal band by directly mixing the 60 GHz carrier frequency.
  • the direct conversion type RF unit has a simple circuit configuration and leads to a reduction in the number of components and power consumption, but there is a problem that a DC offset occurs in the baseband signal due to self-mixing in the RF unit. It is known that the DC offset requires extra dynamic range in baseband signal processing, for example, an AD converter, and affects the GC circuit and the frequency synchronization circuit.
  • Patent Document 1 As a technique for correcting a carrier frequency offset in a receiving apparatus that uses direct conversion in the RF unit, for example, there is a wireless communication apparatus described in Patent Document 1.
  • a preamble signal having no DC component is received, converted into a digital signal by an AD converter, and then a DC offset component generated by direct conversion is removed using a high-pass filter (HPF).
  • HPF high-pass filter
  • the frequency offset is estimated using the preamble signal from which the DC offset component has been removed. Then, the frequency offset of the subsequent received signal is corrected using the frequency offset estimation result.
  • Patent Document 2 As a technique for correcting a DC offset in a receiver using direct conversion for the RF unit, there is a receiver described in Patent Document 2, for example.
  • a DC offset is detected from a signal converted into a digital signal by an AD converter, a correction amount is converted into an analog signal by a DA converter, and added to the analog signal input to the AD converter. Correct.
  • the above-described conventional technique is based on the premise that a signal having no DC component is received, and is difficult to apply to a single carrier signal having a DC component. That is, it is difficult to estimate and correct a carrier frequency offset or a DC offset for a single carrier signal received signal having a DC component.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object thereof is to provide a receiving apparatus capable of accurately estimating and correcting a carrier frequency offset for a received signal of a single carrier signal having a DC component. There is.
  • a second object of the present invention is to provide a receiving apparatus that can accurately estimate and correct a DC offset for a single carrier signal having a DC component.
  • a receiving apparatus is a receiving apparatus that receives a single carrier signal, a filter that removes a DC component of a baseband signal of the received single carrier signal, and a signal after removal of the DC component, Calculated by a fixed DC offset adder that adds the included DC component as a fixed DC offset, a correlation calculator that calculates a cross-correlation between the signal added with the fixed DC offset and the known signal, and a correlation calculator A carrier frequency offset estimator that estimates a carrier frequency offset from the peak of the correlation vector; and a frequency correction unit that corrects the frequency of the baseband signal based on the estimated carrier frequency offset.
  • the present invention is the above-described receiving apparatus, wherein a residual DC offset estimation unit that estimates a residual DC offset based on an average value of side lobes of a correlation vector calculated by the correlation calculation unit, and the estimated residual DC And a DC offset correction unit that corrects a DC offset of the baseband signal based on the offset.
  • the present invention it is possible to accurately estimate and correct a carrier frequency offset for a received signal of a single carrier signal having a DC component. According to the present invention, it is possible to accurately estimate and correct a DC offset with respect to a single carrier signal having a DC component.
  • the block diagram which shows the principal part structure of the receiver which concerns on embodiment of this invention
  • the figure which shows an example of the frame format of the communication signal which the receiver which concerns on embodiment of this invention receives It is a figure explaining the operation
  • (A) is the figure which represented the amplitude of the correlation vector of the output of a correlation calculating part in a time series
  • (B) is the phase for every peak of a correlation vector.
  • (C) is a diagram showing the correlation vector on the IQ plane.
  • a configuration example of a receiving apparatus applicable to a millimeter-wave wireless communication system that performs high-speed transmission using a millimeter-wave band is shown as an example of a receiving apparatus that receives a single carrier signal.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a frame format of a communication signal received by the receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • the communication signal includes a preamble 201, a transmission path estimation field 202, a guard interval (GI) 203, and data 204.
  • the preamble 201 is a signal provided at the head of a frame in a communication signal, and includes a signal obtained by repeating a known signal waveform a plurality of times.
  • a signal waveform obtained by BPSK modulation of a 128-bit Golay sequence (Ga) 205 having excellent correlation characteristics is used as a unit, and a waveform obtained by repeating this multiple times is used.
  • the repetition of the known signal waveform of the preamble 201 is obtained by correlation detection, and is used for at least one process among frame detection, gain control, and carrier frequency synchronization.
  • the transmission path estimation field 202 is a signal provided after the preamble 201.
  • the transmission path estimation field 202 includes a plurality of known signal waveforms, and is used for estimating transmission path distortion between the receiving apparatus and the transmitting apparatus. For example, it includes a signal waveform obtained by BPSK modulation of a 128-bit Golay sequence and a complementary sequence of the 128-bit Golay sequence.
  • the guard interval 203 is a signal inserted at the end of the data 204.
  • the guard interval 203 includes a known signal waveform, and includes, for example, a signal obtained by BPSK modulation of a 64-bit Golay sequence.
  • the data 204 includes a symbol string obtained by modulating a data bit string that has been error correction encoded in units of blocks by PSK modulation or QAM modulation.
  • the PSK modulation includes BPSK, QPSK, and 8-PSK
  • the QAM modulation includes 16QAM, 64QAM, and 256QAM.
  • the symbol string of the transmission signal digitally modulated in the signal format as described above passes through a root raised cosine filter as a transmission band limiting filter, and is then converted into an analog baseband signal by a DA converter. Then, the analog baseband signal is converted into a single carrier high frequency signal by the RF unit, power amplified, and transmitted from the antenna.
  • the 128-bit Golay sequence 205 used for the preamble 201 can be generated using various generator polynomials.
  • the average value becomes 0 when mapped to BPSK signal points -1 and 1, and the signal does not contain a DC component.
  • the average value of the signals mapped to the signal points -1 and 1 of BPSK does not become 0, but the signal includes a DC component.
  • a signal obtained by BPSK modulating a Golay sequence used as a known signal waveform in the preamble 201 of a single carrier signal is a sequence including a DC component.
  • a Golay sequence that is considered to be adopted in communication standards for communication using a single carrier signal there is a sequence including a DC component in a BPSK modulated signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a main configuration of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus includes an RF unit 101, a high-pass filter (HPF) 102, an AD converter (ADC) 103, and a demodulation unit 112.
  • the receiving apparatus includes a fixed offset generation unit 104, a first offset adder 105, a correlation calculation unit 106, a correlation peak phase difference detection unit 107, a frequency correction amount calculation unit 108, and a frequency correction unit 111.
  • the receiving apparatus also includes a residual DC offset estimation unit 109 and a second offset adder 110.
  • the RF unit 101 converts a single carrier high frequency signal into a baseband signal by direct conversion.
  • the high-pass filter 102 functions as a filter that removes the DC component, and cuts off the low frequency band of the baseband signal to remove or reduce the DC component.
  • the high-pass filter 102 uses different filter characteristics for the preamble 201, the guard interval 203, and the data 204. That is, the filter characteristics can be switched depending on each region of the signal format.
  • the AD converter 103 converts the baseband signal from which the DC component is removed or reduced into a digital signal.
  • the demodulator 112 demodulates the modulated signal of the digital signal and acquires received data.
  • the fixed offset generator 104 generates an offset (fixed DC offset) corresponding to a DC component included in a known Golay sequence.
  • the fixed offset generation unit 104 switches and generates a fixed DC offset corresponding to the DC component included in each series corresponding to the Golay series used for each region of the signal format.
  • the preamble 201 and the guard interval 203 are generated by switching a fixed DC offset.
  • the fixed DC offset is obtained from the average value of the DC components of the Golay series.
  • a fixed DC offset is set according to the average value of DC components in one sequence.
  • the first offset adder 105 adds the fixed DC offset generated by the fixed offset generator 104 to the output of the AD converter 103.
  • the fixed offset generator 104 and the first offset adder 105 realize the function of a fixed DC offset adder. If the Golay sequence used as the known signal waveform does not include a DC component in the BPSK modulated signal, the fixed DC offset is zero.
  • the correlation calculation unit 106 holds a known Golay sequence and performs a correlation calculation that takes a cross-correlation with a received signal having a known signal waveform.
  • the correlation calculation unit 106 obtains a correlation value (correlation vector) by sliding correlation processing for the received signal having a known signal waveform of the preamble 201 and the guard interval 203, for example.
  • a received signal having a known signal waveform for obtaining a correlation is a signal to which an offset of the DC component included in the Golay sequence is added after the DC component is removed or reduced before AD conversion.
  • the correlation peak phase difference detection unit 107 detects a phase difference between correlation peaks based on the correlation output from the correlation calculation unit 106.
  • the frequency correction amount calculation unit 108 estimates the carrier frequency offset based on the phase difference between the correlation peaks detected by the correlation peak phase difference detection unit 107, and makes the phase difference zero (correction vector). Is calculated.
  • the correlation peak phase difference detector 107 and the frequency correction amount calculator 108 implement the function of a carrier frequency offset estimator.
  • the preamble 201 is used for the estimation of the carrier frequency offset.
  • the frequency correction unit 111 corrects the carrier frequency offset by multiplying the output of the AD converter 103 by a frequency correction amount (correction vector).
  • the residual DC offset estimation unit 109 estimates the residual DC offset in the correlation output from the correlation calculation unit 106, and calculates a correction value that makes the residual DC offset 0.
  • the estimation of the residual DC offset preferably uses the guard interval 203 and the data 204.
  • the second offset adder 110 adds the residual DC offset correction value calculated by the residual DC offset estimation unit 109 to the output of the AD converter 103.
  • the second offset adder 110 implements the function of the DC offset correction unit.
  • the single carrier high-frequency signal received by the antenna is down-converted by direct conversion by the RF unit 101 and converted into a baseband signal.
  • the baseband signal frequency-converted by direct conversion has a DC offset due to self-mixing, and is at a level that exceeds the input range of the AD converter 103.
  • the baseband signal is input to the AD converter 103 after removing the DC component through the high-pass filter 102.
  • the preamble 201 for the estimation and correction of the carrier frequency offset, it is preferable to use the preamble 201 in the signal format.
  • the signal of the preamble 201 includes a Golay series DC component, but the DC component is removed by the high-pass filter 102 and is input to the AD converter 103 in a state where the dynamic range is lowered.
  • the baseband signal after passing through the high pass filter 102 is converted into a digital signal by the AD converter 103 and output.
  • the fixed offset generator 104 From the digital signal from which the DC offset has been removed, in the preamble 201, in addition to the DC offset by direct conversion, the DC component of the Golay sequence of the preamble 201 necessary as a signal component is also removed.
  • the fixed offset generator 104 generates a fixed DC offset corresponding to a DC component included in a known Golay sequence, and the first offset adder 105 outputs a fixed DC offset to the digital signal output from the AD converter 103. Add the offset.
  • the fixed offset generation unit 104 When the carrier frequency offset is estimated using the preamble 201, the fixed offset generation unit 104 generates a fixed DC offset corresponding to the DC component of the Golay sequence of the preamble 201.
  • the output of the first offset adder 105 is input to the correlation calculation unit 106, and correlation calculation is performed to obtain cross-correlation.
  • the correlation calculation unit 106 obtains a cross-correlation with the input signal using the Golay sequence of the preamble 201.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of carrier frequency offset estimation for the signal of the preamble 201, and is a schematic diagram showing an example of the correlation vector of the Golay sequence.
  • (A) is a diagram showing the amplitude of the correlation vector of the output of the correlation calculation unit 106 in time series
  • (B) is a diagram showing the phase for each peak of the correlation vector in time series
  • (C) is It is the figure which represented the correlation vector in IQ plane.
  • the correlation calculation unit 106 performs a sliding correlation process between the input signal R (t) and the known Golay sequence G (t), and outputs a correlation vector C (t).
  • the correlation vector C (t) a peak of the correlation vector appears at every repetition period T of the Golay sequence 205 in the preamble 201.
  • the correlation vector 305 has a waveform having peaks 301, 302, 303, and 304 according to the repetition period T of the Golay sequence 205.
  • the correlation vector C (t) is as follows.
  • the correlation vector C (t) is as follows.
  • the phase of the peak correlation vector C (kT) that is, the peaks 301, 302, 303, and 304, is sequentially rotated in proportion to the carrier frequency offset. .
  • the correlation peak phase difference detection unit 107 receives the correlation vector output from the correlation calculation unit 106, and obtains the phase difference ⁇ between the correlation vectors at the peak timing. As shown in FIG. 3C, when the input signal has a carrier frequency offset ⁇ f, the correlation vector peaks 301, 302, 303, and 304 are rotated in phase by a phase difference ⁇ around the origin on the IQ plane.
  • the frequency correction amount calculation unit 108 calculates a correction vector as a frequency correction amount for correcting the carrier frequency offset based on the phase difference ⁇ between the peaks of the correlation vector. From the average value of the phase difference ⁇ between the peaks of the correlation vector and the repetition period T, the carrier frequency offset ⁇ f can be estimated.
  • the frequency correction amount calculation unit 108 obtains the carrier frequency offset ⁇ f from the phase difference ⁇ between the correlation vectors, and calculates a correction vector for canceling the carrier frequency offset ⁇ f.
  • the calculated correction vector is multiplied by the output of the AD converter 103 by the frequency correction unit 111 to correct the carrier frequency offset.
  • the received signal of the baseband signal with the corrected carrier frequency offset is demodulated by the demodulator 112, and the received data is demodulated.
  • FIG. 4 is a schematic diagram illustrating an example of a correlation vector of a Golay sequence using a signal without adding a fixed DC offset for comparison.
  • the example of FIG. 4 is an example in which a correlation calculation is performed as it is without adding a fixed DC offset to a signal from which a DC component has been removed by a high-pass filter.
  • 4A is a diagram showing the amplitude of the correlation vector in time series
  • FIG. 4B is a diagram showing the correlation vector on the IQ plane.
  • the correlation vector 405 has a waveform having peaks 401, 402, 403, and 404 for each repetition period T of the Golay sequence 205 in the preamble 201, as shown in FIG. Since the DC component is removed, it appears that the DC component that is originally required as a signal component is generated as an inverse offset. For this reason, a negative amplitude appears in a correlation vector other than the peak timing (a side lobe of the correlation vector).
  • the correlation vector peaks 401, 402, 403, 404 cause phase rotation, but the rotation center is the IQ plane due to the reverse offset of the DC component. Will deviate from the origin. This makes it difficult to accurately obtain the phase difference between peaks.
  • a correlation calculation unit 106 performs correlation calculation after adding a fixed DC offset necessary as a Golay sequence signal component.
  • the amplitude of the correlation vector 305 other than the peak timing has an average value of 0.
  • the correlation vector peaks 301, 302, 303, and 304 are IQ planes. Rotate the phase around the origin. For this reason, the phase difference between peaks can be obtained correctly, and the carrier frequency offset can be estimated with high accuracy.
  • correlation vectors other than the peak timing output from the correlation calculation unit 106 are input to the residual DC offset estimation unit 109.
  • the estimation of the residual DC offset preferably uses the guard interval 203 in the signal format and corrects the residual DC offset in the subsequent data 204.
  • the filter characteristics of the high-pass filter 102 are switched with those in the preamble 201.
  • a DC component may be generated from the output of the high pass filter 102.
  • the time variation of the DC component in the signal appears as a residual DC offset.
  • the DC component is not completely removed by the high-pass filter 102 as in the preamble 201, and the time constant of the filter is lengthened (cut-off frequency is lowered) and a part of the DC component is passed. . This is to ensure the demodulation performance of the data 204 signal.
  • the fixed offset generation unit 104 generates a fixed DC offset corresponding to the DC component of the Golay series of the guard interval 203. In consideration of the filter characteristics of the high-pass filter 102, a fixed DC offset obtained in advance from the average value of the DC components of the Golay series and the circuit characteristics is set.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of residual DC offset estimation regarding the signal of the guard interval 203, and is a schematic diagram showing an example of the correlation vector of the Golay sequence.
  • FIG. 5 is a diagram showing the amplitude of the correlation vector output from the correlation calculation unit 106 in time series. The correlation calculation unit 106 obtains a cross-correlation with the input signal using the Golay sequence of the guard interval 203.
  • the residual DC offset estimation unit 109 estimates the residual DC offset ⁇ V from the correlation vector 501 other than the peak timing, that is, the average value of the side lobes of the correlation vector 501. When there is no residual DC offset ⁇ V, the average value other than the peak timing is 0 as in the correlation vector 502. Then, based on the estimated residual DC offset ⁇ V, a residual DC offset correction value that makes the offset amount zero is calculated.
  • the calculated residual DC offset correction value is added to the output of the AD converter 103 by the second offset adder 110 to correct the residual DC offset.
  • the high-pass filter 102, the fixed offset generation unit 104, and the correlation calculation unit 106 are as described above.
  • Switch parameters In other words, the filter characteristics of the high-pass filter 102 are different for each region in the signal format region for estimating the carrier frequency offset (for example, the preamble 201) and the signal format region for estimating the residual DC offset (for example, the guard interval 203).
  • the fixed DC offset value of the fixed offset generation unit 104 is switched in accordance with the known signal sequence to be processed, and the correlation calculation unit 106 switches the sequence for obtaining the cross-correlation.
  • a carrier frequency offset is estimated after removing a DC offset component generated by direct conversion through a high-pass filter for a known preamble baseband signal in a single carrier signal.
  • the carrier frequency offset can be estimated with high accuracy by obtaining the correlation vector after adding the DC components of the known signal waveform of the preamble.
  • the estimation of the residual DC offset uses, for example, a known signal included in the guard interval, but the single carrier signal itself may include a DC component.
  • the receiving apparatus of the present embodiment removes the DC offset component through a high-pass filter before AD conversion and adds the DC component of the known signal waveform to the signal after AD conversion, so that the residual DC offset can be estimated with high accuracy.
  • the dynamic range of an AD converter that operates at high speed is limited, and it is difficult to digitally convert a received signal including a DC offset without distortion.
  • the DC offset component is removed through a high-pass filter before AD conversion, and the DC component of the known signal waveform is added to the signal after AD conversion.
  • the correction of the DC offset can cope with the limitation of the dynamic range of the AD converter.
  • the carrier frequency offset can be estimated and corrected, and the residual DC offset can be accurately corrected. Further, even if direct conversion is used for the RF unit, the DC offset can be removed with a simple configuration.
  • each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.
  • the name used here is LSI, but it may also be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation using a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • each functional block can be performed using a calculation means including a DSP or a CPU, for example. Furthermore, the processing steps of each function can be recorded on a recording medium as a program and executed.
  • the present invention has an effect of accurately estimating and correcting a carrier frequency offset for a single carrier signal having a DC component, and accurately correcting a DC offset for a single carrier signal having a DC component. It has the effect that it can be estimated and corrected.
  • INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is useful as a receiving device applied to a wireless communication device that communicates with a single carrier signal. For example, as a carrier frequency offset correction and DC offset correction circuit used for single carrier communication, a small circuit scale and low power consumption The present invention can be widely applied to all wireless communication devices including mobile communication that requires high-speed communication.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　アナログベースバンド信号のＤＣ成分を除去して既知の固定ＤＣオフセットを加算した信号と、既知信号との相互相関をとる相関演算部１０６と、算出された相関ベクトルのピークからキャリア周波数オフセットを推定する相関ピーク間位相差検出部１０７と、算出された相関ベクトルのサイドローブの平均値から残留ＤＣオフセット成分を推定する残留ＤＣオフセット推定部１０９とを備える。

Description

受信装置
　本発明は、シングルキャリア信号を用いて通信する無線通信装置に適用される受信装置に関する。
　高精細な動画像、静止画像または音声を用いた種々の大容量コンテンツを含むデータを、無線通信を介してエンドユーザに提供するサービスが検討されている。数Ｇ（ギガ）ビットにおよぶ大容量のデータを高速に伝送するために、６０ＧＨｚ帯を含むミリ波帯を用いて数Ｇｂｐｓの高速伝送を行う無線通信システムが検討されている。
　ミリ波無線通信システムは、ＩＥＥＥにて無線ＰＡＮ（Personal Area Network）として、たとえばＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃにより、無線ＬＡＮ（Local Area Network）として、たとえばＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにより、規格標準化作業がなされている。
　例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにて検討されているミリ波帯を用いたシングルキャリア通信では、１．７６Ｇシンボル／秒の伝送レートにてＰＳＫまたはＱＡＭ変調された信号を伝送する。なお、１シンボル時間は約０．５７ｎｓｅｃと短くなるため、ミリ波無線通信システムでは、超高速度によりデータが伝送される。ここでは、ミリ波帯として６０ＧＨｚ帯を用いる例を説明する。
　送信装置においては、上記変調されたベースバンド信号を高周波回路（ＲＦ部）にて６０ＧＨｚ帯に周波数変換し、アンテナから送信する。
　受信装置においては、アンテナから入力される６０ＧＨｚ帯の信号を高周波回路（ＲＦ部）にてベースバンド信号に周波数変換する。ＲＦ部は、スーパーヘテロダイン方式あるいはダイレクトコンバージョン方式を含むいくつかの方式が検討されている。ダイレクトコンバージョン方式は、６０ＧＨｚ帯の変調信号に直接６０ＧＨｚのキャリア周波数をミキシングすることにより、ベースバンド信号帯域に直接変換する。
　ダイレクトコンバージョン方式のＲＦ部は、回路構成がシンプルであり、部品点数の削減及び消費電力の削減につながるが、ＲＦ部におけるセルフミキシングによってベースバンド信号にＤＣオフセットが生じるという課題がある。ＤＣオフセットにより、ベースバンド信号処理、例えばＡＤコンバータに余分なダイナミックレンジが必要とされ、また、ＧＣ回路及び周波数同期回路に影響を及ぼすことが知られている。
　また、送信装置と受信装置にそれぞれ搭載されている発振器の誤差等に起因して、送信装置側のキャリア周波数と受信装置側のキャリア周波数との間に微妙な誤差が生じ、受信装置においてキャリア周波数オフセットが発生するという課題がある。キャリア周波数オフセットにより、受信信号において位相が変動し、復調性能の劣化を招くことが知られている。
　ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いる受信装置において、キャリア周波数オフセットを補正する技術として、例えば特許文献１に記載の無線通信装置がある。特許文献１では、ＤＣ成分のないプリアンブル信号を受信し、ＡＤコンバータにてデジタル信号に変換後、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を用いてダイレクトコンバージョンにより生じたＤＣオフセット成分を除去する。ＤＣオフセット成分を除去されたプリアンブル信号を用いて、周波数オフセットを推定する。そして、周波数オフセット推定結果を用いて、以降の受信信号の周波数オフセットを補正する。
　また、ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いる受信装置において、ＤＣオフセットを補正する技術として、例えば特許文献２に記載の受信機がある。特許文献２では、ＡＤコンバータにてデジタル信号に変換した信号からＤＣオフセットを検出し、補正量をＤＡコンバータにてアナログ信号に変換し、ＡＤコンバータに入力するアナログ信号に加算することにより、ＤＣオフセットを補正する。
日本国特開２００８－２３６７０４号公報 日本国特許第３４８６０５８号公報
　上述した従来技術では、ＤＣ成分がない信号を受信することを前提としており、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号には適用困難であった。すなわち、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、キャリア周波数オフセットまたはＤＣオフセットの推定及び補正は困難であった。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、第１の目的は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる受信装置を提供することにある。
　また、本発明の第２の目的は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる受信装置を提供することにある。
　本発明の受信装置は、シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、受信したシングルキャリア信号のベースバンド信号のＤＣ成分を除去するフィルタと、前記ＤＣ成分の除去後の信号に、既知信号に含まれるＤＣ成分を固定ＤＣオフセットとして加算する固定ＤＣオフセット加算部と、前記固定ＤＣオフセットを加算した信号と前記既知信号との相互相関を算出する相関演算部と、前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのピークによりキャリア周波数オフセットを推定するキャリア周波数オフセット推定部と、前記推定されたキャリア周波数オフセットに基づき、前記ベースバンド信号の周波数を補正する周波数補正部と、を備える。
　上記構成により、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる。
　また、本発明は、上記の受信装置であって、前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのサイドローブの平均値により残留ＤＣオフセットを推定する残留ＤＣオフセット推定部と、前記推定された残留ＤＣオフセットに基づき、前記ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正部と、を備えるものを含む。
　上記構成により、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる。
　本発明によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる。
　本発明によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる。
本発明の実施形態に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施形態に係る受信装置が受信する通信信号のフレームフォーマットの一例を示す図 プリアンブルの信号に関するキャリア周波数オフセット推定の動作を説明する図であり、（Ａ）は相関演算部の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルのピーク毎の位相を時系列において表した図、（Ｃ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図 比較のために固定ＤＣオフセットを付加しない信号による相関ベクトルの一例を示した模式図であり、（Ａ）は相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図 ガードインターバルの信号に関する残留ＤＣオフセット推定の動作を説明する図
　以下の実施形態では、シングルキャリア信号を受信する受信装置の例として、ミリ波帯を使用して高速伝送するミリ波無線通信システムに適用可能な受信装置の構成例を示す。
　図２は、本発明の実施形態に係る受信装置が受信する通信信号のフレームフォーマットの一例を示す図である。
　通信信号は、プリアンブル２０１、伝送路推定用フィールド２０２、ガードインターバル（ＧＩ）２０３、データ２０４を有する。
　プリアンブル２０１は、通信信号中のフレームの先頭に設けられる信号であり、既知の信号波形を複数回繰り返した信号を含む。例えば、相関特性に優れる１２８ビットのＧｏｌａｙ系列（Ｇａ）２０５をＢＰＳＫ変調した信号波形を一単位として、これを複数回繰り返した波形を用いる。受信装置では、プリアンブル２０１の既知信号波形の繰り返しを相関検出により求め、フレームの検出、ゲイン制御、キャリア周波数同期のうち、少なくとも１つ以上の処理に用いる。
　伝送路推定用フィールド２０２は、プリアンブル２０１の後に設けられる信号である。伝送路推定用フィールド２０２は、複数個の既知の信号波形を含み、受信装置では送信装置との間の伝送路歪みの推定に用いる。例えば、１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列と１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列の相補系列とをＢＰＳＫ変調した信号波形を含む。
　ガードインターバル２０３は、データ２０４の区切りに挿入される信号である。ガードインターバル２０３は、既知の信号波形を含み、例えば、６４ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号を含む。
　データ２０４は、ブロック単位により誤り訂正符号化されたデータビット列をＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調により変調したシンボル列を含む。なお、ＰＳＫ変調には、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８－ＰＳＫを含み、ＱＡＭ変調には、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭを含む。
　送信装置において、上記のような信号フォーマットにてデジタル変調された送信信号のシンボル列は、送信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタを通した後、ＤＡコンバータによりアナログベースバンド信号に変換される。そして、ＲＦ部にてアナログベースバンド信号がシングルキャリア高周波信号に変換されて電力増幅され、アンテナから送信される。
　プリアンブル２０１に用いられる１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列２０５は、種々の生成多項式を用いて生成できる。ここで、生成された１２８ビットの系列において、０と１の数が同じであれば、ＢＰＳＫの信号点－１と１にマッピングすると平均値は０となり、ＤＣ成分を含まない信号となる。しかし、１２８ビットの系列において、０と１の数に偏りが生じると、ＢＰＳＫの信号点－１と１にマッピングされた信号の平均値は０とならず、ＤＣ成分を含む信号となる。
　ここでは、シングルキャリア信号のプリアンブル２０１において既知信号波形として用いられるＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号は、ＤＣ成分を含む系列である。シングルキャリア信号を用いて通信する通信規格において採用が検討されているＧｏｌａｙ系列としては、ＢＰＳＫ変調した信号にてＤＣ成分を含む系列が存在する。
　図１は、本発明の実施形態に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。受信装置は、ＲＦ部１０１、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１０２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１０３、復調部１１２を含む。また、受信装置は、固定オフセット発生部１０４、第１オフセット加算器１０５、相関演算部１０６、相関ピーク間位相差検出部１０７、周波数補正量算出部１０８、周波数補正部１１１を含む。また、受信装置は、残留ＤＣオフセット推定部１０９、第２オフセット加算器１１０を含む。
　ＲＦ部１０１は、シングルキャリア高周波信号をダイレクトコンバージョンによりベースバンド信号に周波数変換する。ハイパスフィルタ１０２は、ＤＣ成分を除去するフィルタとして機能し、ベースバンド信号の低周波帯域を遮断してＤＣ成分を除去または低減する。ハイパスフィルタ１０２は、例えば、プリアンブル２０１と、ガードインターバル２０３及びデータ２０４とでは、異なるフィルタ特性を用いる。つまり、信号フォーマットの各領域によってフィルタ特性を切替可能になっている。
　ＡＤコンバータ１０３は、ＤＣ成分を除去または低減されたベースバンド信号をデジタル信号に変換する。復調部１１２は、デジタル信号の変調信号を復調し、受信データを取得する。
　固定オフセット発生部１０４は、既知のＧｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分に相当するオフセット（固定ＤＣオフセット）を発生する。固定オフセット発生部１０４は、信号フォーマットの各領域に用いられるＧｏｌａｙ系列に対応して、それぞれの系列に含まれるＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを切り替えて発生する。例えばプリアンブル２０１とガードインターバル２０３とでは、固定ＤＣオフセットを切り替えて発生する。
　固定ＤＣオフセットは、Ｇｏｌａｙ系列のＤＣ成分の平均値により求められる。プリアンブル２０１のようにＧｏｌａｙ系列２０５を複数回繰り返す場合は、系列１つ分におけるＤＣ成分の平均値によって固定ＤＣオフセットを設定する。
　第１オフセット加算器１０５は、ＡＤコンバータ１０３の出力に固定オフセット発生部１０４にて発生された固定ＤＣオフセットを加算する。上記固定オフセット発生部１０４、第１オフセット加算器１０５が固定ＤＣオフセット加算部の機能を実現する。なお、既知信号波形として用いられるＧｏｌａｙ系列が、ＢＰＳＫ変調信号においてＤＣ成分を含まない場合は、固定ＤＣオフセットが０となる。
　相関演算部１０６は、既知のＧｏｌａｙ系列を保持しており、既知信号波形の受信信号との相互相関をとる相関演算を行う。相関演算部１０６は、例えばプリアンブル２０１、ガードインターバル２０３の既知信号波形の受信信号について、スライディング相関処理によって相関値（相関ベクトル）を求める。相関を求める既知信号波形の受信信号は、ＡＤ変換前にＤＣ成分を除去または低減された後、Ｇｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分のオフセットが付加された信号である。
　相関ピーク間位相差検出部１０７は、相関演算部１０６からの相関出力に基づき、相関ピーク間の位相差を検出する。周波数補正量算出部１０８は、相関ピーク間位相差検出部１０７にて検出された相関ピーク間の位相差に基づき、キャリア周波数オフセットを推定し、位相差をゼロにする周波数補正量（補正ベクトル）を算出する。上記相関ピーク間位相差検出部１０７、周波数補正量算出部１０８がキャリア周波数オフセット推定部の機能を実現する。キャリア周波数オフセットの推定は、プリアンブル２０１を用いている。周波数補正部１１１は、ＡＤコンバータ１０３の出力に周波数補正量（補正ベクトル）を乗算してキャリア周波数オフセットを補正する。
　残留ＤＣオフセット推定部１０９は、相関演算部１０６からの相関出力における残留ＤＣオフセットを推定し、残留ＤＣオフセットを０にする補正値を算出する。残留ＤＣオフセットの推定は、ガードインターバル２０３及びデータ２０４を用いるのが好ましい。第２オフセット加算器１１０は、残留ＤＣオフセット推定部１０９にて算出した残留ＤＣオフセット補正値を、ＡＤコンバータ１０３の出力に加算する。上記第２オフセット加算器１１０がＤＣオフセット補正部の機能を実現する。
　次に、本実施形態の受信装置における動作を詳細に説明する。
　アンテナにて受信されたシングルキャリア高周波信号は、ＲＦ部１０１にてダイレクトコンバージョンによりダウンコンバートされてベースバンド信号に変換される。ダイレクトコンバージョンにより周波数変換されたベースバンド信号には、セルフミキシングによるＤＣオフセットが生じており、ＡＤコンバータ１０３の入力レンジを超えるようなレベルである。
　上述のダイレクトコンバージョンによるＤＣオフセットを取り除くため、ベースバンド信号はハイパスフィルタ１０２を通してＤＣ成分を除去してからＡＤコンバータ１０３に入力する。キャリア周波数オフセットの推定及び補正は、信号フォーマットにおけるプリアンブル２０１を用いるのが好ましい。プリアンブル２０１の信号は、Ｇｏｌａｙ系列のＤＣ成分を含んでいるが、ハイパスフィルタ１０２によってＤＣ成分が除去され、ダイナミックレンジを下げた状態においてＡＤコンバータ１０３に入力される。ハイパスフィルタ１０２通過後のベースバンド信号は、ＡＤコンバータ１０３にてデジタル信号に変換されて出力される。
　ＤＣオフセットが除去されたデジタル信号は、プリアンブル２０１においては、ダイレクトコンバージョンによるＤＣオフセット以外にも、信号成分として必要なプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分も除去されている。
　本実施形態では、固定オフセット発生部１０４にて既知のＧｏｌａｙ系列に含まれるＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生し、第１オフセット加算器１０５にてＡＤコンバータ１０３の出力のデジタル信号に固定ＤＣオフセットを加算する。プリアンブル２０１を用いてキャリア周波数オフセットを推定する場合、固定オフセット発生部１０４はプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生する。
　第１オフセット加算器１０５の出力は相関演算部１０６に入力され、相互相関をとる相関演算が行われる。相関演算部１０６はプリアンブル２０１のＧｏｌａｙ系列を用いて入力信号との相互相関を求める。
　図３は、プリアンブル２０１の信号に関するキャリア周波数オフセット推定の動作を説明する図であり、Ｇｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図３において、（Ａ）は相関演算部１０６の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルのピーク毎の位相を時系列において表した図、（Ｃ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図である。
　相関演算部１０６では、入力信号Ｒ（ｔ）と既知のＧｏｌａｙ系列Ｇ（ｔ）とのスライディング相関処理を行い、相関ベクトルＣ（ｔ）を出力する。
　　　Ｃ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）Ｇ（ｔ）＊　　　…（１）
　ここで、＊は複素共役を表す。
　相関ベクトルＣ（ｔ）は、プリアンブル２０１内のＧｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔ毎に相関ベクトルのピークが現れる。図３（Ａ）に示すように、相関ベクトル３０５は、Ｇｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔによってピーク３０１、３０２、３０３、３０４を持つ波形となる。ピーク振幅を正規化すると、相関ベクトルＣ（ｔ）は以下のようになる。
　　　Ｃ（ｔ）＝１　　（ｔ＝ｋＴの場合、ｋは繰り返し数）
　　　　　　　　０　　（その他の場合）　　　　　　　　　…（２）
　入力信号にキャリア周波数オフセットΔｆがあると、相関ベクトルＣ（ｔ）は以下のようになる。
　　　Ｃ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ）Ｇ（ｔ）＊
　　　　　　　＝ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｋＴ）　　（ｔ＝ｋＴの場合）
　　　　　　　　０　　（その他の場合）　　　　　　　　　…（３）
　よって、ピークタイミング（ｔ＝ｋＴの場合）での相関ベクトルＣ（ｔ）は、キャリア周波数オフセットΔｆに比例した位相回転が起こる。図３（Ｂ）に示すように、繰り返し周期Ｔ毎のピークタイミングにおいて、ピークの相関ベクトルＣ（ｋＴ）つまりピーク３０１、３０２、３０３、３０４では、キャリア周波数オフセットに比例して順に位相が回転する。
　相関ピーク間位相差検出部１０７では、相関演算部１０６より出力される相関ベクトルを入力し、ピークタイミングにおける相関ベクトル間の位相差Δθを求める。図３（Ｃ）に示すように、入力信号にキャリア周波数オフセットΔｆがある場合、相関ベクトルのピーク３０１、３０２、３０３、３０４は、ＩＱ平面上において原点を中心に位相差Δθずつ位相回転する。
　周波数補正量算出部１０８では、相関ベクトルのピーク間の位相差Δθに基づき、キャリア周波数オフセットを補正するための周波数補正量として、補正ベクトルを算出する。相関ベクトルのピーク間の位相差Δθの平均値と繰り返し周期Ｔとから、キャリア周波数オフセットΔｆが推定できる。
　　　Δθ＝（ａｒｇ（Ｃ（ｋＴ））－ａｒｇ（Ｃ（（ｋ－１）Ｔ）））／Ｔ
　　　　　＝２πΔｆｋＴ－２πΔｆ（ｋ－１）Ｔ
　　　　　＝２πΔｆ　　　　　　　　　　　　　…（４）
　すなわち、周波数補正量算出部１０８は、相関ベクトル間の位相差Δθからキャリア周波数オフセットΔｆを求め、キャリア周波数オフセットΔｆをキャンセルする補正ベクトルを算出する。
　算出された補正ベクトルは、周波数補正部１１１にてＡＤコンバータ１０３の出力に乗算され、キャリア周波数オフセットが補正される。キャリア周波数オフセットが補正されたベースバンド信号の受信信号は、復調部１１２にて復調処理が行われ、受信データが復調される。
　図４は、比較のために固定ＤＣオフセットを付加しない信号によるＧｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図４の例は、ハイパスフィルタにてＤＣ成分が除去された信号について、固定ＤＣオフセットを加算せずに、そのまま相関演算した例である。図４において、（Ａ）は相関ベクトルの振幅を時系列において表した図、（Ｂ）は相関ベクトルをＩＱ平面において表した図である。
　図３と同様、相関ベクトル４０５は、図４（Ａ）に示すように、プリアンブル２０１内のＧｏｌａｙ系列２０５の繰り返し周期Ｔ毎にピーク４０１、４０２、４０３、４０４を持つ波形となる。ＤＣ成分が除去されているため、本来信号成分として必要なＤＣ成分が逆オフセットとして生じているように見える。このため、ピークタイミング以外の相関ベクトル（相関ベクトルのサイドローブ）に負の振幅が現れている。
　図４（Ｂ）に示すように、入力信号にキャリア周波数オフセットがある場合、相関ベクトルのピーク４０１、４０２、４０３、４０４は、位相回転を起こすが、ＤＣ成分の逆オフセットにより回転中心がＩＱ平面の原点からずれてしまう。このため、正確にピーク間の位相差を求めることが困難になる。
　一方、前述した図３の例では、Ｇｏｌａｙ系列の信号成分として必要な固定ＤＣオフセットを加算してから、相関演算部１０６にて相関演算する。図３（Ａ）に示すように、ピークタイミング以外の相関ベクトル３０５の振幅は平均値が０となり、図３（Ｃ）に示すように、相関ベクトルのピーク３０１、３０２、３０３、３０４がＩＱ平面の原点を中心に位相回転する。このため、正しくピーク間の位相差を求めることができ、精度良くキャリア周波数オフセットを推定できる。
　また、相関演算部１０６から出力されるピークタイミング以外の相関ベクトル（相関ベクトルのサイドローブ）は、残留ＤＣオフセット推定部１０９に入力される。残留ＤＣオフセットの推定は、信号フォーマットにおけるガードインターバル２０３を用い、これに続くデータ２０４において残留ＤＣオフセットを補正するのが好ましい。
　ガードインターバル２０３及びデータ２０４においては、ハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性をプリアンブル２０１の場合と切り替える。ハイパスフィルタ１０２のカットオフ周波数の切り替えによって、ハイパスフィルタ１０２の出力よりＤＣ成分が生じることがある。信号中のＤＣ成分の時間変動が残留ＤＣオフセットして現れる。ガードインターバル２０３及びデータ２０４では、プリアンブル２０１のようにハイパスフィルタ１０２にてＤＣ成分を完全に除去せず、フィルタの時定数を長く（カットオフ周波数を低く）して、ＤＣ成分を一部通過させる。これは、データ２０４の信号の復調性能を確保するためである。
　固定オフセット発生部１０４では、ガードインターバル２０３のＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分に相当する固定ＤＣオフセットを発生する。ハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性も考慮に入れて、事前にＧｏｌａｙ系列のＤＣ成分の平均値と回路特性から求めた固定ＤＣオフセットを設定する。
　図５は、ガードインターバル２０３の信号に関する残留ＤＣオフセット推定の動作を説明する図であり、Ｇｏｌａｙ系列の相関ベクトルの一例を示した模式図である。図５は相関演算部１０６の出力の相関ベクトルの振幅を時系列において表した図である。相関演算部１０６はガードインターバル２０３のＧｏｌａｙ系列を用いて入力信号との相互相関を求める。
　残留ＤＣオフセット推定部１０９では、ピークタイミング以外の相関ベクトル５０１、すなわち相関ベクトル５０１のサイドローブの平均値から、残留ＤＣオフセットΔＶを推定する。残留ＤＣオフセットΔＶがない場合は、相関ベクトル５０２のように、ピークタイミング以外の平均値が０となる。そして、推定した残留ＤＣオフセットΔＶに基づき、オフセット量を０にする残留ＤＣオフセット補正値を算出する。
　算出された残留ＤＣオフセット補正値は、第２オフセット加算器１１０にてＡＤコンバータ１０３の出力に加算され、残留ＤＣオフセットが補正される。
　プリアンブル２０１を用いてキャリア周波数オフセットを推定する場合と、ガードインターバル２０３を用いて残留ＤＣオフセットを推定する場合とでは、上記のようにハイパスフィルタ１０２、固定オフセット発生部１０４、および相関演算部１０６のパラメータを切り替える。つまり、キャリア周波数オフセットを推定する信号フォーマットの領域（たとえば、プリアンブル２０１）と、残留ＤＣオフセットを推定する信号フォーマットの領域（たとえば、ガードインターバル２０３）とでは、領域ごとにハイパスフィルタ１０２のフィルタ特性を切り替える。また、処理対象となる既知信号の系列に対応して、固定オフセット発生部１０４の固定ＤＣオフセットの値を切り替え、相関演算部１０６にて相互相関を求めるための系列を切り替える。
　上述したように、本実施形態では、シングルキャリア信号における既知のプリアンブルのベースバンド信号について、ハイパスフィルタを通してダイレクトコンバージョンにより生じたＤＣオフセット成分を除去した後、キャリア周波数オフセットを推定する。シングルキャリア信号のプリアンブルにおいて、信号自体にＤＣ成分を含む場合、ＤＣオフセット成分を除去して相関ベクトルを求めると、キャリア周波数オフセットを正確に推定困難である。そこで、本実施形態では、プリアンブルの既知信号波形のＤＣ成分を加算してから相関ベクトルを求めることにより、精度良くキャリア周波数オフセットを推定できる。
　また、残留ＤＣオフセットの推定は、例えば、ガードインターバルに含まれる既知信号を用いているが、シングルキャリア信号の信号自体にＤＣ成分を含むことがある。本実施の形態の受信装置は、ＡＤ変換前にハイパスフィルタを通してＤＣオフセット成分を除去し、ＡＤ変換後の信号に既知信号波形のＤＣ成分を加算するため、精度良く残留ＤＣオフセットを推定できる。
　また、伝送速度が高速なミリ波無線通信システムにおいては、高速に動作するＡＤコンバータのダイナミックレンジに制限があり、ＤＣオフセットを含んだ受信信号を歪みなくデジタル変換することが難しい。本実施形態では、ＡＤ変換前にハイパスフィルタを通してＤＣオフセット成分を除去し、ＡＤ変換後の信号に既知信号波形のＤＣ成分を加算する。これによって、既知信号の相関ベクトルの算出、並びに、キャリア周波数オフセット及び残留ＤＣオフセットの推定を精度良く実行できる。また、ＤＣオフセットの補正において、ＡＤコンバータのダイナミックレンジの制限にも対応できる。
　したがって、本実施形態によれば、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号を受信する装置において、キャリア周波数オフセットの推定及び補正、残留ＤＣオフセットを精度良く補正できる。また、ＲＦ部にダイレクトコンバージョンを用いても簡易な構成によってＤＣオフセットを除去できる。
　なお、本発明は、本発明の趣旨ならびに範囲を逸脱することなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が様々な変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　上記各実施形態では、ハードウェアを用いた構成を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携においてソフトウェアによっても実現できる。
　また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、または、ＬＳＩ内部の回路セルの接続及び設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
　また、各機能ブロックの演算は、例えばＤＳＰまたはＣＰＵを含む計算手段を用いて演算できる。さらに、各機能の処理ステップは、プログラムとして記録媒体に記録して実行できる。
　さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適応が可能性としてありえる。
　本出願は、２０１１年３月３０日出願の日本特許出願（特願2011-075831）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本発明は、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くキャリア周波数オフセットを推定して補正できる効果、ＤＣ成分があるシングルキャリア信号の受信信号に対して、精度良くＤＣオフセットを推定して補正できる効果を有する。本発明は、シングルキャリア信号により通信する無線通信装置に適用される受信装置等として有用であり、例えば、シングルキャリア通信に用いるキャリア周波数オフセット補正及びＤＣオフセット補正回路として、小回路規模・低消費電力が要求されるモバイル通信を含む無線通信機器全般に広く適用できる。
　１０１　ＲＦ部
　１０２　ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
　１０３　ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
　１０４　固定オフセット発生部
　１０５　第１オフセット加算器
　１０６　相関演算部
　１０７　相関ピーク間位相差検出部
　１０８　周波数補正量算出部
　１０９　残留ＤＣオフセット推定部
　１１０　第２オフセット加算器
　１１１　周波数補正部
　１１２　復調部
　２０１　プリアンブル
　２０２　伝送路推定用フィールド
　２０３　ガードインターバル（ＧＩ）
　２０４　データ

Claims (3)

  1. 　シングルキャリア信号を受信する受信装置であって、
    　受信したシングルキャリア信号のベースバンド信号のＤＣ成分を除去するフィルタと、
    　前記ＤＣ成分の除去後の信号に、既知信号に含まれるＤＣ成分を固定ＤＣオフセットとして加算する固定ＤＣオフセット加算部と、
    　前記固定ＤＣオフセットを加算した信号と前記既知信号との相互相関を算出する相関演算部と、
    　前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのピークによりキャリア周波数オフセットを推定するキャリア周波数オフセット推定部と、
    　前記推定されたキャリア周波数オフセットに基づき、前記ベースバンド信号の周波数を補正する周波数補正部と、
    　を備える受信装置。
  2. 　請求項１に記載の受信装置であって、
    　前記相関演算部にて算出した相関ベクトルのサイドローブの平均値により残留ＤＣオフセットを推定する残留ＤＣオフセット推定部と、
    　前記推定された残留ＤＣオフセットに基づき、前記ベースバンド信号のＤＣオフセットを補正するＤＣオフセット補正部と、
    　を備える受信装置。
  3. 　請求項１または２に記載の受信装置であって、
    　前記フィルタは、アナログのベースバンド信号のＤＣ成分を除去し、
    　前記フィルタの出力をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを備え、
    　前記固定ＤＣオフセット加算部は、前記変換後のデジタル信号に前記固定ＤＣオフセットを加算する、受信装置。
PCT/JP2012/000943 2011-03-30 2012-02-13 受信装置 WO2012132195A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/814,204 US8761319B2 (en) 2011-03-30 2012-02-13 Reception device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-075831 2011-03-30
JP2011075831A JP5599352B2 (ja) 2011-03-30 2011-03-30 受信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012132195A1 true WO2012132195A1 (ja) 2012-10-04

Family

ID=46929991

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/000943 WO2012132195A1 (ja) 2011-03-30 2012-02-13 受信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8761319B2 (ja)
JP (1) JP5599352B2 (ja)
WO (1) WO2012132195A1 (ja)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101443334B1 (ko) 2012-11-21 2014-09-26 주식회사 클레버로직 Sc-fdma 시스템의 수신기 및 sc-fdma 시스템의 수신기에서 dc 오프셋을 제거하는 방법
JP6086430B2 (ja) * 2013-02-14 2017-03-01 国立研究開発法人情報通信研究機構 ゴレイ符号系列相関器およびそれを用いた等化器
US9712316B2 (en) 2013-02-27 2017-07-18 Panasonic Corporation Reception apparatus, phase error estimation method, and phase error correction method
JP5960624B2 (ja) * 2013-02-27 2016-08-02 パナソニック株式会社 受信装置及び受信方法
WO2014194928A1 (en) * 2013-06-03 2014-12-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Distortion suppression for wireless transmission
US9491024B2 (en) * 2015-02-04 2016-11-08 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Methods for frequency offset estimation with Zadoff-Chu sequences
US10511468B2 (en) 2015-09-09 2019-12-17 Intel IP Corporation Iterative frequency offset estimation in wireless networks
WO2017043329A1 (ja) * 2015-09-10 2017-03-16 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 送信装置、送信方法、受信装置、受信方法、およびプログラム
EP3371943B1 (en) * 2015-11-05 2020-05-13 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Robust channel estimation for vehicular applications
US10103792B2 (en) 2016-01-14 2018-10-16 Intel Corporation Apparatus, system and method of communicating a multiple-input-multiple-output (MIMO) transmission
US10924218B2 (en) 2016-07-20 2021-02-16 Intel IP Corporation Apparatus, system and method of communicating a single carrier (SC) transmission
WO2018017302A1 (en) 2016-07-20 2018-01-25 Intel IP Corporation Apparatus, system and method of communicating a single carrier (sc) multiple-input-multiple-output (mimo) transmission
CN108900453B (zh) * 2018-06-13 2021-02-09 上海晟矽微电子股份有限公司 直流分量获取装置及方法
CN108768910B (zh) * 2018-07-05 2023-05-23 上海晟矽微电子股份有限公司 频偏确定装置及方法
JP7452888B2 (ja) 2022-03-16 2024-03-19 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 補正装置、補正システム、補正方法およびプログラム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10247953A (ja) * 1997-03-03 1998-09-14 Mitsubishi Electric Corp 受信機
JP2005507568A (ja) * 2001-02-16 2005-03-17 クゥアルコム・インコーポレイテッド ダイレクトコンバート受信機アーキテクチャ
JP2008536367A (ja) * 2005-03-18 2008-09-04 モトローラ・インコーポレイテッド 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5396196A (en) * 1993-12-29 1995-03-07 At&T Corp. Quadrature modular with adaptive suppression of carrier leakage
US6498929B1 (en) 1996-06-21 2002-12-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Receiver having DC offset decreasing function and communication system using the same
JP3486058B2 (ja) * 1996-06-24 2004-01-13 株式会社東芝 Ｄｃオフセット除去機能を備えた受信機
US7035589B1 (en) * 2001-09-24 2006-04-25 Atheros Communications, Inc. Method and system for tracking and mitigating DC offset in the presence of carrier frequency offsets
US7349680B2 (en) * 2002-04-29 2008-03-25 Broadcom Corporation Method and system for using PSK sync word for fine tuning frequency adjustment
US7266359B2 (en) * 2003-03-18 2007-09-04 Freescale Semiconductor, Inc. DC interference removal in wireless communications
EP1835626B1 (en) * 2005-01-04 2010-12-15 Fujitsu Ltd. Dc offset compensation method and device
US7835467B2 (en) * 2006-01-05 2010-11-16 Qualcomm, Incorporated DC offset correction for high gain complex filter
US7957476B2 (en) * 2006-05-16 2011-06-07 Sony Corporation Wireless communicaton apparatus
JP4983365B2 (ja) * 2006-05-16 2012-07-25 ソニー株式会社 無線通信装置
US7848470B2 (en) * 2006-05-30 2010-12-07 Fujitsu Limited System and method for asymmetrically adjusting compensation applied to a signal
CN100544330C (zh) * 2006-09-25 2009-09-23 华为技术有限公司 去除信号中射频直流分量的方法及系统
JP2008300958A (ja) * 2007-05-29 2008-12-11 Panasonic Corp 動的ｄｃオフセット除去装置及び動的ｄｃオフセット除去方法
US8068563B2 (en) * 2008-10-20 2011-11-29 Ibiquity Digital Corporation Systems and methods for frequency offset correction in a digital radio broadcast receiver
US8255183B1 (en) * 2009-06-30 2012-08-28 Qualcomm Atheros, Inc Communication unit with analog test unit
JP5282723B2 (ja) * 2009-12-02 2013-09-04 富士通セミコンダクター株式会社 補正ユニットを有するシステム及びその補正方法
CN102130697B (zh) * 2010-01-20 2015-05-27 华为技术有限公司 接收机、发射机及反馈装置、收发信机和信号处理方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10247953A (ja) * 1997-03-03 1998-09-14 Mitsubishi Electric Corp 受信機
JP2005507568A (ja) * 2001-02-16 2005-03-17 クゥアルコム・インコーポレイテッド ダイレクトコンバート受信機アーキテクチャ
JP2008536367A (ja) * 2005-03-18 2008-09-04 モトローラ・インコーポレイテッド 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20130136216A1 (en) 2013-05-30
US8761319B2 (en) 2014-06-24
JP5599352B2 (ja) 2014-10-01
JP2012209886A (ja) 2012-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5599352B2 (ja) 受信装置
US8059767B2 (en) Communications device and related method that detects symbol timing
US7844239B2 (en) DC removal techniques for wireless networking
US20060188033A1 (en) Wireless receiver with anti-jamming
US8538346B2 (en) Phase noise correction circuit, transmitter, receiver, radio device, radio communication system, and phase noise correction method
JP4094852B2 (ja) 伝送誤差を軽減する通信方法
US10461790B2 (en) Method for compensation of phase noise effect on data transmission in radio channel
US7508884B2 (en) System and method for communicating data using constant amplitude equalized waveform
JP4470377B2 (ja) 移動通信システムにおける伝搬路推定方法
US7039140B2 (en) OFDM data demodulators synchronization
US8644424B2 (en) Receiver apparatus, communication system, reception method and communication method
JP2008530951A (ja) 予め符号化された部分応答信号用の復調器および受信器
US8054920B2 (en) Communications device and related method with improved acquisition estimates of frequency offset and phase error
US9276704B1 (en) Maximum likelihood sequence detection in the phase domain
US8059766B2 (en) Communications device and related method with reduced false detects during start of message bit correlation
CN113691267B (zh) 一种同时双频带内载波聚合接收端自干扰抑制方法
US9065538B2 (en) Transmission-reception device
CN115085745A (zh) 一种基于vde-ter的数字分集通信系统
JP4214635B2 (ja) ディジタル無線装置
KR100358410B1 (ko) 직교주파수분할다중화시스템 상에서 ａ／ｄ변환기의 직류옵셋 제어 방법 및 그 시스템
Sobaihi et al. Field-programmable gate array-based software-defined radio for millimetre-wave single-carrier transmission
JP2000022660A (ja) ディジタル通信装置
JP2005160116A (ja) 周波数誤差検出方法、受信方法、及び送受信方法
JP2018196000A (ja) 受信装置、及び周波数偏差除去方法
JP3920043B2 (ja) プリアンブル長推定回路、復調装置、および通信システム

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12764177

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13814204

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12764177

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1