WO2012077203A1 - モータ用電圧変換制御装置 - Google Patents

モータ用電圧変換制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2012077203A1
WO2012077203A1 PCT/JP2010/072045 JP2010072045W WO2012077203A1 WO 2012077203 A1 WO2012077203 A1 WO 2012077203A1 JP 2010072045 W JP2010072045 W JP 2010072045W WO 2012077203 A1 WO2012077203 A1 WO 2012077203A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
motor
control
sampling timing
target
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/072045
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
雅志 小林
Original Assignee
トヨタ自動車株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by トヨタ自動車株式会社 filed Critical トヨタ自動車株式会社
Priority to JP2012547634A priority Critical patent/JP5522269B2/ja
Priority to CN201080070591.XA priority patent/CN103250342B/zh
Priority to PCT/JP2010/072045 priority patent/WO2012077203A1/ja
Priority to DE112010006059.2T priority patent/DE112010006059B4/de
Priority to US13/991,643 priority patent/US9112442B2/en
Publication of WO2012077203A1 publication Critical patent/WO2012077203A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/68—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more dc dynamo-electric motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/06—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using substantially sinusoidal ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/0086—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P23/009—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/74—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more ac dynamo-electric motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/10—DC to DC converters
    • B60L2210/14—Boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a motor voltage that performs voltage conversion control on a voltage conversion circuit that converts a DC voltage of a power source into an input DC voltage necessary for driving the motor between a motor control circuit that controls a plurality of motors and a power source.
  • the present invention relates to a conversion control device.
  • hybrid vehicles, electric vehicles, and the like have been developed as environmentally friendly vehicles, and these vehicles include a motor as a drive source.
  • Some of these vehicles include a plurality of motors (which may be motor generators or generators).
  • An AC motor is used as this motor, and DC power is converted into three-phase AC power by an inverter, and the motor is driven by the three-phase AC power.
  • the DC voltage of the battery is boosted to DC high voltage by the boost converter, and the DC high voltage is supplied to the inverter. . Therefore, in the vehicle, in order to control the motor, inverter control for switching control of the switching element of the inverter and boost control for switching control of the switching element of the boost converter are performed.
  • a smoothing capacitor is provided between the boost converter and the inverter, and a voltage across the smoothing capacitor (a DC high voltage after boosting by the boost converter) is detected by a voltage sensor.
  • control is performed using the DC high voltage detected by the voltage sensor so as to obtain a target voltage necessary for driving the motor.
  • a target voltage required for driving is set for each motor, and the target voltage of the system is selected from the plurality of target voltages.
  • Patent Document 1 in a vehicle control device including two motor generators, based on a sensor value of a DC power supply voltage, a sensor value of a voltage across a smoothing capacitor, a motor torque command value of each motor generator, and a motor rotation speed.
  • the switching element of the inverter is controlled for each motor generator based on the sensor value of the voltage across the smoothing capacitor, the motor torque command value, and the sensor value of the motor current. It is described that the gate signal for generating each is generated.
  • FIG. 7 shows time variation VH 2.5 of DC high voltage when the carrier frequency is 2.5 kHz and time variation VH 1.25 of DC high voltage when the carrier frequency is 1.25 kHz.
  • VH F time variation VH 2.5 high DC voltage, the time change of the filter value obtained by filtering the VH 1.25 with a predetermined time constant.
  • the DC high voltage after boosting greatly fluctuates due to superposition of a large pulse rate component when the carrier frequency is lower than when the carrier frequency is high.
  • the higher the carrier frequency the smaller the current pulsation component of the motor, but the greater the system loss due to increased heat generation of the switching element.
  • the target voltage required for driving the motor varies depending on the motor speed and torque.
  • this target voltage is high and the DC high voltage after boosting is higher than the motor induced voltage, a pulsation component is superimposed on the DC high voltage according to the voltage difference.
  • FIG. 8A shows the relationship between the voltage VH H when the DC high voltage is high, the voltage VH L when the DC high voltage is low, and the motor induced voltage Vemf.
  • Vdef H1, Vdef H2 of the DC high voltage VH H and the motor induced voltage Vemf when high is compared with the voltage difference Vdef L1, Vdef L2 of the DC high voltage VH L and the motor induced voltage Vemf lower case
  • the voltage difference Vdef is larger when the DC high voltage VH H is higher.
  • the voltage difference Vdef increases, the amount of fluctuation superimposed on the motor current increases.
  • FIG. 8B shows the carrier signal SC and the duty signal SD in the inverter control, and a gate signal for turning on / off the switching element of the inverter according to the intersection of the carrier signal SC and the duty signal SD. Is generated.
  • FIG. 8 (c) shows a target current MI T of the motor, and the actual current MI H of the motor in the case of large voltage differences Vdef H, the actual current MI L in the case of small voltage difference Vdef L motor ing. Actual current MI H of the motor, MI L is varied with respect to the target current MI T, and pulsating component superimposed due to the influence of the switching of the switching elements of the inverter, FIG.
  • the pulsation component superimposed on the motor current due to the influence of switching in the inverter control is determined by the voltage difference Vdef between the DC high voltage VH and the motor induced voltage Vemf and the carrier frequency of the inverter control. For this reason, if the inverter frequency decreases when the voltage difference Vdef is large, the pulsating component superimposed on the motor current increases.
  • the capacity of the smoothing capacitor is small, if the pulsating component superimposed on the motor current increases, the smoothing capacity of the smoothing capacitor is exceeded, the voltage across the smoothing capacitor fluctuates greatly, and pulsation occurs in the boosted DC high voltage.
  • FIG. 8D shows the actual value of DC high voltage VH and the expected value of DC high voltage (intermediate value between peaks and valleys of DC high voltage VH, which is a DC high voltage that does not include a pulsating component) VH.
  • E and DC high voltage sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 in the step-up control are shown.
  • Sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 are output every sampling timing period PS.
  • the conventional boost control when the sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 are output, the voltage across the smoothing capacitor is detected by the voltage sensor, and the detected DC high voltages VH 1 , VH 2 , VH 3 are used. Control to achieve the target voltage.
  • boost control becomes unstable.
  • the gate signal for controlling the switching element of the boost converter and the gate signal for controlling the switching element of the inverter of each motor generator are separately generated. Control is not linked. Therefore, when pulsation occurs in the DC high voltage after boosting by the boost converter, the sensor value of the voltage across the smoothing capacitor used for boost control includes the pulsation component, which makes the boost control unstable. Become.
  • the target voltage required for each motor is different.
  • the highest target voltage among the plurality of target voltages is selected as the system target voltage, and boost control is performed. Then, the DC high voltage is controlled so as to be the highest target voltage. Therefore, in a motor with a low target voltage that is not selected as the system target voltage, the voltage difference Vdef between the DC high voltage VH and the motor induced voltage Vemf becomes larger, so that the pulsation component superimposed on the motor current becomes larger. .
  • the present invention provides a voltage conversion control device for a motor that performs stable voltage conversion control even when the input DC voltage of the motor caused by the pulsation of the motor current is pulsated in a system including a plurality of motors. Let it be an issue.
  • a voltage conversion control device for a motor relates to a voltage conversion circuit that converts a DC voltage of a power source into an input DC voltage necessary for driving the motor between a motor control circuit that controls a plurality of motors and a power source.
  • a voltage conversion control device for a motor that performs voltage conversion control, detects a voltage across a capacitor provided between a motor control circuit and a voltage conversion circuit, and samples an input DC voltage converted by the voltage conversion circuit Sampling means, target voltage setting means for setting a target voltage of the input DC voltage for each motor, and selection means for selecting a target voltage to be converted by the voltage conversion circuit from a plurality of target voltages set by the target voltage setting means And a voltage change based on a motor control carrier signal for any one of the target voltage motors not selected by the selection means.
  • Sampling timing generating means for generating a sampling timing for sampling the input DC voltage converted by the circuit, and input sampled by the sampling means in accordance with the sampling timing generated by the sampling timing generating means for each sampling timing request of the voltage conversion control And a control means for performing voltage conversion control using a DC voltage.
  • This motor voltage conversion control device is a device that performs voltage conversion control on a voltage conversion circuit in a multiple motor system including a plurality of motors, a motor control circuit, a voltage conversion circuit, a power supply, and the like.
  • a capacitor is provided between the motor control circuit and the voltage conversion circuit, and the input DC voltage converted by the voltage conversion circuit is sampled by detecting the voltage across the capacitor by the sampling means.
  • the target voltage setting means sets the target voltage of the input DC voltage required for driving the motor for each motor, and the selection means converts the voltage from the target voltage for each motor. Select the target voltage to be converted by the circuit.
  • control is performed using the input DC voltage sampled by the sampling means so that the input DC voltage becomes the target voltage selected by the selection means.
  • the motor includes not only a motor having a drive function but also a motor generator and a generator having a power generation function.
  • the pulsation of the input DC voltage of the motor is caused by the pulsation of the motor current.
  • the pulsation component superimposed on the motor current is an influence due to the switching of the motor control, and is a carrier signal on the motor control side (a signal generated on the motor control side and a carrier for switching control of the switching element of the motor control circuit Signal) and the voltage difference between the motor input DC voltage and the motor induced voltage. Therefore, the intermediate value between the peak and valley of the motor current on which the pulsation component is superimposed is around the peak or valley (vertex portion) of the carrier signal.
  • an intermediate value between the peaks and valleys of the input DC voltage on which the pulsation component is superimposed that is, the input DC voltage from which the pulsation component is removed, and the expected value of the input DC voltage for stably performing the voltage conversion control. Is also obtained at the timing around the peaks and valleys of the carrier signal.
  • the target voltage of the input DC voltage is set for each motor as described above, and one target voltage as the system is selected from the target voltages for each motor.
  • the voltage difference between the input DC voltage and the motor induced voltage is larger than in the motor that is selected as the target voltage of the system, and the pulsation component superimposed on the motor current is increased. .
  • the sampling timing generation means generates the input DC voltage based on the motor control carrier signal for any one of the motors of the target voltage not selected by the selection means. Sampling timing for sampling is generated.
  • the carrier signal of that one motor is used.
  • a motor carrier signal that most influences the pulsation component of the motor current is selected from the plurality of motor carrier signals.
  • the control means requests the sampling timing for the input DC voltage in the voltage conversion control (the timing at which the input DC voltage is output at the required timing in the voltage conversion control.
  • the voltage conversion control device for a motor samples the input DC voltage used for voltage conversion control in consideration of the carrier signal of the motor that is not selected as the target voltage of the input DC voltage to be converted by the voltage conversion circuit. Therefore, even when there is a pulsation in the input DC voltage of the motor, the input DC voltage close to the expected value of the input DC voltage at the time of sampling timing request can be sampled, so it is actually used in the expected value of input DC voltage and voltage conversion control The difference from the sampling value is reduced, and stable voltage conversion control can be performed. As a result, the capacitance of the capacitor can be reduced, and the multiple motor system can be reduced in cost and size.
  • the sampling timing generating means generates sampling timing corresponding to the peaks and valleys of the carrier signal, and the input DC converted by the voltage conversion circuit each time the sampling timing is generated.
  • the voltage is preferably sampled by the sampling means, and the control means preferably performs voltage conversion control using the input DC voltage sampled according to the sampling timing immediately before the sampling timing request for each sampling timing request.
  • the sampling timing generating means generates sampling timings corresponding to the peak and valley timings of the carrier signal, and samples the input DC voltage converted by the voltage conversion circuit at each sampling timing. Sampling by means.
  • the input DC voltage sampled at the timing of the peak and valley of the carrier signal is an intermediate value or a substantially intermediate value between the peak and valley of the input DC voltage.
  • the control unit uses the input DC voltage (actual voltage) sampled by the sampling unit in accordance with the sampling timing immediately before the sampling timing request to obtain the target voltage. Control as follows.
  • the input DC voltage sampled at the timing of the peak or valley of the carrier signal immediately before the sampling timing request is a voltage close to the expected value of the input DC voltage at the time of the sampling timing request.
  • this motor voltage conversion control device samples the input DC voltage at the peak and valley timings of the motor control carrier signal, so that the sampling timing can be obtained even when there is a pulsation in the motor input DC voltage.
  • Voltage conversion control can be performed using an input DC voltage close to the expected value of the input DC voltage at the time of request, and stable voltage conversion control can be performed.
  • the sampling timing generating means generates a sampling timing corresponding to the peak or valley of the carrier signal immediately after the sampling timing request for each sampling timing request, and according to the sampling timing. It is preferable that the input DC voltage converted by the voltage conversion circuit is sampled by the sampling means, and the control means performs voltage conversion control using the input DC voltage sampled according to the sampling timing for each sampling timing request.
  • the sampling timing generating means generates a sampling timing corresponding to the peak or valley timing of the carrier signal immediately after the sampling timing request for each sampling timing request, and the voltage corresponding to the sampling timing is generated.
  • the input DC voltage converted by the conversion circuit is sampled by the sampling means.
  • the input DC voltage sampled at the timing of the peak or valley of the carrier signal immediately after the sampling timing request is a voltage close to the expected value of the input DC voltage at the time of the sampling timing request. Therefore, in the motor voltage conversion control device, the control means controls the target voltage using the input DC voltage (actual voltage) sampled by the sampling means according to the sampling timing for each sampling timing request. Do.
  • this motor voltage conversion control device samples the input DC voltage at the peak or valley timing of the carrier signal of the motor control immediately after the sampling timing request, so that even if there is a pulsation in the motor input DC voltage.
  • voltage conversion control can be performed using an input DC voltage close to the expected value of the input DC voltage at the time of sampling timing request, and stable voltage conversion control can be performed.
  • the plurality of motors are two motors
  • the target voltage setting means sets the target voltages of the two motors
  • the selection means sets the target voltage setting.
  • the target voltage to be converted by the voltage conversion circuit is selected from the target voltages of the two motors set by the means, and the sampling timing generating means determines the voltage based on the motor carrier signal of the target voltage not selected by the selection means. Sampling timing for sampling the input DC voltage converted by the conversion circuit is generated.
  • the input DC voltage of the motor is sampled by sampling the input DC voltage used for voltage conversion control in consideration of the carrier signal of the motor not selected as the target voltage of the input DC voltage to be converted by the voltage conversion circuit. Even if there is pulsation, it is possible to sample the input DC voltage that is close to the expected value of the input DC voltage when the sampling timing is requested, so the difference between the expected value of the input DC voltage and the sampling value actually used in voltage conversion control is small. Thus, stable voltage conversion control can be performed.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the structure of 2 motor system which concerns on 2nd Embodiment. It is explanatory drawing of the sampling timing of DC high voltage which concerns on 2nd Embodiment, (a) is a relationship figure when the DC high voltage is high and low, and a motor induced voltage, (b) is inverter control (C) is the motor target current and motor actual current, and (d) is the DC high voltage and sampling timing request signal. It is a figure which shows the change of the direct-current high voltage when the carrier frequency is high and low.
  • the motor voltage conversion control device is a motor ECU [Electronic Control Unit] of a vehicle (for example, a hybrid vehicle, an electric vehicle, or a fuel cell vehicle) of a two motor system having two motors.
  • a vehicle for example, a hybrid vehicle, an electric vehicle, or a fuel cell vehicle
  • the DC voltage of the battery is boosted by a boost converter and converted to a DC high voltage necessary for driving the motor, and the DC high voltage is supplied to each DC motor by the inverter of each motor. Electric power is converted into three-phase AC power of each motor, and each motor is driven by each three-phase AC power.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a two-motor system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a method for calculating the target voltage of each motor.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a method for determining a target voltage in a two-motor system, where (a) is a flow of the determination method, and (b) is a map of system voltage and system loss for two motors. It is an example.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of the sampling timing of the DC high voltage according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is a relationship diagram between the case where the DC high voltage is high and low and the motor induced voltage.
  • (c) is a motor target current and a motor actual current
  • (d) is a DC high voltage and a sampling timing request signal.
  • the two-motor system 1 includes a battery 10, a filter capacitor 11, a boost converter 12, a smoothing capacitor 13, a first inverter 14, a second inverter 15, a first motor 16, a second motor 17, and a motor ECU 18.
  • the battery 10 corresponds to the power source described in the claims
  • the boost converter 12 corresponds to the voltage conversion circuit described in the claims
  • the smoothing capacitor 13 corresponds to the capacitor described in the claims.
  • the first inverter 14 and the second inverter 15 correspond to the motor control circuit described in the claims
  • the first motor 16 and the second motor 17 correspond to the plurality of motors described in the claims. .
  • the DC power of the battery 10 is converted into three-phase AC power for the motors 16, 17 according to the motor torque commands DT 1 , DT 2 for the motors 16, 17 from the travel control ECU 19, respectively.
  • the three-phase AC power is supplied to the motors 16 and 17, respectively. Therefore, the motor ECU 18, and select the target voltage VH T of the system from the target voltage VH T1, VH T2 required for the drive of the motors 16 and 17, as a system from low DC voltage VL of the battery 10
  • the boost converter 12 is boosted, and the motor torque commands DT 1 and DT 2 for generating the motor torque commands DT 1 and DT 2 from the DC power are generated.
  • Inverter control is performed on each of the inverters 14 and 15 in order to convert into phase AC power.
  • the motor ECU 18 controls the inverters of the motors 16 and 17 in order to perform stable boost control even when there is a pulsation of the DC high voltage VH caused by the pulsation of the motor current due to the influence of switching noise on the inverter control side.
  • the travel control ECU 19 is an ECU for controlling the travel of the vehicle.
  • the travel control ECU 19 is required for the target motor torque required by the first motor 16 and the second motor based on the travel state of the vehicle at that time in response to an accelerator request or a brake request by the driver or automatic driving.
  • the target motor torque is calculated, and each target motor torque is output to the motor ECU 18 as motor torque commands DT 1 and DT 2 .
  • the battery 10 is a direct current power source and a secondary battery.
  • Filter capacitor 11 is provided between battery 10 and boost converter 12, and is connected to battery 10 in parallel.
  • the filter capacitor 11 smoothes the DC voltage of the battery 10 and stores the electric charge of the DC voltage.
  • the voltage across the filter capacitor 11 is a DC low voltage VL.
  • the filter capacitor 11 is a capacitor for preventing a pulsating current due to switching from flowing to the battery 10 side.
  • Boost converter 12 includes a reactor 12a, switching elements 12b and 12c, and freewheeling diodes 12d and 12e.
  • the high voltage side of the filter capacitor 11 is connected to one end of the reactor 12a.
  • a connection point between the switching element 12b and the switching element 12c is connected to the other end of the reactor 12a.
  • the IL sensor 12f detects a current IL (analog value) flowing through the reactor 12a, and outputs the detected current IL to the motor ECU 18.
  • the switching element 12b and the switching element 12c are connected in series, the high voltage side of the smoothing capacitor 13 is connected to the collector of the switching element 12b, and the low voltage side of the smoothing capacitor 13 is connected to the emitter of the switching element 12c.
  • Free-wheeling diodes 12d and 12e are connected in antiparallel to the switching elements 12b and 12c, respectively.
  • the boost converter 12 performs switching control of the switching elements 12b and 12c based on the gate signals output from the motor ECU 18 to the switching elements 12b and 12c, respectively, so that the DC low voltage VL of the filter capacitor 11 is reduced. Convert to DC high voltage VH.
  • the smoothing capacitor 13 is provided between the boost converter 12 and the first inverter 14 and the second inverter 15. Smoothing capacitor 13 smoothes the DC voltage boosted by boost converter 12 and stores the charge of the DC voltage. The voltage across the smoothing capacitor 13 is the DC high voltage VH.
  • the VH sensor 13 a detects the voltage (analog value) VH across the smoothing capacitor 13 and outputs the detected voltage to the motor ECU 18.
  • the first inverter 14 is an inverter that converts DC power into three-phase AC power to drive the first motor 16 in the two-motor system.
  • the second inverter 15 is an inverter that converts DC power into three-phase AC power to drive the second motor 17 in the two-motor system.
  • the first inverter 14 and the second inverter 15 are similar circuits, and are conventional general inverter circuits that convert DC power into three-phase AC power. Therefore, description of the detailed circuit configuration is omitted.
  • the DC high voltage VH of the smoothing capacitor 13 is supplied, and each gate signal for the switching element corresponding to each phase (U phase, V phase, W phase) of the first motor 16 output from the motor ECU 18.
  • the switching elements of the respective phases are subjected to switching control based on the above, and DC power is converted into three-phase AC power and supplied to the first motor 16.
  • DC power is converted into three-phase AC power based on each gate signal corresponding to each phase of the second motor 17 output from the motor ECU 18 and supplied to the second motor 17. .
  • the first motor 16 and the second motor 17 are AC motors and are driving sources of the vehicle.
  • the first motor 16 is driven to rotate by supplying the three-phase AC power from the first inverter 14 to coils (not shown) of each phase.
  • the second motor 17 is driven to rotate by supplying the three-phase AC power from the second inverter 15 to the coils (not shown) of each phase.
  • One of the two motors may be a generator or a motor generator, or both may be motor generators.
  • the motor ECU 18 is an electronic control unit including a microcomputer, various memories, and the like, and performs motor control.
  • the motor ECU 18 controls the inverters 14 and 15 and controls the inverter converter functions (first motor control 18a, second motor control 18b, first motor gate generation 18c, second motor gate generation 18d) and the boost converter 12.
  • Boost control function first motor target voltage calculation 18e, second motor target voltage calculation 18f, voltage control 18g, current control 18h, gate generation 18i, carrier selection / target voltage selection 18j, VH sensor sampling timing generator 18k, VH sensor data update 18l).
  • the first motor target voltage calculation 18e and the second motor target voltage calculation 18f correspond to the target voltage setting means described in the claims
  • the carrier selection / target voltage selection 18j is the claim.
  • the VH sensor sampling timing generator 18k corresponds to the sampling timing generation means described in the claims
  • the voltage control 18g and the VH sensor data update 18l correspond to the selection means described in the ranges, and the control means described in the claims.
  • the VH sensor 13a and the AD converter 18m correspond to the sampling means described in the claims.
  • the inverter control function will be described.
  • the first motor control 18a and the first motor gate generation 18c perform inverter control on the first inverter 14 (and thus the first motor 16), and the second motor control 18b and the second motor gate generation 18d 2 Inverter control for the inverter 15 (and consequently the second motor 17) is performed.
  • the first motor torque command DT 1 from the travel control ECU19 to the first motor 16 is input, the motor current detected by the motor angle and a current sensor which is detected by the angle sensor from the first motor 16
  • the first carrier signal SC 1 and the first duty signal SD 1 for generating the target motor torque of the first motor torque command DT 1 are generated and output to the first motor gate generation 18 c.
  • the first motor control 18a and outputs the first carrier signal SC 1 to VH sensor sampling timing generator 18k of the boost control function.
  • the second motor torque command DT 2 from running control ECU19 for the second motor 17 is input, the motor current detected by the motor angle and a current sensor which is detected by the angle sensor from the second motor 17 used to generate a second carrier signal SC 2 and the second duty signal SD 2 for generating a motor torque to be the second motor torque instruction DT 2 target, and outputs the second motor gate generator 18d.
  • the second motor control 18b and it outputs the second motor rotation speed MR 2 of the second motor 17 and the second motor torque command DT 2 in the second motor target voltage calculation 18f of the step-up control function.
  • the second motor control 18b and it outputs the second carrier signal SC 2 to the VH sensor sampling timing generator 18k of the boost control function.
  • the first motor control 18a first carrier signal SC 1 and the first duty signal SD 1 is inputted, the first inverter based first carrier signal SC 1 and the first duty signal SD 1
  • the gate signals for example, PWM signals
  • the second motor gate generator 18 d the second motor control 18b and the second carrier signal SC 2 second duty signal SD 2 is inputted, the second inverter based second carrier signal SC 2 to the second duty signal SD 2
  • the gate signals of the switching elements of 15 phases are respectively generated and output to the second inverter 15.
  • FIG. 4 (b) the second carrier signal SC 2 of the inverter control of the second motor 17 shows a second example of a duty signal SD 2, a second carrier signal SC 2 and the second duty signal SD 2
  • a gate signal for turning on / off the switching element of the second inverter 15 is generated at the timing of the intersection of the two.
  • the carrier signal SC is a carrier frequency and is a switching frequency of the switching elements of the inverters 14 and 15. As shown in FIG. 4B, the carrier signal SC is, for example, a triangular wave having peaks and valleys as vertices. In order to make the motors 16 and 17 have high rotation and high torque, it is necessary to increase the carrier frequency. However, if the system loss increases due to high temperatures of the switching elements of the inverters 14 and 15, it is necessary to lower the carrier frequency.
  • the duty signal SD is a signal for determining the ON / OFF duty ratio of the switching elements of the inverters 14 and 15. The duty signal SD is, for example, a sine wave as shown in FIG.
  • the switching elements of the inverters 14 and 15 are switched at the timing of the intersection of the carrier signal SC and the duty signal SD, and a pulsation component is superimposed on the motor current due to the influence of the switching.
  • a pulsation component is superimposed on the motor current due to the influence of the switching. 4
  • the (c) and the target current MI T of the second motor 17 to the second carrier signal SC 2 and the second gate signal from the duty signal SD 2 shown in FIG. 4 (b) is generated, a large pulsating component superimposed and the actual current MI H of the second motor 17, a small pulsating component shows actual current MI L of the second motor 17 when superimposed when it is.
  • the actual current MI H of the second motor 17, the MI L becomes peak or valley in the second intersection of the carrier signal SC 2 and the second duty signal SD 2, increase or decrease of the pulsating component It is a changing point.
  • first motor target voltage calculation 18e first motor rotational speed from the first motor control 18a MR 1 a first motor torque command DT 1 inverter control function is input, the first motor rotation speed MR 1 and the first motor torque Based on command DT1, first target voltage VH T1 for first motor 16 is calculated and output to carrier selection / target voltage selection 18j.
  • second motor target voltage calculation 18f the second motor control 18b of the inverter control function and the second motor rotation speed MR 2 second motor torque command DT 2 is input, the second motor rotation speed MR 2 and the second motor torque Based on command DT2, second target voltage VH T2 for second motor 17 is calculated and output to carrier selection / target voltage selection 18j.
  • the first motor target voltage calculation 18e and the second motor target voltage calculation 18f calculate the target voltage by the same process, and the process will be described below.
  • an intersection point P1 between the motor rotational speeds MR 1 and MR 2 and the motor torques of the motor torque commands DT 1 and DT 2 is extracted from a map M1 between the motor rotational speed and the motor torque.
  • This map M1 has a field weakening control area A1 (area shown by oblique lines) and a PWM control area A2.
  • the range of the control area changes depending on the level of the system voltage (DC high voltage VH) of the two-motor system 1.
  • the map M2 of system voltages and system losses vary depending on the intersection P1, calculates a target voltage VH T system loss is minimum point.
  • the system loss is a loss in a switching element or the like in the 2-motor system 1.
  • the motors 16 and 17 are likely to rotate, but the system loss increases.
  • the method using the map as described above has been described, but other methods may be used.
  • the VH sensor sampling timing request signal DS is output to the VH sensor data update 18l every sampling timing period PS, and the VH sensor is output according to the VH sensor sampling timing request signal DS.
  • a DC high voltage VH (digital value) sampled for use in boost control is input from the data update 18l.
  • the sampling timing period PS may be a predetermined fixed value or a variable value. Since the sampling timing period PS is set regardless of the inverter control, the VH sensor sampling timing request signal DS is not synchronized with the inverter control carrier signal SC.
  • the voltage control 18 g the target voltage VH T of the system from the carrier selection / target voltage selection 18j is inputted, using a DC high voltage VH (digital value) from the VH sensor data update 18l, the voltage across the smoothing capacitor 13 ( DC high voltage) performs control to become the target voltage VH T.
  • the voltage control 18 g calculates a target current IL T required for the control, and outputs the current control 18h.
  • the current control 18h the target current IL T from the voltage controlled 18g is input, using a current flowing through the reactor 12a IL (digital value), the current flowing through the reactor 12a performs control to become a target current IL T.
  • the current IL (digital value) used for control is a current (digital value) obtained by AD-converting the current (analog value) detected by the IL sensor 12f by the AD converter 18n in the motor ECU 18.
  • the gate generation 18i based on the control to become target current IL T in the control and the current control 18h to become a target voltage VH T of voltage control 18 g, the switching element 12b of the boost converter 12, the gates of 12c Each signal (for example, PWM signal) is generated and output to the boost converter 12.
  • the carrier selection / target voltage selection 18j receives the first target voltage VH T1 from the first motor target voltage calculation 18e and the second target voltage VH T2 from the second motor target voltage calculation 18f.
  • the system loss map M2a corresponding to the intersection of the first motor target voltage calculation 18e first motor rotation speed MR 1 and the first motor torque of the motor torque command DT 1 in the first motor 16 side
  • the first target voltage VH T1 is calculated to a minimum
  • the map corresponding to the intersection of the second motor target voltage calculation 18f second motor rotation speed MR 2 and the second motor torque of the motor torque command DT 2 M2b From the second motor 17 side, the second target voltage VH T2 that minimizes the system loss is calculated.
  • the first target voltage VH T1 and the second target voltage VH T2 are calculated separately from the motor rotation speed and the motor torque command for each of the motors 16 and 17. Have different voltages. Therefore, it is necessary to select a target voltage as the two-motor system 1 from the two first target voltage VH T1 and second target voltage VH T2, and the system efficiency is shown in FIG. As described above, the maximum value (larger voltage) of the first target voltage VH T1 and the second target voltage VH T2 is set as the command value of the target voltage for the two-motor system 1.
  • the carrier selection / target voltage selection 18j every time the first target voltage VH T1 and the second target voltage VH T2 are input, the larger of the first target voltage VH T1 and the second target voltage VH T2 selecting a voltage as second target voltage VH T of the motor system 1. Then, the carrier selection / target voltage selection 18j, and outputs the target voltage VH T to the voltage control 18 g. Furthermore, the carrier selection / target voltage selection 18j, 2 motor system 1 of the target voltage VH T VH sensor sampling timing generator carrier selection signal SS for selecting a carrier signal of the motor target voltage of the person who has not been selected as the Output to 18k.
  • the carrier selection signal SS for example, a signal indicating the other hand one (motor 2 who have not been selected as the target voltage VH T of the motor system 1) of the first motor 16 and second motor 17.
  • the VH sensor sampling timing generator 18k together with the second carrier signal SC 2 from the first carrier signal SC 1 and the second motor control 18b of the first motor control 18a of the inverter control function is input, the carrier selection / A carrier selection signal SS is input from the target voltage selection 18j. Then, the VH sensor sampling timing generator 18k, based on the carrier selection signal SS, the motor of the person who has not been selected first carrier signal SC 1 and the second target voltage VH T from the carrier signal SC 2 2 motor system 1 selecting a carrier signal as a carrier signal SC S to be used for generation of the VH sensor sampling timing TS.
  • VH sensor sampling timing generator 18k AD converter timing mountain of the carrier signal SC S timing and valleys of (higher side apex of the triangular wave) (apex of lower triangular wave side) as VH sensor sampling timing TS Output to 18m.
  • AD converter 18m every time the VH sensor sampling timing TS is input from the VH sensor sampling timing generator 18k, the DC high voltage (analog value) VH detected by the VH sensor 13a is AD converted, and after AD conversion The DC high voltage (digital value) VH is output to the VH sensor data update 18l.
  • the VH sensor data update 18l every time the DC high voltage (digital value) VH is input from the AD converter 18m, the DC high voltage (digital value) VH is stored in time series. Here, only the latest input DC high voltage (digital value) VH may be stored.
  • the VH sensor data update 18l every time the VH sensor sampling timing request signal DS is input from the voltage control 18g, the DC high voltage (from the AD converter 18m immediately before the VH sensor sampling timing request signal DS ( Digital value) VH is output to voltage control 18g as a VH sensor value used for boost control.
  • the pulsating component is superimposed on the voltage across the smoothing capacitor (DC high voltage after boosting) due to the switching noise of the inverter control.
  • the target voltage required for driving the motor varies depending on the motor speed and torque. However, the higher the target voltage and the higher the DC high voltage VH with respect to the motor induced voltage Vemf, the greater the voltage difference Vdef. In addition, the pulsating component of the DC high voltage also increases.
  • FIG. 4A shows the relationship between the voltage VH H when the DC high voltage VH is high and the voltage VH L when the DC high voltage VH is low, and the motor induced voltage Vemf.
  • the case of two motor system 1 has selected as the first target voltage VH T1 and larger target voltage VH T voltage of 2 motor system 1 of the second target voltage VH T2 of each motor 16, 17 , high DC voltage VH is controlled to be the target voltage VH T. Therefore, in the second motor system 1 of the target voltage motor side who have not been selected as the VH T, the motor induced voltage Vemf against high DC voltage VH becomes lower, the DC high voltage VH and the voltage of the motor induced voltage Vemf The difference Vdef becomes larger.
  • FIG. 4 (d) shows the DC high voltage VH when the motor current MI H in the case of large voltage differences Vdef H.
  • High DC voltage VH pulsating components according to the pulsation component of the motor current MI H is superimposed, increase or decrease of the pulsating components at the intersection of the FIG. 4 (b) second carrier signal shown in SC 2 and the second duty signal SD 2 Switches.
  • the inverter-side in particular, 2 motor system 1 of the inverter side of the motor of the person who has not been selected as the target voltage VH T
  • the pulsation component is superimposed.
  • the switching of the second motor system 1 of the inverter side of the motor of a side selected as the target voltage VH T also, pulsation of the motor current (and hence, the pulsation of the DC high voltage after boosting) affects the two motor system very small compared to the influence by the motor on the inverter side of the switching of the direction which is not selected as the first target voltage VH T.
  • the pulsation component (variation) superimposed on the motor current MI by switching by inverter control is determined by the voltage difference Vdef between the DC high voltage VH and the motor induced voltage Vemf and the inverter control carrier frequency (carrier signal SC). For this reason, when the inverter frequency decreases when the voltage difference Vdef is large, the pulsation component superimposed on the motor current MI increases.
  • the pulsating component is 2 motor inverter control those who are not selected as the target voltage VH T of the motor system 1 affected by the switching.
  • FIG. 4 (b) the as can be seen from (c), because of the mountains and valleys carrier signal SC 2 becomes substantially the midpoint between the intersection of the carrier signal SC 2 and the duty signal SD 2, pulsating components intermediate value between peaks and valleys of the motor current MI being superimposed is obtained per 2 motor system 1 of the motor towards which have not been selected as the target voltage VH T of the carrier signal SC 2 of mountains and valleys timing. Therefore, as can be seen from FIGS.
  • an intermediate value between the peaks and valleys of the DC high voltage VH on which the pulsation component is superimposed (that is, the DC high voltage for stably performing the boost control).
  • expected value VH E of) also obtained with 2 motor system 1 of the motor towards which have not been selected as the target voltage VH T of the carrier signal SC 2 mountains and per valleys timing.
  • the high DC voltage VH when time of peaks and valleys of the carrier signal SC 2 indicated by a white circle is approximately coincident with the expected value VH E of the DC high voltage Yes.
  • the expected value VH E of the DC high voltage is an intermediate value between the peak and valley of the DC high voltage VH, and is a DC high voltage from which the pulsation component has been substantially removed.
  • mountain motor carrier signal towards that are not selected as the target voltage VH T of 2 motor system 1 to provide a greater effect on the pulsation of the motor current VH sensor sampling timing TS is generated at each timing of the valley and valley
  • DC high voltage (analog value) VH detected by the VH sensor 13a in the AD converter 18m is AD converted at each VH sensor sampling timing TS
  • DC high The voltage (digital value) VH is acquired.
  • expected values VH E1 , VH E2 , VH E3 of the DC high voltage at the timing of the VH sensor sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 When the DC high voltages VH C1 , VHC 2 , and VHC 3 at the time of the peak or valley of the carrier signal SC 2 immediately before the VH sensor sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 are compared, the difference is very large. small.
  • VH sensor value VH sensor value
  • VH sensor sampling timing request signal DS is input from the voltage control 18g in the VH sensor data update 18l, it is input from the AD converter 18m immediately before the VH sensor sampling timing request signal DS. and outputs a mountain or DC high voltage at the timing of the valley (digital value) VH of the carrier signal (carrier signal of the motor towards which have not been selected as the target voltage VH T 2 motor system) which is a voltage controlled 18g .
  • a VH sensor sampling timing request is obtained by performing step-up control using the DC high voltage (VH sensor value) VH at the time of the peak or valley of the carrier signal immediately before the VH sensor sampling timing request signal DS. Control can be performed using a DC high voltage VH (VH sensor value) close to the expected value VH E of the DC high voltage at the time of the signal DS.
  • the 2-motor system 1 (in particular, step-up control of the motor ECU 18) according to the direct current used for the boosting control 2 on the basis of the carrier signal unselected towards the motor inverter control as the target voltage VH T of the motor system 1
  • the DC high voltage at the time of the VH sensor sampling timing request signal DS DC high voltage VH close to the expected value VH E can be sampled, and the difference between the expected value VH E of the DC high voltage at the time of the VH sensor sampling timing request signal DS and the VH sensor value actually used in the boost control is reduced.
  • Stable boost control can be performed. Thereby, the capacity
  • the second motor system 1 to select the carrier signal of the motor inverter control those who are not selected as the target voltage VH T of the motor system 1, peaks and valleys in the carrier signal
  • the DC high voltage VH is sampled at the timing of VH sensor sampling timing, and the DC high voltage VH sampled at the timing of the peak or valley of the carrier signal immediately before the VH sensor sampling timing request signal DS is used for the boost control, thereby obtaining the VH sensor sampling timing.
  • Boost control can be performed using the sensor value of the DC high voltage VH close to the expected value VH E of the DC high voltage at the time of the request signal DS, and stable boost control can be performed.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a two-motor system according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of a DC high voltage sampling timing according to the second embodiment.
  • FIG. 6A is a relationship diagram between a case where the DC high voltage is high and low and a motor induced voltage. ) Is a carrier signal and a duty signal in inverter control, (c) is a motor target current and a motor actual current, and (d) is a DC high voltage and a sampling timing request signal.
  • the two-motor system 2 includes a battery 10, a filter capacitor 11, a boost converter 12, a smoothing capacitor 13, a first inverter 14, a second inverter 15, a first motor 16, a second motor 17, and a motor ECU 28.
  • the two-motor system 2 is different from the two-motor system 1 according to the first embodiment only in the control by the motor ECU 28 (particularly, the sampling timing of the VH sensor value used in the boost control).
  • the motor ECU 28 is an electronic control unit including a microcomputer and various memories, and performs motor control.
  • the motor ECU 28 controls the inverters 14 and 15 and controls the inverter converter function (first motor control 28a, second motor control 28b, first motor gate generation 28c, second motor gate generation 28d) and the boost converter 12.
  • Boost control function first motor target voltage calculation 28e, second motor target voltage calculation 28f, voltage control 28g, current control 28h, gate generation 28i, carrier selection / target voltage selection 28j, VH sensor sampling timing generator 28k, VH sensor data update 28l).
  • the first motor target voltage calculation 28e and the second motor target voltage calculation 28f correspond to the target voltage setting means described in the claims
  • the carrier selection / target voltage selection 28j The VH sensor sampling timing generator 28k corresponds to the sampling timing generation means described in the claims, and the voltage control 28g and the VH sensor data update 28l correspond to the selection means described in the ranges, and the control means described in the claims.
  • the VH sensor 13a and the AD converter 28m correspond to the sampling means described in the claims.
  • the VH sensor sampling timing generator 28k together with the second carrier signal SC 2 from the first carrier signal SC 1 and the second motor control 28b of the first motor control 28a of the inverter control function is input, the carrier selection / A carrier selection signal SS is input from the target voltage selection 28j. Then, the VH sensor sampling timing generator 28k, based on the carrier selection signal SS, the motor of the person who has not been selected as the first carrier signal SC 1 and target voltage VH T of the second carrier signal SC 2 from 2 motor system 2 selecting a carrier signal as a carrier signal SC S to be used for generation of the VH sensor sampling timing TS.
  • the VH sensor sampling timing generator 28k from the voltage controlled 28g whenever the VH sensor sampling timing request signal DS is input, the mountain timing or valley of the VH sensor sampling timing request signal DS carrier signal SC S immediately after The timing is output to the AD converter 28m as the VH sensor sampling timing TS.
  • the AD converter 28m every time the VH sensor sampling timing TS is input from the VH sensor sampling timing generator 28k, the DC high voltage (analog value) VH detected by the VH sensor 13a is AD converted, and after AD conversion The DC high voltage (digital value) VH is output to the VH sensor data update 28l.
  • the DC high voltage (digital value) VH is output to the voltage control 28g as a VH sensor value used for boost control. To do.
  • the direct current high voltages VH C4 , VH C5 , and VHC 6 at the timing of the peak or valley of the carrier signal SC 2 of the second motor 17 immediately after the sampling timing request signals DS 1 , DS 2 , DS 3 are compared, the difference Is very small.
  • VH sensor value VH sensor value
  • the VH sensor sampling timing generator 28k receives the VH sensor sampling timing request signal DS from the voltage control 28g, the carrier signal (pulsation of the motor current) immediately after the request signal DS is input.
  • the VH sensor sampling timing TS generated at the timings of the peaks or valleys of the large effect 2 carrier signal of the motor towards which have not been selected as the target voltage VH T of the motor system 2 providing a) by, AD for each VH sensor sampling timing TS
  • the DC high voltage (analog value) VH detected by the VH sensor 13a is AD converted to obtain the DC high voltage (digital value) VH.
  • the boost control is performed using the DC high voltage VH (VH sensor value) at the timing of the peak or valley of the carrier signal immediately after the VH sensor sampling timing request signal DS, whereby the VH sensor sampling timing request Control can be performed using a DC high voltage VH (VH sensor value) close to the expected value VH E of the DC high voltage at the time of the signal DS.
  • the second motor system 2 to select the carrier signal of unselected towards the motor inverter control as the target voltage VH T of the motor system 2, VH sensor sampling timing request signal DS
  • VH sensor sampling timing request signal DS By using the DC high voltage VH sampled at the peak or valley timing in the carrier signal immediately after that for the boost control, the DC high voltage close to the expected value VH E of the DC high voltage at the time of the VH sensor sampling timing request signal DS Boost control can be performed using the sensor value of VH, and stable boost control can be performed.
  • AD conversion is performed by the AD converter 28m only for each VH sensor sampling timing request signal DS, so that the processing load on the microcomputer of the motor ECU 28 can be reduced.
  • the present embodiment is applied to a two-motor system vehicle, it can be applied to various devices such as a two-motor system device and a moving body. Moreover, it is applicable also to a motor system provided with three or more motors. Further, a motor generator or a generator can be applied as the plurality of motors.
  • the present invention is applied to the step-up control for the step-up converter, but can also be applied to the step-down control for the step-down converter and the step-up / step-down control for the step-up / step-down converter.
  • two setting methods using the inverter-controlled carrier signal are shown for the sampling timing of the DC high voltage used for the boost control, but other setting methods using the inverter-controlled carrier signal may be used.
  • the carrier signal an inverter-controlled gate signal (for example, a PWM signal) generated from the carrier signal may be used.
  • the larger one of the target voltages of the two motors is selected as the system target voltage, and the sampling timing is set using the carrier signal of the motor not selected as the target voltage.
  • the target voltage of the system is selected from the target voltages of the three or more motors, and the motor is selected from the carrier signals of a plurality of motors that are not selected as the target voltages.
  • the carrier signal of the motor that most affects the current pulsation is selected, and the sampling timing is set using the selected carrier signal.
  • the present invention relates to a motor voltage that performs voltage conversion control on a voltage conversion circuit that converts a DC voltage of a power source into an input DC voltage necessary for driving the motor between a motor control circuit that controls a plurality of motors and a power source.
  • a conversion control device that samples the input DC voltage used for voltage conversion control in consideration of the carrier signal of the motor that is not selected as the target voltage of the input DC voltage to be converted by the voltage conversion circuit. Even when there is a pulsation in the voltage, stable voltage conversion control can be performed.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Multiple Motors (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

　複数個のモータ１６，１７を制御するモータ制御回路１４，１５と電源１０との間の電圧変換回路１２に対する電圧変換制御を行う制御装置１８であって、電圧変換後の直流電圧をサンプリングするサンプリング手段１３ａ，１８ｍと、複数個のモータ１６，１７の目標電圧ＶＨＴ１，ＶＨＴ２を設定する目標電圧設定手段１８ｅ，１８ｆと、複数の目標電圧ＶＨＴ１，ＶＨＴ２の中から電圧変換回路１２で変換する目標電圧ＶＨＴを選択する選択手段１８ｊと、選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータのキャリア信号に基づいてサンプリングタイミングＴＳを発生する発生手段１８ｋと、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求ＤＳ毎にサンプリングタイミングＴＳに応じてサンプリング手段１３ａ，１８ｍでサンプリングされた直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段１８ｇ、１８ｌを備えることを特徴とする。

Description

モータ用電圧変換制御装置
　本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置に関する。
　近年、環境に配慮した車両としてハイブリッド車両や電気自動車等が開発されており、これらの車両は駆動源としてモータを備えている。このような車両には、複数個のモータ（モータジェネレータやジェネレータの場合もある）を備えるものもある。このモータとしては交流モータが用いられ、インバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動している。さらに、モータで高回転や高トルクを出力するためには高電圧が必要となるので、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を直流高電圧に昇圧して、その直流高電圧をインバータに供給している。そのため、車両では、モータを制御するために、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するためのインバータ制御と昇圧コンバータのスイッチング素子をスイッチング制御するための昇圧制御を行っている。昇圧コンバータとインバータとの間には平滑コンデンサが設けられ、この平滑コンデンサの両端間の電圧（昇圧コンバータによる昇圧後の直流高電圧）が電圧センサで検出される。昇圧制御では、この電圧センサで検出された直流高電圧を用いて、モータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、モータ毎に駆動に必要となる目標電圧をそれぞれ設定し、その複数の目標電圧の中からシステムの目標電圧を選択している。
　特許文献１には、２個のモータジェネレータを備える車両の制御装置において、直流電源の電圧のセンサ値、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、各モータジェネレータのモータトルク指令値及びモータ回転数に基づいて昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するとともに、モータジェネレータ毎に平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ電流のセンサ値に基づいてインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成することが記載されている。
特開２００９－２０１１９５号公報
　車両開発では低コスト化や小型化が求められるので、昇圧コンバータとインバータとの間の平滑コンデンサの容量の低減が求められている。平滑コンデンサの容量を小さくするほど、インバータのスイッチング素子のスイッチングに応じた平滑コンデンサへの電荷の出し入れの比率が大きくなるので、平滑コンデンサの平滑能力を超えると平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。
　具体的には、走行状態の制約（例えば、インバータのスイッチング素子の温度が高い場合）等により一時的にインバータ制御のキャリア周波数（インバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチング周波数）を低くすると、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする周期が長くなり、インバータ制御のスイッチングノイズが平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に大きな変動分（脈動成分）として重畳される。図７には、キャリア周波数が２．５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ２．５とキャリア周波数が１．２５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ１．２５を示している。また、符号ＶＨＦで示す曲線は、直流高電圧の時間変化ＶＨ２．５，ＶＨ１．２５を所定の時定数でフィルタリングしたフィルタ値の時間変化である。この図７からも判るように、昇圧後の直流高電圧は、キャリア周波数が高い場合より低い場合に大きな脈度成分が重畳し、大きく変動する。ちなみに、キャリア周波数が高いほど、モータの電流脈動成分が少なくなるが、スイッチング素子の発熱が大きくなる等によりシステム損失が大きくなる。
　また、モータの回転数やトルクによって、モータの駆動に必要となる目標電圧が変わる。この目標電圧が高く、昇圧後の直流高電圧がモータ誘起電圧に対して高くなると、その電圧差に応じて直流高電圧に脈動成分が重畳される。
　図８（ａ）には、直流高電圧が高い場合の電圧ＶＨＨ及び低い場合の電圧ＶＨＬとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い場合の直流高電圧ＶＨＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差ＶｄｅｆＨ１，ＶｄｅｆＨ２と、低い場合の直流高電圧ＶＨＬとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差ＶｄｅｆＬ１，ＶｄｅｆＬ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは、高い場合の直流高電圧ＶＨＨのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される変動分が大きくなる。
　図８（ｂ）には、インバータ制御でのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを示しており、このキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点に応じてインバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号を生成している。また、図８（ｃ）には、モータの目標電流ＭＩＴと、大きい電圧差ＶｄｅｆＨの場合のモータの実電流ＭＩＨと、小さい電圧差ＶｄｅｆＬの場合のモータの実電流ＭＩＬを示している。モータの実電流ＭＩＨ，ＭＩＬは、目標電流ＭＩＴに対して変動しており、インバータのスイッチング素子のスイッチングの影響による脈動成分が重畳しており、図８（ｂ）、（ｃ）から判るようにキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点で脈動成分の増減が変化している。この図８（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図８（ｄ）には、大きい電圧差ＶｄｅｆＨの場合のモータの実電流ＭＩＨのときの昇圧後の直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータの実電流の脈動に応じて脈動し、大きく変動している。
　つまり、インバータ制御でのスイッチングの影響によってモータ電流に重畳される脈動成分は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサの容量が小さい場合、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサの平滑能力を超え、平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。
　図８（ｄ）には、実際の直流高電圧ＶＨとともに直流高電圧の期待値（直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が含まれない直流高電圧である）ＶＨＥ及び昇圧制御における直流高電圧のサンプリングタイミング要求信号ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３を示している。サンプリングタイミング要求信号ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３は、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎に出力される。従来の昇圧制御では、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３が出力されると電圧センサによって平滑コンデンサの両端電圧を検出し、その検出した直流高電圧ＶＨ１，ＶＨ２，ＶＨ３を用いて目標電圧になるように制御を行う。しかし、例えば、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ１で検出した直流高電圧ＶＨ１の場合、インバータ制御側のスイッチングノイズによるモータ電流の脈動成分の影響により大きな脈動成分が加味されており、直流高電圧の期待値ＶＨＥ１から大きく乖離している。このような直流高電圧ＶＨ１を用いて昇圧制御を行った場合、昇圧制御が不安定になる。
　特許文献１に記載の制御では、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号と各モータジェネレータのインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号とを別々に生成しており、昇圧制御とインバータ制御とが連携していない。そのため、昇圧コンバータで昇圧後の直流高電圧に脈動が発生している場合には、昇圧制御に用いられる平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値にはその脈動成分が含まれ、昇圧制御が不安定になる。
　特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、各モータで必要となる目標電圧が異なり、通常の制御ではその複数の目標電圧の中で最も高い目標電圧をシステムの目標電圧として選択し、昇圧制御ではその最も高い目標電圧になるように直流高電圧を制御する。そのため、システムの目標電圧として選択されていない目標電圧が低いモータでは上記した直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。
　そこで、本発明は、複数個のモータを備えるシステムにおいてモータ電流の脈動によって引き起こされるモータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。
　本発明に係るモータ用電圧変換制御装置は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、モータ制御回路と電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段とを備えることを特徴とする。
　このモータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータ、モータ制御回路、電圧変換回路、電源等を備える複数モータシステムにおいて、電圧変換回路に対する電圧変換制御を行う装置である。モータ制御回路と電圧変換回路との間にはコンデンサが設けられており、サンプリング手段によってそのコンデンサの両端電圧を検出することにより電圧変換回路で電圧変換された入力直流電圧をサンプリングしている。また、モータ用電圧変換制御装置では、目標電圧設定手段によってモータ毎にモータの駆動に必要となる入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段によってそのモータ毎の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて、入力直流電圧が選択手段で選択された目標電圧になるように制御を行っている。なお、モータは、駆動機能を有するモータだけでなく、発電機能を有するモータジェネレータやジェネレータも含む。
　モータの入力直流電圧の脈動は、モータ電流の脈動によって引き起こされる。モータ電流に重畳される脈動成分は、モータ制御のスイッチングによる影響であり、モータ制御側のキャリア信号（モータ制御側で生成される信号であり、モータ制御回路のスイッチング素子をスイッチング制御するためのキャリア信号）及びモータの入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差によって決まる。そのため、脈動成分が重畳されているモータ電流の山と谷との中間値は、キャリア信号の山や谷（頂点部）のあたりとなる。したがって、脈動成分が重畳された入力直流電圧の山と谷との中間値（すなわち、脈動成分が除かれた入力直流電圧であり、電圧変換制御を安定に行うための入力直流電圧の期待値）も、キャリア信号の山や谷のあたりのタイミングで得られる。また、複数個のモータを備えるシステムの場合、上記のようにモータ毎に入力直流電圧の目標電圧を設定し、モータ毎の目標電圧の中からシステムとしての目標電圧を１つ選択している。そのため、目標電圧として選択されなかったモータでは、システムの目標電圧として選択されたモータよりも、入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差が大きくなり、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。
　そこで、このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて入力直流電圧をサンプリングするためのサンプリングタイミングを発生する。選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが１個の場合にはその１個のモータのキャリア信号を用い、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが複数個の場合には、例えば、その複数個のモータのキャリア信号の中からモータ電流の脈動成分に最も影響を与えるモータのキャリア信号を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、電圧変換制御における入力直流電圧に対するサンプリングタイミング要求（電圧変換制御において入力直流電圧が必要なタイミングで出力されるタイミングであり、モータ制御側のキャリア信号とは同期していない）毎に、サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いてシステムとしての目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。これによって、コンデンサの容量を低減することができ、複数モータシステムの低コスト及び小型化を図ることができる。
　本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではキャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておき、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うと好適である。
　このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、キャリア信号の山及び谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミング毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておく。このキャリア信号の山及び谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は入力直流電圧の山と谷との中間値あるいは略中間値である。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このサンプリングタイミング要求直前のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のキャリア信号の山及び谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングしておくことにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。
　本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングし、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うと好適である。
　このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によってサンプリングタイミング要求毎にそのサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングする。このサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、そのサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、サンプリングタイミング要求直後のモータ制御のキャリア信号の山又は谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。
　本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータは、２個のモータであり、目標電圧設定手段では、２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段では、目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、サンプリングタイミング発生手段では、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのキャリア信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生する。
　本発明によれば、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。
第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。 ２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。 第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 キャリア周波数が高い場合と低い場合の直流高電圧の変化を示す図である。 直流高電圧の脈動の発生の説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。
　以下、図面を参照して、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置の実施の形態を説明する。なお、各図において同一又は相当する要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　本実施の形態では、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置を、２個のモータを有する２モータシステムの車両（例えば、ハイブリッド車両、電気自動車、燃料電池車両）のモータＥＣＵ[Electronic Control Unit]における昇圧制御機能に適用する。本実施の形態に係る２モータシステムでは、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を昇圧してモータの駆動に必要となる直流高電圧に変換し、その直流高電圧が供給される各モータのインバータによって直流電力を各モータの三相交流電力にそれぞれ変換して、各三相交流電力によって各モータをそれぞれ駆動する。本実施の形態には、昇圧後の直流高電圧をサンプリングするタイミングの設定方法が異なる２つの形態がある。
　図１～図４を参照して、第１の実施の形態に係る２モータシステム１について説明する。図１は、第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図２は、各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。図３は、２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。図４は、第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。
　２モータシステム１は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ１８を備えている。なお、本実施の形態では、バッテリ１０が請求の範囲に記載する電源に相当し、昇圧コンバータ１２が請求の範囲に記載する電圧変換回路に相当し、平滑コンデンサ１３が請求の範囲に記載するコンデンサに相当し、第１インバータ１４及び第２インバータ１５が請求の範囲に記載するモータ制御回路に相当し、第１モータ１６及び第２モータ１７が請求の範囲に記載する複数個のモータに相当する。
　２モータシステム１では、走行制御ＥＣＵ１９からの各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ１，ＤＴ２に応じて、バッテリ１０の直流電力を各モータ１６，１７に対する三相交流電力にそれぞれ変換し、その各三相交流電力をモータ１６，１７にそれぞれ供給する。そのために、モータＥＣＵ１８では、各モータ１６，１７の駆動に必要となる目標電圧ＶＨＴ１，ＶＨＴ２の中からシステムとしての目標電圧ＶＨＴを選択し、バッテリ１０の直流低電圧ＶＬからシステムとしての目標電圧ＶＨＴ（直流高電圧ＶＨ）まで昇圧するために昇圧コンバータ１２に対する昇圧制御を行うとともに、直流電力から各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ１，ＤＴ２を発生させるために必要な三相交流電力にそれぞれ変換するために各インバータ１４，１５に対するインバータ制御をそれぞれ行う。特に、モータＥＣＵ１８では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、各モータ１６，１７のインバータ制御のキャリア信号ＳＣ１，ＳＣ２の中からシステムの目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをその選択されたキャリア信号の山及び谷のタイミングでサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧を用いて昇圧制御を行う。
　なお、走行制御ＥＣＵ１９は、車両の走行を制御するためのＥＣＵである。走行制御ＥＣＵ１９では、運転者あるいは自動運転によるアクセル要求やブレーキ要求に応じて、そのときの車両の走行状態に基づいて第１モータ１６で必要となる目標のモータトルク及び第２モータで必要となる目標のモータトルクを算出し、その目標の各モータトルクをモータトルク指令ＤＴ１，ＤＴ２としてモータＥＣＵ１８に出力している。
　バッテリ１０は、直流電源であり、二次電池である。フィルタコンデンサ１１は、バッテリ１０と昇圧コンバータ１２との間に設けられ、バッテリ１０に並列に接続される。フィルタコンデンサ１１では、バッテリ１０の直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。このフィルタコンデンサ１１の両端電圧が、直流低電圧ＶＬである。なお、フィルタコンデンサ１１は、スイッチングによる脈動電流をバッテリ１０側に流さないようにするためのコンデンサである。
　昇圧コンバータ１２は、リアクトル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃ、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅからなる。リアクトル１２ａの一端には、フィルタコンデンサ１１の高電圧側が接続される。リアクトル１２ａの他端には、スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃの接続点が接続される。ＩＬセンサ１２ｆでは、このリアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（アナログ値）を検出し、その検出した電流ＩＬをモータＥＣＵ１８に出力する。スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃとは直列に接続され、スイッチング素子１２ｂのコレクタに平滑コンデンサ１３の高電圧側が接続され、スイッチング素子１２ｃのエミッタに平滑コンデンサ１３の低電圧側が接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃには、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅがそれぞれ逆並列接続される。このような回路構成によって、昇圧コンバータ１２では、モータＥＣＵ１８から出力されるスイッチング素子１２ｂ，１２ｃに対する各ゲート信号に基づいてスイッチング素子１２ｂ，１２ｃがそれぞれスイッチング制御され、フィルタコンデンサ１１の直流低電圧ＶＬを直流高電圧ＶＨに変換する。
　平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２と第１インバータ１４及び第２インバータ１５との間に設けられる。平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２で昇圧された直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。この平滑コンデンサ１３の両端電圧が、直流高電圧ＶＨである。ＶＨセンサ１３ａでは、この平滑コンデンサ１３の両端電圧（アナログ値）ＶＨを検出し、その検出した電圧をモータＥＣＵ１８に出力する。
　第１インバータ１４は、２モータシステムにおける第１モータ１６を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第２インバータ１５は、２モータシステムにおける第２モータ１７を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第１インバータ１４と第２インバータ１５は、同様の回路であり、直流電力を三相交流電力に変換する従来の一般的なインバータ回路であるので、詳細な回路構成については説明を省略する。第１インバータ１４では、平滑コンデンサ１３の直流高電圧ＶＨが供給され、モータＥＣＵ１８から出力される第１モータ１６の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応したスイッチング素子に対する各ゲート信号に基づいて各相のスイッチング素子がそれぞれスイッチング制御され、直流電力を三相交流電力に変換し、第１モータ１６に供給する。同様に、第２インバータ１５でも、モータＥＣＵ１８から出力される第２モータ１７の各相に対応した各ゲート信号に基づいて、直流電力を三相交流電力に変換し、第２モータ１７に供給する。
　第１モータ１６及び第２モータ１７は、交流モータであり、車両の駆動源である。第１モータ１６は、第１インバータ１４からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。第２モータ１７は、第２インバータ１５からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。なお、２個のモータのうち一方のモータがジェネレータあるいはモータジェネレータでもよいし、２個共にモータジェネレータでもよい。
　モータＥＣＵ１８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋ、ＶＨセンサデータ更新１８ｌ）を有している。なお、第１の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出１８ｅ及び第２モータ目標電圧算出１８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御１８ｇ及びＶＨセンサデータ更新１８ｌが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器１８ｍが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。
　インバータ制御機能について説明する。インバータ制御機能では、第１モータ制御１８ａと第１モータゲート生成１８ｃが第１インバータ１４（ひいては、第１モータ１６）に対するインバータ制御を行い、第２モータ制御１８ｂと第２モータゲート生成１８ｄが第２インバータ１５（ひいては、第２モータ１７）に対するインバータ制御を行う。
　第１モータ制御１８ａでは、走行制御ＥＣＵ１９から第１モータ１６に対する第１モータトルク指令ＤＴ１が入力され、第１モータ１６から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第１モータトルク指令ＤＴ１の目標となるモータトルクを発生させるための第１キャリア信号ＳＣ１と第１デューティ信号ＳＤ１を生成し、第１モータゲート生成１８ｃに出力する。また、第１モータ制御１８ａでは、第１モータ１６の第１モータ回転数ＭＲ１と第１モータトルク指令ＤＴ１を昇圧制御機能の第１モータ目標電圧算出１８ｅに出力する。また、第１モータ制御１８ａでは、第１キャリア信号ＳＣ１を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。
　第２モータ制御１８ｂでは、走行制御ＥＣＵ１９から第２モータ１７に対する第２モータトルク指令ＤＴ２が入力され、第２モータ１７から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第２モータトルク指令ＤＴ２の目標となるモータトルクを発生させるための第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２を生成し、第２モータゲート生成１８ｄに出力する。また、第２モータ制御１８ｂでは、第２モータ１７の第２モータ回転数ＭＲ２と第２モータトルク指令ＤＴ２を昇圧制御機能の第２モータ目標電圧算出１８ｆに出力する。また、第２モータ制御１８ｂでは、第２キャリア信号ＳＣ２を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。
　第１モータゲート生成１８ｃでは、第１モータ制御１８ａから第１キャリア信号ＳＣ１と第１デューティ信号ＳＤ１が入力され、第１キャリア信号ＳＣ１と第１デューティ信号ＳＤ１に基づいて第１インバータ１４の各相のスイッチング素子のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、第１インバータ１４に出力する。
　第２モータゲート生成１８ｄでは、第２モータ制御１８ｂから第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２が入力され、第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２に基づいて第２インバータ１５の各相のスイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成し、第２インバータ１５に出力する。図４（ｂ）には、第２モータ１７のインバータ制御の第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２の一例を示しており、第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２との交点のタイミングで第２インバータ１５のスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするゲート信号が生成される。
　キャリア信号ＳＣは、キャリア周波数であり、インバータ１４，１５のスイッチング素子のスイッチング周波数である。キャリア信号ＳＣは、図４（ｂ）に示すように、例えば、山と谷を頂点とする三角波である。モータ１６，１７を高回転や高トルクにするためには、キャリア周波数を高くする必要がある。しかし、インバータ１４，１５のスイッチング素子が高温度になる等によってシステム損失が大きくなると、キャリア周波数を低くする必要がある。デューティ信号ＳＤは、インバータ１４，１５のスイッチング素子のＯＮとＯＦＦのデューティ比を決めるための信号である。デューティ信号ＳＤは、図４（ｂ）に示すように、例えば、正弦波である。
　キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点のタイミングでインバータ１４，１５のスイッチング素子がスイッチングし、そのスイッチングの影響によってモータ電流には脈動成分が重畳する。図４（ｃ）には、図４（ｂ）の第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２からゲート信号が生成される第２モータ１７の目標電流ＭＩＴと、大きな脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩＨと、小さい脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩＬを示している。図４（ｃ）から判るように、第２モータ１７の実電流ＭＩＨ，ＭＩＬでは、第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２との交点で山又は谷となり、脈動成分の増減の変化点となっている。
　昇圧制御機能について説明する。第１モータ目標電圧算出１８ｅでは、インバータ制御機能の第１モータ制御１８ａから第１モータ回転数ＭＲ１と第１モータトルク指令ＤＴ１が入力され、第１モータ回転数ＭＲ１と第１モータトルク指令ＤＴ１に基づいて第１モータ１６についての第１目標電圧ＶＨＴ１を算出し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊに出力する。第２モータ目標電圧算出１８ｆでは、インバータ制御機能の第２モータ制御１８ｂから第２モータ回転数ＭＲ２と第２モータトルク指令ＤＴ２が入力され、第２モータ回転数ＭＲ２と第２モータトルク指令ＤＴ２に基づいて第２モータ１７についての第２目標電圧ＶＨＴ２を算出し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊに出力する。
　第１モータ目標電圧算出１８ｅと第２モータ目標電圧算出１８ｆは同様の処理で目標電圧を算出しており、その処理を以下で説明する。図２に示すように、まず、モータ回転数とモータトルクとのマップＭ１から、モータ回転数ＭＲ１，ＭＲ２とモータトルク指令ＤＴ１，ＤＴ２のモータトルクとの交点Ｐ１を抽出する。このマップＭ１には、弱め界磁制御領域Ａ１（斜線で示す領域）とＰＷＭ制御領域Ａ２があり、２モータシステム１のシステム電圧（直流高電圧ＶＨ）の高低によりその制御領域の範囲が変わる。図２に示す例では、交点Ｐ１が弱め界磁制御領域Ａ１内に入っているので、弱め界磁制御となる。さらに、図２に示すように、その交点Ｐ１に応じて変わるシステム電圧とシステム損失とのマップＭ２から、システム損失が最小点となる目標電圧ＶＨＴを算出する。
　なお、システム損失は、２モータシステム１におけるスイッチング素子等における損失である。システム電圧が高電圧になると、モータ１６，１７が回転し易くなるが、システム損失が大きくなる。なお、昇圧制御の目標電圧の求める方法については、上記のようにマップを利用した方法を説明したが、他の方法でもよい。
　電圧制御１８ｇでは、図４（ｄ）に示すように、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎にＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンサデータ更新１８ｌに出力し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳに応じてＶＨセンサデータ更新１８ｌから昇圧制御で用いるためにサンプリングされた直流高電圧ＶＨ（デジタル値）が入力される。サンプリングタイミング周期ＰＳは、予め決められた固定値でもよいしあるいは可変値でもよい。サンプリングタイミング周期ＰＳはインバータ制御とは関係なく設定されているので、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳはインバータ制御のキャリア信号ＳＣとは同期していない。電圧制御１８ｇでは、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊからシステムとしての目標電圧ＶＨＴが入力され、ＶＨセンサデータ更新１８ｌからの直流高電圧ＶＨ（デジタル値）を用いて、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）が目標電圧ＶＨＴになるための制御を行う。この際、電圧制御１８ｇでは、その制御に必要な目標電流ＩＬＴを算出し、電流制御１８ｈに出力する。
　電流制御１８ｈでは、電圧制御１８ｇから目標電流ＩＬＴが入力され、リアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（デジタル値）を用いて、リアクトル１２ａに流れる電流が目標電流ＩＬＴになるための制御を行う。制御に用いる電流ＩＬ（デジタル値）は、ＩＬセンサ１２ｆによって検出された電流（アナログ値）をモータＥＣＵ１８内のＡＤ変換器１８ｎでＡＤ変換された電流（デジタル値）である。
　ゲート生成１８ｉでは、電圧制御１８ｇでの目標電圧ＶＨＴになるための制御と電流制御１８ｈでの目標電流ＩＬＴになるための制御に基づいて、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子１２ｂ，１２ｃの各ゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、昇圧コンバータ１２に出力する。
　キャリア選択／目標電圧選択１８ｊには、第１モータ目標電圧算出１８ｅから第１目標電圧ＶＨＴ１が入力されるとともに、第２モータ目標電圧算出１８ｆから第２目標電圧ＶＨＴ２が入力される。図３に示すように、第１モータ目標電圧算出１８ｅでは第１モータ回転数ＭＲ１と第１モータトルク指令ＤＴ１のモータトルクとの交点に対応したマップＭ２ａから第１モータ１６側でシステム損失が最小となる第１目標電圧ＶＨＴ１を算出しており、第２モータ目標電圧算出１８ｆでは第２モータ回転数ＭＲ２と第２モータトルク指令ＤＴ２のモータトルクとの交点に対応するマップＭ２ｂから第２モータ１７側でシステム損失が最小となる第２目標電圧ＶＨＴ２を算出している。図３の例からも判るように、第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２とは、各モータ１６，１７についてのモータ回転数とモータトルク指令から別々に算出されているので、通常は異なる電圧となる。そのため、その２つの第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２から２モータシステム１としての目標電圧を選択する必要があり、システム効率が最適になるように、図３（ａ）で示すように第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２のうちの最大値（大きいほうの電圧）を２モータシステム１として目標電圧の指令値としている。そこで、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２が入力される毎に、第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２のうちの大きい方の電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択する。そして、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、その目標電圧ＶＨＴを電圧制御１８ｇに出力する。さらに、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方の目標電圧のモータのキャリア信号を選択するためのキャリア選択信号ＳＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。キャリア選択信号ＳＳとしては、例えば、第１モータ１６と第２モータ１７のいずれかを一方（２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータ）を示す信号とする。
　ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋには、インバータ制御機能の第１モータ制御１８ａからの第１キャリア信号ＳＣ１と第２モータ制御１８ｂからの第２キャリア信号ＳＣ２が入力されるとともに、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊからキャリア選択信号ＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、キャリア選択信号ＳＳに基づいて、第１キャリア信号ＳＣ１と第２キャリア信号ＳＣ２から２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するキャリア信号ＳＣＳとして選択する。さらに、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、そのキャリア信号ＳＣＳの山（三角波の高い側の頂点）のタイミング及び谷（三角波の低い側の頂点）のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器１８ｍに出力する。ＡＤ変換器１８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新１８ｌに出力する。
　ＶＨセンサデータ更新１８ｌでは、ＡＤ変換器１８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。ここでは、入力された最新の直流高電圧（デジタル値）ＶＨだけを記憶しておいてもよい。そして、ＶＨセンサデータ更新１８ｌでは、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前にＡＤ変換器１８ｍから入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御１８ｇに出力する。
　ここで、図４を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。なお、図４に示す例は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータが第２モータ１７の場合である。
　システム損失を抑えるためにインバータ制御におけるキャリア周波数を低くすると、インバータ制御のスイッチングノイズにより、平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に脈動成分が重畳される。また、モータの回転数やトルクによってモータの駆動に必要となる目標電圧が変わるが、目標電圧が高くなり、直流高電圧ＶＨがモータ誘起電圧Ｖｅｍｆに対して高くなるほど、その電圧差Ｖｄｅｆが大きくなり、直流高電圧の脈動成分も大きくなる。
　図４（ａ）には、直流高電圧ＶＨが高い場合の電圧ＶＨＨ及び低い場合の電圧ＶＨＬとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い直流高電圧ＶＨＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差ＶｄｅｆＨ１，ＶｄｅｆＨ２と、低い直流高電圧ＶＨＬとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差ＶｄｅｆＬ１，ＶｄｅｆＬ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは高い直流高電圧ＶＨＨのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。特に、２モータシステム１の場合、各モータ１６，１７の第１目標電圧ＶＨＴ１と第２目標電圧ＶＨＴ２のうちの大きいほうの電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択しており、この目標電圧ＶＨＴになるように直流高電圧ＶＨが制御されている。そのため、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータ側では、直流高電圧ＶＨに対してモータ誘起電圧Ｖｅｍｆがより低くなり、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなる。
　図４（ｃ）には、第２モータ１７の目標電流ＭＩＴと、大きい電圧差ＶｄｅｆＨの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩＨと、小さい電圧差ＶｄｅｆＬの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩＬを示している。第２モータ１７の実電流ＭＩＨ，ＭＩＬには、第２インバータ１５のスイッチング素子のスイッチングに応じて脈動成分が重畳しており、図４（ｂ）に示す第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２との交点で脈動成分の増減が切り替わる。この図４（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、上記したように、２モータシステム１の場合、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータ側の電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータの実電流ＭＩに重畳される脈動成分がより大きくなる。
　さらに、図４（ｄ）には、大きい電圧差ＶｄｅｆＨの場合のモータ電流ＭＩＨのときの直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータ電流ＭＩＨの脈動成分に応じて脈動成分が重畳され、図４（ｂ）に示す第２キャリア信号ＳＣ２と第２デューティ信号ＳＤ２との交点で脈動成分の増減が切り替わる。このように、インバータ側（特に、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ側）のスイッチングの影響によってモータ電流に脈動が発生すると、昇圧後の直流高電圧にも脈動成分が重畳される。なお、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択された方のモータのインバータ側のスイッチングも、モータ電流の脈動（ひいては、昇圧後の直流高電圧の脈動）に影響を与えるが、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ側のスイッチングによる影響と比べると非常に小さい。
　つまり、インバータ制御によるスイッチングによってモータ電流ＭＩに重畳される脈動成分（変動分）は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数（キャリア信号ＳＣ）によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、その脈動成分は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のスイッチングの影響を受ける。平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサ１３の平滑能力を超え、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）ＶＨにも脈動成分が重畳され、昇圧後の直流高電圧ＶＨが大きく変動する。なお、２モータシステム１の低コスト化や小型化を進める上、容量の大きい平滑コンデンサ１３の容量を出来る限り小さくすることが求められている。したがって、その要求に応じて平滑コンデンサ１３の容量を小さくすると、上記のように、直流高電圧ＶＨに脈動が発生することになる。
　上記したように、インバータ制御によるスイッチングによる脈動成分は、キャリア信号とデューティ信号との交点で脈動成分の増減が切り替わる。したがって、図４（ｂ）、（ｃ）からも判るように、キャリア信号ＳＣ２の山や谷はキャリア信号ＳＣ２とデューティ信号ＳＤ２との交点間の略中間点となるので、脈動成分が重畳されているモータ電流ＭＩの山と谷との中間値は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号ＳＣ２の山や谷のタイミングあたりで得られる。したがって、図４（ｂ）、（ｄ）からも判るように、脈動成分が重畳されている直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値（すなわち、昇圧制御を安定に行うための直流高電圧の期待値ＶＨＥ）も、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号ＳＣ２の山や谷のあたりのタイミングで得られる。図４（ｄ）に示す例からも判るように、白丸印で示すキャリア信号ＳＣ２の山及び谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨは、直流高電圧の期待値ＶＨＥと略一致している。直流高電圧の期待値ＶＨＥは、直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が略除去された直流高電圧である。
　そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋにおいて、モータ電流の脈動により大きな影響を与える２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号の山及び谷のタイミング毎にＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器１８ｍにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。
　さらに、図４（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ１、ＤＳ２，ＤＳ３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨＥ１、ＶＨＥ２，ＶＨＥ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ１、ＤＳ２，ＤＳ３直前のキャリア信号ＳＣ２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨＣ１，ＶＨＣ２，ＶＨＣ３とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣ２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに非常に近い値を得ることができる。
　そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンサデータ更新１８ｌにおいて、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にＡＤ変換器１８ｍから入力されたキャリア信号（２モータシステムの目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号）の山あるいは谷のタイミングでの直流高電圧（デジタル値）ＶＨを電圧制御１８ｇに出力している。電圧制御１８ｇでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧（ＶＨセンサ値）ＶＨを用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。
　この２モータシステム１（特に、モータＥＣＵ１８での昇圧制御）によれば、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号に基づいて昇圧制御に用いる直流高電圧ＶＨをサンプリングすることにより（インバータ制御と昇圧制御とを連携させている）、直流高電圧ＶＨに脈動成分が重畳されている場合でも、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに近い直流高電圧ＶＨをサンプリングでき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥと昇圧制御において実際に用いるＶＨセンサ値との差が小さくなり、安定した昇圧制御を行うことができる。これによって、平滑コンデンサ１３の容量を限界まで低減することができ、２モータシステム１の低コスト及び小型化を図ることができる。
　特に、第１の実施の形態に係る２モータシステム１では、２モータシステム１の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、そのキャリア信号における山及び谷のタイミングで直流高電圧ＶＨをサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。
　次に、図５及び図６を参照して、第２の実施の形態に係る２モータシステム２について説明する。図５は、第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図６は、第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。
　２モータシステム２は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ２８を備えている。２モータシステム２は、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ２８での制御（特に、昇圧制御で用いるＶＨセンサ値のサンプリングタイミング）だけが異なる。モータＥＣＵ２８では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、システムの目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号ＳＣを選択し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直後のその選択されたキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングで直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをサンプリングして、そのサンプリングされた直流高電圧ＶＨを用いて昇圧制御を行う。ここでは、モータＥＣＵ２８についてのみ詳細に説明する。
　モータＥＣＵ２８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ２８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋ、ＶＨセンサデータ更新２８ｌ）を有している。なお、第２の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出２８ｅ及び第２モータ目標電圧算出２８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御２８ｇ及びＶＨセンサデータ更新２８ｌが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器２８ｍが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。
　なお、第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ、第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊについては、第１の実施の形態に係る第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ、第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊと同様の処理を行うので、説明を省略する。但し、電圧制御２８ｇでは、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋに出力している。
　ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋには、インバータ制御機能の第１モータ制御２８ａからの第１キャリア信号ＳＣ１と第２モータ制御２８ｂからの第２キャリア信号ＳＣ２が入力されるとともに、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊからキャリア選択信号ＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋでは、キャリア選択信号ＳＳに基づいて、第１キャリア信号ＳＣ１と第２キャリア信号ＳＣ２から２モータシステム２の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するキャリア信号ＳＣＳとして選択する。さらに、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋでは、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣＳの山のタイミングあるいは谷のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器２８ｍに出力する。ＡＤ変換器２８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新２８ｌに出力する。
　ＶＨセンサデータ更新２８ｌでは、ＡＤ変換器２８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御２８ｇに出力する。
　ここで、図６を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。インバータ制御でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって直流高電圧ＶＨに脈動が発生する理由については、第１の実施の形態で説明したので省略する。なお、図６に示す例は、２モータシステム２の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータが第２モータ１７の場合である。
　図６（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ１、ＤＳ２，ＤＳ３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨＥ１、ＶＨＥ２，ＶＨＥ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ１、ＤＳ２，ＤＳ３直後の第２モータ１７のキャリア信号ＳＣ２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨＣ４，ＶＨＣ５，ＶＨＣ６とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣ２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥと非常に近い値を得ることができる。
　そこで、モータＥＣＵ２８の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋにおいて、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、その要求信号ＤＳ直後のキャリア信号（モータ電流の脈動により大きな影響を与える２モータシステム２の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのキャリア信号）の山あるいは谷のタイミングでＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器２８ｍにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。電圧制御２８ｇでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。
　この２モータシステム２（特に、モータＥＣＵ２８での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第２の実施の形態に係る２モータシステム２では、２モータシステム２の目標電圧ＶＨＴとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のそのキャリア信号における山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨＥに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。また、２モータシステム２では、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にしかＡＤ変換器２８ｍでＡＤ変換を行わないので、モータＥＣＵ２８のマイクロコンピュータでの処理負荷を軽減できる。
　以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。
　例えば、本実施の形態では２モータシステムの車両に適用したが、２モータシステムの装置や移動体等の様々なものに適用できる。また、３個以上のモータを備えるモータシステムにも適用できる。また、複数個のモータとしては、モータジェネレータやジェネレータも適用できる。
　また、本実施の形態では昇圧コンバータに対する昇圧制御に適用したが、降圧コンバータに対する降圧制御、昇降圧コンバータに対する昇降圧制御にも適用可能である。
　また、本実施の形態では昇圧制御に用いる直流高電圧のサンプリングのタイミングについてインバータ制御のキャリア信号を利用した２つの設定方法を示したが、インバータ制御のキャリア信号を利用した他の設定方法でもよい。なお、キャリア信号の変わりに、キャリア信号から生成されるインバータ制御のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）を利用してもよい。
　また、本実施の形態では２個のモータの各目標電圧から大きい方をシステムの目標電圧として選択し、目標電圧として選択されなかった方のモータのキャリア信号を利用してサンプリングタイミングを設定する構成としたが、３個以上のモータを備えるシステムの場合、３個以上のモータの各目標電圧からシステムの目標電圧を選択し、目標電圧として選択されなかった複数のモータのキャリア信号の中からモータ電流の脈動に最も影響を与えるモータのキャリア信号を選択し、その選択したキャリア信号を利用してサンプリングタイミングを設定するようにする。
　本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うことができる。
　１，２…２モータシステム、１０…バッテリ、１１…フィルタコンデンサ、１２…昇圧コンバータ、１２ａ…リアクトル、１２ｂ，１２ｃ…スイッチング素子、１２ｄ，１２ｅ…還流ダイオード、１２ｆ…ＩＬセンサ、１３…平滑コンデンサ、１３ａ…ＶＨセンサ、１４…第１インバータ、１５…第２インバータ、１６…第１モータ、１７…第２モータ、１８，２８…モータＥＣＵ、１８ａ，２８ａ…第１モータ制御、１８ｂ，２８ｂ…第２モータ制御、１８ｃ，２８ｃ…第１ゲート生成、１８ｄ，２８ｄ…第２ゲート生成、１８ｅ，２８ｅ…第１モータ目標電圧算出、１８ｆ，２８ｆ…第２モータ目標電圧算出、１８ｇ，２８ｇ…電圧制御、１８ｈ，２８ｈ…電流制御、１８ｉ，２８ｉ…ゲート生成、１８ｊ，２８ｊ…キャリア選択／目標電圧選択、１８ｋ，２８ｋ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器、１８ｌ，２８ｌ…ＶＨセンサデータ更新、１８ｍ，１８ｎ，２８ｍ，２８ｎ…ＡＤ変換器、１９…走行制御ＥＣＵ。

Claims (4)

  1. 　複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で前記電源の直流電圧を前記モータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、
    　前記モータ制御回路と前記電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
    　前記モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、
    　前記目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、
    　前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、
    　電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じて前記サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段と、
    　を備えることを特徴とするモータ用電圧変換制御装置。
  2. 　前記サンプリングタイミング発生手段では前記キャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングしておき、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
  3. 　前記サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後の前記キャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングし、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
  4. 　前記複数個のモータは、２個のモータであり、
    　前記目標電圧設定手段では、前記２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、
    　前記選択手段では、前記目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、
    　前記サンプリングタイミング発生手段では、前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのキャリア信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生することを特徴とする請求項１～請求項３のいずれか１項に記載のモータ用電圧変換制御装置。
PCT/JP2010/072045 2010-12-08 2010-12-08 モータ用電圧変換制御装置 WO2012077203A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012547634A JP5522269B2 (ja) 2010-12-08 2010-12-08 モータ用電圧変換制御装置
CN201080070591.XA CN103250342B (zh) 2010-12-08 2010-12-08 电机用电压转换控制装置
PCT/JP2010/072045 WO2012077203A1 (ja) 2010-12-08 2010-12-08 モータ用電圧変換制御装置
DE112010006059.2T DE112010006059B4 (de) 2010-12-08 2010-12-08 Spannungswandlungssteuervorrichtung für mehrere Motoren
US13/991,643 US9112442B2 (en) 2010-12-08 2010-12-08 Voltage conversion control device for motor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2010/072045 WO2012077203A1 (ja) 2010-12-08 2010-12-08 モータ用電圧変換制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012077203A1 true WO2012077203A1 (ja) 2012-06-14

Family

ID=46206722

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/072045 WO2012077203A1 (ja) 2010-12-08 2010-12-08 モータ用電圧変換制御装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9112442B2 (ja)
JP (1) JP5522269B2 (ja)
CN (1) CN103250342B (ja)
DE (1) DE112010006059B4 (ja)
WO (1) WO2012077203A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015159646A (ja) * 2014-02-21 2015-09-03 トヨタ自動車株式会社 モータ制御システム

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9112442B2 (en) 2010-12-08 2015-08-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Voltage conversion control device for motor
DE112011105157B4 (de) * 2011-04-18 2018-07-19 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Motorspannungswandlungssteuervorrichtung
JP5626306B2 (ja) * 2012-10-09 2014-11-19 トヨタ自動車株式会社 回転電機制御システム
JP5942958B2 (ja) * 2013-10-29 2016-06-29 トヨタ自動車株式会社 電動車両
EP3337695A4 (en) * 2015-08-20 2019-04-17 Takata Protection Systems, Inc. SYSTEM AND METHOD FOR VEHICLE ANGLE WARNING AND SAFETY
RU199635U1 (ru) * 2019-06-18 2020-09-11 Степан Николаевич Шатунов Система управления многодвигательными приводами производственных поточных линий

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007236110A (ja) * 2006-03-01 2007-09-13 Toyota Motor Corp モータ駆動装置
JP2009201195A (ja) * 2008-02-19 2009-09-03 Toyota Motor Corp 電力変換回路の保護制御装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070055584A (ko) 2001-08-02 2007-05-30 도요다 지도샤 가부시끼가이샤 모터 구동 제어 장치
JP4622856B2 (ja) 2003-06-05 2011-02-02 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置、それを搭載した自動車および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP4593973B2 (ja) 2004-05-26 2010-12-08 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
JP4376238B2 (ja) 2006-03-01 2009-12-02 中国電力株式会社 保護継電器の試験システム、保護継電器の試験方法、保護継電器の試験プログラム、およびこのプログラムを記録した記録媒体
JP4879657B2 (ja) 2006-05-31 2012-02-22 本田技研工業株式会社 電動機の制御装置
DE102007032484A1 (de) * 2007-07-12 2009-01-22 Beckhoff Automation Gmbh Regelverfahren und Regelvorrichtung mit mehrkanaliger Rückführung
JP2009112164A (ja) 2007-10-31 2009-05-21 Aisin Aw Co Ltd 電動機制御装置，駆動装置およびハイブリッド駆動装置
JP2010029023A (ja) * 2008-07-23 2010-02-04 Denso Corp 電力変換装置
CN102334260B (zh) 2009-02-25 2014-03-12 丰田自动车株式会社 车辆控制装置及控制方法
KR101031217B1 (ko) 2009-10-21 2011-04-27 주식회사 오리엔트전자 고정 시비율로 동작하는 ｌｌｃ 공진 컨버터를 사용한 2단 방식 절연형 양방향 ｄｃ／ｄｃ 전력변환기
US9112442B2 (en) 2010-12-08 2015-08-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Voltage conversion control device for motor
JP2012212548A (ja) * 2011-03-31 2012-11-01 Mitsumi Electric Co Ltd 照明用電源装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007236110A (ja) * 2006-03-01 2007-09-13 Toyota Motor Corp モータ駆動装置
JP2009201195A (ja) * 2008-02-19 2009-09-03 Toyota Motor Corp 電力変換回路の保護制御装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015159646A (ja) * 2014-02-21 2015-09-03 トヨタ自動車株式会社 モータ制御システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP5522269B2 (ja) 2014-06-18
DE112010006059B4 (de) 2020-08-13
JPWO2012077203A1 (ja) 2014-05-19
US9112442B2 (en) 2015-08-18
CN103250342A (zh) 2013-08-14
US20130249451A1 (en) 2013-09-26
DE112010006059T5 (de) 2013-10-10
CN103250342B (zh) 2016-04-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10081354B2 (en) Motor controller for hybrid vehicle
JP5522269B2 (ja) モータ用電圧変換制御装置
KR101147286B1 (ko) 전동기 제어장치, 구동장치 및 하이브리드 구동장치
JP4353304B2 (ja) モータ駆動制御装置
JP5299519B2 (ja) モータ用電圧変換制御装置
JP5892182B2 (ja) 車両の電源装置
US20090033302A1 (en) Voltage conversion device
JP6233178B2 (ja) 昇圧コンバータ装置
CN101288222A (zh) 用于电动机驱动系统的控制设备和包括该控制设备的电动车辆
US9837888B2 (en) Boost control apparatus based on output current change amount
CN102449891A (zh) 转换器的控制装置以及具备它的电动车辆
JP2014158402A (ja) 電力変換装置
EP2808989B1 (en) Control apparatus for voltage conversion apparatus
JP5928442B2 (ja) 車両の電源装置
JP2010022162A (ja) 交流モータの制御装置
US9751426B2 (en) Activation method for an electric machine
JP5578046B2 (ja) モータ用電圧変換制御装置
JP2010220306A (ja) モータの制御装置
JP5633462B2 (ja) モータ用電圧変換制御装置
JP5686110B2 (ja) 交流電機駆動システムの制御装置
JP5618012B2 (ja) 電圧変換装置の制御装置及び制御方法
JP2010088240A (ja) 交流電動機の制御システム
JP2010259227A (ja) モータの制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201080070591.X

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10860497

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2012547634

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13991643

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 112010006059

Country of ref document: DE

Ref document number: 1120100060592

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10860497

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1