【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치
【기술분야】
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 코드북을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
다중 입출력 (MIMO: Multi-Input Multi-Output)기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신측은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만, 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지 (coverage)를 증대시킬 수 있다. 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 수신단 (예를 들어 단말)이 송신단 (예를 들어,기지국)으로 피드백하는 정보로서, 탱크 지시자 (Rank Indicator; RI),프리코딩 행렬 인텍스 (Precoding Matrix Index; PMI), 채널 품질 정보 (Channel Quality Information; CQI) 등이 정의되어 있다. 이들 피드백 정보를 통칭하여 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)라고 할 수 있다. 단말은 기지국으로부터의 채널에 대한 측정 결과에 기초하여, 단말이 선호하는 PMI 및 RI를 기지국에게 피드백할 수 있다. 여기서, 단말이 선호하는 RI 는, 주어진 채널 상태에서 기지국에 의해 사용된다면 가장 높은 전송률을 가질 수 있는 하향링크 전송 탱크 값에 해당한다. 또한, 단말이 선호하는 PMI 는 프리코딩 행렬 후보들의
집합인 코드북에서 단말이 측정한 채널 상태에 적합한 프리코딩 행렬을 나타내는 인텍스이며, 코드북은 기지국과 단말 사이에 미리 정해져서 공유되어 있는 것이 사용된다. 또한, CQI 는 단말이 보고한 PMI/RI 에 기초하여 계산되며, 하향링크 전송에 적용되는 변조및코딩기법 (Modulation and Coding Scheme; MCS) 레벨에 해당한다. 여기서, CQI 는, 단말이 보고한 PMI/RI 에 따른 프리코더 정보 및 랭크 값이 사용되는 경우에, 허용가능한 정도의 패¾ 에러율을 제공하는 MCS 레벨을 나타낼 수 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
기존의 다중 안테나 무선 통신 시스템에 비하여 확장된 안테나 구성을 가지는 새로운 시스템의 도입이 논의되고 있다. 예를 들어, 기존의 시스템에서 4 개의 송신 안테나 (4Tx)까지만을 지원하였지만, 확장된 안테나 구성을 갖는 새로운 시스템에서는 8 개의 송신 안테나 (8Τχ)를 통한 MIM0 전송을 지원하여 보다 증대된 시스템 용량을 제공할 수 있다.
또한, 다증 사용자 (Multiple User)-MIM0 (MU-MIM0)기법에 따른 통신을 올바르게 수행하기 위해서는, 단일 사용자 (Single User)-MIM0 (SU-MIM0) 기법에 따른 통신에 비하여 채널 상태를 보다 더 정확하게 나타낼 수 있는 채널 상태 피드백이 요구된다. 특히, 미리 정해진 코드북에 기반한 PMI피드백의 경우에는 보다 정확하게 채널 상태를 나타낼 수 있는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북을 설계하는 것이 중요하다.
본 발명에서는 확장된 안테나 구성을 가지는 시스템에서 채널 상태를 보다 정확하게 반영할 수 있는 코드북 기반 MIM0 송수신 방법 및 장치를 제공하는 것을
기술적 과제로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 Nt 개의 안테나를 지원하는 송신기에서 신호를 수신기에게 전송하는 방법은, 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬올 선택하는 단계; 상기 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 신호를 프리코딩하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 상기 Nt 개의 안테나를 통하여 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 제 1 PMI 는 상기 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N≥l) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한,상기 프리코딩 행렬은, 상기 제 1 PMI 에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 상기 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 Nt 개의 안테나를 지원하는 송신기로부터 전송되는 신호를 수신기에서 처리하는 방법은, 상기 송신기로부터 신호를 수신하는 단계 ; 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하는 단계; 및 상기 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 제 1 PMI 는 상기
송신기의 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N>1) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬은, 상기 제 1 PMI에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 상기 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호를 전송하는 송신기는, Nt개의 안테나;수신기에게 신호를 전송하는 전송 모들; 상기 수신기로부터 신호를 수신하는 수신 모들; 및 상기 송신기의 동작을 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 프로세서는, 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하고; 상기 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 신호를 프리코딩하고; 상기 프리코딩된 신호를 상기 전송 모들 및 상기 Nt 개의 안테나를 통하여 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서,상기 제 1PMI는 상기 Nt개의 안테나와 관련된 채널 방향올 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N≥l) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬은, 상기 제 1 PMI 에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 상기 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호를 수신하는 수신기는, Nt 개의 전송 안테나를 구비하는 송신기로부터 신호를 수신하는 수신 모들; 상기 송신기로 신호를 전송하는 전송 모들; 및 상기 수신기의 동작을 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 프로세서는, 상기 수신 모들을 통하여 상기 송신기로부터 신호를 수신하고; 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하고; 상기
선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상기 제 1 PMI 는, 상기 송신기의 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N>1) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬은,상기 제 1PMI에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 상기 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 대해서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.
상기 제 2 PMI 에 의해 지시되는 행렬은, 상기 제 1 PMI 에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 대해서, 위상 회전, 크기 변경 또는 백터 선택 중 하나 이상을 적용하는 행렬일 수 있다.
상기 N개의 행렬 그룹의 각각은 상관 (cor relation)이 높은 행렬들로 구성될 수 있다. 또는, 상기 N 개의 행렬 그룹의 각각은 복수개의 부그룹으로 구성되고, 복수개의 부그룹들 간에는 서로 직교하고, 각각의 부그룹은 상관이 높은 행렬들로 구성될 수 있다.
N=l이고, 상기 제 1PMI와 관련된 하나의 행렬 그룹은 상기 프리코딩 행렬로서 선택가능한 모든 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다.
상기 제 1PMI는 제 3및 제 4PMI에 의해서 지시되고,상기 제 3PMI는 NtxNt 크기의 대각 행렬들 중 하나를 지시하고, 상기 제 4 PMI 는 Ntx2크기의 블록 대각 행렬들 중 하나를 지시하고, 상기 제 2 PMI 는 2XR 크기의 행렬들 중 하나를 지시하며, R은 상기 신호가 전송되는 레이어의 개수일 수 있다.
여기서, 상기 제 3 PMI 와 관련된 대각 행렬들의 각각에서 대각 성분은 위상이 선형으로 증가하도록 구성되고, 상기 제 4 PMI 와 관련된 블록 대각 행렬들의
각각에서 하나의 블록은 (Nt/2)xi 크기의 행렬로서 구성되고, 하나의 블록의 성분은 위상이 선형으로 증가하도록 구성되며, 상기 제 2 PMI 의 첫 번째 행과 두 번째 행은 α 의 위상차를 가지도록 구성될 수 있다. 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
본 발명에 따르면, 확장된 안테나 구성을 가지는 시스템에서 채널 상태를 보다 정확하게 반영할 수 있는 효율적인 코드북 기반 ΜΙΜ0송수신 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 타입 2무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 7은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8 은 하나의 코드북이 사용되는 경우를 설명하기 위한 도면이다.
도 9 는 2 개의 코드북을 이용하여 계층적 코드북 변환에 의해 결정되는 코드북 이 사용되는 경우를 설명하기 위한 도면이다.
도 10 은 코드북 변환에 적용될 수 있는 W1 코드워드들의 예시를 나타내는 도면이다.
도 11 은 송신 안테나가 4 개인 경우의 W1 코드워드들의 구성을 개념적으로 나타내는 도면이다.
도 12 는 본 발명의 일례에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 13은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 구성을 도시한 도면이다. 【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을
수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 ( fixed stat ion;), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point)등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 이하의 설명에 있어서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명에서 서빙 기지국 (serving base station) 은 서빙 셀이라고도 할 수도 있으며, 협력 기지국은 협력 셀이라고도 할 수 있다. 또한, '단말 (Terminal)'은 UE Jser Equipment) , MS(Mobi le Station), MSS(Mobi le Subscriber Station), SS( Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 증심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다 .
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802시스템, 3GPP시스템, 3GPP LTE 및 LTE—A(LTE— Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준
문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (Code Division Mult iple Access) , FDMA( Frequency Division
Mult iple Access) , TDMA(Time Division Mult iple Access) , OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA( Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile commun i c a t i ons ) / GPRS ( Gene r a 1 Packet Radio Service)/ EDGE ( Enhanc ed Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTSOJniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다 . 3GPP(3rd Generation Partnership Project ) LTE( long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A( Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN— OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다ᅳ
도 1 및 2를 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다 .
셀를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTKtransmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역 (time domain)에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다.
하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 CP의 구성((:011^ 3^011)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP( extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 0FOM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
일반 CP가사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 W개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH( physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 2는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은
2개의 해프 프레임 (Half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임으로 구성된다. 서브프레임들은 일반 서브프레임과 특별 서브프레임 (special subframe)으로 분류될 수 있다. 특별 서브프레임은 DwPTSODownlinkPilot Time Slot), GP(Gap Period)및 UpPTS(Upl ink Pi lot Time Slot)의 3개의 필드를 포함하는 서브프레임이다. 이들 3 개의 필드의 길이는 개별적으로 설정될 수 있지만, 3개의 필드의 전체 길이는 1ms이어야 한다. 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 0FDM심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 3을 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FOM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (resource block; RB)을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 0FDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파(310^31" ^)를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각
요소 (element)를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k번째 부반송파와 1번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12X7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12X6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3개 (1개, 2개 또는 3개)의 OFDM심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 0FDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 0FDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을
포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL— SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계충 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTHSI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속웅답을 나타내기 위해, 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel ; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. PUCCH 의 용도는 크게 3 가지로, PDSCH에 대한 확인응답 (ACK/NACK) 전송, PDSCH의 주파수 영역 스케줄링을 위한 채널품질지시자 (Channel Quality Indicator; CQI)의 전송, 및 PUSCH 전송 자원 요청 (스케줄링 요청)이다. CQI 정보 비트는 하나 이상의 필드를 포함할 수 있다. 예를 들어, MCS(Modulation and Coding Scheme)를 결정하는 CQI 인텍스를 지시하는 CQI 필드, 코드북 상의 프리코딩 행렬의 인덱스를 지시하는 PMKPrecoding Matrix Indicator) 필드, 랭크를 지시하는 RI(Rank Indicator) 필드 등이 CQI 정보 비트에 포함될 수 있다.
단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다. 다중안테나 (MIM0) 시스템
도 6은 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 6(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 Ντ 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에
비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다 . 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 ?0)에 레이트 증가율 )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
【수학식 1】
=min( 7,^)
예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다증안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 ^개의 송신 안테나와 yV?개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
송신 신호를 살펴보면, 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 ^개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 2】
T
S S , ' · · , S
각각의 전송 정보 NT는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 , ᅳᅳᅳ, ^ 라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같 0 표현될 수 있다
【수학식 3】
또한, s는 전송 전력의 대각행렬 P를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
전송전력이 조정된 정보 백터 s에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되
^개의 송신신호 , "^, ,^^가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬
W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. , ,
'*', ^는 백터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다. 【수학식 5】
여기에서, ^는 번째 송신 안테나와 _ /번째 정보간의 가중치를 의미한다. w는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
수신신호는 ^ 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ,: ^Γ ' ^^Λ ^은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 6】
다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 _;로부터 수신 안테나 /를 거치는 채널을 표시하기로 한다. :/에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
도 6(b)에 ^개의 송신 안테나에서 수신 안테나 7로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 6(b)에서, 총 vVr개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 /로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
따라서, ^개의 송신 안테나로부터 ^개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은
다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 8】
실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 "1,«2,"'," 은 다음과 같이 표현될 수 있다.
상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 10】
한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다.채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 y¾e과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 ^와 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 y^xy^된다.
행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널
행렬 H의 랭크 (ra" (H))는 다음과 같이 제한된다.
【수학식 11】
rank H)≤ min(NT, NR )
랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigenvalue decomposition)하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition)하였을 띠ᅵ, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 문서의 설명에 있어서 , ΜΙΜΟ전송에 대한 '탱크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 채널 상태 정보 피드백
MIM0 방식은 개—루프 (open-loop) 방식과 폐 -루프 (closed-loopO 방식으로 구분될 수 있다. 개 -루프 MIM0방식은 MIM0수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식에서는 MIM0 송신 안테나의 다중화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널 상태정보를
바탕으로 범포밍을 수행할 수 있다. 수신단 (예를 들어, 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단 (예를 들어, 기지국)은 수신단 (예를 들어, 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.
피드백되는 채널상태정보 (CSI)는 랭크 지시자 (RI), 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI) 및 채널품질지시자 (CQI)를 포함할 수 있다.
RI는 채널 램크에 대한 정보이다. 채널의 탱크는 동일한 시간ᅳ주파수 자원을 통해서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어 (또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 랭크 값은 채널의 장기간 (long term) 페이딩에 의해서 주로 결정되므로, PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라 (즉, 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며, 채널의 공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며, 프리코딩 행렬에 의해 레이어-안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비 (Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR)등의 측정값 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 (preferred)기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서, 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고, 해당 코드북에서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다.
도 7 을 참조하여 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 설명한다. 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는
코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 여기서, 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬들은 채널 상태를 양자화 ( quantization )한 프리코딩 행렬들로 미리 정해질 수 있다. 보다 세밀한 양자화가 적용될수록 실제 채널 상태를 보다 정확하게 반영하는 프리코딩 행렬이 결정될 수 있지만, 코드북의 크기가 너무 커지게 되면 피드백 오버헤드가 증가되므로, 적절한 크기의 코드북이 설계될 수 있다.
수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인텍스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 MUMaximum Likelihood) 또는匪 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 여기서, 송신단은 수신단에서 피드백한 프리코딩 행렬 인덱스를 고려하여, MIM0 전송에 적용될 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 여기서, 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보는 수신단이 선호하는 프리코딩 정보이고, 송신단에서는 반드시 수신단이 피드백한 프리코딩 행렬 인덱스가 지칭하는 프리코딩 행렬을 사용해야만 하는 것은 아니며, 송신단에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택할 수도 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의
안테나를 통해 전송할 수 있다. 송신단은 전송 신호에 적용된 프리코딩 정보가 무엇인지 수신단에게 알려줄 수도 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉, 피드백되는 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법 (modulation scheme) 및 코드 레이트 (code rate)를 나타낸다. 일반적으로, CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR을 반영하는 값이 된다.
CQI 측정과 관련하여 단말은 참조신호를 이용하여 채널 상태 또는 유효 SINR(Signalᅳ t으 Interference plus Noise Ratio)를 계산할 수 있다. 또한, 채널 상태 또는 유효 SINR은 전체 시스템 대역폭 (set S라 칭할 수 있음) 상에서 측정되거나, 또는 일부 대역폭 (특정 서브대역 또는 특정 RB) 상에서 측정될 수 있다. 전체 시스템 대역폭 (set S)에 대한 CQI를 광대역 (Wideband; WB) CQI 라 하고, 일부 대역에 대한 CQI를 서브대역 (SB) CQI라 할 수 있다. 단말은 계산된 채널 상태 또는 유효 SINR에 기반하여, 가장 높은 MCS를 구할 수 있다. 가장 높은 MCS는, 디코딩시 전송블록에러율이 10%를 초과하지 않고 CQI 계산에 대한 가정을 만족하는 MCS를 의미한다. 단말은 구해진 MCS에 관련된 CQI 인덱스를 결정하고, 결정된 CQI 인덱스를 기지국으로 보고할 수 있다.
또한, 또한 이러한 채널정보의 보고방식은 주기적으로 전송되는 주기적 보고
(periodic reporting)와 기지국의 요청에 의해서 전송되는 비주기적 보고 (aperiodic reporting)로 나눠진다.
비주기적 보고의 경우, 기지국이 단말에게 내려주는 상향링크 스케줄링 정보에 포함된 1 비트의 요청 비트 (CQI request bit)에 의해 각각의 단말에게 설정되며, 각각의 단말은 이 정보를 받으면 자신의 전송 모드를 고려한 채널정보를 물리상향링크공유채널 (PUSCH)를 통해서 기지국에 전달할 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송되지 않도록 설정될 수 있다.
주기적 보고의 경우, 상위계층 신호를 통해 채널정보가 전송되는 주기와 해당 주기에서의 오프셋 (offset) 등이 서브프레임 단위로 각각의 단말에게 시그널링되며, 정해진 주기에 따라 각각의 단말의 전송 모드를 고려한 채널정보가 물리상향링크제어채널 (PUCCH)를 통해서 기지국에 전달될 수 있다. 정해진 주기에 따라 채널정보가 전송되는 서브프레임에 상향링크로 전송되는 데이터가 동시에 존재하는 경우에는, 이때는 해당 채널정보를 물리상향링크제어채널 (PUCCH)이 아닌 데이터와 함께 물리상향링크공유채널 (PUSCH)를 통해서 전송할 수 있다. PUCCH를 통한 주기적 보고의 경우에는 PUSCH에 비하여 제한된 비트가 사용될 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송될 수 있다. 주기적 보고와 비주기적 보고가 동일한 서브프레임 내에서 충돌하는 경우에는 비주기적 보고만이 수행될 수 있다. 코드북 설계
확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어, LTE— A 시스템)에서는
다중사용자— MIMO (MU-MIM0) 방식을 이용하여 주가적인 다중사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. MU-MIM0 방식에서는 안테나 영역 (domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로, 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서, MU-MIM0 동작이 올바르게 수행되기 위해서는 단일사용자 -MIMO (SU-MIM0) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한다.
이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록, 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있다. 예를 들어, 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI 의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 2 개의 PMI 중 하나 (제 1 PMI)는, 장기간 및 /또는 광대역 (long term and/or wideband)의 속성을 가지고, W1 으로 지칭될 수 있다ᅳ 2 개의 PMI 중 다른 하나 (제 2 PMI)는, 단기간 및 /또는 서브대역 (short term and/or subband)의 속성을 가지고, W2 으로 지칭될 수 있다 . W1 및 W2 의 조합 (또는 함수)에 의해서 최종적인 PMI 가 결정될 수 있다. 예를 들어, 최종 PMI를 W라 하면, W=W1*W2또는 W=W2*W1과 같이 정의될 수 있다.
여기서, W1 은 채널의 주파수 및 /또는 시간상 평균적인 특성을 반영한다. 다시 말하자면, W1 은 시간 상에서 장기간 (long term) 채널의 특성을 반영하거나, 주파수 상에서 광대역 (wideband) 채널의 특성을 반영하거나, 또는 시간상에서 장기간인 동시에 주파수 상에서 광대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다. W1 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서, 본 문서에서는 W1 를 장기간-광대역 속성의 채널 상태 정보 (또는, 장기간—광대역 PMI)라고 한다.
한편, W2 는 Wl 에 비하여 상대적으로 순간적인 (instantaneous) 채널 특성을 반영한다. 다시 말하자면, W2 는 시간 상에서 단기간 (short term) 채널의 특성을 반영하거나, 주파수 상에서 서브대역 (subband) 채널의 특성을 반영하거나, 또는 시간상에서 단기간인 동시에 주파수 상에서 서브대역 채널의 특성을 반영하는 채널 상태 정보로서 정의될 수 있다 . W2 의 이러한 특성을 간략하게 표현하기 위해서, 본 문서에서는 W1 를 단기간-서브대역 속성의 채널 상태 정보 (또는, 단기간ᅳ서브대역 PMI)라고 한다.
채널 상태를 나타내는 2 개의 서로 다른 속성의 정보 (예를 들어, W1 및 W2)로부터 하나의 최종 프리코딩 행렬 (W)을 결정할 수 있도록 하기 위해서, 각각의 속성의 채널 정보를 나타내는 프리코딩 행렬들로 구성되는 별도의 코드북 (즉, W1 에 대한 제 1 코드북 및 W2 에 대한 제 2 코드북)을 구성할 필요가 있다. 이와 같이 구성되는 코드북의 형태를 계층적 코드북 (hierarchical codebook)이라 할 수 있다. 또한, 계층적 코드북을 이용하여 최종 사용될 코드북을 결정하는 것을, 계층적 코드북 변환 (hierarchical codebook transformat ion)이라 할 수 있다.
계층적 코드북 변환 방식의 일례로서, 다음 수학식 12 와 같이 채널의 장기간 공분산 행렬 (long term covariance matrix)을 이용하여 코드북을 변환할 수 있다ᅳ 【수학식 12】
W1 = R
W =請 77 W1W2) 상기 수학식 12 에서 W1 (장기간-광대역 PMI) 는 장기간—광대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 코드북 (예를 들어, 제 1 코드북)을 구성하는 요소 (즉, 코드워드 (codeword))를 나타낸다ᅳ 즉, W1은 장기간-광대역 속성의 채널
정보를 반영하는 제 1 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. 한편, W2 (단기간-서브대역 PMI) 는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하기 위해서 만들어진 코드북 (예를 들어, 제 2 코드북)을 구성하는 코드워드를 나타낸다. 즉, W2는 단기간-서브대역 속성의 채널 정보를 반영하는 제 2 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬에 해당한다. W은 변환된 최종 코드북의 코드워드를 나타낸다. nonn(A) 은 행렬 A 의 각각의 열 (column)에 대한 놈 (norm)이 1 로 정규화 (normalization)된 행렬을 의미한다. 상기 수학식 12 에서 W1은 채널 H의 장기간 공분산 행렬인 R 로 표현된다고 가정하며, R 은 아래의 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 13】
Nt
H
R = E 상기 수학식 13 에서 = 는 £[HwHj 를 특이치 분해 (singular value decomposition)에 의해 얻은 결과가 VAVH임을 나타낸다. 또한, σ,,ν, 는 각각 i 번째 특이치 (singular value)와 그에 상웅하는 i 번째 특이열백터 (singular column vector) 를 의미한다ᅳ 여기서, σ\ >στ >...>σΝι 이다ᅳ
예를 들어 송신 스트림의 개수가 1 개인 경우, W2는 Ntxl 크기의 백터이고, W 는 다음의 수학식 14 과 같이 표현될 수 있다.
상기 수학식 14 에서, W은 각각의 특이백터들의 가중 선형 조합 (weighted
linear combinat ion)으로 결정된다. 여기서, v,의 가중 인자 (weighted factor)는, 특이치 값 σ,과, V,와 코드워드 W2 간의 상관 (correlation)인 v,"W2의 곱으로 결정된다. 그 결과 W 로 구성된 코드북의 코드워드 분포는, σ, 값이 큰 지배적인 (dominant) 특이백터에 보다 집중되므로, 보다 효과적인 양자화 (quantization)가 가능하다.
도 8 및 도 9 는 계층적 코드북 변환이 적용되는 경우에 보다 효과적으로 채널 상태를 반영할 수 있음을 설명하기 위한 도면이다. 도 8 및 도 9 는 Nt=2 를 가정하여 (즉, 송신 안테나의 개수가 2 개인 것 (2Tx)을 가정하여) 2 차원 공간을 나타낸 것이며, 이는 설명의 편의를 위한 것일 뿐 이에 제한되는 것은 아니다. 2 차원 공간은 설명의 편의상 기저 1 (basis 1)및 기저 2 (basis 2)에 의하여 구성되는 것을 가정한다ᅳ 도 8에서는 하나의 코드북 (즉, W2 코드북) 만이 사용되는 경우를 나타내고, 도 9에서는 2개의 코드북 (즉, W1 코드북 및 W2 코드북)을 이용하여 계층적 코드북 변환에 의해 결정되는 코드북 (즉, W 코드북) 이 사용되는 경우를 나타낸다.
도 8은 2차원 공간 상에 존재하는 특이백터 (제 1지배 특이백터 및 제 2지배 특이백터) 및 W2 (즉, W2 코드북의 코드워드들)을 나타낸 것이다. 제 1 지배 특이백터는 제 2 지배 특이백터보다 더 큰 가중치를 가지는 특이백터를 의미한다. 도 8 의 예시와 다른 형태로 W2 코드워드들이 분포할 수도 있지만, 도 8 의 예시에서는 일반적으로 채널이 존재하는 그라스마니안 공간 (Grassmannian space) 내에서 2 개의 W2 코드워드 간의 최소 거리를 최대화하는 방식에 따라서 (즉, 균일하게) W2 코드워드들이 분포된 것을 가정한다. 이에 따라, 제 1지배 특이백터 및 제 2 지배 특이백터의 합으로 표현될 수 있는 W2 코드워드들 중에서 제 1 지배
특이백터에 보다 가까운 W2 코드워드 (도 8 의 기저 1 죽 상에 위치한 W2 )가 결정될 수 있다. 이와 같이 설계된 코드북을 이용하는 경우에, 비상관 (imcorrelated) 채널에서 좋은 성능을 얻을 수 있지만, 상관 (correlated) 채널에서는 성능이 떨어진다. 더욱이 상관 채널에서는 순간적인 (instantaneous) 채널 H의 특이백터와 R의 특이 백터 간에 상관성이 높기 때문에, 이러한 관계를 이용하여 코드북을 R에 따라 적웅적으로 변환하면 보다 효과적이다.
도 9 에서는 2 차원 공간 상에 존재하는 특이백터 (제 1 지배 특이백터 및 제 2 지배 특이백터) 및 W (즉, W1 과 W2 코드북을 이용한 코드북 변환에 의해 생성된 코드워드들)을 나타낸 것이다.도 9에서 도시하는 바와 같이, 코드북 변환이 적용되는 경우에 전술한 바와 같이 R의 제 1 지배 특이 백터에 더 큰 가중치가 적용되어, 제 1 지배 특이 백터를 기준으로 새로운 코드워드들이 보다 조밀한 분포를 가질 수 있다. 즉, 실제 채널 상태를 보다 정확하게 반영할 수 있는 코드워드의 선택이 가능해진다.
전술한 바와 같이 W1과 W2를 이용한 계층적 코드북을 구성할 때에, W1과 W2 각각의 코드북 구조 (structure)를 정하는 것이 필요하다. 본 발명에서는 이러한 코드북 구조를 제안하고, 이러한 코드북 구조에 따르는 코드북의 다양한 예시들에 대해서 구체적으로 설명한다. 먼저, 본 발명에서 제안하는 W1과 W2의 역할을 설명하고, 각각의 코드북의 예시에 대해서 이어서 설명한다.
실시예 1
시간 축 상으로 무선 채널의 특성을 보면, 순간 ( instantaneous) 채널들은 장기간 (long term)채널 평균을 증심으로 작은 분산 (variance)을 가진다. 마찬가지로, 주파수 축 상으로 특정 서브대역 (sLibband)의 채널은 광대역 (wideband) 채널 평균을
중심으로 작은 분산을 가진다. 채널 코드북을 W1과 W2로 나눈 근본적인 이유는 이러한 채널의 통계적 특성을 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이는 동시에 높은 정확성을 달성하기 위해서이다. 따라서, 본 발명에서는 W1을 장기간-광대역 속성의 지배적인 (dominant) 채널 방향과 가까운 백터 그룹을 표현할 수 있도록 설계하고, W2는 W1에 포함된 백터들의 선형 조합 (linear combinat ion)으로 순간 (instantaneous) 채널을 표현하기 위한 계수 (coefficient) 값으로 구성하는 것을 제안한다.
도 10 은 코드북 변환에 적용될 수 있는 W1 코드워드들의 예시를 나타내는 도면이다. 도 10 에서는 송신 안테나의 개수가 2 인 경우를 가정하여, 2 차원 공간 상에서 장기간 지배적인 채널의 방향을 나타내고, 이를 양자화한 W1 (즉, 백터 그룹)을 도시한다. W1 의 모든 코드워드들 (즉, 모든 백터 그룹들)은 송신 안테나 개수에 해당하는 전체 백터 공간을 균일하게 샘플링하도록 구성될 수 있다. W1 의 백터 그룹의 각각을 구성하는 백터들은 상관 (correlation)이 큰 값들로 구성될 수 있다. 도 10에서는 송신 안테나가 2개인 경우 (2Tx)를 예시적으로 나타냈지만, 송신 안테나가 4 개인 경우 (4Τχ)에도 W1 이 동일한 원리에 따라 생성될 수 있다.
도 11 은 송신 안테나가 4 개인 경우의 W1 코드워드들의 구성을 개념적으로 나타내는 도면이다. 도 11에서 나타내는 바와 같이, 전체 백터 풀 (vector pool)에서 복수개의 백터 그룹이 생성될 수 있고, 각각의 백터 그룹은 상관 (correlation)이 높은 백터들로 구성된다. W1 코드북은 전체 백터 풀에서 일부 또는 전체 백터 그룹을 포함하도록 설계될 수 있다. 예를 들어, 도 11 의 예시에서와 같이 {al, a2, 3, a4}가 백터 그룹 1을 구성하고, {bl, b2, b3, b4}가 백터 그룹 2를 구성하고, icl, c2, c3, c4}가 백터 그룹 3을 구성하고, 그 외의 백터 그룹들이 존재하는 것을
가정할 수 있다. 예를 들어, Π코드북은 백터 그룹 1, 2및 3을 포함하도록 구성될 수 있다.
순간 채널은 장기간 지배적 채널 방향인 근처에 존재할 확률이 크므로, 의 백터 그룹을 구성하는 백터들의 선형 조합 (linear conibinat ion)으로 효과적으로 표현될 수 있다. 따라서, 최종 코드북 W는 다음의 수학식 15 와 같이 계산될 수 있다.
【수학식 15】
W = " (W1W2)
또한, 도 11 의 백터 풀은 다양한 값으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 4 개의 전송 안테나에 대한 W1 은 LTE 릴리즈 -8 시스템에서 정의되는 공간 다중화 (spatial multiplexing)를 위한 4Tx 코드북으로 구성될 수 있다. LTE 릴리즈 -8 에서 정의하는 4Τχ 코드북은 표 1 과 같다.
【표 1】
Table 6.3.4.2.3-2: C debook for transmission on antenna ports
LTE릴리즈 -8시스템에서는 4 전송 안테나 (안테나 포트 인덱스 0, 1 2, 3) 상의 전송에 대해서, 프리코딩 행렬 W 가 상기 표 1 또는 상기 표 1 의 부분집합 (subset)으로부터 선택되는 것으로 정의한다. 상기 표 1 에서 W„fsJ는 집합 is} 에 의해서 주어지는 열들 (columns)에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 예를 들어, 는 , 의 a 번째 열 및 b 번째 열로 구성될 수 있다. 또한,
Wn =I-2unu" lun Hun 이며 , 여기서 /는 4x4 단위 행렬 ( identity matrix) 이고 백터 ^는 상기 표 1 에 의해서 주어진다.
상기 표 1 과 같은 코드북을 기반으로 본 발명에 따른 W1 코드북이 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 표 1의 코드북 중에서 랭크 1 (number of layers = 1)에 대한 코드북에서 상관이 높은 4 개의 코드워드를 하나의 백터 그룹으로 설정하여 W1 이
구성될 수 있다. 다른 예시로서, 상기 표 1 의 코드북 중에서 탱크 4 (number of layers = 4)에 대한 코드북을 구성하는 모든 코드워드들로 백터 풀을 구성하고, 상관이 높은 4 개의 백터 그룹을 추출하는 방식으로 W1 이 구성될 수도 있다.
또는, 위와 같이 다양한 코드워드들을 포함하는 백터 풀에, 오버샘플링 (oversampling)된 DFKDiscrete Fourier Transform) 행렬을 추가할 수도 있다. 오버샘플링된 DFT 행렬은 다음의 수학식 16 과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 16】
[ej0^)/s eJiiWS e inkV ejW J , where is 0 to 7.
[ej0(2nk) 6 eiW) e em2nk),xt 뼤, where is 0 to 15.
다음으로, 탱크 2에 대한 Wl코드북을 구성하는 경우에, W1코드워드를 구성하는 4 개의 백터를 두 그룹으로 나누어, 두 그룹 간에는 최대한 직교 (orthogonal)하도록 구성하고, 각각의 그룹 내의 백터들은 서로 상관 (correlation)이 높은 백터들로 구성되도록 할 수 있다. 왜냐하면, 랭크 2의 경우에 장기간 채널 방향은 직교하는 2 개의 백터 (즉, 제 1 지배 특이백터와 게 2 지배 특이백터)로 표현되기 때문이다. 따라서, 랭크 1 의 경우와 달리 랭크 2 의 경우에는, W1 을 구성하는 4개의 백터 중에서 2 개의 백터는 제 1 지배 특이백터를 표현하기 위해서 사용되고, 나머지 2 개의 백터는 제 2 지배적인 특이백터를 표현하기 위해서 사용될 수 있다. 예를 들어, W1코드워드를 구성하는 4 개의 백터가 {al, a2, a3, a4} 라 하면, [al, a2] 와 [a3, a4] 는 직교성을 가지고, al 과 a2는 높은 상관을 가지고, a3와 a4는 높은 상관을 가지도록 구성될 수 있다.
W1 이 위와 같이 구성되는 경우에, W2 는 다음과 같이 구성될 수 있다.
W2는 W1의 백터의 선형 조합 (linear combinat ion)으로 순간 채널을 나타낼 때
사용되는 복소 계수 (complex coefficient) 값들을 의미한다. 예를 들어, 4Tx및 랭크 1 전송의 경우에, W2는 다음의 수학식 17의 4개의 집합 (set) (즉, 집합 A, B, (: 및 D) 의 조합으로 구성될 수 있다.
5 {[«
0 o α
2 a | α G {^,1}}
D = {[\ 0 0 0j,[0 1 0 0]r,[0 0 1 0j,[0 0 0 lj}
상기 수학식 17 에서 A 는 위상 회전 (phase rotation) 성분으로만 구성된 계수 집합이다. B는 1 또는 아주 작은 값 )으로 구성된 계수 집합이다. C는 위상 회전 및 크기 (magnitude) 변경을 모두 적용한 계수 집합이다. D는 W1를 구성하는 열들 (columns)중 한 개의 열을 선택하여 최종 W 를 구성할 수 있는 계수 집합이다. 전술한 4Tx 의 경우에 대한 W2 구성 방안과 동일한 원리에 따라서 Nt 개의 전송 안테나의 경우에 대한 W2를 구성할 수 있다.
또한, W2 는 랭크에 따라 다른 크기로서 정의될 수 있다. 탱크 값 (r) 및 안테나 개수 (Nt)가 주어지면, W2 는 Ntxr 크기의 행렬 (또는, 백터)로서 정의될 수 있다. 한편, W1 은 랭크에 무관하게 Nt xNt 크기의 행렬로서 정의될 수 있다. 따라서, 전술한 설명에서는 예시적으로 탱크 1 인 경우에 대한 를 구성하는 방안에 대하여 설명하였으나, 랭크 2 이상인 경우에 대해서도 동일한 원리에 따라서 W2 가 구성될 수 있다.
실시예 2
전술한 실시예 1 에서는 W1 가 복수개의 코드워드를 가지는 코드북 중에서 결정되고, W2는 W1의 백터들의 선형 조합을 위한 계수로서 구성되는 예시에 대하여 설명하였다.
본 실시예 2는 W1코드북이 하나의 코드워드로만 구성되는 경우에 대하여 W2를 구성하는 방안에 대한 것이다. 여기서, W1을 구성하는 하나의 코드워드가 전체 백터 풀을 모두 포함할 수 있다. W1은 NtxM (여기서, M»Nt)크기를 가지고, 행의 개수에 비해 열의 개수가 훨씬 큰 행렬 (간략하게 팻 행렬 (fat matrix)이라고 칭함)의 형태를 가질 수 있다. 또한, W1 가 하나의 코드워드로만 고정되므로, W1 에 대한 정보가 피드백될 필요가 없다. 따라서, MIM0송수신단은 프리코딩 정보로서 W2 만을 주고받을 수 있으므로, 제어 신호 오버헤드가 감소되는 장점이 있다.
W1 를 구성하는 백터 풀은, 전술한 바와 같이 LTE 릴리즈 -8 에서 정의하는 4Tx 랭크 1코드워드들, LTE릴리즈 -8에서 정의하는 4Τχ랭크 4코드워드들, NtxM크기의 DFT 행렬들 중의 하나로 구성되거나, 또는 이들 중의 하나 이상의 조합으로서 구성될 수 있다.
W2는 상기 수학식 17 의 집합 A, B, C, D 중의 하나로 구성되거나, 이들 중의 하나 이상의 조합으로서 구성될 수 있다.
예를 들어, W1 이 LTE릴리즈—8에서 정의하는 4Tx 랭크 1코드워드들 (상기 표 1 의 number of layers = 1 인 코드워드들)로 구성하고, W2를 상기 수학식 17의 집합 D (즉, 에서 하나의 열 (column)을 선택하는 형태)와 같이 설계하는 경우에, W, W1 및 W2 는 아래의 수학식 18 과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 18】
w = (wrw2)
상기 수학식 18 에서 는 jxl 크기의 백터이며, j 개의 백터 성분 중에서 i 번째 성분은 1 이고, 나머지 성분들은 0 인 백터를 나타낸다. e) 가 W1 과 곱해지는 경우에 W1 의 열들 중에서 i 번째 열이 선택되므로, 이러한 백터를 선택 백터 (select ion vector)라고 할 수 있다.
상기 수학식 18 은 4Tx 랭크 1 에 대한 W1 및 W2 의 예시를 나타내는 것이며, 랭크 2 이상의 경우에도 동일한 원리에 따라 코드북을 설계할 수 있다. 즉, 해당 랭크에 대한 모든 코드워드들을 포함하는 팻 행렬로서 W1 을 구성하고, W2 가 W1 중에서 일부 코드워드를 선택할 수 있는 백터 (들)로서 정의될 수 있다. 예를 들어, 랭크 2에 대한 코드북을 구성하기 위해서, 탱크 2코드워드들 (예를 들어, 상기 표 1 의 number of layers = 2 인 코드워드들)의 모든 열 백터들로 구성된 팻 행렬을 W1 으로서 정의하고, W2 를 {[e;
2
_}의 조합으로 정의할 수 있다. 즉, W2 는 랭크 2 코드워드들의 집합인 W1 에서 2 개의 열 (column)을 선택하는 백터로서 정의될 수 있다.
다른 예시로서, 하나의 팻 행렬로서 정의되는 W1 가 아래의 수학식 19 의 백터 풀 Kvector pool 1) 또는 백터 풀 2(vector pool 2)에 존재하는 모든 열 백터들을 포함하도록 구성될 수 있다.
【수학식 19] vector pool 1
where
상기 수학식 19 에서 는 상기 표 1 과 같은 LTE 릴리즈—8 에서 정의하는 4Tx 코드북에서 랭크 i 일 때 j 번째 코드워드를 의미한다. diag ,h,c } 는 대각 (diagonal) 행렬에서 대각 성분이 순서대로 a, b, c, d 인 것을 의미한다. 상기 수학식 19 에서 6 , Θ2) Θ3, Θ4 는 선형적으로 증가하는 위상 성분을 곱해주는 의미를 가지며, 이러한 프리코딩 행렬이 적용되는 경우에 빔 간격이 조밀하게 구성될 수 있다.또한, 상기 수학식 19에서 Θ5, Θ6, Θ7, θ8은 ULA Uni form Linear Array) 안테나 n1^ (configuration) 또는 크로스一극성 (cross— pole 또는 X—pol) 안테나 구성에 용이하게 적용될 수 있도록 위상 성분을 곱해주는 의미를 가진다. 상기 수학식 19에서 W1 이 백터 풀 1로 구성되는 경우에, W2는 아래의 수학식 20 과 같은 선택 백터로서 구성될 수 있다.
【수학식 20】
W2={e96 |z=l ..?96}
상기 수학식 19에서 W1 이 백터 풀 2로 구성되는 경우에 , W2는 아래의 수학식 21 과 같은 선택 백터로서 구성될 수 있다.
【수학식 21】
W2二 {eJz二: 1_64}
상기 수학식 19 내지 21 과 관련하여 탱크 1 코드북 설계에 대하여 예시적으로 설명하였지만, 이와 동일한 원리에 따라서 탱크 2 이상인 경우의 W1 및 W2 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 인 경우에, 상기 수학식 19 에서 ^을 ^로 대체하고 (여기서, / . 는 상기 표 1 과 같은 LTE 릴리즈 -8 에서 정의하는 4Tx 코드북에서 랭크 2 일 때 (number of layers = 2), j 번째 코드워드를 의미함), 상기 수학식 20및 21에서 w2의 코드워드 를 [e eᅵ; J로 대체함으로써, wi및 W2 코드북을 생성할 수 있다.
실시예 3
전술한 실시예 2 에서는 W1 이 하나의 팻 행렬로서 정의되는 것에 대하여 설명하였다. 본 실시예 3 에서는 W1 이 특정 개수의 백터 그룹들을 포함하도록 구성하고, W2 는 하나의 백터 그룹에서 특정 열 백터를 선택하는 백터로서 구성될 수 있다. 이 경우, MIM0송수신단이 주고 받는 프리코딩 정보는, W1코드북에서 어떤 백터 그룹이 선택되는지에 대한 인덱스 (W1), 및 W1 의 선택된 백터 그룹에서 어떤 열 백터가 선택되는지에 대한 인덱스 (W2)가 될 수 있다.
예를 들어,상기 수학식 19의 백터 풀 1에서 다음의 수학식 22와 같이 16개의 백터 그룹을 설정하여 W1코드북을 구성할 수 있다. 또한, W2에 의해서 W1코드북의 하나의 백터 그룹 내에서 특정 열 백터를 선택할 수 있다.
【수학식 22]
Wl = {[©,^; Θ^, Θ3^, Θ4^, Θ5 &6W<: ®Ί Θ8^;]|; = 1,...,16}, W2 = {e;| = 1,...,8} 다른 예시로서, 상기 수학식 19의 백터 풀 2에서 다음의 수학식 23과 같이 16 개의 백터 그룹을 설정하여 W1 코드북을 구성할 수 있다. 또한, W2 에 의해서 W1 코드북의 하나의 백터 그룹 내에서 특정 열 백터를 선택할 수 있다.
【수학식 23】
\\Π = {[Θ,^ θ2Ψυ Θ3 υ Θ4^]| = 1,...,16},
W2-{e;| = l,...,4} 상기 수학식 22 및 23 과 관련하여 탱크 1 코드북 설계에 대하여 예시적으로 설명하였지만, 이와 동일한 원리에 따라서 랭크 2 이상인 경우의 W1 및 W2 코드북을 설계할 수 있다. 예를 들어, 랭크 2 인 경우에, 상기 수학식 22 및 수학식 23 에서 ^을 W 로 대체하고 (여기서, 는 상기 표 1과 같은 LTE릴리즈 -8에서 정의하는
4Tx 코드북에서 탱크 2 일 때 (number of layers = 2), j 번째 코드워드를 의미함), 상기 22 및 수학식 23 에서 W2의 코드워드 ^를 [e= eᅵ; J로 대체함으로써, W1 및 W2 코드북을 생성할 수 있다.
실시예 4
전술한 실시예들에서는, W1 은 장기간-광대역 속성에 대한 프리코딩 정보 (또는 PMI)에 해당하고, W2 는 단기간-서브대역 속성에 대한 프리코딩 정보 (또는 PMI)에 해당하며, 이러한 계층적 구조에 기초해서 최종 PMI (즉, W) 는 W1 과 W2 의 곱으로 표현되는 경우에 W1 및 W2 코드북의 예시들에 대하여 설명하였다. 본 실시예 4 에서는 장기간-광대역 속성의 PMI 를 추가적으로 정의하여 최종 PMI 를 결정하는
구조에 대하여 설명한다. 즉, 다음의 수학식 24 와 같은 코드북 구조가 정의될 수 있다.
【수학식 24】
W = /(W0,W1,W2)
상기 수학식 24 에서 W0와 W1는 장기간-광대역 속성의 PMI 이고, W2는 단기간—서브대역 속성의 PMI 이다.
상기 수학식 24 에서 /(W0,W1,W2)는 WO, W1 및 W2를 인자로 하는 함수가 될 수 있다. 예를 들어, W1,W2)= WOx Wlx W2로 정의될 수 있다.
W0는 NtxNt크기의 대각 행렬로 정의되고, W1은 Ntxp크기의 행렬로 정의되고, W2는 pxr 크기의 행렬로 정의될 수 있다. 예를 들어, Nt=8인 경우 랭크 1 에 대해 아래의 수학식 25 와 같이 코드북을 구성될 수 있다.
【수학식 25】
W = W0W1W2
상기 수학식 25 에서 8X8 크기의 대각행렬이고, W1은 8X2 크기의 행렬이고, W2는 2X1 크기의 행렬 (또는 열 백터)이다.
상기 수학식 25에서 대각행렬 W0의 D,는 4X4대각 행렬이며, W0의 대각성분은 위상이 선형으로 증가하는 특성을 가지도록 설계될 수 있다. 예를 들어, Di 는 예를
들어 ^ 5e ,e 가 될 수 있다ᅵ 즉, m 의 대각 성분은 확장된 (extended)
DFT 행렬의 열 (column)에 해당할 수 있다. 상기 수학식 25 에서 W1 의 ck는 4X1 크기의 열 백터이며, 열 백터의 각각의 요소는 위상이 선형으로 증가하는 특성을 가지도록 설계될 수 있다. 상기 수학식 25 에서 W2 의 α ' 은 크기가 1인 복소수 (complex number)가 될 수 있으며, 예를 들어, α' 은 !,ᅳ1, 등의 값을 가질 수 있다.
이와 같은 ΡΜΙ 구조는 안테나간 간격이 조밀한 크로스—극성 (X-pol) 안테나의 채널 상관 특성을 반영할 수 있다. 예를 들어 8Tx크로스—극성 안테나는 2개의 서로 직교하는 극성을 가지는 안테나 그룹으로 구성될 수 있고, 안테나 그룹 1 (안테나 1, 2, 3, 4)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수직 극성 (vertical polarizat ion))을 가지고 안테나 그룹 2(안테나 5, 6, 7, 8)의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수평 극성 (horizontal polar izat ion))을 가질 수 있다. 달리 표현하자면, 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULA 와 같이 동일한 극성을 가지고 위치에 따라 위상차를 가질 수 있다. 또한, 안테나 1 과 5 는 동일한 위치에 설치되고, 안테나 2 과 6 은 동일한 위치에 설치되고, 안테나 3 과 7 은 동일한 위치에 설치되고, 안테나 2 과 8 은 동일한 위치에 설치될 수 있다. 이에 따라, 좁은 설치 공간에 많은 개수의 안테나가 구성되면서 서로 직교하는 극성을 이용하여 이론적으로 간섭 없이 직교하는 안테나 채널들이 구성될 수 있다.
예를 들어, 상기 수학식 25 에서 W(=W0XW1XW2) 는 8X1 크기의 열 백터가 되는데, 상위 (upper) 4 개의 요소는 수직 극성 안테나들 간의 채널 상관 특성을 나타내고, 하위 (lower) 4 개의 요소는 수평 극성 안테나들 간의 채널 상관 특성을 나타낼 수 있다.또한 W의 상위 4개의 요소와 하위 4개의 요소 사이에는 α' 만큼의
위상 차를 갖게 되는데, 이는 물리적으로 수직 극성 안테나와 수평 극성 안테나 간의 위상 차를 나타낸다.
전술한 예시에서는 탱크 1 에 대한 코드북 구성 방안에 대하여 설명하였지만, 동일한 원리에 따라 랭크 2 이상의 코드북 설계가 가능하다. 예를 들어, 랭크 2 에 대해서, 상기 수학식 25 에서 W2 를 다음의 수학식 26 과 같이 구성함으로써 랭크 2 코드북이 설계될 수 있다.
도 12 는 본 발명의 일례에 따른 프리코딩된 신호의 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
단계 S1211 에서 송신기는 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 여기서, 제 1 및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI들일 수도 있고, 수신기는 송신기로부터의 채널을 측정하여 제 1및 제 2 PMI를 결정하고 이를 피드백할 수 있다. 또는, 제 1및 제 2 PMI 는 수신기로부터 피드백되는 PMI 를 고려하여 송신기가 적절하게 선택하는 PMI들일 수도 있다. 단계 S1212 에서 송신기는 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 수신기로 전송할 신호에 프리코딩을 수행할 수 있다. 단계 S1213 에서 송신기는 프리코딩된 신호를 Nt 개의 전송 안테나를 통하여 수신기로 전송할 수 있다.
단계 S1221 에서 수신기는 송신기로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있다. 단계
S1222 에서 수신기는 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시되는 프리코딩
행렬을 선택할 수 있다. 이러한 프리코딩 행렬에 대한 송신기에 의해서 주어질 수도 있다. 단계 S1223 에서 수신기는 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원할 수 있다.
이와 같이 송신기 및 수신기가 프리코딩 처리 및 역처리에 사용하는 프리코딩 행렬 (W)은, 제 1 코드북 (예를 들어, W1 코드북)에 포함된 행렬 그룹들 중에서 제 1 PMI 에 의해서 지시되는 하나의 행렬 그룹에, 제 2 코드북 (예를 들어, W2 코드북)에 포함된 행렬들 중에서 제 2 PMI 에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 지시될 수 있다.
제 1 PMI 는 N 개 (N≥l) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시하는 것일 수 있다. 여기서, N 개의 행렬 그룹들의 집합을 제 1 코드북 (예를 들어, W1 코드북)이라고 할 수 있다. 제 1 코드북을 구성하는 행렬들은 송신기의 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들에 해당할 수 있다. 또한, 제 1 코드북의 행렬들의 각각의 열의 개수가 1 인 경우에, 제 1 코드북은 N 개의 열 백터로 구성되는 것으로도 표현할 수 있다.
각각의 행렬 그룹은 상관 (correlation)이 높은 행렬들로 구성될 수 있다. 또는, 각각의 행렬 그룹이 복수개의 부그룹으로 구성되고, 복수개의 부그룹들 간에는 서로 직교하고, 각각의 부그룹은 상관이 높은 행렬들로 구성될 수 있다. 이는, 제 1 코드북이 장기간-광대역 채널 방향을 나타내는 백터로서 구성되는데, 장기간—광대역 채널 방향은 직교하는 2 개의 특이 백터로 표현되기 때문이다. 즉, 부그룹의 하나는 제 1 특이 백터를 표현하고, 부그룹의 다른 하나는 제 2 특이 백터를 표현할 수 있도록 하기 위함이다.
제 1 코드북이 하나의 그룹만으로 구성될 수도 있다. 즉, N=l 이고, 제 1
코드북은 프리코딩 행렬로서 선택가능한 모든 프리코딩 행렬들을 포함하도록 구성될 수 있다. 이러한 경우, 고정된 하나의 행렬 그룹이 사용됨을 의미하므로, 제
1 PMI 에 의해서 어떤 행렬 그룹이 사용되는지 지시되지 않을 수도 있다.
상기 제 2 PMI 에 의해 지시되는 행렬은, 상기 게 1 PMI 에 의해 지시되는 상기 하나의 행렬 그룹에 대해서, 위상 회전, 크기 변경 또는 백터 선택 중 하나 이상을 적용하는 행렬인, 신호 수신 방법.
또는, 제 1 PMI 가 두 개의 서로 다른 PMI (제 3 및 제 4 PMI) 로 표현될 수도 있다. 제 3 PMI 는 NtxNt 크기의 대각 행렬들 중 하나를 지시하고, 각각의 대각 행렬에서 대각 성분은 위상이 선형으로 증가하도록 구성될 수 있다. 제 4 PMI 는 Ntxp (예를 들어, p=2) 크기의 블록 대각 행렬들 중 하나를 지시하고, 각각의 블록 대각 행렬에서 하나의 블록은 (Nt/2)xi 크기의 행렬로서 구성되며, 하나의 블록의 성분은 위상이 선형으로 증가하도록 구성될 수 있다. 이 경우에, 제 2 PMI 는 pXR (예를 들어, p=2) 크기의 행렬들 중 하나를 지시하고, 상기 제 2 PMI 의 상위 행 (들)과 하위 행 (들) 은 c ( 의 위상차를 가지도록 구성될 수 있다. 여기서 R 은 신호가 전송되는 레이어의 개수 (즉, 랭크 값)에 해당한다.
도 12를 참조하여 설명한 프리코딩된 신호의 송수신 방법에 있어서, 제 1 및 제
2 코드북을 구성하는 방안으로서 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 도 12 에 대한 설명에 있어서 송신기는 기지국이고 수신기는 단말이 될 수 있고, 또는 송신기는 단말이고 수신기는 기지국이 될 수 있다. 또한, 송신기의 동작은 하향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수
있고, 수신기의 동작은 하향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다ᅳ
도 13은 본 발명에 따른 송신기 및 수신기의 구성을 도시한 도면이다.
도 13을 참조하여 본 발명에 따른 송신기 (1310)는, 수신모들 (1311), 전송모들 (1312), 프로세서 (1313), 메모리 (1314) 및 복수개의 안테나 (1315)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (1315)는 MIM0 송수신을 지원하는 송신기를 의미한다. 프로세서 (1313)는 송신기 (1310)의 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 송신기 (1310) 수신기에게 프리코딩된 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 송신기 (1310)는 Nt 개의 안테나 (1315)를 구비하고, 메모리 (1314)에 프리코딩 행렬의 선택에 이용되는 코드북을 저장할 수 있다. 송신기의 프로세서 (1313)는 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서 (1313)는, 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 신호를 프리코딩하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서 (1313)는, 프리코딩된 신호를 전송 모들 (1312) 및 Nt 개의 안테나 (1315)를 통하여 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, 제 1 PMI 는 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N≥l) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한, 송신기가 이용하는 프리코딩 행렬은, 제 1 PMI 에 의해 지시되는 하나의 행렬 그룹에, 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
송신기 (1310)의 프로세서 (1313)는 그 외에도 송신기 (1310)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (1314)는 연산 처리된 정보 등올 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로
대체될 수 있다.
도 13을 참조하여 본 발명에 따른 수신기 (1320)는, 수신모듈 (1321), 전송모들 (1322), 프로세서 (1323), 메모리 (1324) 및 복수개의 안테나 (1325)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (1325)는 MIM0송수신을 지원하는 수신기 장치를 의미한다. 프로세서 (1323)는 수신기 (1320)의 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 (1320)는 Nt 개의 전송 안테나를 구비하는 송신기 (1310)로부터 프리코딩된 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 수신기 (1320)는 메모리 (1324)에 프리코딩 행렬의 선택에 이용되는 코드북을 저장할 수 있다. 수신기의 프로세서 (1323)는, 수신 모들 (1321)을 통하여 송신기 (1310)로부터 신호를 수신하도록 구성될 수 있다.또한,프로세서 (1323)는, 제 1PMI및 제 2PMI의 조합에 의해서 지시 (indicate)되는 프리코딩 행렬을 선택하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서 (1323)는, 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 수신된 신호에 프리코딩의 역처리를 수행하여 신호를 복원하도록 구성될 수 있다. 여기서, 제 1PMI 는 송신기 (1310)의 Nt 개의 안테나와 관련된 채널 방향을 나타내는 행렬들로 구성된 N 개 (N≥l) 의 행렬 그룹 중에서 하나의 행렬 그룹을 지시할 수 있다. 또한, 수신기가 이용하는 프리코딩 행렬은, 제 1PMI에 의해 지시되는 하나의 행렬 그룹에, 제 2 PMI에 의해 지시되는 행렬이 곱해짐으로써 선택될 수 있다.
수신기 (1320)의 프로세서 (1323)는 그 외에도 수신기 (1320)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (1324)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 13 을 참조하여 설명한 송신기 및 수신기의 구성에 있어서, 미리 정한
행렬들을 포함하는 코드북을 구성하는 방안으로서 전술한 본 발명의 다양한 예시들에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 도 13 에 대한 설명에 있어서 송신기는 기지국이고 수신기는 단말이 될 수 있고, 또는 송신기는 단말이고 수신기는 기지국이 될 수 있다. 또한, 송신기의 동작은 하향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 수신기의 동작은 하향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어 (fir隱 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 . ASICs(Appl ication Specific Integrated Circuits) , DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDsCDigi tal Signal Processing Devices) , PLDs( Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트를러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은
당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.