KR20150100648A

KR20150100648A - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR20150100648A
Application number: KR1020157013930A
Authority: KR
Inventors: 김영태; 김형태; 박한준; 김기준; 박종현
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2012-12-20
Filing date: 2013-12-10
Publication date: 2015-09-02
Also published as: US20150372732A1; US9407345B2; WO2014098399A1

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하는 단계를 포함하며, 제 1 PMI 및 제 2 PMI 의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며, 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.

Description

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치{EFFICIENT FEEDBACK TRANSMISSION METHOD IN MULTI-ANTENNA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE FOR SAME}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나(4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.

다중 안테나 시스템 기반의 셀룰러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍(beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신호(Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북(codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.

이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬(spatial channel matrix)(혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 행렬(혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.

여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며, Nr 은 수신 안테나 개수, Nt 는 송신 안테나 개수, r 은 수신 안테나의 인덱스, t 는 송신 안테나의 인덱스, i 는 OFDM(또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k 는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

h _r,t(i,k) 는 채널 행렬 H(i,k)의 요소(element)로서, i 번째 심볼 및 k 번째 부반송파상에서의 r 번째 채널 상태 및 t 번째 안테나를 의미한다.

또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬(spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R 로 나타낼 수 있다.

이고, 여기서 H 는 공간 채널 행렬을, R 은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균(mean)을 의미하며, i 는 심볼 인덱스, k 는 주파수 인덱스를 의미한다.

특이값 분해(SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H 를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 m×n 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H 는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.

여기서 U, V 는 유니터리 행렬(unitary matrix)들을 나타내며, Σ는 음이 아닌 특이값을 포함하는 m×n 대각행렬이다. 특이값은

이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다룰 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.

행렬 H 가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때, H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때, H 의 특이값과 특이벡터는 H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. H 의 특이값과 특이벡터는 H 의 고유값과 고유벡터와 같아진다. 한편 고유값 분해(EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다(여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다).

여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다. HH^H 의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U 와 V 중 U 의 정보를 알 수 있으며, H^HH 의 특이값 분해를 통해 V 의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIMO(Multi User-MIMO)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송,수신단 각각 빔포밍(beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T 와 W 를 통해 나타내면, 빔포밍(beamforming)이 적용된 채널은 THW = TU(Σ)VW 로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U 를 기준으로 송신 빔은 V 를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.

일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution), LTE-Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1 과 같이 채널의 롱-텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환(transform)하는 것이다.

여기서, W 는 숏-텀(short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며, R 은 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬이고, norm(A) 은 행렬 A 의 각 열(column) 별로 norm 이 1 로 정규화(normalization)된 행렬을 의미하고, W' 은 기존 코드북 W 를 채널 행렬 H , 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬 R 및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코드북이다.

또한, 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인 R 은 다음 수학식 2 와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인 R 은 특이값 분해(singular value decomposition)에 의해 VΛV^H 로 분해(decomposition) 되며, V 는 Nt x Nt 유니터리(unitary) 행렬이며 V_i를 i 번째 열 벡터로 가진다. Λ 는 σ _i 를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬, V^H 는 V 의 허미션(hermitian) 행렬이다. 그리고 σ _i,v_i 는 각각 i 번째 특이값(singular value)과 그에 상응하는 i 번째 특이 열(singular column) 벡터를 의미한다(σ ₁≥σ ₂≥...≥σ _Nt).

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법은, 제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하는 단계를 포함하며, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인, 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 단말은, 무선 주파수 유닛(Radio Frequency Unit); 및 프로세서(Processor)를 포함하며, 상기 프로세서는, 제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하도록 구성되며, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.

본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3 은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 4 은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 5 는 채널 상태의 주기적 보고를 설명하기 위한 도면이다.
도 6 는 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 7 은 교차 편파 안테나(Cross-polarization antenna)를 설명하기 위한 예시이다.
도 8~9 는 교차 편파 안테나(Cross-polarization antenna)에서 본 발명을 적용하기 위한 예시이다.
도 10 은 채널 상태의 주기적 보고 모드에 본 발명을 적용하는 예시이다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE 의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.

이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함), LTE-Advanced(이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS 는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7 과 Release 8 을 참조할 수 있다.

도 1 을 참조하면, E-UMTS 는 단말(User Equipment, UE)과 기지국(eNode B; eNB), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.

한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청(Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을 알려준다.

또한, 상향링크(Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network, CN)은 AG 와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.

무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE 까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.

최근 3GPP 는 LTE 에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz 의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며, 이를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이션 또는 대역폭 어그리게이션(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리어(component carrier)를 이용하여 전송된다.

도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.

무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.

도 2 를 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.

하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.

심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.

송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나(130)를 통해 단말로 전송된다.

단말(110)에서, 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정 하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.

또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.

단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공한다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나(135)를 통해 기지국(105)으로 전송된다.

기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 안테나(130)를 통해 를 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.

프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.

단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은, 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3 개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE 와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.

본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국(또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고, 협력 다중 전송 포인트(coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국(또는 셀)은 앵커 기지국(또는 셀)(anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.

다중 안테나 시스템

이하 MIMO 시스템에 대하여 설명한다. MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선 통신 시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO 를 '다중 안테나'라 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일 안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도가 도 3 에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 N_T 개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R 개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o 라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 3 과 같이 최대 전송 레이트 R_o에 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 R_i는 N_T와 N_R 중 작은 값이다.

예를 들어, 4 개의 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4 배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3 에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, N_T 개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T 개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 4 와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보

에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을

라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 5 와 같다.

또한,

를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 6 과 같다.

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 N_T 개의 송신신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 7 과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 w _ij는 i 번째 송신안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

일반적으로, 채널 행렬의 랭크의 물리적인 의미는, 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행(row) 또는 열(column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로, 행렬의 랭크는 행(row) 또는 열(column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H 의 랭크(rank(H))는 수학식 8 과 같이 제한된다.

또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전송 스트림(Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 랭크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서, 채널 행렬이 H 는 아래 수학식 9 과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.

한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 혼합(Hybrid)된 형태도 가능하다.

이하, 채널 상태 정보(channel state information, CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 상태 정보 없이 운용되는 개루프(open-loop) MIMO 와 채널 상태 정보에 기반하여 운용되는 폐루프(closed-loop) MIMO 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히, 폐루프 MIMO 에서는 MIMO 안테나의 다중화 이득(multiplexing gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부터 얻기 위해, 단말에게 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 할당하여 하향링크 신호에 대한채널 상태 정보(CSI)를 피드백 하도록 명령한다.

CSI 는 RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선, RI 는 상술한 바와 같이 채널의 랭크 정보를 나타내며, 단말이 동일 주파수-시간 자원을 통해 수신할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한, RI 는 채널의 롱텀 페이딩(long term fading)에 의해 결정되므로 PMI, CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으로 피드백 된다.

두 번째로, PMI 는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의 메트릭(metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸다. 마지막으로, CQI 는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI 를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR 을 의미한다.

LTE-A 표준과 같은 보다 진보된 통신 시스템에서는 MU-MIMO (multi-user MIMO)를 이용한 추가적인 다중 사용자 다이버시티(multi-user diversity)를 얻는 것이 추가되었다. MU-MIMO 에서는 안테나 도메인에서 다중화되는 단말들 간의 간섭이 존재하기 때문에, CSI 의 정확성 여부는 CSI 를 보고한 단말뿐만 아니라, 다중화되는 다른 단말의 간섭에도 큰 영향을 미칠 수 있다. 따라서, MU-MIMO 에서는 SU-MIMO 에 비하여 보다 정확한 CSI 보고가 요구된다.

이에, LTE-A 표준에서는 최종 PMI 를 롱텀(long term) 및/또는 광대역(WB, wideband) PMI 인 W1 와 숏텀(short term) 및/또는 서브밴드(SB, sub-band) PMI 인 W2 둘로 나누어 설계하는 것으로 결정되었다.

상기 W1 및 W2 정보로부터 하나의 최종 PMI 를 구성하는 구조적 코드북 변환(hierarchical codebook transformation) 방식의 예시로 아래 수학식 10 과 같이 채널의 롱텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용할 수 있다.

수학식 10 에서 W2 는 숏텀 PMI 로서, 숏텀 채널 상태 정보를 반영하기 위해 구성된 코드북의 코드워드이고, W 은 최종 코드북의 코드워드(다른 말로, 프리코딩 행렬)이며, norm(A)은 행렬 A 의 각 열의 노름(norm)이 1 로 정규화(normalization)된 행렬을 의미한다.

기존 W1 과 W2 의 구체적인 구조는 다음 수학식 11 과 같다.

여기서, N_T는 송신 안테나의 개수를 나타내고, M 은 행렬 X_i 의 열의 개수로서 행렬 X_i 에는 총 M 개의 후보 열벡터가 있음을 나타낸다.

,

는 M 개의 원소 중 각각 k 번째, l 번째, m 번째 원소만 1 이고 나머지는 0 인 열벡터로서 Xi 의 k 번째, l 번째, m 번째 열벡터를 나타낸다. α_j, β_j 및 γ_j 는 모두 단위 노름(unit norm)을 갖는 복소 값으로서, 각각 행렬 X_i 의 k 번째, l 번째, m 번째 열벡터를 골라낼 때 이 열벡터에 위상 회전(phase rotation)을 적용함을 나타낸다. i 는 0 이상의 정수로서 W1 을 지시하는 PMI 인덱스를 나타낸다. j 는 0 이상의 정수로서 W2 를 지시하는 PMI 인덱스를 나타낸다.

수학식 11 에서 코드워드의 구조는 교차 편파 안테나(cross polarized antenna)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우, 예를 들어, 통상 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우, 발생하는 채널의 상관관계(correlation) 특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 경우 안테나를 수평 안테나 그룹(horizontal antenna group)과 수직 안테나 그룹(vertical antenna group)으로 구분 할 수 있는데, 각 안테나 그룹은 ULA(uniform linear array) 안테나의 특성을 가지며, 두 안테나 그룹은 공존(co-located)한다.

따라서 각 그룹의 안테나 간 상관관계는 동일한 선형 위상 증가(linear phase increment) 특성을 가지며, 안테나 그룹 간 상관관계는 위상 회전(phase rotation)된 특성을 갖는다. 결국, 코드북은 채널을 양자화(quantization)한 값이기 때문에 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 설명의 편의를 위해 상기 상술한 구조로 만든 랭크 1 코드워드를 아래 수학식 12 와 같이 예시할 수 있다.

위 수학식 12 에서 코드워드는 N _T(송신안테나의개수)×1 벡터로 표현되고, 상위 벡터 X _i(k) 와 하위 벡터 α_j X _i(k) 로 구조화 되어있으며, 각각은 수평 안테나 그룹과 수직 안테나 그룹의 상관관계 특성을 보여준다. X _i(k) 는 각 안테나 그룹의 안테나 간 상관관계 특성을 반영하여 선형 위상 증가 특성을 갖는 벡터로 표현하는 것이 유리하며, 대표적인 예로 DFT 행렬을 이용할 수 있다.

코드북 기반 프리코딩 기법

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단(예를 들어, 단말)이 송신단(예를 들어, 기지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.

미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

도 4 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 4 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*U^H = I 와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

예를 들어, 다음의 표 1 은 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 2 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.

상기 표 2 에서,

는

와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s} 로 얻어진다. 이 때, I 는 4×4 단일행렬을 나타내고 u _n는 표 2 에서 주어지는 값이다.

상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7 개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6 개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.

위와 같은 코드북은 상수 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0' 을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이

으로 구성되는 특성을 의미한다.

상기 표 2 에서,

는

으로 구성되는 특성을 의미한다.

피드백 채널 구조

기본적으로, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH 의 경우 주기적(periodic)으로 채널 정보를 피드백 하고, PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.

도 5 는 LTE-A 시스템에서 논의 중인 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다. 기지국이 8 개의 전송 안테나를 갖을 때 Mode 2-1 의 경우 1-비트 지시자인 PTI(Precoder Type Indication) 파라미터를 설정하며, PTI 값에 따라, 도시한 바와 같이 두 가지 형태로 세분화된 주기적 보고 모드를 고려하고 있다. 도면에서, W1 과 W2 는 수학식 10~11 을 참조하여 설명한 계층적 코드북을 나타낸다. W1 과 W2 가 모두 정해져야 이들을 결합하여 완성된 형태의 프리코딩 행렬 W 가 결정된다.

도 5 를 참조하면, 주기적 보고의 경우, Report 1, Report 2, Report 3 에 해당하는 서로 다른 내용의 보고가 서로 다른 반복 주기에 따라 보고된다. Report 1 은 RI 와 1-비트 PTI 값을 보고한다. Report 2 는 WB(WideBand) W1 (PTI=0 일 때) 또는 WB W2 및 WB CQI (PTI=1 일 때)를 보고한다. Report 3 은 WB W2 및 WB CQI (PTI=0 일 때) 또는 SB(Subband) W2 및 SB CQI (PTI=1 일 때)를 보고한다.

Report 2 와 Report 3 은 서브프레임 인덱스가 (10*n_f+floor(n_s/2)-N _{오프셋,CQI}) mod (N_C)=0 를 만족하는 서브프레임(편의상, 제 1 서브프레임 세트로 지칭)에서 전송된다. N _{오프셋,CQI}는 PMI/CQI 전송을 위한 오프셋 값에 해당한다. 또한, N_c 는 인접한 Report 2 또는 Report 3 간의 서브프레임 간격을 나타낸다. 도 5 는 N _{오프셋,CQI}=1 및 N_c=2 인 경우를 예시하며, 제 1 서브프레임 세트는 홀수 인덱스를 갖는 서브프레임들로 구성된다. n_f는 시스템 프레임 번호 (또는 무선 프레임 인덱스)를 나타내고, n_s 는 무선 프레임 내에서 슬롯 인덱스를 나타낸다. floor()는 내림 함수를 나타내고, A mod B 는 A 를 B 로 나눈 나머지를 나타낸다.

제 1 서브프레임 세트 내의 일부 서브프레임 상에 Report 2 가 위치하고, 나머지 서브프레임 상에 Report 3 가 위치한다. 구체적으로, Report 2 는 서브프레임 인덱스가 (10*n_f+floor(n_s/2)-N _{오프셋,CQI}) mod (H*N_c)=0 를 만족하는 서브프레임 상에 위치한다. 따라서, H*N_c 의 간격마다 Report 2 가 전송되고, 인접한 Report 2 사이에 있는 하나 이상의 제 1 서브프레임들은 Report 3 전송으로 채워진다. PTI=0 일 경우 H=M 이고, M 은 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. 도 5 는 M=2 인 경우를 예시한다. PTI=1 일 경우 H=J*K+1 이고, K 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해지며, J 는 BP(bandwidth part)의 개수이다. 도 5 는 J=3 및 K=1 인 경우를 예시한다..

Report 1 은 서브프레임 인덱스가 (10*n_f+floor(n_s/2)-N _{오프셋,CQI}-N _오프셋,RI) mod (M_RI*(J*K+1)*N_c)=0 을 만족하는 서브프레임에서 전송되며, M_RI 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. N _오프셋,RI는 RI 를 위한 상대 오프셋 값을 나타내며, 도 5 는 M_RI=2 및 N _오프셋,RI=-1 인 경우를 예시한다. N _오프셋,RI=-1 에 의해, Report 1 과 Report 2 의 전송 시점이 서로 겹치지 않게 된다. 단말이 RI, W1, W2 값을 계산 시, 이들은 서로 연관되어 계산된다. 예를 들어, RI 값에 의존하여 W1 과 W2 가 계산되며, 또한 W1 에 의존하여 W2 가 계산된다. Report 1 에 이어 Report 2 및 Report 3 이 모두 보고된 시점에, 기지국은 W1 및 W2 로부터 최종 W 를 알 수 있게 된다.

확장된 안테나 구성(Antenna configuration)

도 6 는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.

도 6(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및/또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.

도 6(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성(Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.

한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 6(a) 및 도 6(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 6(c) 와 같이 이중-극성(dual-pole) (또는 크로스-극성(cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.

코드북 구조(codebook structures)

전술한 바와 같이, 미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.

미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.

Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 13 과 같이 정의 될 수 있다.

상기 수학식 13 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 14 는 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다

상기 수학식 14 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.

다음으로, 하우스홀더-기반(Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더-기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환(Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환(linear transformation)의 일종이며 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교(orthogonal) 행렬(Q)과 상삼각행렬(upper triangular matrix)(R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4×4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 15 과 같다.

하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4×4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 n×n 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋(column subset)을 이용하여 n 보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.

8 전송 안테나를 위한 코드북

확장된 안테나 구성(예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Information) 등의 채널상태정보(Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더(dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다.

이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIMO 전송, 단일사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자-MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.

8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서, 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU-MIMO 모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MU-MIMO 에 대해서, MU-MIMO 에 참여하는 단말들이 상관 영역(correlation domain)에서 구별되도록(separated) 하는 것이 바람직하다. 따라서, MU-MIMO 를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 벡터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 랭크-2 까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파(scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내(indoor) 환경 등)에서는, MIMO 전송 방식으로 SU-MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 랭크-2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중-레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MIMO 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성(낮은-상관, 높은-상관, Cross-polarization 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서, 낮은-상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나, 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은-상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.

한편, Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬(block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에, 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.

코드북 설계 기준은, 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 유한 알파벳, 적절한 코드북 크기, 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈-10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.

코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.

전술한 내용을 바탕으로, 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 전송 다이버시티(transmit diversity) 시스템을 사용할 때, 채널이 같은 방향으로 정렬(align)될 수 있게 효과적으로 그룹을 지어 피드백하는 방법을 제안한다. 본 발명은 특히 송신기가 능동 안테나 시스템(active antenna system: 이하 AAS)을 활용한 매시브 안테나(massive antenna)를 이용할 때 효과적이며, 대표적인 실시 예로서 셀룰러(cellular) 망에서 기지국과 사용자 단말의 하향 링크 통신에 활용될 수 있다.

본 발명에서는 수신단이 채널에 관한 정보를 송신단으로 피드백할 때, 채널 정보 또는 프리코딩 정보를 피드백하기 위하여 필요한 코드북 구조를 제안한다. 레거시 LTE 시스템(Release-10 이하)을 예로 들면, 채널 정보는 CSI 로 정의되어 있고, CSI 중 프리코딩 정보인 PMI 가 코드북에서 선택되어 피드백하는 구조를 가진다. 이하에서는, 설명의 편의를 위하여 레거시 LTE 시스템은 Release-10 이하의 무선 통신 시스템으로 정의한다.

레거시 LTE 시스템에서 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북은 두 개의 파라미터에 의해 코드워드를 선택하게 되어 있으며, 각각의 파라미터는 필요에 따라 개별적으로 선택될 수 있다. 예를 들어, 첫 번째 파라미터는 롱-텀(long term) 채널을 나타내기 위해 선택되고, 두 번째 파라미터는 숏-텀(short term) 채널을 나타내기 위해 선택되여 최종 코드워드가 생성될 수 있으며, 또는, 두 파라미터를 모두 롱-텀(long term) 채널을 나타내기 위해 사용될 수도 있다.

3GPP LTE 표준 Release-10 상에는, LTE 시스템에서 이용되는 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북의 PMI 가 아래의 표 3 내지 표 10 과 같이 정의되어 있다. 표 3 내지 표 10 에서 φ _n과 v _m의 값은 수학식 16 과 같이 주어진다.

여기서, 첫 번째 PMI 파라미터 i ₁ 은 i ₁∈ {0,1,...,f(υ)-1}에서 선택되며, 두 번째 PMI 파라미터 i ₂ 은 i ₂∈ {0,1,...,g(υ)-1}에서 선택된다. RI(Rank Indicator)가 υ 인 경우, PMI 를 위한 파라미터들인 i ₁ , i ₂ 가 지칭(indices)하는 코드워드(PMI)는 표 3 내지 표 10 가운데 υ 에 대응하는 표에 나타나 있다. 각각의 랭크(rank)에 따라 f(υ) ∈ {16,16,4,4,4,4,4,1}와 g(υ) ∈ {16,16,16,8,1,1,1,1}의 값이 정의된다.

표 3 은 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 1-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 4 는 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 2-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 5 는 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 3-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 6 은 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 4-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 7 은 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 5-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 8 은 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 6-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 9 는 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 7-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 10 은 8 개의 안테나 포트(즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 8-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

상술한 8 개의 안테나 포트(AP)를 위한 코드북에서, 수학식 16 의 φ _n은 교차 편파(cross polarization) 안테나를 위해서 위상(phase)을 조절하는 역할을 하게 된다. 즉, 도 7 을 참조하여 교차 편파 안테나에 대하여 설명하면, 안테나 포트를 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 이라고 하고, 도 7 과 같이 1 번 포트와 5 번 포트가 교차(cross)되어 있고, 2 번 포트와 6 번 포트가 교차되어 있고, 3 번 포트와 7 번 포트가 교차되어 있고, 4 번 포트와 8 번 포트가 교차되어 있다고 가정한다. 이러한 경우, 1, 2, 3, 4 번 포트들과 5, 6, 7, 8 번 포트들 사이에 위상 조정은 φ _n에 따라 이루어진다.

또한, 도 7 에서 1, 2, 3, 4 번 포트들 사이의 위상 조절 및 5, 6, 7, 8 번 포트들 사이의 위상에 대한 조절은 상기 수학식 16 에서 v _m 에 의하여 조절된다. 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북에서 상술한 위상 조절을 위한 코드워드는 차원(Dimension)이 4 인 행렬(matrix)에서 오버 샘플링(oversampling)을 8 로 택한 DFT 행렬에서 선택된다.

따라서, 표 3 내지 표 10 과 같이 설계된 코드북에서 i ₁은 g(υ) 개의 코드워드들을 동시에 지칭하게 되고, 한 개의 최종 코드워드가 아닌 다수의 코드워드를 지칭함으로써, 현재 채널에 대한 개략적인 정보만을 포함한다. 예를 들어, 랭크(rank)=1 인 경우, 표 3 에 나와 있듯이 i ₁은 16 개의 최종 코드워드들을 가리키게 되고, i ₂는 이러한 16 개 중 1 개의 최종 코드워드를 가리키게 된다. 따라서, 이러한 두 개의 파라미터에 의한 코드북에서는 i ₁ 을 피드백을 할 때, 광대역(wideband)를 기준으로 계산되고, i ₂를 피드백할 때는 서브밴드(subband)를 기준으로 계산될 수 있다. 이러한 경우, 광대역을 기준으로 계산한 i ₁에 대한 피드백량이, 각각의 서브밴드를 기준으로 i ₁을 계산하는 경우보다, 피드백 오버헤드가 현저히 감소될 수 있다.

각 시스템 대역폭마다 각각 피드백을 위한 서브밴드의 개수가 설정되어 있으며, 이에 따라 PMI 를 서브밴드마다 피드백해주는 경우(즉, PMI 피드백 타입이 서브밴드 PMI(subband PMI)인 보고 모드(reporting mode))에는 서브밴드의 개수에 따라 피드백 오버헤드가 변하게 된다. 만약, 서브밴드의 개수를 N 이라 하면, PMI 에 대한 오버헤드는 B ₁+ NB ₂가 된다. 여기서, B ₁과 B ₂는 PMI 를 위한 두 파라미터 i ₁ 과 i ₂를 피드백할 때 필요한 각각의 피드백 비트(bits) 수를 의미한다.

즉, 서브밴드의 개수가 늘어나면, 전체적인 오버헤드는 B ₂의 크기에 대응하여 결정된다. 현재 LTE 시스템에서는 최대 14 개의 서브밴드를 가지게 되는데, 이를 감안하면, B ₂의 비트수에 따라 많은 양의 피드백 오버헤드를 갖게 됨을 알 수 있다.

따라서, 본 발명에서는 서브밴드의 개수에 따른 피드백 오버헤드를 감소시키기 위한 코드북을 제안한다.

먼저, 레거시 LTE 시스템(3GPP LTE Release-10 이하의 무선 통신 시스템)에서 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북을 일반적인 안테나 포트를 가진 코드북으로 확장 적용시키는 방안을 고려할 수 있다. 즉, 표 3 내지 표 10 에서 나타나듯이 랭크(rank)=3 이상인 경우에는, 랭크(rank)=1 과 랭크(rank)=2 일 때에 비해 피드백 양이 적다.

그러므로, 본 발명에서는 상대적으로 피드백 양이 많은 랭크(rank)=1 과 랭크(rank)=2 일 때 적용되는 경우를 살핀다. 먼저, 8 개 안테나 포트를 고려한 코드북에서 랭크(rank)=1 과 랭크(rank)=2 일 때의 코드북을 안테나 포트 개수에 따라 일반적으로 확장 적용하면, 각각 표 11 및 표 12 와 같이 정의될 수 있다.

표 11 은 본 발명에 따른 1-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 12 는 본 발명에 따른 2-레이어 채널 상태 정보 보고(CSI reporting)를 위한 코드북이다.

표 11 및 표 12 에서 φ _n과 v _m의 값은 안테나 포트의 개수에 따라 이하 수학식 17 에 따르게 된다.

수학식 17 에서 A 의 값은 전송 안테나 포트의 개수(즉, N _t)와 오버샘플링(oversampling)의 값(즉, a )에 따라 수학식 18 과 같이 주어진다.

표 11 및 표 12 에서는 a 의 값은 8 로 고정되어 있고, L 의 값은 수학식 19 와 같은 경우를 나타낸다.

표 11 및 표 12 에서 L 은 코드북에서 i ₁의 사이즈를 의미한다. 나아가, 오버샘플링의 값이 8 이 아닌 다른 a 의 값을 가지는 경우에도, 본 발명에서 제안하는 코드북이 적용될 수 있다. 여기서, B ₁의 값은 (표 11 과 표 12 에서 나타나듯이)

비트(bit)로 설정 된다.

따라서, B ₁의 값은 안테나 포트의 개수의 log 값에 선형적으로 증가되나, B ₂의 값은 안테나 포트의 개수에 관계없이 4 비트(bit)의 값으로 설정된다. 따라서, 랭크(rank)=1 인 경우, B ₂의 2 비트(bit)는 상술한 교차 편파(cross polarization) 안테나의 위상을 조절하기 위해 사용되고, 나머지 2 비트(bit)는 DFT 코드워드 4 개에서 1 개를 선택하기 위하여 사용하게 된다. 랭크(rank)=2 인 경우, B ₂의 1 비트(bit)는 교차 편파(cross polarization) 안테나의 위상을 조절하기 위해 사용되고, 나머지 3 비트(bit)는 DFT 코드워드 8 개에서 1 개를 선택하기 위하여 사용된다.

또한, 본 발명에서는 B ₂의 값을 고려하여, 서브밴드 별로 PMI 를 피드백하는 경우, 서브밴드 개수에 의해 증가되는 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 낮추는 코드북을 제안한다.

표 13 은 본 발명에서 제안하는 랭크(rank)=1 인 경우 B ₂의 값을 고려하여, 서브밴드 별로 PMI 를 피드백시 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 감소시키는 코드북을 나타낸다.

즉, 표 13 을 참조하면, B ₁의 값은 표 11 의 코드북에 비해 1 비트가 많고, B ₂의 경우에는 반대로 1 비트가 적다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 코드북은 co-phase 에 사용되었던 i ₂의 피드백 1 비트를 i ₁에 추가시켜 사용되는 특징을 가진다.

도 8 을 참조하여, 본 발명에 따른 서브밴드의 PMI 를 피드백 하는 경우 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 감소시키는 코드북에 대하여 구체적으로 설명한다. 수신단은 i ₁" 에 의해 교차 편파 안테나(cross polarization antenna)를 위한 co-phase 를 위한 파라미터인 φ _n'의 값을 1 또는 -1 로 선택하여 피드백하고, i ₂에 의해 φ _n의 값을 1 또는 j 로 선택하여 피드백할 수 있다. 따라서, 최종적으로 선택된 co-phase 값은 '1' , 'j' , '-1' , '-j' 의 값 중 1 개의 값을 지시하게 된다. 구체적으로, i ₁" 에 의해 선택된 값이 '1' 인 경우에는 최종 값 '1' 또는 'j' 를 지시하게 되고(도 8 에서 점 α ₁, α ₂), '-1' 인 경우에는 최종 값 '-1' 또는 '-j' 를 지시하게 된다(도 8 에서 점 α ₃ , α ₄). 따라서, i ₁" 를 이용하여 수신단은 대략적인 co-phase 를 위한 값을 피드백하고, i ₂에 의해 더 정확한 값을 선택하여 전송할 수 있다.

또는, 본 발명에서 제안하는 랭크(rank)=1 인 경우, 서브밴드 별로 PMI 를 피드백시 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 감소시키는 코드북은 표 14 와같이 정의될 수 도 있다.

표 14 에서 나타나듯이 B ₁의 값은 표 11 의 코드북에 비해 2 비트가 많고, B ₂의 경우에는 반대로 1 비트가 적다. 즉, 표 14 에서 나타난 코드북은 표 13 의 코드북에 비해 B ₁에 대한 피드백 오버헤드가 1 비트가 더 증가되어 있다. 증가된 비트는 광대역(wideband)에서 co-phase 를 위해 선택되는 값의 범위를 증가시킬 수 있다.

도 8 을 참조하여 표 14 에 따른 코드북을 설명하면, 실제 채널의 위상차가 0 도에서 90 도 사이에 있을 경우, 수신단은 φ _n'의 값을 1 로 선택을 할 수 있다. 그런 뒤 채널의 변화에 따라 φ _n의 값을 1 또는 j 로 선택할 수 있다. 그러나, 표 13 에서 제안하는 코드북의 경우, 채널의 위상이 90 도에서 180 도 사이에 있을 경우, φ _n'의 값을 선택하는데 문제가 있을 수 있다. 특히, 135 도 근처에 채널이 놓일 경우(도 8 에서 대각선 근처), φ _n'의 값을 1 또는 -1 을 선택하더라도 채널은 선택한 영역과는 다른 영역(도 8 에서 점선을 기준으로 α ₁, α ₂가 있는 영역과 α ₃ , α ₄가 있는 영역으로 구분 가능)으로 옮겨갈 가능성이 높다. 따라서, 이 문제를 해결하기 위하여, 본 발명에서는 표 14 와 같이 φ _n'의 값을 {1,j,-1,-j}에서 선택할 수 있다. 이 경우, φ _n'의 값이 1 인 경우에는 최종 위상 값이 1 또는 j 임을 의미하고, φ _n'의 값이 j 인 경우에는 최종 위상 값이 j 또는 -1 임을 의미하고 φ _n'의 값이 -1 인 경우에는 최종 위상 값이 -1 또는 -j 임을 의미하고 φ _n'의 값이 -j 인 경우에는 최종 위상 값이 -j 또는 1 임을 의미한다. 따라서, 위상값이 135 도 근처인 경우, φ _n'의 값을 j 로 선택하여, 제기되었던 문제점을 해결할 수 있다.

또한, 랭크(rank)=2 인 경우, 본 발명에서는 서브밴드의 PMI 를 피드백할 때의 피드백 오버헤드(feedback overhead)를 감소시키기 위하여 표 15 와 같은 코드북을 제안한다.

표 15 에서 보면 알 수 있듯이, B ₁의 값은 표 12 의 코드북에 비해 1 비트(bit)가 많고, B ₂의 경우에는 반대로 1 비트가 적다. 표 15 와 같이 정의된 코드북에서는 co-phase 에 사용되었던 i ₂의 피드백 1 비트를 i ₁에 추가시켜 사용하도록 정의된다. 랭크(rank)=2 인 경우, co-phase 를 위해 사용하는 피드백은 모두 1 비트뿐이기 때문에 i ₁을 통해 모든 co-phase 를 위한 값이 선택되고 피드백될 수 있다.

따라서, 본 발명에서 제안하는 코드북은 서브밴드마다 PMI 를 피드백할 경우, 피드백 오버헤드를 감소시키는 장점을 가진다. 즉, 광대역(Wideband)을 위해 i ₁의 값을 피드백하고, 서브밴드마다 i ₂의 값을 피드백한다고 가정하면, 상술한 바와 같이 PMI 에 대한 오버헤드는 B ₁+ NB ₂에 따른다. 그러나, 본 발명에 따르면, 광대역(wideband)을 위한 피드백 량은 1 비트가 증가하나, 서브밴드를 위한 피드백 량은 N 비트가 감소된다. 따라서, 전체 피드백 량은 랭크(rank)=1 일 때, 표 13 에서 정의된 코드북을 이용하는 경우 N - 1 , 표 14 에서 정의된 코드북을 이용하는 경우 N - 2 비트만큼 감소하게 된다. 나아가, 본 발명에 따르면, 서브밴드의 개수가 많을수록, 감소되는 피드백 오버헤드 량도 증가하게 된다.

상술한 본 발명의 실시예들은, 피드백마다 co-phase 값이 서로 독립적인 경우를 가정하였다. 즉, 본 발명에 따르면, 수신단은 피드백마다 이전에 보냈던 피드백을 고려하지 않은 채, 각각의 피드백에 대하여 co-phase 값에 관한 새로운 피드백 값을 전송한다.

이하에서는, 상술한 본 발명에 추가적으로 적용될 수 있는, 피드백 값 전송시 이미 전송된 피드백 값에 기반하여 수정된 피드백 값을 전송할 수 있도록 정의된 코드북에 대하여 설명한다. 먼저, 상술한 코드북(즉, 표 11 내지 15 에서 정의된 코드북)상에 정의된 φ _n= e ^jπn/2을 수신단이 피드백해야 할 co-phase 값이라 가정한다. 그리고, 이 값을 피드백하기 위해 본 발명에서는 i ₁, i ₂ 두 개의 파라미터가 이용된다고 가정하면, 상기 두 개의 파라미터를 구성하는 일부분에 co-phase 를 나타내는 파라미터 α ₁ , α ₂이 포함되어 구성될 수 있다. 즉, 수신단이 i ₁, i ₂를 피드백하는 경우, 송신단은 피드백을 통하여 i ₁, i ₂ 파라미터를 구성하는 일 부분인 α ₁ , α ₂에 대한 정보를 알 수 있다.

보다 구체적으로 설명하면, 상술한 α ₁ 은 스텝 사이즈(step size)를 나타내며, α ₂는 방향을 나타낸다. 두 파라미터 모두 위상값에 대한 정보이기 때문에, α ₁∈[0,2π] 이고, α ₂는 방향성, 예를 들어 '시계방향' 인지 또는 '반시계방향' 인지 여부를 나타낸다.

도 9 을 참조하여 본 발명의 일 실시예를 설명하면, 수신단은 α ₁을 co-phase 값에 대한 기준점으로 설정한다. 먼저, 수신단은 α ₁에 대한 정보를 π/4 로 피드백한 뒤, α ₂에 대한 정보는 '반시계방향' 을 피드백한다. 따라서, 송신단(예, 기지국)은 현재 co-phase 값이 반 α ₂지점으로 판단한다.

여기서, 수신단은 α ₁에 대한 정보를 π/2 로 피드백한 뒤, α ₂에 대한 정보는 '시계방향' 을 피드백한다. 이 경우, 송신단(예를 들어, 기지국)은 현재 받은 α ₁ , α ₂를 이전 지점 α ₂에 기반하여 적용한다. 따라서, 송신단은 현재 co-phase 값을 α ₃지점으로 파악한다. 만약, 수신단이 α ₁의 값은 피드백받지 않은 채 α ₂만 피드백하게 되는 경우, 송신단은 α ₁은 이전 α ₁값으로 판단하고, 새로이 받은 '시계방향' 의 α ₂를 적용하여, 현재의 co-phase 값이 α ₄지점으로 결정할 수 도 있다. 나아가, co-phase 값에 대한 기준점(즉, α ₁)으로 설정될 수 있는 값들의 집합 혹은 리스트 등의 정보는 미리 송수신단에 공유될 수 있으며, 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링) 을 통해 송신단이 수신단에게 알려줄 수도 있다.

상술한 본 발명의 코드북은 현재의 LTE 시스템(즉, 3GPP LTE release-10 이하)에서 비주기적(aperiodic) 피드백인 PUSCH mode 에서의 피드백에 대하여 설명하였으나, 본 발명은 주기적(periodic) 피드백인 PUCCH mode 로 피드백이 수행되는 경우에도 적용될 수 있다.

도 10 은 8 개의 안테나를 고려한 현재 LTE 표준상(i.e. Release 10)의 PUCCH 피드백 모드 2-1 을 기반으로, 본 발명의 확장된 실시예를 보여준다. 도 5 와 같은 형태로 본 발명에 따라 피드백 되는 내용에 대하여 설명하며, 도 5 에서 상술한 내용과 중복되는 내용은 설명의 편의를 위하여 상술한 설명으로 대체한다.

도 10 에서 서브프레임 세트 내의 일부 서브프레임 상에 i ₁ 가 위치하고, 나머지 서브프레임 상에 i ₂가 위치한다. 구체적으로, i ₁는 서브프레임 인덱스가 현재 LTE 표준상의 PUCCH 피드백 모드 2-1 보다 1 비트가 증가된 파라미터에 ( B ₁)에 대응되는 서브프레임 상에 위치한다. 따라서, H' * N_pd 의 간격마다 i ₁가 전송되고, 인접한 i ₁ 사이에 있는 하나 이상의 서브프레임들은 i ₂ 전송으로 채워진다. PTI=0 일 경우 H' =M 이고, M 은 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. 도 10 은 본 발명에 따라 증가된 M=4 인 경우를 예시한다. PTI=1 일 경우 H=J*K+1 이고, K 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해지며, J 는 BP(bandwidth part)의 개수이다. 도 10 은 J=3 및 K=1 인 경우를 예시한다..

i ₁는 서브프레임 인덱스가 현재 LTE 표준상의 PUCCH 피드백 모드 2-1 보다 1 비트가 증가된 파라미터에( B ₁)에 대응되는 서브프레임에서 전송되며, M_RI 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. N _오프셋,RI 는 RI 를 위한 상대 오프셋 값을 나타내며, 도 10 는 M_RI=2 및 N _오프셋,RI=-1 인 경우를 예시한다. N _오프셋,RI=-1 에 의해, i ₁과 i ₂의 전송 시점이 서로 겹치지 않게 된다. 단말이 RI, W1, W2 값을 계산 시, 이들은 서로 연관되어 계산된다. 예를 들어, RI 값에 의존하여 W1 과 W2 가 계산되며, 또한 W1 에 의존하여 W2 가 계산된다. i ₁과 i ₂이 모두 보고된 시점에, 기지국은 W1 및 W2 로부터 최종 W 를 알 수 있게 된다.

따라서, PUCCH 피드백에서는 서브밴드 PMI 는 없으나, i ₁, i ₂에 대한 광대역 PMI 를 중심으로 사용가능하다. 특히, co-phase 를 이전 phase 값을 고려해서 피드백하도록 적용되는 경우, 도 10 에서 같은 PUCCH 피드백 모드에서 시간에 따라 co-phase 를 수정해나갈 수 있다는 장점이 있다.

본 발명의 실시예에 따른 레거시 LTE 시스템(즉, 3GPP LTE release-10 이하)에서 사용하는 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북은 공통-극성 안테나(co-polariztion antenna)와 크로스-극성 안테나(cross-polarization antenna)에 모두 적용될 수 있다. 즉, 표 3 내지 표 15 에서 정의된 v _m의 값은, 벡터(vector) 내 원소들의 위상들이 선형적으로 증가하는 공통-극성 안테나(co-polarization antenna)의 특성을 가지고 있고, φ _n 의 값은 크로스-극성 안테나(cross-polarization antenna)에서 수직 안테나(vertical antenna)들과 수평 안테나(horizontal antenna)들 간의 위상 차를 나타내기 위한 텀(term)으로 정의된다.

그러나, 본 발명의 표 3 내지 표 15 에 정의된 코드북은 공통 극성 안테나(co-polarization antenna)의 특성에 정확하게 부합하기 위하여 변형될 수 도 있다. 표 13 에서 최종 선택된 코드워드는 수학식 20 과 같은 형태를 가진다.

즉, 수학식 20 에서 v _m 부분은 벡터 내 원소들의 위상이 선형적으로 증가하여 공통-극성 안테나 특성을 유지하고 있으나, v _m과 φ _n v _m사이의 위상 차가 선형성을 깨뜨리는 구조를 생성하게 한다. 따라서, 최종 코드워드내의 선형성이 유지되지 못함으로 인하여 전체 시스템의 성능을 열화시킬 가능성이 있다.

따라서, 본 발명에서는 추가적으로 공통-극성 안테나의 선형적인 특성을 유지하면서, 추가 피드백 오버헤드를 감소시키는 코드북을 제안한다.

즉, 본 발명에서 제안하는 코드북은 수학식 20 의 φ _n v _m을 일괄적으로

만큼 위상을 증가시켜 공통-극성 안테나 시스템(co-polarization antenna system)에 적합한 코드북으로 변환시킨다. 변환된 코드북은 변환시키면 수학식 21 과 같다.

수학식 21 과 같은 코드북의 경우, m 은 이미 i ₁에 의해 선택된 값이므로, X _m에 대한 추가 피드백은 없음을 알 수 있다. 표 11 과 표 12 에 수학식 21 과 같이 위상을 증가시키면, 표 16 및 표 17 과 같이 나타낼 수 있다.

표 16 은, 표 11 에 의하여 정의된 코드북을 공통-극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.

표 17 은, 표 12 에 의하여 정의된 코드북을 공통-극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.

또한, 표 13 내지 표 15 에 수학식 21 과 같이 위상을 증가시키면 표 18 내지 20 과 같이 나타낼 수 있다.

표 18 은, 표 13 에 의하여 정의된 코드북을 공통-극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.

표 19 는, 표 14 에 의하여 정의된 코드북을 공통-극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.

표 20 은, 표 15 에 의하여 정의된 코드북을 공통-극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.

표 16 내지 표 20 과 같이 정의된 코드북들은 공통-극성 안테나(co-polarization antenna)의 특성을 보다 바람직하게 반영하며, 추가적인 피드백이 없다는 장점을 가진다. 또한, 추가된 X _m의 값은 기존의 크로스-극성 안테나(cross-polarization antenna)를 위한 코드북의 성능을 열화시키지 않는다는 장점이 있다. 크로스-극성 안테나의 경우에서는 수평 안테나(horizontal antenna)와 수직 안테나(vertical antenna)간의 위상차를 φ _n이 아닌 φ _n X _m으로 나타내더라도, 장기간을 고려한 채널에서 큰 문제가 되지 않는다. 즉, 어떤 특정한 각도로 위상차가 설정되지 않고, 균등하게 분포되어 있기 때문에 X _m은 성능에 영향을 미치지 않는다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.

상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

상술한 바와 같은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법에 있어서,
제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하는 단계를 포함하며,
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며,
상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 하는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
, N _t 는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁ 은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
, N _t 는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁ 은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
, φ _n' 는 i ₁" 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나(cross polarization antenna)에 대한 co-phase 를 위한 파라미터, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
, φ _n' 는 i ₁" 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나(cross polarization antenna)에 대한 co-phase 를 위한 파라미터, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁ 은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
,
, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
,
, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
,
, φ _n' 는 i ₁" 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나(cross polarization antenna)에 대한 co-phase 를 위한 파라미터, N _t 는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
,
, φ _n' 는 i ₁" 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나(cross polarization antenna)에 대한 co-phase 를 위한 파라미터, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,
랭크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은

(여기서,
,
,
, N _t는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값, i ₁은 제 1 PMI, i ₂는 제 2 PMI, L 은 i ₁의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 단말에 있어서,
무선 주파수 유닛(Radio Frequency Unit); 및
프로세서(Processor)를 포함하며,
상기 프로세서는, 제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하도록 구성되며,
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며,
상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 하는,
단말.