KR20090017352A

KR20090017352A - 다중 안테나 시스템에서 피드백 방법 및 코드북 구성 방법

Info

Publication number: KR20090017352A
Application number: KR1020070082018A
Authority: KR
Inventors: 김재완; 임빈철; 정진혁
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2007-08-14
Filing date: 2007-08-14
Publication date: 2009-02-18
Also published as: WO2009022871A3; US20110096859A1; US8199853B2; KR101306713B1; WO2009022871A2

Abstract

본 문서는 다중 안테나 시스템에 있어서, 피드백 방법을 개시한다. 다중 안테나 시스템에 있어서 프리코딩 행렬 즉 코드북에 대한 정보 송신의 피드백 정보량을 줄일 수 있는 피드백 방법을 개시한다. 그 일 방법으로 하나의 코드북 내에 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하도록 구성할 수 있다.

또한, 본 문서에서는 프리코딩 행렬을 구성하는 기본 행렬을 주파수 축으로 확장하여 CDD 구조로서 이용하는 방법을 개시한다.

피드백, 코드북, 프리코딩 행렬, CDD

Description

다중 안테나 시스템에서 피드백 방법 및 코드북 구성 방법{Method for feedback and Method for configuring a codebook in multi antenna system}

본 문서는 다중 안테나 시스템에 관한 것으로 보다 구체적으로 다중 안테나 시스템에서 피드백 방법 및 코드북 (codebook) 구성 방법에 관한 것이다.

이하, 피드백 정보를 이용하여 프리코딩을 수행하는 다중 안테나 시스템을 설명한다.

도 1은 다중 안테나 시스템의 일례를 설명하기 위한 블록도이다.

도 1은 특히, 송신 단의 구조를 나타내는 블록도로서, 송신 단은 기지국 또는 단말기일 수 있다. 송신 단, 예를 들어 기지국에서, 수신 단으로 전송될 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림으로 채널 부호화기(101)로 입력된다. 상기 채널 부호화기(101)는 채널 부호화를 수행한다. 또한, 변조기(102)는 성상 매핑 (Constellation Mapping)을 수행하고, 이들 심볼화된 데이터들은 프리코딩 벡터(Pre-coding vector)에 의해 곱해지고 난 후, 각 안테나(104)로 전송된다.

한편, 수신 단으로부터는 프리코딩 행렬 정보가 피드백 된다. 상기 프리코딩 행렬은 피드백 정보에 의해 선택되는 것이 바람직하며, 제어기(105)는 수신 단으로 부터 피드백 되는 피드백 정보를 이용하여 사용자 또는 프리코딩 행렬들에 대한 선택을 수행한다.

3GPP LTE(Long Term Evolution)에 제안되고 있는 PARC(Per Antenna Rate Control), PSRC(Per Stream Rate Control), PU2RC(Per User Unitary Rate Control) 등의 기술 역시 도 1과 같은 구조로 구현될 수 있다.

3GPP LTE는, 폐 루프 다중 안테나 시스템으로서 프리코딩(Pre-coding) 방식이 도입되고 있다. 대표적으로는 PU2RC나 S-PUSRC(SIC-based Per User and Stream Rate Control) 등이 있다.

PU2RC의 경우, 프리코딩을 위한 유니터리(Unitary) 행렬로서 푸리에 기반을 사용하여 송신 안테나 수에 따른 행렬을 확장하여 사용하고 있다.

상기 수학식 1에서,

은 유니터리 프리코딩 벡터이고, M은 총 송신 안테나 개수, G는 프리코딩 행렬의 총 그룹 수이다. 또한, n과 g는 각각 n 번째 안테나 및 g 번째 그룹을 나타내며, n과 g를 이용하여 프리코딩 행렬을 특정할 수 있다. 또한, m은 m 번째 가상 빔 포밍(beam forming) 패턴을 의미한다.

그리고, S-PUSRC의 경우는 프리코딩 행렬로서 스위칭 빔 포밍 벡터를 사용하고 있다.

여기서, N은 안테나 소자 수,

는 프리코딩 벡터, k는 파장,

는 스티어링 방향,

는 이웃한 안테나 소자 간 거리이다.

종래의 프리코딩 방식을 이용하는 폐 루프(closed-loop) 다중 안테나 시스템은 크게 단독 사용자인 경우 단독 사용자를 위한 적어도 하나의 데이터 스트림을 전송하는 SDM (SDM: Space Division Multiplexing) 기법, 다중 사용자의 경우 다수의 사용자에 대해 특정한 빔을 통해 각각 데이터를 전송하는 SDMA (SDMA: Space Division Multiplexing Access) 기법, 그리고 특정한 빔을 형성하여 데이터를 전송하는 빔 포밍 기법 중 어느 하나를 지원할 수 있다. 이하, 상술한 3가지 기법을 각각 단독사용자 MIMO, 다중사용자 MIMO, 그리고 빔 포밍이라고 한다. 각각의 특징은 다음과 같다.

폐 루프 시스템에서, 단독 사용자 MIMO의 경우, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 피드백 하는 안테나 가중치의 데이터 양에 따라 정확도가 달라짐으로써 MIMO 성능이 좌우된다. 특히, 안테나 수가 4 이상일 때는 이에 따른 코드 북 크기가 커지 기 때문에 피드백 해야 하는 데이터 양도 많아진다.

다중 사용자 MIMO의 경우, 코드 북 설계 시 많은 프리코딩 행렬을 사용할 경우, 다중 사용자를 위한 그룹핑(grouping)이 어렵게 되어 MIMO 시스템 자체가 구성이 어려워지는 문제점이 있다.

마지막으로, 빔 포밍의 경우, 요구되는 안테나 간 간격이 MIMO 방식과는 상이하기 때문에 빔 포밍 방식과 MIMO 방식을 동일 전송 시스템에 동시에 수용할 수 없다는 문제가 있다.

폐 루프 시스템의 단독 사용자(Single user) MIMO의 경우, 단말에서 피드백 하는 안테나 가중치의 데이터 양에 따라 정확도가 달라짐으로써 MIMO 성능이 좌우된다. 특히, 송신 안테나 수가 4개 이상일 때는 이에 따른 코드북 크기가 커지기 때문에 피드백 해야 되는 데이터 양도 많아진다.

아울러, 코드 북을 설계하는 설계방식에 따라 수신성능에 크게 영향을 미친다. 따라서, 피드백 하는 데이터 양을 줄이면서도 성능이 우수한 코드 북 설계가 중요하다. 그리고, 수신 시 수신기의 복잡도도 MIMO 코드북 설계 시 중요한 요소 중의 하나이다.

기존 제안된 코드북 들이 상관도가 낮은 채널에서는 우수한 성능을 보이나 채널 상관도가 높을 때는 성능향상을 기대하기기 어렵게 설계되어 있다. 그리고 안테나 구조 및 간격에 따라서 상이한 성능을 보이는 경향이 있다.

또한, 코드 북 크기 확장 및 채널 상태 (랭크: Rank)에 따른 코드북에 따른 적응능력 (Adaptability)을 가지는 구조적인 (Systematic) 코드북 설계가 용이하지 않다는 문제점을 가지고 있다.

상술한 바와 같은 종래기술에 있어서 본 문서는 다중 안테나 시스템에서 피드백 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다. 또한, 다중 안테나 시스템에서 프리코딩 정보를 송수신하는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다. 아울러, 다중 안테나 시스템에서 코드북을 구성하는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다

상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 양태에 따른 다중 안테나 시스템에서 피드백을 수행하는 방법은 둘 이상의 랭크 (rank)에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북 (codebook) 에서 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대한 프리코딩 정보를 상기 송신 단으로 피드백 하는 단계 및 상기 프리코딩 행렬로 프리코딩이 수행된 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

여기서, 상기 코드북은 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 중 하나 이상에 대한 프리코딩 행렬을 하나 이상 포함할 수 있다. 또한, 상기 프리코딩 행렬은 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬 및 안테나 선택 행렬 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 상기 프리코딩 정보는 상기 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI: Pre-coding Matrix Index) 일 수 있다.

한편, 상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬에 위상 천이 행렬이 곱해질 수 있다. 또한, 상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬에 주파수 축으로 확장된 위상 천이 행렬이 곱해질 수 있다. 아울러, 상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬은 순환 지연 다이버시티 구조를 가질 수도 있다.

본 발명의 다른 실시 양태에 다중 안테나 시스템에서 코드북 (codebook) 을 구성하는 방법은, 둘 이상의 랭크(rank) 중 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 구성하는 단계 및 상기 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하도록 코드북을 구성하는 단계를 포함한다.

여기서, 상기 프리코딩 행렬은 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬 및 안테나 선택 행렬 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 또한, 상기 둘 이상의 랭크(rank) 중 하나는 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 중 하나가 될 수 있다.

본 문서에서 개시하는 다중 안테나 시스템에서 피드백 방법을 통해 보다 효율적으로 피드백 정보를 송신할 수 있다. 아울러, 본 문서에서 개시하는 시스템 효율을 최적화할 수 있다.

기존 코드북 구조에서는 프리코딩 행렬 인덱스 비트에다 랭크 적응을 위한 랭크 정보로서 별도의 2비트가 추가로 필요하기 때문에 전체적으로 2비트가 증가하게 된다. 하지만, 본 문서에서 개시하는 코드 북 구성은 랭크 적응을 위한 랭크 정보로서 별도의 2비트가 송신될 필요 없이, 프리코딩 행렬 인덱스에 랭크 적응을 위한 랭크 정보가 포함되므로, 랭크 적응을 위한 별도의 시그널링 오버헤드를 줄이는 효과가 기대된다.

또한, 본 문서에서 개시하는 것처럼, CDD와 동일한 방법으로 위상천이 행렬을 주파수 축으로 확장하는 경우 스케줄링을 통하여 코드 북에 필요한 이득을 얻을 수 있으며, 복잡도 면에서도 본 실시예에 경우 매우 단순한 이점을 가지고 있다. 다시 말해서, DFT 행렬 또는 안테나 선택 행렬을 기본 행렬로 구성한 코드북을 사용하고 이를 CDD와 결합하게 되면, 위상천이 행렬에 대한 주파수 축으로의 위상천이를 통해 현재의 채널에 적합한, 위상천이 값이 더하여진 코드북을 사용할 수 있다. 이로서 주파수 축 스케줄링을 통해 주파수 축 자원 할당을 수행할 수 있기 때문에 충분한 코드 북 이득을 획득할 수 있는 효과가 기대된다.

본 문서에서 개시하는 코드 북 구성에 있어서 DFT 또는 안테나 선택 행렬을 기본 행렬로 사용하면 랭크 적응을 위한 별도의 랭크 정보가 필요 없는 프리코딩 행렬 인덱스 정보로만 구성되는 코드 북 설계가 가능하여 진다. 따라서, 상술한 바와 같이 랭크 적응을 위한 별도의 랭크 정보를 피드백 하기 위해 별도의 시그널링 정보를 사용하는 오버헤드를 줄이는 장점을 가지게 된다. 또한, 코드북을 설계함에 있어서 기본 DFT 행렬 또는 안테나 선택 행렬을 사용하는 경우, 복잡도 면에서도 기존 코드북 방식보다 매우 간단해지는 효과가 기대된다.

본 문서에서 개시하는 코드 북을 이용하면 특히 각 랭크의 프리코딩 행렬들이 할당되는 피드백 비트 수에 상응하는 수 보다 적은 경우에 유리한 효과가 기대된다. 왜냐하면, 상술한 바와 같이 별도의 랭크 정보를 보내지 않아도 되므로 피드백 비트 수를 줄일 수도 있고, 다수의 랭크의 프리코딩 행렬들을 하나의 코드북으로 이용함으로써 코드북의 수도 줄일 수 있기 때문이다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하 게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및/또는 장치는 생략될 수 있고, 각 구조 및/또는 장치의 핵심기능을 중심으로 도시한 블록도 및/또는 흐름도 형식으로 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단의 구조를 나타내는 블록도이다.

도 2의 송신 단은 도 1과 마찬가지로 기지국 또는 단말기일 수 있다. 송신 단, 예를 들어 기지국에서, 수신 단으로 전송될 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림으로 채널 부호화기(210)로 입력된다. 도 2의 채널 부호화기(210)는 채널 부호화를 수행한다. 또한, 변조기(220)는 성상 매핑(Constellation Mapping)을 수행한다.

본 발명에 따른 프리코딩 블록(230)은, 본 발명에서 제안하는 프리코딩 벡터 또는 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행한다. 또한, 프리코딩 된 결과는 다수의 송신 안테나(240)를 통해 송신된다. 본 발명에 의해 생성된 프리코딩 행렬 을 지정하는 신호는 제어기(250)에 의해 수신되어 선택되는 것이 바람직하다.

채널 부호화기(210)에 입력되는 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림일 수 있다. 각 데이터 스트림은 변조를 위한 성상 매핑 (Constellation Mapping)을 거치게 되며, 이들 심볼화된 데이터들은 프리코딩 행렬에 의해 곱해지고 난 후, 각 안테나로 전송된다. 사용자 또는 프리코딩 행렬들에 대한 선택은 수신 단 예를 들어, 단말기로부터 피드백 된 정보를 가지고 제어기(250)에서 제어하게 된다.

그리고, 빔 포밍 기능 수행을 위해서 안테나 소자 간 이격 간격이

로 이루어진 N 개의 안테나 그룹들이 있으며, 안테나 그룹간의 이격 거리는

또는

로 하여 MIMO 기능을 수행하는 것이 바람직하다. 즉, MIMO 기능을 수행할 때는 각 그룹에서 한 개의 안테나만 사용되기 때문에, 총 안테나 중 N 개의 안테나가 사용된다. 이와 같은 안테나의 구성은 안테나 전송 방식에 따라 다르게 적용할 수 있다.

이하에서는 본 발명의 실시예에 따라, 폐 루프 방식에 있어서, 상기 프리코딩 행렬에 대한 정보를 송신 단과 수신 단 사이에 교환하는 방법을 설명한다.

본 실시예에서 상술한 바와 같이 송신 단과 수신 단 사이에 상기 프리코딩 행렬에 대한 정보를 전송할 때, 프리코딩 행렬 구성에 대한 정보를 각각 전송할 수도 있고, 또한, 각 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스를 할당하여 인덱스 정보를 전송할 수도 있다. 이때 프리코딩 행렬들은 소정의 프리코딩 행렬 그룹에 속하도록 구성할 수 있다. 즉, 상황에 따라서 사용할 프리코딩 행렬의 구성은 일정 규칙이 있을 수 있고, 그런 프리코딩 행렬들을 포함하는 그룹을 형성하여 이용하는 방법이다.

또한, 상술한 예에서는 프리코딩 행렬 그룹에 대한 정보를 미리 전송하거나 미리 약속하고 각 그룹에 포함된 프리코딩 행렬들 중 적어도 하나를 사용하기 위한 정보를 전송한다. 이 경우에도 프리코딩 행렬 그룹에 포함된 각 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스를 지정하여 인덱스를 전송할 수 있다. 인덱스 정보만 전송함으로써 전송 오버헤드를 줄일 수 있는 효과가 있다. 프리코딩 행렬 그룹에 대한 정보를 코드북(codebook)이라고 칭한다.

코드북에 대한 정보는 송신 단뿐만 아니라 수신 단에서도 알고 있는 것이 바람직하다. 코드북은 송신 안테나 수, 송신 스트림 수 또는 피드백에 사용되는 정보 비트 수 등을 고려하여 설계할 수 있다. 상술한 바와 같이 프리코딩 행렬은 송신 안테나의 수 및 송신 스트림의 수에 따라서 구성이 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 안테나의 수가 4이고 송신 스트림의 수가 2인 경우 사용되는 프리코딩 행렬은 4*2의 행렬식으로 이루어진다.

상술한 코드북은 랭크(rank) 별로 구성하여 이용할 수 있다. 여기서 랭크란 1회에 다중 안테나를 통해 송신될 수 있는 송신 스트림의 수를 나타낸다. 이 경우에는 통신 초기의 경우나 랭크의 변동이 있는 경우에 랭크에 대한 별도의 정보가 송수신 단간에 공유되어야 할 것이다. 예를 들어, 수신 단에서는 프리코딩 행렬에 대한 정보를 송신함과 더불어 랭크 정보도 별도로 송신해야 할 것이다.

하지만, 이하 설명하는 본 실시예에 따르면 하나의 코드북 내에 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬이 포함되어 있는 코드북을 구성하여 이용할 수 있다.

본 실시예에서 제안하는 코드북 구성은 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬을 지시하는 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI: Pre-coding Matrix Index) 자체가 랭크 적응에 관한 정보를 포함한다. 따라서, 별도의 랭크 적응을 위한 랭크 정보를 송신하지 않아도 프리코딩 행렬 인덱스의 수신 단에서는 랭크 정보를 알 수 있다. 즉, 본 실시예에 따른 코드북을 사용하면 제어채널에 의해 전송되는 오버헤드 정보의 양을 줄일 수 있는 장점을 가지고 있다.

이하 수학식 3에서 상술한 코드북의 일례를 나타낸다.

수학식 3에서 p0, p1, p2, p3은 각각 프리코딩 행렬 또는 프리코딩 행렬을 구성하는 열 벡터를 나타낸다. 수학식 3에 나타난 코드북을 보면 알 수 있듯이 하나의 코드북 내에 랭크 1에 대한 프리코딩 행렬(p0, p1, p2, p3), 랭크 2에 대한 프리코딩 행렬(p0p1, p0p2, p0p3, p1p2, p1p3, p2p3), 랭크 3에 대한 프리코딩 행렬(p0p1p2, p0p1p3, p0p2p3, p1p2p3) 및 랭크 4에 대한 프리코딩 행렬(p0p1p2p3)이 하나 이상 포함되어 있다.

수학식 3과 같은 코드북을 구성함에 있어서, 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 개수는 채널 상황이나 통신 대상의 이동 속도 등을 고려하여 얼마든지 변경 가능할 것이다. 즉, 수학식 3에서는 하나의 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 수를 15개로 제한하고 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대한 프리코딩 행렬 수가 4, 6, 4, 1 개로 구성하였지만, 여기서 하나의 코드북에 포함될 수 있는 프리코딩 행렬의 수는 물론이고 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 수도 얼마든지 변경 가능한 요소이다.

코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 인덱스 수는 15 개이며, 4 비트로 지정이 가능하다. 예를 들어, 수학식 3의 코드북의 왼쪽에서 차례대로 0000, 0001, 0010, 0011, 0100, 0101, 0110, 0111, 1000, 1001, 1010, 1011, 1100, 1101, 1110의 프리코딩 행렬 인덱스가 지정될 수 있다.

수학식 3에 나타난 바와 같이 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 이용하면 랭크 적응을 요구하는 상황에서 별도의 랭크 정보를 송신하지 않아도 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 그 랭크 정보 또한 알 수 있다.

예를 들어, 수신 단에서 수학식 3에 나타난 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 중에서 p0p3을 선택하여 그에 상응하는 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 송신 즉, 피드백 한다. 그러면, 송신 단에서는 이 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 p0p3의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행해야 함을 알 수 있고 이러한 프리코딩 행렬과 함께 랭크 적응을 위한 랭크 정보 즉, 랭크가 2임을 알 수 있다.

또한, 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 랭크 정보를 추출할 수도 있을 것이다. 예를 들어, 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬이 일정 규칙을 가지고 포함되도록 구성하고, 송신 단 또는 수신 단에서는 그러한 규칙을 알고 있도록 한다. 이런 경우 송신 단 또는 수신 단에서는 랭크에 대한 정보를 수신하지 않더라도 이미 알고 있는 규칙과 수신되는 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 랭크 정보를 추출할 수 있을 것이다.

예를 들어, 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북이 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 4개씩 포함하되, 랭크 1부터 랭크 4까지의 프리코딩 행렬들이 순차적으로 포함되는 규칙으로 구성된다고 가정한다. 그리고 각 프리코딩 행렬에 순차적으로 0000부터 1111까지의 프리코딩 행렬 인덱스가 할당된다고 가정한다. 이 경우 송신 단 또는 수신 단에서는 5번째에 해당하는, 예를 들어 0100의 프리코딩 행렬 인덱스를 수신하면 랭크 2라는 랭크 정보를 추출할 수 있을 것이다. 즉, 별도의 랭크 정보를 수신하지 않더라도, 랭크 정보를 추출할 수 있을 것이다.

이와 같이 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 이용하면 랭크 적응을 위해 랭크 정보를 피드백 하는 별도의 정보가 요구되지 않는다. 이는 상술한 바와 같이 코드 북 자체의 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 통해서 랭크 적응을 알 수 있기 때문이다.

이하 상술한 코드북 구성에 이용될 수 있는 프리코딩 행렬에 대해 설명한다.

본 실시예에 따르면, 프리코딩 행렬은, DFT (discrete fourier transform) 행렬 및 안테나 선택 (Antenna Selection: AS) 방식에 따라 생성될 수 있는 안테나 선택 행렬, 하우스 홀더(HH: House Holder) 방식에 따른 벡터 중 하나 이상으로부터 추출/선택하여 사용할 수 있다. 상술한 DFT 행렬 또는 안테나 선택 행렬 등과 같이 프리코딩 행렬을 생성할 수 있는 행렬을 기본 행렬이라고 칭한다. 이는 이후 설명되는 각 기본 행렬에 위상 천이가 수행된 확장 행렬과 구분되는 개념이다. 또 한, 여기서 각 기본 행렬은 유니터리(Unitary) 행렬 또는 넌 유니터리(non Unitary) 행렬이 될 수 있다. 유니터리 행렬은 행렬 내 각 열의 인자간 곱한 합이 0이 되는 행렬 즉 각 열(column) 벡터가 서로 직교하는 행렬이고, 넌 유니터리 행렬은 행렬 내 각 열 벡터가 서로 직교하지 않는 행렬이다. 이하에서는 기본 행렬이 유니터리 행렬인 경우 예를 들어, 기본 유니터리 행렬에 대해 설명한다.

먼저 본 실시예에 따라서, 여러 가지 프리코딩 행렬 출처인 기본 행렬의 하나로 DFT 행렬을 사용하는 경우를 설명한다. 특히 DFT 행렬은 상관도가 높은 공간채널에 대해 강한 성능 특성을 보인다.

수학식 4는 4Tx 안테나를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 DFT 행렬의 일례를 나타낸다.

수학식 4를 보면 각 열(column) 벡터가 서로 직교함을 알 수 있다. 각 열의 첫 번째 성분은 제1 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 두 번째 성분은 제2 송신 안테나에 상응한다. 또한, 각 열의 세 번째 성분은 제3 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 네 번째 성분은 제4 송신 안테나에 상응한다. 만약 수학식 4의 1개의 기본 유니터리 행렬만을 사용한다면, 수신 단(예를 들어, 단말)은 2비트의 피드백 정보를 송신 단(예를 들어, 기지국)으로 피드백 하여, SDM, SDMA, 또는 빔 포밍 기법에 따라 통신을 수행할 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이 수학식 4에 나타난 각 행렬에 포함되는 하나 이상의 열 벡터들을 조합하여 프리코딩 행렬로 사용할 수 있다. 프리코딩 행렬로 사용될 수 있는 열 벡터의 수는 랭크 (또는, 송신 스트림의 수)에 따라서 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 안테나의 수가 4 인 경우, 랭크가 2 인 경우에는 4*2 행렬 즉, 수학식 4의 4 개의 열 벡터 중 임의의 2 개를 결정하여 프리코딩 행렬로 이용할 수 있다.

또한, 상술한 DFT의 기본 행렬을 수학식 5에 나타내는 위상 대각 행렬을 이용하여 확장할 수 있다.

수학식 5에서

은 하나 이상의 위상 천이 각도를 갖는 확장 행렬을 사용할 때 제i 위상 천이 각도를 의미하고, 수신 신호의 세기를 최대로 할 수 있는 값으로 선택될 수 있다. 위상 천이 각도(

)는 예를 들어,

의 값을 가질 수 있다. 여기서, M은 총 송신 안테나 개수를 의미하고, m은 m 번째 가상 빔 포 밍(beam forming) 패턴, 즉 프리코딩 행렬을 의미하며, 0,1,2,...,M-1 중 임의의 정수 값을 가질 수 있다. 즉, 이 경우

는 0 이상

미만의 값을 가질 수 있다. 특히, 수학식 5에 나타난 위상 대각 행렬은 위상 천이 행렬이라고 칭할 수 있다. 다시 말해서, 수학식 5의 위상 대각 행렬을 기본 행렬 예를 들어, DFT 행렬, 안테나 선택 행렬 등에 곱하여 기본 행렬에 포함되는 각 열 벡터에 상응하는 가상 빔 패턴을

에 상응하는 각도만큼 위상 천이할 수 있다.

아울러, 본 실시예에서 제안하는 DFT 코드북에 대한 위상 천이 행렬을 주파수 축으로 확장하면 수학식 6과 같이 되며, 수학식 6에 나타나는 주파수 축으로 확장되는 위상 천이 행렬을 프리코딩 행렬에 적용하면 CDD (Cyclic Delay Diversity) 구조와 동일한 효과를 획득할 수 있다.

수학식 6에서,

는 OFDM 송신 서브 캐리어의 순서이며,

는 FFT 전체 수,

는 최적의 성능을 나타낼 수 있는 값을 사용할 수 있으며 이 값은 탐색을 통해 결정할 수 있다.

본 실시예에서 제안하는 것처럼, DFT 행렬을 코드북의 기본 행렬로 사용하면서 주파수 축으로 확장된 위상 천이 행렬 또는 CDD와 결합하게 되면, 위상 천이 행렬로 인해 주파수 축으로의 위상천이를 통해 현재의 채널에 적합한, 위상천이 값이 더하여진 프리코딩 행렬이 포함되는 코드북을 구성 및 사용할 수 있다. 따라서, 주파수 축 스케줄링을 통해 주파수 축 자원 할당을 수행할 수 있기 때문에 충분한 코드북 이득을 얻을 수 있다.

이와 같이 DFT 행렬 및/또는 위상 천이 행렬을 이용하여 확장한 행렬을 이용하여 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 구성한 일례는 상술한 수학식 7과 같다.

수학식 3에서 b0, b1, b2, b3은 각각 프리코딩 행렬 또는 프리코딩 행렬을 구성하는 열 벡터를 나타낸다. 수학식 3에 나타난 코드북을 보면 알 수 있듯이 하나의 코드북 내에 랭크 1에 대한 프리코딩 행렬(b0, b1, b2, b3), 랭크 2에 대한 프리코딩 행렬(b0b1, b0b2, b0b3, b1b2, b1b3, b2b3), 랭크 3에 대한 프리코딩 행렬(b0b1b2, b0b1b3, b0b2b3, b1b2b3) 및 랭크 4에 대한 프리코딩 행렬(b0b1b2b3)이 하나 이상 포함되어 있다.

수학식 7과 같은 코드북을 구성함에 있어서, 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 개수는 채널 상황이나 통신 대상의 이동 속도 등을 고려하여 얼마든지 변경 가 능할 것이다. 즉, 수학식 3에서는 하나의 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 수를 15개로 제한하고 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대한 프리코딩 행렬 수가 4, 6, 4, 1 개로 구성하였지만, 여기서 하나의 코드북에 포함될 수 있는 프리코딩 행렬의 수는 물론이고 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 수도 얼마든지 변경 가능한 요소이다.

수학식 3에 나타난 바와 같이 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 이용하면 랭크 적응을 요구하는 상황에서 별도의 랭크 정보를 송신하지 않아도 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 그 랭크 정보 또한 알 수 있다. 예를 들어, 수신 단에서 수학식 3에 나타난 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 중에서 b0b3을 최적의 것으로 선택하여 그에 상응하는 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 송신 즉, 피드백 한다. 그러면, 송신 단에서는 이 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 b0b3의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행해야 함을 알 수 있고 이러한 프리코딩 행렬과 함께 랭크 적응을 위한 랭크 정보 즉, 랭크가 2임을 알 수 있다.

수학식 3에서 제안하는 코드북 구조 즉,

는 다음과 같이 기본 DFT 행렬의 하위 집합으로 구성된 (4, 6, 4, 1)의 랭크 적응을 위한 랭크 정보가 필요 없는 코 드 북 형태가 될 수 있다.

이하 본 실시예에 따라서, 여러 가지 프리코딩 행렬 출처인 기본 행렬의 하나로 안테나 선택 행렬을 사용하는 경우를 설명한다.

수학식 8은 4Tx 안테나를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 안테나 선택 행렬의 일례를 나타낸다.

수학식 8을 보면 각 열(column) 벡터가 서로 직교함을 알 수 있다. 각 열의 첫 번째 성분은 제1 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 두 번째 성분은 제2 송신 안테나에 상응한다. 또한, 각 열의 세 번째 성분은 제3 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 네 번째 성분은 제4 송신 안테나에 상응한다. 만약 수학식 8의 1개의 기본 유니터리 행렬만을 사용한다면, 수신 단(예를 들어, 단말)은 2비트의 피드백 정보를 송신 단(예를 들어, 기지국)으로 피드백 하여, SDM, SDMA, 또는 빔 포밍 기법에 따라 통신을 수행할 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이 수학식 8에 나타난 각 행렬에 포함되는 하나 이상의 열 벡터들을 조합하여 프리코딩 행렬로 사용할 수 있다. 프리코딩 행렬로 사용될 수 있는 열 벡터의 수는 랭크 (또는, 송신 스트림의 수)에 따라서 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 안테나의 수가 4 인 경우, 랭크가 2 인 경우에는 4*2 행렬 즉, 수학식 8의 4 개의 열 벡터 중 임의의 2 개를 결정하여 프리코딩 행렬로 이용할 수 있다.

또한, 상술한 DFT의 기본 행렬을 수학식 9에 나타내는 위상 대각 행렬을 이용하여 확장할 수 있다.

수학식 9에서

)는 예를 들어,

의 값을 가질 수 있다. 여기서, M은 총 송신 안테나 개수를 의미하고, m은 m 번째 가상 빔 포밍(beam forming) 패턴, 즉 프리코딩 행렬을 의미하며, 0,1,2,...,M-1 중 임의의 정수 값을 가질 수 있다. 즉, 이 경우

는 0 이상

미만의 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, 수학식 9에 나타난 위상 대각 행렬은 위상 천이 행렬이라고 칭할 수 있다. 다시 말해서, 수학식 9의 위상 대각 행렬을 기본 행렬 예를 들어, DFT 행렬, 안테나 선택 행렬 등에 곱하여 기본 행렬에 포함되는 각 열 벡터에 상응하는 가상 빔 패턴을

에 상응하는 각도만큼 위상 천이할 수 있다.

아울러, 본 실시예에서 제안하는 안테나 선택 행렬 코드북에 대한 위상 천이 행렬을 주파수 축으로 확장하면 수학식 9와 같이 되며, 수학식 10에 나타나는 주파수 축으로 확장되는 위상 천이 행렬을 프리코딩 행렬에 적용하면 CDD (Cyclic Delay Diversity) 구조와 동일한 효과를 획득할 수 있다.

수학식 10에서,

는 OFDM 송신 서브 캐리어의 순서이며,

는 FFT 전체 수,

본 실시예에서 제안하는 것처럼, 안테나 선택 행렬을 코드북의 기본 행렬로 사용하면서 위상 천이 행렬 즉, CDD와 결합하게 되면, 위상 천이 행렬로 인해 주파수 축으로의 위상천이를 통해 현재의 채널에 적합한, 위상천이 값이 더하여진 프리코딩 행렬이 포함되는 코드북을 구성 및 사용할 수 있다. 따라서, DFT 행렬을 이용 하는 경우와 마찬가지로 주파수 축 스케줄링을 통해 주파수 축 자원 할당을 수행할 수 있기 때문에 충분한 코드북 이득을 얻을 수 있다.

이와 같이 안테나 선택 행렬 및/또는 위상 천이 행렬을 이용하여 확장한 행렬을 이용하여 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 구성한 일례는 상술한 수학식 11과 같다.

수학식 11에서 a0, a1, a2, a3은 각각 프리코딩 행렬 또는 프리코딩 행렬을 구성하는 열 벡터를 나타낸다. 수학식 11에 나타난 코드북을 보면 알 수 있듯이 하나의 코드북 내에 랭크 1에 대한 프리코딩 행렬(a0, a1, a2, a3), 랭크 2에 대한 프리코딩 행렬(a0a1, a0a2, a0a3, a1a2, a1a3, a2a3), 랭크 3에 대한 프리코딩 행렬(a0a1a2, a0a1a3, a0a2a3, a1a2a3) 및 랭크 4에 대한 프리코딩 행렬(a0a1a2a3)이 하나 이상 포함되어 있다.

수학식 11과 같은 코드북을 구성함에 있어서, 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 개수는 채널 상황이나 통신 대상의 이동 속도 등을 고려하여 얼마든지 변경 가능할 것이다. 즉, 수학식 11에서는 하나의 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 수를 15개로 제한하고 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대한 프리코딩 행렬 수가 4, 6, 4, 1 개로 구성하였지만, 여기서 하나의 코드북에 포함될 수 있는 프리코딩 행렬의 수는 물론이고 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬의 수도 얼마든지 변경 가능한 요소이다.

코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 인덱스 수는 15 개이며, 4 비트로 지정이 가능하다. 예를 들어, 수학식 10의 코드북의 왼쪽에서 차례대로 0000, 0001, 0010, 0011, 0100, 0101, 0110, 0111, 1000, 1001, 1010, 1011, 1100, 1101, 1110의 프리코딩 행렬 인덱스가 지정될 수 있다.

수학식 11에 나타난 바와 같이 다수의 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북을 이용하면 랭크 적응을 요구하는 상황에서 별도의 랭크 정보를 송신하지 않아도 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 그 랭크 정보 또한 알 수 있다. 예를 들어, 수신 단에서 수학식 11에 나타난 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 중에서 a0a3을 최적의 것으로 선택하여 그에 상응하는 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 송신 즉, 피드백 한다. 그러면, 송신 단에서는 이 0110의 프리코딩 행렬 인덱스를 통해 a0a3의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행해야 함을 알 수 있고 이러한 프리코딩 행렬과 함께 랭크 적응을 위한 랭크 정보 즉, 랭크가 2임을 알 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예를 설명하기 위한 흐름도이다.

도 3을 참조하여 본 실시예에서 제안하는 코드북을 이용하는 피드백 방법을 설명한다.

먼저 단계 S300에서 수신 단 예를 들어, 단말기는 송신 단 예를 들어, 기지국으로부터 신호를 수신한다.

그리고, 단계 S310에서 수신 단에서는 본 문서에서 개시되는 실시예에 따라 하나 이상의 랭크(rank)에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북 (codebook)을 이용하여 프리코딩 행렬을 선택한다. 이 경우 수신 단에서는 단계 S300에서 수신되는 신호의 세기를 최대화하는 프리코딩 행렬을 선택함이 바람직할 것이다.

그리고, 단계 S320에서 선택되는 프리코딩 행렬에 대한 프리코딩 정보를 송신 단으로 피드백 한다.

상술한 실시예들을 통해서 수학식 3, 수학식 7 및 수학식 11의

처럼 기본 DFT 또는 안테나 선택 행렬을 사용하여 코드 북을 구성하되, 랭크 적응을 위한 랭크 정보가 프리코딩 행렬 인덱스에 포함되도록 코드 북을 구성할 수 있다.

또한, 수학식 4의 기본 DFT 행렬 또는 수학식 8의 기본 안테나 선택 행렬을 통해 구성된 코드북과 주파수 축으로 확장된 위상 천이 행렬을 결합하여, 기본 DFT 또는 안테나 선택 행렬의 위상천이를 주파수 축으로 수행할 수 있다. 이로써, 코드북을 주파수 축으로 위상천이 시킴으로써, 스케줄링을 통해 코드북 이득을 극대화 할 수 있다.

여기서, 기본 DFT 행렬을 기초로 하는 코드북 및 기본 안테나 선택 행렬을 기초로 하는 코드북 중 하나 이상과 주파수 축으로 확장된 위상천이 행렬을 결합할 때, 어떤 코드북을 사용할 것인가는 채널 환경 또는 안테나 구성 등에 따라 정할 수 있을 것이다.

상술한 방법을 통해 결과적으로 안테나를 통해 수신되는 수신신호

은 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 채널 응답,

는 위상천이 행렬,

는 프리코딩 행렬,

는 송신 데이터 스트림, 그리고

는 잡음 성분을 나타낸다. 수신 단에서는 수학식 12와 같은 수신신호

의 구조를 고려하여 원 신호를 복조 할 수 있을 것이다.

기존 코드북 구조에서는 프리코딩 행렬 인덱스 비트에다 랭크 적응을 위한 랭크 정보로서 별도의 2비트가 추가로 필요하기 때문에 전체적으로 2비트가 증가하게 된다. 하지만, 본 실시예에서 제안하는 코드 북 구성은 랭크 적응을 위한 랭크 정보로서 별도의 2비트가 송신될 필요 없이, 프리코딩 행렬 인덱스에 랭크 적응을 위한 랭크 정보가 포함되므로, 랭크 적응을 위한 별도의 시그널링 오버헤드를 줄이는 장점을 가지고 있다.

또한, 본 실시예에서 제안하는 것처럼, CDD와 동일한 방법으로 위상천이 행렬을 주파수 축으로 확장함으로써 스케줄링을 통하여 코드 북에 필요한 이득을 얻을 수 있으며, 복잡도 면에서도 본 실시예에 경우 매우 단순한 이점을 가지고 있다. 다시 말해서, DFT 행렬 또는 안테나 선택 행렬을 기본 행렬로 구성한 코드북을 사용하고 이를 CDD와 결합하게 되면, 위상천이 행렬에 대한 주파수 축으로의 위상천이를 통해 현재의 채널에 적합한, 위상천이 값이 더하여진 코드북을 사용할 수 있다. 이로서 주파수 축 스케줄링을 통해 주파수 축 자원 할당을 수행할 수 있기 때문에 충분한 코드 북 이득을 얻을 수 있다.

코드 북 구성을 DFT 또는 안테나 선택 행렬을 기본 행렬로 사용하면 랭크 적응을 위한 별도의 랭크 정보가 필요 없는 프리코딩 행렬 인덱스 정보로만 구성되는 코드 북 설계가 가능하여 진다. 따라서, 상술한 바와 같이 랭크 적응을 위한 별도의 랭크 정보를 피드백 하기 위해 별도의 시그널링 정보를 사용하는 오버헤드를 줄이는 장점을 가지게 된다. 또한, 코드북을 설계함에 있어서 기본 DFT 행렬 또는 안테나 선택 행렬을 사용하면, 복잡도 면에서도 기존 코드북 방식보다 매우 간단할 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 이하의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역에서 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 알 것이다. 상술한 실시 예들을 통해서는 상향링크 데이터 패킷을 전송하는 경우 적용될 수 있는 주파수 도약 방식을 설명하였지만, 이외의 하향링크 데이터 패킷을 전송하는 경우 등에 대해서도 본 명세서 내에 기술된 송신 방법과 동일하거나 유사한 방법을 사용할 수 있음은 자명하다 할 것이다.

즉, 본 특허는 여기에 나타난 실시형태들에 의해 제한되는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리들 및 특징들과 일치하는 최 광의의 범위에 대한 권리를 부여 받 기 위함을 알 것이다.

도 1은 다중 안테나 시스템의 일례를 설명하기 위한 블록도.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 단의 구조를 나타내는 블록도.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 피드백 방법을 설명하기 위한 흐름도.

Claims

다중 안테나 시스템에서 피드백을 수행하는 방법에 있어서,

둘 이상의 랭크 (rank)에 대한 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북 (codebook) 에서 프리코딩 행렬을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대한 프리코딩 정보를 상기 송신 단으로 피드백 하는 단계; 및

상기 프리코딩 행렬로 프리코딩이 수행된 신호를 수신하는 단계

를 포함하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북은 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 중 하나 이상에 대한 프리코딩 행렬을 하나 이상 포함하는 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 프리코딩 행렬은 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬 및 안테나 선택 행렬 중 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 프리코딩 정보는 상기 코드북에 포함되는 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI: Pre-coding Matrix Index) 인 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬에 위상 천이 행렬이 곱해지는 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬에 주파수 축으로 확장된 위상 천이 행렬이 곱해지는 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 코드북에 포함되는 각 프리코딩 행렬은 순환 지연 다이버시티 구조를 갖는 것을 특징으로 하는, 피드백 방법.
다중 안테나 시스템에서 코드북 (codebook) 을 구성하는 방법에 있어서,

둘 이상의 랭크(rank) 중 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 구성하는 단계; 및

상기 각 랭크에 대한 프리코딩 행렬을 포함하도록 코드북을 구성하는 단계

를 포함하는, 코드북 구성 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 프리코딩 행렬은 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬 및 안테나 선택 행렬 중 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는, 코드북 구성 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 둘 이상의 랭크 중 하나는 랭크 1, 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 중 하나인 것을 특징으로 하는, 코드북 구성 방법.