KR20080022031A

KR20080022031A - 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터 정보 송수신방법 및 프리코딩 벡터 선택 방법

Info

Publication number: KR20080022031A
Application number: KR1020070029147A
Authority: KR
Inventors: 김재완; 임빈철; 천진영; 이욱봉; 고현수; 정진혁; 이문일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2006-09-05
Filing date: 2007-03-26
Publication date: 2008-03-10

Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템에서의 신호 전송 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로, 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터를 송수신하는 방법에 관한 것이다.

본 발명은 기본 유니터리 행렬에 위상 천이를 수행한 확장 유니터리 행렬을 이용하여 통신을 수행하는 방법을 제안한다. 본원 발명은, 단독 사용자 MIMO, 다중 사용자 MIMO, 빔포밍 등에 사용될 수 있다.

또한 본 발명은 확장 유니터리 행렬을 이용하여 2 단계의 탐색 방법을 제공한다. 이를 통해 탐색해야 하는 프리코딩 벡터의 개수를 감소시킬 수 있으며, 2단계 탐색을 통해 위상 및 진폭 보정을 수행하는 경우 수신 신호 성능을 향상시킬 수 있다.

유니터리 행렬, 프리코딩 벡터, MIMO, 위상 천이

Description

다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법 및 프리코딩 벡터 선택 방법{method for transmitting and receiving information concerning pre-coding vector for ＭＩＭＯ system, and method for selecting pre-coding vector}

도 1은 종래 기술이 이용하는 다중 안테나 시스템을 설명하는 블록도이다.

도 2는 본 실시예에 따른 송신 단의 구조를 나타내는 블록도이다.

도 3a 및 도 3b는 유니터리 행렬에 의한 빔패턴을 나타내는 도면이다.

도 4a 내지 도 4d는 각 유니터리 행렬에 의한 빔 패턴을 나타낸다.

도 5a 내지 도 5b는 본 실시예에서 제안하는 빠른 탐색 방법의 개념을 설명하는 도면이다.

도 6은 본 실시예에 따른 빔패턴을 직교좌표계로 나타낸 것이다.

도 7 내지 도 10은 본 실시예에 따른 위상 천이가 적용된 빔 패턴을 나타낸 도면이다.

이하, 피드백 정보를 이용하여 프리코딩을 수행하는 다중 안테나 시스템을 설명한다.

도 1은 종래 기술이 이용하는 다중 안테나 시스템을 설명하는 블록도이다. 도 1은 송신 단의 구조를 나타내는 블록도로서, 송신 단은 기지국 또는 단말기일 수 있다. 송신 단, 예를 들어 기지국에서, 수신 단으로 전송될 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림으로 채널 부호화기(101)로 입력된다. 상기 채널 부호화기(101)는 채널 부호화를 수행한다. 또한, 변조기(102)는 성상 맵핑 (Constellation Mapping)을 수행하고, 이들 심볼화된 데이터들은 프리코딩 벡터(Pre-coding vector)에 의해 곱해지고 난 후, 각 안테나(104)로 전송된다.

한편, 수신 단으로부터는 프리코딩 벡터가 수신된다. 상기 프리코딩 벡터는 피드백 정보에 의해 선택되는 것이 바람직하며, 제어기(105)는 수신 단으로부터 피드백되는 피드백 정보를 이용하여 사용자 또는 프리코딩 벡터들에 대한 선택을 수행한다.

3GPP LTE(Long Term Evolution)에 제안되어 있는 PARC, PSRC, PU2RC 등의 종래 기술 역시 도 1과 같은 구조로 구현될 수 있다.

수신 단은 MIMO(Multi Input Multi Output) 채널을 추정할 수 있도록 하기 위하여 기지국 송신단의 각 안테나를 통해 프리코딩이 되지 않은 공용 파일럿 신호를 송신한다.

3GPP LTE는, 폐루프 다중안테나 시스템으로서 프리코딩(Pre-coding) 방식이 도입되고 있다. 대표적으로는 PU2RC(Per-User Unitary Rate Control)나 S-PUSRC(SIC-based Per User and Stream Rate Control) 등이 있다.

PU2RC의 경우, 프리코딩을 위한 유니터리(Unitary) 행렬로서 Fourier basis를 사용하여 송신안테나 수에 따른 행렬을 확장하여 사용하고 있다.

상기 수식에서,

은 유니터리 프리코딩 벡터이고, M은 총 송신 안테나 개수, G는 프리코딩 행렬의 총 그룹 수이다. 또한, n과 g는 각각 n 번째 안테나 및 g 번째 그룹을 나타내며, n과 g를 이용하여 프리코딩 행렬을 특정할 수 있다. 또한, m은 m번째 가상 빔포밍(beam forming) 패턴을 의미한다.

그리고, S-PUSRC의 경우는 프리코딩 행렬로서 스윗칭 빔포밍 벡터를 사용하고 있다.

여기서, N은 안테나 소자 수,

는 프리코딩 벡터, k는 파장,

는 스티어링 방향,

는 이웃한 안테나 소자간 거리이다.

종래의 프리코딩 방식을 이용하는 폐루프(closed-loop) 다중안테나 시스템은 크게 단독 사용자인 경우 단독 사용자를 위한 적어도 하나의 데이터 스트림을 전송하는 SDM (SDM : Space Division Multiplexing) 기법, 다중 사용자의 경우 다수의 사용자에 대해 특정한 빔을 통해 각각 데이터를 전송하는 SDMA (SDMA : Space Division Multiplexing Access) 기법, 그리고 특정한 빔을 형성하여 데이터를 전송하는 빔포밍 기법 중 어느 하나를 지원할 수 있다. 이하, 상술한 3가지 기법을 각각 단독사용자 MIMO, 다중사용자 MIMO, 그리고 빔포밍이라고 한다. 각각의 특징은 다음과 같다.

폐루프 시스템에서, 단독 사용자 MIMO의 경우, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 피드백하는 안테나 가중치의 데이터 양에 따라 정확도가 달라짐으로써 MIMO 성능이 좌우된다. 특히, 안테나 수가 4 이상일 때는 이에 따른 코드북 크기가 커지기 때문에 피드백해야 하는 데이터 양도 많아진다.

다중 사용자 MIMO의 경우, 코드 북 설계 시 많은 프리코딩 행렬을 사용할 경우, 다중 사용자를 위한 그룹핑(grouping)이 어렵게 되어 MIMO 시스템 자체가 구성이 어려워지는 문제점이 있다.

마지막으로, 빔포밍의 경우, 요구되는 안테나 간 간격이 MIMO 방식과는 상이하기 때문에 빔포밍 방식과 MIMO 방식을 동일 전송시스템에 동시에 수용할 수 없다는 문제가 있다.

본 발명은 종래 기술의 문제를 해결하기 위해 제안된 것으로서, 본 발명의 목적은 개선된 성능의 폐루프 다중 안테나 시스템을 제안하는 것이다.

발명의 개요

본 발명은 상술한 목적을 달성하기 위해, 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터를 송수신하는 방법에 있어서, 위상 천이가 수행된 적어도 하나의 프리코딩 벡터를 포함하는 적어도 하나의 유니터리 행렬과 송신 단으로부터 수신된 수신 신호를 사용하여, 상기 수신 신호를 최대화하는 프리코딩 벡터를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 프리코딩 벡터에 상응하는 피드백 정보를 상기 송신 단으로 피드백하는 단계를 포함하는 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터를 송수신하는 방법을 제안한다.

또한, 본 발명은 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터를 송수신하는 방법에 있어서, 수신 단에 의해 선택된 프리코딩 벡터에 상응하는 피드백 정보를 상기 수신 단으로부터 수신하는 단계; 상기 피드백 정보에 따라, 기본 유니터리 행렬 및 상기 기본 유니터리 행렬에 대한 위상 천이를 통해 생성되는 적어도 하나의 확장 유니터리 행렬 중 어느 하나에 포함되는 프리코딩 벡터를 선택하는 단계; 및 상 기 선택된 프리코딩 벡터에 따라 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 방법을 제안한다.

아울러, 본 발명은 다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터를 선택하는 방법에 있어서, 제 1 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 1 프리코딩 벡터들 중 수신 신호의 세기를 최대화하는 어느 하나를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 프리코딩 벡터에 상응하는 빔 주변에 제 2 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 2 프리코딩 벡터들 중 상기 수신 신호의 세기를 최대화하는 어느 하나를 선택하는 단계를 포함하는 방법을 제안한다.

발명의 일 실시예

본 발명의 구체적인 구성, 동작, 효과는 이하에서 설명하는 본 발명의 일 실시예에 의해 더욱 구체화될 것이다.

도 2는 본 실시예에 따른 송신 단의 구조를 나타내는 블록도이다. 도 2의 송신 단은 기지국 또는 단말기일 수 있다. 송신 단, 예를 들어 기지국에서, 수신 단으로 전송될 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림으로 채널 부호화기(210)로 입력된다. 도 2의 채널 부호화기(210)는 채널 부호화를 수행한다. 또한, 변조기(220)는 성상 맵핑(Constellation Mapping)을 수행한다. 본 발명에 따른 프리코딩 블록(230)은, 본 발명에서 제안하는 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 수행한다. 또한, 프리코딩된 결과는 다수의 송신 안테나(240)를 통해 송신된다. 본 발명에 의해 생성된 프리코딩 벡터를 지정하는 인덱스는 제어기(250)에 의해 수신되어 선택되는 것이 바람직하다.

채널 부호화기(210)에 입력되는 사용자 데이터는 단독 스트림 또는 다중 데이터 스트림일 수 있다. 각 데이터 스트림은 변조를 위한 성상맵핑 (Constellation Mapping)을 거치게 되며, 이들 심볼화된 데이터들은 프리코딩 벡터에 의해 곱해지고 난 후, 각 안테나로 전송되어 진다. 사용자 또는 프리코딩 벡터들에 대한 선택은 수신 단(예를 들어, 단말)으로부터 피드백된 정보를 가지고 제어기(250)에서 제어하게 된다. 그리고 빔포밍 기능 수행을 위해서 안테나 소자간 이격 간격이

로 이루어진 N 개의 안테나 그룹들이 있으며, 안테나 그룹간의 이격 거리는

또는

로 하여 MIMO 기능을 수행하는 것이 바람직하다. 즉, MIMO 기능을 수행할 때는 각 그룹에서 한 개의 안테나만 사용되기 때문에, 총 안테나 중 N 개의 안테나가 사용된다. 이와 같은 안테나의 구성은 안테나 전송 방식에 따라 다르게 적용할 수 있다.

수신 단(예를 들어, 단말)이 MIMO 채널 H를 추정하기 위하여, 송신 단(예를 들어, 기지국)은 각 안테나를 통해 프리코딩이 되지 않은 공용 파일롯 신호를 송신할 수 있다.

본 실시예는, 프리코딩 행렬로서 기본적인 다음과 같은 유니터리(Unitary) 프리코딩 행렬을 사용한다.

즉, 안테나 수가 2 일 때는 하기 수학식 3을 기본 유니터리(Unitary) 행렬로 사용한다. 기본 유니터리 행렬은, 유니터리 행렬로서 이하에서 설명하는 위상 천이가 적용되지 아니한 행렬이다.

상기 수학식 3을 보면 열(column)들이 서로 직교함을 알 수 있다. 각 열의 첫 번째 성분은 제1 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 두 번째 성분은 제2 송신 안테나에 상응한다. 만약 수학식 3의 행렬만을 사용한다면, 수신 단(예를 들어, 단말)은 1비트의 피드백 정보를 송신 단(예를 들어, 기지국)으로 피드백하여, SDM, SDMA, 또는 빔포밍 기법에 따라 통신을 수행할 수 있다.

상기 수학식 4를 보면 열(column)들이 서로 직교함을 알 수 있다. 각 열의 첫 번째 성분은 제1 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 두 번째 성분은 제2 송신 안테나에 상응한다. 또한, 각 열의 세 번째 성분은 제3 송신 안테나에 상응하고, 각 열의 네 번째 성분은 제4 송신 안테나에 상응한다. 만약 수학식 4의 1개의 기본 유니터리 행렬만을 사용한다면, 수신 단(예를 들어, 단말)은 2비트의 피드백 정보를 송신 단(예를 들어, 기지국)으로 피드백하여, SDM, SDMA, 또는 빔포밍 기법에 따라 통신을 수행할 수 있다.

본 실시예는, 수학식 3 또는 수학식 4와 같은 기본 유니터리 행렬과 상기 기본 유니터리 행렬로부터 확장되어 생성된 확장 유니터리 행렬을 사용한다. 상기 확장 유니터리 행렬은, 상기 기본 유니터리 행렬에 대한 위상 천이를 수행하여 얻을 수 있다. 달리 표현하면 상기 확장 유니터리 행렬은, 기본 유니터리 행렬과 위상 천이를 위한 행렬의 곱을 통해 얻을 수 있다. 즉, 기본 유니터리 행렬에 특정한 위상 천이 각도

만큼의 위상 천이를 수행하여 확장 유니터리 행렬을 생성한다.

상기 수학식 5는 2개의 송신 안테나를 위한 기본 유니터리 행렬에 대한 위상 천이를 수행하여 본 실시예에서 제안하는 확장 유니터리 행렬을 생성하는 방법을 나타내는 수식이다.

상기 수학식 6은 4개의 송신 안테나에 대한 기본 유니터리 행렬에 대한 위상 천이를 수행하여 본 실시예에서 제안하는 확장 유니터리 행렬을 생성하는 방법을 나타내는 수식이다.

이하, 상기 기본 유니터리 행렬에 따른 빔 포밍의 결과와 본 실시예에서 제안하는 확장 유니터리 행렬에 따른 빔 포밍 결과를 설명한다.

이하 설명되는 일례는, 유니터리 행렬의 개수를 2개 사용하는 경우의 일례이다. 이 경우, 첫 번째 유니터리 행렬은 확장 유니터리 행렬에 있어서

으로 설정하는 경우에 해당하고, 두 번째 유니터리 행렬은 확장 유니터리 행렬에 있어서

로 설정하는 경우에 해당한다.

도 3a는, 안테나 간격이

인 4개의 송신 안테나를 위한 첫 번째 유니터리 행렬에 의한 빔패턴을 나타내는 도면이고, 도 3b는 두 번째 유니터리 행렬에 의한 빔패턴을 나타내는 도면이다.

도 3a 및 도 3b의 일례는 2개의 유니터리 행렬을 이용하는 일례이므로, 8개의 열(즉, 프리코딩 벡터)이 존재한다. 따라서, 2개의 유니터리 행렬의 각 열은 3비트의 피드백 정보로 표현될 수 있다.

도 3a의 일례에서 첫 번째 유니터리 행렬의 첫 번째 열(즉, 첫 번째 프리코딩 벡터)은 '000'의 피드백 인덱스에 해당하고, 두 번째 열은 '001'의 피드백 인덱스에 해당하고, 세 번째 열은 '010'의 피드백 인덱스에 해당하고, 네 번째 열은 '011'의 피드백 인덱스에 해당한다.

만약, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 신호를 수신한 결과에 따라 '000'을 피드백하는 경우에, 송신 단(예를 들어, 기지국)에서는 '000'에 해당하는 열로 프리코딩을 수행한다. 이 경우 빔 패턴은 도 3a의 첫 번째 패턴과 같다.

도 3a 및 도 3b는 각각의 피드백 인덱스에 해당하는 빔 패턴을 도시하였다. 상술한 바와 같이, 하나의 유니터리 행렬의 각 열은 직교성을 갖기 때문에, 도 3a의 빔 패턴 역시 직교성을 갖는다. 예를 들어, 첫 번째 빔의 최대 점에서 다른 빔들은 널(Null)을 갖는다.

도 3a의 빔패턴은 0~360도의 영역에 해당하는 안테나를 기준으로 도시한 것으로, 만약 0~120도의 영역에 해당하는 섹터 안테나를 기준으로 도시하면 1/3로 압축되어 도시된다.

도 3b는, 두 번째 유니터리 행렬에 의한 빔패턴을 나타내는 도면이다.

만약, 수학식 6에서

로 설정하면, 두 번째 유니터리 행렬은 도 3b와 같은 빔패턴을 보인다. 두 번째 유니터리 행렬의 첫 번째 열(즉, 프리코딩 벡터)은 '100'의 피드백 비트가 할당된다. 또한, 두 번째 유니터리 행렬의 두 번째 열은 '101'의 피드백 비트가 할당되고, 두 번째 유니터리 행렬의 세 번째 열은 '110'의 피드백 비트가 할당되고, 두 번째 유니터리 행렬의 마지막 열은 '111'의 피드백 비트가 할당된다.

만약, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 신호를 수신한 결과에 따라 '100'을 피드백하는 경우에, 송신 단(예를 들어, 기지국)에서는 '100'에 해당하는 열로 프리코딩을 수행한다. 이 경우 빔 패턴은 도 3b의 첫 번째 패턴과 같다.

도 3b는 각각의 피드백 인덱스에 해당하는 빔 패턴을 도시하였다. 상술한 바와 같이, 하나의 유니터리 행렬의 각 열은 직교성을 갖고 본 실시예에 따른 두 번 째 유니터리 행렬 역시 직교성을 갖기 때문에, 도 3b의 빔 패턴 역시 직교성을 갖는다. 예를 들어, 첫 번째 빔의 최대 점에서 다른 빔들은 널(Null)을 갖는다.

도 3a 및 도 3b에 도시된 바와 같이, 첫 번째 유니터리 행렬의 각 열은 서로 직교하고, 두 번째 유니터리 행렬의 각 열은 서로 직교한다. 다만, 도시된 바와 같이 첫 번째 유니터리 행렬의 열과 두 번째 유니터리 행렬의 열은 서로 직교하지 않을 수 있다.

이상, 2 개의 유니터리 행렬을 이용한 빔패턴을 설명하였고, 이하, 4개의 유니터리 행렬을 이용한 빔패턴을 설명한다.

4개의 유니터리 행렬을 이용하는 경우, 첫 번째 유니터리 행렬은 확장 유니터리 행렬에 있어서

로 설정하는 경우에 해당하고, 두 번째 유니터리 행렬은 확장 유니터리 행렬에 있어서

로 설정하는 경우에 해당한다. 또한, 세 번째 유니터리 행렬은,

로 설정하는 경우에 해당하고, 네 번째 유니터리 행렬은,

로 설정하는 경우에 해당한다.

도 4a 내지 도 4d의 일례는 4개의 유니터리 행렬을 이용하는 일례이므로, 16개의 열(즉, 프리코딩 벡터)이 존재한다. 따라서, 4개의 유니터리 행렬의 각 열은 4비트의 피드백 정보로 표현될 수 있다.

도 4a의 일례에서 첫 번째 유니터리 행렬의 첫 번째 열(즉, 첫 번째 프리코딩 벡터)은 '0000'의 피드백 인덱스에 해당하고, 두 번째 열은 '0001'의 피드백 인덱스에 해당하고, 세 번째 열은 '0010'의 피드백 인덱스에 해당하고, 네 번째 열은 '0011'의 피드백 인덱스에 해당한다.

만약, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 신호를 수신한 결과에 따라 '0000'을 피드백하는 경우에, 송신 단(예를 들어, 기지국)에서는 '0000'에 해당하는 열로 프리코딩을 수행한다. 이 경우 빔 패턴은 도 4a의 첫 번째 패턴과 같다.

도 4a의 빔패턴은 0~360도의 영역에 해당하는 안테나를 기준으로 도시한 것으로, 만약 0~120도의 영역에 해당하는 섹터 안테나를 기준으로 도시하면 1/3로 압축되어 도시된다.

도 4b는, 두 번째 유니터리 행렬에 의한 빔패턴을 나타내는 도면이다.

만약, 수학식 6에서

로 설정하면, 두 번째 유니터리 행렬은 도 4b와 같은 빔패턴을 보인다. 두 번째 유니터리 행렬의 첫 번째 열은 '0100'의 피드백 비트가 할당된다. 또한, 두 번째 유니터리 행렬의 두 번째 열은 '0101'의 피드백 비트가 할당되고, 두 번째 유니터리 행렬의 세 번째 열은 '0110'의 피드백 비트가 할당되고, 두 번째 유니터리 행렬의 마지막 열은 '0111'의 피드백 비트가 할당된다.

만약, 수신 단(예를 들어, 단말)에서 신호를 수신한 결과에 따라 '0100'을 피드백하는 경우에, 송신 단(예를 들어, 기지국)에서는 '0100'에 해당하는 열로 프 리코딩을 수행한다. 이 경우 빔 패턴은 도 4b의 첫 번째 패턴과 같다.

도 4b는 각각의 피드백 인덱스에 해당하는 빔 패턴을 도시하였다. 상술한 바와 같이, 하나의 유니터리 행렬의 각 열은 직교성을 갖고 본 실시예에 따른 두 번째 유니터리 행렬 역시 직교성을 갖기 때문에, 도 4b의 빔 패턴 역시 직교성을 갖는다. 예를 들어, 첫 번째 빔의 최대 점에서 다른 빔들은 널(Null)을 갖는다.

도 4a 내지 도 4d에 도시된 바와 같이, 각 유니터리 행렬 내의 열들은 서로 직교하고, 서로 다른 유니터리 행렬의 열들은 서로 직교하지 않을 수 있다.

이하, 본 실시예에 따른

는 임의의 값으로 자유롭게 결정될 수 있다. 다만, 이하의 방법에 따라 결정되는 것이 바람직하다.

만약, 본 실시예가 0도 내지 360도의 영역에 해당하는 4개의 안테나에서 사용되는 경우, 도 3a 또는 도 4a에 도시된 바와 같이, 유니터리 행렬의 각 열에 따라 90도의 간격으로 빔이 형성될 것이다. 이는 실제 전송에서 섹터 선형(linear) 어레이 안테나의 경우 0도 내지 120도 영역에 해당한다. 이 경우에, 두 개의 유니터리 행렬을 사용한다면, 첫 번째 유니터리 행렬의

이고, 두 번째 유니터리 행렬의

라 한다면, 빔이 전체 영역에서 골고루 분포할 것이다. 만약, 네 개의 유니터리 행렬을 사용한다면, 첫 번째 유니터리 행렬의

이고, 두 번째 유니터리 행렬의

라 하고, 세 번째 유니터리 행렬의

이고, 네 번째 유니터리 행렬의

라 한다면, 빔이 전체 영역에서 골고루 분포할 것이다. 실제 전송에서 섹터 선형 어레이 안테나가 사용되는 경우, 빔의 분포 범위는 0도 내지 120도 영역이 되며, 첫번째 유니터리 행렬과 두번째 유니터리 행렬간의 빔 각도는 30도가 될 것이다.

정리하면, 상기

는 유니터리 행렬이 커버하는 영역의 폭, 유니터리 행렬의 개수에 따라 결정되는 것이 바람직하다.

만약, 상술한 방법에 따라

가 정해지는 경우, 본 발명에 따른 송수신단은

에 관한 별도의 제어정보를 공유할 필요가 없다. 가령, 수신 단(예를 들어, 단말)이 송신 단(예를 들어, 기지국)에 '100'의 피드백 인덱스를 전송하는 경우, 송신 단은 3비트의 피드백이 수신되었으므로 4개의 열을 갖는 유니터리 행렬 2개가 사용되는 것을 알 수 있다. 또한, 송신 단은 '100'이 두 번째 유니터리 행렬의 첫 번째 열을 나타내는 것을 알 수 있다. 또한, 상술한 방법에 따라

는 45도일 것이고, 기지국은

를 정할 수 있다.

물론 위와 같이,

를 피드백하지 않고, 피드백 인덱스를 통해

를 계산하는 방법도 가능하고,

를 직접 피드백하는 방법도 가능하다.

본 실시예에서 제안하는 폐루프 다중안테나 송수신 과정을 다음과 같이 5 단계로 요약할 수 있다. 상기 다중안테나 송수신 과정은, 상술한 SDM 또는 SDMA 또는 빔포밍에 적용될 수 있다.

1 단계(calibration): 각 단말은 통신 초기 단계에서 채널추정을 통하여, 수신 신호의 SNR이 최대가 되도록,

가 최대가 되는 열 벡터

를 수학식 5 또는 수학식 6을 이용하여 찾는다. 또한, 그때의 최적의 위상 천이 각도를 구할 수 있다.

2 단계: 기지국에서는 단말로부터 피드백된 위상천이 각도 정보들을 이용하여 현재의 채널상황에 적합한 코드 북 설계를 한다. 코드북은 프리코딩 벡터들의 집합을 말한다.

3 단계: 단말은 추정된 채널정보와 2 단계에서 결정된 코드북을 이용하여 데이터를 복원하게 되며, 값이 최대가 되는 프리코딩 벡터 및 유니터리 행렬에 대한 인덱스, 그리고 CQI(Channel Quality Indicator) 정보를 수시로 기지국으로 피드백하여 기지국에서 코드북 갱신을 할 수 있도록 한다.

4 단계: 기지국에서는 각 사용자로부터 수신된 코드 북에 관한 정보 및 벡터 인덱스, 그리고 CQI 정보를 참조하여 제어부의 스케쥴링 방식에 따라 단독 사용자 MIMO, 다중 사용자 MIMO, 또는 빔포밍을 결정하게 된다.

예를 들어, SDM 기법이 적용되는 경우, 기지국에서 4개의 데이터 스트림(s₁, s₂, s₃, s₄)은 다음과 같은 수식에 따라 프리코딩되어 송신된다.

또한, SDMA 기법이 적용되는 경우, 기지국에서 4명의 사용자(u₁, u₂, u₃, u₄)에 대한 데이터는 다음과 같은 수식에 따라 프리코딩되어 송신된다.

또한, 빔포밍 기법이 적용되는 경우, 다음과 같은 수식에 따라 4개의 빔 중 특정한 빔을 선택하여 데이터 s를 프리코딩할 수 있다.

5 단계: 선택된 다중사용자 MIMO (SDMA), 단독 사용자 MIMO (SDM), 또는 빔포밍 기법에 대해 수신된 CQI 정보를 이용하여 변조방식 등을 결정하여 전송하게 된다.

한편, 이하에서는 본 발명의 다른 일 실시예에 따라, 폐루프 방식에 있어서, 상기 프리코딩 벡터에 대한 정보를 송신 단과 수신 단 사이에 교환하는 방법을 설명한다.

본 실시예에서 역시 송신 단과 수신 단 사이에 상기 프리코딩 벡터에 대한 정보를 전송할 때 상기 프리코딩 벡터 구성을 각각 전송할 수도, 또한, 각 프리코딩 벡터를 지시하는 인덱스를 할당하여 상기 인덱스 정보만을 전송할 수도 있다. 이때 상기 프리코딩 벡터들은 소정의 프리코딩 벡터 그룹에 속하도록 구성할 수 있다. 즉, 상황에 따라서 사용할 프리코딩 벡터의 구성은 일정 규칙이 있을 수 있고, 그런 프리코딩 벡터들을 포함하는 그룹을 형성하여 이용하는 방법이다.

또한, 상술한 예에서는 프리코딩 벡터 그룹에 대한 정보를 미리 전송하거나 미리 약속하고 상기 그룹에 포함된 프리코딩 벡터들 중 적어도 하나를 사용하기 위 한 정보를 전송한다. 이 경우에도 상기 프리코딩 벡터 그룹에 포함된 각 프리코딩 벡터를 지시하는 인덱스를 지정하여 상기 인덱스를 전송할 수 있다. 인덱스 정보만 전송함으로써 전송 오버헤드를 줄일 수 있는 효과가 있다. 상기 프리코딩 벡터 그룹에 대한 정보를 코드 북(code book)이라고 칭한다.

상기 코드 북에 대한 정보는 송신 단뿐만 아니라 수신 단에서도 알고 있다. 상기 코드 북은 송신 안테나 수, 송신 스트림 수, 피드백에 사용되는 정보 비트 수 등을 고려하여 설계할 수 있다. 즉, 코드 북에는 적어도 하나 이상의 프리코딩 벡터가 포함되어 있고, 이 프리코딩 벡터는 각 코드 북에 따라서 송신 안테나의 수 및 송신 스트림의 수에 따라서 구성이 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 안테나의 수가 4이고 송신 스트림의 수가 2인 경우 사용되는 프리코딩 벡터는 4*2의 행렬식으로 이루어진다. 그리고, 상기 적어도 하나의 프리코딩 벡터에 대한 정보를 포함하도록 코드 북이 설계되는데 하나의 코드 북에 포함되는 프리코딩 벡터의 수는 수신 단에서 피드백 정보를 전송할 때 사용하는 정보 비트의 수와 상응한다. 예를 들어, 상기 피드백 정보 비트의 수가 2인 경우에는 2*2(즉, 2²)인 4개의 프리코딩 벡터가 필요하고, 상기 피드백 정보비트의 수가 3인 경우에는 2*2*2(즉, 2³)인 8개의 프리코딩 벡터가 필요하다. 즉, 상기 피드백 정보 비트의 수가 n인 경우에는 2ⁿ개의 프리코딩 벡터가 필요하다. 이하 각 경우에 대한 코드 북을 구분하기 위해서 Cm,n의 기호를 사용한다. C는 코드 북을 의미하고 m은 안테나의 수를 의미하고, n은 피드백 정보 비트의 수를 의미한다. 예를 들어, C2,1은 2개의 송신 안테나를 사용하 여 전송하는 통신 시스템에서 프리코딩 벡터 선택을 위한 피드백 정보로 1 비트를 사용하는 경우의 코드북을 의미한다.

이하의 수학식 8은 4개의 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 3개의 피드백 정보 비트를 사용하는 경우에 대한 코드 북을 표시한 것이다.

상기 수학식 8을 참조하면 알 수 있듯이, 상기 코드 북은 모두 8개의 프리코딩 벡터에 대한 정보를 포함하고 있다. 그리고, 상기 코드 북에 포함된 프리코딩 벡터 각각을 지시하기 위해서 인덱스를 할당한다. 그리고, 수신 단에서는 상기 코드 북의 프리코딩 벡터를 선택하여, 선택한 프리코딩 벡터에 대한 인덱스를 송신 단으로 피드백한다. 예를 들어,

~

의 각 프리코딩 벡터에 대해서 '000'~'111'의 인덱스를 차례로 할당하여 이용한다. 각 프리코딩 벡터가 될 수 있는 일례를 이하 수학식들을 통해서 나타낸다. 상기 각 프리코딩 벡터는 송신 안테나의 수와 송신 스트림의 수에 따라서 상기 벡터의 구성이 결정될 수 있다.

본 실시예에 따르면,

값을 변화시켜서 다양한 코드북을 설계할 수 있다. 이하에서는 상기 수학식 6을 이용하여 생성된 확장 유니터리 행렬을 사용한 것으로 가정하여 설명한다. 이하 송신 안테나 수가 4개일 경우, 송신 데이터 스트림(송신 스트림) 수가 1개(Rate 1), 2개(Rate2), 3개(Rate3)일 경우를 차례대로 설명한다.

먼저, 상기 송신 스트림의 수가 1인 경우를 설명한다.

상기 수학식 6에서

값을 '0'으로 결정하여 생성된, 즉 기본 유니터리 행렬을 사용할 수도 있다. 상기 코드북 설계의 다른 방법의 일례가 이하 수학식 9에 제시된다.

, , , , , , ,

수학식 9는

=0일 때, 안테나 선택 행렬

과 조합하여 구성한 코드 북 설계의 예를 나타낸 것이다.

그리고, 상기 송신 스트림의 수가 2인 경우를 설명한다.

, , , , , ,

,

수학식 10은 송신 안테나의 수는 4이고, 송신 스트림의 수는 2인 경우에 사용할 수 있는 프리코딩 벡터의 일 예들을 나타낸 것이다. 즉, 각 프리코딩 벡터는 4*2의 행렬식으로 나타내어진다.

은 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬에 있어서 첫 번째와 두 번째의 열 벡터를 이용하여 구성한 프리코딩 벡터로서, 상기 3비트의 피드백 정보를 이용하는 경우 '000'의 인덱스를 할당하여 상기 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다. 즉, 수신 단에서 송신 신호 및 코드 북을 통해 프리코딩에 이용할 프리코딩 벡터를 상기

로 결정한 경우에는 '000'에 해당하는 정보를 피드백한다. 송신 단에서는 상기 피드백 정보 및 코드 북을 통해 상기 '000'에 해당하는 프리코딩 벡터인

를 이용하여 프리코딩을 수행하여 신호를 전송한다.

는 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬에 있어서 첫 번째와 세 번째의 열 벡터를 이용하여 구성한 프리코딩 벡터로서, 상기 3비트의 피드백 정보를 이용하는 경우 '001'의 인덱스를 할당하여 상기 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다. 마찬가지로 나머지

~

중 하나로 결정한 경우에는 각각 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬에 있어서 각각의 열 벡터를 조합하여 구성한 프리코딩 벡터로서, 상기 3비트의 피드백 정보를 이용하는 경우 각각 '010','011','100','101'의 인덱스를 할당하여 상기 각 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다. 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬 하나만을 이용하여 본 실시 예에 대한 코드 북을 설계하는 경우에는 각 직교성을 유지하는 열 벡터가 4개 있으므로 최대 6개의 4*2의 프리코딩 벡터를 구성할 수 있다. 피드백 정보를 위와 같이 3 비트 사용하는 경우 총 8개의 프리코딩 벡터에 대한 정보를 포함할 수 있으므로 나머지 두 개의 프리코딩 벡터를 더 구성할 수 있다.

이때 하나의 유니터리 행렬로 프리코딩 벡터를 구성하기에 부족한 경우에는 추가적인 프리코딩 벡터를 구성하기 위해서 안테나 선택 방법(antenna selection)을 이용할 수도 있고, 위에서 설명한 위상 천이를 이용한 확장 유니터리 행렬을 이용할 수도 있다.

위 수학식 10의 경우는 안테나 선택 방법을 이용한 예를 나타낸 것이다. 즉

의 프리코딩 벡터는 안테나 선택 방법에 따라 첫 번째 및 두 번째 안테나를 선택하여 사용하는 경우를 의미한다. 그리고, 두 개의 송신 안테나를 사용하는 경우에 대한 유니터리 행렬을 이용하여 상기 프리코딩 벡터를 구성한 것이다. 또한, 이 경우 역시 인덱스를 할당하되 상기 인덱스는 '110'으로 할당하여 상기

의 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다. 마지막으로,

의 프리코딩 벡터는 마찬가지로 안테나 선택 방법에 따라 세 번째 및 네 번째 안테나를 선택하여 사용하는 경우 를 의미한다. 그리고, 두 개의 송신 안테나를 사용하는 경우에 대한 유니터리 행렬을 이용하여 상기 프리코딩 벡터를 구성한 것이다. 또한, 이 경우 역시 인덱스를 할당하되 상기 인덱스는 '111'으로 할당하여 상기

의 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다.

, ,

,

,

,

,

수학식 11의 경우는

=0일 때, 안테나 선택 행렬

과 조합하여 구성한 코드 북 설계의 예를 나타낸 것이다. 각 행렬에 대한 피드백 시에 이용하는 인덱스에 대한 설명은 위 수학식 10에 대한 것과 유사한 방법으로 이용될 수 있으므로 생략한다.

그리고, 상기 송신 스트림의 수가 3인 경우를 설명한다.

송신안테나 수가 4이고, 수신안테나가 3일 때, 즉 송신 데이타 스트림 수가 3일 때의 코드북 설계는 다음과 같이 할 수 있다.

, , , , , , ,

수학식 12의 경우도 마찬가지로 수신

=0일 때, 안테나 선택 행렬

과 조합하여 구성한 코드 북 설계의 예를 나타낸 것이다. 수학식 12의 방법뿐만 아니라 수학식 6에서

의 값이 '0'인 기본 유니터리 행렬을 포함하여 다양한

값을 통해 생성된 확장 유니터리 행렬을 이용할 수 있다.

수학식 13은 4개의 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 4개의 피드백 정보 비트를 사용하는 경우에 대한 코드 북을 표시한 것이다.

수학식 13을 참조하면 상기 코드 북은 모두 16개의 프리코딩 벡터에 대한 정보를 포함하고 있다. 상기 코드 북에 포함될 수 있는 프리코딩 벡터를 설명한다.

~

의 프리코딩 벡터는 위 수학식 9 내지 수학식 12에서 나타낸 것을 사용할 수 있다. 그리고, 각각의 프리코딩 벡터에 대한 인덱스는 '0000'부터 '0111'까지 차례대로 할당하여 피드백 정보 송수신시 이용할 수 있도록 한다. 이하

~

에 대해 각 프리코딩 벡터가 될 수 있는 일례를 이하 수학식들을 통해서 나타낸다.

이하 마찬가지로

값을 변화시켜서 생성한 확장 유니터리 행렬을 이용하여 다양한 코드북을 설계할 수 있다. 이하 상기 수학식 6을 이용하여 생성된 확장 유니터리 행렬을 사용한 것으로 가정하여 설명한다. 이하 송신 안테나 수가 4개일 경우, 송신 데이터 스트림(송신 스트림) 수가 1개(Rate 1), 2개(Rate2), 3개(Rate3)일 경우를 차례대로 설명한다.

먼저, 상기 송신 스트림의 수가 1인 경우를 설명한다.

, , , , , , ,

수신

값이 높은 다른

(예:

)를 찾아서 3비트의 추가 코드북을 생성하며, 이때 안테나 선택 방법을 사용한 프리코딩 벡터

의 경우, 3비트 코드북 설계 시와는 다른 행렬을 선택하여 안테나 선택에 대한 경우의 수를 증가시키는 것이 바람직하다.

수학식 9에서 제시된 8개의 프리코딩 백터에 상기 수학식 14에서 제시된 8개의 프리코딩 백터를 추가하여 총 16 개의 프리코딩 백터가 생성됨으로써 상기 수학식 13에 포함된 모두 16개의 프리코딩 벡터를 결정할 수 있다.

상기

값으로

로 선택함은 일례일 뿐 다양한

을 사용할 수 있음은 자명하다.

이하 상기 송신 스트림의 수가 2인 경우를 설명한다.

, , , , , , ,

수학식 15를 통해 알 수 있듯이, 이 경우 역시 송신 안테나의 수는 4개이고 송신 스트림의 수는 2개인 경우에 대한 것이므로, 각 프리코딩 벡터는 4*2 행렬로 구성된다. 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬을 이용하여 구성한 8개의 프리코딩 벡터보다 더 많은 수의 프리코딩 벡터를 구성하기 위해서

로 설정한 확장 유니터리 행렬을 추가로 이용한다.

은 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬에 있어서 첫 번째와 두 번째의 열 벡터를 이용하여 구성한 프리코딩 벡터로서, 상기 4비트의 피드백 정보를 이용하는 경우 '1000'의 인덱스를 할당하여 상기 프리코딩 벡터를 지시하도록 할 수 있다.

는 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬에 있어서 첫 번째와 세 번째의 열 벡터를 이용하여 구성한 프리코딩 벡터로 '1001'의 인덱스를 할당한다.

~

의 각 프리코딩 벡터는 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬의 각 열 벡터를 조합한 구성들 중 하나가 될 수 있다. 그리고, 각 프리코딩 벡터에 대한 인덱스는 나머지 '1010', '1011', '1100', '1101'을 각각 할당한다. 상기

으로 설정한 확장 유니터리 행렬의 경우도 2개의 열 벡터로 프리코딩 벡터를 구성하면, 최대 6개를 생성할 수 있다. 따라서 나머지 2개의 프리코딩 벡터를 구성하는 방법을 추가로 제안한다.

우선 다른 위상 천이를 갖는 확장 유니터리 행렬을 생성하여 이를 이용할 수도 있다. 예를 들어, 상기 3비트의 코드 북에서 사용한

,

에 대해 송신 안테나 2개에 대한 확장 유니터리 행렬 생성 방법을 통해서

으로 설정한 확장 유니터리 행렬을 생성하여 이용할 수 있다.

값은 임의의 위상 값으로 발뀔 수 있다. 아니면, 수학식 11에 나타난

,

의 일례처럼 다른 안테나 선택 행렬을 사용할 수도 있다.

다른 방법으로는 안테나 선택 방법을 사용하는 것이다.

, , 또는

,

수학식 4에 있는 유니터리 행렬의 조합에 의해 8개(3비트) 또는 16개(4비트)의 프리코딩 벡터를 생성할 때, 유니터리 행렬의 조합만으로는 부족한 부분은 다른

값을 적용하여 채우거나, 안테나 선택 방법을 이용할 수 있다. 안테나 선택 방법 에는 다시 두가지 방법이 있을 수 있다.

첫 번째 방법으로는, 필요에 따라 4개의 송신 안테나 중에서 2개의 안테나만을 사용하는 방법을 이용할 수 있다. 이 경우에는 만약

,

을 안테나 선택 방법을 사용하여 수학식 10에서와 같이 구성한 경우에는 이와 동일하지 않도록 구성할 것이다. 예를 들어,

의 경우에는 첫 번째 및 네 번째의 송신 안테나만을 사용하는 프리코딩 벡터를 구성하고,

의 경우에는 세 번째 및 네 번째 송신 안테나만을 사용하는 프리코딩 벡터를 구성하여 이용한다. 이 경우에도 위와 마찬가지로 2개의 송신 안테나를 이용하는 경우에 대한 유니터리 행렬을 통해서 구성할 수 있다.

상술한 방법 중 두 번째 방법으로는 확장 유니터리 행렬을 이용하되 위에서 사용한 2개의 확장 유니터리 행렬과는 다른 위상 천이 값을 갖는 확장 유니터리 행렬을 이용한다. 즉,

,

이 아닌 값으로 위상을 천이할 수 있는 확장 유니터리 행렬을 생성하여 상기 확장 유니터리 행렬 내의 열 벡터를 임의로 선택하여 프리코딩 벡터를 구성할 수 있다.

이하 상기 송신 스트림의 수가 3인 경우를 설명한다.

, , , , , , ,

수학식 18는 위와 마찬가지로 수신

값이 높은 다른

(예:

의 경우, 3비트 코드북 설계 시와는 다른 행렬을 선택하여 안테나 선택에 대한 경우의 수를 증가시킨 예를 나타낸 것이다. 이 경우도 마찬가지로 수학식 12의 프리코딩 벡터에 추가하여 사용함으로써 4 비트의 피드백 인덱스를 사용하는 경우에 대한 16 개의 프리코딩 벡터를 설정할 수 있다.

코드 북의 확장 방법은 임의의 고정 값인

값을 추가로 사용하여 적용할 수 있다. 위에서 설명한 바와 같이 위상 천이 방법을 통해서 코드 북의 확장 설계가 수월하게 이루어질 수 있다.

수신 단에서 피드백 정보를 전송할 때 이용하는 비트의 개수가 5 이상인 경우에는 위에서 설명한 2개의 확장된 유니터리 행렬 외에 더 많은 확장 유니터리 행렬이 필요하다. 즉,

,

뿐만 아니라 다른 위상 천이 각도를 사용하여 또 다른 확장 유니터리 행렬을 생성하여 프리코딩 벡터를 구성한다.

이하, 본 실시예가 제안하는 확장 유니터리 행렬들을 이용하여 최적의

를 찾는 새로운 코드 북을 설계하는 위상탐색 방법을 제안한다. 즉, 본 실시예에서 제안한 확장 유니터리 행렬들로 이루어진 코드 북에 따라 통신을 수행하는 방법을 제안한다.

본 실시예의 단말은 2단계로 피드백 인덱스를 송신한다. 즉, 상대적으로 덜 정확한 개략(Coarse) 탐색을 위한 제1 단계와, 상대적으로 더 정확한 정밀(Fine) 탐색을 위한 제2 단계로 나누어 탐색을 수행한다. 이러한 탐색의 결과는, 이하에서 설명할 방법에 코드북에 따라 피드백된다.

개략 탐색을 위한 제1 단계: 3 섹터화된 기지국의 경우, 안테나가 60도 내지 -60도의 영역을 담당한다. 따라서, 60도 내지 -60도 사이의 값

에 대해 일정한 각도 간격으로 피드백 인덱스 값을 정한다. 이때, 코드 북 설계를 위한 인덱스의 범위는 각 단말로부터 수신된 위상천이 각도를 바탕으로 채널상황에 따라 적합하게 선택한다.

수학식 5와 6에 포함되어 있는 위상천이 성분

, k=0, 1, ... , K-1에서, 위상 천이 각도

는

로 표현된다. 또한,

에 의해 정규화한 값인

를 이용하면 다음과 같은 3비트의 코드 북으로 설계할 수 있다. 표 1에서

는 천이하고자 하는 위상 각도이며,

는 총 송신 안테나 개수이다.

정밀 탐색을 위한 제2 단계: 제1 단계에서는 첫 번째 피드백 인덱스를 찾게 되며, 제2 단계에서는 제1 단계에서 선택된 인덱스에 좀 더 정밀한 각도 정보를 얻기 위하여 선택된 위상 인덱스와 다음 단계의 위상 인덱스 사이의 각도 차를 양자화한다. 예를 들어, 두 인덱스 사이의 각도 차가 15도일 때, 표 2a 또는 표 2b와 같이, 각각 5도 및 10도의 위상천이를 갖는 1비트 또는 2비트의 피드백 인덱스를 생성하여 제2 단계의 탐색을 수행한다.

또는,

상술한 2 단계의 탐색을 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

도 5a는 개략 탐색을 위한 빔패턴을 나타낸 도면이다. 도 5a의 일례는 섹터화된 안테나를 사용하는 기지국에서의 빔패턴을 나타낸다. 만약 2개의 유니터리 행렬을 이용하여 빔을 형성하는 경우, -30^o, 0^o, 30^o, 60^o에 폭 60도의 빔(즉, 60도의 위상 폭을 갖는 빔)이 형성될 수 있고, 또한, -45^o, -15^o, 15^o, 45^o에 폭 60도의 빔이 형성될 수 있다. 달리 표현하면, 수학식 6의 행렬에서

으로 설정하고,

로 설정하여 8개의 빔을 형성할 수 있다. 이 경우, 표 1과 같은 코드북을 구성하는 경우에는 도 5a와 같이 피드백 인덱스가 부여된다.

본 실시예는 도 5a의 빔을 기초로 제1 단계의 탐색을 수행한다. 만약, 15도 부근에서 수신 신호를 최대화할 수 있는 경우, 제2 단계의 탐색을 수행한다. 제2 단계의 탐색은 표 2a와 같이 제1 단계의 검색 결과의 좌우로 5도 또는 10도를 탐색하는 방법이 있고, 표 2b와 같이 제1 단계의 검색 결과의 좌측으로 5도 또는 10도를 탐색하는 방법이 있다.

표 2b와 같이 탐색을 수행하면 피드백 비트를 더욱 줄일 수 있지만, 도 5b에 도시된 바와 같이, 최적의 위상을 찾지 못하는 문제가 발생할 수 있다. 즉, 탐색이 한 방향으로만 이루어져 정확도가 감소할 수 있다. 따라서, 표 2a와 같이 좌측과 우측을 각각 검색하는 방법을 사용할 수도 있다.

제2 단계 탐색의 장점으로서는 기지국으로 피드백되는 동일한 수의 비트 수를 가지고 코드 북을 설계한다 하더라도 종래의 방식보다 성능이 뛰어나며 처리속도가 빠른 코드 북을 설계할 수 있다는 것이다.

예를 들어, 표 1, 표 2b에 따라 코드 북 설계를 할 경우, 종래의 방식에서는 총 24개의 인덱스를 찾아야 하지만, 본 발명에서는 10개의 인덱스를 찾는 것으로 충분하다. 또한, 피드백되는 정보도 종래 방식에서는 최대 5비트가 필요하지만 본 발명에서는 4비트로도 가능하다. 이러한 성능 및 처리속도의 차이는 코드 북 설계 시 사용되는 프리코딩 행렬 수가 증가함에 따라 더욱 차이가 나게 된다. 그리고 제1 단계와 제2 단계의 인덱스 범위를 채널 상황에 맞춰 최적화함으로써 더욱 성능 및 처리속도 개선을 도모할 수 있게 된다.

즉, 종래의 코드 북 설계의 경우, K 비트를 피드백하는 경우라면, 총

개의 인덱스가 생성되고, 이를 탐색해야 한다. 그러나 본 발명에서는 이를 개략 탐색과 정밀 탐색의, 두 가지 단계로 나눔으로써 찾아야 할 총 인덱스를 감소시킨다. 보다 구체적으로, 탐색해야하는 인덱스의 총 개수를 A (제1 단계) + A/B-1 (제2 단계)로 줄여서 이에 따른 단말 처리속도를 향상시킬 수 있다.

한편, 이하에서는 본 발명의 다른 실시예로서 상술한 바와 같은 2단계 탐색을 통한 위상 탐색 방법을 이용하여, 제 1 단계에서 기본 유니터리 행렬의 프리코딩 벡터에 대한 선택을 수행하고, 제 2 단계에서는 제 1 단계에서 선택된 프리코딩 벡터에 적용된 위상천이 값을 추정하여 본 발명의 일 실시예에서 설명한 확장 유니터리 행렬의 프리코딩 벡터를 선택하는 방법에 대해 설명한다.

4개의 송신 안테나 통신에 이용되는 기본 유니터리 행렬에서의 각 열 벡터들은 직교하는 송신 빔포밍을 수행하기 때문에, MIMO 송신에서의 안테나 소자간 간격을

로 가정할 경우, 빔패턴 간의 위상폭의 범위는 '-π/4 ~ π/4' 사이의 값을 가질 수도 있다. 따라서, 이러한 빔패턴간의 위상폭의 범위는 응용하고자 하는 시스템에 따라 달라질 수 있다.

그리고 피드백 전송량을 줄이기 위해, 본 발명의 바람직한 일 실시예에서는 첫번째 프레임에서는 기본 유니터리 행렬에 대한 PMI(Precoding Matrix Index)값을, 두 번째 프레임에서는 위상천이에 대한 양자화 값으로서 PPI(Precoding Phase-shift Index)를 각각 전송하는 것도 고려 할 수 있다.

한편, 본 발명의 또 다른 일 실시예에서는 상술한 바와 같은 위상 탐색에 더하여 진폭이 조정된 프리코딩 벡터를 선택함으로써, 수신 신호의 CQI값을 더 높이는 것을 제안하며, 이에 대해 설명하면 다음과 같다.

즉, 본 발명의 바람직한 일 실시예에서는 상술한 바와 같은 위상 탐색 단계에서 충분히 큰 CQI값을 확보하지 못할 경우 각 안테나에 대한 진폭 보상을 수행한다.

구체적으로, 상술한 위상 탐색 단계를 통해 선택된 프리코딩 벡터에 이하의 수학식과 같은 진폭 조정 벡터를 곱하여 얻어지는 벡터 중 수신 신호의 CQI값을 최대로 하는 벡터를 본 실시예에 따른 프리코딩 벡터로서 선택한다.

상기 수학식 19는 두개의 송신 안테나를 이용하는 경우의 진폭 조정 행렬을 나타내며, 각각의

및

은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

즉, 2개의 송신 안테나를 이용하는 경우, 위상 탐색 단계에서 선택된 프리코딩 벡터에 진폭 조정 행렬의 상기

및

를 곱한 벡터들 중 수신 신호의 CQI값을 최대로 하는 벡터를 본 실시예에 따른 프리코딩 벡터로 선택할 수 있다.

한편, 4개의 송신 안테나를 이용하는 경우, 진폭 조정 행렬을 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 각각의

,

및

는 각각 다음과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 23 내지 25를 통해 알 수 있는 바와 같이 상기 수학식 22에 따른

는 4개의 안테나 중 두 개씩 조합하여 진폭 조정을 수행하는 경우 이용될 수 있음을 알 수 있다.

본 실시예에 따르면, 위상 탐색 단계를 통해 선택된 프리코딩 벡터에 상기

,

및

를 곱한 벡터들 중 수신 신호의 CQI를 최대로 하는 벡터를 본 실시예에 따른 프리코딩 벡터로서 선택할 수 있다.

한편, 4개의 송신 안테나를 이용하는 경우 특히 어느 한 안테나에 대한 진폭을 조정하는 경우 이용될 수 있는 진폭 조정 행렬은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 상기 수학식 26에서의

,

및

는 다음과 같이 나 타낼 수 있다.

상술한 바와 같이 진폭 조정 행렬을 이용하여 프리코딩 벡터의 진폭 조정을 수행하는 본 실시예에서 최적화된

값은 피드백 오버헤드를 감안한다는 조건하에서 0 ~ π/2 까지의 탐색을 통하여 찾을 수 있으며, 이와 달리 임의의 대표적인 값을 구하여 고정된 값으로 사용할 수도 있다.

또한, 피드백 오버헤드를 더욱 감소시키기 위해 적절하게 양자화된 범위를 규정할 수 있으며, 특히

값이 0인 경우 본 실시예에 따라 선택되는 프리코딩 벡터는 안테나 선택 벡터에 해당된다.

상술한 바와 같은, 본 발명의 일 실시예에서는 기본적인 DFT(Discrete Fourier Transform) 유니터리 행렬을 위상과 진폭 축으로 코드북을 확장할 수 있으며, 상술한 설명은 기본 조건으로서 송신안테나가 4개일 때를 중심으로 설명하였다.

이와 같은 본 발명의 실시예에 따라 진폭 및 위상 보상이 된 최종 코드북에 대한 식은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, k는 OFDM 전송 방식의 경우 서브 캐리어 인덱스로서, 본 코드북 탐색 빙밥을 주차수 축으로 확장할 수 있음을 뜻한다.

한편, 도 6은 안테나 수 4, 안테나 소자간 간격을

또는

로 했을 때의 빔패턴을 직교좌표계로 나타낸 것이다.

좁게 빔이 형성된 것이

, 넓은 빔 폭을 가진 것이

일 때의 도면이다.

다음 그림들은 안테나 수 4, 안테나 간격이

일 때 프리코딩 벡터들의 위상천이에 따른 빔 패턴들의 위상천이를 보여주는 그림들이다. MIMO 시스템에서는 단지 안테나 간격이

로 바뀔 뿐, 위상천이 방법은 동일하다.

도 7 내지 도 10은 안테나에서의 빔 패턴을 나타낸 도면이다. 도 7 부터 도 10을 보면 제1 빔이

값에 상응하는

값이 따라 위상 천이하는 것을 알 수 있다.

보다 구체적으로, 도 7에서

는 0으로, 도 8에서

는 1/2로, 도 9에서

는 1로, 도 10에서

는 -1/2로 결정된다.

단말이 수신 신호의 복원을 위해 MMSE를 적용했을 때 수신신호는

로 표현되며,

의 값이 최대가 되는 열 벡터

를 코드 북에서 찾을 수 있으며 해당 위성천이 프리코딩 행렬 인덱스(제1 단계와 제2 단계)와 함께 기지국으로 해당 정보들을 전송하게 된다.

본 실시예에서는 빔포밍, SDM, SDMA를 모두 지원하게 되는데, 빔포밍 기능을 수행하게 될 때는 안테나 간격이

로 바뀌게 되며, 동일한 코드북 방식을 사용하여 효율적인 빔포밍을 수행하게 된다.

빔포밍 기법이 사용되는 경우, 위상천이 된 프리코딩 행렬간 직교성을 유지해야 하는 제약이 없기 때문에 직교성을 유지해야 하는 프리코딩 MIMO와는 달리 프 리코딩 행렬간에서 선호하는 프리코딩 벡터를 임의로 선택할 수 있다. 그리고 사용자간 직교성을 유지하여 빔간 (사용자간) 간섭을 최소화하기 위해서는 본 실시예에서 제안하는 위상천이 프리코딩 코드 북 설계를 이용한다. 이때의 빔 선택, 즉 열 벡터

의 선택은 송신안테나 수가 K일 때 하기 수식에 의한다.

SDM, 즉 단일 사용자 MIMO 기법이 사용되는 경우에, 단말에서 하나의 프리코딩 벡터의 인덱스와 안테나 별 CQI 정보를 피드백한다.

SDMA, 즉 다중 사용자 MIMO 기법이 사용되는 경우, 각 사용자는 선호하는 하나의 CQI 정보와 해당 프리코딩 벡터의 인덱스를 피드백하게 되며, 기지국에서는 이를 토대로 특정 프리코딩 행렬에 해당되는 그룹핑을 하게 되고 우선도에 따라 스케쥴링을 하게 된다.

본 실시예는 PU2RC등의 시스템과는 달리 사전에 프리코딩 행렬 조합을 정할 필요가 없으며, 단지 초기 단계에서 프리코딩 행렬 위상천이 각도를 단말에서 탐색하여 채널상황에 최적화된 코드 북 설계단계를 거친다. 기지국에서는 각 단말에서 올라온 선호하는 각 위상천이 정보들을 바탕으로 평균 빈도 수가 높은 행렬 조합을 최적의 조합으로 정하고 이를 실제 적용하는 코드북으로 사용하게 되기 때문에 종 래의 기술보다 실제 채널상황에 보다 적합한 코드북 설계가 가능하다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의한다.

본 발명이 단독 사용자 MIMO 기법에 적용되면, 종래의 코드 북 설계에 비하여 좀더 적은 개수의 인덱스를 탐색하여 단말의 처리 속도를 향상시킬 수 있다.

또한, 본 발명이 다중 사용자 MIMO 기법에 적용되면 종래 방식보다 채널 상황에 따라, 보다 유연한 설계가 가능하다.

또한, 본 발명이 빔포밍 기법에 적용되면 가상 안테나 수만큼의 효율적인 송신 빔포밍 기능을 가능하게 한다.

아울러, 본 발명에 따른 프리코딩 백터 선택 방법에 따르면, 프리코딩 벡터의 위상 및 진폭 보정을 통해 수신 신호의 CQI를 보다 높일 수 있는 프리코딩 벡터를 선택할 수 있다.

Claims

다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터 정보를 송수신하는 방법에 있어서,

위상 천이가 수행된 하나 이상의 프리코딩 벡터를 포함하는 하나 이상의 유니터리 행렬을 사용하여, 상기 하나 이상의 프리코딩 벡터 중 수신 신호의 세기를 최대화하는 프리코딩 벡터를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 프리코딩 벡터에 상응하는 피드백 정보를 송신 단으로 피드백하는 단계를 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 피드백 정보의 크기는, 상기 하나 이상의 유니터리 행렬에 포함되는 프리코딩 벡터의 개수에 따라 정해지는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 사용된 유니터리 행렬은,

기본 유니터리 행렬 및 상기 기본 유니터리 행렬에 위상 천이가 수행된 하나 이상의 확장 유니터리 행렬을 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 확장 유니터리 행렬에 수행되는 위상 천이는,

상기 송신 단의 안테나, 및 상기 사용된 유니터리 행렬의 개수에 따라 결정되는 위상 천이 각도에 따라 수행되는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 프리코딩 벡터를 선택하는 단계는,

제 1 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 1 프리코딩 벡터들 중 어느 하나를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 제 1 프리코딩 벡터에 상응하는 빔 주변에 제 2 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 2 프리코딩 벡터들 중 어느 하나를 선택하는 단계를 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 제 1 위상폭은 상기 제 2 위상폭의 정수 배인, 프리코딩 벡터 정보 송수신하는 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 제 1 위상폭 간격은 기본 유니터리 행렬의 각 프리코딩 벡터에 상응하는 빔들 간의 위상 간격에 대응하며,

상기 제 2 위상폭 간격은 상기 기본 유니터리 행렬에 적용하는 위상천이 각 도에 대응하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신하는 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 프리코딩 벡터를 선택하는 단계는,

상기 선택된 제 2 프리코딩 벡터에 하나 이상의 진폭 조정 벡터를 곱한 벡터 중 어느 하나를 선택하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신하는 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 진폭 조정 벡터는 안테나 선택 벡터를 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 피드백 정보는,

상기 선택된 제 1 프리코딩 벡터에 상응하는 제 1 피드백 정보 및 상기 선택된 제 2 프리코딩 벡터에 상응하는 제 2 피드백 정보를 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
다중 입출력 시스템을 위한 프리코딩 벡터 정보를 송수신하는 방법에 있어서,

수신 단에 의해 선택된 프리코딩 벡터에 상응하는 피드백 정보를 상기 수신 단으로부터 수신하는 단계;

상기 피드백 정보에 따라, 기본 유니터리 행렬 및 상기 기본 유니터리 행렬에 대한 위상 천이를 통해 생성되는 하나 이상의 확장 유니터리 행렬 중 어느 하나에 포함되는 프리코딩 벡터를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 프리코딩 벡터에 따라 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 기본 유니터리 행렬 및 상기 하나 이상의 확장 유니터리 행렬은,

상기 피드백 정보의 길이에 따라 결정되는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 확장 유니터리 행렬에 수행되는 위상 천이는,

송신 단의 안테나 및 상기 피드백 정보의 길이에 따라 결정되는 위상 천이 각도에 따라 수행되는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 프리코딩이 수행된 결과는, 하나 이상의 사용자를 위한 하나 이상의 데 이터 스트림에 상응하는, 프리코딩 벡터 정보 송수신 방법.
제 1 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 1 프리코딩 벡터들 중 수신 신호의 세기를 최대화하는 어느 하나를 선택하는 단계; 및

상기 선택된 제 1 프리코딩 벡터에 상응하는 빔 주변에 제 2 위상폭 간격으로 배치되는 빔들에 상응하는 제 2 프리코딩 벡터들 중 상기 수신 신호의 세기를 최대화하는 어느 하나를 선택하는 단계를 포함하는, 프리코딩 벡터 선택 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 제 1 위상폭 간격은 기본 유니터리 행렬의 각 프리코딩 벡터에 상응하는 빔들 간의 위상 간격에 대응하며,

상기 제 2 위상폭 간격은 상기 기본 유니터리 행렬에 적용하는 위상천이 각도에 대응하는, 프리코딩 벡터 선택 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 선택된 제 2 프리코딩 벡터에 하나 이상의 진폭 조정 벡터를 곱한 벡터 중 상기 수신 신호의 세기를 최대화하는 어느 하나를 선택하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 벡터 선택 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 진폭 조정 벡터는 안테나 선택 벡터를 포함하는, 프리코딩 벡터 선택 방법.