WO2014046429A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 신호 전송 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 수신단으로부터 송신단의 신호 전송을 위한 피드백 정보를 수신하는 단계 및 피드백 정보에 기반하여 프리코딩 행렬(W)을 적용한 신호를 전송하는 단계를 포함하며, 프리코딩 행렬(W)은 두 개의 프리코딩 행렬(W₁ 및 W₂)의 곱으로 표현되며, W₁은 피드백 정보에 따라 구성된 다수의 안테나 그룹에 대응되도록 설정되며, W₂는 다수의 안테나 그룹에 대응되는 신호가 상호 직교화되어 전송되도록 구성된 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】

【발명의명칭】

다증 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치

【기술분야】

[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서， 보다 상세하게는, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

【배경기술】

[2] MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말 한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이 다. MIM0 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.

[3] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolut ion) 시스템에 서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프 리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다. · [4] 다중 안테나 시스템 기반의 샐를러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍 (beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용 할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신 호 (Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북 (codebook)으로 적절히 양자 화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.

[5] 이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬 (spatial channel matrix) (혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공 간 채널 행렬 (혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다. 녜 )

[7] 여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며， Nr은 수신 안테나 개수, Nt는 송 신 안테나_.개수ᅳ r 은 수신 안테나의 인텍스， t 는 송신 안테나의 인덱스， i 는 OFDM (또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

[8] ^ 는 채널 행렬 H(i,k)의 요소 (element)로서， i 번째 심볼 및 k 번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.

[9] 또한， 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬 (spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R 로 나타낼

이고, 여기서 H 간 채널 행렬을， R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균 (mean)올 의미하며， i는 심볼 인덱스, k는 주파수 인덱스를 의미한다.

[10] 특이값 분해 (SVD: Singular Value Decomposit ion)는 직사각행렬을 분해 하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기 법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반 화한 것으로， 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하 여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H 를 실수 또는 복소수의 집합 원소 로 이루어진 mXn 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H 는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.

H 二 u y V H

[11]

[12] 여기서 U, V 는 유니터리 행렬 (unitary matrix)들을 나타내며， ∑는 음 이 아닌 특이값을 포함하는 mXn 대각행렬이다. 특이값은

∑ = diag \a_x..xj_r ),cr = J

δ ^{ν 1 r/ 1 ¾} 이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있 는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다를 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.

[13] 행렬 H 가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때， H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때， H 의 특이값과 특이백터는 H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이백터는 H의 고유값과 고유백터와 같아진다. 한편 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposit ion)는 다음과 같이 나타낼 수 있다 (여기서 고유값은 λΐ ， .. , λΓ 이 될 수 있다).

[15] 여기서 고유값은 λΐ ， ..,λΐ" 이 될 수 있다. ΗΗ"의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U 와 V 중 U 의 정보를 알 수 있으며， Η"Η의 특 이값 분해를 통해 V 의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIM0(Multi User- MIM0)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송，수신단 각각 빔포밍 (beamforming)을 수행하게 되는데 , 수신단 범과 송신단 빔은 각각 행렬 T 와 W 를 통해 나타내면， 빔포밍 (beamforming)이 적용된 채널은 THW = TU(∑)VW로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U 를 기준으로 송신 범은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.

[16] 일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예 인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution), LTEᅳ Advanced, IEEE 16m 시스템 등꾀 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택 된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1 과 같이 채널의 통-팀 공분산 행렬 (long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환 (transform)하는 것이다.

[17] 【수학식 1】

W=norm(RW} [18] 여기서 , ^w는 숏-텀 (short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며， R은 채널 행렬 H의 통-팀 (l_0ng-t_erm) 공분산 행렬이고, "om(A)은 행렬 A의 각 열 (_column) 별로 _norm이 1로 정규화 (normal izat ion) 된 행렬을 의미하고， ^w '은 기존 코드북 ^^¥를 채널 행렬 H, 채널 행렬 H 의 통-팀 (long-term) 공분산 행렬 R및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코 드북이다ᅳ

[19] 또한, 채널 행렬 H의 통-팀 (long-term) 공분산 행렬인 R은 다음 수 학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

[20] 【수학식 2】

R二 ^ iH^Hj二 VAV"

[21] 여기서， 채널 행렬 Η의 통-팀 (l_0ng-t_erm) 공분산 행렬인 R은 특이값 분해 (singular value decomposition)에 의해 VAV"로 분해 (decomposi t ion) 되 며， V는 Nt X Nt 유니터리 (unitary) 행렬이며 ^V/를 i 번째 열 백터로 가진다. Λ는 ^σ'· 를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬， V^w는 V 의 허미션 (hermitian) 행렬이다. 그리고 °^"''^V' 는 각각 i 번째 특이값 (singular value) 과 그에 상웅하는 i 번째 특이 열 (singular column) 백터를 의미한다

₍σ,≥σ₂≥...≥σ_{Μ )}

【발명의상세한설명】

【기술적과제】

[22] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 효율적 인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 데 있다.

[23] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되 지 않으몌 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적해결방법】

[24] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 다중 안테나를 지 원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 신호 전송 방법은， 수신단으로부터 상기 송신단의 신호 전송을 위한 피드백 정보를 수신하는 단계; 및 상기 피드백 정보 에 기반하여 프리코딩 행렬 (W)을 적용한 신호를 전송하는 단계를 포함하며， 상 기 프리코딩 행렬 (W)은 두 개의 프리코딩 행렬 (W1 및 W2)의 곱으로 표현되며， 상기 W1 은 상기 피드백 정보에 따라 구성된 다수의 안테나 그룹에 대웅되도록 설정되며， 상기 W2 는 상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 신호가 상호 직교화 되어 전송되도록 구성된 것을 특징으로 한다.

[25] 나아가, 상기 W1 은, 상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 채널 이득의 총합이 최대가 되도록 설정된 것을 특징으로 할 수 있다.

[26] 나아가， 상기 다수의 안테나 그룹 각각은 동일한 개수의 안테나로 구성 되며, 상기 다수의 안테나 그룹 각각에 포함된 안테나 인덱스는 서로 상이한 것 을 특징으로 할 수 있으며， 더 나아가, 상기 다수의 안테나 그룹에 포함된 안테 나의 개수의 총합은 상기 송신단의 전체 안테나 개수보다 적은 것을 특징으로 할 수 있다.

[27] 나아가， 상기 다수의 안테나 그룹 각각은_.상이한 개수의 안테나로 구성 되며， 상기 다수의 안테나 그룹 각각에 포함된 안테나 인덱스는 서로 상이한 것 을 특징으로 할 수 있으며， 더 나아가, 상기 다수의 안테나 그룹 각각은， 상호 채널 상관 관계를 기준으로 구성된 것을 특징으로 할 수 있다.

[28] 나아가， 상기 프리코딩 행렬 (W)은ᅳ 세 개의 프리코딩 행렬 (Wl, W2, 및 W3)의 곱으로 표현되며, 상기 W3 는 위상 계수를 나타내는 대각 행렬 (diagonal matrix)로 구성되는 것을 특징으로 할 수 있으며, 더 나아가， 상기 W3 는, 소정 의 범위 내에서 양자화 (quantization)되도록 구성된 것을 특징으로 할 수 있다.

[29] 나아가， 상기 W2 는, 알라무티 방식 (Alamouti scheme)가 적용되도록 구 성되거나， 준직교 (Quasi -Orthogonal) 방식이 적용되도록 구성된 것을 특징으로 할 수 있다.

[30] 나아가， 상기 다수의 안테나 그룹에 대한 정보를 상위 계층 시그널링을 이용하여 수신단에 알려주는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다. [31] 나아가， 상기 피드백 정보는， 상기 송신단으로부터 수신단으로 전송된 참조 신호 (reference signal, RS)에 기반하여 측정된 채널 상태에 관한 정보인 것을 특징으로 할 수 있다.

[32] 나아가， 상기 피드백 정보는， 자원 요소 (Resource Element, RE), 자원 블록 (Resource Block), 및 시스템 대역폭 (Bandwidth) 중 적어도 하나에 기반하 여 설정된 것을 특징으로 할 수 있다.

[33] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인， 다증 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신단의 신호 수신 방법은， 송신단으로， 상기 송신단의 신호 전송을 위한 피드백 정보를 송신하는 단계; 및 상기 피드백 정보 에 기반하여 프리코딩 행렬 0V)이 적용된 신호를 수신하는 단계를 포함하며， 상 기 프리코딩 행렬 (W)은 두 개의 프리코딩 행렬 (W1 및 W2)의 곱으로 표현되며， 상기 W1 은 상기 피드백 정보에 따라 구성된 다수의 안테나 그룹에 대웅되도록 설정되며, 상기 는 상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 신호가 상호 직교화 되어 전송되도록 구성된 것을 특징으로 한다.

【유리한효과】.

[34] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.

[35] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. [도면의간단한설명】

[36] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 사상을 설명한다.

[37] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-U TS 망구조를 7ί|략적으로 도시 한 도면，

[38] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.

[39] 도 3은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도이다.

[40] 도 4은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다. [41] 도 5는 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.

[42] 도 6은 능동 안테나 시스템 (active antenna system: MS)을 나타낸다.

[43] 도 7은 본 발명이 적용되는 실시예를 설명하기 위한 참고도이다.

【발명의실시를위한형태】

[44] 이하， 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상 세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명이 실시될 수 있는 유일 한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어， 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나， 3GPP LTE 의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.

[45] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구 조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서 는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

[46] 아울러， 이하의 설명에 있어서 단말은 UEOJser Equi ment), MS(Mobile Station), AMS (Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기 를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.

[47] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며， 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따 라 다양한 물리 채널이 존재한다.

[48] 본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolut ion; 이하 "LTE"라 함)， LTE一 Advanced (이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다. [49] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면이다.

[50] E-UMTS( Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS (Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으 로서, 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E- UMTS 는 LTE Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E MTS 의 기술 규격 (technical speci f icat ion)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project； Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.

[51] 도 1 을 참조하면， E-UMTS 는 단말 (User Equi ment, UE)과 기지국 (eNode B; eNB), 네트워크 (E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이 (Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스， 멀티캐스트 서비스 및 /또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동 시에 전송할 수 있다.

[52] 한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25， 2.5, 5, 10, 15， 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비 스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크 (Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간 /주파수 영역， 부호화， 데이터 크기， 하이브리드 자동 재 전송 요청 (Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을 알려준 다.

[53] 또한， 상향링크 (Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간 /주파수 영역， 부호화, 데이터 크기， 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용 될 수 있다ᅳ 핵심망 (Core Network, CN)은 AG 와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 둥으로 구성될 수 있다 . AG 는 복수의 씰들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다. [54] 무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속 (Wideband Code Division Multiple Access, CDMA)를 기반으로 LTE 까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업 자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한， 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요 구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대， 융통성 있는 주파수 밴드의 사 용， 단순구조와 개방형 인터페이스， 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.

[55] 최근 3GPP 는 LTE 에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있 다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 " LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz 의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며， 이 를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이 션 또는 대역폭 어그리게이션 (carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사 용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블 록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리 어 (component carrier)를 이용하여 전송된다.

[56] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.

[57] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105) 과 하나의 단말 (110)을 도시하였지만， 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.

[58] 도 2 를 참조하면， 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115)， 심볼 변조기 (120)， 송신기 (125)ᅳ 송수신 안테나 (130)， 프로세서 (180), 메모리 (185)， 수신기 (190)， 심블 복조기 (195), 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고， 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165)， 심볼 변조기 (170)， 송신 기 (175)， 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155), 메모리 (160)， 수신기 (140)， 심볼 복조기 (155), 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 안테나 (130, 135) 가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만， 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서， 본 발명 에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIM0(Multiple Input Multiple Output) 시 스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 SU-MIM0(Single User-MIMO) MU-MIM0(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.

[59] 하향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하 고， 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여， 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터 리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공 한다ᅳ 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하 여, 심볼들의 스트림을 제공한다.

[60] 심볼 변조기 (120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신 기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼， 파일럿 심볼， 또 는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속 적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주 파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다증화 (TDM), 또는 코드 분할 다중화 (CDM) 심 볼일 수 있다.

[61] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고， 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들 어, 증폭. 필터링， 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서， 하향링크 신호는 안테나 (130)를 통해 단말로 전송된다.

[62] 단말 (110)에서, 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신 하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조 정 하여 (예를 들어， 필터링， 증폭, 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting))하고， 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.

[63] 또한, 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고， 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여， (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로 세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉， 심불 디ᅳ매핑 (demapping)) 하고， 디인터리빙 (deinterleaving)하고, 디코딩하여 , 전송된 트래픽 데이터를 복구한 다.

[64] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처 리에 대해 상보적이다.

[65] 단말 (110)은 상향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데 이터를 처리하여， 데이터 심볼들을 제공한다. 심블 변조기 (170)는 데이터 심볼 들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하예 변조를 수행하여ᅳ 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공한다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여， 상향링크 신호를 발생시키고， 이러한 상향링크 신호는 안테나 (135)를 통해 기지국 (105)으로 전송된다.

[66] 기지국 (105)에서, 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 안테나 (130)를 통해 를 수신되고, 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한 다. 이어서， 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여， 상향링크에 대해 수신 된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기 (110)로부터 전송돤 트래픽 데 이터를 복구한다.

[67] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155， 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어， 제어， 조정, 관리 등)한다. 각각 의 프로세서들 (155， 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160， 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.

[68] 프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (microprocessor)， 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편， 프로세서 (155， 180)는 하드웨 어 (hardware) 또는 펌웨어 (fir耐 are) , 소프트웨어， 또는 이들의 결합에 의해 구 현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는， 본 발명을 수행하도톡 구성된 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs(programmable logic devices) , FPGAs(f ield programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다. 한편， 펌웨어나 소프트웨 어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등을 포함하도록 됨웨어나 소프트웨어 가 구성될 수 있으며， 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트 웨어는 프로세서 (155， 180) 내에 구비되거나 메모리 (160， 185)에 저장되어 프로 세서 (155， 180)에 의해 구동될 수 있다.

[69] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은， 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3 개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레 이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레 이어에 속하며， 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRCXRadio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE 와 네트워크 사이의 쎄어 무선 자원들을 제공한다. 단말， 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이 어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.

[70] 본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국 (또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고， 협력 다중 전송 포인트

(coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수 행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국 (또는 셀)은 앵커 기지국 (또는 셀) (anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념 으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.

[71] 다중 안테나 시스템

[72] 다중 안테나 (MIM0) 기술은， 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성 하는 기술을 웅용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속 도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동 통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전 송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심올 모으고 있다. [73] 도 3(a)는 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도이다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 Ν_τ개로, 수신 안테나의 수를 N_R개 로 동시에 늘리게 되면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따 라서 전송률 (transmission rate)를 향상시키고， 주파수 효율을 획기적으로 향상 시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하 나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률 (R0)에 하기의 수학식 1 의 증가율 (Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

[74] 【수학식 1】 R_t = min (N_T) N_R)

[75] ^{1 1 J}

[76] 예를 들어， 4 개의 전송 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4 배의 전송률을 획득 할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반 에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세 대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

[77] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 둥과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구， 그리고 전송 신 뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점 에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

[78] 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설 명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 Ν_τ개의 전송 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재 하는 것을 가정한다. 먼저 , 전송 신호에 대해 살펴보면, Ν_τ개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ν_τ개이므로， 전송 정보를 하기의 수학식 2 와 같은 백터로 나타낼 수 있다.

[79] 【수학식 2】

， 에 있어 전송 전력을

P p p

다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 ⁷라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.

[82] 【수학식 3】

„ _ „ ,- Γ厂 r _ ᅳ _ ΊΤ

S 二 \Ss₁₁,, Ss₂₂,, ,., , %_rJ = [Ps_lfPs₂, , Ps_Nr]

[83]

[84] 또한， ^a 를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수 학식 4와 같다.

[85] 【수학식 4】

[87] 한편, 전송전력이 조정된 정보 백터 S 에 가중치 행렬 w 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 전송신호 (transmitted signal) ^{3 "} 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호 ^{1 2}'^""' ^Nl 는 백터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5 와 같 이 나타낼 수 있다. 여기서 Wij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중 치를 의미한다. W 는 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)이라고 불린다.

[88] 【수학식 5】

1， ，2，---， _Nl

을 백터로 나타내면 하기의 수학식 6과 같다

[91] 【수학식 6】

[93] 한편， 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분할 수 있으며， 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 로 표시하기로 한다. 여기서， h_u 의 인텍 스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저， 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의 한다.

[94] 이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능 하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 3(b)는 Ν_τ개의 전송 안 테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.

[95] 도 3(b)에 도시된 바와 같이 총 Ν_τ개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

[96] 【수학식 7】

[98] 또한， 상기 수학식 7 과 같은 행렬 표현을 통해 Ν_τ개의 전송 안테나로부 터 N_R 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 8 과 같이 나타낼 수 있다.

[99] 【수학식 8】

[101] 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, N_R개의 수신안테나 각각에

더해지는 백색잡음 을 백터로 표현하면 하기의 수 학식 9와 같다 .

[102] 【수학식 9】

[104] 상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 10과 같다.

[105] 【수학식 10】

[107] 한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 Η 의 행과 열의 수는 전송안테나 와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 Η 에서 행의 수는 수신 안 테나의 개수 (N_R)과 동일하고， 열의 수는 전송 안테나의 개수 (NT)와 동일하다. 즉， 채널 행렬 H 는 N_R X Ν_τ 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로， 행렬의 탱크 는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러 므로, 행렬의 탱크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 11에 의해 표현될 수 있다.

[108] 【수학식 11】 rank(H) < min (N_TfN_R)

[109]

[110] 다중 안테나 시스템의 운영 (operation)을 위해 사용되는 다중 안테나 송 수신 기법 (scheme)은 FSTD( frequency switched transmit diversity), SFBCCSpace Frequency Block Code) , STBC( Space Time Block Code) , CDD(Cycl ic Delay Diversity) , TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있 다. 탱크 2 이상에서는 공간 다중화 (Spatial Multiplexing; SM) GCDD(General ized Cyclic Delay Diversity) , S-VAP( Select ive Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.

[Ill] FSTD 는 각 다중 안테나로 전송되는 신호마다 서로 다른 주파수의 부반 송파를 할당함으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다. SFBC 는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC 는 공간 영역과 시간 영역에서 .선택성을 적용하는 기법이다. CDD 는 각 송신안테나 간의 경로 지연을 이용하여 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. TSTD 는 다중 안 테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별 로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD 는 시간 영역 과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP 는 단일 프리코딩 행 렬을 사용하는 기법으로， 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드 를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP 와 단일 코드워드를 사용 하는 SCW(Single Codeword) S-VAP가 있다.

[112] 위와 같은 MIM0 전송 기법들 중에서 STBC 기법은， 동일한 데이터 심볼이 시간 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 시간 다이버시티를 획득하 는 방식이다. 유사하게 SFBC 기법은 동일한 데이터 심볼이 주파수 영역에서 직 교성을 지원하는 방식으로 반복되어 주파수 다이버시티를 .획득하는 방식이다. STBC에 사용되는 시간 블록 코드 및 SFBC에 사용되는 주파수 블록 코드의 예시 는 아래의 수식 12 및 13 과 같다. 수식 12 는 2 전송 안테나 경우의， 수식 13 은 4 전송 안테나의 경우의 블록 코드를 나타낸다.

[113] 【수학식 12】 1

、ᅳ S₂ si)

【수학식 13]

[117] 수학식 Ί2 및 13 에서 Si (i=l, 2， 3, 4)는 변조된 데이터 심볼을 나타 낸다. 또한， 수학식 12 및 13 의 행렬의 행 (row)은 안테나 포트를 나타내고， 열 (column)은 시간 (STBC의 경우) 또는 주파수 (SFBC의 경우)를 나타낸다.

[118] 코드북 기반 프리코딩 기법

[119] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬 의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단 (예를 들어， 단말)이 송신단 (예를 들어， 기 지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백 하여 주고, 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.

[120] 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하 는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정 보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

[121] 도 4는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

[122] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우ᅳ 송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리 코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상 태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코 딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 顧 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 4 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.

[123] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수 는 안테나의 개수와 동일하며, 열 (column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 탱크 찼은 레이어의 개수와 동일하므로， 열^' (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하 다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우 에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각 각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.

[124] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이 루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*U^H = I 와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술 한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르 미트 (Hermit) 행렬 (P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

[125] 예를 들어， 다음의 표 1 은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 2 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.

[126] 【표 1】

[127] 【표 2】

[128] 상기 표 2 에서 , 는 ^{= /}-2"_""_" " _"와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 2에서 주어지는 값이다. [129] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩^' 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.

[130] 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Const ant modulus; CM) 특성， 네스티 드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' .을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도톡 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이

으로 구성되는 특성을 의미한다. [131] 상기 표 2 에서， ^W ^는 ^=/ᅳ ²""""V" "와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 W로 얻어진다. 이 때 , /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 2 에서 주어지는 값이다.

[132] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개ᅳ루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.

[133] 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성， 네스티 드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 둥의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은, 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이

으로 구성되는 특성을 의미한다.

[134] 피드백 채널 구조

[135] 기본적으로, FDE Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널 에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향 링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우， 단말이 PXCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향 링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적 (periodic)으로 채널 정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 OVideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수 도 있고, 특정 개수의 RB (즉, 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.

[136] 확장된 안테나 구성 (Antenna configuration)

[137] 도 5는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.

[138] 도 5(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA Uniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독 립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.

[139] 도 5(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연 관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.

[140] 한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나 를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈 -10시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부 족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로， 도 5(a) 및 도 5(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 5(c) 와 같이 이중 -극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross— pole)) 안테나 구성을 적용하는 것 을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송 이 가능해진다.

[141] 코드북 구조 (codebook structures)

[142] 전술한 바와 같이, 미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단 에서 공유함으로써， 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수 신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적 용될 수 있다.

[143] 미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서， DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구 성할 수도 있다.

[144] Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋 다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서， n X n DFT 행렬은 아래 의 수학식 14와 같이 정의 될 수 있다.

[145] 【수학식 14】

DFTn: D_n(k ) = exp (- π U I n) , k = 0,l,...,n-l

«

[146] 상기 수학식 14 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서， 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용 하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 15 는 예시적인 회전 (rotated) DFTn 행렬을 나타낸다

[147] 【수학식 15】 rotated DFT«: D '^s) (k ) = exp (- jl k{i + glG)l n), k = 0,l,...,n-\, g = 0,\,...,G.

[148] 상기 수학식 15 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다. [149] 다음으로， 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한一_|다. 하우스홀더ᅳ기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북 을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사 용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은, 선형 변환 (linear transformation)의 일 종이며 QR분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다 . QR 분해는 ᅳ어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모 두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 16과 같다.

[150] 【수학식 16】

1 ]

[151] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고， 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n 보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행 렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.

[152] 8 전송 안테나를 위한 코드북

[153] 확장된 안테나 구성 (예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리 즈一 10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식 을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RKRank Indicator), PMKPrecoding Matrix Index) , CQ I (Channel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구 성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단 은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다 른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송산 단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉， 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백 하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결 정하여 MIM0 전송에 적용할 수 있다.

[154] 이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서， 8 전송 안테나 MIM0 전송， 단일사용자— MIMO (Single User—MIMO; SU-MIM0) 및 다중사용자 -MIM0 (Multiple User— MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드 북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.

[155] 8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 탱크 2 보다 큰 경 우에는 SU-MIM0 만을 지원하고 탱크 2 이하에서는 SU-MIM0 및 MUᅳ MIM0모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.

[156] MU-MIM0 에 대해서, MU-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlation domain)에서 구별되도특 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라 서， MU-MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도 록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성 능을 제공하므로， 탱크 -2까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고 려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는, MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 탱크 -2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은， 다중 -레이어들을 구별하는 성능이 양호 하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.

[157] MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서， 하나의 프리코더 구조가 다 양한 안테나 구성 (낮은ᅳ상관, 높은-상관, Cross-polarization등의 안테나 구성) 에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나 의 배치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격올 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나， 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로 서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.

[158] 한편， Cross— polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코 드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수_.있다.

[159] 코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북， CM 특성, 유한 알파벳， 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며， 확장된 안테나 구 성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈ᅳ 10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.

[160] 코드북 크기와 관련하여， 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 층분하게 지 원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에 서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코 드북 (예를 들어, 탱크 1 및 탱크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나， MU— MIM0 의 다중화 이득을 달 성하기 위해서는， 탱크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.

[161] 전술한 내용을 바탕으로， 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 전송 다 이버시티 (transmit diversity) 시스템을 사용할 때 , 채널이 같은 방향으로 정렬 (align)될 수 있게 효과적으로 그룹을 지어 피드백하는 방법을 제안한다. 본 발 명은 특히 송신기가 능동 안테나 시스템 (active antenna system: 이하 MS)을 활용한 매시브 안테나 (massive antenna)를 이용할 때 효과적이며， 대표적인 실 시 예로서 셀를러 (cellular) 망에서 기지국과 사용자 단말의 하향 링크 통신에 활용될 수 있다.

[162] 도 6은 능동 안테나 시스템 (active antenna system: AAS)을 나타낸다.

[163] LTE el-12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (이하 MS)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 능동 회 로와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리， MS 는 각각 의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성된 시스템을 의미한다.

[164] 특히， MS 는 능동 안테나 사용에 따라 능동 회로와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블， 커넥터， 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너 지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징올 갖는다. 또한, 상기 AAS 는 각 안테나 별 전자식 빔 제어 (electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3 차원 빔 패턴을 형성하 는 등의 진보된 MIM0 기술을 가능하게 한다.

[165] 이러한 MS 등의 진보된 안테나 시스웸의 도입으로 다수의 입출력 안테 나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIM0 구조 또한 고려되고 있다. 일례로 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2 차원 안테나 배열을 형성할 경우, MS 의 능동 안테나에 따라 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.

[166] 따라서， 기지국 입장에서 3 차원 범 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방 향뿐만 아니라 수직 방향으로의 섹터 형성을 고려할 수 있다. 또한 단말 입장에 서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 범을 형성할 때， 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있으며 따라서 기존보다 낮은 송신 전력만으로도 시스템의 성능 요구사항을 충족할 수 있는 장 점이 있다.

[167] 도 7 은 본 발명이 적용될 수 있는 2D-AAS 에 관한 참고도로， 2D-MS 는 안테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치하여， 대량의 안테나 시스템이 형성될 수 있다. 도 7과 같은 2D-AAS가 도입될 경우, 먼저 레거시 1 레이어 (layer) 시 스템을 이용하는 경우를 살핀다.

[168] 즉， 종래 1 레이어 (layer) 시스템은 하나의 시간 (time) 단위 및 하나의 주파수 (frequency) 단위마다 한 개의 데이터를 보내기 위해, 프리코딩을 하는 방법이다. 이를 위해， 기존의 프리코딩은 수신단이 1 개의 안테나를 가지고 있 을 때는， 채널의 역 위상 (phase)를 이용하여， 프리코딩을 설계하고， 수신단이 여러 개의 안테나를 가지고 있을 때는， 채널의 가장 큰 고유값 (eigenvalue)을 가진 고유 백터 (eigenvector)를 프리코딩으로 설계한다. 두 방법 모두 안테나 개수만큼 위상 (phase)만을 피드백 해주거나， 경우에 따라， 위상 및 전력 (power) 을 함께 피드백 해주어야 한다. 따라서， 이로 인한 피드백 오버헤드 (overhead) 는 안테나 개수에 따라 선형적으로 증가하게 된다. 예를 들어， 64 개의 안테나 를 가진 안테나를 가진 2D— MS 를 위해서는 64 비트 (bit)의 피드백 오버헤드가 필요하다. 그러나， 이렇게 많은 채널정보를 보내주는 것은 효율적이지 못할 뿐 만 아니라， 이러한 CSI 를 위한 PMI, CQI, RI 계산량이 수신단 입장에서는 제한 된 시간 안에 처리가 불가능할 정도의 복잡도 (complexity)를 야기하거나， 처리 (processing)측면에서의 큰 오버헤드를 야기하는 문제점이 발생할 수도 있다.

[169] 따라서， 이러한 문제점을 해결하기 위하여 본 발명에서는， 안테나를 그 룹핑 (grouping)하는 방안을 제안한다. 즉, 임의의 16 개의 안테나를 가진 송신 단에서 송신하는 경우， 수신단 입장에서 채널을 보았을 때， 0^ο〜： 180^ο안에 위상 (phase)을 가진 채널이 10 개이고， 180^ο~360^ο안에 위상을 가진 채널이 6 개인 경우, 10 개의 안테나를 한 그룹으로 묶고, 6 개의 안테나를 한 그룹으로 묶어， 서로 직교하는 공간에 놓는다면, 좋은 채널 이득을 얻을 수 있을 것이다. 이 때 직교하는 공간에 놓기 위한 방법은 예를 들어, Alamouti scheme 을 사용할 수 있을 것이다. 또한， 상술한 그룹핑 방법은 채널마다 변경될 수 있으며, 이에 대 한 정보들을 송신단과 수신단 사이에서 공유함으로써， 채널의 이득을 얻을 수도 있다.

[170] 보다 구체적으로, 본 발명에서는 많은 안테나를가진 송신단에게 효과적 인 피드백을 하기 위해 , 전송 다이버시티 (transmit diversity) 시스템을 사용할 때， 채널이 같은 방향으로 정렬 (align)될 수 있게 효과적으로 그룹을 지어 피드 백하는 방법을 제안한다. 본 발명에서는 두 가지의 전송 다이버시티 (transmit diversity) 시스템에 중점을 맞추어 설명한다. 첫 번째는 두 개의 데이터를 직 교화해서 보내는 Alamouti scheme 이고, 두 번째는 4 개의 데이터를 거의 직교 화해서 보내는 quasi orthogonal 방식이다. Quasi orthogonal 시스템은 4 개의 데이터가 완전히 직교하지는 않는다. 이상에서는 설명의 편의를 위하여, Alamouti scheme 및 quasi orthogonal 을 중심으로 설명하나， 데이터를 직교화 하여 전송하가위한 방식이라면 본 발명이 적용될 수 있을 것이다.

[171] <제 1 실시예 >

[172] 본 발명의 제 1 실시예에 따라 두 개의 데이터를 직교화하여 전송하는 방식에 대하여 설명한다. [173] 예를 들어， 두 개의 데이터를 직교화하는 전송하는 방식 중 하나인 AlamoLiti scheme 은 두 개의 데이터를 직교화해서 두 개의 자원 요소 (Resource Element, RE)에 걸쳐서 전송한다 (송신 단위는 하나의 시간 단위 및 하나의 주 파수 단위). 이러한 경우， 전송되는 두 개의 자원 요소 (RE)는 같은 채널을 ΐ하 여 전송된다고 가정한다. 이 때， 전송되는 두 개의 데이터가 송신단의 어떤 안 테나들에서 송신될지 그룹을 지을 수 있다. 예를 들어, 도 8 에서는 32 개의 안 테나를 가진 송신단을 볼 수 있다. 도 8 에서는 상단의 16 개의 안테나는 한 개 의 데이터를 전송하고， 하단의 16 개의 안테나는 또 다른 데이터를 전송함을 나 타낸다. 만약， 송신단이 N_t개의 안테나를 가지고 있다고 가정하면， 우리는 2^Nt개의 그룹핑 방식이 적용될 수 있다. 그러나， 이를 모두 고려하기는 어려우 므로， 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여， 크게 두 가지 그룹큉 방식을 중 심으로 설명한다.

[174] 즉, 각각의 데이터를 보내는 그룹을 Gi 그리고 G₂라 하면 , 각각의 그 룹은 안테나 인덱스를 가지고 있고, 서로의 그룹간에는 서로 다른 안테나 인덱 스만으로 구성된다. 예를 들어， 4 개의 안테나를 고려할 때， 1，2，3 번 안테나가 한 그룹을 형성하고, 4 번 안테나가 다른 한 그룹을 형성하면, Gi = {1,2,3} 그리고 G₂ = {4}이라 할 수 있다.

[175] 각각의 그룹은 두 개의 자원 요소 (RE)에 할당되어 사용될 수 있다. 즉， 첫 번째 자원 요소 (RE)에는띠 ^Xl 2]⁷인 데이터 백터에서 각각의.데이 터를 그룹별로 사용하게 된다.

는 (^에 속하는 안테나에서 전송하고， G₂에 속하는 안테나에서 전

송한다. 마찬가지로, 두 번째 자원 ]丁인 데

이터 백터에서 각각의 데이터를 그룹별로 사용하게 된다.ᅳ" =x 는 Gi에 속하는 안테나에서 전송하고， G₂에 속하는 안테나에서 전송한다.

그리고 두 자원 요소 (RE)에 대해서 채널 (channel)이 같다고 가정하면, X 과

X₂는 둘 다 수학식 17과 같은 채널 이득을 얻게 된다.

[176] 【수학식 17】 [1 ] ^ X (∑_ieGl Hi)' + X (∑_kGG2 H_k)²

[178] 수학식 17에서 Hi는 i 번째 송신단 안테나에서 수신단까지의 채널을 의 미한다ᅳ 수학식 17 에서 첫 번째 항 (즉， )은 그룹내의

채널 이득을 모두 합해 제곱한 값이고， 두 번째 항 (즉， X (∑keG₂ H_k)² ) 은 G₂그룹내의 채널 이득을 모두 합해 제곱한 값이다. 즉， 수학식 17 에서와 같이 그룹핑하는 방식에 따라 얻을 수 있는 이득이 달라진다. 만약, 극단적으로 모든 채널이 같은 방향으로 잘 정렬 (align)되어 있다고 가정하면, 한 그룹에 모 든 안테나가 다 포함되도록 구성될 수도 있다. 이런 극단적인 경우， 상술한 하 나의 레이어 (layer)를 위해 설계된 최적의 프리코딩과 같아지고, 이를 이용하여 가장 좋은 이득을 얻을 수 있다. 그러나， 이런 극단적인 경우에는 너무 많은 피 드백이 필요하다는 문제점이 발생할 수 있으므로， 본 발명에서는 그룹핑을 적용 하여 이러한 문제점을 해결할 수 있다.

[179] 이하에서는, 채널 정렬 (align)을 위해 그룹핑 이외에는 피드백 정보를 받지 않은 경우와, 채널 정렬 (align)을 위해 그룹핑 이외에 새로운 피드백 정보 (예를 들어， 위상 정보)를 받는 경우 두 가지로 나누어 설명한다.

[180] 먼저， 채널 정렬 (align)을 위해 그룹핑 이외에는 피드백 정보를 받지 않 은 경우, 수학식 17 의 채널 이득을 얻을 수 있을 것이다. 그룹핑에 따라， 송신 시그널은 수학식 18과 같이 표현할 수 있다.

[181] 【수학식 18】

[183] 수학식 18에서 i 와 i+1은 각기 다른 자원 요소 (RE)에서 시그널이 송신 되는 것을 의미한다. 이 때 , Z = [ z₂ ^■■■ z_Nt]^T백터에서 z_k는 [10]^τ 또는 [01]^τ 중 한 개의 값을 갖고, k 가 (^에 속해 있으면, z_k = [10]⁷를 갖고, k 가 G₂에 속해 있으면, z_k = [01]^τ을 갖게 된다. 따라서 , 그룹핑에 따라 ζ백터가 변화된다.

[184] 여기서， 첫 번째 그룹핑 방식을 설명하기 위해， Alamouti scheme 을 위 한를 Gi, G₂인 2개의 그룹으로 나누어 졌다고 가정한다. 또한, 각 그룹은 같 은 개수의 안테나를 가지도록 가정한다. 먼저， 안테나는 2 의 배수인 N_g개의 소 그룹 (gi)으로 나눈다. gi는 각 소그룹에 속하는 안테나의 인덱스를 가지고 있고， 각 소그룹은 동일한 개수의 안테나를 가지고 있다고 가정한다. 예를 들어,

⁸ 개의 안테나를 _gl = {1,2}, g₂ = {3,4}, g₃ = {5,6}, g₄ = {7,8}로 나 타낼 수 있다. 이러한 소그룹에 대한 정보는 송신단과 수신단이 미리 약속하거 나, 또는 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC signaling)으로 알려줄 수도 있다.

[185] 첫 번째 그룹핑 방식에서 수신단은 G , G₂가 소그룹에서 수학식 17 에 따른 채널 이득을 가장 큰 값으로 만드는 동일한 개수의 소그룹을 선택한다. 또 는， 경우에 따라 SINR 이나 sum— rate 을 최대화시키는 동일한 개수의 소그룹을 선택할 수도 있다. 예를 들어， 상술한 바와 같이 8 개의 안테나가 = {1,2}, g₂ = {3,4}, g₃ = {5,6}, g₄ = {7,8}의 소그룹을 가지고 있을 때， G_l G₂를 위하여 두 개씩의 소그룹이 선택된다면， 수학식 17 에 따른 채널 이 득을 최대화시키도록 (또는 SINR 이나 sum-rate 을 최대화시키도록) ， G₂를 구성하는 소그룹이 나누어 선택될 수 있다. 이 때， 각 Gi 그룹내에서 선택된 소그룹들은 최대한 채널들이 서로 더해졌을 때 이득이 커지는 방향으로 선택될 수 있다. [186] 상술한 그룹핑 방식에 따라 수신단은 송신단에게 수학식 18 의 Z 백터 정보를 피드백을 해 주고， 송신단은 피드백된 방식을 기반으로 두 그룹의 데이 터를직교화하는 Alamouti scheme 을 사용할 수 있다 . Z 백터 (vector)는 코드북 ω 9 Z에서 선택이 되고， 이러한 경우， ω는 (4 combination 2)/2 = 3 개의 코드워드 z 를 갖는다. 코드북 ( ω ) 크기를 일반화시켜 표현하면，

(N_g combination - )/2 와 같다. 여기서， G_j그룹의 구성이 서로 바뀌어도 코 드북의 크기는 동일한 그룹핑 방식간에는 동일하다는 것이다. 예를 들어， (^이 gi, έ2로 구성되고， G₂가 g₃, g₄로 구성되도록 그룹핑되는 경우와. Gi이 g_3> g₄로 구성되고， G₂가 g₂로 구성되는 그룹핑은 서로 같은 동일한 그 룹핑으로 볼 수 있다. 그 이유는 수학식 17 에서 두 항 (term)이 서로 바뀌어도 같은 값을 나타내기 때문이다.

[187] 또한， 상술한 첫 번째 그룹핑 방식에서， 서로 정렬 (align)되는 채널이 많지 않을 띠ᅵ， 수신단은 모든 안테나 소그룹을 다 사용하지 않도록 설정될 수도 있다. 예를 들어, 8 개의 안테나가 gi = {1,2}, g₂ = {3,4}, g₃ = {5,6}, g₄ = {7,8}의 소그룹을 가지고 있을 때, Gi, G₂는 한 개씩의 소그룹만 (즉， 각각 gi, g2만으로)으로 구성될 수 있다는 것이다 · 이러한 경우에도 Gi^, G₂ 는 동일한 개수의 소그룹으로 구성된다. 이 경우， 수신단은 z백터 정보를 피 드백을 해 주고, 송신단은 피드백된 정보를 기반으로 Alamouti scheme 를 이용 할 수도 있다. 0)는 이 경우, (4 combination 2)/2 + (4 combination l)x (3 combination D/2- 9 개의 코드워드 Z를 갖는다. 코드북 ( Q) ) 크기를 일반화시 켜 표현하면 ,

combination i) x (N_g - i combination i)/

2이다. 이 때, 수학식 17 과 18 에서 정규화 (normalization)를 위한 N_t부분은 선택된 안테나 전체 개수만큼으로 변경하여 사용될 수 있다.

[188] 두 번째 그룹핑 방식은 Gi가 서로 다른 개수의 소그룹을 선택하는 방법 이다. 단, 에 속하는 소그룹의 개수에 따라 선택되는 소그룹은 미리 정해져 있을 수 있다. 다시 말해， 소그룹의 순서에 따라. 에 속한 소그룹개수만큼 소그룹을 에 배치한다. 예를 들어， 8 개의 안테나가 _gl = {1,2}, g₂ = {3,4}, g₃ = {5,6}, g₄ = {7,8}의 소그룹올 가지고 있을 때， 수신단이

G₂의 소그룹 개수를 {3，1}로 가정하면， (^은 순서대로 g^g^gs를 선택한 것으로 판단하고， G₂는 ₄를 선택한 것으로 판단한다. 이 때， 수신단은 선택 된 C^, G₂에 따라 τ백터 정보를 피드백을 해 주고, 송신단은 이를 기반으로

Alamouti scheme 을 사용할 수 있다. 0)는 이 경우， 3 개의 코드워드 Z를 갖는 다. 즉， 코드북 (0))크기를 일반화시켜 표현하면， N_g一 1이다.

[189] 또한， 상술한 두 번째 그룹핑 방식에서도， 서로 정렬 (align)되는 채널이 많지 않을 때, 수신단은 모든 안테나 소그룹을 다 사용하지 않도록 설정될 수 도 있다. 예를 들어， 8 개의 안테나가 gi = {1,2}, g₂ = {3,4}, g₃ =

{5,6}, g₄ = {7,8}의 소그룹을 가지고 있을 때， Gi, G₂는 각각 2 개, 1 개 소그룹으로 구성됨을 수신단이 송신단에게 알려줄 수 있다. 이 경우, 송신단은 (^은 순서대로 ^₂를 선택한 것으로 판단하고， G₂는 g₃를 선택한 것으로 판단할 수 잇다. 따라서， 수신단은 선택된 G , G₂에 따라 z백터 정보를 피드 백을 해 주고, 송신단은 피드백된 정보를 기반으로 Alamouti scheme 을 사용할 수 있다. 0)는 이 경우， 3+2+1=6 개의 코드워드 Z를 갖는다. 코 H북 ( α) ) 크기 를 일반화시켜 표현하면,

이 때， 수학식 17 과 18 에서 정규화

(normalization)를 위한 N_t부분은 선택된 안테나 전체 개수만큼으로 변경하여 사용될 수 있다.

[190] 나아가， 두 번째 그룹핑 방식에서 송신단은 소그룹의 순서대로 그룹핑 여부를 판단하므로， 소그룹의 순서가 중요할 수 도 있다. 따라서， 본 발명에서 는 소그룹의 순서를 가장 채널 상관 관계 (correlation)가 높은 방향으로 지정함 이 바람직하다. 예를 들어， 소그룹의 순서에서 첫 번째 그룹은 임의로 지정이 되고, 두 번째 그룹은 남은 소그룹 증 첫 번째로 지정된 소그룹과 가장 채널 상 관 관계 (channel correlational" 높은 그룹으로 지정이 되고 세 번째 그룹은 남은 소그룹 중 두 번째로 지정된 소그룹과 가장 채널 상관 관계 (channel correlation)가 높은 그룹으로 지정될 수 있다. 이러한 과정을 남은 소그룹이 없을 때까지 반복하여, 소그룹의 순서가 설정될 수 있다. 또한， 상술한 방식으 로 지정된 소그룹들의 순서는 송수신단에게 약속되어 있을 수 있다.

[191] 이하에서는， 그룹핑 이외에 채널 정렬 (align)을 위한 피드백정보를 송신 단이 받는 경우에 본 발명이 적용되는 실시예를 추가적으로 설명한다. 이를 위 해 채널 정렬 (Channel align)을 위해서 그룹핑 (grouping) 정보와 안테나에 대 한 프리코딩 정보를 흔합해서 사용할 수 있다. 그룹큉 방식에 따라ᅳ 송신 시그 널은 수학식 19와 같이 표현할 .수 있다.

[192] 【수학식 19】

[194] 수학식 19 에서 Θ_Ϊ는 Hi를 회전시키는 위상 변수 (phase)를 나타낸다. 기본적으로， θί는 상술한 바와 같이 나누어진 소그룹별로 동일한 값을 갖거나， 또는 (전체 중 일부) 몇 개의 소그룹이 등일한 값을 가질 수 있다. 이러한 (전 체 중 일부) 몇 개의 소그룹이 동일한 값을 갖는지에 대한 정보는, 송수신단 사 이에 미리 약속되어 있을 수 있으며， 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC

Signaling)을 이용하여 알려줄 수도 있다. Q _{7\ 같은 값을 갖는 소그룹의 개 수를 Ν_φ라 하고， _m을 ⁽J>_m = {g_N(})(m_₁₎₊₁,...,g_N(|)m}로 설정될 수 있다. 이 때 특정한 _m 에 대해서 θι = 9_k for {i,k} e 4>_m과 같은 조건 으로 θί를 제한할 수 있다. 예를 들어， Ν_φ = 2인 경우， 같은 θ_ί를 갖는 소그룹은 소그룹 순서대로 2 개씩 제한됨을 의미한다. 또한， 이 때의 소그룹 순 서는 상술한 두 번째 그룹핑 방식에서 사용한 소그룹 순서가 적용될 수 도 있다. [195] 또한， 소그룹 내 안테나 개수를 N_Z라 하면, 서로 다른 01의 개수는 로 표현될 수 있다. 즉, 동일한 Θ_Ϊ를 갖는 대표값을 ^"§^~ _k로 표현하 φΧΝ_ζ 면， 수신단은 ^"θχ, ^"§ , -,^"9 N_t 의 값을 송신단으로 피드백해 줄 수 φ _ζ. 있다. 나아가， 각각의짜<의 값은 채널이 잘 정렬 (align)되어 있다고 가정하고, 각각의 _k의 값은 0^Ο~180^Ο 내에서 양자화 (quantization)되거나， 또는

0^Ο~90^Ο 내에서 양자화 (quantization)되도록 코드북을 제한 (codebook restrict ion)할 수 도 있다. 이러한 코드북 설계는 전체적으로 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 낮추는 효과를 가져온다.

[196] 나아가, 그룹핑 (Grouping)과 안테나에 대한 프리코딩을 함께 사용할 경 우, 먼저 프리코딩을 하지 않는다고 가정하면， 상술한 두 가지 그룹핑 (grouping) 방식 중 한 가지가 적용될 수 있다. 그 뒤, 각 그룹내에서 소그룹 단위 또는 (전체 중 일부) 몇 개의 소그룹 단위로 θ_ί에 의해 위상이 보정될 수 있다. 수 신단은 Ζ 백터를 피드백할 때 § , 0^{^}2, ...,^'θ

>도 함께 피드백할 수

I ΝφΧΝ_ζ.

있다.

[197] 본 발명을 위하여， 송신단은 참조 신호 (reference signal, 예를 들어 LTE 시스템에서 CSI-RS 등)을 안테나별로 전송하거나， 또는 소그룹마다 한 개의 포트 (port)를 전송할 수 있으며, 수신단은 안테나별 채널 또는 소그룹 안테나별 로 채널을 측정할 수 있다. 이후 수신단은 Z 백터, 또는 Z 백터와

θ~2_/ 송신단으로 알려 줄 수 있다. 따라서 , 송신단은

데이터를 보낼 때 Ζ 백터와 θ^~ ₂, -,^"9 N_t [가 고려된 새로운 참조 신호 (reference signal, 예를 들어 LTE 시스템에서의 DM-RS 등)를 수신단에게 전송할 수 있다. 이 때의 참조 신호는 수신단 입장에서 2 개의 안테나 포트만을 고려한 채널로 보이게 만든다. 또한， 상술한 각각의 Z 백터 및 ¾ ， θ~₂,

N_t 1에 대한 피드백은 자원 요소 (RE), 자원 블록 (RB) 또는 시스템 대

Ν_ΦΧΝ_Ζ

역폭 (whole bandwidth)을 기준으 피드백될 수도 있다.

[198] <제 2 실시예 >

[199] 본 발명의 제 2 실시예에 따라 네 개의 데이터를 직교화하여 전송하는 방식에 대하여 설명한다. 이하에서는, 상술한 본 발명의 제 1 실시예와 동일한 내용은 상술한 내용으로 대체한다.

[200] 이하에서는 설명의 편의를 위하여， 네 개의 데이터를 직교화하여 전송하 는 방식 중 하나인 quasi -orthogonal transmit diversity 시스템을 사용한 경우 를 중심으로 설명한다. Quasi -orthogonal transmit diversity 시스템은 네 개의 데이터를 거의 직교화해서 네 개의 자원 요소 (RE)에 할당하여 전송한다 (송신 단 위는 하나의 시간 단위 및 하나의 주파수 단위). 이러한 경우， 할당되어 전송되 는 네 개의 자원 요소 (resource element)는 같은 채널을 전송된다고 가정한다. 이 때， 네 개의 데이터가 송신단의 어떤 안테나들에서 송신될지 그룹을 지을 수 있다.

[201] 즉, 채널 정렬 (align)을 위한 그룹핑 정보 이외에는 피드백 정보를 받지 않은 경우， 송신 시그널은 수학식 20과 같이 표현할 수 있다.

[202] 【수학식 20】

[204] 수학식 20 에서 i 와

i+2, i+3 은 각기 다른 자원 요소 (RE)를 나타 낸다. 이 때, Ζ= [^ζι z₂ … z_Nt]T에서 _Zk는 [ιοοθ]^τ, [0100]^τ, [0010]^τ또는 [0001]^τ중 한 개의 값을 갖는다고 하면,， k 가 (^에 속 해 있으면， z_k = [1000]^T 을 갖고， k 가 G₂에 속해 있으면， z_k =

[0100]^τ을 갖고， k 가 G₃에 속해 있으면， z_k = [0010 을 갖고， k 가

G₄에 속해 있으면， z_k = [0001]⁷을 갖는다고 할 수 있다. 따라서 , 그룹핑 에 따라 z백터가 변화하게 된다.

[205] 상술한 제 1 실시예와 동일하게 그룹핑 방식의 적용을 보다 구체적으로 설명한다ᅳ

[206] 첫 번째 그룹핑을 위하여, Quasi orthogonal 시스템을 위해 4 개의 그룹 으로 나누며， 각 그룹은 같은 개수의 안테나를 가지고 있다고 가정할 수 있다. 즉, 각각의 데이터를 보내는 그룹을 G , G_2> G_3> G₄라 하면, 각각의 그룹은 안테나 인덱스를 가지고 있고, 서로의 그룹간에는 서로 다른 안테나 인텍스만을 나누어 갖고 있다고 가정할 수 있다. 또한， 안테나는 별도로 4 의 배수의 개수 를 갖는 소그룹 (gi)으로 나누어진다고 가정할 수 있다. 여기서 gi는 각 소그룹 에 속하는 안테나의 인텍스를 가지고 있고, 각각의 소그룹은 동일한 개수의 안 테나를 가지고 있다고 가정한다 .

[207] 첫 번째 그룹핑 방식에서 수신단은 Gj를 위해 SINR또는 sum-rate를 가 장 큰 값으로 만드는 동일한 개수의 소그룹을 선택할 수 있다 이러한 그룹핑 방 식에 따라， 수신단은 송신단에게 수학식 20의 Z백터 정보를 피드백을 해 주고， 송신단은 피드백된 정보를 기반으로 Quasi orthogonal 시스템을 이용할 수 있다. 여기서， z 백터는 코드북 ω 3Z 에서 선택이 되고， ω는

X (i - 1) combination ) /24개의 코드워드 z를 갖는다. 여기서 중요한 점은 그룹의 구성이 서로 바뀌어도 코드북의 크기는 동일한 그룹핑 방식간에는 동일하다는 것이다. 물론, Alamouti scheme 과 다르게 quasi orthogonal 인 경우 그룹이 서로 바뀌었을 때 다른 시스템 성능을 얻을 수 있 으나， 본 발명에서는 이 부분을 무시한다.

[208] 또한, 상술한 그룹핑 방식에서, 서로 정렬 (align)되는 채널이 많지 않을 때， 수신단은 모든 안테나 소그룹을 다 사용하지 않도록 설정될 수도 있다. 이 때도 역시 각각의 그룹 (즉， Gi)은 같은 개수의 소그룹으로 구성된다. 이에 대 한 설명은 상술한 Alamouti scheme 을 적용한 제 1 실시예와 동일하게 적용될 수 있으므로， 상술한 내용으로 대체한다. 이 경우, 수신단은 Z 백터 정보를 피 드백해 주고， 송신단은 피드백된 정보를 기반으로 Quasi orthogonal 시스템을 적용할 수 있다. 이 때， 코드북 (0⁾ )의 크기를 일반화하면， n i N_gᅳ샤 X 0— 1) combination k)/24개의 코드워드 z를 가질 수 있다. 이 때， 수학식 20 에서 정규화 (normalization)를 위한 N_t부분은 선택된 안테나 전체 개수만큼으로 변경하여 사용될 수 있다.

[209] 두 번째 그룹핑 방식， 즉 Gi가 서로 다른 개수의 소그룹을 선택하는 방 식에 대하여 설명한다. 이 때， Gi에 속하는 소그룹의 개수에 따라 선택되는 소 그룹은 미리 정해져 있을 수 있다. 즉， 상술한 제 1 실시예와 마찬가지로， 소그 룹의 순서대로 Gi에 속한 소그룹개수만큼 소그룹을 Gj에 배치할 수 있다. 이에 대한 설명은 상술한 Alamouti scheme 를 이용하는 본 발명의 제 1 실시예와 동 일하게 적용될 수 있으므로， 상술한 내용으로 설명을 대쎄한다. 이 때, 수신단 은 선택된 Gi에 따라 Z 백터 정보를 피드백을 해 주고, 송신단은 피드백된 정 보를 기반으로 Quasi orthogonal 시스템을 사용할 수 있다. 코드북 ( 0) )는

(N_g - i combination 3)개의 코드워드 z를 가진다.

[210] 마찬가지로， 두 번째 그룹핑 방식에서도, 서로 정렬 (align)되는 채널이 많지 않을 때， 수신단은 모든 안테나 소그룹을 다 사용하지 않도록 설정될 수 도 있다. 이에 대한 설명도 상술한 Alamouti scheme 를 이용하는 본 발명의 제 1 실시예와 동일하게 적용될 수 있으므로， 상술한 내용으로 설명을 대체한다. 이 경우， 수신단은 선택된 에 따라 z백터 정보를 피드백 해 주고, 송신단은 피드백된 정보를 기반으로 Quasi orthogonal 시스템을 사용할 수있다. 코드북

( ω )는 이 경우, ∑|l^g ₃ ^_1(i combination 3)개의 코드워드 z를 갖는다. 이 때， 수학식 20 에서 정규화 (normalization)를 위한 N_t부분은 선택된 안테나 전 체 개수만큼으로 변경하여 사용될 수 있다.

[211] 또한， 두 번째 그룹핑 방식에서 송신단은 소그룹의 순서대로 그룹핑 방 식을 판단하므로， 소그룹의 순서가 중요할 수 있다. 본 발명에서는 소그룹의 순 서를 가장 채널 상관 관계 (correlation)가 높은 방향으로 지정한다. 이에 대한 내용은 본 발명의 제 1 실시예에서 상술한 내용과 동일하므로， 상술한 내용으로 대체한다.

[212] 마찬가지로, 그룹핑 정보 이외에 채널 정렬 (align)을 위한 피드백정보를 송신단이 받는 경우에 quasi orthogonal 시스템에 기초하여 그룹핑 방식을 적용 할 수도 있다. 이를 위해, 채널 정렬 (Channel align)을 위해서 그룹핑 정보와 안테나에 대한 프리코딩 정보를 흔합해서 사용할 수 있다. 그룹핑 방식에 따라， 송신 시그널은 수학식 21과 같이 표현할 수 있다.

[213] 【수학식 21】

[214] [y(i) y(i + 1) y(i + 2) y(i + 3)] =

[215] 수학식 21 에서 θϋ는 Hi를 회전시키는 위상 변수를 나타낸다. 기본적 으로, θί는 상술한 바와 같이 나누어진 소그룹별로 동일한 값을 갖거나 또는 (전체 중 일부) 몇 개의 소그룹이 동일한 값을 가질 수 있다. 이러한 (전체 중 일부) 몇 개의 소그룹이 동일한 값을 갖는지에 대한 정보는， 송수신단 사이에 미리 약속되어 있을 수 있으며， 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC signaling) 을 이용하여 알려줄 수도 있다. 이 때， 특정한 m 에 대해서 θί = 9_k for

{i, k} E >_m과 같은 조건으로 6i를 제한할 수 있다. 예를 들어, Ν_φ = 2 인 경우， 같은 θί를 갖는 소그룹은 소그룹 순서대로 2개씩 제한됨을 의미한다 또한， 이 때의 소그룹 순서는 상술한 두 번째 그룹핑 방식에서 사용한 소그룹 순서가 적용될 수 도 있다.

[216] 또한， 소그룹 내 안테나 개수를 Ν_ζ라 하면， 서로 다른 의 개수는 표현될 수 있다. 즉, 동일한 를 갖는 대표값을 9_k로 표현하면，

수신단은 θ_1; θ₂, -,θ N_t 의 값을 송신단으로 피드백해 즐 수 있다ᅳ 나 아가, 각각의 §ᅵ의 값은 채널이 잘 정렬 (align)되어 있다고 가정하고， 각각의 §_1<의 값은 0^ο~180^ο내에서 양자화 (quantization)되거나， 또는 0^ο~90^ο내에 서 양자화 (quantization)되도록 코드북을 제한 (codebook restrict ion)할 수 도 있다. 이러한 코드북 설계는 전체적으로 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 낮추는 효과를 가져온다.

[217] 나아가， 그룹핑 (Grouping)과 안테나에 대한 프리코딩을 함께 사용할 경 우, 먼저 프리코딩을 하지 않는다고 가정하면， 상술한 두 가지 그룹핑 (grouping) 방식 증 한 가지가 적용될 수 있다. 그 뒤, 각 그룹내에서 소그룹 단위 또는 (전체 중 일부) 몇 개의 소그룹 단위로 에 의해 위상이 보정될 수 있다. 수 신단은 Z 백터를 피드백할 때 θ₂, ..., θ N_t

1도 함께 피드백할 수 있 다.

[218] 본 발명을 위하여, 송신단은 참조 신호 (reference signal, 예를 들어 LTE 시스템에서 CSI-RS 등)을 안테나별로 전송하거나， 또는 소그룹마다 한 개의 포트 (port)를 전송할 수 있으며， 수신단은 안테나별 채널 또는 소그룹 안테나별 로 채널을 측정할 수 있다. 이후 수신단은 Z 백터， 또는 Z 백터와

, § N_t }를 함께 송신단으로 알려 줄 수 있다. 따라서 , 송신단은 데이터 N<pXN_zJ 보낼 때 Z 백터와 고려된 새로운 참조 신호

(reference signal, 예를 들어 LTE 시스템에서의 DM-RS 등)를 수신단에게 전송 할 수 있다. 이 때의 참조 신호는 수신단 입장에서 2 개의 안테나 포트만을 고 려한 채널로 보이게 만든다. 또한， 상술한 각각의 Z 백터 및

...,θ N_t ~ [에 대한 피드백은 자원 요소 (RE), 자원 블록 (RB) 또는 시스템 대 역폭 (whole bandwidth)을 기준으로 피드백될 수도 있다.

[219] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형 태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실 시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구 성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구 성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

[220] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라 서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워 크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNodeB(eNB) , 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. . [221] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단 예를 들어， 하드웨어, 펌웨어 (fir画 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨 어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) , DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs( rogrammable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

[222] 펌웨어나^'소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상 에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차, 함수 등의 형태로 구현 될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동 될 수 있다.

[223] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공 지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

[224] 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태 로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모 든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발 명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

【산업상이용가능성】

[225] 상술한 바와 같은 다증 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설 명하였으나, 3GP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것 이 가능하다.

Claims

【청구의범위】

【청구항 1】

다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 신호 전송 방 법에 있어서,

수신단으로부터 상기 송신단의 신호 전송을 위한 피드백 정보를 수신하 는 단계 ; 및

상기 피드백 정보에 기반하여 프리코딩 행렬 0V)을 적용한 신호를 전송 하는 단계를 포함하며 ,

상기 프리코딩 행렬 (W)은 두 개의 프리코딩 행렬 ( 및 w₂)의 곱으로 표 현되며, 상기 ^은 상기 피드백 정보에 따라 구성된 다수의 안테나 그룹에 대웅 되도록 설정되며， 상기 w₂는 상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 신호가 상호 직교화되어 전송되도록 구성된 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법 .

【청구항 2】

제 1 항에 있어서,

상기 은,

상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 채널 이득의 총합이 최대가 되도 록 설정된 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법ᅳ

【청구항 3】

제 2 항에 있어서，

상기 채널 이득의 합은, 수학식 A와 같이 결정되는 것을 특징으로 하는， 신호 전송 방법:

[수학식 A]

여기서 , N_t는 상기 송신단의 전체 안테나 개수를, Hi는 i 번째 상기 송신단 안테나에서 상기 수신단까지의 채널, H_k는 k번째 상기 송신단 안테나 에서 상기 수신단까지의 채널， 은 제 1 안테나 그룹， G₂는 제 2 안테나 그 룹을 나타낸다. (i, k는 양의 정수)

【청구항 4】

제 1 항에 있어서，

상기 다수의 안테나 그룹 각각은 동일한 개수의 안테나로 구성되며, 상기 다수의 안테나 그룹 각각에 포함된 안테나 인덱스는 서로 상이한 것을 특징으로 하는，

신호 전송 방법 .

【청구항 5]

제 4항에 있어서，

상기 다수의 안테나.그룹에 포함된 안테나의 개수의 총합은 상기 송신 단의 전체 안테나 개수보다 적은 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법 .

【청구항 6】

제 1 항에 있어서,

상기 다수의 안테나 그룹 각각은 상이한 개수의 안테나로 구성되며， 상기 다수의 안테나 그룹 각각에 포함된 안테나 인텍스는 서로 상이한 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법 .

【청구항 7】

제 6항에 있어서,

상기 다수의 안테나 그룹 각각은， 상호 채널 상관 관계를 기준으로 구 성된 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법 .

【청구항 8】

제 1 항에 있어서,

상기 프리코딩 행렬 (W)은,

세 개의 프리코딩 행렬 (^， w_2> 및 w₃)의 곱으로 표현되며， 상기 W₃는 위상 계수를 나타내는 대각 행렬 (diagonal matrix)로 구성되 는 것을 특징으로 하는,

신호 전송 방법 .

【청구항 9】

제 8 항에 있어서,

상기 W₃는,

소정의 범위 내에서 양자화 (quantization)되도록 구성된 것을 특징으로 하는， 신호 전송 방법 .

【청구항 10]

제 1 항에 있어서，

상기 w₂는，

알라무티 방식 (Alatnouti scheme)가 적용되도록 구성된 것을 특징으로 하는， 신호 전송 방법.

【청구항 11】

제 1 항에 있어서，

상기 ¾는，

준직교 (Quasi— Orthogonal) 방식이 적용되도록 구성된 것을 특징으로 하 는， 신호 전송 방법.

【청구항 12】

제 1 항에 있어서，

상기 다수의 안테나 그룹에 대한 정보를 상위 계층 시그널링을 이용하 여 수신단에 알려주는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는ᅳ

신호 전송 방법 .

【청구항 13】

제 1 항에 있어서，

상기 피드백 정보는，

상기 송신단으로부터 수신단으로 전송된 참조 신호 (reference signal , RS)에 기반하여 측정된 채널 상태에 관한 정보인 것을 특징으로 하는，

신호 전송 방법 .

【청구항 14】 제 1 항에 있어서,

상기 피드백 정보는,

자원 요소 (Resource Element, RE), 자원 블톡 (Resource Block), 및 시 스템 대역폭 (Bandwidth) 중 적어도 하나에 기반하여 설정된 것을 특징으로 하는, 신호 전송 방법 .

【청구항 15】

다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신단의 신호 수신 방 법에 있어서，

송신단으로, 상기 송신단의 신호 전송을 위한 피드백 정보를 송신하는 단계 ; 및

상기 피드백 정보에 기반하여 프리코딩 행렬 (W)이 적용된 신호를 수신 하는 단계를 포할하며，

상기 프리코딩 행렬 (W)은 두 개의 프리코딩 행렬 ( 및 w₂)의 곱으로 표 현되며， 상기 ^은 상기 피드백 정보에 따라 구성된 다수의 안테나 그룹에 대웅 되도록 설정되며, 상기 ^는 상기 다수의 안테나 그룹에 대웅되는 신호가 상호 직교화되어 전송되도록 구성된 것을 특징으로 하는，

신호 수신 방법 .