WO2011144103A2

WO2011144103A2 - 无源互调位置检测方法、装置

Info

Publication number: WO2011144103A2
Application number: PCT/CN2011/074756
Authority: WO
Inventors: 王淳; 叶四清; 杨建军; 徐晶
Original assignee: 华为技术有限公司
Priority date: 2011-05-27
Filing date: 2011-05-27
Publication date: 2011-11-24
Also published as: CN102217217B; WO2011144103A3; CN102217217A; EP2712098B1; EP2712098A2; EP2712098A4

Abstract

本发明公开了一种无源互调位置检测方法，包括：将双音信号输入到基站的发射通道（A1）；获取基站的接收通道中模数转换器输出的无源互调（PIM）多音信号（A2）；根据该PIM多音信号获得基站的PIM分布（A3）；循环执行步骤A1、A2和A3共K次，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，K为大于1的整数，该步进频率是该预置时间的倒数，双音信号的双音间隔频率等于整数倍的该步进频率；根据K次获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果（A4）。通过本发明，根据基站接收通道中的PIM多音信号获得PIM分布，进而根据PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果，根据该PIM位置检测结果消除基站中的PIM。

Description

无源互调位置检测方法、装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种无源互调位置检测方法和装置。背景技术

在无线通信系统中，两个或更多的频率在非线性器件中混合便产生了杂散信号，也称为产生了无源互调（Passive Inter-Modulation, PIM )信号。当无源互调信号落在基站接收机的接收频带内，接收机会接收到无源互调信号，使得接收机的灵敏度降低，从而导致无线网络的网络质量或系统载波干扰比的降低，也导致通信系统的容量减小。

在基站中，无源互调一般是由射频连接件造成的。如何确认基站中导致无源互调的天馈接头位置，站需要解决的问题。然而，现有技术中无源互调位置检测技术还存在一定的不足。

发明内容

本发明提供了一种检测无源互调位置的方法以及设备，可以检测基站中产生无源互调 PIM信号的位置。

为解决上述技术问题，本发明的一方面，提供了无源互调位置检测方法，包括：

Al、将双音信号输入到基站的发射通道；

A2、获取所述基站的接收通道中模数转换器输出的无源互调 PIM多音信号；

A3、根据所述 PIM多音信号获得所述基站的 PIM分布；

循环执行所述步骤 Al、 A2和 A3共 K次，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间

, 每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率 fsymM递增或递减，所述 K为大于 1的整数，

T_ymbol, 双音信号的双音间隔频率等于整数倍的 fsym^；

根据 K次获得的 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。本发明的另一方面还提供了一种无源互调位置检测装置，包括：双音信号输入单元，用于将双音信号输入到基站的发射通道； PIM多音信号获取单元，用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调 PIM多音信号；

PIM分布检测单元，用于根据所述 PIM多音信号获得所述基站的 PIM分布；

循环控制单元，用于在所述 PIM分布检测单元获得基站的 PIM分布后，触发所述双音信号输入单元将双音信号输入到基站的发射通道，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间 Tsymbd, 每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，所述循环控制单元控制所述双音信号输入单元输入的双音信号的次数共为 K次，所述 K为大于 1的整数；

PIM判断单元，用于根据获得的 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。

在本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中， K次将双音信号间隔预置时间输入到基站的发射通道，双音信号将会在基站中产生 PIM多音信号， PIM多音信号的频率落在基站接收频带内，本发明实施例根据基站接收通道中的 PIM多音信号获得 PIM分布，进而根据 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM 位置检测结果，根据该 PIM位置检测结果消除基站中的 PIM。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作筒单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 1是本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法的流程示意图；图 2是本发明实施例一提供的方法中根据 PIM多音信号获得基站的 PIM 分布的具体实施例的方法流程示意图；

图 3是本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中对接收到的 PIM多音信号进行数字下变频处理的方法流程示意图；

图 4是本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的应用场景图；图 5是本发明实施例二提供的无源位置检测方法的流程示意图；图 6是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择 1所对应的扫频过程示意图；图 Ί是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择 2所对应的扫频过程示意图；

图 8是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择 3所对应的扫频过程示意图；

图 9是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择 4所对应的扫频过程示意图；

图 10是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置的结构示意图；图 11是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中 ΡΙΜ分布检测单元的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种无源互调位置检测方法、装置。为了更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图对本发明提供的实施例进行详细地描述。

参见图 1 ,图 1是本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法的流程图。本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法可以包括：

Al、将双音信号输入到基站的发射通道。

在本发明实施例中， ΡΙΜ检测装置可以将测试信号输入到基站的数字发射通道。具体的，测试信号在本发明实施例中具体为双音信号，该双音信号为数字复信号，即数字（Inphase and Quadrature, IQ ) 同相与正交信号的形式。

其中，双音信号输入到数字发射通道后，经过数模转换，然后进入模拟发射通道，双音信号的频率将会成为射频频率，该射频信号将会进入到基站的馈线中，从而产生 PIM多音信号。 PIM多音信号的频率落在基站的接收频带内，成为基站接收通道中的 PIM多音信号。其中， PIM检测装置可以位于基站的载频单元中。

A2、获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调 PIM多音信号。具体的， PIM检测装置可以获取基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM 多音信号。其中，接收通道中包括下行接收通道和上行接收通道。接收通道中的模数转换器从模拟接收通道接收无源互调 PIM多音信号，并将接收到的 PIM 多音信号转换为数字的无源互调 PIM多音信号。

A3、根据 PIM多音信号获得基站的 PIM分布。

具体的， PIM检测装置可以根据本次获得的 PIM多音信号获得基站的 PIM 分布。其中， PIM分布具体为距离双工器和馈线连接处不同位置上的 PIM大小，每次获得的 PIM分布中存在一个 PIM强度最大的位置。

本发明实施例共执行 K次 A1-A3的步骤。其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间

每次输入的双音信号中的一个或两个的频率按照预设的步进频率递增或递减， K为大于 1的整数。这个预设的步进频率称为扫频步进频率，或筒称扫频步进。

其中，一个音频率不变，另外一个音频率按照扫频步进递增或递减，使双音间隔按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式 1。两个音同时动而维持双音间隔不变，即双音信号的频率同时按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式 2。

在 K次输入双音信号后，基站根据获得的 PIM分布执行步骤 A4。

A4、根据 K次获得的 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。具体的， PIM检测装置可以根据获得的 PIM分布进行 PIM判读，进而获得 PIM的位置检测结果，即获得 PIM最大值所在的位置。其中，该位置检测结果具体可以为产生 PIM的位置距离双工器和馈线的连接处的距离。

在本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中， K次将双音信号分别间隔预置时间输入到基站的发射通道，双音信号将会在基站中产生 PIM多音信号， PIM多音信号的频率落在接收频带内，因而本发明实施例根据基站接收通道中的 PIM多音信号获得 PIM分布，根据 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM 位置检测结果，进而根据该检测结果消除基站中的 PIM。

参见图 2,图 2是本发明实施例一提供的方法中根据 PIM多音信号获得基站的 PIM分布的具体实施例的方法流程图。

在本发明实施例中，相邻两次输入的双音信号的步进频率为

即扫频步进为

T_ymbol, 每次输入的双音信号中的一个或两个的频率按照扫频步进递增或递减。

进一步的，上述 PIM检测装置根据 PIM多音信号获得基站的 PIM分布（步骤 A3 )具体可以包括： Bl、对基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的 PIM多音信号。

具体的，本发明实施例可以将每次获得的 PIM多音信号移到零频附近，然后进行数字低通滤波，滤除数字镜像，完成数字下变频处理，得到下变频处理后的 PIM多音信号。数字下变频处理将距离 PIM多音信号的射频载波整数个^0*。1的某个特定频点移到零频，这个特定频点的选择应该使得所述 PIM多音信号位于数字低通滤波带内。

B2、对下变频处理后的 PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的 PIM多音信号。

本发明实施例中， PIM检测装置对下变频后的 PIM多音信号进行累加处理可以增加 PIM多音信号的信噪比。其中，累加处理的过程具体可以由 PIM 检测装置中的累加器来实现。需要指出的是，针对每一次获得的 PIM多音信号，其累加起始时刻和对应的双音信号输入发射通道的时刻之间的时间差为 1 。的整数倍,从而保证累加后输出的信号相位变化只反映 PIM位置的信息。其中， T_Sy_mbol=l/f_symbol。例如， f_symbol=480kHz, T_Sy_mbol=l/f_symbol=2.083333us。

B3、对累加处理后的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线。在本发明实施例中，对累加处理后的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线，其中快速傅立叶变换的点数为

Tym^等于 N_FFT * T_sample, T_sampie为基站接收数字基带信号的样点间隔， T_SAMPLE= T_SYMBOL /NFF_T。

在对每次获得的累加的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换之后，均可以得到一组频率谱线。

B4、从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成 PIM频域向量。具体的，例如检测 5阶 PIM, 则从频率谱线中取出 5阶 PIM对应的那一根谱线，组成 PIM频域向量。其中，预设的检测阶次可以为 3次或 5次。本发明实施例的技术方案在具体实现时，可以根据射频滤波器带宽和收发双工间隔来确定检测阶次。

B5、对 PIM频域向量进行时域变换，获得 PIM分布。

具体的，本发明实施例对组成的 PIM频域向量进行时域变换，获得 PIM 分布。

在本发明实施例中，通过对 PIM多音信号进行累加处理，可以增加 PIM 多音信号的信噪比，使得 PIM多音信号的信噪比满足测试精度的要求。参见图 3, 图 3是本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中对接收到的 PIM多音信号进行数字下变频处理的方法流程图。

在本发明实施例中，上述对接收到的 PIM多音信号进行数字下变频处理的（步骤 B1 ) 步骤具体可以包括：

Cl、将基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个 fsymM的特定频点移到零频，使得 PIM多音信号位于数字低通滤波带内。

具体的，本发明实施例在进行频移时将接收到的 PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个 fsymW的某个特定频点移到零频，这个特定频点的选择应该使得 PIM多音信号位于数字低通滤波带内，以便于在进行低通滤波时，保留 PIM多音信号。

C2、对移频后的 PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的 PIM 多音信号。

具体的，本发明实施例可以对移频后的 PIM多音信号进行低通滤波，滤除数字镜像，获得下变频处理后的 PIM多音信号。参见图 4, 图 4是本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的应用场景图。

在本应用场景中，基站包括数字发射通道 11、数模转换器 12、模拟发射通道 13、双工器（Duplexer, DUP ) 14、馈线 15、天线 16、模拟接收通道 17、模数转换器 18、数字接收通道 19、切换开关 20、 PIM检测装置 21等。在发射业务信号时，将切换开关 20打到 1 , 将业务信号输入数字发射通道 11 , 然后对数字发射通道 11输出的信号进行数模转换，将数模转换后得到的模拟信号输入模拟发射通道 13, 成为射频信号，射频信号通过双工器 14、馈线 15 和天线 16进行发射。

在进行无源互调位置检测时，首先将切换开关 20打到位置 2。

参见图 5, 图 5是本发明实施例二提供的无源位置检测方法的流程图。本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法主要包括： 51、将双音信号输入基站的发射通道。

在本发明实施例中， PIM检测装置在进行无源互调位置检测时，分 K次将双音信号输入到数字发射通道 11 中。其中，首次输入的双音信号的频率为 fl_BB(k)、 f2_BB(k)。

在本发明实施例中，双音信号经过数字发射通道 11、数模转换器 12、模拟发射通道 13之后，成为适合发射到无线空间的双音射频信号，频率分别为射频频率 fl(k)和 f2(k), fl(k)<f2(k)。其中，数字发射通道 11、 DAC12、模拟发射通道 13可以有多种实现方式。

频率为 fl(k)和 f2(k)的双音射频信号经过双工器 14之后，进入到馈线 15 中。馈线 15通常由下跳线、主馈线、上跳线组成，不同部分由射频接头连接。这些部分会因为氧化、受潮等原因而产生 PIM。对于频率为 fl(k)和 f2(k)的双音射频信号，会产生 fl(k)-m(f2(k)-fl(k))与 f2(k)+ m(f2(k)-fl(k)) ( m为整数）的频率，这些频率落在基站的接收频带内，就会被接收机接收，成为接收通道中的 PIM多音信号。其中， m=(M-l)/2, M为 PIM检测使用的 PIM阶次。对于 3阶 PIM, M=3, m=l , 对于 5阶 PIM, M=5, m=2。

52、获取基站接收通道中模数转换器 ADC输出的 PIM多音信号。

具体的， PIM检测装置获取通过模拟接收通道 17和模数转换器 18处理后的 PIM多音信号。

53、对获取到的 PIM多音信号进行数字下变频处理。

本发明实施例中， PIM检测装置将 PIM多音信号移到零频附近，然后进行数字低通滤波，滤除数字镜像，完成数字下变频处理。具体的，本发明实施例将接收到的 PIM多音信号的射频载波频移到零频，或将距离接收到的 PIM 多音信号的射频载波整数个 fsymbd的某个特定频率点频移到零频，这个特定频点的选择应该使得 PIM多音信号在数字低通滤波带内。

S4、对下变频处理后的 PIM多音信号进行累加处理。

具体的，步骤 S3中获得的下变频处理后的 PIM多音信号的信噪比（ Signal to Noise Ratio, SNR )较小，因此本发明实施例中 ΡΙΜ检测装置对下变频处理后的 ΡΙΜ多音信号进行累加处理，从而增加 ΡΙΜ多音信号的信噪比。

其中，累加的次数可以根据测试的精度来确定。

S5、对累加的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线。其中，快速傅立叶变化后得到的频率谱线为复数值，快速傅立叶变换的点数为 N_FFT。

56、从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成 PIM频域向量。例如，检测 5阶 PIM, 则 PIM检测装置从频率语线中取出 5阶 PIM对应的那一根谱线，组成 PIM频域向量。其中，预设的检测阶次可以为 3次或 5 次。本发明实施例的技术方案在具体实现时，可以根据射频滤波器带宽和收发双工间隔来确定阶次。

其中， PIM频域向量中元的个数为 N_FFT, 等于快速傅立叶变换的点数，对应 N_FFT个数字频率， PIM频域向量中每个元称为一个频点，相邻频点间隔，即相邻频点对应的数字频率的差，均为

PIM频域向量的初值为 0, 即第一个频率测量之前， N_FFT个元都是 0。组成 PIM频域向量的时候，并不改变 FFT输出谱线的数字频率。由于只在 PIM频域向量的 N_FFT个频点中的 K个频点上进行双音测试，所以有 NFFT-K个频点不会被测试，这 NFFT-K个元对应的数字频率上的值就维持为 0。因而在一次扫频测量（ K次输入双音信号 )之后，频域向量中就有 K个频点上的值非 0, 对应 K个 5阶 PIM谱线，频域向量中其余频点的值为 0。

57、对 PIM频域向量进行时域变换，获得 PIM分布。

具体的，本发明实施例可以直接对获得的 PIM频域向量作 IFFT处理，得到时域向量，然后对时域向量进行左循环移位，移位的点数称为零距离定标值 D_zero, 进而得到 PIM分布。

本发明实施例还可以先将 PIM频域向量点对点除以零距离 PIM频域向量，再对相除得到的向量进行快速傅立叶逆变换，得到 PIM分布。下面给出一个点对点相除的示例：例如，向量 [l,2+0.6j,3,4-2.2j,5]点对点除以向量 [3,4,5+1.6j,8-2j,7] , 得到向量 [1/3,( 2+0.6j)/4,3/(5+1.6j),(4-2.2j)/(8-2j),5/7]。

其中，零距离定标值 D_zero和零距离 PIM频域向量可以在进行 PIM位置检测之前通过如下方式来获得。

首先，将基站中双工器 14和馈线 15的连接处规定为零距离位置，然后在该零距离位置上连一个 PIM负载。 PIM负载为可以产生明显的单个 PIM点的负载，然后执行前述步骤 S1-S6, 获得的频域向量即为零距离 PIM频域向量。

其次，将获得的零距离 PIM频域向量进行 IFFT变换，得到 PIM分布， PIM分布图上峰值点的位置即为零距离定标值 D_ZERO。例如， NFFT为 384, IFFT 输出向量中时域样点编号为 0~N_FFT-1 , 峰值出现在 200处，则 D_zero=200。

在本发明实施例中，在获得首次输入的双音信号对应的 PIM分布后，再向基站的发射通道输入双音信号。双音信号的发送周期为 Tsymbd , 双音信号的符号率 fsymbd为

, T_sample为基站的接收数字基带信号的样点间隔，接收数字基带信号的数据率为 f_sample, f_sample=l/T_sample。

在本发明实施例中，发射数字基带信号和接收数字基带信号的样点间隔可以相同，即均为 T_sample。如果发射数字基带信号与接收数字基带数字信号的样点间隔不同，例如发射数字基带信号样点间隔为 T_sample/2, 接收数字基带数字信号样点间隔为 T_sample。假设接收通道的接收信号周期为 NFF_T*T_sample, 为保证同样的周期长度 NFF_T*T_sample, 则相应地发射信号周期应该为 NFF_T*T_sample除以 Tsample /2等于 2N_FFT点。

在本发明实施例中，双音信号的双音频率可以是变化的。每次输入的双音信号对应一次测试，并且每次输入的双音信号的频率是不同的，例如第 K次输入的双音信号的射频频率为 fl(k)和 f2(k),在每一次测试过程中， fl(k)和 f2(k) 都是维持不变的。 k的取值为 1~K, k为整数， K次不同频率的测试称为一次扫频测量过程。

S8、根据获得的 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。

在本发明实施例中， PIM分布具体为馈线 15上与零距离定标值所在位置间隔不同距离处的 PIM大小，本发明实施例根据 PIM分布获得 PIM位置检测结果，进而根据 PIM位置检测结果消除基站中的 PIM, 例如更换馈线 15的电缆接头等。以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法进行了详细描述，为更详细的理解本发明实施例，下面给出本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的一种应用场景。

本发明实施例一种应用场景为：基站发射频带为 935-960MHZ , 基站接收频带为 890-915MHZ , 发射数字基带信号和接收数字基带信号的样点间隔均为 Tsample。数据率 fsample=l/Tsample=184.32MHz。

扫频测量的参数具体为： FFT =384 ,

T_Sample， fsymboF fsample/

即扫频步进为 0.48MHz。

这里假设，如果 N_FFT 为偶数， FFT的频率号从 -N_FFT/2到 NFFT/2-1 ; 或者，如果 NFFT 为奇数， FFT的频率号从 -(NFF_T-1)/2到 (NFF_T-1)/2。在本实施例中，

为偶数， FFT的频率号从 -192到 191。

当发射频率在发射带内扫频的时候，相应地，落在接收带内的 PIM也在接收机带内扫频。前者的扫频跨度称为发射扫频带宽，后者的扫频跨度称为接收扫频带宽。发射扫频带宽定义为扫频步进 *K。接收扫频带宽定义为扫频步进 *(Μ-1)/2*Κ, Μ为 ΡΙΜ检测使用的 ΡΙΜ阶次。通常使用的 ΡΙΜ检测阶次为 3, 或者 5。扫频步进等于

在本发明实施例中，接收扫频带宽决定了 PIM测量分辨距离。具体的， PIM测量分辨距离 =1.3*v/(2*接收扫频带宽) = 1.3*v/ (扫频步进 *(M-1)*K), v为电缆中的电磁波速度。假设 v=0.85*3e8米 /秒，扫频步进 =0.48MHz, 使用下面的技术选择 1 , 即检测 3 阶 PIM , M=3 , K=ll , 则接收扫频带宽 = 0.48*(3-l)/2*ll=5.28MHz, PIM 测量分辨距离 = 1.3*0.85*3e8/(2*5.28e6)=31.4 米。如果两个 PIM点的距离小于 31.4米，则可能无法分辨。

在本发明实施例中，最大 PIM测量距离 =1/ (扫频步进 *(M-l)/2)*v/2, V为电缆中的电磁波速度， M 为 PIM 阶次。假设 v=0.85*3e8 米 /秒，扫频步进 =0.48MHz, 使用下面的技术选择 1 , 即检测 3阶 PIM, M=3, 则最大 PIM测量距离 = l/(0.48e6*(3-l)/2)* 0.85*3e8/2=265.6米。若 PIM点超过最大 PIM测量距离，就会发生距离模糊，导致错误。比如实际的 PIM点距离为 300米，测量结果就会误报为 300-265.6=34.4米。

需要说明的是，在本发明实施例中，共有（检测 3阶 PIM,检测 5阶 PIM ) * (扫频方式 1 , 扫频方式 2 ) 4种技术选择。

其中，两个音同时动而维持双音间隔不变，即双音信号的频率同时按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式 1。一个音频率不变，另外一个音频率按照扫频步进递增或递减，使双音间隔按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式 2。

每次可以根据实际情况，选择一种最合适的检测阶次和扫频方式。以下分别详述这 4种技术选择的扫频过程测量过程，包括扫频双音的频率变化过程，以及 PIM频域向量的组成过程。技术选择 1 : 检测 3阶 PIM, 用扫频方式 1 , 扫频点数 K=ll。

具体的扫频双音频率变化过程可以为：

第 1次双音测试时，第 1个音的射频信号频率为 fl(l)=935.04MHz, 第 2个音的射频信号频率为 f2(l)=955.20MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone(l)=20.16MHz。

第 k 双音测试， k=2~ll 时，第 1 个音的射频信号频率为 fl(k)=fl(l)=935.04MHz , 第 2 个音的射频信号频率为 f2(k)=f2(l)+(k-l)*0.48MHz=955.20MHz+(k-l)*0.48 MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone(k)=f_double_tone(l)+(k-l)*0.48MHz=20.16MHz+(k-l)*0.48MHz。

PIM扫频带宽为 11个点 *0.48MHz/点 =5.28MHz。

本发明实施例中技术选择 1所对应的扫频过程如图 6所示：

当 k=l时，落到接收机带内的 3阶 PIM频率为 935.04-20.16=914.88MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为 902.4MHz, 则这个 PIM对应的基带频率为 914.88-902.4=12.48MHz,对应的 FFT频率号为 12.48MHz/0.48MHz=26。落到接收机带内的 PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并 FFT 之后，应该将 FFT频率号为 26的这根谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 26号谱线，此时 PIM频域向量的其余谱线的值都是 0;

当 k=2 时，落到接收机带内的 3 阶 PIM 频率为 935.04+0.48-20.16=915.36MHz, 对应的基带频率为 915.36-902.4=12.96MHz, 对应的 FFT频率号为 12.96MHz/0.48MHz=27。 FFT之后，应该将 27号谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 27号谱线。此时 PIM频域向量除了 26、 27两根谱线之外，其余谱线的值都是 0;

按照上述处理方式， k依次递增，一直到 k=ll , 按照上述方法，组成 PIM 频域向量。

技术选择 2: 检测 3阶 PIM, 用扫频方式 2, 扫频点数 K=6。

扫频双音频率变化过程：

第 1次双音测试时，第 1个音的射频信号频率为 fl(l)=935.04MHz, 第 2 个音的射频信号频率为 f2(l)=957.60MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone( 1 )=22.56MHz。

第 k 双音测试， k=2~6 时，第 1 个音的射频信号频率为 fl(k)=fl(l)+(k-l)*0.48MHz=935.04MHz+(k-l)*0.48MHz, 第 2个音的射频信号频率为 f2(k) = f2(l)+ (k-l)*0.48MHz =957.60MHz + (k-l)*0.48 MHz, 扫频双音间隔 f_double_tone(k)= f_double_tone(l)=22.56MHz。

PIM扫频带宽为 6个点 *0.48MHz/点 =2.88MHz。

本发明实施例中技术选择 2所对应的扫频过程如图 7所示：

当 k=l时，落到接收机带内的 3阶 PIM频率为 935.04-22.56=912.48MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为 902.4MHz,则这个 PIM对应的基带频率为 912.48-902.4=10.08MHz,对应的 FFT频率号为 10.08MHz/0.48MHz=21。落到接收机带内的 PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并 FFT 之后，应该将 FFT频率号为 21的这根谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 21号谱线，此时 PIM频域向量的其余谱线的值都是 0;

当 k=2 时，落到接收机带内的 3 阶 PIM 频率为 935.04+0.48-22.56=912.96MHz, 对应的基带频率为 912.96-902.4=10.56MHz, 对应的 FFT频率号为 10.56MHz/0.48MHz=22。 FFT之后，应该将 22号谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 22号谱线。此时 PIM频域向量除了 21、 22两根谱线之外，其余谱线的值都是 0;

按照上述处理方式， k依次递增，一直到 k=6, 按照上述方法，组成 PIM 频域向量。

技术选择 3: 检测 5阶 PIM, 用扫频方式 1 , 扫频点数 K=26。

扫频双音频率变化过程：

第 1次双音测试时，第 1个音的射频信号频率为 fl(l)=935.04MHz, 第 2 个音的射频信号频率为 f2(l)=945.12MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone( 1 )= 10.08MHz。

第 k 双音测试， k=2~26 时，第 1 个音的射频信号频率为 fl(k)=fl(l)=935.04MHz , 第 2 个音的射频信号频率为 f2(k)=f2(l)+(k-l)*0.48MHz=945.12MHz+(k-l)*0.48 MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone(k)=f_double_tone(l)+(k-l)*0.48MHz=10.08MHz+(k-l)*0.48MHz。

PIM扫频带宽为 26个点 *0.96MHz/点 =24.96MHz。

本发明实施例中技术选择 3所对应的扫频过程如图 8所示：

当 k=l时，落到接收机带内的 5阶 PIM频率为 935.04-2*10.08=914.88MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为 902.4MHz,则这个 PIM对应的基带频率为 914.88-902.4=12.48MHz,对应的 FFT频率号为 12.48MHz/0.48MHz=26。落到接收机带内的 PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并 FFT 之后，应该将 FFT频率号为 26的这根谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 26号谱线，此时 PIM频域向量的其余谱线的值都是 0;

当 k=2 时，落到接收机带内的 5 阶 PIM 频率为 935.04+0.48-2*10.08=915.36MHz,对应的基带频率为 915.36-902.4=12.96MHz, 对应的 FFT频率号为 12.96MHz/0.48MHz=27。 FFT之后，应该将 27号谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 27号谱线。此时 PIM频域向量除了 26、 27两根谱线之外，其余谱线的值都是 0;

按照上述处理方式， k依次递增，一直到 k=26, 按照上述方法，组成 PIM 频域向量。

技术选择 4: 检测 5阶 PIM, 用扫频方式 2, 扫频点数 K=21。

扫频双音频率变化过程：

第 1次双音测试时，第 1个音的射频信号频率为 fl(l)=935.04MHz, 第 2 个音的射频信号频率为 f2(l)=949.92MHz , 扫频双音间隔 f_double_tone(l)=14.88MHz。

第 k 双音测试， k=2~21 时，第 1 个音的射频信号频率为 fl(k)=fl(l)+(k-l)*0.48MHz=935.04MHz+(k-l)*0.48MHz, 第 2个音的射频信号频率为 f2(k) = f2(l)+ (k-l)*0.48MHz =949.92MHz + (k-l)*0.48 MHz, 扫频双音间隔 f_double_tone(k)= f_double_tone(l)=14.88MHz。

PIM扫频带宽为 21个点 *0.96MHz/点 =20.16MHz。

本发明实施例中技术选择 4所对应的扫频过程如图 9所示：

当 k=l时，落到接收机带内的 5阶 PIM频率为 935.04-14.88=920.16MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为 902.4MHz,则这个 PIM对应的基带频率为 920.16-902.4=17.76MHz,对应的 FFT频率号为 17.76MHz/0.48MHz=37。落到接收机带内的 PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并 FFT 之后，应该将 FFT频率号为 37的这根谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 37号谱线，此时 PIM频域向量的其余谱线的值都是 0;

当 k=2 时，落到接收机带内的 5 阶 PIM 频率为 935.04+0.48-14.88=920.64MHz, 对应的基带频率为 920.64-902.4=18.24MHz, 对应的 FFT频率号为 18.24MHz/0.48MHz=38。 FFT之后，应该将 38号谱线从 FFT输出向量中取出来，作为 PIM频域向量的 38号谱线。此时 PIM频域向量除了 37、 38两根谱线之外，其余谱线的值都是 0;

按照上述处理方式， k依次递增，一直到 k=21 , 按照上述方法，组成 PIM 频域向量。

本发明实施例在获得 PIM频域向量之后，根据零距离定标方法，得到 PIM 分布，最后进行 PIM判读，得到 PIM检测结果。

在本发明实施例中，零距离定标值为 200样点位置，判读得到 PIM检测结果为 260样点位置，在 PIM的位置具体为距离零距离定标值所在位置 41.5 米的位置。

其中，数据率 f_sample=184.32MHz,馈线中的电磁波速度 v为 =0.85*3e8m/s, 则单个样点对应的距离为 l/184.32MHz*0.85*3e8m/s/2=0.6917米。 PIM所在位置相对于零距离定标值所在位置对应的距离为 0.6917* ( 260-200 ) =41.5米。

在本发明实施例中，如果为了保证同一次扫频测量过程中累加器输出的信号相位变化只反映 PIM位置的信息，而不会引入多余的相位变化，则需要满足如下要求：

1 )基站系统的所有时钟和本振都是相干的。

如果时钟和本振是用锁相环（ Phase Locking Loop, PLL )方式产生的，就要锁相到同一参考源上。

如果时钟和本振是用直接数字合成（ Direct Digital Synthesis, DDS )方式产生的，就要保证无频率误差；或者在累加长度上，频率误差导致的相位误差应该足够小，使之不对测量产生明显影响。其中，累加时间长度上的相位误差 =2 *频率误差 *累加时间长度。相位误差的具体要求与测量应用及其精度有关，大部分情况下应该小于 5度。

2 )在一次扫频测量过程中，不要复位 PIM测量环路的数字发射通道中的射频本振和数字本振。

3 )在一次扫频测量过程中，不同频率的双音信号测量时，应当防止射频本振和数字本振导致的相位差异。

本发明实施例可以由多种方法达成这一点。比如，模拟接收通道中的接收混频和模拟发射通道中的发射混频可以使用相同的混频方式、相同的射频本振和相同的数字本振。这里的相同的本振，可以指同一个本振分为两路，分别用于同一 PIM测量环路的发射混频与接收混频。由于发射和接收的相位产生抵消，就可以消除因本振频率配置的不合理导致的相位差。又比如，射频本振频率取为 fsyn^的整数倍，这样一个信号周期 T^b^中正好包含整数个射频本振周期，结合下面的第 4点，就使每个频率发射起始时刻的射频信号的载波相位相同，就不会因为不同频率测量的时候，使射频本振产生不同的相位。

4 ) 同一次扫频测量过程中的不同频率的双音信号的初相为常数。

对同一次扫频测量过程中的不同频率的双音信号测量，发射双音信号的初相维持不变。信号初相指的是发射符号起始处的信号相位。比如，第次基带双音组成的发射符号可以为：

Α&χρ[]2π( _1ΒΒ + (k - l)f_symbol ~ ^T _sampi_e + J + A exp[/2;r (/通 + (k - l)f_symbol ~ ^T _sampi_e 其中， A为双音信号幅度， fim、为与双音信号射频频率 1、 Λ相对应的基带信号频率。表示为第次的双音信号， fsymW为发射符号率， f_symbol = T_symbol , Tsym^为双音符号时宽。、为双音信号的初相。 N为样点的时间标号，取值 0到 NFFT- 1。初相维持不变就是让和、与无关，维持为常数。

5 ) 同一次扫频测量过程中，不同频率的双音信号输入发射通道的时间差为信号周期的整数倍。

6 ) 同一次扫频测量过程中，双音信号输入发射通道的起始时刻，与累加起始时刻的时间差应为信号周期的整数倍。

以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法进行了详细说明，本发明实施例还提供和上述无源互调位置检测方法对应的设备。参见图 10, 图 10是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置的结构示意图。

本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置包括：

双音信号输入单元 110, 用于将双音信号输入到基站的发射通道； PIM多音信号获取单元 120, 用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调 PIM多音信号； PIM分布检测单元 130, 用于根据 PIM多音信号获得基站的 PIM分布；循环控制单元 150, 用于在 PIM分布检测单元 130获得基站的 PIM分布后，触发双音信号输入单元 110将双音信号输入到基站的发射通道，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间 Tsymbd, 每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，循环控制单元 150控制双音信号输入单元 110输入的双音信号的次数共为 K次， K为大于 1的整数；

PIM判断单元 140, 用于根据 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。

本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置可以使用在前述对应的无源互调位置检测方法实施例一、二中，详情参见上述实施例一、二的相关描述。其中，本发明实施例提供的无源互调位置检测装置可以位于基站的载频单元中。参见图 11 , 图 11是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中 PIM 分布检测单元的结构示意图。

在本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中， PIM 分布检测单元 130包括：

下变频模块 131 ,用于对基站接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的 PIM多音信号；

累加器 132,用于对下变频处理后的 PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的 PIM多音信号；

傅立叶变换模块 133,用于对累加处理后的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；

频域向量获取模块 134, 用于从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成 PIM频域向量；

时域变换模块 135 ,用于对 PIM频域向量进行时域变换，获得基站的 PIM 分布。

进一步的，本发明实施例提供的无源互调位置检测装置中下变频模块进一步包括：载波频移子模块，用于将基站接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号移频到零频附近，其中将距离基站接收机输入信号的射频载波整数个

的特定频点移到零频，使得 PIM多音信号位于数字低通滤波带内；

低通滤波子模块，用于对移频后的 PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的 PIM多音信号。

需要说明的是，上述无源互调位置检测装置中各单元之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，具体内容可参见本发明方法实施例中的叙述，此处不再赘述。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，的程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体（Read-Only Memory, ROM ) 或随机存者己忆体 ( Random Access Memory, RAM )等。

以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法和相关设备进行了详细介绍，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

权利要求

1、一种无源互调位置检测方法，其特征在于，包括：

Al、将双音信号输入到基站的发射通道；

A3、根据所述 PIM多音信号获得所述基站的 PIM分布；

, 每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率 fsymbd递增或递减，所述 K为大于 1的整数，

T_ymbol, 双音信号的双音间隔频率等于整数倍的 f^bd；

根据 K次获得的 PIM分布进行 PIM判读，获得 PIM位置检测结果。

2、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于，所述根据 PIM多音信号获得基站的 PIM分布，包括：

对基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的 PIM多音信号；

对所述下变频处理后的 PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的 PIM多音信号；

对所述累加处理后的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；从所述频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成 PIM频域向量；对所述 PIM频域向量进行时域变换，获得所述基站的 PIM分布。

3、根据权利要求 2所述的方法，其特征在于，

所述快速傅立叶变换的点数为 N_FFT , 所述 Tym^等于 N FFT T_Sample，所述

T_sample为基站的接收数字基带信号的样点间隔；

在所述对下变频处理后的 PIM多音信号进行累加时，累加起始时刻和对应的双音信号输入所述发射通道的时刻之间的时间差为的整数倍。

4、根据权利要求 2所述的方法，其特征在于，所述对基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号进行数字下变频处理，包括：

将基站的接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个 f^bd的特定频点移到零频，使得所述 PIM多音信号位于数字低通滤波带内；对移频后的 PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的 PIM多音信号。

5、根据权利要求 2所述的方法，其特征在于，所述对 PIM频域向量进行时域变换获得基站的 PIM分布包括：

对 PIM频域向量进行快速傅里叶逆变换获得 PIM时域向量，获取所述基站的馈线的零距离定标值 D_zero, 对所述 PIM时域向量进行左循环移位 D_zero个时域点，获得 PIM分布；或者，

获取零距离 PIM频域向量，将所述频率谱线组成的 PIM频域向量除以零距离 PIM频域向量，将相除得到的结果进行快速傅里叶逆变换，获得 PIM分布。

6、一种无源互调位置检测装置，其特征在于，包括：

双音信号输入单元，用于将双音信号输入到基站的发射通道；

PIM多音信号获取单元，用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调 PIM多音信号；

7、根据权利要求 6所述的无源互调位置检测装置，其特征在于，所述 PIM 分布检测单元包括：

下变频模块，用于对基站接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的 PIM多音信号；

累加器，用于对所述下变频处理后的 PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的 PIM多音信号；傅立叶变换模块，用于对所述累加处理后的 PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；

频域向量获取模块，用于从所述频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成 PIM频域向量；

时域变换模块，用于对所述 PIM频域向量进行时域变换，获得所述基站的 PIM分布。

8、根据权利要求 7所述的无源互调位置检测装置，其特征在于，所述下变频模块包括：

载波频移子模块，用于将基站接收通道中模数转换器输出的 PIM多音信号移到零频附近，其中距离射频载波整数个 fsymbd的特定频点移到零频，使得所述 PIM多音信号位于数字低通滤波带内；

9、根据权利要求 7所述的无源互调位置检测装置，其特征在于，所述时域变换模块对所述 PIM频域向量进行时域变换，获得基站的 PIM分布包括：所述时域变换模块对 PIM频域向量进行快速傅里叶逆变换获得 PIM时域向量，获取所述基站的馈线的零距离定标值 D_zero, 对所述 PIM时域向量进行左循环移位 D_zero个时域点，获得 PIM分布；或者，

所述时域变换模块获取零距离 PIM频域向量，将所述频率谱线组成的 PIM 频域向量除以零距离 PIM频域向量，将相除得到的结果进行快速傅里叶逆变换，获得 PIM分布。