CN102217217B - 无源互调位置检测方法、装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种无源互调位置检测方法，包括：A1、将双音信号输入到基站的发射通道；A2、获取基站的接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；A3、根据所述PIM多音信号获得所述基站的PIM分布；循环执行所述步骤A1、A2和A3共K次，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率fsymbol递增或递减，K为大于1的整数，fsymbol＝1/Tymbol，双音信号的双音间隔频率等于整数倍的fsymbol；根据K次获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。本发明根据基站接收通道中的PIM多音信号获得PIM分布，进而根据PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果，根据该PIM位置检测结果消除基站中的PIM。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种无源互调位置检测方法和装置。
背景技术
在无线通信系统中，两个或更多的频率在非线性器件中混合便产生了杂散信号，也称为产生了无源互调(Passive Inter-Modulation，PIM)信号。当无源互调信号落在基站接收机的接收频带内，接收机会接收到无源互调信号，使得接收机的灵敏度降低，从而导致无线网络的网络质量或系统载波干扰比的降低，也导致通信系统的容量减小。
在基站中，无源互调一般是由射频连接件造成的。如何确认基站中导致无源互调的天馈接头位置，是基站需要解决的问题。然而，现有技术中无源互调位置检测技术还存在一定的不足。
发明内容
本发明提供了一种检测无源互调位置的方法以及设备，可以检测基站中产生无源互调PIM信号的位置。
为解决上述技术问题，本发明的一方面，提供了无源互调位置检测方法，包括：
A1、将双音信号输入到基站的发射通道；
A2、获取所述基站的接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；
A3、根据所述PIM多音信号获得所述基站的PIM分布；
循环执行所述步骤A1、A2和A3共K次，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率fsymbol递增或递减，所述K为大于1的整数，fsymbol＝1/Tymbol，双音信号的双音间隔频率等于整数倍的fsymbol；
根据K次获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。
本发明的另一方面还提供了一种无源互调位置检测装置，包括：
双音信号输入单元，用于将双音信号输入到基站的发射通道；
PIM多音信号获取单元，用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；
PIM分布检测单元，用于根据所述PIM多音信号获得所述基站的PIM分布；
循环控制单元，用于在所述PIM分布检测单元获得基站的PIM分布后，触发所述双音信号输入单元将双音信号输入到基站的发射通道，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，所述循环控制单元控制所述双音信号输入单元输入的双音信号的次数共为K次，所述K为大于1的整数；
PIM判断单元，用于根据获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。
在本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中，K次将双音信号间隔预置时间输入到基站的发射通道，双音信号将会在基站中产生PIM多音信号，PIM多音信号的频率落在基站接收频带内，本发明实施例根据基站接收通道中的PIM多音信号获得PIM分布，进而根据PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果，根据该PIM位置检测结果消除基站中的PIM。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法的流程示意图；
图2是本发明实施例一提供的方法中根据PIM多音信号获得基站的PIM分布的具体实施例的方法流程示意图；
图3是本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中对接收到的PIM多音信号进行数字下变频处理的方法流程示意图；
图4是本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的应用场景图；
图5是本发明实施例二提供的无源位置检测方法的流程示意图；
图6是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择1所对应的扫频过程示意图；
图7是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择2所对应的扫频过程示意图；
图8是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择3所对应的扫频过程示意图；
图9是本发明实施例二提供无源位置检测方法中的技术选择4所对应的扫频过程示意图；
图10是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置的结构示意图；
图11是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中PIM分布检测单元的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供了一种无源互调位置检测方法、装置。为了更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图对本发明提供的实施例进行详细地描述。
参见图1，图1是本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法的流程图。
本发明实施例一提供的无源互调位置检测方法可以包括：
A1、将双音信号输入到基站的发射通道。
在本发明实施例中，PIM检测装置可以将测试信号输入到基站的数字发射通道。具体的，测试信号在本发明实施例中具体为双音信号，该双音信号为数字复信号，即数字(Inphase and Quadrature，IQ)同相与正交信号的形式。
其中，双音信号输入到数字发射通道后，经过数模转换，然后进入模拟发射通道，双音信号的频率将会成为射频频率，该射频信号将会进入到基站的馈线中，从而产生PIM多音信号。PIM多音信号的频率落在基站的接收频带内，成为基站接收通道中的PIM多音信号。其中，PIM检测装置可以位于基站的载频单元中。
A2、获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号。
具体的，PIM检测装置可以获取基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号。其中，接收通道中包括下行接收通道和上行接收通道。接收通道中的模数转换器从模拟接收通道接收无源互调PIM多音信号，并将接收到的PIM多音信号转换为数字的无源互调PIM多音信号。
A3、根据PIM多音信号获得基站的PIM分布。
具体的，PIM检测装置可以根据本次获得的PIM多音信号获得基站的PIM分布。其中，PIM分布具体为距离双工器和馈线连接处不同位置上的PIM大小，每次获得的PIM分布中存在一个PIM强度最大的位置。
本发明实施例共执行K次A1-A3的步骤。其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号中的一个或两个的频率按照预设的步进频率递增或递减，K为大于1的整数。这个预设的步进频率称为扫频步进频率，或简称扫频步进。
其中，一个音频率不变，另外一个音频率按照扫频步进递增或递减，使双音间隔按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式1。两个音同时动而维持双音间隔不变，即双音信号的频率同时按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式2。
在K次输入双音信号后，基站根据获得的PIM分布执行步骤A4。
A4、根据K次获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。
具体的，PIM检测装置可以根据获得的PIM分布进行PIM判读，进而获得PIM的位置检测结果，即获得PIM最大值所在的位置。其中，该位置检测结果具体可以为产生PIM的位置距离双工器和馈线的连接处的距离。
在本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中，K次将双音信号分别间隔预置时间输入到基站的发射通道，双音信号将会在基站中产生PIM多音信号，PIM多音信号的频率落在接收频带内，因而本发明实施例根据基站接收通道中的PIM多音信号获得PIM分布，根据PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果，进而根据该检测结果消除基站中的PIM。
参见图2，图2是本发明实施例一提供的方法中根据PIM多音信号获得基站的PIM分布的具体实施例的方法流程图。
在本发明实施例中，相邻两次输入的双音信号的步进频率为fsymbol，即扫频步进为fsymbol，fsymbol＝1/Tymbol，每次输入的双音信号中的一个或两个的频率按照扫频步进递增或递减。
进一步的，上述PIM检测装置根据PIM多音信号获得基站的PIM分布(步骤A3)具体可以包括：
B1、对基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的PIM多音信号。
具体的，本发明实施例可以将每次获得的PIM多音信号移到零频附近，然后进行数字低通滤波，滤除数字镜像，完成数字下变频处理，得到下变频处理后的PIM多音信号。数字下变频处理将距离PIM多音信号的射频载波整数个fsymbol的某个特定频点移到零频，这个特定频点的选择应该使得所述PIM多音信号位于数字低通滤波带内。
B2、对下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的PIM多音信号。
本发明实施例中，PIM检测装置对下变频后的PIM多音信号进行累加处理可以增加PIM多音信号的信噪比。其中，累加处理的过程具体可以由PIM检测装置中的累加器来实现。需要指出的是，针对每一次获得的PIM多音信号，其累加起始时刻和对应的双音信号输入发射通道的时刻之间的时间差为Tsymbol的整数倍，从而保证累加后输出的信号相位变化只反映PIM位置的信息。其中，Tsymbol＝1/fsymbol。例如，fsymbol＝480kHz，Tsymbol＝1/fsymbol＝2.083333us。
B3、对累加处理后的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线。
在本发明实施例中，对累加处理后的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线，其中快速傅立叶变换的点数为NFFT。Tymbol等于NFFT*Tsample，Tsample为基站接收数字基带信号的样点间隔，Tsample＝Tsymbol/NFFT。
在对每次获得的累加的PIM多音信号进行快速傅立叶变换之后，均可以得到一组频率谱线。
B4、从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成PIM频域向量。
具体的，例如检测5阶PIM，则从频率谱线中取出5阶PIM对应的那一根谱线，组成PIM频域向量。其中，预设的检测阶次可以为3次或5次。本发明实施例的技术方案在具体实现时，可以根据射频滤波器带宽和收发双工间隔来确定检测阶次。
B5、对PIM频域向量进行时域变换，获得PIM分布。
具体的，本发明实施例对组成的PIM频域向量进行时域变换，获得PIM分布。
在本发明实施例中，通过对PIM多音信号进行累加处理，可以增加PIM多音信号的信噪比，使得PIM多音信号的信噪比满足测试精度的要求。
参见图3，图3是本发明实施例提供的无源互调位置检测方法中对接收到的PIM多音信号进行数字下变频处理的方法流程图。
在本发明实施例中，上述对接收到的PIM多音信号进行数字下变频处理的(步骤B1)步骤具体可以包括：
C1、将基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个fsymbol的特定频点移到零频，使得PIM多音信号位于数字低通滤波带内。
具体的，本发明实施例在进行频移时将接收到的PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个fsymbol的某个特定频点移到零频，这个特定频点的选择应该使得PIM多音信号位于数字低通滤波带内，以便于在进行低通滤波时，保留PIM多音信号。
C2、对移频后的PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的PIM多音信号。
具体的，本发明实施例可以对移频后的PIM多音信号进行低通滤波，滤除数字镜像，获得下变频处理后的PIM多音信号。
参见图4，图4是本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的应用场景图。
在本应用场景中，基站包括数字发射通道11、数模转换器12、模拟发射通道13、双工器(Duplexer，DUP)14、馈线15、天线16、模拟接收通道17、模数转换器18、数字接收通道19、切换开关20、PIM检测装置21等。在发射业务信号时，将切换开关20打到1，将业务信号输入数字发射通道11，然后对数字发射通道11输出的信号进行数模转换，将数模转换后得到的模拟信号输入模拟发射通道13，成为射频信号，射频信号通过双工器14、馈线15和天线16进行发射。
在进行无源互调位置检测时，首先将切换开关20打到位置2。
参见图5，图5是本发明实施例二提供的无源位置检测方法的流程图。
本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法主要包括：
S1、将双音信号输入基站的发射通道。
在本发明实施例中，PIM检测装置在进行无源互调位置检测时，分K次将双音信号输入到数字发射通道11中。其中，首次输入的双音信号的频率为f1_BB(k)、f2_BB(k)。
在本发明实施例中，双音信号经过数字发射通道11、数模转换器12、模拟发射通道13之后，成为适合发射到无线空间的双音射频信号，频率分别为射频频率f1(k)和f2(k)，f1(k)＜f2(k)。其中，数字发射通道11、DAC12、模拟发射通道13可以有多种实现方式。
频率为f1(k)和f2(k)的双音射频信号经过双工器14之后，进入到馈线15中。馈线15通常由下跳线、主馈线、上跳线组成，不同部分由射频接头连接。这些部分会因为氧化、受潮等原因而产生PIM。对于频率为f1(k)和f2(k)的双音射频信号，会产生f1(k)-m(f2(k)-f1(k))与f2(k)+m(f2(k)-f1(k))(m为整数)的频率，这些频率落在基站的接收频带内，就会被接收机接收，成为接收通道中的PIM多音信号。其中，m＝(M-1)/2，M为PIM检测使用的PIM阶次。对于3阶PIM，M＝3，m＝1，对于5阶PIM，M＝5，m＝2。
S2、获取基站接收通道中模数转换器ADC输出的PIM多音信号。
具体的，PIM检测装置获取通过模拟接收通道17和模数转换器18处理后的PIM多音信号。
S3、对获取到的PIM多音信号进行数字下变频处理。
本发明实施例中，PIM检测装置将PIM多音信号移到零频附近，然后进行数字低通滤波，滤除数字镜像，完成数字下变频处理。具体的，本发明实施例将接收到的PIM多音信号的射频载波频移到零频，或将距离接收到的PIM多音信号的射频载波整数个fsymbol的某个特定频率点频移到零频，这个特定频点的选择应该使得PIM多音信号在数字低通滤波带内。
S4、对下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理。
具体的，步骤S3中获得的下变频处理后的PIM多音信号的信噪比(Signalto Noise Ratio，SNR)较小，因此本发明实施例中PIM检测装置对下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理，从而增加PIM多音信号的信噪比。
其中，累加的次数可以根据测试的精度来确定。
S5、对累加的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线。
其中，快速傅立叶变化后得到的频率谱线为复数值，快速傅立叶变换的点数为NFFT。
S6、从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成PIM频域向量。
例如，检测5阶PIM，则PIM检测装置从频率谱线中取出5阶PIM对应的那一根谱线，组成PIM频域向量。其中，预设的检测阶次可以为3次或5次。本发明实施例的技术方案在具体实现时，可以根据射频滤波器带宽和收发双工间隔来确定阶次。
其中，PIM频域向量中元的个数为NFFT，等于快速傅立叶变换的点数，对应NFFT个数字频率，PIM频域向量中每个元称为一个频点，相邻频点间隔，即相邻频点对应的数字频率的差，均为fsymbol。PIM频域向量的初值为0，即第一个频率测量之前，NFFT个元都是0。组成PIM频域向量的时候，并不改变FFT输出谱线的数字频率。由于只在PIM频域向量的NFFT个频点中的K个频点上进行双音测试，所以有NFFT-K个频点不会被测试，这NFFT-K个元对应的数字频率上的值就维持为0。因而在一次扫频测量(K次输入双音信号)之后，频域向量中就有K个频点上的值非0，对应K个5阶PIM谱线，频域向量中其余频点的值为0。
S7、对PIM频域向量进行时域变换，获得PIM分布。
具体的，本发明实施例可以直接对获得的PIM频域向量作IFFT处理，得到时域向量，然后对时域向量进行左循环移位，移位的点数称为零距离定标值Dzero，进而得到PIM分布。
本发明实施例还可以先将PIM频域向量点对点除以零距离PIM频域向量，再对相除得到的向量进行快速傅立叶逆变换，得到PIM分布。下面给出一个点对点相除的示例：例如，向量[1，2+0.6j，3，4-2.2j，5]点对点除以向量[3，4，5+1.6j，8-2j，7]，得到向量[1/3，(2+0.6j)/4，3/(5+1.6j)，(4-2.2j)/(8-2j)，5/7]。
其中，零距离定标值Dzero和零距离PIM频域向量可以在进行PIM位置检测之前通过如下方式来获得。
首先，将基站中双工器14和馈线15的连接处规定为零距离位置，然后在该零距离位置上连一个PIM负载。PIM负载为可以产生明显的单个PIM点的负载，然后执行前述步骤S1-S6，获得的频域向量即为零距离PIM频域向量。
其次，将获得的零距离PIM频域向量进行IFFT变换，得到PIM分布，PIM分布图上峰值点的位置即为零距离定标值Dzero。例如，NFFT为384，IFFT输出向量中时域样点编号为0～NFFT-1，峰值出现在200处，则Dzero＝200。
在本发明实施例中，在获得首次输入的双音信号对应的PIM分布后，再向基站的发射通道输入双音信号。双音信号的发送周期为Tsymbol，双音信号的符号率fsymbol为1/Tsymbol。其中，Tsymbol＝NFFT*Tsample，Tsample为基站的接收数字基带信号的样点间隔，接收数字基带信号的数据率为fsample，fsample＝1/Tsample。
在本发明实施例中，发射数字基带信号和接收数字基带信号的样点间隔可以相同，即均为Tsample。如果发射数字基带信号与接收数字基带数字信号的样点间隔不同，例如发射数字基带信号样点间隔为Tsample/2，接收数字基带数字信号样点间隔为Tsample。假设接收通道的接收信号周期为NFFT*Tsample，为保证同样的周期长度NFFT*Tsample，则相应地发射信号周期应该为NFFT*Tsample除以Tsample/2等于2NFFT点。
在本发明实施例中，双音信号的双音频率可以是变化的。每次输入的双音信号对应一次测试，并且每次输入的双音信号的频率是不同的，例如第K次输入的双音信号的射频频率为f1(k)和f2(k)，在每一次测试过程中，f1(k)和f2(k)都是维持不变的。k的取值为1～K，k为整数，K次不同频率的测试称为一次扫频测量过程。
S8、根据获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。
在本发明实施例中，PIM分布具体为馈线15上与零距离定标值所在位置间隔不同距离处的PIM大小，本发明实施例根据PIM分布获得PIM位置检测结果，进而根据PIM位置检测结果消除基站中的PIM，例如更换馈线15的电缆接头等。
以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法进行了详细描述，为更详细的理解本发明实施例，下面给出本发明实施例二提供的无源互调位置检测方法的一种应用场景。
本发明实施例一种应用场景为：基站发射频带为935-960MHz，基站接收频带为890-915MHz，发射数字基带信号和接收数字基带信号的样点间隔均为Tsample。数据率fsample＝l/Tsample＝184.32MHz。
扫频测量的参数具体为：
NFFT＝384，Tsymbol＝NFFT*Tsample＝384*Tsample，fsymbol＝fsample/NFFT＝480kHz，即扫频步进为0.48MHz。
这里假设，如果NFFT为偶数，FFT的频率号从-NFFT/2到NFFT/2-1；或者，如果NFFT为奇数，FFT的频率号从-(NFFT-1)/2到(NFFT-1)/2。在本实施例中，NFFT＝384，为偶数，FFT的频率号从-192到191。
当发射频率在发射带内扫频的时候，相应地，落在接收带内的PIM也在接收机带内扫频。前者的扫频跨度称为发射扫频带宽，后者的扫频跨度称为接收扫频带宽。发射扫频带宽定义为扫频步进*K。接收扫频带宽定义为扫频步进*(M-1)/2*K，M为PIM检测使用的PIM阶次。通常使用的PIM检测阶次为3，或者5。扫频步进等于fsymbol。
在本发明实施例中，接收扫频带宽决定了PIM测量分辨距离。具体的，PIM测量分辨距离＝1.3*v/(2*接收扫频带宽)＝1.3*v/(扫频步进*(M-1)*K)，v为电缆中的电磁波速度。假设v＝0.85*3e8米/秒，扫频步进＝0.48MHz，使用下面的技术选择1，即检测3阶PIM，M＝3，K＝11，则接收扫频带宽＝0.48*(3-1)/2*11＝5.28MHz，PIM测量分辨距离＝1.3*0.85*3e8/(2*5.28e6)＝31.4米。如果两个PIM点的距离小于31.4米，则可能无法分辨。在本发明实施例中，最大PIM测量距离＝1/(扫频步进*(M-1)/2)*v/2，v为电缆中的电磁波速度，M为PIM阶次。假设v＝0.85*3e8米/秒，扫频步进＝0.48MHz，使用下面的技术选择1，即检测3阶PIM，M＝3，则最大PIM测量距离＝1/(0.48e6*(3-1)/2)*0.85*3e8/2＝265.6米。若PIM点超过最大PIM测量距离，就会发生距离模糊，导致错误。比如实际的PIM点距离为300米，测量结果就会误报为300-265.6＝34.4米。
需要说明的是，在本发明实施例中，共有(检测3阶PIM，检测5阶PIM)*(扫频方式1，扫频方式2)4种技术选择。
其中，两个音同时动而维持双音间隔不变，即双音信号的频率同时按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式1。一个音频率不变，另外一个音频率按照扫频步进递增或递减，使双音间隔按照扫频步进递增或递减，称为扫频方式2。
每次可以根据实际情况，选择一种最合适的检测阶次和扫频方式。以下分别详述这4种技术选择的扫频过程测量过程，包括扫频双音的频率变化过程，以及PIM频域向量的组成过程。
技术选择1：检测3阶PIM，用扫频方式1，扫频点数K＝11。
具体的扫频双音频率变化过程可以为：
第1次双音测试时，第1个音的射频信号频率为f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(1)＝955.20MHz，扫频双音间隔f_double_tone(1)＝20.16MHz。
第k双音测试，k＝2～11时，第1个音的射频信号频率为f1(k)＝f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(k)＝f2(1)+(k-1)*0.48MHz＝955.20MHz+(k-1)*0.48MHz，扫频双音间隔f_double_tone(k)＝f_double_tone(1)+(k-1)*0.48MHz＝20.16MHz+(k-1)*0.48MHz。
PIM扫频带宽为11个点*0.48MHz/点＝5.28MHz。
本发明实施例中技术选择1所对应的扫频过程如图6所示：
当k＝1时，落到接收机带内的3阶PIM频率为935.04-20.16＝914.88MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为902.4MHz，则这个PIM对应的基带频率为914.88-902.4＝12.48MHz，对应的FFT频率号为12.48MHz/0.48MHz＝26。落到接收机带内的PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并FFT之后，应该将FFT频率号为26的这根谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的26号谱线，此时PIM频域向量的其余谱线的值都是0；
当k＝2时，落到接收机带内的3阶PIM 频率为935.04+0.48-20.16＝915.36MHz，对应的基带频率为915.36-902.4＝12.96MHz，对应的FFT频率号为12.96MHz/0.48MHz＝27。FFT之后，应该将27号谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的27号谱线。此时PIM频域向量除了26、27两根谱线之外，其余谱线的值都是0；
按照上述处理方式，k依次递增，一直到k＝11，按照上述方法，组成PIM频域向量。
技术选择2：检测3阶PIM，用扫频方式2，扫频点数K＝6。
扫频双音频率变化过程：
第1次双音测试时，第1个音的射频信号频率为f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(1)＝957.60MHz，扫频双音间隔f_double_tone(1)＝22.56MHz。
第k双音测试，k＝2～6时，第1个音的射频信号频率为f1(k)＝f1(1)+(k-1)*0.48MHz＝935.04MHz+(k-1)*0.48MHz，第2个音的射频信号频率为f2(k)＝f2(1)+(k-1)*0.48MHz＝957.60MHz+(k-1)*0.48MHz，扫频双音间隔f_double_tone(k)＝f_double_tone(l)＝22.56MHz。
PIM扫频带宽为6个点*0.48MHz/点＝2.88MHz。
本发明实施例中技术选择2所对应的扫频过程如图7所示：
当k＝1时，落到接收机带内的3阶PIM频率为935.04-22.56＝912.48MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为902.4MHz，则这个PIM对应的基带频率为912.48-902.4＝10.08MHz，对应的FFT频率号为10.08MHz/0.48MHz＝21。落到接收机带内的PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并FFT之后，应该将FFT频率号为21的这根谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的21号谱线，此时PIM频域向量的其余谱线的值都是0；
当k＝2时，落到接收机带内的3阶PIM 频率为935.04+0.48-22.56＝912.96MHz，对应的基带频率为912.96-902.4＝10.56MHz，对应的FFT频率号为10.56MHz/0.48MHz＝22。FFT之后，应该将22号谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的22号谱线。此时PIM频域向量除了21、22两根谱线之外，其余谱线的值都是0；
按照上述处理方式，k依次递增，一直到k＝6，按照上述方法，组成PIM频域向量。
技术选择3：检测5阶PIM，用扫频方式1，扫频点数K＝26。
扫频双音频率变化过程：
第1次双音测试时，第1个音的射频信号频率为f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(1)＝945.12MHz，扫频双音间隔f_double_tone(1)＝10.08MHz。
第k双音测试，k＝2～26时，第1个音的射频信号频率为f1(k)＝f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(k)＝f2(1)+(k-1)*0.48MHz＝945.12MHz+(k-1)*0.48MHz，扫频双音间隔f_double_tone(k)＝f_double_tone(1)+(k-1)*0.48MHz＝10.08MHz+(k-1)*0.48MHz。
PIM扫频带宽为26个点*0.96MHz/点＝24.96MHz。
本发明实施例中技术选择3所对应的扫频过程如图8所示：
当k＝1时，落到接收机带内的5阶PIM频率为935.04-2*10.08＝914.88MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为902.4MHz，则这个PIM对应的基带频率为914.88-902.4＝12.48MHz，对应的FFT频率号为12.48MHz/0.48MHz＝26。落到接收机带内的PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并FFT之后，应该将FFT频率号为26的这根谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的26号谱线，此时PIM频域向量的其余谱线的值都是0；
当k＝2时，落到接收机带内的5阶PIM 频率为935.04+0.48-2*10.08＝915.36MHz，对应的基带频率为915.36-902.4＝12.96MHz，对应的FFT频率号为12.96MHz/0.48MHz＝27。FFT之后，应该将27号谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的27号谱线。此时PIM频域向量除了26、27两根谱线之外，其余谱线的值都是0；
按照上述处理方式，k依次递增，一直到k＝26，按照上述方法，组成PIM频域向量。
技术选择4：检测5阶PIM，用扫频方式2，扫频点数K＝21。
扫频双音频率变化过程：
第1次双音测试时，第1个音的射频信号频率为f1(1)＝935.04MHz，第2个音的射频信号频率为f2(1)＝949.92MHz，扫频双音间隔f_double_tone(1)＝14.88MHz。
第k双音测试，k＝2～21时，第1个音的射频信号频率为f1(k)＝f1(1)+(k-1)*0.48MHz＝935.04MHz+(k-1)*0.48MHz，第2个音的射频信号频率为f2(k)＝f2(1)+(k-1)*0.48MHz＝949.92MHz+(k-1)*0.48MHz，扫频双音间隔f_double_tone(k)＝f_double_tone(l)＝14.88MHz。
PIM扫频带宽为21个点*0.96MHz/点＝20.16MHz。
本发明实施例中技术选择4所对应的扫频过程如图9所示：
当k＝1时，落到接收机带内的5阶PIM频率为935.04-14.88＝920.16MHz。假设接收机基带零频率对应的射频频率为902.4MHz，则这个PIM对应的基带频率为920.16-902.4＝17.76MHz，对应的FFT频率号为17.76MHz/0.48MHz＝37。落到接收机带内的PIM信号经过接收通道处理，成为数字基带信号，并FFT之后，应该将FFT频率号为37的这根谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的37号谱线，此时PIM频域向量的其余谱线的值都是0；
当k＝2时，落到接收机带内的5阶PIM 频率为935.04+0.48-14.88＝920.64MHz，对应的基带频率为920.64-902.4＝18.24MHz，对应的FFT频率号为18.24MHz/0.48MHz＝38。FFT之后，应该将38号谱线从FFT输出向量中取出来，作为PIM频域向量的38号谱线。此时PIM频域向量除了37、38两根谱线之外，其余谱线的值都是0；
按照上述处理方式，k依次递增，一直到k＝21，按照上述方法，组成PIM频域向量。
本发明实施例在获得PIM频域向量之后，根据零距离定标方法，得到PIM分布，最后进行PIM判读，得到PIM检测结果。
在本发明实施例中，零距离定标值为200样点位置，判读得到PIM检测结果为260样点位置，在PIM的位置具体为距离零距离定标值所在位置41.5米的位置。
其中，数据率fsample＝184.32MHz，馈线中的电磁波速度v为＝0.85*3e8m/s，则单个样点对应的距离为1/184.32MHz*0.85*3e8m/s/2＝0.6917米。PIM所在位置相对于零距离定标值所在位置对应的距离为0.6917*(260-200)＝41.5米。
在本发明实施例中，如果为了保证同一次扫频测量过程中累加器输出的信号相位变化只反映PIM位置的信息，而不会引入多余的相位变化，则需要满足如下要求：
1)基站系统的所有时钟和本振都是相干的。
如果时钟和本振是用锁相环(Phase Locking Loop，PLL)方式产生的，就要锁相到同一参考源上。
如果时钟和本振是用直接数字合成(Direct Digital Synthesis，DDS)方式产生的，就要保证无频率误差；或者在累加长度上，频率误差导致的相位误差应该足够小，使之不对测量产生明显影响。其中，累加时间长度上的相位误差＝2π*频率误差*累加时间长度。相位误差的具体要求与测量应用及其精度有关，大部分情况下应该小于5度。
2)在一次扫频测量过程中，不要复位PIM测量环路的数字发射通道中的射频本振和数字本振。
3)在一次扫频测量过程中，不同频率的双音信号测量时，应当防止射频本振和数字本振导致的相位差异。
本发明实施例可以由多种方法达成这一点。比如，模拟接收通道中的接收混频和模拟发射通道中的发射混频可以使用相同的混频方式、相同的射频本振和相同的数字本振。这里的相同的本振，可以指同一个本振分为两路，分别用于同一PIM测量环路的发射混频与接收混频。由于发射和接收的相位产生抵消，就可以消除因本振频率配置的不合理导致的相位差。又比如，射频本振频率取为fsymbol的整数倍，这样一个信号周期Tsymbol中正好包含整数个射频本振周期，结合下面的第4点，就使每个频率发射起始时刻的射频信号的载波相位相同，就不会因为不同频率测量的时候，使射频本振产生不同的相位。
4)同一次扫频测量过程中的不同频率的双音信号的初相为常数。
对同一次扫频测量过程中的不同频率的双音信号测量，发射双音信号的初相维持不变。信号初相指的是发射符号起始处的信号相位。比如，第k次基带双音组成的发射符号可以为：
其中，A为双音信号幅度，f1BB、f2BB为与双音信号射频频率f1、f2相对应的基带信号频率。k表示为第k次的双音信号，fsymbol为发射符号率，fsymbol＝1/Tsymbol，Tsymbol为双音符号时宽。θ1、θ2为双音信号的初相。N为样点的时间标号，取值0到NFFT-1。初相维持不变就是让θ1和、θ2与k无关，维持为常数。
5)同一次扫频测量过程中，不同频率的双音信号输入发射通道的时间差为信号周期Tsymbol的整数倍。
6)同一次扫频测量过程中，双音信号输入发射通道的起始时刻，与累加起始时刻的时间差应为信号周期Tsymbol的整数倍。
以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法进行了详细说明，本发明实施例还提供和上述无源互调位置检测方法对应的设备。
参见图10，图10是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置的结构示意图。
本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置包括：
双音信号输入单元110，用于将双音信号输入到基站的发射通道；
PIM多音信号获取单元120，用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；
PIM分布检测单元130，用于根据PIM多音信号获得基站的PIM分布；
循环控制单元150，用于在PIM分布检测单元130获得基站的PIM分布后，触发双音信号输入单元110将双音信号输入到基站的发射通道，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，循环控制单元150控制双音信号输入单元110输入的双音信号的次数共为K次，K为大于1的整数；
PIM判断单元140，用于根据PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果。
本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置可以使用在前述对应的无源互调位置检测方法实施例一、二中，详情参见上述实施例一、二的相关描述。其中，本发明实施例提供的无源互调位置检测装置可以位于基站的载频单元中。
参见图11，图11是本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中PIM分布检测单元的结构示意图。
在本发明实施例三提供的无源互调位置检测装置中，PIM分布检测单元130包括：
下变频模块131，用于对基站接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的PIM多音信号；
累加器132，用于对下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的PIM多音信号；
傅立叶变换模块133，用于对累加处理后的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；
频域向量获取模块134，用于从频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成PIM频域向量；
时域变换模块135，用于对PIM频域向量进行时域变换，获得基站的PIM分布。
进一步的，本发明实施例提供的无源互调位置检测装置中下变频模块进一步包括：
载波频移子模块，用于将基站接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号移频到零频附近，其中将距离基站接收机输入信号的射频载波整数个fsymbol的特定频点移到零频，使得PIM多音信号位于数字低通滤波带内；
低通滤波子模块，用于对移频后的PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的PIM多音信号。
需要说明的是，上述无源互调位置检测装置中各单元之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，具体内容可参见本发明方法实施例中的叙述，此处不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，的程序可存储于计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。
以上对本发明实施例提供的无源互调位置检测方法和相关设备进行了详细介绍，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (7)
1.一种无源互调位置检测方法，其特征在于，包括：
A1、将双音信号输入到基站的发射通道；
A2、获取所述基站的接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；
A3、根据所述PIM多音信号获得所述基站的PIM分布；
循环执行所述步骤A1、A2和A3共K次，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率fsymbol递增或递减，所述K为大于1的整数，fsymbol=1/Tsymbol，双音信号的双音间隔频率等于整数倍的fsymbol；
根据K次获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果；
其中，所述根据PIM多音信号获得基站的PIM分布，包括：
对基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的PIM多音信号；
对所述下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的PIM多音信号；
对所述累加处理后的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；
从所述频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成PIM频域向量；
对所述PIM频域向量进行时域变换，获得所述基站的PIM分布。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，
所述快速傅立叶变换的点数为NFFT，所述Tsymbol等于NFFT*Tsample，所述Tsample为基站的接收数字基带信号的样点间隔；
在所述对下变频处理后的PIM多音信号进行累加时，累加起始时刻和对应的双音信号输入所述发射通道的时刻之间的时间差为1/fsymbol的整数倍。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号进行数字下变频处理，包括：
将基站的接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号移频到零频附近，其中距离射频载波整数个fsymbol的特定频点移到零频，使得所述PIM多音信号位于数字低通滤波带内；
对移频后的PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的PIM多音信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对PIM频域向量进行时域变换获得基站的PIM分布包括：
对PIM频域向量进行快速傅里叶逆变换获得PIM时域向量，获取所述基站的馈线的零距离定标值Dzero，对所述PIM时域向量进行左循环移位Dzero个时域点，获得PIM分布；或者，
获取零距离PIM频域向量，将所述频率谱线组成的PIM频域向量除以零距离PIM频域向量，将相除得到的结果进行快速傅里叶逆变换，获得PIM分布。
5.一种无源互调位置检测装置，其特征在于，包括：
双音信号输入单元，用于将双音信号输入到基站的发射通道；
PIM多音信号获取单元，用于获取基站接收通道中模数转换器输出的无源互调PIM多音信号；
PIM分布检测单元，用于根据所述PIM多音信号获得所述基站的PIM分布；
循环控制单元，用于在所述PIM分布检测单元获得基站的PIM分布后，触发所述双音信号输入单元将双音信号输入到基站的发射通道，其中，相邻两次输入的双音信号间隔整数倍的预置时间Tsymbol，每次输入的双音信号的频率按照预设的步进频率递增或递减，所述循环控制单元控制所述双音信号输入单元输入的双音信号的次数共为K次，所述K为大于1的整数；
PIM判断单元，用于根据获得的PIM分布进行PIM判读，获得PIM位置检测结果；
其中，所述PIM分布检测单元包括：
下变频模块，用于对基站接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号进行数字下变频处理，得到下变频处理后的PIM多音信号；
累加器，用于对所述下变频处理后的PIM多音信号进行累加处理，得到累加处理后的PIM多音信号；
傅立叶变换模块，用于对所述累加处理后的PIM多音信号进行快速傅立叶变换，获得频率谱线；
频域向量获取模块，用于从所述频率谱线中取出预设检测阶次对应的谱线，组成PIM频域向量；
时域变换模块，用于对所述PIM频域向量进行时域变换，获得所述基站的PIM分布。
6.根据权利要求5所述的无源互调位置检测装置，其特征在于，所述下变频模块包括：
载波频移子模块，用于将基站接收通道中模数转换器输出的PIM多音信号移到零频附近，其中距离射频载波整数个fsymbol的特定频点移到零频，使得所述PIM多音信号位于数字低通滤波带内；
低通滤波子模块，用于对移频后的PIM多音信号进行低通滤波，获得下变频处理后的PIM多音信号。
7.根据权利要求5所述的无源互调位置检测装置，其特征在于，所述时域变换模块对所述PIM频域向量进行时域变换，获得基站的PIM分布包括：
所述时域变换模块对PIM频域向量进行快速傅里叶逆变换获得PIM时域向量，获取所述基站的馈线的零距离定标值Dzero，对所述PIM时域向量进行左循环移位Dzero个时域点，获得PIM分布；或者，
所述时域变换模块获取零距离PIM频域向量，将所述频率谱线组成的PIM频域向量除以零距离PIM频域向量，将相除得到的结果进行快速傅里叶逆变换，获得PIM分布。
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